JP2018182942A - モータ制御装置、シート搬送装置及び画像形成装置 - Google Patents

Abstract

【課題】検出電流波形に生じる段差を低減することに起因して生じる電流検出精度の低下を抑制したモータ制御装置を提供する。【解決手段】電流値生成器５３０ａは、検出制御部９０１、検出生成部９０２、補正値記憶部９０４、補正制御部９０３からなる。検出制御部は駆動電圧Ｖαにより検出値生成部に制御指令を出力し、検出値生成部は該制御指令と搬送波情報とに基づいてモータ電流に比例した検出電圧値Ｖｓｎｓから電流値Ｉｓｎｓを生成する。補正制御部は補正記憶部から読み出した補正値を電流値に加算することによって電流値を補正し、補正後の値を補正後電流値ｉαとして出力する。【選択図】図８

Description

本発明は、モータを制御するモータ制御装置、シート搬送装置及び画像形成装置に関する。

従来、モータの駆動制御において、モータの巻線に流れる駆動電流の電流値を検出し、検出された電流値に基づいて、巻線に供給する駆動電流を制御する制御方法が知られている。

図１４は、モータを駆動するモータ駆動回路５０の構成の例を示す図である。図１４に示すように、モータ駆動回路５０は、スイッチング素子としてのＦＥＴ Ｑ１〜Ｑ４及びモータの巻線Ｌ１等を有する。具体的には、ＦＥＴ Ｑ１〜Ｑ４はＨブリッジ回路を構成し、巻線Ｌ１は、ＦＥＴ Ｑ１とＱ３との接続点とＦＥＴ Ｑ２とＱ４との接続点とを繋ぐように接続されている。また、ＦＥＴ Ｑ１及びＱ２のドレイン端子は２４Ｖの電源端子に接続され、ＦＥＴ Ｑ３及びＱ４のソース端子は、抵抗器２００の一端に接続される。更に、抵抗器２００の他端はグラウンド（ＧＮＤ）に接続される。即ち、抵抗器は接地されている。なお、モータは第１相の巻線と第２相の巻線とを有し、モータ駆動回路はモータの第１相及び第２相それぞれに対応して設けられている。更に、モータ駆動回路の駆動は相毎に独立に行われているものとする。モータの制御は、第１相において検出された電流値と第２相において検出された電流値とに基づいて行われる。

ＦＥＴ Ｑ１及びＱ４はＰＷＭ信号であるＰＷＭ＋によって駆動され、ＦＥＴ Ｑ２及びＱ３はＰＷＭ信号であるＰＷＭ−によって駆動される。なお、ＰＷＭ＋とＰＷＭ−は互いに逆位相の関係にある。即ち、ＰＷＭ＋が‘Ｈ（ハイレベル）’である場合は、ＰＷＭ−は‘Ｌ（ローレベル）’である。また、ＰＷＭ−が‘Ｈ’である場合は、ＰＷＭ＋は‘Ｌ’である。なお、ＰＷＭ信号が‘Ｈ’である場合はＦＥＴの動作はオン状態となり、ＰＷＭ信号が‘Ｌ’である場合はＦＥＴの動作はオフ状態となる。

図１５は、ＰＷＭ＋、ＰＷＭ−及び巻線Ｌ１に流れる駆動電流の電流値Ｉの関係を示すタイムチャートである。

図１５において、期間Ｔ１は、巻線Ｌ１に流れる駆動電流Ｉが正、即ち、図１４に示す矢印の方向に駆動電流Ｉが流れる期間である。また、期間Ｔ２は、巻線Ｌ１に流れる駆動電流Ｉが負、即ち、図１５に示す矢印と逆方向に駆動電流Ｉが流れる期間である。

期間Ｔ１において、ＰＷＭ＋が‘Ｈ（ハイレベル）’である場合は、電源、ＦＥＴ Ｑ１、巻線Ｌ１、ＦＥＴ Ｑ４、ＧＮＤの順に駆動電流が流れる。その後、ＰＷＭ＋が‘Ｌ（ローレベル）’になると、巻線Ｌ１には、電流の変化を阻止する方向に誘導起電力が生じる。この結果、ＧＮＤ、ＦＥＴ Ｑ３、巻線Ｌ１、ＦＥＴ Ｑ２、電源の順に駆動電流が流れる。また、期間Ｔ２において、ＰＷＭ＋が‘Ｌ’である場合は、電源、ＦＥＴ Ｑ２、巻線Ｌ１、ＦＥＴ Ｑ３、ＧＮＤの順に駆動電流が流れる。その後、ＰＷＭ＋が‘Ｈ’になると、巻線Ｌ１には、電流の変化を阻止する方向に誘導起電力が生じる。この結果、ＧＮＤ、ＦＥＴ Ｑ４、巻線Ｌ１、ＦＥＴ Ｑ１、電源の順に駆動電流が流れる。

電流値Ｉは、抵抗器２００にかかる電圧Ｖｓｎｓに基づいて検出される。しかしながら、前述したように、期間Ｔ１において、ＰＷＭ＋が‘Ｈ’である場合は、電源１、ＦＥＴ Ｑ１、巻線Ｌ１、ＦＥＴ Ｑ４、ＧＮＤの順に駆動電流が流れる。また、期間Ｔ１において、ＰＷＭ＋が‘Ｌ’である場合は、ＧＮＤ、ＦＥＴ Ｑ３、巻線Ｌ１、ＦＥＴ Ｑ２、電源１の順に駆動電流が流れる。即ち、期間Ｔ１において、駆動電流が電源側からＧＮＤへ向かう方向に流れる場合と、駆動電流がＧＮＤから電源側へ向かう方向に流れる場合とがある。なお、期間Ｔ２についても同様である。したがって、図１４に示す位置に抵抗器を設け、該抵抗器の両端の電圧Ｖｓｎｓに基づいて駆動電流Ｉを検出すると、抵抗器に流れる実際の電流の向きと検出された駆動電流の向きとが一致しない。

特許文献１においては、抵抗器がモータ駆動回路とグラウンドとの間に設けられている。また、抵抗器の両端電圧Ｖｓｎｓの極性を切り替える切替手段が設けられ、前記切替手段は、ＰＷＭ信号に応じてＶｓｎｓの極性の切り替えを行う、という構成が述べられている。

前記特許文献１において述べられている構成においては、ＰＷＭ＋の‘Ｈ’と‘Ｌ’とを切り替える時間間隔が短いことによって、スイッチング素子がＰＷＭ＋の‘Ｈ’と‘Ｌ’との切り替えに応答出来ない場合が考えられる。この場合、Ｖｓｎｓの極性を切り替える必要が無いにもかかわらずＶｓｎｓの極性を切り替えてしまい、抵抗器に流れる実際の電流の向きと検出された駆動電流の向きとが一致しない可能性がある。

そこで、本出願人は、ＰＷＭ＋が‘Ｈ’である期間（ハイ期間）と‘Ｌ’である期間（ロー期間）のうち、期間が長い方における電流値を検出する構成を提案している。具体的には、本出願人は、図１６に示すように、ＤＵＴＹ比（ＰＷＭ＋の１周期に対するハイ期間の割合）が５０％以上の場合はハイ期間の電流値を検出し、ＤＵＴＹ比が５０％未満の場合はロー期間の電流値を検出する構成を提案している。このような構成を用いることによって、抵抗器に流れる実際の電流の向きと検出された駆動電流の向きとが一致しなくなることを抑制することができる。

更に、本出願人は、前述した方法で電流値を検出する場合に、ＤＵＴＹ比が５０％未満の値から５０％以上の値に変化する際、又は、ＤＵＴＹ比が５０％以上の値から５０％未満の値に変化する際に生じる電流波形の歪みを低減する構成を提案している。具体的には、本出願人は、ハイ期間に検出された電流値を予め決定された補正値Ｃ１により補正し、ロー期間に検出された電流値を予め決定された補正値Ｃ２により補正することによって、図１７に示す電流波形の歪みを低減する構成を提案している。なお、補正値Ｃ１は検出された電流値を減少させる値であって、補正値Ｃ２は検出された電流値を増大させる値である。

図１８は、補正値Ｃ１及びＣ２を決定する方法を説明する図である。なお、図１８には、デューティ比が５０％であるＰＷＭ信号の１周期における電流波形が示されている。前述した補正値Ｃ１は、検出された電流値を、図１８に示されている差分値Δｉ１減少させる値であって、前述した補正値Ｃ２は、検出された電流値を、図１８に示されている差分値Δｉ２増大させる値である。

特開平８−９９６４５号公報

前述した方法で電流値が補正される場合、例えば、デューティ比が７０％である状態において検出された電流値が、デューティ比が５０％である状態において検出された電流値に基づいて決定された補正値Ｃ１及びＣ２によって補正される。

しかしながら、差分値Δｉ１及びΔｉ２は、デューティ比によって異なる値となる。具体的には、デューティ比が大きいほど、差分値Δｉ１は小さくなり差分値Δｉ２は大きくなる。

したがって、デューティ比が７０％の状態でハイ期間に検出された電流値が、差分値Δｉ１減少させる補正値Ｃ１によって補正されると、補正後の値が実際に流れる電流の値よりも小さくなってしまう可能性がある。また、デューティ比が３０％の状態でロー期間に検出された電流値が、差分値Δｉ２増大させる補正値Ｃ２によって補正されると、補正後の値が実際に流れる電流の値よりも大きくなってしまう可能性がある。この結果、図１９に示すように、検出された電流波形の振幅が、実際にモータの巻線に流れる電流の振幅よりも小さくなってしまう可能性がある。

実際にモータの巻線に流れる電流の振幅よりも振幅が小さい電流波形に基づいて巻線に流れる駆動電流の制御が行われると、巻線に流れる駆動電流を高精度に制御できなくなってしまう可能性がある。この結果、モータの制御を高精度に行うことができなくなってしまう可能性がある。

上記課題に鑑み、本発明は、検出された駆動電流の波形に生じる段差を低減することに起因して当該波形の振幅が小さくなってしまうことを抑制することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明にかかるモータ制御装置は、
Ｈブリッジ回路を構成する複数のスイッチング素子を備え、モータの巻線が接続される駆動回路と、
前記複数のスイッチング素子のオン動作、オフ動作を制御するＰＷＭ信号であって、ハイレベルとローレベルの一方である第１レベルの信号とハイレベルとローレベルの他方である第２レベルの信号とで構成されるＰＷＭ信号を生成するパルス生成手段と、
前記パルス生成手段によって生成されたＰＷＭ信号のデューティ比によって決まるタイミングにおいて、前記巻線に流れる駆動電流の電流値を検出し、検出した電流値を補正する補正手段と、
を有し、
前記補正手段は、前記デューティ比が所定値より大きい場合は、前記ＰＷＭ信号が前記第１レベルである第１期間に前記駆動電流の電流値を検出し、前記デューティ比が前記所定値より小さい場合は、前記ＰＷＭ信号が前記第２レベルである第２期間に前記駆動電流の電流値を検出し、
更に、前記補正手段は、前記ＰＷＭ信号が前記ハイレベルであるハイ期間に検出された電流値を、当該電流値を減少させる第１補正値に基づいて補正し、前記ＰＷＭ信号が前記ローレベルであるロー期間に検出された電流値を、当該電流値を増加させる第２補正値に基づいて補正し、
更に、前記補正手段は、前記第１補正値又は前記第２補正値に基づいて補正された電流値を、当該電流値の絶対値を増大させる第３補正値に基づいて更に補正し、
前記パルス生成手段は、前記補正手段が前記第３補正値に基づいて補正した電流値に基づいて、前記ＰＷＭ信号を生成することを特徴とする。

本発明によれば、第１補正値又は第２補正値に基づいて補正された電流値を、当該電流値の絶対値を増大させる第３補正値に基づいて更に補正する。この結果、検出された駆動電流の波形に生じる段差を低減することに起因して当該波形の振幅が小さくなってしまうことを抑制することができる。

第１実施形態に係る画像形成装置を説明する断面図である。 前記画像形成装置の制御構成を示すブロック図である。 Ａ相及びＢ相から成る２相のモータと、ｄ軸及びｑ軸によって表される回転座標系との関係を示す図である。 第１実施形態に係るモータ制御装置の構成を示すブロック図である。 モータ駆動部の構成を示す図である。 ＰＷＭ信号が生成される構成を説明する図である。 ＰＷＭ信号が生成される方法を説明する図である。 電流値生成器の構成を示す図である。 補正値を決定する方法を説明するフローチャートである。 各デューティ比における駆動電流の波形を示す図である。 補正後の電流波形の振幅を補正する方法を説明する図である。 第１実施形態に係るモータの制御方法を示すフローチャートである。 速度フィードバック制御を行うモータ制御装置の構成を示すブロック図である。 モータ駆動回路５０の構成の例を示す図である。 ＰＷＭ＋、ＰＷＭ−及び巻線Ｌ１に流れる駆動電流の電流値Ｉの関係を示すタイムチャートである。 デューティ比と検出される電流値との関係を示す図である。 検出された電流の波形を示す図である。 補正値を決定する方法を説明する図である。 電流波形の振幅を示す図である。

以下に図面を参照して、本発明の好適な実施の形態を説明する。ただし、この実施の形態に記載されている構成部品の形状及びそれらの相対配置などは、この発明が適用される装置の構成や各種条件により適宜変更されるべきものであり、この発明の範囲が以下の実施の形態に限定される趣旨のものではない。なお、以下の説明においては、モータ制御装置が画像形成装置に設けられる場合について説明するが、モータ制御装置が設けられるのは画像形成装置に限定されるわけではない。例えば、記録媒体や原稿等のシートを搬送するシート搬送装置等にも用いられる。

〔第１実施形態〕
［画像形成装置］
図１は、本実施形態で用いられるシート搬送装置を有するモノクロの電子写真方式の複写機（以下、画像形成装置と称する）１００の構成を示す断面図である。なお、画像形成装置は複写機に限定されず、例えば、ファクシミリ装置、印刷機、プリンタ等であっても良い。また、記録方式は、電子写真方式に限らず、例えば、インクジェット等であっても良い。更に、画像形成装置の形式はモノクロ及びカラーのいずれの形式であっても良い。

以下に、図１を用いて、画像形成装置１００の構成および機能について説明する。図１に示すように、画像形成装置１００は、原稿給送装置２０１、読取装置２０２及び画像印刷装置３０１を有する。

原稿給送装置２０１の原稿積載部２０３に積載された原稿は、給紙ローラ２０４によって１枚ずつ給紙され、搬送ガイド２０６に沿って読取装置２０２の原稿ガラス台２１４上に搬送される。更に、原稿は、搬送ベルト２０８によって一定速度で搬送されて、排紙ローラ２０５によって不図示の排紙トレイへ排紙される。読取装置２０２の読取位置において照明２０９によって照明された原稿画像からの反射光は、反射ミラー２１０、２１１、２１２からなる光学系によって画像読取部１１１に導かれ、画像読取部１１１によって画像信号に変換される。画像読取部１１１は、レンズ、光電変換素子であるＣＣＤ、ＣＣＤの駆動回路等で構成される。画像読取部１１１から出力された画像信号は、ＡＳＩＣ等のハードウェアデバイスで構成される画像処理部１１２によって各種補正処理が行われた後、画像印刷装置３０１へ出力される。前述の如くして、原稿の読取が行われる。即ち、原稿給送装置２０１及び読取装置２０２は、原稿読取装置として機能する。

また、原稿の読取モードとして、第１読取モードと第２読取モードがある。第１読取モードは、一定速度で搬送される原稿の画像を、所定の位置に固定された照明系２０９及び光学系によって読み取るモードである。第２読取モードは、読取装置２０２の原稿ガラス２１４上に載置された原稿の画像を、一定速度で移動する照明系２０９及び光学系によって読み取るモードである。通常、シート状の原稿の画像は第１読取モードで読み取られ、本や冊子等の綴じられた原稿の画像は第２読取モードで読み取られる。

画像印刷装置３０１の内部には、シート収納トレイ３０２、３０４が設けられている。シート収納トレイ３０２、３０４には、それぞれ異なる種類の記録媒体を収納することができる。例えば、シート収納トレイ３０２にはＡ４サイズの普通紙が収納され、シート収納トレイ３０４にはＡ４サイズの厚紙が収納される。なお、記録媒体とは、画像形成装置によって画像が形成されるものであって、例えば、用紙、樹脂シート、布、ＯＨＰシート、ラベル等は記録媒体に含まれる。

シート収納トレイ３０２に収納された記録媒体は、給紙ローラ３０３によって給送されて、搬送ローラ３０６によってレジストレーションローラ３０８へ送り出される。また、シート収納トレイ３０４に収納された記録媒体は、給紙ローラ３０５によって給送されて、搬送ローラ３０７及び３０６によってレジストレーションローラ３０８へ送り出される。

読取装置２０２から出力された画像信号は、半導体レーザ及びポリゴンミラーを含む光走査装置３１１に入力される。また、感光ドラム３０９は、帯電器３１０によって外周面が帯電される。感光ドラム３０９の外周面が帯電された後、読取装置２０２から光走査装置３１１に入力された画像信号に応じたレーザ光が、光走査装置３１１からポリゴンミラー及びミラー３１２、３１３を経由し、感光ドラム３０９の外周面に照射される。この結果、感光ドラム３０９の外周面に静電潜像が形成される。なお、感光ドラムの帯電には、例えば、コロナ帯電器や帯電ローラを用いた帯電方法が用いられる。

続いて、静電潜像が現像器３１４内のトナーによって現像され、感光ドラム３０９の外周面にトナー像が形成される。感光ドラム３０９に形成されたトナー像は、感光ドラム３０９と対向する位置（転写位置）に設けられた転写帯電器３１５によって記録媒体に転写される。この転写タイミングに合わせて、レジストレーションローラ３０８は記録媒体を転写位置へ送り込む。

前述の如くして、トナー像が転写された記録媒体は、搬送ベルト３１７によって定着器３１８へ送り込まれ、定着器３１８によって加熱加圧されて、トナー像が記録媒体に定着される。このようにして、画像形成装置１００によって記録媒体に画像が形成される。

片面印刷モードで画像形成が行われる場合は、定着器３１８を通過した記録媒体は、排紙ローラ３１９、３２４によって、不図示の排紙トレイへ排紙される。また、両面印刷モードで画像形成が行われる場合は、定着器３１８によって記録媒体の第１面に定着処理が行われた後に、記録媒体は、排紙ローラ３１９、搬送ローラ３２０、及び反転ローラ３２１によって、反転パス３２５へと搬送される。その後、記録媒体は、搬送ローラ３２２、３２３によって再度レジストレーションローラ３０８へと搬送され、前述した方法で記録媒体の第２面に画像が形成される。その後、記録媒体は、排紙ローラ３１９、３２４によって不図示の排紙トレイへ排紙される。

また、第１面に画像形成された記録媒体がフェースダウンで画像形成装置１００の外部へ排紙される場合は、定着器３１８を通過した記録媒体は、排紙ローラ３１９を通って搬送ローラ３２０へ向かう方向へ搬送される。その後、記録媒体の後端が搬送ローラ３２０のニップ部を通過する直前に搬送ローラ３２０の回転が反転することによって、記録媒体の第１面が下向きになった状態で、記録媒体が排紙ローラ３２４を経由して、画像形成装置１００の外部へ排出される。

以上が画像形成装置１００の構成および機能についての説明である。なお、本発明における負荷とはモータによって駆動される対象物である。例えば、給紙ローラ２０４、３０３、３０５、レジストレーションローラ３０８及び排紙ローラ３１９等の各種ローラ（搬送ローラ）や感光ドラム３０９、搬送ベルト２０８、３１７、照明系２０９及び光学系等は本発明における負荷に対応する。本実施形態のモータ制御装置は、これら負荷を駆動するモータに適用することができる。

図２は、画像形成装置１００の制御構成の例を示すブロック図である。システムコントローラ１５１は、図２に示すように、ＣＰＵ１５１ａ、ＲＯＭ１５１ｂ、ＲＡＭ１５１ｃを備えている。また、システムコントローラ１５１は、画像処理部１１２、操作部１５２、アナログ・デジタル（Ａ／Ｄ）変換器１５３、高圧制御部１５５、モータ制御装置６００、センサ類１５９、ＡＣドライバ１６０と接続されている。システムコントローラ１５１は、接続された各ユニットとの間でデータやコマンドの送受信をすることが可能である。

ＣＰＵ１５１ａは、ＲＯＭ１５１ｂに格納された各種プログラムを読み出して実行することによって、予め定められた画像形成シーケンスに関連する各種シーケンスを実行する。

ＲＡＭ１５１ｃは記憶デバイスである。ＲＡＭ１５１ｃには、例えば、高圧制御部１５５に対する設定値、モータ制御装置６００に対する指令値及び操作部１５２から受信される情報等の各種データが記憶される。

システムコントローラ１５１は、画像処理部１１２における画像処理に必要となる、画像形成装置１００の内部に設けられた各種装置の設定値データを画像処理部１１２に送信する。更に、システムコントローラ１５１は、センサ類１５９からの信号を受信して、受信した信号に基づいて高圧制御部１５５の設定値を設定する。高圧制御部１５５は、システムコントローラ１５１によって設定された設定値に応じて、高圧ユニット１５６（帯電器３１０、現像器３１４、転写帯電器３１５等）に必要な電圧を供給する。なお、センサ類１５９には、搬送ローラによって搬送される記録媒体を検知するセンサ等が含まれる。

モータ制御装置６００は、ＣＰＵ１５１ａから出力された指令に応じて、負荷を駆動するモータ５０９を制御する。なお、図２においては、画像形成装置のモータとしてモータ５０９のみが記載されているが、実際には、画像形成装置には複数個のモータが設けられているものとする。また、１個のモータ制御装置が複数個のモータを制御する構成であっても良い。更に、図２においては、モータ制御装置が１個しか設けられていないが、実際には、複数個のモータ制御装置が画像形成装置に設けられているものとする。

Ａ／Ｄ変換器１５３は、定着ヒータ１６１の温度を検出するためのサーミスタ１５４が検出した検出信号を受信し、検出信号をアナログ信号からデジタル信号に変換してシステムコントローラ１５１に送信する。システムコントローラ１５１は、Ａ／Ｄ変換器１５３から受信したデジタル信号に基づいてＡＣドライバ１６０の制御を行う。ＡＣドライバ１６０は、定着ヒータ１６１の温度が定着処理を行うために必要な温度となるように定着ヒータ１６１を制御する。なお、定着ヒータ１６１は、定着処理に用いられるヒータであり、定着器３１８に含まれる。

システムコントローラ１５１は、使用する記録媒体の種類（以下、紙種と称する）等の設定をユーザが行うための操作画面を、操作部１５２に設けられた表示部に表示するように、操作部１５２を制御する。システムコントローラ１５１は、ユーザが設定した情報を操作部１５２から受信し、ユーザが設定した情報に基づいて画像形成装置１００の動作シーケンスを制御する。また、システムコントローラ１５１は、画像形成装置の状態を示す情報を操作部１５２に送信する。なお、画像形成装置の状態を示す情報とは、例えば、画像形成枚数、画像形成動作の進行状況、原稿読取装置２０１及び画像印刷装置３０１におけるシート材のジャムや重送等に関する情報である。操作部１５２は、システムコントローラ１５１から受信した情報を表示部に表示する。

前述の如くして、システムコントローラ１５１は画像形成装置１００の動作シーケンスを制御する。

［モータ制御部］
次に、本実施形態におけるモータ制御装置について説明する。本実施形態におけるモータ制御装置は、ベクトル制御を用いてモータを制御する。

＜ベクトル制御＞
まず、図３及び図４を用いて、本実施形態におけるモータ制御装置６００がベクトル制御を行う方法について説明する。なお、以下の説明におけるモータには、モータの回転子の回転位相を検出するためのロータリエンコーダなどのセンサは設けられていないが、ロータリエンコーダなどのセンサが設けられていてもよい。

図３は、Ａ相（第１相）とＢ相（第２相）との２相から成るステッピングモータ（以下、モータと称する）５０９と、ｄ軸及びｑ軸によって表される回転座標系との関係を示す図である。図３では、静止座標系において、Ａ相の巻線に対応した軸であるα軸と、Ｂ相の巻線に対応した軸であるβ軸とが定義されている。また、図３では、回転子４０２に用いられている永久磁石の磁極によって作られる磁束の方向に沿ってｄ軸が定義され、ｄ軸から反時計回りに９０度進んだ方向（ｄ軸に直交する方向）に沿ってｑ軸が定義されている。α軸とｄ軸との成す角度はθと定義され、回転子４０２の回転位相は角度θによって表される。ベクトル制御では、回転子４０２の回転位相θを基準とした回転座標系が用いられる。具体的には、ベクトル制御では、巻線に流れる駆動電流に対応する電流ベクトルの、回転座標系における電流成分であって、回転子にトルクを発生させるｑ軸成分（トルク電流成分）と巻線を貫く磁束の強度に影響するｄ軸成分（励磁電流成分）とが用いられる。

ベクトル制御とは、回転子の目標位相を表す指令位相と実際の回転位相との偏差が小さくなるようにトルク電流成分の値と励磁電流成分の値とを制御する位相フィードバック制御を行うことによってモータを制御する制御方法である。また、回転子の目標速度を表す指令速度と実際の回転速度との偏差が小さくなるようにトルク電流成分の値と励磁電流成分の値とを制御する速度フィードバック制御を行うことによってモータを制御する方法もある。

図４は、モータ５０９を制御するモータ制御装置６００の構成の例を示すブロック図である。本実施形態におけるモータ制御装置６００は、ベクトル制御を用いてモータを制御するモータ制御部１５７及びモータの巻線に駆動電流を供給してモータを駆動させるモータ駆動部１５８によって構成されている。なお、モータ制御装置６００は、少なくとも１つのＡＳＩＣで構成されており、以下に説明する各機能を実行する。

図４に示すように、モータ制御部１５７は、ベクトル制御を行う回路として、位相制御器５０２、電流制御器５０３、座標逆変換器５０５、座標変換器５１１、モータの巻線に駆動電流を供給するＰＷＭインバータ５０６等を有する。座標変換器５１１は、モータ５０９のＡ相及びＢ相の巻線に流れる駆動電流に対応する電流ベクトルを、α軸及びβ軸で表される静止座標系からｑ軸及びｄ軸で表される回転座標系に座標変換する。この結果、巻線に流れる駆動電流は、回転座標系における電流値であるｑ軸成分の電流値（ｑ軸電流）とｄ軸成分の電流値（ｄ軸電流）とによって表される。なお、ｑ軸電流は、モータ５０９の回転子４０２にトルクを発生させるトルク電流に相当する。また、ｄ軸電流は、モータ５０９の巻線を貫く磁束の強度に影響する励磁電流に相当し、回転子４０２のトルクの発生には寄与しない。モータ制御部１５７は、ｑ軸電流及びｄ軸電流をそれぞれ独立に制御することができる。この結果、モータ制御部１５７は、回転子４０２にかかる負荷トルクに応じてｑ軸電流を制御することによって、回転子４０２が回転するために必要なトルクを効率的に発生させることができる。

モータ制御部１５７は、モータ５０９の回転子４０２の回転位相θを後述する方法により決定し、その決定結果に基づいてベクトル制御を行う。ＣＰＵ１５１ａは、モータ５０９の回転子４０２の目標位相を表す指令位相θ＿ｒｅｆを生成し、所定の時間周期で指令位相θ＿ｒｅｆをモータ制御部１５７へ出力する。

減算器１０１は、モータ５０９の回転子４０２の回転位相θと指令位相θ＿ｒｅｆとの偏差を演算し、該偏差を位相制御器５０２に出力する。

位相制御器５０２は、比例制御（Ｐ）、積分制御（Ｉ）、微分制御（Ｄ）に基づいて、減算器１０１から出力された偏差が小さくなるように、ｑ軸電流指令値ｉｑ＿ｒｅｆ及びｄ軸電流指令値ｉｄ＿ｒｅｆを生成して出力する。具体的には、位相制御器５０２は、Ｐ制御、Ｉ制御、Ｄ制御に基づいて減算器１０１から出力された偏差が０になるように、ｑ軸電流指令値ｉｑ＿ｒｅｆ及びｄ軸電流指令値ｉｄ＿ｒｅｆを生成して出力する。なお、Ｐ制御とは、制御する対象の値を指令値と推定値との偏差に比例する値に基づいて制御する制御方法である。また、Ｉ制御とは、制御する対象の値を指令値と推定値との偏差の時間積分に比例する値に基づいて制御する制御方法である。また、Ｄ制御とは、制御する対象の値を指令値と推定値との偏差の時間変化に比例する値に基づいて制御する制御方法である。本実施形態における位相制御器５０２は、ＰＩＤ制御に基づいてｑ軸電流指令値ｉｑ＿ｒｅｆ及びｄ軸電流指令値ｉｄ＿ｒｅｆを生成しているが、これに限定されるものではない。例えば、位相制御器５０２は、ＰＩ制御に基づいてｑ軸電流指令値ｉｑ＿ｒｅｆ及びｄ軸電流指令値ｉｄ＿ｒｅｆを生成しても良い。なお、回転子４０２に永久磁石を用いる場合、通常は巻線を貫く磁束の強度に影響するｄ軸電流指令値ｉｄ＿ｒｅｆは０に設定されるが、これに限定されるものではない。

モータ５０９のＡ相及びＢ相の巻線に流れる駆動電流は、モータ駆動部１５８によって後述する方法により検出される。モータ駆動部１５８によって検出された駆動電流の電流値は、静止座標系における電流値ｉα及びｉβとして、図３に示す電流ベクトルの位相θｅを用いて次式によって表される。なお、電流ベクトルの位相θｅは、α軸と電流ベクトルとの成す角度と定義される。また、Ｉは電流ベクトルの大きさを示す。
ｉα＝Ｉ＊ｃｏｓθｅ （１）
ｉβ＝Ｉ＊ｓｉｎθｅ （２）

これらの電流値ｉα及びｉβは、座標変換器５１１と誘起電圧決定器５１２に入力される。

座標変換器５１１は、静止座標系における電流値ｉα及びｉβを、次式によって、回転座標系におけるｑ軸電流の電流値ｉｑ及びｄ軸電流の電流値ｉｄに変換する。
ｉｄ＝ ｃｏｓθ＊ｉα＋ｓｉｎθ＊ｉβ （３）
ｉｑ＝−ｓｉｎθ＊ｉα＋ｃｏｓθ＊ｉβ （４）

減算器１０２には、位相制御器５０２から出力されたｑ軸電流指令値ｉｑ＿ｒｅｆと座標変換器５１１から出力された電流値ｉｑとが入力される。減算器１０２は、ｑ軸電流指令値ｉｑ＿ｒｅｆと電流値ｉｑとの偏差を演算し、該偏差を電流制御器５０３に出力する。

また、減算器１０３には、位相制御器５０２から出力されたｄ軸電流指令値ｉｄ＿ｒｅｆと座標変換器５１１から出力された電流値ｉｄとが入力される。減算器１０３は、ｄ軸電流指令値ｉｄ＿ｒｅｆと電流値ｉｄとの偏差を演算し、該偏差を電流制御器５０３に出力する。

電流制御器５０３は、ＰＩＤ制御に基づいて、前記偏差がそれぞれ小さくなるように駆動電圧Ｖｑ及びＶｄを生成する。具体的には、電流制御器５０３は、前記偏差がそれぞれ０になるように駆動電圧Ｖｑ及びＶｄを生成して座標逆変換器５０５に出力する。即ち、電流制御器５０３は、電圧生成手段として機能する。なお、本実施形態における電流制御器５０３は、ＰＩＤ制御に基づいて駆動電圧Ｖｑ及びＶｄを生成しているが、これに限定されるものではない。例えば、電流制御器５０３は、ＰＩ制御に基づいて駆動電圧Ｖｑ及びＶｄを生成しても良い。

座標逆変換器５０５は、電流制御器５０３から出力された回転座標系における駆動電圧Ｖｑ及びＶｄを、次式によって、静止座標系における駆動電圧Ｖα及びＶβに逆変換する。
Ｖα＝ｃｏｓθ＊Ｖｄ−ｓｉｎθ＊Ｖｑ （５）
Ｖβ＝ｓｉｎθ＊Ｖｄ＋ｃｏｓθ＊Ｖｑ （６）

座標逆変換器５０５は、逆変換された駆動電圧Ｖα及びＶβを誘起電圧決定器５１２、ＰＷＭインバータ５０６及び電流値生成器５３０に出力する。電流値生成器５３０については後述する。

ＰＷＭインバータ５０６は、フルブリッジ回路を有する。なお、フルブリッジ回路（モータ駆動回路）は、図１８において説明したモータ駆動回路５０と同様の構成である。即ち、巻線Ｌ１は、一端がＦＥＴ Ｑ１とＱ３とを繋ぐ導線に接続され、他端がＦＥＴ Ｑ２とＱ４とを繋ぐ導線に接続されている。なお、図１８においては、巻線Ｌ１は、実際には、モータ５０９に設けられている巻線である。即ち、巻線Ｌ１はモータ制御装置１５７の外部に設けられている。フルブリッジ回路は座標逆変換器５０５から入力された駆動電圧Ｖα及びＶβに基づくＰＷＭ（パルス幅変調）信号によって駆動される。その結果、ＰＷＭインバータ５０６は、駆動電圧Ｖα及びＶβに応じた駆動電流ｉα及びｉβを生成し、駆動電流ｉα及びｉβをモータ５０９の各相の巻線に供給することによって、モータ５０９を駆動させる。なお、本実施形態においては、ＰＷＭインバータはフルブリッジ回路を有しているが、ＰＷＭインバータはハーフブリッジ回路等であっても良い。

次に、回転位相θを決定する構成について説明する。回転子４０２の回転位相θの決定には、回転子４０２の回転によってモータ５０９のＡ相及びＢ相の巻線に誘起される誘起電圧Ｅα及びＥβの値が用いられる。誘起電圧の値は誘起電圧決定器５１２によって決定（算出）される。具体的には、誘起電圧Ｅα及びＥβは、Ａ／Ｄ変換器５１０から誘起電圧決定器５１２に入力された電流値ｉα及びｉβと、座標逆変換器５０５から誘起電圧決定器５１２に入力された駆動電圧Ｖα及びＶβとから、次式によって決定される。
Ｅα＝Ｖα−Ｒ＊ｉα−Ｌ＊ｄｉα／ｄｔ （７）
Ｅβ＝Ｖβ−Ｒ＊ｉβ−Ｌ＊ｄｉβ／ｄｔ （８）

ここで、Ｒは巻線レジスタンス、Ｌは巻線インダクタンスである。Ｒ及びＬの値は使用されているモータ５０９に固有の値であり、ＲＯＭ１５１ｂ又はモータ制御装置６００に設けられたメモリ（不図示）等に予め格納されている。

誘起電圧決定器５１２によって決定された誘起電圧Ｅα及びＥβは位相決定器５１３に出力される。

位相決定器５１３は、誘起電圧決定器５１２から出力された誘起電圧Ｅαと誘起電圧Ｅβとの比に基づいて、次式によってモータ５０９の回転子４０２の回転位相θを決定する。
θ＝ｔａｎ＾−１（−Ｅβ／Ｅα） （９）

なお、本実施形態においては、位相決定器５１３は、式（９）に基づく演算を行うことによって回転位相θを決定したが、この限りではない。例えば、誘起電圧Ｅα及び誘起電圧Ｅβと誘起電圧Ｅα及び誘起電圧Ｅβとに対応する回転位相θとの関係を示すテーブルをＲＯＭ１５１ｂ等に記憶しておき、前記テーブルを参照することによって回転位相θを決定してもよい。

前述の如くして得られた回転子４０２の回転位相θは、減算器１０１、座標逆変換器５０５及び座標変換器５１１に入力される。

モータ制御装置１５７は、上述の制御を繰り返し行う。

以上のように、本実施形態におけるモータ制御装置１５７は、指令位相θ＿ｒｅｆと回転位相θとの偏差が小さくなるように回転座標系における電流値を制御する位相フィードバック制御を用いたベクトル制御を行う。ベクトル制御を行うことによって、モータが脱調状態となることや、余剰トルクに起因してモータ音が増大すること及び消費電力が増大することを抑制することができる。また、位相フィードバック制御を行うことによって、回転子の回転位相が所望の位相になるように回転子の回転位相を制御することができる。したがって、画像形成装置において、回転位相を精度よく制御する必要がある負荷（例えば、レジストレーションローラ）を駆動するモータに位相フィードバック制御によるベクトル制御が適用されることによって、記録媒体への画像形成を適切に行うことができる。

［モータ駆動部］
以上のように、モータの駆動制御においては、巻線に流れる駆動電流の電流値を検出し、検出した電流値に基づいて巻線に流れる駆動電流を制御する。即ち、モータの駆動制御においては、巻線に流れる駆動電流の電流値を検出する構成、及び、駆動電流を巻線に供給する構成が必要となる。

図５は、本実施形態におけるモータ駆動部１５８の構成の例を示す図である。図５に示すように、モータ駆動部１５８は、Ａ相におけるＰＷＭインバータ５０６ａ、Ａ／Ｄ変換器５１０ａ、電流値生成器５３０ａを有する。また、モータ駆動部１５８は、Ｂ相におけるＰＷＭインバータ５０６ｂ、Ａ／Ｄ変換器５１０ｂ、電流値生成器５３０ｂを有する。なお、図４に示すＰＷＭインバータ５０６にはＰＷＭインバータ５０６ａとＰＷＭインバータ５０６ｂとが含まれる。また、図４に示すＡ／Ｄ変換器５１０にはＡ／Ｄ変換器５１０ａとＡ／Ｄ変換器５１０ｂとが含まれる。更に、図４に示す電流値生成器５３０には電流値生成器５３０ａと電流値生成器５３０ｂとが含まれる。このように、ＰＷＭインバータ、Ａ／Ｄ変換器及び電流値生成器はモータ５０９のＡ相とＢ相それぞれに対応して設けられており、相毎に独立に駆動される。なお、ＰＷＭインバータ５０６ａの構成とＰＷＭインバータ５０６ｂの構成は同じ構成であるため、図５においては、ＰＷＭインバータ５０６ａの具体的構成を示している。ＰＷＭインバータ５０６ａは、モータ駆動回路５０ａ、モータ駆動回路５０ａに設けられた複数のＦＥＴのオン動作／オフ動作を制御するＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ生成器２０３、抵抗器２００の両端の電圧信号を増幅する増幅器３００を有する。

また、図５に示すように、モータ制御部１５７は、Ａ相の巻線に発生する誘起電圧の値を決定する誘起電圧決定器５１２ａとＢ相の巻線に発生する誘起電圧の値を決定する誘起電圧決定器５１２ｂとを有する。なお、図４に示す誘起電圧決定器５１２には誘起電圧決定器５１２ａと誘起電圧決定器５１２ｂとが含まれる。

以下に、モータ駆動部１５８がＡ相の巻線に駆動電流を供給する方法、及び、モータ駆動部１５８がＡ相の巻線に流れる駆動電流の電流値を検出する方法について説明する。なお、Ｂ相については、Ａ相と同様の構成であるため説明を省略する。また、図１４乃至図１９において既に説明した内容と同様の部分については、説明を省略する。

＜駆動電流を供給する方法＞
まず、モータ駆動部１５８が巻線に駆動電流を供給する方法について説明する。

図６は、本実施形態におけるＰＷＭ生成器２０３がＰＷＭ信号を生成する構成を説明する図である。図６に示すように、ＰＷＭ生成器２０３は、変調波と搬送波とを比較してＰＷＭ信号を生成する比較器２０３ａを有する。なお、本実施形態においては、ＰＷＭ生成器２０３が所定の周波数の三角波搬送波を生成しているものとする。具体的には、例えば、ＰＷＭ生成器２０３は、ＣＰＵ１５１ａがモータ制御装置６００に指令（指令位相θ＿ｒｅｆ）を出力する周期に対応する周波数の三角波搬送波を生成しているものとする。また、三角波搬送波の値が極小値となるタイミングから次に極小値となるタイミングまでの期間を一周期とすると、該三角波搬送波の１周期（極小値から次の極小値まで）の波形は、該三角波搬送波の値が極大値となるタイミングを基準として線対称な波形とする。また、Ａ相における三角波搬送波はＢ相における三角波搬送波に同期している。

図７は、ＰＷＭ生成器２０３がＰＷＭ信号を生成する方法を説明する図である。以下に、図５乃至図７を用いて、ＰＷＭ生成器２０３がＰＷＭ信号を生成する方法を説明する。

図５に示すように、モータ制御部１５７から出力された駆動電圧Ｖαは、ＰＷＭ生成器２０３に入力される。ＰＷＭ生成器２０３は比較器２０３ａを用いて変調波としての駆動電圧Ｖαと三角波搬送波とを比較し、駆動電圧Ｖαが三角波搬送波よりも大きい期間（ハイ期間）は‘Ｈ’、駆動電圧Ｖαが三角波搬送波よりも小さい期間（ロー期間）は‘Ｌ’としてＰＷＭ＋を生成する。また、ＰＷＭ生成器２０３は、ＰＷＭ＋の位相を反転させたＰＷＭ−を生成する。このように、ＰＷＭ生成器２０３はパルス生成手段として機能する。

図５に示すように、ＰＷＭ生成器２０３は、ＰＷＭ＋をＦＥＴ Ｑ１及びＱ４に出力し、ＰＷＭ−をＦＥＴ Ｑ２及びＱ３に出力する。ＦＥＴ Ｑ１乃至Ｑ４は、ＰＷＭ＋とＰＷＭ−によって、オン動作／オフ動作が制御される。この結果、Ａ相の巻線Ｌ１に供給する駆動電流の大きさ及び向きを制御することができる。

本実施形態においては、駆動電圧が２４Ｖである場合はデューティ比が１００％、駆動電圧が０Ｖである場合はデューティ比が５０％、駆動電圧が−２４Ｖである場合はデューティ比が０％に対応する。即ち、本実施形態においては、駆動電圧ＶαはＰＷＭ＋のデューティ比に対応する値である。なお、本実施形態においては、ＰＷＭ＋の周期に対するハイ期間の割合をデューティ比と定義するが、ＰＷＭ＋の周期に対するロー期間の割合をデューティ比と定義しても良い。

＜駆動電流を検出する方法＞
次に、モータ駆動部１５８が巻線に流れる駆動電流の電流値を検出する方法について説明する。

前述したように、巻線に流れる駆動電流は抵抗器２００にかかる電圧Ｖｓｎｓに基づいて検出される。増幅器３００は、電圧Ｖｓｎｓの信号を増幅してＡ／Ｄ変換器５１０ａに出力する。Ａ／Ｄ変換器５１０ａは、電圧Ｖｓｎｓをアナログ値からデジタル値へと変換して、電流値生成器５３０ａに出力する。また、電流値生成器５３０ａには、モータ制御部１５７から出力される駆動電圧Ｖα及びＰＷＭ生成器２０３から出力される三角波搬送波の情報としての周波数及び位相の情報が入力される。

図８は、電流値生成器５３０ａの構成を示す図である。電流値生成器５３０ａは、検出制御部９０１、検出値生成部９０２、補正制御部９０３、補正値記憶部９０４、及び補正値生成部９０５を備える。

検出制御部９０１は、モータ制御部１５７から出力された駆動電圧Ｖαに基づいて、検出値生成部９０２及び補正制御部９０３を制御する。

具体的には、検出制御部９０１は、駆動電圧Ｖαが負（デューティ比が５０％未満）の場合はロー期間に電圧値Ｖｓｎｓをサンプリングするように検出値生成部９０２を制御する。検出値生成部９０２は、検出制御部９０１からの指令に基づいて、ＰＷＭ生成器２０３によって生成されたＰＷＭ＋が立ち下がった（‘Ｈ’から‘Ｌ’に切り替わった）後に三角波搬送波が最初に極値となるタイミングで電圧値Ｖｓｎｓをサンプリングする。そして、検出値生成部９０２は、サンプリングした電圧値Ｖｓｎｓの極性を反転させて、電流値Ｉｓｎｓを生成する。また、検出制御部９０１は、駆動電圧が０Ｖ以上（デューティ比が５０％以上）の場合は、ハイ期間に電圧値Ｖｓｎｓをサンプリングするように検出値生成部９０２を制御する。検出値生成部９０２は、検出制御部９０１からの指令に基づいて、ＰＷＭ生成器２０３によって生成されたＰＷＭ＋が立ち上がった（‘Ｌ’から‘Ｈ’に切り替わった）後に三角搬送波が最初に極値となるタイミングで電圧値Ｖｓｎｓをサンプリングする。そして、検出値生成部９０２は、サンプリングした電圧値Ｖｓｎｓの極性を反転させず、電流値Ｉｓｎｓを生成する。なお、検出値生成部９０２は、サンプリングした電圧値Ｖｓｎｓに基づいて電流値Ｉｓｎｓを生成した後に、電流値Ｉｓｎｓの極性を反転させる処理を行ってもよい。

このように、三角波搬送波が極値となるタイミングで電圧値Ｖｓｎｓをサンプリングすることによって、ＰＷＭ信号が立ち上がる又は立ち下がるタイミングにおいてデジタル値をサンプリングすることを防止することが出来る。この結果、ＰＷＭ信号が立ち上がる又は立ち下がる際にスイッチング素子がスイッチングすることに起因して発生するノイズがサンプリングした値に含まれることを抑制することができる。

＜電流値Ｉｓｎｓを補正する方法＞
次に、検出された電流値Ｉｓｎｓを補正する方法について説明する。本実施形態では、以下の構成をモータ駆動部１５８に適用することによって、検出される電流波形に生じる段差を低減する。

図１８は、電流値を補正する補正値を取得する方法を説明する図である。図１８には、駆動電流Ｉ（ｔ）、サンプリングタイミングｔｓ１、ｔｓ２及び、電流値Ｉｓｎｓの補正の基準として用いられる直線状の基準関数ｒｅｆ１（ｔ）、ｒｅｆ２（ｔ）が示されている。なお、ｔは時間を示す。基準関数ｒｅｆ１（ｔ）は、ＰＭＷ信号（ＰＷＭ＋）のＨ期間に駆動電流Ｉが線形的に増加した場合を示し、基準関数ｒｅｆ２（ｔ）は、ＰＭＷ信号（ＰＷＭ＋）のＬ期間に駆動電流Ｉが線形的に減少した場合を示している。なお、図１８では、ＰＷＭ生成部２０３によってデューティ比ＤＲ＝５０％のＰＷＭ信号を生成した場合が一例として示されている。

図１８に示すように、Ｈ期間内のサンプリングタイミングｔｓ１における駆動電流の値Ｉ（ｔｓ１）は、基準関数が示す基準値ｒｅｆ１（ｔｓ１）よりも、Δｉ１だけ高くなっている。このため、Ｈ期間における補正値Ｃ１は、駆動電流Ｉの検出値ＩｓｎｓをΔｉ１減少させるように、Ｃ１＝−Δｉ１と定められる。また、Ｌ期間内の検出タイミングｔｓ２における駆動電流の値Ｉ（ｔｓ２）は、基準関数が示す基準値ｒｅｆ２（ｔｓ２）よりも、Δｉ２だけ低くなっている。このため、Ｌ期間における補正値Ｃ２は、駆動電流Ｉの検出値ＩｓｎｓをΔｉ２増加させるように、Ｃ２＝Δｉ２と定められる。なお、補正値Ｃ１及びＣ２は、図８に示す補正値記憶部９０４に予め記憶されている。

検出制御部９０１は、Ｈ期間用の補正値Ｃ１及びＬ期間用の補正値Ｃ２のいずれを用いて検出値Ｉｓｎｓを補正すべきかを、補正制御部９０３に指示する。具体的には、検出制御部９０１は、デューティ比が５０％以上である場合は、補正値Ｃ１に基づいて電流値Ｉｓｎｓを補正するように補正制御部９０３を制御する。また、検出制御部９０１は、デューティ比が５０％未満である場合は、補正値Ｃ２に基づいて電流値Ｉｓｎｓを補正するように補正制御部９０３を制御する。

補正制御部９０３は、検出値生成部９０２によって生成された検出値Ｉｓｎｓを、検出制御部９０１からの指示に従って補正する。具体的には、補正制御部９０３は、補正値記憶部９０４から読み出した補正値Ｃ１またはＣ２を検出値Ｉｓｎｓに加算することによって検出値Ｉｓｎｓを補正し、補正後の値を電流値Ｉαとして出力する。

＜補正値を決定する方法＞
次に、補正値Ｃ１及びＣ２を決定する具体的な方法について説明する。前述したように、補正値Ｃ１及びＣ２が決定されるためには、Δｉ１及びΔｉ２を決定する必要がある。

本実施形態においては、デューティ比が５０％である状態において検出された電流値に基づいてΔｉ１及びΔｉ２が決定されるが、デューティ比は５０％でなくてもよい。

図９は、補正値を取得する処理を説明するフローチャートである。以下に、図９を用いて、本実施形態における補正値を取得する処理を説明する。このフローチャートの処理は、ＣＰＵ１５１ａからの指示を受けたモータ制御装置６００によって実行される。

まずＳ１０１において、ＰＷＭ生成部２０３は、デューティ比が５０％のＰＷＭ信号（ＰＷＭ＋及びＰＷＭ−）を生成し、モータ駆動回路５０に出力する。この結果、モータのコイルＬ１に図１４に示す駆動電流Ｉが供給される。

次に、Ｓ１０２において、電流値生成器５３０ａ（検出値生成部９０２）は、Ｈ期間（ハイ期間）内の検出タイミングｔｓ１及びＬ期間（ロー期間）内の検出タイミングｔｓ２の両方において電圧値Ｖｓｎｓのサンプリングを行い、検出タイミングｔｓ１における駆動電流の検出値Ｉ（ｔｓ１）ｓｎｓ及び検出タイミングｔｓ２における駆動電流の検出値Ｉ（ｔｓ２）を生成する。

次に、Ｓ１０３において、電流値生成器５３０ａ（補正制御部９０３）は、検出値Ｉ（ｔｓ１）と検出値Ｉ（ｔｓ２）との差分Ｉｄｉｆｆを、以下の式（１０）を用いて算出する。
Ｉｄｉｆｆ＝Ｉ（ｔｓ１）−Ｉ（ｔｓ２） （１０）

その後、Ｓ１０４において、電流値生成器５３０ａ（補正制御部９０３）は、図１８に示すΔｉ１及びΔｉ２を、Ｓ１０３において算出された差分Ｉｄｉｆｆに基づいて算出することによって、補正値Ｃ１及びＣ２を決定する。具体的には、電流値生成器５３０ａ（補正制御部９０３）は、Ｓ１０３において算出された差分Ｉｄｉｆｆを２で除算してΔｉ１及びΔｉ２を算出することによって、補正値Ｃ１及びＣ２を決定する。

以下に、補正値Ｃ１及びＣ２を決定する方法について説明する。なお、以下の説明において、電圧Ｅは、駆動電源によってコイルＬ１に印加される電圧であり、Ｒは、コイルＬ１の抵抗成分、Ｌは、コイルＬ１のリアクタンス成分（インダクタンス）である。

図１８に示すΔｉ１及びΔｉ２は、以下の式（１１）及び（１２）によって表される。
Δｉ１＝Ｉ（ｔｓ１）−ｒｅｆ１（ｔｓ１） （１１）
Δｉ２＝ｒｅｆ２（ｔｓ２）−Ｉ（ｔｓ２） （１２）

前述したように、基準関数ｒｅｆ１（ｔ）及びｒｅｆ２（ｔ）は線形的に変化する関数である。また、検出タイミングｔｓ１はＨ期間の中心タイミング、検出タイミングｔｓ２はＬ期間の中心タイミングである。したがって、図１６に示すように、ｒｅｆ１（ｔｓ１）及びｒｅｆ２（ｔｓ２）は（Ｅ／Ｒ）／２となる。この結果、式（１１）及び（１２）は、以下の式（１３）及び（１４）に変換される。
Δｉ１＝−（Ｅ／Ｒ）／２＋Ｉ（ｔｓ１） （１３）
Δｉ２＝ （Ｅ／Ｒ）／２−Ｉ（ｔｓ２） （１４）

この結果、差分Ｉｄｉｆｆの絶対値は、式（１３）及び（１４）を用いて、以下の式（１５）によって表される。
｜Ｉｄｉｆｆ｜＝｜Ｉ（ｔｓ１）−Ｉ（ｔｓ２）｜＝Δｉ１＋Δｉ２ （１５）

以上のように、検出タイミングｔｓ１及びｔｓ２における検出値Ｉｓｎｓの差分Ｉｄｉｆｆの絶対値は、Δｉ１及びΔｉ２の和と等価である。

また、Ｈ期間及びＬ期間の開始タイミングをそれぞれｔ＝０として、Ｈ期間内での時刻ｔにおける駆動電流の電流値ｉ１（ｔ）は以下の式（１６）によって表される。また、Ｌ期間内での時刻ｔにおける駆動電流の電流値ｉ２（ｔ）は以下の式（１７）によって表される。
ｉ１（ｔ）＝Ｅ／Ｒ＊（１−ｅ^{−（Ｒ／Ｌ）ｔ}） （１６）
ｉ２（ｔ）＝Ｅ／Ｒ＊ｅ^{−（Ｒ／Ｌ）ｔ} （１７）

なお、ｉ１（ｔ）及びｉ２（ｔ）は、モータのコイルＬ１をそのリアクタンス成分及び抵抗成分の直列回路で近似した場合の、コイルＬ１に流れる電流についての過渡解に相当する。式（１６）は、ＰＷＭ信号のＨ期間の開始タイミングに電圧Ｅが印加された際の過渡電流を表している。また、式（１７）は、電圧Ｅの印加によって駆動電流がＥ／Ｒに達した状態で、ＰＷＭ信号のＬ期間の開始タイミングに印加電圧が０［Ｖ］に切り替わった際の過渡電流を表している。

また、Ｈ期間及びＬ期間の開始タイミングをそれぞれｔ＝０とすると、基準関数ｒｅｆ１（ｔ）及びｒｅｆ２（ｔ）は、以下の式（１８）及び（１９）によって表される。
ｒｅｆ１（ｔ）＝Ｅ／Ｒ／Ｔ１＊ｔ （１８）
ｒｅｆ２（ｔ）＝Ｅ／Ｒ＊（１−（ｔ／Ｔ２）） （１９）

なお、Ｔ１はＨ期間の長さを表す値であって、Ｔ２はＬ期間の長さを表す値である。デューティ比ＤＲが５０％である場合には、Ｔ１とＴ２は同じ値となる。

更に、駆動電流Ｉの電流値ｉ１（ｔ）と基準関数ｒｅｆ１（ｔ）との差分、即ち、式（１６）と式（１８）との差分ｉ１ｄｉｆｆ（ｔ）は以下の式（２０）によって表される。また、駆動電流Ｉの電流値ｉ２（ｔ）と基準関数ｒｅｆ２（ｔ）との差分、即ち、式（１７）と式（１９）との差分ｉ２ｄｉｆｆ（ｔ）は以下の式（２１）によって表される。
ｉ１ｄｉｆｆ（ｔ）＝ Ｅ／Ｒ＊（１−ｅ^{−（Ｒ／Ｌ）ｔ}−ｔ／Ｔ１） （２０）
ｉ２ｄｉｆｆ（ｔ）＝−Ｅ／Ｒ＊（１−ｅ^{−（Ｒ／Ｌ）ｔ}−ｔ／Ｔ２） （２１）

前述したように、デューティ比ＤＲが５０％である場合には、Ｔ１とＴ２は同じ値となる。したがって、ｉ１ｄｉｆｆ（ｔ）の絶対値とｉ２ｄｉｆｆ（ｔ）の絶対値は等しい（｜ｉ１ｄｉｆｆ（ｔ）｜＝｜｜ｉ２ｄｉｆｆ（ｔ）｜）。また、検出タイミングｔｓ１はＴ１／２であり、検出タイミングｔｓ２はＴ２／２であるため、デューティ比ＤＲが５０％である場合には、Ｈ期間が開始してから検出タイミングｔｓ１までの時間とＬ期間が開始してから検出タイミングｔｓ２までの時間は等しい。したがって、式（１３）、（１４）、（２０）及び（２１）から次式（２２）に示す関係を得ることができる。
Δｉ１＝｜ｉ１ｄｉｆｆ（Ｔ／２）｜＝｜ｉ２ｄｉｆｆ（Ｔ／２）｜＝Δｉ２（２２）
即ち、Δｉ１＝Δｉ２が成立する。

以上のことから、式（１５）及び式（２２）に示すように、検出値Ｉ（ｔｓ１）と検出値Ｉ（ｔｓ２）との差分の絶対値（｜Ｉｄｉｆｆ｜）を２で除算することによって、Δｉ１及びΔｉ２を算出することができる。具体的には、次式（２３）を用いて、Δｉ１及びΔｉ２を算出することができる。
｜Ｉｄｉｆｆ｜／２＝（Δｉ１＋Δｉ２）／２＝Δｉ１＝Δｉ２ （２３）

電流値生成器５３０ａ（補正制御部９０３）は、Ｓ１０３において上述のようにして得られたΔｉ１及びΔｉ２に基づいて、以下の式（２４）、（２５）のように補正値Ｃ１，Ｃ２を決定する。
Ｃ１＝−Δｉ１ （２４）
Ｃ２＝ Δｉ２ （２５）

次に、Ｓ１０５において、電流値生成器５３０ａ（補正制御部９０３）は、決定した補正値Ｃ１及びＣ２を、補正値記憶部９０４に保存する。

以上のようにして、電流値生成器５３０ａは補正値を取得する。

＜補正後の電流波形の振幅を補正する方法＞
上述のように、本実施形態では、デューティ比が５０％である状態における駆動電流に基づいて補正値Ｃ１及びＣ２を決定した。そして、Ｈ期間に検出された（即ち、デューティ比が５０％以上である場合に検出された）電流値は補正値Ｃ１によって補正され、Ｌ期間に検出された電流値（即ち、デューティ比が５０％未満である場合に検出された電流値）は補正値Ｃ２によって補正された。

図１０は、各デューティ比における駆動電流の波形を示す図である。図１０（ａ）はデューティ比が５０％である状態における駆動電流の波形を示す図である。図１０（ｂ）はデューティ比が７５％である状態における駆動電流の波形を示す図である。図１０（ｃ）はデューティ比が１００％である状態における駆動電流の波形を示す図である。なお、図１０に示すように、駆動電流の電流値Ｉ（ｔｓ１）と基準関数ｒｅｆ１（ｔｓ１）との差分値Δｉはデューティ比によって異なる。具体的には、デューティ比が大きくなるほど、差分値Δｉ１は小さくなる。したがって、デューティ比５０％における差分値Δｉに基づく補正値Ｃ１を用いてＨ期間に検出された電流値（即ち、デューティ比５０％以上において検出された電流値）を補正すると、補正後の値が実際に流れる電流の値よりも小さくなってしまう可能性がある。また、補正値Ｃ２を用いてＬ期間に検出された電流値（即ち、デューティ比５０％未満において検出された電流値）を補正すると、補正後の値が実際に流れる電流の値よりも大きくなってしまう可能性がある。この結果、図１９に示すように、検出された電流波形の振幅が、実際にモータの巻線に流れる電流の振幅よりも小さくなってしまう可能性がある。

そこで、本実施形態では、以下の構成を適用することによって、検出された駆動電流に基づいて行われる、巻線に流れる駆動電流の制御を高精度に行う。

図１１は、補正後の電流波形の振幅を補正する方法を説明する図である。なお、図１１に示す、実際に巻線に流れる電流Ｉは、以下の式（２６）で表される。
Ｉ＝（Ｅ＊デューティ比−Ｅ／２）＊２｝／Ｒ （２６）

なお、Ｅは電源電圧であり、Ｒモータの巻線の抵抗値である。また、式（２６）は、巻線に流れる電流がデューティ比に応じて線型的に変化すると近似した場合を表す式である。

本実施形態においては、一例として、モータの巻線の抵抗値Ｒが１２Ω、電源電圧Ｅが２４Ｖである場合の電流Ｉが図１１に示されている。以下、モータの巻線の抵抗値Ｒが１２Ω、電源電圧Ｅが２４Ｖである場合について説明するが、抵抗値Ｒ及び電源電圧Ｅの値はこれに限定されるものではない。

図１１に示すように、デューティ比５０％における差分値Δｉに基づいて補正された電流値の絶対値は、実際の電流の電流値の絶対値よりも小さい。これは、補正後の電流波形の振幅が実際の電流波形の振幅よりも小さいことを意味する。

本実施形態においては、図１１に示す補正後の電流を表す直線の傾きを補正することによって、補正後の電流波形の振幅を補正する。具体的には、補正後の電流を表す直線の傾きを実際の電流を表す直線の傾きに補正することによって補正後の電流波形の振幅を補正する。以下に、その補正方法について説明する。

図１１において、デューティ比が０％、電流Ｉが０Ａである点を原点（０，０）と定義すると、実際の電流を表す直線は、点Ｂ（１００，２）と点Ｃ（５０，０）とを通る直線である。また、補正後の電流を表す直線は、点Ａ（１００，２−Δｉ）と点Ｃ（５０，０）とを通る直線である。したがって、補正後の電流を表す直線の傾きを実際の電流を表す直線の傾きに補正するための補正係数をＧと定義すると、以下の式（２７）が成り立つ。
（２−Δｉ）／５０＊Ｇ＝２／５０ （２７）

式（２７）に基づいて、補正係数Ｇは以下の式（２８）によって表される。
Ｇ＝２／（２−Δｉ） （２８）

補正制御部９０３は、このようにして得られた補正係数Ｇを、補正値Ｃ１又はＣ２によって補正された電流値に乗算することによって更に補正し、補正した電流値を電流値ｉαとして出力する。式（２８）に示すように、補正係数Ｇは１以上の値である。したがって、補正値Ｃ１又はＣ２によって補正された電流値に補正係数Ｇを乗算することで、電流値の絶対値を増大させることができる。この結果、検出された電流の波形の振幅が実際にモータの巻線に流れる電流の振幅よりも小さくなってしまうことを抑制することができる。なお、補正係数Ｇを決定する処理は、補正値Ｃ１、Ｃ２を決定する処理が行われる際に行われ、決定された補正係数Ｇは補正値記憶部９０４に保存されるものとする。

図１２は、モータ制御装置６００によるモータの制御方法を示すフローチャートである。以下に、図１２を用いて、本実施形態におけるモータ５０９の制御について説明する。このフローチャートの処理は、ＣＰＵ１５１ａからの指示を受けたモータ制御装置６００によって実行される。

まず、Ｓ２０１において、ＣＰＵ１５１ａからモータ制御装置６００にｅｎａｂｌｅ信号‘Ｈ’が出力されると、モータ制御装置６００はＣＰＵ１５１ａから出力される指令に基づいて稼働する。ｅｎａｂｌｅ信号とは、モータ制御装置６００の稼働を許可又は禁止する信号である。ｅｎａｂｌｅ信号が‘Ｌ（ローレベル）’である場合は、ＣＰＵ１５１ａはモータ制御装置６００の稼働を禁止する。即ち、モータ制御装置６００は停止する。また、ｅｎａｂｌｅ信号が‘Ｈ（ハイレベル）’である場合は、ＣＰＵ１５１ａはモータ制御装置６００の稼働を許可する。即ち、モータ制御装置６００は稼働する。

次に、Ｓ２０２において、ＣＰＵ１５１ａは、補正値Ｃ１、Ｃ２及び補正係数Ｇを決定するように、モータ制御装置６００を制御する。この結果、モータ制御装置６００は前述した方法で補正値Ｃ１、Ｃ２及び補正係数Ｇを決定し、補正値記憶部９０４に記憶する。

その後、Ｓ２０３において、ＣＰＵ１５１ａは、モータの駆動が行われるように、モータ制御装置６００を制御する。この結果、モータ制御装置６００はモータの駆動を開始する。

Ｓ２０４において、モータ制御部１５７から出力された駆動電圧が０Ｖ以上（デューティ比（ＤＲ）が５０％以上）である場合は、処理はＳ２０５に進む。Ｓ２０５において、検出制御部９０１は、ハイ期間に電圧値Ｖｓｎｓをサンプリングして検出値Ｉｓｎｓを生成するように検出値生成部９０２を制御する。この結果、検出値生成部９０２は、ハイ期間に電圧値Ｖｓｎｓをサンプリングし、検出値Ｉｓｎｓを生成する。

その後、Ｓ２０６において、検出制御部９０１は、生成された検出値Ｉｓｎｓを、Ｓ２０２において補正値記憶部９０４に記憶された補正値Ｃ１で補正するよう、補正制御部９０３を制御する。この結果、補正制御部９０３は、取得した検出値Ｉｓｎｓに補正値Ｃ１（Ｃ１＜０）を加算することによって検出値Ｉｓｎｓを補正する。その後、ＣＰＵ１５１ａは処理をＳ２０７に進める。

また、Ｓ２０４において、モータ制御部１５７から出力された駆動電圧が負（デューティ比が５０％未満）である場合は、処理はＳ２０９に進む。Ｓ２０９において、検出制御部９０１は、ロー期間に電圧値Ｖｓｎｓをサンプリングして検出値Ｉｓｎｓを生成するように、検出値生成部９０２を制御する。この結果、検出値生成部９０２は、ロー期間に電圧値Ｖｓｎｓをサンプリングし、検出値Ｉｓｎｓを生成する。

次に、Ｓ２１０において、検出制御部９０１は、生成した検出値Ｉｓｎｓの極性（即ち、電圧値Ｖｓｎｓの極性）を反転させる反転処理を行うよう、検出値生成部９０２を制御する。この結果、検出値生成部９０２は、生成した検出値Ｉｓｎｓの極性（即ち、電圧値Ｖｓｎｓの極性）を反転させる。

その後、Ｓ２１１において、検出制御部９０１は、生成された検出値Ｉｓｎｓを、Ｓ２０２において補正値記憶部９０４に記憶された補正値Ｃ２で補正するよう、補正制御部９０３を制御する。この結果、補正制御部９０３は、反転処理後の検出値Ｉｓｎｓに補正値Ｃ２（Ｃ１＞０）を加算することによって検出値Ｉｓｎｓを補正する。その後、ＣＰＵ１５１ａは処理をＳ２０７に進める。

Ｓ２０７において、補正制御部９０３は、Ｓ２０２において決定された補正係数Ｇを用いて、補正値Ｃ１又はＣ２によって補正された電流値を補正する。そして、補正制御部９０３は、当該補正後の電流値Ｉαを出力する。

以降、ＣＰＵ１５１ａがモータ制御装置６００にｅｎａｂｌｅ信号‘Ｌ’を出力するまで、モータ制御装置６００は上述の制御を繰り返し行う。なお、補正値Ｃ１、Ｃ２及び補正係数Ｇは、図１２に示すようにモータの駆動が開始される毎に更新されてもよいし、更新されなくてもよい。

以上のように、本実施形態においては、デューティ比が５０％である状態における電流値に基づいて決定された補正値Ｃ１，Ｃ２を用いて、検出された電流値を補正する。具体的には、デューティ比が５０％以上である場合は、補正値Ｃ１を用いて、検出された電流値を補正し、デューティ比が５０％未満である場合は、補正値Ｃ２を用いて、検出された電流値を補正する。このような構成を用いることによって、検出電流の波形に生じる段差を低減することができる。

更に、本実施形態においては、補正値Ｃ１，Ｃ２によって補正された電流値が、当該電流値の絶対値を増大させる補正係数Ｇによって補正される。この結果、補正値Ｃ１，Ｃ２によって補正された電流の波形の振幅が実際にモータの巻線に流れる電流の振幅よりも小さくなってしまうことを抑制することができる。

これらの構成を適用することによって、検出された駆動電流に基づいて行われる、巻線に流れる駆動電流の制御を高精度に行うことができる。この結果、高精度なモータの制御を行うことができる。

なお、本実施形態においては、デューティ比５０％における電流値とデューティ比１００％における電流値とに基づいて補正係数Ｇが決定されたが、この限りではない。例えば、デューティ比３０％における電流値とデューティ比７０％における電流値とに基づいて補正係数Ｇが決定されてもよい。

また、本実施形態においては、巻線に流れる電流がデューティ比に応じて線型的に変化すると近似することによって補正係数Ｇが決定されたが、例えば、巻線に流れる電流を指数関数等の他の関数に近似することによって補正係数Ｇが決定されてもよい。

また、本実施形態においては、抵抗器２００の電源側からＧＮＤ側に向かう方向の電圧の極性を正とし、ＦＥＴＱ１とＦＥＴＱ３との接続点からＦＥＴＱ２とＦＥＴＱ４との接続点に流れる電流の極性を正としたが、この限りではない。例えば、抵抗器２００の電源側からＧＮＤ側に向かう方向の電圧の極性を正とし、ＦＥＴＱ２とＦＥＴＱ４との接続点からＦＥＴＱ１とＦＥＴＱ３との接続点に流れる電流の極性を正としてもよい。この場合、ハイ期間に検出された検出値の極性を反転させ、ロー期間に検出された検出値の極性を反転させない構成となる。

なお、本実施形態においては、デューティ比が５０％以上であるか否かに基づいて、電圧値Ｖｓｎｓのサンプリングをハイ期間に行うかロー期間に行うかを決定したが、この限りではない。例えば、デューティ比が７０％以上であるか否かに基づいて、電圧値Ｖｓｎｓのサンプリングをハイ期間に行うかロー期間に行うかを決定してもよい。この場合、補正値Ｃ１及びＣ２は、デューティ比が７０％である状態における電流値に基づいて決定される。

また、本実施形態においては、ＰＷＭ＋のレベルに基づいて電流値の検出及び補正が行われたが、ＰＷＭ−のレベルに基づいて電流値の検出及び補正が行われてもよい。この場合、ＰＷＭ＋のＨ期間用の補正値Ｃ１は、ＰＷＭ−のＬ期間用の補正値として用いられ、ＰＷＭ＋のＬ期間用の補正値Ｃ２は、ＰＷＭ−のＨ期間用の補正値として用いられる。

また、本実施形態においては、電流値生成部５３０は、Ｈ期間の中心タイミング又はＬ期間の中心タイミングにおいて電流を検出したが、電流を検出するタイミングは、期間の中心タイミングに限定されるものではない。例えば、期間の中心からずれたタイミングにおいて電流値生成部５３０が電流を検出してもよい。

また、本実施形態においては、負荷を駆動するモータとしてステッピングモータが用いられているが、ＤＣモータ等の他のモータであっても良い。また、モータは２相モータである場合に限らず、３相モータ等の他のモータであっても本実施形態を適用することができる。

また、本実施形態におけるベクトル制御では、位相フィードバック制御を行うことによってモータ５０９を制御しているが、これに限定されるものではない。例えば、回転子４０２の回転速度ωをフィードバックしてモータ５０９を制御する構成であっても良い。具体的には、図１３に示すように、モータ制御装置内部に速度決定器５１４を設け、速度決定器５１４が位相決定器５１３から出力された回転位相θの時間変化に基づいて回転速度ωを決定する。なお、速度の決定には、式（２９）が用いられるものとする。
ω＝ｄθ／ｄｔ （２９）

そして、ＣＰＵ１５１ａは回転子の目標速度を表す指令速度ω＿ｒｅｆを出力する。更に、モータ制御装置内部に速度制御器５００を設け、速度制御器５００が回転速度ωと指令速度ω＿ｒｅｆとの偏差が小さくなるように、ｑ軸電流指令値ｉｑ＿ｒｅｆ及びｄ軸電流指令値ｉｄ＿ｒｅｆを生成して出力する構成とする。このような速度フィードバック制御を行うことによって、モータ５０９を制御する構成であっても良い。このような構成においては回転速度をフィードバックしているため、回転子の回転速度が所定の速度になるように制御することができる。したがって、画像形成装置において、記録媒体への画像形成を適切に行うために回転速度を一定速度に制御する必要がある負荷（例えば、感光ドラム、搬送ベルト等）を駆動するモータに速度フィードバック制御を用いたベクトル制御を適用する。この結果、記録媒体への画像形成を適切に行うことができる。

また、本実施形態は、ベクトル制御を有する構成に限らず、電流を検出して当該検出値をフィードバックする構成を有するものに適用される。

また、本実施形態においては、回転子として永久磁石が用いられているが、これに限定されるものではない。

５０ モータ駆動回路
Ｑ１〜Ｑ４ ＦＥＴ
２０３ ＰＷＭ生成器
５０６ ＰＷＭインバータ
５０９ ステッピングモータ
５３０ 電流値生成器

Claims (21)

1. Ｈブリッジ回路を構成する複数のスイッチング素子を備え、モータの巻線が接続される駆動回路と、
   前記複数のスイッチング素子のオン動作、オフ動作を制御するＰＷＭ信号であって、ハイレベルとローレベルの一方である第１レベルの信号とハイレベルとローレベルの他方である第２レベルの信号とで構成されるＰＷＭ信号を生成するパルス生成手段と、
   前記パルス生成手段によって生成されたＰＷＭ信号のデューティ比によって決まるタイミングにおいて、前記巻線に流れる駆動電流の電流値を検出し、検出した電流値を補正する補正手段と、
   を有し、
   前記補正手段は、前記デューティ比が所定値より大きい場合は、前記ＰＷＭ信号が前記第１レベルである第１期間に前記駆動電流の電流値を検出し、前記デューティ比が前記所定値より小さい場合は、前記ＰＷＭ信号が前記第２レベルである第２期間に前記駆動電流の電流値を検出し、
   更に、前記補正手段は、前記ＰＷＭ信号が前記ハイレベルであるハイ期間に検出された電流値を、当該電流値を減少させる第１補正値に基づいて補正し、前記ＰＷＭ信号が前記ローレベルであるロー期間に検出された電流値を、当該電流値を増加させる第２補正値に基づいて補正し、
   更に、前記補正手段は、前記第１補正値又は前記第２補正値に基づいて補正された電流値を、当該電流値の絶対値を増大させる第３補正値に基づいて更に補正し、
   前記パルス生成手段は、前記補正手段が前記第３補正値に基づいて補正した電流値に基づいて、前記ＰＷＭ信号を生成することを特徴とするモータ制御装置。
2. 前記補正手段は、前記デューティ比が第１デューティ比である状態における電流値と前記デューティ比が第２デューティ比である状態における電流値とに基づいて、前記第３補正値を決定することを特徴とする請求項１に記載のモータ制御装置。
3. 前記第１補正値又は前記第２補正値に基づいて補正された電流値が０である場合、当該電流値が前記第３補正値に基づいて補正された後の電流値は０であることを特徴とする請求項１又は２に記載のモータ制御装置。
4. 前記補正手段は、前記第１補正値又は前記第２補正値に基づいて補正された電流値に前記第３補正値を乗算することによって、前記第１補正値又は前記第２補正値に基づいて補正された電流値を補正することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
5. 前記補正手段は、前記デューティ比が前記所定値である状態における前記ハイ期間に検出した前記駆動電流の電流値に基づいて前記第１補正値を決定し、前記デューティ比が前記所定値である状態における前記ロー期間に検出した前記駆動電流の電流値に基づいて前記第２補正値を決定することを特徴とする請求項１乃至４のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
6. 前記第２補正値は、前記デューティ比が前記所定値である状態における前記ハイ期間に検出した前記駆動電流の電流値と前記デューティ比が前記所定値である状態における前記ロー期間に検出した前記駆動電流の電流値との差分の絶対値を２で除算することによって算出された値であり、
   前記第１補正値は、前記第２補正値の極性を反転して得られた値であることを特徴とする請求項１乃至５のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
7. 前記モータ制御装置は、前記補正手段が前記第３補正値に基づいて補正した電流値に基づいて前記モータを制御する制御手段を有し、
   前記制御手段は、前記補正手段が前記第３補正値に基づいて補正した電流値と前記巻線に供給するべき駆動電流の電流値との偏差が小さくなるように、前記駆動回路を駆動する駆動電圧を生成する電圧生成手段を有し、
   前記パルス生成手段は、前記電圧生成手段によって生成された前記駆動電圧と搬送波としての三角波とを比較することによって前記ＰＷＭ信号を生成する比較手段を有することを特徴とする請求項１乃至６のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
8. 前記補正手段は、前記ハイ期間に前記駆動電流を検出する場合は、前記ＰＷＭ信号のレベルが前記ローレベルから前記ハイレベルへと切り替わった後に前記三角波が最初に極値となるタイミングにおいて前記駆動電流を検出し、前記ロー期間に前記駆動電流を検出する場合は、前記ＰＷＭ信号のレベルが前記ハイレベルから前記ローレベルへと切り替わった後に前記三角波が最初に極値となるタイミングにおいて前記駆動電流を検出することを特徴とする請求項７に記載のモータ制御装置。
9. 前記補正手段は、前記第１期間に検出した前記駆動電流の電流値の極性を反転させず、前記第２期間に検出した前記駆動電流の電流値の極性を反転させることを特徴とする請求項１乃至８のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
10. 前記所定値は５０％であることを特徴とする請求項１乃至９のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
11. 前記駆動回路は、
    第１のスイッチング素子の一端及び第２のスイッチング素子の一端が電源に接続されており、
    前記第１のスイッチング素子の他端に第３のスイッチング素子の一端が直列に接続されており、
    前記第２のスイッチング素子の他端に第４のスイッチング素子の一端が直列に接続されており、
    前記第３のスイッチング素子の他端と前記第４のスイッチング素子の他端とに抵抗器が接続されており、
    前記抵抗器は接地されており、
    前記モータの巻線は、一端が前記第１のスイッチング素子と第３のスイッチング素子とを繋ぐ導線に接続され、他端が前記第２のスイッチング素子と第４のスイッチング素子とを繋ぐ導線に接続された回路であることを特徴とする請求項７乃至１０のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
12. 前記比較手段によって生成されたＰＷＭ信号は、前記第１のスイッチング素子及び前記第４のスイッチング素子へ供給され、
    前記比較手段によって生成されたＰＷＭ信号とは逆位相であるＰＷＭ信号が、前記第２のスイッチング素子及び前記第４のスイッチング素子へ供給される
    ことを特徴とする請求項１１に記載のモータ制御装置。
13. 前記制御手段は、
    前記モータの回転子の回転によって前記モータの第１相の巻線及び前記モータの第２相の巻線に誘起される誘起電圧を、前記補正手段が前記第３補正値に基づいて補正した電流値に基づいて決定する誘起電圧決定手段と、
    前記誘起電圧決定手段によって決定された前記第１相の誘起電圧と前記第２相の誘起電圧とに基づいて前記モータの回転子の回転位相を決定する位相決定手段と、
    を有し、
    前記制御手段は、前記回転子の目標位相を表す指令位相と前記位相決定手段によって決定された回転位相との偏差が小さくなるように、前記位相決定手段によって決定された回転位相を基準とした回転座標系において表される電流値の電流成分であって、前記回転子にトルクを発生させるトルク電流成分の値と前記モータの巻線を貫く磁束の強度に影響する励磁電流成分の値とに基づいて前記巻線に流れる前記駆動電流を制御することを特徴とする請求項１乃至１２のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
14. 前記制御手段は、
    前記モータの回転子の回転によって前記モータの第１相の巻線及び前記モータの第２相の巻線に誘起される誘起電圧を、前記補正手段によって補正された電流値に基づいて決定する誘起電圧決定手段と、
    前記誘起電圧決定手段によって決定された前記第１相の誘起電圧と前記第２相の誘起電圧とに基づいて前記モータの回転子の回転位相を決定する位相決定手段と、
    前記回転子の回転速度を決定する速度決定手段と、
    を有し、
    前記制御手段は、前記回転子の目標速度を表す指令速度と前記速度決定手段によって決定された回転速度との偏差が小さくなるように、前記位相決定手段によって決定された回転位相を基準とした回転座標系において表される電流値の電流成分であって、前記回転子にトルクを発生させるトルク電流成分の値と前記モータの巻線を貫く磁束の強度に影響する励磁電流成分の値とに基づいて前記巻線に流れる前記駆動電流を制御することを特徴とする請求項１乃至１２のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
15. 前記モータ制御装置は、
    前記モータの第１相の巻線が接続される第１のモータ駆動回路と、
    前記モータの第２相の巻線が接続される第２のモータ駆動回路と、
    を有することを特徴とする請求項１乃至１４のいずれか一項に記載のモータ制御装置。
16. シートを搬送する搬送ローラと、
    前記搬送ローラを駆動するモータと、
    請求項１乃至１５のいずれか一項に記載のモータ制御装置と、
    を有し、
    前記モータ制御装置は、前記搬送ローラを駆動するモータの駆動を制御することを特徴とするシート搬送装置。
17. 請求項１６に記載のシート搬送装置と、
    原稿を積載する原稿積載部と、
    を有し、
    前記原稿積載部に積載された前記原稿を前記シート搬送装置が給送することを特徴とする原稿給送装置。
18. 請求項１７に記載の原稿給送装置と、
    前記原稿給送装置によって給送された前記原稿を読み取る読取手段と、
    を有することを特徴とする原稿読取装置。
19. 請求項１６に記載のシート搬送装置と、
    記録媒体に画像を形成する画像形成手段と、
    を有し、
    前記画像形成手段は、前記シート搬送装置によって搬送された前記記録媒体に画像を形成することを特徴とする画像形成装置。
20. 記録媒体に画像を形成する画像形成装置であって、
    負荷を駆動するモータと、
    請求項１乃至１５のいずれか一項に記載のモータ制御装置と、
    を有し、
    前記モータ制御装置は、前記負荷を駆動するモータの駆動を制御することを特徴とする画像形成装置。
21. 前記負荷は、前記記録媒体を搬送する搬送ローラであることを特徴とする請求項２０に記載の画像形成装置。
    

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