JP2017163680A - 溶接電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】様々な電源仕様に対応することができ、大型化および高額化を抑制することができる溶接電源装置を提供する。【解決手段】溶接電源装置Ａ１において、変圧器３、電力変換回路４、電力変換回路４を制御する制御回路８、電力変換回路４の入力電圧を検出する入力側電圧センサ６および出力電流を検出する出力側電流センサ７を備えた。電力変換回路４は、双方向スイッチ４１，４２を直列接続した直列回路４ａと、双方向スイッチ４３，４４を直列接続した直列回路４ｂとを有し、直列回路４ａ，４ｂはそれぞれ出力端子ｕ，ｖ間に並列接続され、双方向スイッチ４１，４２の接続点および双方向スイッチ４３，４４の接続点は、変圧器３の二次側巻線３２の各端子にそれぞれ接続されている。制御回路８は、入力側電圧センサ６の検出信号と、出力側電流センサ７の検出信号とに基づいて生成した駆動信号を、各双方向スイッチ４１〜４４に入力する。【選択図】図１

Description

本発明は、アーク溶接に用いられる溶接電源装置に関する。

溶接トーチと被加工物との間にアークを発生させて、アークの熱で被加工物の溶接を行うアーク溶接が知られている。アークには、溶接電源装置から電力が供給される。溶接電源装置には、直流電力を出力するものと、交流電力を出力するものがある。

図１５は、低スパッタ回路を備える溶接電源装置Ａ１００を説明するための図であり、溶接システムの全体構成を示している。溶接電源装置Ａ１００の一方の出力端子は、溶接トーチＴの先端から突出する電極に接続される。溶接電源装置Ａ１００の他方の出力端子は、被加工物Ｗに接続される。溶接電源装置Ａ１００は、溶接トーチＴの電極の先端と、被加工物Ｗとの間にアークを発生させ、アークに直流電力を供給する。溶接電源装置Ａ１００は、直流電源１が出力する直流電力をインバータ回路２００によって高周波電力に変換し、変圧器３によって変圧し、整流回路４００によって整流し、平滑用リアクトル５によって安定化させて出力する。溶接電源装置Ａ１００は、図示しない制御回路がインバータ回路２００にＰＷＭ（Pulse Width Modulation：パルス幅変調）信号を入力することで、出力電流制御を行っている。

また、溶接電源装置Ａ１００は、低スパッタ回路１００を備えている。低スパッタ回路１００は、大型の抵抗器とスイッチング素子とを並列接続したものであり、スイッチング素子をオフにして電流を抵抗に流すことで減少させ、出力電流を小さくし、スパッタの発生を抑制するものである。低スパッタ回路を備える溶接電源装置については、例えば特許文献１に記載されている。低スパッタ回路を設けた場合、溶接電源装置は、大型化し、また、高額になるので、溶接品質をあまり重視しない場合は、低スパッタ回路を備えていない溶接電源装置を用いるのが一般的である。

交流電力を出力する溶接電源装置は、図１５に示す溶接電源装置Ａ１００において、整流回路４００の出力側にインバータ回路が設けられている。インバータ回路のスイッチング動作を停止させて用いれば、直流電力を出力することもできるが、インバータ回路の一部のスイッチング素子ばかりに電流が流れることにより、スイッチング素子の負荷にアンバランスが生じる。この場合、スイッチング素子の寿命にアンバランスが生じる。これを抑制するためには、負荷に応じて異なる容量のスイッチング素子を使用したり、負荷に応じた冷却構造にするなどの対策が必要になる。また、インバータ回路を備えることにより、大型化し、また、高額になるので、直流電力を用いて溶接を行う場合は、直流電力を出力する溶接電源装置を用いるのが一般的である。

特開２００６−２８１２１９号公報

溶接の電源仕様に応じて溶接方法を変更する場合、各溶接に応じて溶接電源装置を使いわける必要がある。この場合、多数の溶接電源装置を用意する必要がある。また、１つの溶接電源装置に、直流用、交流用、低スパッタ用の各回路をすべて設けることで、１つの溶接電源装置で対応することもできるが、この場合、溶接電源装置が大型化し、また、高額になる。

本発明は上記した事情のもとで考え出されたものであって、様々な電源仕様に対応することができ、大型化および高額化を抑制することができる溶接電源装置を提供することをその目的としている。

上記課題を解決するため、本発明では、次の技術的手段を講じている。

本発明の第１の側面によって提供される溶接電源装置は、直流電力および交流電力を切り替えて出力可能な溶接電源装置であって、変圧器と、前記変圧器より入力される交流電力を変換して出力する電力変換回路と、前記電力変換回路を制御する制御回路と、前記電力変換回路に入力される電圧の正負を判別する判別手段と、前記電力変換回路から出力される電流または電圧を検出する出力側センサとを備えており、前記電力変換回路は、２つの双方向スイッチを直列接続した第１および第２の直列回路を有しており、前記第１および第２の直列回路は、それぞれ、前記電力変換回路の出力端子間に並列接続され、前記第１の直列回路の、２つの双方向スイッチの接続点は、前記変圧器の二次側巻線の一方の端子に接続され、前記第２の直列回路の、２つの双方向スイッチの接続点は、前記変圧器の二次側巻線の他方の端子に接続され、前記制御回路は、前記判別手段の判別結果と、前記出力側センサからの検出信号とに基づいて生成した駆動信号を、前記各双方向スイッチに入力することを特徴とする。この構成によると、制御回路は、判別手段の判別結果と、出力側センサからの検出信号とに基づいて、駆動信号を生成する。そして、電力変換回路の各双方向スイッチは、制御回路より入力される駆動信号に応じてスイッチングを行う。これにより、出力側センサからの検出信号に基づくフィードバック制御が行われる。したがって、フィードバック制御の目標信号を設定することで、様々な電源仕様に対応することができる。また、電力変換回路には、変圧器からの交流が直接入力されるので、変圧器からの交流を直流に変換する整流回路を必要としない。したがって、大型化および高額化を抑制することができる。

なお、「双方向スイッチ」とは、交流電流が流れる状態と、流れない状態とを切り替えることができるスイッチであり、例えば、２つの単方向スイッチを直列接続または並列接続したものや、交流電流が流れる状態と流れない状態とを切り替える単体のスイッチなども含まれる。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記制御回路は、前記出力側センサからの検出信号と目標信号との差分に基づいて算出された補償信号および当該補償信号を反転させた反転信号と、キャリア信号とに基づいて、第１ＰＷＭ信号および第２ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ制御部と、前記判別結果に基づいて、前記第１ＰＷＭ信号または前記第２ＰＷＭ信号を、そのままの状態と反転させた状態とを切り替えた駆動信号を生成する駆動信号生成部とを備えている。この構成によると、判別手段の判別結果と出力側センサからの検出信号とに基づいて、駆動信号を生成することができる。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記駆動信号生成部は、前記判別結果が正の場合に前記第１ＰＷＭ信号となり、前記判別結果が負の場合に前記第１ＰＷＭ信号を反転させた信号となる第１の駆動信号と、前記判別結果が正の場合に前記第２ＰＷＭ信号となり、前記判別結果が負の場合に前記第２ＰＷＭ信号を反転させた信号となる第２の駆動信号と、前記判別結果が正の場合に前記第１ＰＷＭ信号を反転させた信号となり、前記判別結果が負の場合に前記第１ＰＷＭ信号となる第３の駆動信号と、前記判別結果が正の場合に前記第２ＰＷＭ信号を反転させた信号となり、前記判別結果が負の場合に前記第２ＰＷＭ信号となる第４の駆動信号とを生成する。この構成によると、判別結果に応じて、第１〜第４の駆動信号を生成することができる。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記判別手段は、前記電力変換回路に入力される電圧を検出する入力側センサを備えており、前記入力側センサからの検出信号に基づいて判別を行う。この構成によると、入力側センサからの検出信号に基づいて、入力電圧の正負の判別を行うことができる。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記溶接電源装置は、前記変圧器の前段に配置され、直流電力を高周波電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路を駆動するためのインバータ駆動信号を生成するインバータ制御回路とをさらに備えており、前記判別手段は、前記インバータ駆動信号に基づいて判別を行う。この構成によると、入力側センサを備える必要がない。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記溶接電源装置は、前記変圧器の前段に配置され、直流電力を高周波電力に変換するインバータ回路と、前記インバータ回路を駆動するためのインバータ駆動信号を生成するインバータ制御回路とをさらに備えており、前記インバータ制御回路は、前記制御回路のキャリア信号と同期した第２のキャリア信号に基づいて前記インバータ駆動信号を生成し、前記判別手段は、前記キャリア信号に基づいて判別を行う。この構成によると、入力側センサを備える必要がない。また、制御回路は、インバータ制御回路から信号を受信する必要がない。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記溶接電源装置は、前記変圧器の一次側巻線に接続された共振コンデンサをさらに備えており、前記キャリア信号の周波数は、前記一次側巻線と前記コンデンサの共振周波数である。この構成によると、電力変換回路を構成する各双方向スイッチを、ゼロ電圧ターンオフまたはゼロ電圧ターンオンとすることができる。これにより、各双方向スイッチのターンオン時またはターンオフ時の電力損失を低減することができる。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記制御回路は、前記キャリア信号の初期位相を、２つの値の間で、所定のタイミングで切り替える初期位相切替部を備えている。この構成によると、各双方向スイッチのゼロ電圧ターンオフになる時間と、ゼロ電圧ターンオンになる時間とを同等とすることができる。これにより、各双方向スイッチの発熱による素子の寿命のばらつきを低減することができる。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記溶接電源装置は、前記電力変換回路の一方の出力端子に直列接続される平滑用リアクトルをさらに備えている。この構成によると、出力電流を安定させることができる。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記双方向スイッチは、２つのＩＧＢＴを備えている。この構成によると、大きな電流を流すことができる。また、逆阻止型のＩＧＢＴを並列接続した場合、双方向スイッチの構造を簡略なものにすることができる。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記双方向スイッチは、２つのＭＯＳＦＥＴを備えている。この構成によると、電力の損失を低減することができる。

本発明の好ましい実施の形態においては、前記変圧器は、電力系統から交流電圧を入力される。この構成によると、交流を直流に変換する直流電源および直流を高周波に変換するインバータ回路を備える必要がないので、構造を簡略化することができる。

本発明によると、制御回路は、判別手段の判別結果と、出力側センサからの検出信号とに基づいて、駆動信号を生成する。そして、電力変換回路の各双方向スイッチは、制御回路より入力される駆動信号に応じてスイッチングを行う。これにより、出力側センサからの検出信号に基づくフィードバック制御が行われる。したがって、フィードバック制御の目標信号を設定することで、様々な電源仕様に対応することができる。また、電力変換回路には、変圧器からの交流が直接入力されるので、変圧器からの交流を直流に変換する整流器を必要としない。したがって、大型化および高額化を抑制することができる。

本発明のその他の特徴および利点は、添付図面を参照して以下に行う詳細な説明によって、より明らかとなろう。

第１実施形態に係る溶接電源装置を説明するための図である。 駆動信号生成部が行う駆動信号生成処理を説明するためのフローチャートである。 駆動信号生成部が出力する駆動信号を説明するための図である。 溶接電源装置の構成でシミュレーションを行った時の各波形を示す図である。 溶接電源装置の構成でシミュレーションを行った時の各波形を示す図である。 溶接電源装置の構成でシミュレーションを行った時の各波形を示す図である。 第１実施形態に係る双方向スイッチの変形例を示す図である。 第２実施形態に係る溶接電源装置を説明するための図である。 第２実施形態に係る双方向スイッチの変形例を示す図である。 第３実施形態に係る溶接電源装置を説明するための図である。 第４実施形態に係る溶接電源装置を説明するための図である。 第４実施形態に係る双方向スイッチの電圧および電流の波形を示す図である。 第５実施形態に係る溶接電源装置を説明するための図である。 第６実施形態に係る溶接電源装置を説明するための図である。 従来の溶接電源装置を説明するための図である。

以下、本発明の実施の形態を、図面を参照して具体的に説明する。

図１は、第１実施形態に係る溶接電源装置Ａ１を説明するための図である。

溶接電源装置Ａ１は、溶接トーチの先端から突出するワイヤ電極の先端と、被加工物との間にアークを発生させ、アークに電力を供給するものである。図１においては、アークを負荷Ｌとして示している。図１に示すように、溶接電源装置Ａ１は、直流電源１、インバータ回路２、変圧器３、電力変換回路４、平滑用リアクトル５、入力側電圧センサ６、出力側電流センサ７、および、制御回路８を備えている。

直流電源１は、直流電流を出力するものであり、例えば、電力系統から入力される交流電流を整流する整流回路と、平滑する平滑コンデンサとを備えている。なお、直流電源１は、交流電流を直流電流に変換して出力するものに限られない。例えば、燃料電池、蓄電池、太陽電池などの直流電流を出力するものであってもよく、インバータ回路２に直流電流を出力するものであればよい。

インバータ回路２は、直流電源１から入力される直流電流を高周波電流に変換して、変圧器３に出力する。インバータ回路２は、単相フルブリッジ型のインバータであり、４個のスイッチング素子２１〜２４を備えている。本実施形態では、スイッチング素子２１〜２４としてＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor : 絶縁ゲート・バイポーラトランジスタ）を使用している。なお、スイッチング素子２１〜２４はＩＧＢＴに限定されず、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）、バイポーラトランジスタなどであってもよい。

スイッチング素子２１とスイッチング素子２２とは、スイッチング素子２１のエミッタ端子とスイッチング素子２２のコレクタ端子とが接続されて、直列接続されている。スイッチング素子２１のコレクタ端子は直流電源１の正極側に接続され、スイッチング素子２２のエミッタ端子は直流電源１の負極側に接続されて、ブリッジ構造を形成している。同様に、スイッチング素子２３とスイッチング素子２４とが直列接続されてブリッジ構造を形成している。スイッチング素子２１とスイッチング素子２２の接続点には出力ラインが接続され、スイッチング素子２３とスイッチング素子２４の接続点にも出力ラインが接続されている。これら２つの出力ラインの間に、変圧器３の一次側巻線３１が接続されている。各スイッチング素子２１〜２４には、それぞれ逆並列にフライホイールダイオードが接続されている。各スイッチング素子２１〜２４のゲート端子には、駆動信号が入力される。各スイッチング素子２１〜２４は、それぞれ駆動信号に基づいて、オン状態とオフ状態とを切り替えられる。これにより、直流電流が交流電流に変換される。

溶接電源装置Ａ１の出力制御は電力変換回路４で行われるので、インバータ回路２は出力制御を行わない。インバータ回路２は、直流電流を所定の周波数の高周波電流に変換するだけなので、所定の周波数で所定のデューティ比を有するパルス信号が、駆動信号として、インバータ回路２に入力される。なお、図１においては、インバータ回路２に駆動信号を入力する構成の記載を省略している。また、インバータ回路２は、これに限られない。

変圧器３は、インバータ回路２が出力する高周波電圧を変圧して、電力変換回路４に出力する。変圧器３は、一次側巻線３１の２つの端子に電圧を印加され、一次側巻線３１と二次側巻線３２の巻き数比に応じた電圧に変圧して、二次側巻線３２の２つの端子から出力する。変圧器３は、インバータ回路２が出力する高周波を入力されるので、高周波用の変圧器とすることができる。高周波用の変圧器は、低周波用に比べて軽量で小さいので、溶接電源装置Ａ１を小型軽量化することができる。

電力変換回路４は、変圧器３より入力される高周波電力を、制御回路８より入力される駆動信号に応じて変換して、出力する。電力変換回路４は、２つの入力端子ａ，ｂと、２つの出力端子ｕ，ｖを備えている。入力端子ａは、変圧器３の二次側巻線３２の一方の端子に接続され、入力端子ｂは、変圧器３の二次側巻線３２の他方の端子に接続されている。また、出力端子ｕは、平滑用リアクトル５を介して、溶接電源装置Ａ１の一方の出力端子ｄに接続され、出力端子ｖは、溶接電源装置Ａ１の他方の出力端子ｅに接続されている。

電力変換回路４は、４つの双方向スイッチ４１〜４４を備えている。各双方向スイッチ４１〜４４は、交流電流を流すことができるスイッチであり、本実施形態では、２つのＩＧＢＴを逆直列接続したものを用いている。２つのＩＧＢＴはエミッタ端子同士が接続されており、各ＩＧＢＴのコレクタ端子とエミッタ端子との間には、それぞれダイオードが逆並列に接続されている。２つのＩＧＢＴのゲート端子には、制御回路８より駆動信号が入力される。駆動信号がオン信号の場合、２つのＩＧＢＴのゲート端子がオンになる。この場合、一方の方向に流れる電流は、一方のＩＧＢＴと、他方のＩＧＢＴに接続されたダイオードとを流れ、他方の方向に流れる電流は、他方のＩＧＢＴと、一方のＩＧＢＴに接続されたダイオードとを流れる。つまり、双方向に電流を流すことができるので、交流電流を流すことができる。また、駆動信号がオフ信号の場合、２つのＩＧＢＴのゲート端子がオフになる。この場合、どちらの方向の電流も流れなくなる。つまり、双方向スイッチ４１〜４４は、入力される駆動信号に応じて、交流電流が流れる状態と、流れない状態とを切り替えることができる。なお、双方向スイッチ４１〜４４の構成は限定されず、交流電流が流れる状態と、流れない状態とを切り替えることができるものであればよい。例えば、２つのＩＧＢＴのコレクタ端子同士を接続するようにしてもよい。

双方向スイッチ４１と双方向スイッチ４２とは直列接続され、直列回路４ａを構成し、双方向スイッチ４３と双方向スイッチ４４とは直列接続され、直列回路４ｂを構成している。直列回路４ａおよび直列回路４ｂは、それぞれ、出力端子ｕ，ｖ間に並列接続されている。また、双方向スイッチ４１と双方向スイッチ４２との接続点は、入力端子ａに接続され、双方向スイッチ４３と双方向スイッチ４４との接続点は、入力端子ｂに接続されている。

平滑用リアクトル５は、電力変換回路４の出力端子ｕと溶接電源装置Ａ１の出力端子ｄとの間に直列接続されており、出力電流を安定させる。なお、平滑用リアクトル５は、電力変換回路４の出力端子ｖと溶接電源装置Ａ１の出力端子ｅとの間に直列接続されていてもよい。出力端子ｄ，ｅより出力される電流が、溶接電流として、負荷Ｌ（アーク）に流れる。

入力側電圧センサ６は、電力変換回路４の入力端子ａ，ｂ間に配置されており、電力変換回路４の入力電圧（線間電圧）の瞬時値を検出する。入力側電圧センサ６は、検出した電圧信号Ｖ_iを、制御回路８に入力する。制御回路８は、電圧信号Ｖ_iをデジタル信号に変換して、入力電圧判別部８６に入力する。本実施形態では、入力端子ｂの電位を基準としている。したがって、デジタル化された電圧信号Ｖ_iは、入力端子ａの電位が入力端子ｂの電位より高い場合に正の値になり、入力端子ａの電位が入力端子ｂの電位より低い場合に負の値になる。電力変換回路４の入力電圧は交流電圧なので、デジタル化された電圧信号Ｖ_iは、正の値の場合と負の値の場合がある。

出力側電流センサ７は、電力変換回路４の出力端子ｖと、溶接電源装置Ａ１の出力端子ｅとの間の接続線に配置されており、電力変換回路４の出力電流の瞬時値を検出する。出力側電流センサ７は、検出した電流信号Ｉ_oを、制御回路８に入力する。制御回路８は、電流信号Ｉ_oをデジタル信号に変換して、減算部８２に入力する。本実施形態では、電流の方向を、出力端子ｅから出力端子ｖに流れる場合を正の方向とし、逆に流れる場合を負の方向としている。したがって、デジタル化された電流信号Ｉ_oは、出力端子ｅから出力端子ｖの方向に流れている場合は正の値となり、出力端子ｖから出力端子ｅの方向に流れている場合は負の値となる。電力変換回路４の出力電流が交流電流の場合、デジタル化された電流信号Ｉ_oは、正の値と負の値の両方の値を取り得る。一方、電力変換回路４の出力電流が直流電流の場合、デジタル化された電流信号Ｉ_oは、正の値または負の値のいずれか一方の値となる。なお、出力側電流センサ７は、平滑用リアクトル５と溶接電源装置Ａ１の出力端子ｄとの間（または、平滑用リアクトル５と電力変換回路４の出力端子ｕとの間）の接続線に配置してもよく、電力変換回路４の出力電流の瞬時値を検出できればよい。

制御回路８は、溶接電源装置Ａ１を制御するものであり、例えばマイクロコンピュータなどによって実現されている。制御回路８は、フィードバック制御を行っており、本実施形態においては、出力電流を制御している。制御回路８は、電力変換回路４を制御するための駆動信号を生成して、電力変換回路４に出力する。実際には、制御回路８が生成した駆動信号は、ドライブ回路によって増幅されて、電力変換回路４に出力されるが、図１においては、ドライブ回路の記載を省略している。制御回路８は、出力電流設定部８１、減算部８２、補償信号生成部８３、キャリア信号生成部８４、ＰＷＭ信号生成部８５、入力電圧判別部８６、および、駆動信号生成部８７を備えている。

出力電流設定部８１は、溶接電源装置Ａ１の出力電流の目標信号Ｉ^*を設定するものであり、設定された目標信号Ｉ^*を減算部８２に出力する。目標信号Ｉ^*は、図示しない操作装置を操作者が操作することで設定される。なお、あらかじめ複数の目標信号Ｉ^*を登録しておいて、操作装置の操作によって、選択するようにしてもよい。出力電流を直流電流とする場合は、目標信号Ｉ^*を所望の直流信号とすればよく、出力電流を交流電流とする場合は、目標信号Ｉ^*を所望の周波数の交流信号とすればよい。また、出力電流を急減させる場合は、目標信号Ｉ^*を急減すればよい。

減算部８２は、出力側電流センサ７より入力される電流信号Ｉ_oと、出力電流設定部８１より入力される目標信号Ｉ^*との偏差ΔＩ（＝Ｉ^*−Ｉ_o）を算出して、補償信号生成部８３に出力する。補償信号生成部８３は、減算部８２より入力される偏差ΔＩに基づいて、例えばＰＩ制御（比例積分制御）による補償信号を算出し、ＰＷＭ信号生成部８５に出力する。なお、補償信号生成部８３は、例えばＰＩＤ制御（比例積分微分制御）などの他の制御を行うようにしてもよい。キャリア信号生成部８４は、例えば三角波などのキャリア信号を生成し、ＰＷＭ信号生成部８５に出力する。本実施形態においては、キャリア信号を、「０」を中心として正の値と負の値とで変化する信号としている。

ＰＷＭ信号生成部８５は、２つのＰＷＭ信号を生成するものである。ＰＷＭ信号生成部８５は、補償信号生成部８３より入力される補償信号に「−１」を乗算することで、補償信号を反転させた反転信号を生成する。そして、補償信号と、キャリア信号生成部８４より入力されるキャリア信号とを比較することでｕ相用のＰＷＭ信号を生成する。例えば、補償信号がキャリア信号より大きい場合にハイレベルとなり、補償信号がキャリア信号以下の場合にローレベルとなるパルス信号が、ｕ相用のＰＷＭ信号として生成される。また、ＰＷＭ信号生成部８５は、反転信号とキャリア信号とを比較することで、ｖ相用のＰＷＭ信号を生成する。ｕ相用のＰＷＭ信号およびｖ相用のＰＷＭ信号が、本発明の「第１ＰＷＭ信号」および「第２ＰＷＭ信号」に相当する。各ＰＷＭ信号には、デッドタイムが設けられる。ＰＷＭ信号生成部８５は、生成した各ＰＷＭ信号を、駆動信号生成部８７に出力する。出力電流設定部８１、減算部８２、補償信号生成部８３、キャリア信号生成部８４およびＰＷＭ信号生成部８５が、本発明の「ＰＷＭ制御部」に相当する。

入力電圧判別部８６は、入力電圧の正負を判別する。入力電圧判別部８６は、入力側電圧センサ６によって検出され、デジタル化された電圧信号Ｖ_iを入力され、電圧信号Ｖ_iが正の値であるか負の値であるかを判別する。具体的には、電圧信号Ｖ_iが「０」以上であるか否かを判別する。入力電圧判別部８６は、判別結果を判別信号として、駆動信号生成部８７に出力する。入力電圧判別部８６は、電圧信号Ｖ_iが正の値である場合に、例えばハイレベル信号の判別信号を出力し、電圧信号Ｖ_iが負の値である場合に、ローレベル信号の判別信号を出力する。入力側電圧センサ６および入力電圧判別部８６が、本発明の「判別手段」に相当する。

駆動信号生成部８７は、ＰＷＭ信号生成部８５より入力されるｕ相用のＰＷＭ信号およびｖ相用のＰＷＭ信号と、入力電圧判別部８６より入力される判別信号とに基づいて、駆動信号を生成する。駆動信号生成部８７は、電圧信号Ｖ_iが正の値であることを示す判別信号（ハイレベル信号）が入力されている間はｕ相用のＰＷＭ信号となり、電圧信号Ｖ_iが負の値であることを示す判別信号（ローレベル信号）が入力されている間はｕ相用のＰＷＭ信号を反転させた信号となる第１の駆動信号を生成する。そして、当該第１の駆動信号を、双方向スイッチ４１に出力する。同様に、駆動信号生成部８７は、判別信号（ハイレベル信号）が入力されている間はｖ相用のＰＷＭ信号となり、判別信号（ローレベル信号）が入力されている間はｖ相用のＰＷＭ信号を反転させた信号となる第２の駆動信号を生成する。そして、当該第２の駆動信号を、双方向スイッチ４２に出力する。また、駆動信号生成部８７は、判別信号（ハイレベル信号）が入力されている間はｕ相用のＰＷＭ信号を反転させた信号となり、判別信号（ローレベル信号）が入力されている間はｕ相用のＰＷＭ信号となる第３の駆動信号を生成する。そして、当該第３の駆動信号を、双方向スイッチ４３に出力する。同様に、駆動信号生成部８７は、判別信号（ハイレベル信号）が入力されている間はｖ相用のＰＷＭ信号を反転させた信号となり、判別信号（ローレベル信号）が入力されている間はｖ相用のＰＷＭ信号となる第４の駆動信号を生成する。そして、当該第４の駆動信号を、双方向スイッチ４４に出力する。

図２は、駆動信号生成部８７が行う駆動信号生成処理を説明するためのフローチャートである。当該駆動信号生成処理は、所定のタイミング毎に実施される。

まず、駆動信号生成部８７は、入力電圧判別部８６より判別信号を受信し、ＰＷＭ信号生成部８５よりｕ相用のＰＷＭ信号およびｖ相用のＰＷＭ信号を受信する（Ｓ１）。次に、判別信号に基づいて、電圧信号Ｖ_iが正の値であるか否かを判別する（Ｓ２）。具体的には、判別信号がハイレベル信号であるかローレベル信号であるかを判別する。

電圧信号Ｖ_iが正の値である場合（Ｓ２：ＹＥＳ）、駆動信号生成部８７は、双方向スイッチ４１にｕ相用のＰＷＭ信号を出力し、双方向スイッチ４２にｖ相用のＰＷＭ信号を出力する（Ｓ３）。そして、双方向スイッチ４３にｕ相用のＰＷＭ信号を反転させた信号を出力し、双方向スイッチ４４にｖ相用のＰＷＭ信号を反転させた信号を出力する（Ｓ４）。一方、電圧信号Ｖ_iが負の値である場合（Ｓ２：ＮＯ）、駆動信号生成部８７は、双方向スイッチ４１にｕ相用のＰＷＭ信号を反転させた信号を出力し、双方向スイッチ４２にｖ相用のＰＷＭ信号を反転させた信号を出力する（Ｓ５）。そして、双方向スイッチ４３にｕ相用のＰＷＭ信号を出力し、双方向スイッチ４４にｖ相用のＰＷＭ信号を出力する（Ｓ６）。

所定のタイミング毎に、駆動信号生成処理が実施されることにより、双方向スイッチ４１〜４４には、それぞれ、第１〜第４の駆動信号が入力される。

図３は、駆動信号生成部８７が出力する駆動信号を説明するための図である。

図３（ａ）は、入力電圧判別部８６より入力される判別信号を示しており、高周波電圧である電力変換回路４の入力電圧（電圧信号Ｖ_i）の１周期分の波形が示されている。判別信号は、電圧信号Ｖ_iが正の値の間はハイレベルとなり、電圧信号Ｖ_iが負の値の間はローレベルとなっている。図３（ｂ）は、ＰＷＭ信号生成部８５より入力されるｕ相用のＰＷＭ信号を示している。図３（ｃ）は、ＰＷＭ信号生成部８５より入力されるｖ相用のＰＷＭ信号を示している。

図３（ｄ）は双方向スイッチ４１に入力される第１の駆動信号を示しており、図３（ｅ）は双方向スイッチ４２に入力される第２の駆動信号を示しており、図３（ｆ）は双方向スイッチ４３に入力される第３の駆動信号を示しており、図３（ｇ）は双方向スイッチ４４に入力される第４の駆動信号を示している。第１の駆動信号は、判別信号がハイレベルの間はｕ相用のＰＷＭ信号（図３（ｂ）参照）と同じ波形であり、判別信号がローレベルの間はｕ相用のＰＷＭ信号を反転させた信号と同じ波形になっている。第２の駆動信号は、判別信号がハイレベルの間はｖ相用のＰＷＭ信号（図３（ｃ）参照）と同じ波形であり、判別信号がローレベルの間はｖ相用のＰＷＭ信号を反転させた信号と同じ波形になっている。第３の駆動信号は、判別信号がハイレベルの間はｕ相用のＰＷＭ信号を反転させた信号と同じ波形であり、判別信号がローレベルの間はｕ相用のＰＷＭ信号と同じ波形になっている。第４の駆動信号は、判別信号がハイレベルの間はｖ相用のＰＷＭ信号を反転させた信号と同じ波形であり、判別信号がローレベルの間はｖ相用のＰＷＭ信号と同じ波形になっている。

図３（ｈ）は、電力変換回路４の出力電圧を示している（出力端子ｕの電位が出力端子ｖの電位より高い場合を「正」とする）。電力変換回路４の入力電圧は、インバータ回路２のスイッチングに応じて、正の固定値と負の固定値とで切り替わるパルス状となる。入力電圧が正の固定値の場合、判別信号がハイレベルになる。この場合、第１の駆動信号と第４の駆動信号とがオンで第２の駆動信号と第３の駆動信号とがオフのときに、電力変換回路４の入力電圧が出力され、出力端子ｕの電位が出力端子ｖの電位より高くなる。また、第２の駆動信号と第３の駆動信号とがオンで第１の駆動信号と第４の駆動信号とがオフのときに、電力変換回路４の入力電圧の逆極性の電圧が出力され、出力端子ｕの電位が出力端子ｖの電位より低くなる。第１の駆動信号と第２の駆動信号とがオンで第３の駆動信号と第４の駆動信号とがオフのとき、および、第３の駆動信号と第４の駆動信号とがオンで第１の駆動信号と第２の駆動信号とがオフのときは、電力変換回路４の入力電圧は出力されず、出力端子ｕの電位が出力端子ｖの電位と同電位になる。つまり、ｕ相用のＰＷＭ信号とｖ相用のＰＷＭ信号とに応じた電圧が出力される。

一方、入力電圧が負の固定値の場合、判別信号がローレベルになる。この場合、第３の駆動信号がｕ相のＰＷＭ信号となり、第４の駆動信号がｖ相のＰＷＭ信号となる。また、第１の駆動信号がｕ相用のＰＷＭ信号を反転した信号となり、第２の駆動信号がｖ相用のＰＷＭ信号を反転した信号となる。したがって、電位が高い入力端子ｂに接続された側の双方向スイッチ４３に入力される第３の駆動信号がｕ相のＰＷＭ信号となり、双方向スイッチ４４に入力される第４の駆動信号がｖ相のＰＷＭ信号となって、ｕ相用のＰＷＭ信号とｖ相用のＰＷＭ信号とに応じた電圧が出力される。したがって、入力電圧の正負に関係なく、ｕ相用のＰＷＭ信号とｖ相用のＰＷＭ信号とに応じて、電圧を出力することができる。

図４〜図６は、溶接電源装置Ａ１の構成でシミュレーションを行った時の各波形を示している。各図（ａ），（ｂ）とも、最上段は出力電流設定部８１で設定された目標信号Ｉ^*の波形を示しており、２段目は溶接電源装置Ａ１（電力変換回路４）の出力電流を示す電流信号Ｉ_oの波形を示している。また、３段目は電力変換回路４への入力電圧を示す電圧信号Ｖ_iの波形を示しており、最下段は電力変換回路４からの出力電圧の波形を示している。各図（ｂ）は、それぞれ、各図（ａ）に示す波形を、時間軸を拡大して示したものである。いずれの場合も、電圧信号Ｖ_iは周波数２０ｋＨｚのパルス信号（各図（ｂ）３段目参照）であり、キャリア信号の周波数も２０ｋＨｚとしている。

図４は、目標信号Ｉ^*として周波数が２００Ｈｚの正弦波を設定して、シミュレーションを行ったものである。この場合、出力電圧の波形（最下段参照）は、５ｍＳの周期で、周波数が２０ｋＨｚの正のパルスと負のパルスとが繰り返されるものとなっている。また、出力電流の波形（２段目参照）は、周波数が２００Ｈｚの正弦波になっていることが確認できる。

図５は、目標信号Ｉ^*として周波数が２００Ｈｚの鋸歯状波を設定して、シミュレーションを行ったものである。この場合、出力電圧の波形（最下段参照）は、周波数が２０ｋＨｚの正のパルスが続き、５ｍＳの周期で、短い時間だけ負のパルスが現れる波形となっている。また、出力電流の波形（２段目参照）は、周波数が２００Ｈｚの鋸歯状波になっていることが確認できる。さらに、出力電流を急減させることができることも確認できた。

図６は、目標信号Ｉ^*として周波数が２００Ｈｚの矩形波を設定して、シミュレーションを行ったものである。この場合、出力電圧の波形（最下段参照）は、周波数が２０ｋＨｚの正のパルスが続き、５ｍＳの周期で、短い時間だけ負のパルスが現れる波形となっている。また、出力電流の波形（２段目参照）は、周波数が２００Ｈｚの矩形波になっていることが確認できる。

いずれの場合も、目標信号Ｉ^*として設定した波形と同様の電流波形を出力することができた。

本実施形態によると、ＰＷＭ信号生成部８５は、出力側電流センサ７より入力される電流信号Ｉ_oと、出力電流設定部８１に設定された目標信号Ｉ^*との偏差ΔＩに基づいて、ｕ相用のＰＷＭ信号およびｖ相用のＰＷＭ信号を生成する。そして、駆動信号生成部８７は、ＰＷＭ信号生成部８５より入力されるｕ相用のＰＷＭ信号およびｖ相用のＰＷＭ信号と、入力電圧判別部８６より入力される判別信号（入力電圧の正負を示す）とに基づいて、第１〜第４駆動信号を生成する。第１〜第４駆動信号は、電力変換回路４の入力電圧の正負に応じて反転する信号になる。電力変換回路４の各双方向スイッチ４１〜４４は、駆動信号生成部８７より入力される第１〜第４駆動信号に基づいてスイッチングを行う。これにより、溶接電源装置Ａ１の出力電流は、目標信号Ｉ^*に応じて、フィードバック制御される。したがって、溶接電源装置Ａ１は、目標信号Ｉ^*として、直流電流を示す信号を設定すれば、直流電力を出力し、目標信号Ｉ^*として、所望の周波数の交流信号を設定すれば、当該周波数の交流電力を出力する。つまり、溶接電源装置Ａ１は、目標信号Ｉ^*を変更するだけで、直流電力も交流電力も出力することができる。また、溶接電源装置Ａ１は、目標信号Ｉ^*を急減させることで、出力電流を急減させることができる。つまり、目標信号Ｉ^*の変化だけで、低スパッタ回路と同じ機能を果たすことができる。以上のように、溶接電源装置Ａ１は、様々な電源仕様に対応することができる。したがって、溶接の電源仕様に応じて、複数の溶接電源装置を用意する必要がない。

また、交流電力を出力する一般的な溶接電源装置は、変圧器の二次側に整流回路とインバータ回路とを備える必要があるが、溶接電源装置Ａ１は、整流回路を備える必要がない。したがって、その分、小型化を図ることができるし、製造コストを抑制することができる。また、低スパッタ回路を備えていなくても、同じ機能を果たすことができるので、その分、小型化を図ることができるし、製造コストを抑制することができる。また、直流用、交流用、低スパッタ用のそれぞれの回路をすべて設ける場合と比べて、大型化および高額化を抑制することができる。

さらに、溶接電源装置Ａ１は、同じハードウエアを用いて、目標信号Ｉ^*を変更するだけで、直流用の溶接電源装置とすることができ、交流用の溶接電源装置とすることができ、また、低スパッタ回路を備えた溶接電源装置とすることもできる。したがって、それぞれ異なるハードウエアとして溶接電源装置を製造する場合と比べて、製造コストや評価コストを低減することができる。

なお、本実施形態においては、双方向スイッチ４１〜４４として、２つのＩＧＢＴを逆直列接続したものを用いた場合について説明したが、これに限られない。例えば、図７に示す各双方向スイッチを用いるようにしてもよい。

図７（ａ）は、２つのＩＧＢＴを逆並列接続したものである。各ＩＧＢＴのエミッタ端子にはそれぞれダイオードが直列接続されている。これらのダイオードは、ＩＧＢＴに逆バイアスがかからないようにしている。２つのＩＧＢＴのゲート端子がオンの場合、一方の方向に流れる電流は、一方のＩＧＢＴとこれに直列接続されたダイオードとを流れ、他方の方向に流れる電流は、他方のＩＧＢＴとこれに直列接続されたダイオードとを流れる。つまり、双方向に電流を流すことができるので、交流電流を流すことができる。また、２つのＩＧＢＴのゲート端子がオフの場合、どちらの方向の電流も流れなくなる。つまり、ゲート端子に入力される駆動信号に応じて、交流電流が流れる状態と、流れない状態とを切り替えることができる。

用いるＩＧＢＴが、逆バイアスに対して十分な耐性を有する逆阻止型のＩＧＢＴの場合、図７（ｂ）のように、ダイオードを省略した構成とすることができる。この場合、ダイオードによる電圧降下が抑制されるので、電力変換効率を向上させることができる。また、図７（ｃ）のように、１つのＩＧＢＴと４つのダイオードを用いた双方向スイッチを用いるようにしてもよい。この場合、１つのＩＧＢＴだけで双方向スイッチを構成できるので、ＩＧＢＴとその駆動回路の使用個数を削減することができる。

また、双方向スイッチ４１〜４４を、ＭＯＳＦＥＴやバイポーラトランジスタなど、他のスイッチング素子を用いたものとしてもよい。また、１つのスイッチング素子で交流電流のオンオフを制御できるものを用いてもよい。双方向スイッチ４１〜４４を、ＭＯＳＦＥＴを用いたものとした場合を第２実施形態として、以下に説明する。

図８は、第２実施形態に係る溶接電源装置Ａ２を説明するための図である。図８において、第１実施形態に係る溶接電源装置Ａ１(図１参照）と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。

図８に示す溶接電源装置Ａ２は、双方向スイッチ４１〜４４に代えて、ＭＯＳＦＥＴを用いた双方向スイッチ４１’〜４４’を備えている点で、第１実施形態に係る溶接電源装置Ａ１と異なる。

各双方向スイッチ４１’〜４４’は、２つのＭＯＳＦＥＴを逆直列接続したものを用いている。２つのＭＯＳＦＥＴはソース端子同士が接続されており、各ＭＯＳＦＥＴのドレイン端子とソース端子との間には、それぞれダイオードが逆並列に接続されている。２つのＭＯＳＦＥＴのゲート端子には、制御回路８より駆動信号が入力される。駆動信号がオン信号の場合、２つのＭＯＳＦＥＴのゲート端子がオンになる。この場合、２つのＭＯＳＦＥＴが電流経路となって、双方向に電流を流すことができるので、交流電流を流すことができる。また、駆動信号がオフ信号の場合、２つのＭＯＳＦＥＴのゲート端子がオフになる。この場合、どちらの方向の電流も流れなくなる。つまり、双方向スイッチ４１’〜４４’は、入力される駆動信号に応じて、交流電流が流れる状態と、流れない状態とを切り替えることができる。なお、２つのＭＯＳＦＥＴのドレイン端子同士を接続するようにしてもよい。

第２実施形態においても、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。また、各双方向スイッチ４１’〜４４’は、２つのＭＯＳＦＥＴのゲート端子がオンの場合、２つのＭＯＳＦＥＴが電流経路となるので、ダイオードを流れる場合より、電力の損失を低減することができる。特に、溶接に用いられる電力は、低電圧、大電流となるので、オン抵抗が低いＭＯＳＦＥＴを用いることにより、電力損失をより低減することができる。

なお、第２実施形態においては、双方向スイッチ４１’〜４４’として、２つのＭＯＳＦＥＴを逆直列接続したものを用いた場合について説明したが、これに限られない。例えば、図９に示す各双方向スイッチを用いるようにしてもよい。

上記第１および第２実施形態においては、出力電流制御を行う場合について説明したが、これに限られない。出力電圧制御や出力電力制御を行うようにしてもよい。出力電圧制御を行う場合を第３実施形態として、以下に説明する。

図１０は、第３実施形態に係る溶接電源装置Ａ３を説明するための図である。図１０において、第１実施形態に係る溶接電源装置Ａ１(図１参照）と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。

図１０に示す溶接電源装置Ａ３は、出力側電流センサ７に代えて、出力側電圧センサ７’を備えている点と、制御回路８が、検出した電圧信号に基づいて駆動信号を生成する点とで、第１実施形態に係る溶接電源装置Ａ１と異なる。

出力側電圧センサ７’は、溶接電源装置Ａ３の出力端子ｄ，ｅ間に配置されており、電力変換回路４の出力電圧（線間電圧）の瞬時値を検出する。出力側電圧センサ７’は、検出した電圧信号Ｖ_oを、制御回路８に入力する。制御回路８は、電圧信号Ｖ_oをデジタル信号に変換して、減算部８２に入力する。本実施形態では、入力端子ｅの電位を基準としている。したがって、デジタル化された電圧信号Ｖ_oは、入力端子ｄの電位が入力端子ｅの電位より高い場合に正の値になり、入力端子ｄの電位が入力端子ｅの電位より低い場合に負の値になる。電力変換回路４の出力電圧が交流電圧の場合、デジタル化された電圧信号Ｖ_oは、正の値と負の値の両方の値を取り得る。一方、電力変換回路４の出力電圧が直流電圧の場合、デジタル化された電圧信号Ｖ_oは、正の値または負の値のいずれか一方の値となる。

出力電圧設定部８１’は、溶接電源装置Ａ３の出力電圧の目標信号Ｖ^*を設定するものであり、設定された目標信号Ｖ^*を減算部８２に出力する。目標信号Ｖ^*は、図示しない操作装置を操作者が操作することで設定される。なお、あらかじめ複数の目標信号Ｖ^*を登録しておいて、操作装置の操作によって、選択するようにしてもよい。出力電圧を直流電圧とする場合は、目標信号Ｖ^*を所望の直流信号とすればよく、出力電圧を交流電圧とする場合は、目標信号Ｖ^*を所望の周波数の交流信号とすればよい。また、出力電圧を急減させる場合は、目標信号Ｖ^*を急減すればよい。

減算部８２は、出力側電圧センサ７’より入力される電圧信号Ｖ_oと、出力電圧設定部８１’より入力される目標信号Ｖ^*との偏差ΔＶ（＝Ｖ^*−Ｖ_o）を算出して、補償信号生成部８３に出力する。補償信号生成部８３は、減算部８２より入力される偏差ΔＶに基づいて、例えばＰＩ制御（比例積分制御）による補償信号を算出し、ＰＷＭ信号生成部８５に出力する。なお、補償信号生成部８３は、例えばＰＩＤ制御（比例積分微分制御）などの他の制御を行うようにしてもよい。

第３実施形態においても、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。また、第３実施形態においては、出力電圧制御を行うことができる。

次に、第４実施形態について説明する。第４実施形態は、インバータ回路２の出力電圧を正弦波交流電圧とし、インバータ回路２の発振周波数と電力変換回路４の変調周波数とを同一にすることで、電力変換回路４の双方向スイッチ４１〜４４の一部をゼロ電圧ターンオンまたはゼロ電圧ターンオフできるようにしたものである。

図１１は、第４実施形態に係る溶接電源装置Ａ４を説明するための図である。図１１において、第１実施形態に係る溶接電源装置Ａ１(図１参照）と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。

図１１に示す溶接電源装置Ａ４は、変圧器３の一次側巻線３１に直列接続された共振コンデンサ３３を備えている点と、制御回路８が初期位相切替部８８を備えている点とで、第１実施形態に係る溶接電源装置Ａ１と異なる。

共振コンデンサ３３は、変圧器３の一次側巻線３１の一方の端子に直列接続されており、一次側巻線３１とで直列共振回路を構成する。共振コンデンサ３３と一次側巻線３１とは、共振周波数がインバータ回路２の発振周波数ｆ₀と一致するように設計される。すなわち、一次側巻線３１の自己インダクタンスＬと共振コンデンサ３３のキャパシタンスＣとが、下記（１）式の関係になるように設計される。これにより、インバータ回路２の出力電圧を正弦波交流電圧とすることができ、電力変換回路４への入力電圧を正弦波交流電圧とすることができる。なお、共振コンデンサ３３を、変圧器３の一次側巻線３１の２つの端子間に並列接続して、一次側巻線３１とで並列共振回路を構成するようにしてもよい。

キャリア信号生成部８４は、インバータ回路２の発振周波数ｆ₀と同じ周波数のキャリア信号を生成する。これにより、電力変換回路４の変調周波数が、インバータ回路２の発振周波数ｆ₀と同じ周波数になる。電力変換回路４への入力電圧が正弦波交流電圧となり、電力変換回路４の変調周波数がインバータ回路２の発振周波数ｆ₀と一致するので、電力変換回路４を構成する各双方向スイッチ４１〜４４を、ゼロ電圧ターンオフまたはゼロ電圧ターンオンとすることができる。キャリア信号生成部８４が生成するキャリア信号と同期したキャリア信号（周波数および位相が同じ信号であって、同じキャリア信号であってもよい）を用いて、インバータ回路２の駆動信号を生成することで、インバータ回路２と電力変換装置４とを同期させてもよい。

図１２は、溶接電源装置Ａ４の構成でシミュレーションを行った時の、双方向スイッチ４１の電圧および電流と、双方向スイッチ４２の電圧および電流の波形を示している。図１２（ａ）は、双方向スイッチ４１の端子間に印加される電圧を示しており、図１２（ｂ）は、双方向スイッチ４１に流れる電流を示している。図１２（ｃ）は、双方向スイッチ４２の端子間に印加される電圧を示しており、図１２（ｄ）は、双方向スイッチ４２に流れる電流を示している。

例えば時刻ｔ１において、双方向スイッチ４１は、端子間電圧が「０」のときにターンオフしている（ゼロ電圧ターンオフ）。また、双方向スイッチ４２は、端子間電圧が「０」のときにターンオンしている（ゼロ電圧ターンオン）。

図１２に示すように、双方向スイッチ４１は、ゼロ電圧ターンオフになるが、ゼロ電圧ターンオンにならない。一方、双方向スイッチ４２は、ゼロ電圧ターンオンになるが、ゼロ電圧ターンオフにならない。ゼロ電圧ターンオフによる電力損失の低減効果と、ゼロ電圧ターンオンによる電力損失の低減効果とには差がある場合がある。一般的には、ゼロ電圧ターンオフによる電力損失の低減効果の方が大きい。したがって、ゼロ電圧ターンオンになるスイッチの方が、ゼロ電圧ターンオフになるスイッチより、電力損失により発生する発熱量が大きくなる。図１２の場合、双方向スイッチ４２の方が、双方向スイッチ４１より発熱量が大きくなるので、熱によって素子の寿命が短くなってしまう。これを避けるために、本実施形態では、電力変換回路４の変調用キャリア信号の初期位相を定期的に変更することで、ゼロ電圧ターンオフになる時間と、ゼロ電圧ターンオンになる時間とが同等となるようにしている。

初期位相切替部８８は、キャリア信号生成部８４が生成するキャリア信号の初期位相を、定期的に切り替えて、キャリア信号生成部８４に出力する。キャリア信号生成部８４は、初期位相切替部８８より入力された初期位相を用いて、キャリア信号を生成する。初期位相切替部８８は、２種類の初期位相（例えば０［ｒａｄ］とπ［ｒａｄ］）を設定されており、所定のタイミング（例えば、１０分毎）で切り替えて出力する。なお、切替のタイミングは限定されない。また、設定される初期位相も限定されない。なお、キャリア信号生成部８４および初期位相切替部８８の構成は限定されない。キャリア信号生成部８４が生成するキャリア信号の位相を定期的に変更して、各双方向スイッチ４１〜４４のゼロ電圧ターンオフになる時間とゼロ電圧ターンオンになる時間とが同等となればよい。

第４実施形態においても、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。また、第４実施形態においては、共振コンデンサ３３と変圧器３の一次側巻線３１とが直列共振回路を構成するので、インバータ回路２の出力電圧が正弦波交流電圧となり、電力変換回路４への入力電圧が正弦波交流電圧となる。また、電力変換回路４の変調周波数は、インバータ回路２の発振周波数ｆ₀と一致する。したがって、電力変換回路４を構成する各双方向スイッチ４１〜４４を、ゼロ電圧ターンオフまたはゼロ電圧ターンオンとすることができる。これにより、各双方向スイッチ４１〜４４のターンオン時またはターンオフ時の電力損失を低減することができる。さらに、第４実施形態においては、キャリア信号生成部８４が生成するキャリア信号の初期位相を、初期位相切替部８８が定期的に変更する。したがって、各双方向スイッチ４１〜４４のゼロ電圧ターンオフになる時間と、ゼロ電圧ターンオンになる時間とが同等となる。これにより、各双方向スイッチ４１〜４４の発熱による素子の寿命のばらつきを低減することができる。

上記第１〜第４実施形態においては、入力側電圧センサ６によって検出された電圧信号Ｖ_iに基づいて、入力電圧の正負を判別したが、これに限られない。他の手法でも、入力電圧の正負を判別することができればよい。インバータ回路２を駆動するための信号に基づいて入力電圧の正負を判別する場合を第５実施形態として、以下に説明する。

図１３は、第５実施形態に係る溶接電源装置Ａ５を説明するための図である。図１３において、第１実施形態に係る溶接電源装置Ａ１(図１参照）と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。

図１３に示す溶接電源装置Ａ５は、入力側電圧センサ６を備えておらず、インバータ回路２を駆動するためのインバータ駆動信号に基づいて入力電圧の正負を判別する点で、第１実施形態に係る溶接電源装置Ａ１と異なる。

インバータ制御回路９は、インバータ回路２を駆動するための駆動信号を生成するものである。なお、図１，図８，図１０，図１１においては記載を省略している。インバータ回路２は出力制御を行わず、直流電流を所定の周波数の高周波電流に変換するだけなので、所定の周波数で所定のデューティ比を有するパルス信号が、駆動信号として生成される。インバータ制御回路９は、生成した駆動信号を、インバータ回路２のスイッチング素子２１〜２４に出力する。また、インバータ制御回路９は、例えば、スイッチング素子２１に出力する駆動信号を入力電圧判別部８６にも出力する。なお、他の駆動信号を入力電圧判別部８６に出力するようにしてもよい。また、インバータ制御回路９を別途設けるのではなく、制御回路８が、インバータ回路２を駆動するための駆動信号も生成するようにしてもよい。

入力電圧判別部８６は、インバータ制御回路９より入力される駆動信号に基づいて、電力変換回路３の入力電圧の正負を判別する。スイッチング素子２１およびスイッチング素子２４に入力される駆動信号がオンであり、スイッチング素子２２およびスイッチング素子２３に入力される駆動信号がオフの場合、インバータ回路２は、直流電源１の電圧を出力する。この場合、変圧器３を介して電力変換回路３に入力される電圧は正（入力端子ａの電位が入力端子ｂの電位より高い）となる。一方、スイッチング素子２１およびスイッチング素子２４に入力される駆動信号がオフであり、スイッチング素子２２およびスイッチング素子２３に入力される駆動信号がオンの場合、インバータ回路２は、直流電源１の逆極性の電圧を出力する。この場合、変圧器３を介して電力変換回路３に入力される電圧は負（入力端子ａの電位が入力端子ｂの電位より低い）となる。したがって、インバータ制御回路９より入力される駆動信号に基づいて、電力変換回路３の入力電圧の正負を判別することができる。例えば、インバータ制御回路９より、スイッチング素子２１に出力する駆動信号を入力される場合、入力電圧判別部８６は、当該駆動信号がオンの場合、入力電圧は正であると判別し、当該駆動信号がオフの場合、入力電圧は負であると判別する。

第５実施形態においても、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。また、第５実施形態においては、入力側電圧センサ６を備える必要がない。

なお、インバータ制御回路９が、インバータ回路２の駆動信号の代わりに、当該駆動信号を生成するためのキャリア信号を入力電圧判別部８６に出力し、入力電圧判別部８６が、当該キャリア信号に基づいて、電力変換回路３の入力電圧の正負を判別するようにしてもよい。また、インバータ制御回路９が、キャリア信号生成部８４が生成するキャリア信号と同期したキャリア信号を用いてインバータ回路２の駆動信号を生成することで、インバータ回路２と電力変換装置４とが同期している場合は、入力電圧判別部８６が、キャリア信号生成部８４が生成するキャリア信号に基づいて、電力変換回路３の入力電圧の正負を判別するようにしてもよい。この場合、インバータ回路２の駆動信号を生成するためのキャリア信号が、本発明の「第２のキャリア信号」に相当する。

上記第１〜５実施形態においては、電力系統から入力される交流電力を直流電源１が直流電力に変換し、当該直流電力をインバータ回路２が高周波電力に変換して変圧器３の一次側に入力する場合について説明したが、これに限られない。電力系統から入力される交流電力を、そのまま、変圧器３の一次側に入力するようにしてもよい。この場合を第６実施形態として、以下に説明する。

図１４は、第６実施形態に係る溶接電源装置Ａ６を説明するための図である。図１４において、第１実施形態に係る溶接電源装置Ａ１(図１参照）と同一または類似の要素には、同一の符号を付している。

図１４に示す溶接電源装置Ａ６は、直流電源１およびインバータ回路２を備えておらず、高周波用の変圧器３に代えて低周波用の変圧器３’を備えている点で、第１実施形態に係る溶接電源装置Ａ１と異なる。

変圧器３’は、電力系統Ｂより入力される交流電圧を変圧して、電力変換回路４に出力する。電力変換回路４に入力される交流電力は、電力系統Ｂの系統周波数（例えば６０Ｈｚ）の交流電力であるが、電力変換回路４によって、所望の電力に変換されて出力される。

第６実施形態においても、第１実施形態と同様の効果を奏することができる。また、直流電源１およびインバータ回路２を備えていないので、構造を簡略化することができる。

本発明に係る溶接電源装置は、上述した実施形態に限定されるものではない。本発明に係る溶接電源装置の各部の具体的な構成は、種々に設計変更自在である。

Ａ１，Ａ２，Ａ３，Ａ４，Ａ５，Ａ６ 溶接電源装置
１ 直流電源
２ インバータ回路
２１，２２，２３，２４ スイッチング素子
３ 変圧器
３１ 一次側巻線
３２ 二次側巻線
３３ 共振コンデンサ
４ 電力変換回路
４ａ，４ｂ 直列回路（第１の直列回路、第２の直列回路）
４１，４２，４３，４４ 双方向スイッチ（ＩＧＢＴ使用）
４１’，４２’，４３’，４４’ 双方向スイッチ（ＭＯＳＦＥＴ使用）
５ 平滑用リアクトル
６ 入力側電圧センサ（入力側センサ、判別手段）
７ 出力側電流センサ（出力側センサ）
７’ 出力側電圧センサ（出力側センサ）
８ 制御回路
８１ 出力電流設定部（ＰＷＭ制御部）
８１’ 出力電圧設定部（ＰＷＭ制御部）
８２ 減算部（ＰＷＭ制御部）
８３ 補償信号生成部（ＰＷＭ制御部）
８４ キャリア信号生成部（ＰＷＭ制御部）
８５ ＰＷＭ信号生成部（ＰＷＭ制御部）
８６ 入力電圧判別部（判別手段）
８７ 駆動信号生成部
８８ 初期位相切替部
９ インバータ制御回路
Ｌ 負荷
Ｂ 電力系統

Claims (12)

1. 直流電力および交流電力を切り替えて出力可能な溶接電源装置であって、
   変圧器と、
   前記変圧器より入力される交流電力を変換して出力する電力変換回路と、
   前記電力変換回路を制御する制御回路と、
   前記電力変換回路に入力される電圧の正負を判別する判別手段と、
   前記電力変換回路から出力される電流または電圧を検出する出力側センサと、
   を備えており、
   前記電力変換回路は、２つの双方向スイッチを直列接続した第１および第２の直列回路を有しており、
   前記第１および第２の直列回路は、それぞれ、前記電力変換回路の出力端子間に並列接続され、
   前記第１の直列回路の、２つの双方向スイッチの接続点は、前記変圧器の二次側巻線の一方の端子に接続され、
   前記第２の直列回路の、２つの双方向スイッチの接続点は、前記変圧器の二次側巻線の他方の端子に接続され、
   前記制御回路は、前記判別手段の判別結果と、前記出力側センサからの検出信号とに基づいて生成した駆動信号を、前記各双方向スイッチに入力する、
   ことを特徴とする溶接電源装置。
2. 前記制御回路は、
   前記出力側センサからの検出信号と目標信号との差分に基づいて算出された補償信号および当該補償信号を反転させた反転信号と、キャリア信号とに基づいて、第１ＰＷＭ信号および第２ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ制御部と、
   前記判別結果に基づいて、前記第１ＰＷＭ信号または前記第２ＰＷＭ信号を、そのままの状態と反転させた状態とを切り替えた駆動信号を生成する駆動信号生成部と、
   を備えている、
   請求項１に記載の溶接電源装置。
3. 前記駆動信号生成部は、
   前記判別結果が正の場合に前記第１ＰＷＭ信号となり、前記判別結果が負の場合に前記第１ＰＷＭ信号を反転させた信号となる第１の駆動信号と、
   前記判別結果が正の場合に前記第２ＰＷＭ信号となり、前記判別結果が負の場合に前記第２ＰＷＭ信号を反転させた信号となる第２の駆動信号と、
   前記判別結果が正の場合に前記第１ＰＷＭ信号を反転させた信号となり、前記判別結果が負の場合に前記第１ＰＷＭ信号となる第３の駆動信号と、
   前記判別結果が正の場合に前記第２ＰＷＭ信号を反転させた信号となり、前記判別結果が負の場合に前記第２ＰＷＭ信号となる第４の駆動信号と、
   を生成する、
   請求項２に記載の溶接電源装置。
4. 前記判別手段は、
   前記電力変換回路に入力される電圧を検出する入力側センサを備えており、
   前記入力側センサからの検出信号に基づいて判別を行う、
   請求項２または３に記載の溶接電源装置。
5. 前記変圧器の前段に配置され、直流電力を高周波電力に変換するインバータ回路と、
   前記インバータ回路を駆動するためのインバータ駆動信号を生成するインバータ制御回路と、
   をさらに備えており、
   前記判別手段は、前記インバータ駆動信号に基づいて判別を行う、
   請求項２または３に記載の溶接電源装置。
6. 前記変圧器の前段に配置され、直流電力を高周波電力に変換するインバータ回路と、
   前記インバータ回路を駆動するためのインバータ駆動信号を生成するインバータ制御回路と、
   をさらに備えており、
   前記インバータ制御回路は、前記制御回路のキャリア信号と同期した第２のキャリア信号に基づいて前記インバータ駆動信号を生成し、
   前記判別手段は、前記キャリア信号に基づいて判別を行う、
   請求項２または３に記載の溶接電源装置。
7. 前記変圧器の一次側巻線に接続された共振コンデンサをさらに備えており、
   前記キャリア信号の周波数は、前記一次側巻線と前記コンデンサの共振周波数である、
   請求項２ないし６のいずれかに記載の溶接電源装置。
8. 前記制御回路は、前記キャリア信号の初期位相を、２つの値の間で、所定のタイミングで切り替える初期位相切替部を備えている、
   請求項７に記載の溶接電源装置。
9. 前記電力変換回路の一方の出力端子に直列接続される平滑用リアクトルをさらに備えている、
   請求項１ないし８のいずれかに記載の溶接電源装置。
10. 前記双方向スイッチは、２つのＩＧＢＴを備えている、
    請求項１ないし９のいずれかに記載の溶接電源装置。
11. 前記双方向スイッチは、２つのＭＯＳＦＥＴを備えている、
    請求項１ないし９のいずれかに記載の溶接電源装置。
12. 前記変圧器は、電力系統から交流電圧を入力される、
    請求項１ないし４のいずれかに記載の溶接電源装置。