JP2017032522A

JP2017032522A - レーダ装置

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Publication number: JP2017032522A
Application number: JP2015155863A
Authority: JP
Inventors: 岸上　高明; Takaaki Kishigami; 高明岸上
Original assignee: Panasonic Corp
Current assignee: Panasonic Corp
Priority date: 2015-08-06
Filing date: 2015-08-06
Publication date: 2017-02-09
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Abstract

【課題】ドップラー周波数偏移が発生した場合の符号多重信号間の干渉を低減すること。【解決手段】レーダ装置１０は、Ｎｔ個（Ｎｔは複数）の送信符号系列を変調してＮｔ個のレーダ信号を生成し、レーダ信号を互いに異なるＮｔ個の送信アンテナから送信するレーダ送信部１００と、レーダ信号がターゲットに反射された反射波信号をＮｒ個（Ｎｒは複数）の受信アンテナを用いて受信し、ドップラー周波数解析処理を行うレーダ受信部２００と、を具備する。レーダ送信部１００は、所定の符号長を有し、互いに直交するＮｔ個以上の直交符号系列を記憶し、所定のパルス系列の要素に対して互いに異なる直交符号系列の要素を乗算することによりＮｔ個の送信符号系列を生成する。各直交符号系列は、符号長の後半の要素が符号長の前半の要素の逆順となる関係を有する。【選択図】図１

Description

本開示は、レーダ装置に関する。

近年、高分解能が得られるマイクロ波又はミリ波を含む波長の短いレーダ送信信号を用いたレーダ装置の検討が進められている。また、屋外での安全性を向上させるために、車両以外にも、歩行者を含む物体（以下、物標又はターゲットとも呼ぶ）を広角範囲で検知するレーダ装置（広角レーダ装置）の開発が求められている。

例えば、レーダ装置として、パルス波を繰り返し発信するパルスレーダ装置が知られている。広角範囲において車両や歩行者を検知する広角パルスレーダの受信信号は、近距離に存在するターゲット（例えば車両）と、遠距離に存在するターゲット（例えば歩行者）とからの複数の反射波が混合された信号となる。このため、（１）レーダ送信部では、低いレンジサイドローブとなる自己相関特性（以下、低レンジサイドローブ特性と呼ぶ）を有するパルス波又はパルス変調波を送信する構成が要求され、（２）レーダ受信部では、広い受信ダイナミックレンジを有する構成が要求される。

低レンジサイドローブ特性を得るためのパルス波あるいはパルス変調波として、Ｂａｒｋｅｒ符号、Ｍ系列符号や相補符号を用いたパルス圧縮レーダが提案されている。例えば、相補符号は、２つの符号系列（相補符号系列）からなる。例えば、２つの符号系列をａ_ｎ，ｂ_ｎとし、ｎ＝１，…，Ｌ（符号系列長）とした場合、２つの符号系列の自己相関演算（下記式（１）、（２）参照。ただし、ｎ＞Ｌ又はＮ＜１において、ａ_ｎ＝０、ｂ_ｎ＝０。アスタリスク（＊）は複素共役演算子を表す）の結果を、それぞれのシフト時間τを一致させて加算すると（下記式（３）参照）、τ≠０の加算結果は０となり、レンジサイドローブが０の相関値となる。

相補符号の生成方法については、非特許文献１に開示されている。この相補符号の生成方法では、要素が１あるいは−１であり、相補性を有するａ＝［１、１］，ｂ＝［１、−１］の符号系列を基に、Ｌ＝４，８，１６，３２，…，２^Ｐの符号長の相補符号を順次生成することができる。レーダ装置は、符号長が長いほど所要受信ダイナミックレンジが拡大するが、相補符号を用いることによって、より短い符号長であってもピークサイドローブ比（ＰＳＲ: Peak Sidelobe Ration）を低くすることができる。よって、近距離のターゲットと遠距離のターゲットからの複数の反射波が混合された場合でも、レーダ装置は、受信に必要となるダイナミックレンジを低減することができる。一方、Ｍ系列符号を用いる場合では、ＰＳＲは２０ｌｏｇ（１／Ｌ）で与えられ、低レンジサイドローブを得るには、相補符号よりも長い符号長Ｌが必要となる（例えば、ＰＳＲ＝６０ｄＢの場合、Ｌ＝１０２４となる）。

広角レーダ装置の構成として、以下の２つの構成が挙げられる。

第１の広角レーダ装置は、パルス波又は変調波を狭角（数度程度のビーム幅）の指向性ビームを用いて、機械的又は電子的に走査してレーダ波を送信し、狭角の指向性ビームを用いて反射波を受信する構成である。第１の構成の広角レーダ装置では、高分解能を得るためには、多くの走査が必要となるので、高速移動するターゲットに対する追従性が劣化する。

第２の広角レーダ装置は、複数のアンテナ（アンテナ素子）で構成されるアレーアンテナによって反射波を受信し、アンテナ間隔に対する受信位相差に基づく信号処理アルゴリズムによって反射波の到来角を推定する手法（Direction of Arrival （DOA） estimation）を用いる構成である。第２の構成の広角レーダ装置では、送信側での送信ビームの走査間隔を間引いたとしても、受信側において到来角を推定できるので、走査時間の短縮化が図れ、第１の構成の広角レーダ装置と比較して追従性が向上する。例えば、到来方向推定方法には、行列演算に基づくフーリエ変換、逆行列演算に基づくＣａｐｏｎ法及びＬＰ（Linear Prediction）法、又は、固有値演算に基づくＭＵＳＩＣ（Multiple Signal Classification）及びＥＳＰＲＩＴ（Estimation of Signal Parameters via Rotational Invariance Techniques）が挙げられる。

また、レーダ装置として、受信側に加え、送信側にも複数のアンテナ（アレーアンテナ）を備え、送受信アレーアンテナを用いた信号処理によりビーム走査を行う構成（以下、ＭＩＭＯレーダとも呼ぶ）が提案されている（例えば、非特許文献２を参照）。

ＭＩＭＯレーダでは、送受信アレーアンテナにおけるアンテナ素子の配置を工夫することにより、最大で送信アンテナ素子数と受信アンテナ素子数との積に等しい仮想的な受信アレーアンテナを構成することができる。これにより、少ない素子数によってアレーアンテナの実効的な開口長を増大させる効果がある。

また、ＭＩＭＯレーダを用いてターゲットの有無を広角範囲で検出する方法が提案されている。ＭＩＭＯレーダは、複数の送信アンテナから、受信側で分離可能な直交性を有する多重信号を送信する。直交性を有する多重信号として、例えば直交性を有する符号系列（例えば、非特許文献３参照）が適用される。

また、特許文献１には、複数（例えば２個）のレーダにおいて、数学的な直交性を有する相補符号を送信符号として用いて、セクタレーダ間の干渉を抑圧するレーダシステムが開示されている。

特開昭６１−９６４８２号公報

Budisin,S.Z., "New complementary pairs of sequences", Electronics Letters , Vol. 26, Issue: 13, pp. 881-883, 1990 Jian Li, Stoica, Petre, "MIMO Radar with Collocated Antennas", Signal Processing Magazine, IEEE Vol. 24, Issue: 5, pp. 106-114, 2007 C.-C. Tseng, C.L. Liu, "Complementary sets of sequences", Information Theory, IEEE Transactions on Vol. 18, Issue: 5, pp. 644-652, 1972

しかしながら、上記のような符号多重を用いたＭＩＭＯレーダ装置では、ＭＩＭＯレーダ装置とターゲット間の相対速度が高まると、ドップラー周波数偏移に起因するドップラー位相変動が増大し、符号多重信号間の干渉が増大する。そして、符号多重信号間の干渉が増大すると、物標からの反射波をアンテナ毎に独立して取り出すことが困難になり、ＭＩＭＯレーダ装置の測位性能が劣化し、ターゲットの誤検出あるいはターゲットの未検出が増加するという課題がある。

本開示の一態様は、ドップラー周波数偏移が発生した場合の符号多重信号間の干渉を低減できるレーダ装置を提供する。

本開示の一態様に係るレーダ装置は、Ｎｔ個（Ｎｔは複数）の送信符号系列を変調してＮｔ個のレーダ信号を生成し、前記レーダ信号を互いに異なるＮｔ個の送信アンテナから送信するレーダ送信部と、前記レーダ信号がターゲットに反射された反射波信号をＮｒ個（Ｎｒは複数）の受信アンテナを用いて受信し、ドップラー周波数解析処理を行うレーダ受信部と、を具備し、前記レーダ送信部は、所定の符号長を有し、互いに直交するＮｔ個以上の直交符号系列を記憶し、所定のパルス系列の要素に対して互いに異なる前記直交符号系列の要素を乗算することにより前記Ｎｔ個の送信符号系列を生成し、前記各直交符号系列は、前記符号長の後半の要素が前記符号長の前半の要素の逆順となる関係を有する構成を採る。

なお、これらの包括的または具体的な態様は、システム、方法、集積回路、コンピュータプログラム、または、記録媒体で実現されてもよく、システム、装置、方法、集積回路、コンピュータプログラムおよび記録媒体の任意な組み合わせで実現されてもよい。

本開示の一態様によれば、ドップラー周波数偏移が発生した場合の符号多重信号間の干渉を低減できる。

本開示の一態様における更なる利点および効果は、明細書および図面から明らかにされる。かかる利点および／または効果は、いくつかの実施形態並びに明細書および図面に記載された特徴によってそれぞれ提供されるが、１つまたはそれ以上の同一の特徴を得るために必ずしも全てが提供される必要はない。

本開示の実施の形態に係るレーダ装置の構成を示すブロック図本開示の実施の形態に係るレーダ送信信号の一例を示す図本開示の実施の形態に係るレーダ送信信号生成部の他の構成を示すブロック図本開示の実施の形態に係るレーダ送信信号の送信タイミング、及び、測定範囲の一例を示す図計算機シミュレーションにより算出した多重信号間の干渉抑圧比を示す図本開示の変形例１に係るレーダ装置の構成を示すブロック図本開示の変形例１に係る送信チャープパルスと反射波受信信号を示す図

［実施の形態］
本開示に係る一態様はターゲットとレーダ間の相対距離の変動に起因してドップラー位相変動が生じる環境下でドップラー位相変動により発生する、ＭＩＭＯレーダにて符号多重送信されるレーダ送信信号間の相互干渉を低減する直交符号系列を提案するものである。これにより、本開示に係る一態様は、ドップラー周波数偏移が発生した場合の符号多重信号間の干渉を低減することができる。

以下、本開示の一態様に係る実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。なお、実施の形態において、同一の構成要素には同一の符号を付し、その説明は重複するので省略する。

なお、以下では、レーダ装置において、送信側で、複数の送信アンテナから符号分割多重された異なる送信信号（符号化パルス）を送出し、受信側で、各送信信号を分離して受信処理を行う符号化パルスを用いたＭＩＭＯレーダの構成について説明する。

［レーダ装置の構成］
図１は、本実施の形態に係るレーダ装置１０の構成を示すブロック図である。

レーダ装置１０は、レーダ送信部１００と、レーダ受信部２００と、基準信号生成部３００と、を有する。

レーダ送信部１００は、基準信号生成部３００から受け取るリファレンス信号に基づいて高周波（無線周波数）のレーダ信号（レーダ送信信号）を生成する。そして、レーダ送信部１００は、複数の送信アンテナ１０９−１〜１０９−Ｎｔ（Ｎｔは複数）によって構成される送信アレーアンテナを用いて、レーダ送信信号を所定の送信周期にて送信する。

レーダ受信部２００は、ターゲット（図示せず）により反射したレーダ送信信号である反射波信号を、複数の受信アンテナ２０２−１〜２０２−Ｎｒ（Ｎｒは複数）から成る受信アレーアンテナを用いて受信する。レーダ受信部２００は、基準信号生成部３００から受け取るリファレンス信号を用いて、各アンテナ２０２において受信した反射波信号を信号処理し、ターゲットの有無の検出、及び、方向推定の少なくとも１つを行う。なお、ターゲットはレーダ装置１０が検出する対象の物体であり、例えば、車両又は人を含む。

基準信号生成部３００は、レーダ送信部１００及びレーダ受信部２００のそれぞれに接続されている。基準信号生成部３００は、基準信号としてのリファレンス信号をレーダ送信部１００及びレーダ受信部２００に共通に供給し、レーダ送信部１００及びレーダ受信部２００の処理を同期させる。

［レーダ送信部１００の構成］
レーダ送信部１００は、レーダ送信信号生成部１０１、ＤＡ（Digital Analog）変換部１０７−１〜１０７−Ｎｔ、送信ＲＦ（Radio Frequency）部１０８−１〜１０８−Ｎｔ、送信アンテナ１０９−１〜１０９−Ｎｔを有する。すなわち、レーダ送信部１００は、Ｎｔ個の送信アンテナ１０９を有し、各送信アンテナ１０９は、それぞれ個別の送信ＲＦ部１０８及びＤＡ変換部１０７に接続されている。

レーダ送信信号生成部１０１は、基準信号生成部３００から受け取るリファレンス信号を所定数倍したタイミングクロックを生成し、生成したタイミングクロックに基づいて、Ｎｔ個のベースバンドのレーダ送信信号を生成する。

そして、レーダ送信信号生成部１０１は、生成したレーダ送信信号を、所定のレーダ送信周期（Ｔｒ）にて、１回のレーダ測位あたり、複数回（Ｎａ回）出力する。相補符号は、相補性を有する２つの符号を基本単位として構成されるため、Ｎａは偶数とする。

レーダ送信信号は、ｒ_ｚ（ｋ，ｍ）＝Ｉ_ｚ（ｋ，ｍ）＋ｊＱ_ｚ（ｋ，ｍ）で表される。ここで、ｚは各送信アンテナ１０９に対応する番号を表し、ｚ＝１，…，Ｎｔである。また、ｊは虚数単位を表し、ｋは離散時刻（離散時間とも呼ぶ）を表す。離散時刻ｋは、レーダ送信周期（Ｔｒ）の開始タイミングを基準（ｋ＝１）とし、レーダ送信周期Ｔｒが終了する直前までの離散サンプル点までの範囲で可変する。Ｉ_ｚ（ｋ，ｍ）はベースバンドのレーダ送信信号の同相成分の信号（以下、Ｉ信号（In-phase signal）と呼ぶ）、Ｑ_ｚ（ｋ，ｍ）はベースバンドのレーダ送信信号の直交成分の信号（以下、Ｑ信号（Quadrature signal）と呼ぶ）を表す。また、ｍはレーダ送信周期の序数を表す。１回のレーダ測位においてＮａ回の送信が行われるため、ｍ＝１，…，Ｎａである。

レーダ送信信号生成部１０１は、送信信号制御部１０２、符号生成部１０３、直交符号記憶部１０４、直交化部１０５−１〜１０５−Ｎｔ、変調部１０６−１〜１０６−Ｎｔとを含む構成である。

送信信号制御部１０２は、レーダ送信部１００における符号生成部１０３及び直交符号記憶部１０４を制御する。これにより、直交化部１０５は、出力される送信符号系列を生成し、変調部１０６は、生成した送信符号化系列を基に、Ｎｔ個の複素ベースバンドのレーダ送信信号ｒ_ｚ（ｋ，ｍ）を生成する。詳細については後述する。

符号生成部１０３は、所定数Ｎ_ｃｏｄｅの相補符号からなる符号ＣＣ（ｓ）を記憶しており、送信信号制御部１０２からの制御信号に基づいて、記憶している所定の符号（パルス系列）を直交化部１０５−１〜１０５−Ｎｔへ出力する。ここで、ｓ＝１，…，Ｎ_ｃｏｄｅであり、相補符号は相補性を有する２つの符号を基本単位として構成されるため、Ｎ_ｃｏｄｅは２以上の偶数とする。例えば、複数の相補符号を組み合わせて送信するスパノ符号を用いる場合のＮ_ｃｏｄｅは、２×Ｌ_ｃｃを用いる。なお、Ｌ_ｃｃは、符号ＣＣ（ｓ）の符号長である。

ここで、符号生成部１０３に対する送信信号制御部１０２の制御の例について説明する。

送信信号制御部１０２から符号生成部１０３への制御信号は、レーダ送信周期（Ｔｒ）毎に出力する符号を指示（以下、出力符号指示と呼ぶ）する。以下、出力符号指示について説明する。

送信信号制御部１０２は、符号生成部１０３に対して、例えば、以下のように出力符号指示を行う。

（ステップＡ１）送信信号制御部１０２は、Ｎｂ個の符号（ＣＣ（１）,…,ＣＣ（Ｎｂ））を１単位として、所定の繰り返し回数に応じて、順に、Ｎｂ個の符号を出力するように符号生成部１０３に指示する。ここで、繰り返し回数は、後述する直交符号記憶部１０４に記憶されている直交符号系列の符号長であるＬ_ｏｃ回である。

（ステップＡ２）Ｌ_ｏｃ回の繰り返しが終了した時点（Ｎｂ×Ｌ_ｏｃ回の出力符号指示が含まれる）で、送信信号制御部１０２は、続くＮｂ個の符号（ＣＣ（Ｎｂ＋１）,…,ＣＣ（２Ｎｂ））を１単位として、所定のＬ_ｏｃ回繰り返しに応じて、順に、Ｎｂ個の符号（ＣＣ（Ｎｂ＋１）,…,ＣＣ（２Ｎｂ））を出力するように符号生成部１０３に指示する。

（ステップＡ３）以降、上記ステップＡ１、Ａ２の動作を繰り返す。なお、送信信号制御部１０２は、ＣＣ（Ｎ_ｃｏｄｅ）まで出力したらＣＣ（１）に戻り、以降、巡回的に出力符号指示を出力する。

（ステップＡ４）１回のレーダ測位は、Ｎａ回のレーダ送信周期（Ｔｒ）であるため、送信信号制御部１０２は、Ｎａ／（Ｎｂ×Ｌ_ｏｃ）が整数値となるようにあらかじめＮａ、Ｎｂ、Ｌ_ｏｃの値を設定し、Ｎａ回の符号出力指示の出力が終了した時点で、動作を終了する。

さらに、繰り返しレーダ測位を行う場合は、上述したステップＡ１〜Ａ４の動作を繰り返し行う。

ここで、Ｎｂ≦Ｎ_ｃｏｄｅであり、相補符号は相補性を有する２つの符号を基本単位として構成されるため、Ｎｂは２以上の偶数とする。複数の相補符号を組み合わせて送信するスパノ符号を用いる場合、Ｎｂは２、４、あるいは８を用いる。また、互いに相補性を有するペアの関係となる相補符号が連続的に読み出される。例えば、ＣＣ（１）とＣＣ（２）は、ペアとなる関係の相補符号であり、同様に、ＣＣ（３）とＣＣ（４）もペアとなる関係の相補符号であり、ＣＣ（５）以降も同様である。ここで、互いに相補性を有するペアとなる関係の相補符号とは、それぞれの自己相関演算時に生じるサイドローブを互いに打ち消す関係の符号である。

また、符号ＣＣ（ｓ）は符号長Ｌ_ｏｃの符号を含み、各要素は、次式（４）のように表すことができる。

ここで、符号の各要素は｛１，−１｝あるいは｛１，−１，ｊ，−ｊ｝の値である。

直交符号記憶部１０４は、Ｎｔ個の多重信号に対し、互いに直交する関係となるＮｔ個の直交符号系列（符号長Ｌ_ｏｃ）を記憶しており、送信信号制御部１０２からの制御信号に基づいて、記憶している直交符号系列の所定の要素（以下、単に要素とも呼ぶ）を直交化部１０５−１〜１０５−Ｎｔへ出力する。

ここで、第ｚ（ｚ＝１，…，Ｎｔ）の多重信号に対する直交符号系列ＯＣ（ｚ）の要素は、次式（５）のように表すことができる。

直交符号記憶部１０４に記憶されたＮｔ個の直交符号系列は、互いに直交する関係の符号であるため、任意の直交符号系列間ＯＣ（ｚ_１）、ＯＣ（ｚ_２）の相関特性は、次式（６）の関係を有する。式（６）において、アスタリスク（＊）は、複素共役演算子である。

さらに、本実施の形態では、Ｎｔ多重時に用いる符号長Ｌ_ｏｃの直交符号系列は、次式（７）に示すように、後半の要素が前半の要素の逆順となる関係を有する。

ここで、多重数Ｎｔと直交符号系列の符号長Ｌ_ｏｃは次式（８）の関係をもつ。ceil[x]はｘ以上の最小の整数を与える演算子である。

なお、１≦ｎ≦Ｌ_ｏｃ／２の範囲の直交符号系列の要素は、Walsh符号、又は、直交Ｍ系列符号の公知の直交符号系列を用いて生成してもよい。例えば、Ｎｔ＝４、Ｌ_ｏｃ＝８とし、１≦ｎ≦Ｌ_ｏｃ／２の範囲の直交符号系列の要素をWalsh符号により生成する場合、次式（９）で表すことができる。

上記の直交符号系列を用い、例えば、レーダ送信周期毎にドップラー位相変動φを受けて、レーダ受信部にて受信される直交符号系列ＯＣ（ｚ_１, φ）と、レーダ送信部が送信する直交符号系列ＯＣ（ｚ_２）との相関演算を行う場合、次式（１０）で表すことができる。

なお、式（１０）による相関演算は、レーダ送信部において多重数Ｎｔで直交符号系列を用いて多重されるレーダ送信信号に対し、後述するレーダ受信部の直交符号乗算部と加算部の演算処理による分離受信の動作に相当する。

式（１０）により、レーダ送信周期毎にドップラー位相変動φを受けて受信される符号長Ｌ_ｏｃの直交符号系列ＯＣ（ｚ_１, φ）と直交符号系列ＯＣ（ｚ_２）との相互相関演算は、符号長Ｌ_ｏｃ／２の直交符号系列の各要素がドップラー位相変動φの実数成分の変動の影響を受けたｏｃ（ｚ_１）_ｌｃｏｓ｛（（Ｌ_ｏｃ＋１）／２−ｌ）φ｝との相互相関演算を行うことと等価となる。ここで、ｌ＝１，…，Ｌ_ｏｃ／２である。

このように、本実施の形態による直交符号系列を用いることで、ドップラー位相変動φを受けた複素受信信号との直交符号系列間の相互相関演算は、ドップラー位相変動φを受けた複素受信信号の実数成分の変動の影響を受けた相互相関演算となるため、ドップラー位相変動φによる直交符号系列間の干渉の影響を低減することができる。

ここで、直交符号記憶部１０４に対する送信信号制御部１０２の制御の例について説明する。

送信信号制御部１０２から直交符号記憶部１０４への制御信号は、レーダ送信周期（Ｔｒ）毎に出力する要素を指示（以下、要素出力指示と呼ぶ）する。以下、要素出力指示について説明する。

送信信号制御部１０２は、直交符号記憶部１０４に対して、例えば、以下のように要素出力指示を行う。

（ステップＢ１）送信信号制御部１０２は、直交符号系列ＯＣ（ｚ）の１番目の要素ｏｃ（ｚ）_１をＮｂ回繰り返し出力するように直交符号記憶部１０４に指示する。ここで、ｚ＝１，…，Ｎｔである。

（ステップＢ２）Ｎｂ回繰り返し出力が終了したら（Ｎｂ回の要素出力指示が含まれる）、送信信号制御部１０２は、直交符号系列ＯＣ（ｚ）の２番目の要素ｏｃ（ｚ）_２を、Ｎｂ回繰り返し出力するように直交符号記憶部１０４に指示する。

（ステップＢ３）以降、上記ステップＢ１、Ｂ２の動作を繰り返す。なお、送信信号制御部１０２は、直交符号系列ＯＣ（ｚ）のＬ_ｏｃ番目の要素ｏｃ（ｚ）Ｌ_ｏｃをＮｂ回繰り返し出力する指示が終了したら、直交符号系列ＯＣ（ｚ）の１番目の要素ｏｃ（ｚ）_１に戻り、以降、巡回的に要素出力指示を出力する。

（ステップＢ４）１回のレーダ測位は、Ｎａ回のレーダ送信周期（Ｔｒ）であるため、送信信号制御部１０２は、Ｎａ／（Ｎｂ×Ｌ_ｏｃ）が整数値となるように、あらかじめＮａ、Ｎｂ、Ｌ_ｏｃの値を設定し、Ｎａ回の要素出力指示の出力が終了した時点で、動作を終了する。

さらに、繰り返しレーダ測位を行う場合は、上述したステップＢ１〜Ｂ４の動作を繰り返し行う。

直交化部１０５−１〜１０５−Ｎｔは、それぞれ、レーダ送信周期（Ｔｒ）毎に符号生成部１０３から出力される符号に対し、レーダ送信周期（Ｔｒ）毎に直交符号記憶部１０４から出力される直交符号系列の要素を乗算して送信符号系列を生成し、その送信符号系列を変調部１０６−１〜１０６−Ｎｔへ出力する。

すなわち、第ｚ（ｚ＝１，…，Ｎｔ）の直交化部１０５は、レーダ送信周期（Ｔｒ）毎に出力される符号生成部１０３からの符号ＯＣ（ｓ_（ｍ））に、レーダ送信周期（Ｔｒ）毎に直交符号記憶部１０４から出力される直交符号系列の要素ｏｃ（ｚ）_β（ｍ）を乗算して送信符号系列ｏｃ（ｚ）_β×ＯＣ（ｓ_（ｍ））を生成する。ここで、ｓ_（ｍ）は、第ｍ（ｍ＝１，…，Ｎａ）のレーダ送信周期に送信信号制御部１０２により指示（出力符号指示）された符号番号であり、１からＮ_ｃｏｄｅのいずれかの値をとる。_β（ｍ）は、第ｍのレーダ送信周期に送信信号制御部１０２により指示（要素出力指示）された直交符号系列の要素番号であり、１からＬ_ｏｃのいずれかの値をとる。

以下、第ｍのレーダ送信周期（Ｔｒ）で第ｚの直交化部１０５から出力される送信符号系列は、式（１１）で表すことができる。なお、式（１１）において、ｚ＝１，…，Ｎｔであり、ｍ＝１，…，Ｎａである。

第ｚ（ｚ＝１，…，Ｎｔ）の変調部１０６は、それぞれ、第ｚの直交化部１０５から出力される送信符号系列Ａ（ｚ、ｍ）に対し、パルス変調（振幅変調、ＡＳＫ（Amplitude Shift Keying）、パルスシフトキーイング）、または位相変調（ＰＳＫ：Phase Shift Keying）を行い、デジタル信号をＤＡ変換部１０７−１〜１０７Ｎｔへ出力する。なお、第ｚの変調部１０６において、変調信号した信号に対し、さらに所定の帯域内で制限されたベースバンドのレーダ送信信号として出力するため、帯域制限フィルタ（ＬＰＦ；Low Pass Filter）を通過させて信号を出力してもよい。

第ｚ（ｚ＝１，…，Ｎｔ）のＤＡ変換部１０７は、それぞれ、第ｚの変調部１０６から出力されるデジタル信号をアナログ信号であるベースバンドのレーダ送信信号に変換し、送信ＲＦ部１０８−１〜１０８−Ｎｔへ出力する。

第ｚ（ｚ＝１，…，Ｎｔ）の送信ＲＦ部１０８は、それぞれ、第ｚのＤＡ変換部１０７から出力されるベースバンドのレーダ送信信号を、周波数変換により所定のキャリア周波数帯でのレーダ送信信号を生成し、送信増幅器により所定の送信電力Ｐ[ｄＢ]に増幅して、送信アンテナ１０９−１〜１０９−Ｎｔへ出力する。

第ｚ（ｚ＝１，…，Ｎｔ）の送信アンテナ１０９は、それぞれ、第ｚの送信ＲＦ部１０８から出力されるレーダ送信信号を空間に放射する。

図２は、レーダ送信部１００のＮｔ個の送信アンテナ１０９−１〜１０９−Ｎｔから送信されるレーダ送信信号を示す。各レーダ送信周期Ｔｒのうち、符号送信区間Ｔｗの間に送信符号系列（パルス符号系列）が送信され、残りの区間（Ｔｒ−Ｔｗ）は無信号区間となる。符号送信区間Ｔｗ内には、符号長Ｌ_ＣＣの送信符号系列が含まれる。１つのサブパルスあたり、Ｎｏ個のサンプルを用いたパルス変調が施されることにより、各符号送信区間Ｔｗ内には、Ｎｒ（＝Ｎｏ×Ｌ_ＣＣ）個のサンプルの信号が含まれる。また、無信号区間（Ｔｒ−Ｔｗ）には、Ｎｕ個のサンプルが含まれる。

なお、レーダ送信部１００は、送信タイミングを多重信号毎に変えてもよく、送信タイミングの変更により、送信時の瞬時的なピーク電力を低減できるため、送信電力を高めることができる。

また、レーダ送信部１００は、図１に示すレーダ送信信号生成部１０１の代わりに、図３に示すレーダ送信信号生成部１０１ａを備えてもよい。レーダ送信信号生成部１０１ａは、図１に示す変調部１０６−１〜１０６−Ｎｔの代わりに、変調部１０６ａを備える。変調部１０６ａの基本的な機能は、変調部１０６−１〜１０６−Ｎｔと同じである。変調部１０６ａは、符号生成部１０３から出力される符号に対して所定の変調を行い、その結果を直交化部１０５−１〜１０５−Ｎｔへ出力する。このように、図３に示す構成では、１つの変調部で済むため、回路構成の簡易化を図ることができる。

なお、多重信号毎に異なる相補符号を用いてもよい。その場合、複数のアンテナの受信処理に、複数の相関器が必要となり、回路規模が増加することになるが、多重信号間の干渉抑圧効果をより高める効果がある。

［レーダ受信部２００の構成］
図１において、レーダ受信部２００は、Ｎｒ個の受信アンテナ２０２−１〜２０２−Ｎｒを備え、アレーアンテナを構成する。また、レーダ受信部２００は、Ｎｒ個のアンテナ系統処理部２０１−１〜２０１−Ｎｒと、方向推定部２１５と、を有する。

各受信アンテナ２０２は、ターゲット（物体）に反射したレーダ送信信号である反射波信号を受信し、受信した反射波信号を、対応するアンテナ系統処理部２０１へ受信信号として出力する。

各アンテナ系統処理部２０１は、受信ＲＦ部２０３と、信号処理部２０７とを有する。

受信ＲＦ部２０３は、増幅器２０４と、周波数変換部２０５と、直交検波部２０６と、を有する。受信ＲＦ部２０３は、基準信号生成部３００から受け取るリファレンス信号を所定数倍したタイミングクロックを生成し、生成したタイミングクロックに基づいて動作する。

具体的には、増幅器２０４は、各受信アンテナ２０２から受け取る受信信号を所定レベルに増幅する。周波数変換部２０５は、高周波帯域の受信信号をベースバンド帯域に周波数変換する。直交検波部２０６は、ベースバンド帯域の受信信号を、Ｉ信号及びＱ信号を含むベースバンド帯域の受信信号に変換する。なお、送信ＲＦ部１０８及び受信ＲＦ部２０３での周波数変換に行う場合に、レーダ装置１０は、局部発振機器あるいはその源振を共通にしておくことで、位相誤差の影響を低減することができる。

信号処理部２０７は、受信アンテナ２０２によって受信されたベースバンド信号毎に信号処理を行う。信号処理部２０７は、Ａ／Ｄ（Analog Digital）変換部２０８、２０９、相関演算部２１１、直交符号乗算部２１２、加算部２１３−１〜２１３−Ｎｔ、ドップラー解析部２１４−１〜２１４−Ｎｔを有する。以下、第ｄの信号処理部２０７の動作について説明する。ここで、ｄ＝１，…，Ｎｒである。

Ａ／Ｄ変換部２０８には、直交検波部２０６からＩ信号が入力され、Ａ／Ｄ変換部２０９には、直交検波部２０６からＱ信号が入力される。Ａ／Ｄ変換部２０８は、Ｉ信号を含むベースバンド信号に対して、離散時刻でのサンプリングを行うことにより、Ｉ信号をデジタルデータに変換する。Ａ／Ｄ変換部２０９は、Ｑ信号を含むベースバンド信号に対して、離散時刻でのサンプリングを行うことにより、Ｑ信号をデジタルデータに変換する。

ここで、Ａ／Ｄ変換部２０８、２０９のサンプリングでは、レーダ送信信号における１つのサブパルスの時間Ｔｐ（＝Ｔｗ／Ｌ）あたり、Ｎｓ個の離散サンプルが行われる。すなわち、１サブパルスあたりのオーバーサンプル数はＮｓとなる。

以下の説明では、Ｉ信号Ｉｒ^（ｄ）（ｋ，ｍ）及びＱ信号Ｑｒ^（ｄ）（ｋ、ｍ）を用いて、Ａ／Ｄ変換部２０８、２０９の出力としての第ｍ（ｍ＝１，…，Ｎａ）番目のレーダ送信周期Ｔｒ[ｍ]の離散時刻ｋにおけるベースバンドの受信信号を複素数信号ｘ^（ｄ）（ｋ、ｍ）＝Ｉｒ^（ｄ）（ｋ，ｍ）＋ｊＱｒ^（ｄ）（ｋ、ｍ）と表す。また、以下では、離散時刻ｋは、レーダ送信周期（Ｔｒ）の開始するタイミングを基準（ｋ＝１）とし、信号処理部２０７は、レーダ送信周期Ｔｒが終了する前までのサンプル点であるｋ＝（Ｎｒ＋Ｎｕ）Ｎｓ／Ｎｏまでの計測を周期的に行う。すなわち、ｋ＝１,…,（Ｎｒ＋Ｎｕ）Ｎｓ／Ｎｏとなる。ここで、ｊは虚数単位である。また、ｄ＝１，…，Ｎｒである。

相関演算部２１１は、レーダ送信周期Ｔｒ毎に、Ａ／Ｄ変換部２０８，２０９から受け取る離散サンプル値Ｉｒ^（ｄ）（ｋ，ｍ）及びＱｒ^（ｄ）（ｋ、ｍ）を含む離散サンプル値ｘ^（ｄ）（ｋ、ｍ）と、送信信号制御部１０２からの出力符号指示により符号生成部１０３から出力された符号ＣＣ（ｓ_（ｍ））との相関演算を行う。ＣＣ（ｓ_（ｍ））は、第ｍのレーダ送信周期において、送信信号制御部１０２から出力符号指示された符号を表す。例えば、第ｍ番目のレーダ送信周期における符号ＣＣ（ｓ_（ｍ））とのスライディング相関演算の相関演算値ＡＣ^（ｄ）（ｋ、ｍ）は、例えば以下の式（１２）に基づき算出される。

式（１２）において、アスタリスク（＊）は複素共役演算子を表す。

相関演算部２１１は、例えば、式（１２）に従って、ｋ＝１,…,（Ｎｒ＋Ｎｕ）Ｎｓ／Ｎｏの期間に渡って相関演算を行う。

なお、相関演算部２１１は、ｋ＝１,…,（Ｎｒ＋Ｎｕ）Ｎｓ／Ｎｏに対して相関演算を行う場合に限定されず、レーダ装置１０の測定対象となるターゲットの存在範囲に応じて、測定レンジ（すなわち、ｋの範囲）を限定してもよい。これにより、レーダ装置１０では、相関演算部２１１の演算処理量の低減が可能となる。例えば、相関演算部２１１は、ｋ＝Ｎｓ（Ｌ＋１）），…,（Ｎｒ＋Ｎｕ）Ｎｓ／Ｎｏ−ＮｓＬに測定レンジを限定してもよい。この場合、図４に示すように、レーダ装置１０は、符号送信区間Ｔｗに相当する時間区間では測定を省略できる。

これにより、レーダ装置１０は、レーダ送信信号がレーダ受信部２００に直接的に回り込むような場合でも、レーダ送信信号が回り込む期間（少なくともτ１未満の期間）では相関演算部２１１による処理を省略できるので、回り込みの影響を排除した測定が可能となる。また、測定レンジ（ｋの範囲）を限定する場合、以下で説明する加算部２１３、ドップラー解析部２１４及び方向推定部２１５の処理に対しても、同様に測定レンジ（ｋの範囲）を限定した処理を適用すればよい。これにより、各構成部での処理量を削減でき、レーダ受信部２００における消費電力を低減できる。

直交符号乗算部２１２は、離散時刻ｋ毎の相関演算部２１１の出力である相関演算値ＡＣ^（ｄ）（ｋ、ｍ）に対し、送信信号制御部１０２からの要素出力指示により直交符号記憶部１０４から出力された多重信号毎の直交符号系列の要素ｏｃ（ｚ）_β（ｍ）との複素共役した値ｏｃ（ｚ）_β（ｍ） ^＊との乗算演算ＡＣ^（ｄ）（ｋ、ｍ）×ｏｃ（ｚ）_β（ｍ） ^＊を行う。ここで、ｚ＝１，…，Ｎｔであり、ｄ＝１，…，Ｎｒである。

加算部２１３は、第ｍ番目のレーダ送信周期Ｔｒの離散時刻ｋ毎に直交符号乗算部２１２から受け取る乗算演算値ＡＣ^（ｄ）（ｋ、ｍ）×ｏｃ（ｚ）_β（ｍ） ^＊に対し、レーダ送信周期間Ｔｒの複数回Ｎｐの期間（Ｔｒ×Ｎｐ）にわたり、加算数Ｎｐを加算する。加算部２１３による加算は、次式（１３）のように表すことができる。

式（１３）において、ｍｏｄ[ｘ，ｙ]は、割り算（ｘ／ｙ）の余りを表す演算子である。また、Ｎｐを、直交符号系列による直交化単位である（Ｎｂ×Ｌ_ｏｃ）の整数倍となるように設定することで、ドップラー解析前にＮｔ個の符号多重信号の符号多重分離を行うことができる。

また、式（１３）において、ｍ_ｃは１以上の整数である。これにより、レーダ装置１０は、Ｎｐ回にわたる加算を行う時間範囲において、また、ターゲットからの反射波の受信信号が高い相関を有する範囲において、加算の効果により、ＳＮＲを高めることができ、ターゲットの到来距離の推定に関する測定性能を向上することができる。なお、式（１３）において、ｚ＝１，…，Ｎｔである。

なお、レーダ装置１０は、理想的な加算利得を得るためには、加算回数Ｎｐの加算区間において、位相成分がある程度の範囲で揃う条件が必要である。つまり、Ｎｐは、測定対象となるターゲットの想定最大移動速度に基づいて設定されることが好ましい。これはターゲットの想定最大速度が大きいほど、ターゲットからの反射波に含まれるドップラー周波数の変動量が大きく、高い相関を有する時間期間が短くなるためである。この場合、加算回数Ｎｐは小さい値となるため、加算部２１３の加算による利得向上効果が小さくなる。

ここで、Ｎｔ個の符号多重信号の符号多重分離の詳細について説明する。

例えば、Ｎｂ＝２、Ｌ_ｏｃ＝８、Ｎｐ＝（Ｎｂ×Ｌ_ｏｃ）＝１６である。直交符号系列ＯＣ（ｚ）は、直交化単位である（Ｎｂ×Ｌ_ｏｃ）回のレーダ送信周期を用いて送信されるため、加算部２１３からの第１番目の出力ＣＩ_（ｚ） ^（ｄ）（ｋ，１）は、次式（１４）で表すことができる。

ここで、受信信号にノイズが含まれない理想的な条件において、１つの物標からの反射波信号が離散時刻ｋ_０に、レーダ装置１０に、到来した場合を考える。レーダ装置１０は、反射波信号にドップラー周波数変動による位相変動が含まれない場合、式（１４）では、符号生成部１０３から出力される相補符号の性質及び直交符号記憶部１０４から出力される直交符号系列の要素の性質により、式（１５）に示す低レンジサイドローブ特性が得られる。式（１５）において、γは伝搬路複素減衰を表す。

ドップラー解析部２１４は、離散時刻ｋ毎に得られた加算部２１３のＮｃ個の出力であるＣＩ_（ｚ） ^（ｄ）（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋１)〜ＣＩ_（ｚ） ^（ｄ）（ｋ，Ｎｃ×ｗ）を一つの単位として、離散時刻ｋのタイミングを揃えてコヒーレント積分を行う。例えば、ドップラー解析部２１４は、次式（１６）に示すように、２Ｎｆ個の異なるドップラー周波数ｆｓΔφに応じた位相変動φ（ｆｓ）＝２πｆｓ（Ｔｒ×Ｎｐ）Δφを補正した上で、コヒーレント積分を行う。

式（１６）において、ＦＴ_ＣＩ_（ｚ） ^（ｄ）（ｋ，ｆｓ，ｗ）は、ドップラー解析部２１４における第ｗ番目の出力であり、第ｚの送信信号に対する離散時刻ｋでのドップラー周波数ｆｓΔφのコヒーレント積分結果を示す。また、ｆｓ＝−Ｎｆ＋１，…，Ｎｆであり、ｋ＝１，…，（Ｎｒ＋Ｎｕ）Ｎｓ／Ｎｏである。また、ｗは１以上の整数、Δφは位相回転単位である。

これにより、レーダ装置１０は、送信信号＃１〜＃Ｎｔに対する離散時刻ｋ毎の２Ｎｆ個のドップラー周波数成分に応じたコヒーレント積分結果であるＦＴ_ＣＩ_（１） ^（ｄ）（ｋ，−Ｎｆ＋１，ｗ），…，ＦＴ_ＣＩ_（Ｎｔ） ^（ｄ）（ｋ，Ｎｆ＋１，ｗ）を、レーダ送信周期間Ｔｒの複数回Ｎｐ×Ｎｃの期間（Ｔｒ×Ｎｐ×Ｎｃ）毎に得られる。なお、ｊは虚数単位である。また、ｚ＝１，…，Ｎｔであり、Ｎａ＝Ｎｐ×Ｎｃである。

Δφ＝１／Ｎｃでは、ドップラー解析部２１４の処理は、サンプリング間隔Ｔｍ＝（Ｔｒ×Ｎｐ）、サンプリング周波数ｆｍ＝１／Ｔｍで加算部２１３の出力を離散フーリエ変換（ＤＦＴ）処理していることと等価である。

また、Ｎｆを２のべき乗の数に設定することで、ドップラー解析部２１４は、高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Fast Fourier Transform）処理を適用でき、演算処理量を大きく削減できる。ドップラー解析部２１４は、Ｎｆ＞Ｎｃとなる場合には、ｑ＞Ｎｃとなる領域においてＣＩ（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋ｑ）＝０とするゼロ埋め処理を行うことで、同様にＦＦＴ処理を適用でき、演算処理量を大きく削減できる。

また、ドップラー解析部２１４は、ＦＦＴ処理の代わりに、式（７）に示す積和演算を逐次的に演算する処理を行ってもよい。つまり、ドップラー解析部２１４は、離散時刻ｋ毎に得られた加算部２１３のＮｃ個の出力であるＣＩ_（ｚ） ^（ｄ）（ｋ，Ｎｃ（ｗ−１）＋ｑ＋１）に対して、ｆｓ＝−Ｎｆ＋１，…，０，…，Ｎｆ−１に対応する係数ｅｘｐ[−ｊ２πｆｓＴｒＮｐｑΔφ]を生成し、逐次的に積和演算処理してもよい。ここで、ｑ＝０〜Ｎｃ−１である。

なお、以下の説明では、Ｎｒ個のアンテナ系統処理部２０１の各々において同様の処理を施して得られた第ｗ番目の出力である、ＦＴ_ＣＩ_（ｚ） ^１（ｋ，ｆｓ，ｗ），…，ＦＴ_ＣＩ_（ｚ） ^Ｎｒ（ｋ，ｆｓ，ｗ）を列ベクトルの要素として、式（１７）のようにｈ（ｋ，ｆｓ，ｗ）として表記する。以下では式（１７）で表記される列ベクトルｈ（ｋ，ｆｓ，ｗ）を仮想受信アレー相関ベクトルとよぶ。仮想受信アレー相関ベクトルｈ（ｋ，ｆｓ，ｗ）は、送信アンテナ数Ｎｔ受信アンテナ数Ｎｒとの積であるＮｔ×Ｎｒ個の要素を含む。仮想受信アレー相関ベクトルｈ（ｋ，ｆｓ，ｗ）は、後述する、ターゲットからの反射波信号に対して受信アンテナ２０２間の位相差に基づく方向推定を行う処理の説明に用いる。また、以降の説明において、仮想受信アレー相関ベクトルｈ（ｋ，ｆｓ，ｗ）の要素の一部を、式（１８）の定義される列ベクトルを用いて表記することがある。ここで、ｚ＝１,…,Ｎｔであり、ｄ＝１,…,Ｎｒである。

以上、信号処理部２０７の各構成部における処理について説明した。

方向推定部２１５は、アンテナ系統処理部２０１−１〜２０１−Ｎｒから出力されるｗ番目のドップラー解析部２１４の仮想受信アレー相関ベクトルｈ（ｋ，ｆｓ，ｗ）に対してアレー補正値ｈ_ｃａｌ_[ｙ]を用いてアンテナ系統処理部２０１間の位相偏差及び振幅偏差を補正した仮想受信アレー相関ベクトルｈ_{_ａｆｔｅｒ_ｃａｌ}（ｋ,ｆｓ,ｗ）を算出する。仮想受信アレー相関ベクトルｈ_{_ａｆｔｅｒ_ｃａｌ}（ｋ,ｆｓ,ｗ）は次式（１９）で表される。なお、ｙ＝１,…,（Ｎｔ×Ｎｒ）である。

そして、方向推定部２１４は、仮想受信アレー相関ベクトルｈ_{_ａｆｔｅｒ_ｃａｌ}（ｋ,ｆｓ,ｗ）を用いて、受信アンテナ２０２間の反射波信号の位相差に基づいて、水平方向及び垂直方向の方向推定処理を行う。方位推定部２１４は、方向推定評価関数値Ｐ（θ,φ，ｋ,ｆｓ,ｗ）における方位方向θ及び仰角方向φを所定の角度範囲内で可変として空間プロファイルを算出し、算出した空間プロファイルの極大ピークを大きい順に所定数抽出し、極大ピークの方位方向及び仰角方向を到来方向推定値とする。

なお、評価関数値Ｐ（θ,φ，ｋ,ｆｓ,ｗ）は、到来方向推定アルゴリズムによって各種のものがある。例えば、以下の参考非特許文献１に開示されているアレーアンテナを用いた推定方法を用いてもよい。

（参考非特許文献１）Direction-of-arrival estimation using signal subspace modeling Cadzow, J.A.; Aerospace and Electronic Systems, IEEE Transactions on Volume: 28 , Issue: 1 Publication Year: 1992 , Page(s): 64 - 79

例えばビームフォーマ法は、式（２０）のように表すことができる。他にも、Capon、MUSICといった手法も同様に適用可能である。

式（２０）において、上付き添え字Ｈは、エルミート転置演算子である。また、ａ（θ_ｕ，φ_ｖ）は、方位方向θ_ｕ、仰角方向φ_ｖの到来波に対する仮想受信アレーの方向ベクトルを示す。

以上のように、方向推定部２１５は、算出された第ｗ番目の到来方向推定値、離散時刻ｋ、ドップラー周波数ｆｓΔφ及び角度θ_ｕを、レーダ測位結果として出力する。

ここで、方向ベクトルａ（θ_ｕ，φ_ｖ）は、方位方向θ_ｕ及び仰角方向φ_ｖからレーダ送信信号に対する反射波信号が到来した場合の仮想受信アレーの複素応答を要素とした（Ｎｔ×Ｎｒ）次の列ベクトルである。仮想受信アレーの複素応答ａ（θ_ｕ，φ_ｖ）は、アンテナ間の素子間隔によって幾何光学的に算出される位相差を表す。

また、θ_ｕは、到来方向推定を行う方位範囲内を所定の方位間隔β₁で変化させたものである。例えば、θ_ｕは以下のように設定される。
θ_ｕ＝θｍｉｎ＋ｕβ₁、ｕ＝０，…，ＮＵ
ＮＵ＝ｆｌｏｏｒ[（θｍａｘ−θｍｉｎ）／β₁]＋１
ここで、ｆｌｏｏｒ（ｘ）は、実数ｘを超えない最大の整数値を返す関数である。

また、φ_vは、到来方向推定を行う仰角範囲内を所定の仰角間隔β₂で変化させたものである。例えば、φ_vは以下のように設定される。
φ_v＝φｍｉｎ＋ｖβ₂、Ｖ＝０，…，ＮＶ
ＮＶ＝ｆｌｏｏｒ[（θｍａｘ−θｍｉｎ）／β_２]＋１

なお、本実施の形態では、後述する仮想受信アレー配置ＶＡ＃１，…,ＶＡ＃（Ｎｔ×Ｎｒ）に基づいて仮想受信アレーの方向ベクトルが予め算出されているものとする。仮想受信アレーの方向ベクトルの要素は、後述する仮想受信アレー配置番号順ＶＡ＃１，…,ＶＡ＃（Ｎｔ×Ｎｒ）にアンテナ間の素子間隔で幾何光学的に算出される位相差を表す。

また、時刻情報ｋは、距離情報に変換して出力されてもよい。時刻情報ｋを距離情報Ｒ（ｋ）に変換するためには式（２１）を用いればよい。式（２１）において、Ｔ_ｗは符号送信区間を表し、Ｌはパルス符号長を表し、Ｃ_０は光速度を表す。

また、ドップラー周波数情報（ｆｓΔφ）は相対速度成分に変換して出力されてもよい。ドップラー周波数ｆｓΔφを相対速度成分ｖ_ｄ（ｆｓ）に変換する際には次式（２２）を用いて変換することができる。式（２２）において、λは、送信ＲＦ部１０８から出力されるＲＦ信号のキャリア周波数の波長である。

以上のように本実施の形態で生成されるレーダ送信信号は、物標からの反射波信号にドップラー周波数変動による位相変動が含まれない場合、低レンジサイドローブ特性、及び、ＭＩＭＯ符号多重信号間での低相互相関特性が得られる特性の送信信号となる。

また、物標からの反射波信号にドップラー変動が含まれない場合においても、直交符号系列にドップラー変動による位相変動の影響を抑圧する効果の符号を用いることで、ＭＩＭＯ符号多重信号間での低相互相関特性を維持することができる。

本実施の形態の直交符号系列を用いた場合のシミュレーションの結果について説明する。図５は、物標の移動速度が可変する環境において計算機シミュレーションにより多重信号間の干渉抑圧比を算出した結果を示す図である。図５の縦軸は多重信号間の干渉抑圧比［ｄＢ］を示しており、図５の横軸はドップラー速度［ｋｍ／ｈ］を示している。また、図５において、Ｒ１は、直交符号系列Ｗ１に対して本実施の形態の直交符号系列Ｗ２を用いた場合の干渉抑圧比を示しており、Ｒ２は、直交符号系列Ｗ１に対して従来の所定の直交符号系列を用いた場合の干渉抑圧比を示している。

直交符号系列Ｗ１は、Ｌ_ｏｃ＝８、Ｎｔ＝５、Ｎｂ＝２であり、以下の要素を有する。
ＣＣ（１）＝[１，−１，１，−１，１，−１，１，−１]
ＣＣ（２）＝[１，１，−１，−１，１，１，−１，−１]
ＣＣ（３）＝[１，−１，−１，１，１，−１，−１，１]
ＣＣ（４）＝[１，１，１，１，−１，−１，−１，−１]
ＣＣ（５）＝[１，−１，１，−１，−１，１，−１，１]

直交符号系列Ｗ２は、Ｌ_ｏｃ＝１６、Ｎｔ＝５、Ｎｂ＝２であり、以下の要素を有する。
ＣＣ（１）＝[１，−１，１，−１，１，−１，１，−１，−１，１，−１，１，−１，１，−１，１]
ＣＣ（２）＝[１，１，−１，−１，１，１，−１，−１，−１，−１，１，１，−１，−１，１，１]
ＣＣ（３）＝[１，−１，−１，１，１，−１，−１，１，１，−１，−１，１，１，−１，−１，１]
ＣＣ（４）＝[１，１，１，１，−１，−１，−１，−１，−１，−１，−１，−１，１，１，１，１]
ＣＣ（５）＝[１，−１，１，−１，−１，１，−１，１，１，−１，１，−１，−１，１，−１，１]

上記直交符号系列Ｗ２では、後半の８個の要素が前半の８個の要素の逆順となっている。

図５に示すように、本実施の形態の直交符号系列Ｗ２を用いた場合の干渉抑圧比Ｒ１は、従来の直交符号系列を用いた場合の干渉抑圧比Ｒ２に比べて、２０ｄＢ以上改善された。

以上、本開示の一態様に係る実施の形態について説明した。以下、変形例について説明する。

［変形例１］
上記実施の形態では、符号化パルスを用いたＭＩＭＯレーダを用いる場合について説明したが、本開示は、チャープ（Chirp）パルスレーダのような周波数変調したパルス波を用いたレーダ方式についても適用可能である。

図６を用いて、パルス系列としてチャープパルスを用いる場合のレーダ装置の構成について説明する。図６は、本変形例に係るレーダ装置１０ａの構成の一例を示す図である。図６において、図１と共通する構成には、図１と同一の符号を付し、詳しい説明を省略する。

図６に示すレーダ装置１０ａのレーダ送信部１００ａは、図１に示すレーダ装置１０のレーダ送信部１００と比較して、ＤＡ変換部１０７−１〜１０７の代わりにＶＣＯ（voltage controlled oscillator）１１１−１〜１１１−Ｎｔを備える点が異なる。また、レーダ送信信号生成部１０１ｂにおいて、符号生成部１０３の代わりに変調信号生成部１１０を備え、変調部１０６−１〜１０６−Ｎｔの代わりにＤＡ変換部１０７−１〜１０７Ｎｔを備える点が異なる。

また、図６に示すレーダ装置１０ａのレーダ受信部２００ａは、図１に示すレーダ装置１０のレーダ受信部２００と比較して、受信ＲＦ部２０３ａにおいて、増幅器２０４、周波数変換部２０５、及び直交検波部２０６の代わりにミキサ部２１６及びＬＰＦ２１７を備える点が異なる。また、信号処理部２０７ａにおいて、Ａ／Ｄ変換部２０８、２０９の代わりにＡ／Ｄ変換部２１８を備え、相関演算部２１１の代わりにＦＦＴ部２１９を備える点が異なる。

まず、送信処理について説明する。

レーダ送信部１００ａにおいて、送信信号制御部１０２は、例えば、Ｎｂ＝１、Ｎ_ｃｏｄｅ＝１として、直交符号記憶部１０４及び変調信号生成部１１０を制御する。直交符号記憶部１０４は、式（５）〜（７）を満たす直交符号系列を記憶する。

変調信号生成部１１０は、送信信号制御部１０２の制御により、図７Ａに示すように、例えばのこぎり歯形状の変調信号を周期的に発生させる。ここで、レーダ送信周期をＴ_{ｃｈｉｒｐ}とする。

第ｚ（ｚ＝１，…，Ｎｔ）のＤＡ変換部１０７は、それぞれ、第ｚ（ｚ＝１，…，Ｎｔ）の直交化部１０５から出力されるデジタル信号をアナログ信号であるベースバンドのレーダ送信信号に変換し、ＶＣＯ１１１−１〜１１１−Ｎｔへ出力する。

第ｚ（ｚ＝１，…，Ｎｔ）のＶＣＯ１１１は、それぞれ、第ｚのＤＡ変換部１０７から出力されるレーダ送信信号に基づいて、周波数変調信号を送信ＲＦ部１０８−１〜１０８−Ｎｔへ出力する。

送信ＲＦ部１０８−１は、一部の信号を、方向性結合器（図示略）を介してレーダ受信部２００ａのミキサ部２１６へ出力する。上記一部の信号以外の信号は、送信アンテナ１０９−１へ出力される。

次に、受信処理について説明する。以下に説明する受信処理では、実施の形態で説明した離散時刻ｋをビート周波数ｆｂで置き換えた動作となる。

レーダ受信部２００ａの受信ＲＦ部２０３ａは、ミキサ部２１６により受信した反射波信号に対して送信信号（送信ＲＦ部１０８−１から入力した信号）をミキシングし、ＬＰＦ２１７を通過させる。これにより、反射波信号の遅延時間に応じた周波数となるビート信号が取り出される。例えば、図７Ｂに示すように、ＬＰＦ２１７から周波数のビート周波数が出力される。

入力ＬＰＦ２１７から出力された信号は、信号処理部２０７ａにおいて、Ａ／Ｄ変換部２１８を介してＦＦＴ部２１９に入力される。ＦＦＴ部２１９は、送信周期Ｔ_{ｃｈｉｒｐ}単位でサンプルデータ（Ｎ_ｄａｔａ個）をＦＦＴ処理する。これにより、信号処理部２０７ａは、反射波信号の遅延時間に応じて、ビート周波数に応じたピークが現れる周波数スペクトラムが得られる。

ここで、第ｍ番目のチャープパルス送信によって得られるビート周波数スペクトラム応答をＣＩ_chirp（fb、ｍ）で表す。ここで、ｆｂはＦＦＴのビン番号であり、ｆｂ＝１,…,Ｎ_ｄａｔａ／２である。

直交符号乗算部２１２は、ビート周波数ｆｂ毎のＦＦＴ部２１９の出力であるビート周波数スペクトラム応答ＣＩ_chirp（ｆｂ、ｍ）に対し、送信信号制御部１０２から要素出力指示された多重信号毎の直交符号系列の要素ｏｃ（ｚ）_β（ｍ）との複素共役した値ｏｃ（ｚ）_β（ｍ） ^＊との乗算演算ＣＩ_chirp^(ｄ)（ｆｂ、ｍ）×ｏｃ（ｚ）_β（ｍ） ^＊を行う。ここで、ｚ＝１,…,Ｎｔであり、ｄ＝１,…,Ｎｒである。

加算部２１３は、ビート周波数ｆｂ毎の直交符号乗算部２１２の出力であるＣＩ_chirp^(ｄ)（fb、ｍ）×ｏｃ（ｚ）_β（ｍ） ^＊に対し、レーダ送信周期間Ｔ_{ｃｈｉｒｐ}の複数回Ｎｐの期間（Ｔ_{ｃｈｉｒｐ}×Ｎｐ）にわたり、加算数Ｎｐを加算する。加算部２１３による加算は、式（２３）のように表すことができる。

式（２３）において、ｍｏｄ[ｘ，ｙ]は、割り算（ｘ／ｙ）の余りを表す演算子である。また、Ｎｐを、直交符号系列による直交化単位である（Ｎｂ×Ｌ_ｏｃ）の整数倍となるように設定することで、ドップラー解析前にＮｔ個の符号多重信号の符号多重分離を行うことができる。また、式（２３）において、ｍ_ｃは自然数である。

ドップラー周波数解析部２１４は、ビート周波数ｆｂ毎に得られた加算部２１３の出力であるＣＩ_（ｚ） ^（ｄ）（ｆｂ，Ｎｃ（ｗ−１）＋１)〜ＣＩ_（ｚ） ^（ｄ）（ｆｂ，Ｎｃ×ｗ）を一つの単位として、ビート周波数ｆｂを揃えてコヒーレント積分を行う。例えば、ドップラー解析部２１４は、式（２４）に示すように、２Ｎｆ個の異なるドップラー周波数ｆｓΔφに応じた位相変動φ（ｆｓ）＝２πｆｓ（Ｔ_{ｃｈｉｒｐ}×Ｎｐ）Δφを補正した上で、コヒーレント積分を行う。

式（２４）において、ＦＴ_ＣＩ_（ｚ） ^（ｄ）（ｆｂ，ｆｓ，ｗ）は、ドップラー解析部２１４における第ｗ番目の出力であり、第ｚの送信信号に対するビート周波数ｆｂでのドップラー周波数ｆｓΔφのコヒーレント積分結果を示す。また、ｄ＝１，…，Ｎｒであり、ｑ＝０，…，Ｎｃ−１であり、ｆｓ＝−Ｎｆ＋１，…，０，…，Ｎｆである。また、ｗは自然数、Δφは位相回転単位である。

これにより、レーダ受信部２００ａは、送信信号＃１〜＃Ｎｔに対するビート周波数ｆｂ毎の２Ｎｆ個のドップラー周波数成分に応じたコヒーレント積分結果であるＦＴ_ＣＩ_（１） ^（ｄ）（ｆｂ，−Ｎｆ＋１，ｗ），…，ＦＴ_ＣＩ_（Ｎｔ） ^（ｄ）（ｆｂ，Ｎｆ−１，ｗ）を、レーダ送信周期間Ｔ_{ｃｈｉｒｐ}の複数回Ｎｃの期間（Ｔ_{ｃｈｉｒｐ}×Ｎｐ×Ｎｃ）毎に得る。なお、ｊは虚数単位である。

以上の構成及び動作により、本変形例でも、実施の形態と同様に、ドップラー周波数偏移が発生した場合の符号多重信号間の干渉を低減するという効果を得ることができる。

［変形例２］
また、図１に示すレーダ装置１０において、レーダ送信部１００及びレーダ受信部２００は、物理的に離れた場所に個別に配置されてもよい。また、図６に示すレーダ装置１０ａにおいて、レーダ送信部１００ａ及びレーダ受信部２００ａは、物理的に離れた場所に個別に配置されてもよい。

［変形例３］
また、図１に示すレーダ装置１０及び図６に示すレーダ装置１０ａは、図示しないが、例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、制御プログラムを格納したＲＯＭ（Read Only Memory）等の記憶媒体、およびＲＡＭ（Random Access Memory）等の作業用メモリを有する。この場合、上記した各部の機能は、ＣＰＵが制御プログラムを実行することにより実現される。但し、レーダ装置１０、１０ａのハードウェア構成は、かかる例に限定されない。例えば、レーダ装置１０、１０ａの各機能部は、集積回路であるＩＣ（Integrated Circuit）として実現されてもよい。各機能部は、個別に１チップ化されてもよいし、その一部または全部を含むように１チップ化されてもよい。

＜本開示のまとめ＞
本開示のレーダ装置は、Ｎｔ個（Ｎｔは複数）の送信符号系列を変調してＮｔ個のレーダ信号を生成し、前記レーダ信号を互いに異なるＮｔ個の送信アンテナから送信するレーダ送信部と、前記レーダ信号がターゲットに反射された反射波信号をＮｒ個（Ｎｒは複数）の受信アンテナを用いて受信し、ドップラー周波数解析処理を行うレーダ受信部と、を具備し、前記レーダ送信部は、所定の符号長を有し、互いに直交するＮｔ個以上の直交符号系列を記憶し、所定のパルス系列の要素に対して互いに異なる前記直交符号系列の要素を乗算することにより前記Ｎｔ個の送信符号系列を生成し、前記各直交符号系列は、前記符号長の後半の要素が前記符号長の前半の要素の逆順となる関係を有する構成を採る。

また、本開示のレーダ装置において、前記パルス系列は、２以上の偶数である相補符号、又は、複数の相補符号の組み合わせであるスパノ符号であってもよい。

また、本開示のレーダ装置において、前記パルス系列は、チャープパルスであってもよい。

以上、図面を参照しながら実施の形態及び変形例について説明したが、本開示はかかる例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例又は修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本開示の技術的範囲に属するものと了解される。また、開示の趣旨を逸脱しない範囲において、上記実施の形態又は変形例における各構成要素を任意に組み合わせてもよい。

上記実施の形態及び変形例では、本開示はハードウェアを用いて構成する例にとって説明したが、本開示はハードウェアとの連携においてソフトウェアでも実現することも可能である。

また、上記実施形態又は変形例の説明に用いた各機能ブロックは、典型的には集積回路であるＬＳＩとして実現される。集積回路は、上記実施の形態又は変形例の説明に用いた各機能ブロックを制御し、入力と出力を備えてもよい。これらは個別に１チップ化されてもよいし、一部または全てを含むように１チップ化されてもよい。ここでは、ＬＳＩとしたが、集積度の違いにより、ＩＣ、システムＬＳＩ、スーパーＬＳＩ、ウルトラＬＳＩと呼称されることもある。

また、集積回路化の手法はＬＳＩに限るものではなく、専用回路または汎用プロセッサを用いて実現してもよい。ＬＳＩ製造後に、プログラムすることが可能なＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）、ＬＳＩ内部の回路セルの接続又は設定を再構成可能なリコンフィギュラブルプロセッサ（Reconfigurable Processor）を利用してもよい。

さらには、半導体技術の進歩又は派生する別技術により,ＬＳＩに置き換わる集積回路化の技術が登場すれば、当然、その技術を用いて機能ブロックを集積化してもよい。バイオ技術の適用等が可能性としてありえる。

本開示は、広角範囲を検知するレーダ装置として好適である。

１０、１０ａレーダ装置
１００、１００ａレーダ送信部
２００、２００ａレーダ受信部
３００基準信号生成部
１０１、１０１ａ、１０１ｂレーダ送信信号生成部
１０２送信信号制御部
１０３符号生成部
１０４直交符号記憶部
１０５直交化部
１０６、１０６ａ変調部
１０７ＤＡ変換部
１０８送信ＲＦ部
１０９送信アンテナ
１１０変調信号生成部
１１１ＶＣＯ
２０１、２０１ａアンテナ系統処理部
２０２受信アンテナ
２０３、２０３ａ受信ＲＦ部
２０４増幅器
２０５周波数変換部
２０６直交検波部
２０７、２０７ａ信号処理部
２０８、２０９、２１８Ａ／Ｄ変換部
２１１相関演算部
２１２直交符号乗算部
２１３加算部
２１４ドップラー解析部
２１５方向推定部
２１６ミキサ部
２１７ＬＰＦ
２１９ＦＦＴ部

Claims

Ｎｔ個（Ｎｔは複数）の送信符号系列を変調してＮｔ個のレーダ信号を生成し、前記レーダ信号を互いに異なるＮｔ個の送信アンテナから送信するレーダ送信部と、
前記レーダ信号がターゲットに反射された反射波信号をＮｒ個（Ｎｒは複数）の受信アンテナを用いて受信し、ドップラー周波数解析処理を行うレーダ受信部と、
を具備し、
前記レーダ送信部は、
所定の符号長を有し、互いに直交するＮｔ個以上の直交符号系列を記憶し、
所定のパルス系列の要素に対して互いに異なる前記直交符号系列の要素を乗算することにより前記Ｎｔ個の送信符号系列を生成し、
前記各直交符号系列は、前記符号長の後半の要素が前記符号長の前半の要素の逆順となる関係を有する、
レーダ装置。
前記パルス系列は、２以上の偶数である相補符号、又は、複数の相補符号の組み合わせであるスパノ符号である、
請求項１に記載のレーダ装置。
前記パルス系列は、チャープパルスである、
請求項１に記載のレーダ装置。