JP2012249454A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】小型且つ安価でゼロ電圧スイッチングを実現できるスイッチング電源装置。
【解決手段】スイッチング素子Q1とスイッチング素子Q2との第１アームに並列に接続されスイッチング素子Q3とスイッチング素子Q4との第２アーム、スイッチング素子Q1とスイッチング素子Q2との接続点とスイッチング素子Q3とスイッチング素子Q4との接続点との間にコンデンサC2と一次巻線P1とが接続された直列回路、二次巻線S1,S2の電圧を整流平滑して第１出力電圧を取り出す整流平滑回路D1,D2,L2,C3、スイッチング素子Q1とスイッチング素子Q2との接続点に接続され直流入力端又は直流出力端が接続されるリアクトルL1、スイッチング素子Q1とスイッチング素子Q2とを交互にオンオフさせスイッチング素子Q3とスイッチング素子Q4とを交互にオンオフさせスイッチング素子Q1とスイッチング素子Q3とを同期させスイッチング素子Q2とスイッチング素子Q4とを同期させる制御回路10を有する。
【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチング素子のスイッチング損失を低減した高効率なスイッチング電源装置に関する。

図１２に従来のスイッチング電源装置の一例を示す。このスイッチング電源装置は、昇圧コンバータと、フルブリッジ回路の絶縁回路とを有して構成される。昇圧コンバータは、直流電源Ｖｉｎ、リアクトルＬ１、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２、電流検出抵抗Ｒ１、コンデンサＣ１、第１制御回路１０１を有して構成される。

第１制御回路１０１は、コンデンサＣ１からの電圧と電流検出抵抗Ｒ１からの電圧とに基づいてスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とを交互にオン／オフさせ、入力電圧（直流電源Ｖｉｎの電圧）よりも高い定電圧の出力電圧Ｖｏ２をコンデンサＣ１の両端から出力する制御を行う。

フルブリッジ回路の絶縁回路は、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６、電流検出抵抗Ｒ２，Ｒ３、トランスＴの一次巻線Ｐ１、二次巻線Ｓ１，Ｓ２、ダイオードＤ１，Ｄ２、リアクトルＬ２、コンデンサＣ２、第２制御回路１０２を有して構成される。

第２制御回路１０２は、コンデンサＣ２からの電圧と電流検出抵抗Ｒ２，Ｒ３からの電圧とに基づいてスイッチング素子Ｑ３，Ｑ６とスイッチング素子Ｑ４，Ｑ５とを交互にオン／オフさせ、定電圧の出力電圧Ｖｏ１を出力する制御を行う。
このようなスイッチング電源装置によれば、２つの出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２が得ることができる。

また、従来の技術として、例えば、特許文献１に記載された３相インバータ回路モジュールを用いたＡＣ−ＤＣコンバータ装置が技術が知られている（特許文献１）。

特開平９−２３３８２２号公報

しかしながら、図１２に示す従来のスイッチング電源装置は、６つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６のゲートを駆動するための６つの駆動回路が必要であり、スイッチング電源装置が複雑化し且つコストがかかっていた。

また、特許文献１においても、３相インバータ回路モジュールのゲートを駆動するためには、特許文献１の図４に示すように、駆動回路４００が６回路必要となる。このため、３相インバータ回路が複雑化し且つコストがかかる。

本発明の課題は、小型化且つ安価で、ゼロ電圧スイッチングを実現でき、高効率なスイッチング電源装置を提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明のスイッチング電源装置は、第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とが直列に接続された第１アームと、前記第１アームに並列に接続され、前記第１スイッチング素子と対角な第３スイッチング素子と前記第２スイッチング素子と対角な第４スイッチング素子とが直列に接続された第２アームと、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との接続点と、前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子との接続点との間に、第１コンデンサとトランスの一次巻線とが直列に接続された第１直列回路と、前記トランスの二次巻線の電圧を整流平滑して第１出力電圧を取り出す第１整流平滑回路と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との接続点に接続され、且つ直流入力端又は直流出力端が接続される第１リアクトルと、 前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを交互にオンオフさせ前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子とを交互にオンオフさせ前記第１スイッチング素子と前記第３スイッチング素子とを同期させ前記第２スイッチング素子と前記第４スイッチング素子とを同期させる制御回路とを有することを特徴とする。

本発明によれば、第１乃至第４スイッチング素子のみで済むので、小型化且つ安価となる。また、第１アームの中点と第２アームの中点とをトランスの一次巻線と第１コンデンサとを介して接続することで、第１及び第３スイッチング素子がオフ期間であっても、第２及び第４スイッチング素子や還流ダイオードを介して常に回生電流を流す経路を確保できるので、第１乃至第４スイッチング素子のゼロ電圧スイッチングを実現でき、高効率なスイッチング電源装置を提供できる。

本発明の実施例１のスイッチング電源装置の構成図である。 本発明の実施例１のスイッチング電源装置の制御回路の詳細な構成図である。 本発明の実施例１のスイッチング電源装置の各部の動作を示すタイミングチャートである。 本発明の実施例１のスイッチング電源装置の第１コンバータのオンデューティが第２コンバータのオンデューティより大きいときの各部の動作を示すタイミングチャートである。 本発明の実施例１のスイッチング電源装置の第１コンバータのオンデューティが第２コンバータのオンデューティより小さいときの各部の動作を示すタイミングチャートである。 本発明の実施例１のスイッチング電源装置の第１コンバータのオンデューティが第２コンバータのオンデューティと等しいときの各部の動作を示すタイミングチャートである。 本発明の実施例２のスイッチング電源装置の構成図である。 本発明の実施例３のスイッチング電源装置の構成図である。 本発明の実施例３のスイッチング電源装置の各部の動作を示すタイミングチャートである。 本発明の実施例４のスイッチング電源装置の構成図である。 本発明の実施例４のスイッチング電源装置のの各部の動作を示すタイミングチャートである。 従来のスイッチング電源装置の一例を示す図である。

以下、本発明の実施の形態のスイッチング電源装置を図面を参照しながら詳細に説明する。

図１は本発明の実施例１のスイッチング電源装置の構成図である。図１に示すスイッチング電源装置は、昇圧コンバータからなる第１コンバータと、ＤＣ−ＤＣコンバータからなる第２コンバータとを有し、これらのコンバータがトランスＴとコンデンサＣ２とリアクトルＬｒ１を介してゲートパルスでリンクされるコンバータからなる。

第１コンバータは、リアクトルＬ１、主制御スイッチとしてのスイッチング素子Ｑ１、副制御スイッチ（同期整流スイッチ）としてのスイッチング素子Ｑ２、コンデンサＣ１、第１制御回路１１で構成され、同期整流型の昇圧回路である。スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とは第１アームを構成する。

第２コンバータは、主制御スイッチとしてのスイッチング素子Ｑ３、副制御スイッチ（同期整流スイッチ）としてのスイッチング素子Ｑ４、コンデンサＣ２，Ｃ３、トランスＴ、ダイオードＤ１，Ｄ２、リアクトルＬ２、第２制御回路１２で構成され、ハーフブリッジフォワードコンバータ構成である。スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４とは第２アームを構成する。

実施例１のスイッチング電源装置は、従来と同様にスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４によりフルブリッジを構成をしているが、その動作は大きく相違し、ハーフブリッジ構成で動作するものであり、２つのハーフブリッジはその動作をゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）のために補う。

図１において、直流電源Ｖｉｎの両端にはリアクトルＬ１とスイッチング素子Ｑ１と電流検出抵抗Ｒ１との直列回路が接続されている。スイッチング素子Ｑ１には直列にスイッチング素子Ｑ２が接続されている。

スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２と電流検出抵抗Ｒ１との直列回路の両端には、スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４と電流検出抵抗Ｒ２との直列回路が接続されるとともに、コンデンサＣ１が接続されている。コンデンサＣ１の両端からは、出力電圧Ｖｏ２が出力される。スイッチング素子Ｑ２側にはスイッチング素子Ｑ３が接続され、スイッチング素子Ｑ１側にはスイッチング素子Ｑ４が接続されている。

スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４は、ＭＯＳＦＥＴからなる。スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のドレイン−ソース間にはダイオードＤａ〜ＤｄとコンデンサＣａ〜Ｃｄとの並列回路が接続されている。ダイオードＤａ〜Ｄｄは還流ダイオードであってスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の寄生ダイオードでも良く、コンデンサＣａ〜Ｃｄは共振用コンデンサであってスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の寄生コンデンサでも良い。

また、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との接続点と、スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４との接続点との間には、コンデンサＣ２とリアクトルＬｒ１とトランスＴの一次巻線Ｐ１との直列回路が接続されている。リアクトルＬｒ１は、トランスＴの一次巻線Ｐ１と二次巻線Ｓ１，Ｓ２との間のリーケージインダクタンスでも良い。

トランスＴの二次巻線Ｓ１と二次巻線Ｓ２とは直列に接続され、二次巻線Ｓ１の一端はダイオードＤ１のアノードに接続され、二次巻線Ｓ２の一端はダイオードＤ２のアノードに接続されている。ダイオードＤ１，Ｄ２のカソードはリアクトルＬ２の一端に接続され、リアクトルＬ２の他端はコンデンサＣ３の一端に接続され、コンデンサＣ３の他端は、二次巻線Ｓ１と二次巻線Ｓ２との接続点に接続される。コンデンサＣ３の両端からは、出力電圧Ｖｏ１が出力される。ダイオードＤ１，Ｄ２、リアクトルＬ２、コンデンサＣ３で整流平滑回路を構成している。

制御回路１０は、第１制御回路１１、第２制御回路１２、同期回路１３を有している。第１制御回路１１は、コンデンサＣ１からの電圧と電流検出抵抗Ｒ１からの電圧とに基づいてスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とを交互にオン／オフさせて、昇圧制御を行い、入力電圧（直流電源Ｖｉｎの電圧）よりも高い定電圧の出力電圧Ｖｏ２を出力する制御を行う。

第２制御回路１２は、コンデンサＣ３からの電圧と電流検出抵抗Ｒ２からの電圧とに基づいてスイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４とを交互にオン／オフさせ、定電圧の出力電圧Ｖｏ１を出力する制御を行う。

同期回路１３は、第１制御回路１１の動作タイミングと第２制御回路１２の動作タイミングとの同期を行なう。同期回路１３は、具体的には、図３に示すように、スイッチング素子Ｑ１のゲート信号Ｑ１ｇの立ち上がりエッジ（ターンオン）と、スイッチング素子Ｑ３のゲート信号Ｑ３ｇの立ち上がりエッジとを同期させ、スイッチング素子Ｑ２のゲート信号Ｑ２ｇの立ち下がりエッジ（ターンオフ）と、スイッチング素子Ｑ４のゲート信号Ｑ４ｇの立ち下がりエッジとを同期させている。即ち、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ３とは、フルブリッジ回路の対角となる一組のスイッチであり、スイッチング素子Ｑ２とスイッチング素子Ｑ４とは、フルブリッジ回路の対角となる一組のスイッチである。

また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２からなる第１アームの中点とスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４からなる第２アームの中点とを、トランスＴの一次巻線Ｐ１とリアクトルＬｒ１とコンデンサＣ２とを介して接続することにより、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）動作を行うことができる。これは、主制御スイッチＱ１，Ｑ３がオフ期間でも同期整流スイッチＱ２，Ｑ４やダイオードＤａ，Ｄｃを介して常に回生電流を流す経路を確保できるためである。

図２は本発明の実施例１のスイッチング電源装置の制御回路の詳細な構成図である。図３は、本発明の実施例１のスイッチング電源装置の各部の動作を示すタイミングチャートである。図２に示す制御回路１０において、第１制御回路１１は、誤差増幅器ＡＭＰ１、コンパレータＣＭＰ１、バッファ回路ＢＵＦ１、インバータＩＮＶ１、デッドタイム生成回路１５ａを有している。第２制御回路１２は、誤差増幅器ＡＭＰ２、コンパレータＣＭＰ２、バッファ回路ＢＵＦ２、インバータＩＮＶ２、デッドタイム生成回路１５ｂを有している。同期回路１３は、三角波発生器１３０を有している。

誤差増幅器ＡＭＰ１は、コンデンサＣ１からの出力電圧Ｖｏ２と基準電圧Ｖｒｅｆ１との誤差電圧を増幅して、誤差増幅信号ＥＡＳ１をコンパレータＣＭＰ１の非反転入力端子（＋）に出力する。誤差増幅器ＡＭＰ２は、コンデンサＣ３からの出力電圧Ｖｏ１と基準電圧Ｖｒｅｆ２との誤差電圧を増幅して、誤差増幅信号ＥＡＳ２をコンパレータＣＭＰ２の非反転入力端子（＋）に出力する。

三角波発生器１３０は、三角波信号Ｔｒｉａを発生し、三角波信号ＴｒｉａをコンパレータＣＭＰ１，ＣＭＰ２の反転入力端子（−）に出力する。

コンパレータＣＭＰ１は、誤差増幅器ＡＭＰ１からの誤差増幅信号ＥＡＳ１が三角波発生器１３０からの三角波信号Ｔｒｉａ以上であるとき、Ｈレベルをバッファ回路ＢＵＦ１及びインバータＩＮＶ１に出力し、誤差増幅信号ＥＡＳ１が三角波発生器１３０からの三角波信号Ｔｒｉａ未満であるとき、Ｌレベルをバッファ回路ＢＵＦ１及びインバータＩＮＶ１に出力する。

コンパレータＣＭＰ２は、誤差増幅器ＡＭＰ２からの誤差増幅信号ＥＡＳ２が三角波発生器１３０からの三角波信号Ｔｒｉａ以上であるとき、Ｈレベルをバッファ回路ＢＵＦ２及びインバータＩＮＶ２に出力し、誤差増幅信号ＥＡＳ２が三角波発生器１３０からの三角波信号Ｔｒｉａ未満であるとき、Ｌレベルをバッファ回路ＢＵＦ２及びインバータＩＮＶ２に出力する。

バッファ回路ＢＵＦ１はコンパレータＣＭＰ１の出力をデッドタイム生成回路１５ａに出力する。インバータＩＮＶ１は、コンパレータＣＭＰ１の出力を反転して、デッドタイム生成回路１５ａに出力する。デッドタイム生成回路１５ａは、バッファ回路ＢＵＦ１からの信号を所定時間遅延させてスイッチング素子Ｑ１のゲートに印加すべきゲート信号Ｑ１ｇを出力する。デッドタイム生成回路１５ａは、インバータＩＮＶ１からの信号を所定時間遅延させてスイッチング素子Ｑ２のゲートに印加すべきゲート信号Ｑ２ｇを出力する。

バッファ回路ＢＵＦ２はコンパレータＣＭＰ２の出力をデッドタイム生成回路１５ｂに出力する。インバータＩＮＶ２は、コンパレータＣＭＰ２の出力を反転して、デッドタイム生成回路１５ｂに出力する。デッドタイム生成回路１５ｂは、バッファ回路ＢＵＦ２からの信号を所定時間遅延させてスイッチング素子Ｑ３のゲートに印加すべきゲート信号Ｑ３ｇを出力する。デッドタイム生成回路１５ｂは、インバータＩＮＶ２からの信号を所定時間遅延させてスイッチング素子Ｑ４のゲートに印加すべきゲート信号Ｑ４ｇを出力する。

次に実施例１のスイッチング電源装置の動作を図４〜図６を参照しながら、詳細に説明する。

また、第１コンバータのオンデューティをｄｕｔｙ１、第２コンバータのオンデューティをｄｕｔｙ２とすると、ｄｕｔｙ１＞ｄｕｔｙ２、ｄｕｔｙ１＜ｄｕｔｙ２、ｄｕｔｙ１＝ｄｕｔｙ２において、それぞれ回生電流の経路が異なり、これらの詳細動作を以下に説明する。

主にトランスＴの１次側の動作について説明する。また、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）ターンオン時において、例えば期間Ｔ９などには、スイッチング素子Ｑ１には２つの電流経路が重なり、スイッチング素子Ｑ３は１つの電流経路であるからそれぞれのコンデンサＣａ，Ｃｃの電荷引き抜き時間は異なるはずである。しかし、そのずれは微少であるため、煩雑さを回避するために、ここでは、同時にコンデンサＣａ，Ｃｃの電荷が引き抜かれ、同時にダイオードＤａ，Ｄｃに電流が流れるものとした。

（ｄｕｔｙ１＞ｄｕｔｙ２のとき動作）
最初に、図４を参照しながら、第１コンバータのオンデューティｄｕｔｙ１が第２コンバータのオンデューティｄｕｔｙ２より大きいときの各部の動作をタイミングチャートを用いて説明する。

まず、期間Ｔ１において、ゲート信号Ｑ１ｇによりスイッチング素子Ｑ１がオンし、Ｖｉｎ→Ｌ１→Ｑ１→Ｒ１→Ｖｉｎの経路で電流Ｑ１ｉが流れ、リアクトルＬ１が励磁される。また、ゲート信号Ｑ３ｇによりスイッチング素子Ｑ３がオンしており、Ｃ１→Ｑ３→Ｐ１→Ｌｒ１→Ｃ２→Ｑ１→Ｒ１→Ｃ１の経路で電流Ｑ３ｉが流れ、リアクトルＬｒ１がこの向きに励磁される。スイッチング素子Ｑ１には、リアクトルＬ１の励磁電流とスイッチング素子Ｑ３の電流Ｑ３ｉとの合計電流が流れる。

次に、期間Ｔ２はデッドタイム期間中であり、この期間Ｔ２においては、期間Ｔ１と同様に、スイッチング素子Ｑ１がオンし、Ｖｉｎ→Ｌ１→Ｑ１→Ｒ１→Ｖｉｎの経路で電流がＱ１ｉが流れ、リアクトルＬ１が励磁される。スイッチング素子Ｑ３がオフし、リアクトルＬｒ１の励磁エネルギーは放電を開始し、スイッチング素子Ｑ４のコンデンサＣｄの電荷を引き抜く。このとき、スイッチング素子Ｑ４のドレイン電圧Ｑ４ｖは、リアクトルＬｒ１とスイッチング素子Ｑ４のコンデンサＣｄとで共振しながら下がっていく。このとき、Ｌｒ１→Ｃ２→Ｑ１→Ｒ１→Ｒ２→Ｑ４のコンデンサＣｄ→Ｐ１→Ｌｒ１の経路で電流Ｑ１ｉが流れる。

次に、期間Ｔ３はデッドタイム期間中であり、この期間Ｔ３において、スイッチング素子Ｑ１はオンを継続し、Ｖｉｎ→Ｌ１→Ｑ１→Ｒ１→Ｖｉｎの経路で電流がＱ１ｉが流れ、リアクトルＬ１が励磁される。また、リアクトルＬｒ１の励磁エネルギーの放電によるスイッチング素子Ｑ４のコンデンサＣｄの電荷の引き抜きによって、スイッチング素子Ｑ４が負電位となり、この負電位がスイッチング素子Ｑ４のダイオードＤｄの順方向電圧に達すると、スイッチング素子Ｑ４のダイオードＤｄに電流が流れ始める。このとき、Ｌｒ１→Ｃ２→Ｑ１→Ｒ１→Ｒ２→Ｑ４のダイオードＤｄ→Ｐ１→Ｌｒ１の経路で電流が流れる。

次に、期間Ｔ４において、スイッチング素子Ｑ１はオンを継続し、Ｖｉｎ→Ｌ１→Ｑ１→Ｒ１→Ｖｉｎの経路で電流がＱ１ｉが流れ、リアクトルＬ１が励磁される。また、ゲート信号Ｑ４ｇによりスイッチング素子Ｑ４がオンすると、Ｌｒ１→Ｃ２→Ｑ１→Ｒ１→Ｒ２→Ｑ４→Ｐ１→Ｌｒ１の経路で、電流Ｑ４ｉが流れる。これにより、スイッチング素子Ｑ４のゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）を実現することができる。このとき、リアクトルＬｒ１の放電エネルギーをこの経路に回生している。

次に、期間Ｔ５はデッドタイム期間中であり、この期間Ｔ５において、スイッチング素子Ｑ１がオフすると、リアクトルＬ１に励磁されていたエネルギーは放電を開始する。このとき、Ｖｉｎ→Ｌ１→Ｑ２のコンデンサＣｂ→Ｃ１→Ｖｉｎの経路で電流が流れる。また、リアクトルＬｒ１の放電エネルギーは、Ｌｒ１→Ｃ２→Ｑ２のコンデンサＣｂ→Ｃ１→Ｒ２→Ｑ４→Ｐ１→Ｌｒ１の経路に移行する。

次に、期間Ｔ６はデッドタイム期間中であり、この期間Ｔ６において、スイッチング素子Ｑ２のコンデンサＣｂの電荷を引き抜きによって、これが負電圧となり、スイッチング素子Ｑ２のダイオードＤｂの順方向電圧に達すると、スイッチング素子Ｑ２のダイオードＤｂに電流が流れる。このとき、Ｖｉｎ→Ｌ１→Ｑ２のダイオードＤｂ→Ｃ１→Ｖｉｎの経路となる。また、Ｌｒ１→Ｃ２→Ｑ２のコンデンサＣｂ→Ｃ１→Ｒ２→Ｑ４→Ｐ１→Ｌｒ１の経路に移行する。

次に、期間Ｔ７において、スイッチング素子Ｑ２がオンすると、Ｖｉｎ→Ｌ１→Ｑ２→Ｃ１→Ｖｉｎの経路で電流Ｑ２ｉが流れる。これにより、スイッチング素子Ｑ２のゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）を実現することができる。また、Ｌｒ１→Ｃ２→Ｑ２→Ｃ１→Ｒ２→Ｑ４→Ｐ１→Ｌｒ１の第２電流経路で電流Ｑ２ｉが流れる。その後、リアクトルＬｒ１とコンデンサＣ２とによる共振によって、前記第２電流経路の極性は反転し、第２電流経路は、Ｌｒ１→Ｐ１→Ｑ４→Ｒ２→Ｃ１→Ｑ２→Ｃ２→Ｌｒ１の経路に移行する。

次に、期間Ｔ８において、スイッチング素子Ｑ２のオンを継続し、Ｖｉｎ→Ｌ１→Ｑ２→Ｃ１→Ｖｉｎの経路で電流Ｑ２ｉが流れる。また、Ｌｒ１→Ｃ２→Ｑ２→Ｃ１→Ｒ２→Ｑ４→Ｐ１→Ｌｒ１の第２電流経路で電流Ｑ２ｉが流れる。このとき、リアクトルＬｒ１は励磁される。

次に、期間Ｔ９において、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４がオフすると、リアクトルＬｒ１に励磁されていたエネルギーは、放電を開始する。このとき、Ｖｉｎ→Ｌ１→Ｃ２→Ｌｒ１→Ｐ１→Ｑ３のコンデンサＣｃ→Ｃ１→Ｖｉｎの経路で電流が流れる。また、Ｌｒ１→Ｐ１→Ｑ３のコンデンサＣｃ→Ｃ１→Ｒ１→Ｑ１のコンデンサＣａ→Ｃ２→Ｌｒ１の経路で電流が流れる。

次に、期間Ｔ１０において、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３のコンデンサＣａ，Ｃｃの電荷を引き抜き、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３が負電圧となり、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３のダイオードＤａ，Ｄｃの順方向電圧に達すると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３のダイオードＤａ，Ｄｃに電流が流れる。このとき、Ｖｉｎ→Ｌ１→Ｃ２→Ｌｒ１→Ｐ１→Ｑ３のコンデンサＣｃ→Ｃ１→Ｖｉｎの経路で電流が流れる。また、Ｌｒ１→Ｐ１→Ｑ３のコンデンサＣｃ→Ｃ１→Ｒ１→Ｑ１のコンデンサＣａ→Ｃ２→Ｌｒ１の経路で電流が流れる。

次に、期間Ｔ１１において、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３がオンすると、スイッチング素子Ｑ１のオンにより放電していたリアクトルＬ１は直流電源Ｖｉｎにより励磁され始める。このとき、Ｖｉｎ→Ｌ１→Ｑ１→Ｒ１→Ｖｉｎの経路で電流が流れる。また、Ｌｒ１→Ｐ１→Ｑ３→Ｃ１→Ｒ１→Ｑ１→Ｃ２→Ｌｒ１の経路で電流が流れる。これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３のゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）を実現することができる。その後、リアクトルＬｒ１とコンデンサＣ２とによる共振によって、前記第２電流経路の極性は反転し、第２電流経路は、Ｌｒ１→Ｃ２→Ｑ１→Ｒ１→Ｃ１→Ｑ３→Ｐ１→Ｌｒ１の経路に移行する。

（ｄｕｔｙ１＜ｄｕｔｙ２のとき動作）
次に、図５を参照しながら、第１コンバータのオンデューティｄｕｔｙ１が第２コンバータのオンデューティｄｕｔｙ２より小さいときの各部の動作をタイミングチャートを用いて説明する。

まず、期間Ｔ１において、Ｑ１ゲート信号Ｑ１ｇによりスイッチング素子Ｑ１がオンし、Ｖｉｎ→Ｌ１→Ｑ１→Ｒ１→Ｖｉｎの経路で電流Ｑ１ｉが流れ、リアクトルＬ１が励磁される。また、Ｑ３ゲート信号Ｑ３ｇによりスイッチング素子Ｑ３がオンしており、Ｃ１→Ｑ３→Ｐ１→Ｌｒ１→Ｃ２→Ｑ１→Ｒ１→Ｃ１の経路で電流Ｑ３ｉが流れ、リアクトルＬｒ１がこの向きに励磁される。スイッチング素子Ｑ１には、リアクトルＬ１の励磁電流とスイッチング素子Ｑ３の電流Ｑ３ｉとの合計電流が流れる。

次に、期間Ｔ２において、スイッチング素子Ｑ１がオフし、スイッチング素子Ｑ３がオンを継続する。このとき、リアクトルＬ１とリアクトルＬｒ１の放電エネルギーは、スイッチング素子Ｑ２のコンデンサＣｂの電荷を引き抜き始める。すると、Ｖｉｎ→Ｌ１→Ｑ２のコンデンサＣｂ→Ｃ１→Ｖｉｎの経路で電流が流れる。また、Ｌｒ１→Ｃ２→Ｑ２のコンデンサＣｂ→Ｑ３→Ｐ１→Ｌｒ１の経路で電流Ｑ３ｉが流れる。

次に、期間Ｔ３において、スイッチング素子Ｑ２のコンデンサＣｂの電荷が引き抜かれ、これが負電位になり、スイッチング素子Ｑ２のダイオードＤｂの順方向電圧に達すると、ダイオードＤｂに電流が流れ始める。このとき、Ｖｉｎ→Ｌ１→Ｑ２のダイオードＤｂ→Ｃ１→Ｖｉｎの経路で電流が流れる。また、Ｌｒ１→Ｃ２→Ｑ２のダイオードＤｂ→Ｑ３→Ｐ１→Ｌｒ１の経路で電流が流れる。

次に、期間Ｔ４において、スイッチング素子Ｑ２がオンし、Ｖｉｎ→Ｌ１→Ｑ２→Ｃ１→Ｖｉｎの経路で電流がＱ２ｉが流れる。これにより、スイッチング素子Ｑ２のゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）を実現することができる。また、Ｌｒ１→Ｃ２→Ｑ２→Ｑ３→Ｐ１→Ｌｒ１の経路で、電流Ｑ２ｉ，Ｑ３ｉが流れる。

次に、期間Ｔ５において、スイッチング素子Ｑ３がオフすると、リアクトルＬ１に励磁されていたエネルギーは放電を開始する。このとき、Ｖｉｎ→Ｌ１→Ｑ２→Ｃ１→Ｖｉｎの経路で電流が流れる。また、リアクトルＬｒ１の放電エネルギーは、Ｌｒ１→Ｃ２→Ｑ２→Ｃ１→Ｒ２→Ｑ４のコンデンサＣｄ→Ｐ１→Ｌｒ１の経路で電流が流れ、スイッチング素子Ｑ４のコンデンサＣｄの電荷を放電させる。

次に、期間Ｔ６において、スイッチング素子Ｑ４のコンデンサＣｄの電荷が引き抜かれ、これが負電圧となり、スイッチング素子Ｑ４のダイオードＤｄの順方向電圧に達すると、スイッチング素子Ｑ４のダイオードＤｄに電流が流れる。このとき、Ｖｉｎ→Ｌ１→Ｑ２→Ｃ１→Ｖｉｎの経路となる。また、Ｌｒ１→Ｃ２→Ｑ２→Ｃ１→Ｒ２→Ｑ４のダイオードＤｄ→Ｐ１→Ｌｒ１の経路に電流が流れる。

次に、期間Ｔ７において、スイッチング素子Ｑ４がオンすると、Ｖｉｎ→Ｌ１→Ｑ２→Ｃ１→Ｖｉｎの経路で電流が流れる。また、Ｌｒ１→Ｃ２→Ｑ２→Ｃ１→Ｒ２→Ｑ４→Ｐ１→Ｌｒ１の第２電流経路で電流が流れる。これにより、スイッチング素子Ｑ４のゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）を実現することができる。その後、リアクトルＬｒ１とコンデンサＣ２とによる共振によって、前記第２電流経路の極性は反転し、第２電流経路は、Ｌｒ１→Ｐ１→Ｑ４→Ｒ２→Ｃ１→Ｑ２→Ｃ２→Ｌｒ１の経路で電流が流れる。

次に、期間Ｔ８において、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のオンを継続し、Ｖｉｎ→Ｌ１→Ｑ２→Ｃ１→Ｖｉｎの経路で電流が流れる。また、Ｌｒ１→Ｐ１→Ｑ４→Ｒ２→Ｃ１→Ｑ２→Ｃ２→Ｌｒ１の第２電流経路で電流が流れる。このとき、リアクトルＬｒ１は励磁される。

次に、期間Ｔ９において、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４がオフすると、リアクトルＬｒ１に励磁されていたエネルギーは、放電を開始する。このとき、Ｖｉｎ→Ｌ１→Ｃ２→Ｌｒ１→Ｐ１→Ｑ３のコンデンサＣｃ→Ｃ１→Ｖｉｎの経路で電流が流れる。また、Ｌｒ１→Ｐ１→Ｑ３のコンデンサＣｃ→Ｃ１→Ｒ１→Ｑ１のコンデンサＣａ→Ｃ２→Ｌｒ１の経路で電流が流れる。

次に、期間Ｔ１０において、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３のコンデンサＣａ，Ｃｃの電荷を引き抜き、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３が負電圧となり、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３のダイオードＤａ，Ｄｃの順方向電圧に達すると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３のダイオードＤａ，Ｄｃに電流が流れる。このとき、Ｖｉｎ→Ｌ１→Ｃ２→Ｌｒ１→Ｐ１→Ｑ３のコンデンサＣｃ→Ｃ１→Ｖｉｎの経路で電流が流れる。また、Ｌｒ１→Ｐ１→Ｑ３のコンデンサＣｃ→Ｃ１→Ｒ１→Ｑ１のコンデンサＣａ→Ｃ２→Ｌｒ１の経路で電流が流れる。

次に、期間Ｔ１１において、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３がオンすると、スイッチング素子Ｑ１のオンにより放電していたリアクトルＬ１は直流電源Ｖｉｎにより励磁され始める。このとき、Ｖｉｎ→Ｌ１→Ｑ１→Ｒ１→Ｖｉｎの経路で電流が流れる。また、Ｌｒ１→Ｐ１→Ｑ３→Ｃ１→Ｒ１→Ｑ１→Ｃ２→Ｌｒ１の経路で電流が流れる。これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３のゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）を実現することができる。その後、リアクトルＬｒ１とコンデンサＣ２とによる共振によって、前記第２電流経路の極性は反転し、第２電流経路は、Ｌｒ１→Ｃ２→Ｑ１→Ｒ１→Ｃ１→Ｑ３→Ｐ１→Ｌｒ１の経路に移行する。

（ｄｕｔｙ１＝ｄｕｔｙ２のとき動作）
次に、図６を参照しながら、第１コンバータのオンデューティｄｕｔｙ１が第２コンバータのオンデューティｄｕｔｙ２と等しいときの各部の動作をタイミングチャートを用いて説明する。

まず、期間Ｔ１において、Ｑ１ゲート信号Ｑ１ｇによりスイッチング素子Ｑ１がオンし、Ｖｉｎ→Ｌ１→Ｑ１→Ｒ１→Ｖｉｎの経路で電流Ｑ１ｉが流れ、リアクトルＬ１が励磁される。また、ゲート信号Ｑ３ｇによりスイッチング素子Ｑ３がオンしており、Ｃ１→Ｑ３→Ｐ１→Ｌｒ１→Ｃ２→Ｑ１→Ｒ１→Ｃ１の経路で電流Ｑ３ｉが流れ、リアクトルＬｒ１がこの向きに励磁される。スイッチング素子Ｑ１には、リアクトルＬ１の励磁電流とスイッチング素子Ｑ３の電流Ｑ３ｉとの合計電流が流れる。

次に、期間Ｔ２において、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３が同時にオフする。このとき、リアクトルＬ１とリアクトルＬｒ１の励磁エネルギーは、放電し始める。このとき、Ｖｉｎ→Ｌ１→Ｑ２のコンデンサＣｂ→Ｃ１→Ｖｉｎの経路で電流が流れる。また、Ｌｒ１→Ｃ２→Ｑ２のコンデンサＣｂ→Ｃ１→Ｒ２→Ｑ４のコンデンサＣｄ→Ｐ１→Ｌｒ１の経路で電流が流れる。

次に、期間Ｔ３において、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のコンデンサＣｂ，Ｃｄの電荷が引き抜かれ、これが負電位になり、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のダイオードＤｂ，Ｄｄの順方向電圧に達すると、ダイオードＤｂ，Ｄｄに電流が流れ始める。このとき、Ｖｉｎ→Ｌ１→Ｑ２のダイオードＤｂ→Ｃ１→Ｖｉｎの経路で電流が流れる。また、Ｌｒ１→Ｃ２→Ｑ２のダイオードＤｂ→Ｃ１→Ｒ２→Ｑ４のダイオードＤｄ→Ｐ１→Ｌｒ１の経路で電流が流れる。

次に、期間Ｔ４において、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４が同時にオンし、Ｖｉｎ→Ｌ１→Ｑ２→Ｃ１→Ｖｉｎの経路で電流がＱ２ｉが流れる。また、Ｌｒ１→Ｃ２→Ｑ２→Ｃ１→Ｒ２→Ｑ４→Ｐ１→Ｌｒ１の経路で、電流Ｑ２ｉ，Ｑ４ｉが流れる。これにより、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４のゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）を実現することができる。

次に、期間Ｔ５において、Ｖｉｎ→Ｌ１→Ｑ２→Ｃ１→Ｖｉｎの経路で電流が流れる。また、Ｌｒ１→Ｐ１→Ｑ４→Ｒ２→Ｃ１→Ｑ２→Ｃ２→Ｌｒ１の経路で電流が流れ、リアクトルＬｒ１は励磁されている。

次に、期間Ｔ６において、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４が同時にオフし、励磁されていたリアクトルＬｒ１のエネルギーは、放電し始め、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３のコンデンサＣａ，Ｃｃの電荷が引き抜かれる。このとき、リアクトルＬ１の放電エネルギーも経路を変える。Ｖｉｎ→Ｌ１→Ｃ２→Ｌｒ１→Ｐ１→Ｑ３のコンデンサＣｃ→Ｃ１→Ｖｉｎの経路で電流が流れる。また、Ｌｒ１→Ｐ１→Ｑ３のコンデンサＣｃ→Ｃ１→Ｒ１→Ｑ１のコンデンサＣａ→Ｃ２→Ｌｒ１の経路で電流が流れる。

次に、期間Ｔ７において、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３のコンデンサＣａ，Ｃｃの電荷が引き抜かれ、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３が負電圧となり、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３のダイオードＤａ，Ｄｃの順方向電圧に達すると、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３のダイオードＤａ，Ｄｃに電流が流れる。このとき、Ｖｉｎ→Ｌ１→Ｃ２→Ｌｒ１→Ｐ１→Ｑ３のコンデンサＣｃ→Ｃ１→Ｖｉｎの経路で電流が流れる。また、Ｌｒ１→Ｐ１→Ｑ３のコンデンサＣｃ→Ｃ１→Ｒ１→Ｑ１のコンデンサＣａ→Ｃ２→Ｌｒ１の経路で電流が流れる。

次に、期間Ｔ８において、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３が同時にオンすると、リアクトルＬ１は直流電源Ｖｉｎにより励磁され始める。このとき、Ｖｉｎ→Ｌ１→Ｑ１→Ｒ１→Ｖｉｎの経路で電流が流れる。また、Ｌｒ１→Ｐ１→Ｑ３→Ｃ１→Ｒ１→Ｑ１→Ｃ２→Ｌｒ１の第２電流経路で電流が流れる。これにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３のゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）を実現することができる。その後、リアクトルＬｒ１とコンデンサＣ２とによる共振によって、前記第２電流経路の極性は反転し、第２電流経路は、Ｌｒ１→Ｃ２→Ｑ１→Ｒ１→Ｃ１→Ｑ３→Ｐ１→Ｌｒ１の経路で電流が流れる。

このように実施例１のスイッチング電源装置によれば、４つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のみで済み、小型化且つ安価な電源装置を提供できる。また、第１アームの中点と第２アームの中点とを、トランスＴの一次巻線Ｐ１とコンデンサＣ２とリアクトルＬｒ１とを介して接続することで、主制御スイッチであるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ３がオフ期間であっても、同期整流スイッチであるスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４やダイオードＤａ，Ｄｃを介して常に回生電流を流す経路を確保できるので、４つのスイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４のゼロ電圧スイッチングを実現でき、高効率なスイッチング電源装置を提供できる。即ち、第１のコンバータと第２のコンバータとは夫々が同期整流することでリアクトルの励磁エネルギーを自在な経路で回生でき、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）を実現できる。

また、第１制御回路１１、第２制御回路１２の各々が、各コンバータの出力制御を行っているため、出力精度を安定化できる。このため、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４の電圧Ｖｄｓは、コンデンサＣ１の安定した電圧Ｖｏ２でクランプされる。

なお、第１コンバータは無負荷状態として、第２コンバータのみ負荷を得るようにすると、第２コンバータを主動作とするアクティブクランプ回路となる。第１コンバータによって定電圧制御されているので、従来のアクティブクランプ回路と異なり、各スイッチのドレイン−ソース間電圧Ｖｄｓは一定に保持される。

また、図３において、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３の同時ターンオンとスイッチング素子Ｑ２，Ｑ４の同時ターンオフは多少同時がずれても良い。回生電流は流れ易い短絡、即ち低インピーダンスの経路を自動的に循環するので、ゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）が行えるだけのエネルギーを備えた回生エネルギーであれば、タイミングがずれても動作に影響なくゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）が可能である。

図７に示す実施例２のスイッチング電源回路は、図１に示すスイッチング電源回路の直流電源Ｖｉｎに代えて、交流電源Ｖａｃと、整流回路ＲＣ１と、コンデンサＣ０とを設けたＰＦＣ回路（力率改善回路）であることを特徴する。

交流電源Ｖａｃは、交流電圧を整流回路ＲＣ１に供給する。整流回路ＲＣ１は、交流電源Ｖａｃからの交流電圧を整流する。

図７に示す第１制御回路１１は、整流回路ＲＣ１の出力両端に接続されたコンデンサＣ０の電圧を入力し、コンデンサＣ０の出力脈流電圧とコンデンサＣ１の出力誤差電圧とを乗算し、得られた乗算出力と電流検出抵抗Ｒ１の電圧とに基づいて入力交流電流波形が入力交流電圧波形に一致するように制御することにより、力率を改善することを特徴とする。

このような実施例２のスイッチング電源回路によれば、力率を改善するとともに実施例１のスイッチング電源回路の動作と同様に動作し、同様な効果が得られる。

また、リアクトルＬ１とコンデンサＣ０とでＬＣフィルタを構成し、このＬＣフィルタによりノイズを低減する。

図８は、本発明の実施例３のスイッチング電源装置の構成図である。図８に示す実施例３のスイッチング電源装置は、非絶縁降圧回路と絶縁回路とを有して構成される。

直流電源Ｖｉｎの両端には、主制御スイッチとしてのスイッチング素子Ｑ１と副制御スイッチ（同期整流スイッチ）としてのスイッチング素子Ｑ２との直列回路が電流検出抵抗Ｒ１を介して接続されるとともに、主制御スイッチとしてのスイッチング素子Ｑ３と副制御スイッチ（同期整流スイッチ）としての第４スイッチング素子Ｑ４との直列回路が電流検出抵抗Ｒ２を介して接続される。スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との接続点と、スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４との接続点の間には、コンデンサＣ２とトランスＴの一次巻線Ｐ１とリアクトルＬｒ１との直列回路が接続される。トランスＴの二次側は実施例１のそれらと同一構成である。

スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との接続点には、リアクトルＬ１とコンデンサＣ１との直列回路が接続され、コンデンサＣ１の両端からは出力電圧Ｖｏ２が出力される。

また、第１制御回路１１ａは、コンデンサＣ１からの電圧と電流検出抵抗Ｒ１からの電圧とに基づいてスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とを交互にオン／オフさせて、降圧制御を行い、入力電圧（直流電源Ｖｉｎの電圧）よりも低い定電圧の出力電圧Ｖｏ２を出力する制御を行う。

第２制御回路１２ａは、コンデンサＣ３からの電圧と電流検出抵抗Ｒ２からの電圧とに基づいてスイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４とを交互にオン／オフさせ、定電圧の出力電圧Ｖｏ１を出力する制御を行う。

同期回路１３ａは、第１制御回路１１ａの動作タイミングと第２制御回路１２ａの動作タイミングとの同期を行なう。同期回路１３ａは、具体的には、図９に示すように、スイッチング素子Ｑ１のゲート信号Ｑ１ｇの立ち下がりエッジと、スイッチング素子Ｑ３のゲート信号Ｑ３ｇの立ち下がりエッジとを同期させ、スイッチング素子Ｑ２のゲート信号Ｑ２ｇの立ち上がりエッジと、スイッチング素子Ｑ４のゲート信号Ｑ４ｇの立ち上がりエッジとを同期させている。即ち、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ３とは、フルブリッジ回路の対角となる一組のスイッチであり、スイッチング素子Ｑ２とスイッチング素子Ｑ４とは、フルブリッジ回路の対角となる一組のスイッチである。

また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２からなる第１アームの中点とスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４からなる第２アームの中点とを、トランスＴの一次巻線Ｐ１とリアクトルＬｒ１とコンデンサＣ２とを介して接続することにより、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）動作を行うことができる。これは、主制御スイッチＱ１，Ｑ３がオフ期間でも同期整流スイッチＱ２，Ｑ４やダイオードＤａ，Ｄｃを介して常に回生電流を流す経路を確保できるためである。

このように、実施例３のスイッチング電源装置においても、実施例１のスイッチング電源装置の効果と同様な効果が得られる。

図１０は、本発明の実施例４のスイッチング電源装置の構成図である。図１０に示す実施例４のスイッチング電源装置は、図１に示す実施例１のスイッチング電源装置の構成に、さらに、スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４と電流検出抵抗Ｒ２との直列回路の両端に、スイッチング素子Ｑ５とスイッチング素子Ｑ６と電流検出抵抗Ｒ３との直列回路を接続している。スイッチング素子Ｑ５とスイッチング素子Ｑ６とは第３アームを構成する。

スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６は、ＭＯＳＦＥＴからなる。スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６のドレイン−ソース間にはダイオードＤｅ，ＤｆとコンデンサＣｅ，Ｃｆとの並列回路が接続されている。ダイオードＤｅ，Ｄｆは還流ダイオードであってスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６の寄生ダイオードでも良く、コンデンサＣｅ，Ｃｆは共振用コンデンサであってスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６の寄生コンデンサでも良い。

また、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との接続点と、スイッチング素子Ｑ５とスイッチング素子Ｑ６との接続点との間に、コンデンサＣ８とトランスＴａの一次巻線Ｐ２とリアクトルＬｒ２との直列回路が接続される。リアクトルＬｒ２は、トランスＴａの一次巻線Ｐ２と二次巻線Ｓ３，Ｓ４との間のリーケージインダクタンスでも良い。

トランスＴａの二次巻線Ｓ３と二次巻線Ｓ４とは直列に接続され、二次巻線Ｓ３の一端はダイオードＤ３のアノードに接続され、二次巻線Ｓ４の一端はダイオードＤ４のアノードに接続されている。ダイオードＤ３，Ｄ４のカソードはリアクトルＬ３の一端に接続され、リアクトルＬ３の他端はコンデンサＣ９の一端に接続され、コンデンサＣ９の他端は、二次巻線Ｓ３と二次巻線Ｓ４との接続点に接続される。コンデンサＣ９の両端からは、出力電圧Ｖｏ３が出力される。ダイオードＤ３，Ｄ４、リアクトルＬ３、コンデンサＣ９で整流平滑回路を構成している。

第３制御回路１４は、コンデンサＣ９からの電圧と電流検出抵抗Ｒ３からの電圧とに基づいてスイッチング素子Ｑ５とスイッチング素子Ｑ６とを交互にオン／オフさせて、定電圧の出力電圧Ｖｏ３を出力する制御を行う。

同期回路１３ｂは、第１制御回路１１の動作タイミングと第２制御回路１２の動作タイミングと第３制御回路１４の動作タイミングとの同期を行なう。同期回路１３ｂは、具体的には、図１１に示すように、スイッチング素子Ｑ１のゲート信号Ｑ１ｇの立ち上がりエッジと、スイッチング素子Ｑ３のゲート信号Ｑ３ｇの立ち上がりエッジと、スイッチング素子Ｑ５のゲート信号Ｑ５ｇの立ち上がりエッジとを同期させ、スイッチング素子Ｑ２のゲート信号Ｑ２ｇの立ち下がりエッジと、スイッチング素子Ｑ４のゲート信号Ｑ４ｇの立ち下がりエッジと、スイッチング素子Ｑ６のゲート信号Ｑ６ｇの立ち下がりエッジとを同期させている。

また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２からなる第１アームの中点とスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４からなる第２アームの中点とを、トランスＴの一次巻線Ｐ１とリアクトルＬｒ１とコンデンサＣ２とを介して接続することにより、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ４がゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）動作を行うことができる。

また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２からなる第１アームの中点とスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６からなる第３アームの中点とを、トランスＴａの一次巻線Ｐ２とリアクトルＬｒ２とコンデンサＣ８とを介して接続することにより、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ５，Ｑ６がゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）動作を行うことができる。

このように実施例４のスイッチング電源装置によれば、３つの出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２，Ｖｏ３を取り出すことができるとともに、実施例１のスイッチング電源装置の効果と同様な効果が得られる。

本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータ、力率改善回路やＡＣ−ＤＣコンバータに適用可能である。

Ｖｉｎ 直流電源
Ｖａｃ 交流電源
Ｔ，Ｔａ トランス
Ｐ１ 一次巻線
Ｓ１，Ｓ２ 二次巻線
Ｌ１，Ｌ２，Ｌｒ１ リアクトル
Ｑ１〜Ｑ６ スイッチング素子
Ｄ１，Ｄ２ ダイオード
ＲＣ１ 整流回路
Ｒ１〜Ｒ３ 抵抗
Ｃ１〜Ｃ３ コンデンサ
ＩＮＶ１，ＩＮＶ２ インバータ
ＢＵＦ１，ＢＵＦ２ バッファ回路
ＣＭＰ１，ＣＭＰ２ コンパレータ
ＡＭＰ１，ＡＭＰ２ 誤差増幅器
１０，１０ａ 制御回路
１１，１１ａ 第１制御回路
１２，１２ａ 第２制御回路
１４ 第３制御回路
１３，１３ａ 同期回路
１５ａ，１５ｂ デッドタイム作成回路
１３０ 三角波発生器

Claims (6)

1. 第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とが直列に接続された第１アームと、
   前記第１アームに並列に接続され、前記第１スイッチング素子と対角な第３スイッチング素子と前記第２スイッチング素子と対角な第４スイッチング素子とが直列に接続された第２アームと、
   前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との接続点と、前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子との接続点との間に、第１コンデンサとトランスの一次巻線とが直列に接続された第１直列回路と、
   前記トランスの二次巻線の電圧を整流平滑して第１出力電圧を取り出す第１整流平滑回路と、
   前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子との接続点に接続され、且つ直流入力端又は直流出力端が接続される第１リアクトルと、
   前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを交互にオンオフさせ前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子とを交互にオンオフさせ前記第１スイッチング素子と前記第３スイッチング素子とを同期させ前記第２スイッチング素子と前記第４スイッチング素子とを同期させる制御回路と、
   を有することを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記トランスの一次巻線には第２リアクトルが接続され、前記第２リアクトルは、前記トランスの前記一次巻線と前記二次巻線との間のリーケージインダクタンスであることを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
3. 前記制御回路は、前記第１スイッチング素子の制御信号のターンオンと前記第３スイッチング素子の制御信号のターンオンとを同期させ、前記第２スイッチング素子の制御信号のターンオフと前記第４スイッチング素子の制御信号のターンオフとを同期させることを特徴とする請求項１又は請求項２記載のスイッチング電源装置。
4. 前記制御回路は、前記第１スイッチング素子の制御信号のターンオフと前記第３スイッチング素子の制御信号のターンオフとを同期させ、前記第２スイッチング素子の制御信号のターンオンと前記第４スイッチング素子の制御信号のターンオンとを同期させることを特徴とする請求項１又は請求項２記載のスイッチング電源装置。
5. 前記第１リアクトルの前記直流入力端には直流電源が接続され、
   前記直流電源は、交流電源と整流回路とから構成され、前記制御回路は、力率を改善する制御を有することを特徴とする請求項１乃至４のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。
6. 前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子との直列回路の両端に接続され、第２出力電圧を取り出す第２コンデンサを有することを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項記載のスイッチング電源装置。

Images