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JP2001320879A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Ｄｃ−ｄｃコンバータ

Info

Publication number
JP2001320879A
JP2001320879A JP2001124153A JP2001124153A JP2001320879A JP 2001320879 A JP2001320879 A JP 2001320879A JP 2001124153 A JP2001124153 A JP 2001124153A JP 2001124153 A JP2001124153 A JP 2001124153A JP 2001320879 A JP2001320879 A JP 2001320879A
Authority
JP
Japan
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converter
signal
circuit
voltage
output voltage
Prior art date
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Pending
Application number
JP2001124153A
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English (en)
Inventor
Hubert Raets
レーツ フベルト
Ulrich Boeke
ベーケ ウルリヒ
Dirk Hente
ヘンテ ディルク
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Koninklijke Philips NV
Original Assignee
Koninklijke Philips Electronics NV
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Filing date
Publication date
Application filed by Koninklijke Philips Electronics NV filed Critical Koninklijke Philips Electronics NV
Publication of JP2001320879A publication Critical patent/JP2001320879A/ja
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Abstract

(57)【要約】 【課題】 コンバータの動作中に発生する損失をできる
だけ最小にすることにある。 【解決手段】 本発明は、直流入力電圧を複数の直流出
力電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータに関する。この
コンバータは、前記直流入力電圧(1)を第１の交流信号
（ＶAC1）に変換するスイッチング素子(2,3,4,5)を含む
回路段(6,7)と、第１の交流信号（ＶAC1）を、第１の直
流出力電圧(14)を形成するために使用する第２の交流信
号（ＶAC2）に変換する第１の共振回路(8)と、前記第１
の交流信号（ＶAC1）を、第２の直流出力電圧(14)を形
成するために使用する第３の交流信号（ＶAC3）に変換
する第２の共振回路(16)と、前記第１の交流信号（ＶAC
1）に対し種々の周波数レンジ(Δ1f,Δ2f)を設定して種
々の電力供給モード(通常動作、待機モード)を設定する
制御回路(24)と、を含むことを特徴とする。

Description

【発明の詳細な説明】
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、直流入力電圧を複
数の直流出力電圧に変換するＤＣ−ＤＣコンバータに関
するものである。
【０００２】
【従来技術】このようなＤＣ−ＤＣコンバータはＵＳ
４，６２８，４２６号から既知である。これに開示され
たコンバータでは、直流入力電圧を４つのスイッチング
素子を具えるフルブリッジ回路により（パルス状の）交
流信号に変換し、この交流信号を変成器の一次巻線に供
給する。変成器は２つの二次巻線を有する。第１の二次
巻線により発生された交流信号を整流し、平滑化して第
１の直流出力電圧を発生させる。第２の二次巻線は共振
回路キャパシタに並列に接続され、このキャパシタは第
２の二次巻線の漏れインダクタンスとともに共振回路を
形成する。共振回路キャパシタにおける電圧降下を整流
し、平滑化して第２の直流出力電圧を発生させる。２つ
の直流出力電圧は、フルブリッジ回路のそれぞれのスイ
ッチング素子を駆動し、フルブリッジ回路により発生さ
れる交流信号を調整することにより所望の電圧値に設定
される。第１の直流出力電圧は交流信号のサンプリング
比の調整により設定される。第２の直流出力電圧は交流
信号の周波数の調整により調整される。２つの直流出力
電圧は互いに独立に理想的に設定することができる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、コン
バータの動作中に発生する損失をできるだけ最小にした
頭書に記載したタイプのコンバータを提供することにあ
る。
【０００４】
【課題を解決するための手段】本発明は、この目的を達
成するために、頭書に記載したＤＣ−ＤＣコンバータ
は、直流入力電圧を第１の交流信号に変換するスイッチ
ング素子を含む回路段と、前記第１の交流信号を、第１
の直流出力電圧を形成するために使用する第２の交流信
号に変換する第１の共振回路と、前記第１の交流信号
を、第２の直流出力電圧を形成するために使用する第３
の交流信号に変換する第２の共振回路と、前記第１の交
流信号に対し種々の周波数レンジを設定する制御回路
と、を含むことを特徴とする。
【０００５】このコンバータは、その動作中、第２の直
流出力電圧を直流待機電源電圧を発生するのに使用する
のに特に有利であり、このとき第１の直流出力電圧が零
になる。この動作モードでは、第２の直流出力電圧には
小さな負荷が存在するのみである。それにもかかわら
ず、本発明のコンバータによれば、第１の交流信号を発
生する回路段（例えばハーフブリッジ回路又はフルブリ
ッジ回路を含む）のスイッチング素子の所謂ＺＶＳ動作
(零電圧スイッチング)が得られる（ＺＶＳ動作の完全な
理解のためには、例えばＵＳ５，８０８，８７９を前記
ＵＳ４，６２８，４２６と比較されたい）。本発明のコ
ンバータによれば、待機モードにおける損失が減少す
る。通常動作モード及び待機モードを実現する回路はで
きるだけ小さく維持される。通常動作モード及び待機モ
ードは第１の交流信号の周波数レンジの適切な設定及び
前記回路段の各スイッチング素子の駆動によってのみ設
定される。このとき異なる周波数レンジが通常動作モー
ドと待機モードに割り当てられる。待機モードに割り当
てられた周波数レンジは第２の共振回路の共振周波数を
含み、この周波数レンジでは第１の直流出力電圧が通常
動作モードに比較して強く減少する。出力電圧の定制御
はそれぞれの周波数レンジ内の周波数の微調整により行
われる。
【０００６】本発明ＤＣ−ＤＣコンバータの有利な実施
例は縦続請求項に特定されている。本発明は本発明のＤ
Ｃ−ＤＣコンバータを含む電源にも関するものである。
【０００７】
【発明の実施の形態】本発明の実施例を図面を参照して
以下にもっと詳細に説明する。図１に示すＤＣ−ＤＣコ
ンバータは直流入力電圧１（Ｖin）を第１の直流出力電
圧１４（Ｖout1）と第２の直流出力電圧２１（Ｖout2）
に変換する。回路段６が直流入力電圧１を第１の交流信
号ＶAC1に変換する。この目的のために、回路段６は２
つのスイッチング素子２及び３（ここではＭＯＳＦＥＴ
トランジスタとして示す）を有するハーフブリッジ回路
を含む。交流信号ＶAC1は第１の共振回路８に供給さ
れ、この共振回路が交流信号ＶAC1を第２の交流信号ＶA
C2に変換する。第２の交流信号ＶAC2は整流ブリッジ回
路１２により整流され、平滑キャパシタ１３により平滑
化される。最後に、第１の出力電圧１４が平滑キャパシ
タ１３から取り出される。
【０００８】図１では、共振回路８は次の構造を有す
る。容量性素子Ｃ81と誘導性素子Ｌ81の直列接続が共振
回路８に直列に接続され、この直列接続に並列に誘導性
素子Ｌ82が接続され、この誘導性素子が変成器Ｔの一次
巻線９（巻数n1）に並列に接続され、この変成器は２つ
の二次巻線を有し、その第１の二次巻線１０が共振回路
８に含まれる。変成器Ｔの第１の二次巻線１０（巻数n
2）に並列に容量性素子Ｃ82が接続され、この容量性素
子が次いで共振回路８の出力端子に並列に接続され、こ
の容量性素子において電圧ＶAC2が降下する。共振回路
８の変形例が図３及び図４に示されている。図３では、
共振回路８は１つの容量性素子及び１つの誘導性素子を
有するのみである。図４では、共振回路８は１つの容量
性素子と２つの誘導性素子を有する。
【０００９】図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータは、更
に、変成器Ｔの第２の二次巻線１５（巻数n3）における
電圧降下が供給される第２の共振回路１６を含み、この
共振回路は、特に、1つの誘導性素子Ｌ161と２つの容量
性素子Ｃ161及びＣ162を有する図５に示す共振回路を含
む。容量性素子Ｃ161の一端はこの共振回路の一方の入
力端子と一方の出力端子とに接続される。容量性素子Ｃ
161の他端は誘導性素子Ｌ161と容量性素子Ｃ162との接
続点に接続され、素子Ｌ161とＣ162の他端はこの共振回
路の他方の入力端子とこの共振回路の他方の出力端子に
それぞれ接続される。この共振回路１６は巻線１５にお
ける電圧降下を電圧ＶAC3(第３の交流信号)に変換し、
この電圧はブリッジ整流回路１９により整流され、平滑
キャパシタ２０により平滑化される。平滑キャパシタ２
０から第２の直流出力電圧２１（Ｖout2）を取り出すこ
とができる。図８に示す共振回路１６の変形例では、図
５に示す例と比較すると、素子Ｌ161とＣ161の位置が入
れ替えられている。
【００１０】共振回路１６の他の可能な例が図６−７及
び図９−１２に示されている。図６及び７は１つの容量
性素子と１つの誘導性素子を有する共振回路の変形例を
示し、図９及び１０は２つの容量性素子と２つの誘導性
素子を有する共振回路の変形例を示し、図１１は３つの
容量性素子と２つの誘導性素子を有する共振回路の変形
例を示し、最後に図１２は３つの容量性素子と２つの誘
導性素子を有する共振回路の変形例を示す。
【００１１】制御回路２４がハーフブリッジ６のスイッ
チング素子２及び３に対する制御信号を発生する。制御
回路２４は出力電圧１４及び２１を評価し、測定された
出力電圧に依存して、スイッチング素子２及び３のスイ
ッチング周波数ｆ、従って交流信号ＶAC1の周波数を制
御する。ディジタル入力端子２５から、（１ビット）制
御信号が制御回路２４に供給され、この制御信号によっ
てＤＣ−ＤＣコンバータの（２つの）異なる動作モード
（ここでは通常モード及び待機モード）を設定すること
ができる。これは、スイッチオン及びオフに使用される
スイッチ（図示せず）を高い主電源電圧に対し配置しな
いで、ディジタル回路用の低い電圧レベルに対し配置す
ればよいという利点をもたらす。
【００１２】通常の調整手段により周波数ｆを制御する
ことにより、出力電圧１４及び２１は予め決定し得る設
定値に常時調整して、例えば主電源電圧の変動又はコン
バータ出力側の負荷の変動を補償することができる。こ
の目的のために、出力電圧１４及び２１を帰還路２２及
び２３を経て制御回路２４に供給する。
【００１３】図２はＤＣ−ＤＣコンバータの他の可能な
実施例を示す。図１のコンバータと比較すると、ハーフ
ブリッジ６の代わりに、４つのスイッチング素子２、
３、４、及び５を有するフルブリッジ７を具えている。
【００１４】変成器Ｔの設計を適切に選択すれば、共振
回路８及び１６の共振回路素子が少なくとも部分的に変
成器Ｔ自体により実現される。例えば、誘導性素子Ｌ81
及びＬ161は変成器Ｔの漏れインダクタンスにより部分
的に又は完全に実現することができる。変成器Ｔは交流
信号ＶAC1、ＶAC2及びＶAC3間の電圧分離のために使用
する。
【００１５】図１３は本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの
前に交流主電源電圧Ｖ〜を直流入力電圧Ｖinに変換して
ＤＣ−ＤＣコンバータに供給するＡＣ−ＤＣコンバータ
を具える電源を示す。
【００１６】図１４及び１５は、図1に示す共振回路８
及び図５に示す共振回路１６に対する交流信号ＶAC1の
周波数に依存する本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの伝達
関数Ａ1(f)＝Ｖout1/Ｖin及びＡ2(f)＝Ｖout2/Ｖinを示
す。周波数レンジΔ1f及びΔ2fはＤＣ−ＤＣコンバータ
の２つのモードに対し与えられる周波数を表わす。これ
らの動作モードはディジタル信号(本例では１ビットデ
ィジタル信号)を供給することにより制御される。これ
らの周波数レンジの位置及び幅は、特に共振回路８及び
１６の共振周波数の位置を考慮に入れて、所望の動作モ
ードに適応させる。本例では、周波数レンジΔ1fは通常
動作時におけるＤＣ−ＤＣコンバータの電力供給モード
に対応し、このモードではコンバータは直流出力電圧Ｖ
out1によって通常動作中の電気装置(例えば娯楽電子機
器)（図示せず）に電力を供給するために使用される。
周波数レンジΔ2fはＤＣ−ＤＣコンバータの待機電力供
給モードに使用され、このモードではコンバータは電気
装置の待機電源として使用され、電気装置の待機モジュ
ールに低直流出力電圧Ｖout2を供給するとともに、直流
出力電圧Ｖout1が強く低減され、本例ではほぼ零にな
る。本例では、直流出力電圧Ｖout2は２つの電力供給モ
ードにおいてほぼ同一の電圧レンジに維持される。即
ち、通常動作の電力供給モードにおいても電気装置の待
機モードの電力供給が存在する。周波数レンジΔ1fの下
限値は第１の共振回路８の最大共振周波数f1に等しいか
それ以上の周波数に位置する。図１４及び１５では、周
波数レンジΔ1fの下限値は共振周波数f1に等しい。周波
数の増大につれて、共振回路８の伝達関数の値が減少す
るため、ハーフブリッジ６又はフルブリッジ７の負荷は
通常動作の電力供給モード及び待機電力供給モードの両
モードにおいて誘導性になる。この誘導性負荷は、ハー
フブリッジ６又はフルブリッジ７のスイッチング素子に
並列に接続されたキャパシタ(図示せず)とともに、全て
の電力供給モードにおいて、スイッチング素子２及び３
又はスイッチング素子２、３、４及び５のＺＶＳモード
をもたらす（これらのキャパシタはスイッチング素子に
並列に接続されたキャパシタ及び／又はスイッチング素
子の寄生容量とすることもできる）。
【００１７】周波数f2は共振回路１６の共振周波数を示
す。周波数f1から出発して、関数Ａ1(f)は最小値に減少
し、次いで共振回路１６の入力インピーダンスに基づい
て再び増大して周波数f3において最大になる。ここで、
コンバータ回路は、周波数レンジΔ2fがＡ1(f)の前記最
小値と周波数f3との間に位置するように設計して、周波
数レンジΔ1f及びΔ2fにおけるＡ2(f)の関連する値のレ
ンジが同一又はほぼ同一になるようにして、待機モジュ
ールの電力供給が通常動作中の電力供給モード及び待機
中の電力供給モードの両モードにおいて出力電圧Ｖout2
により行われるようにする。更に、f2は周波数レンジΔ
2fにおいてＡ1(f)が最小値になる周波数を示す。周波数
f2は周波数レンジΔ2fのほぼ中央に位置させるのが好ま
しい。
【００１８】周波数レンジΔ2fは、共振回路１６の誘導
性／容量性素子の数を増大するにつれて広くなり、図１
１及び１２に示す変形例において最も広くなる。広い周
波数レンジΔ2fは、使用するコンバータモジュールに対
し小さいトレランス値を設定することができる点で有利
である。共振回路１６に使用する誘導性/容量性素子の
数を少なくすると、それに応じてコストが減少する。
【００１９】図１６は、第１の共振回路８と第２の共振
回路１６を変成器を使用しないで結合した本発明ＤＣ−
ＤＣコンバータの回路配置を示す。共振回路８の入力端
子に第１の交流信号ＶAC1が供給され、共振回路８の出
力端子に第２の交流信号ＶAC2が発生する。本例でも第
２の共振回路１６が第３の交流信号ＶAC3を発生する。
本例の第1の共振回路８は２つの容量性素子と２つの誘
導性素子を有する。共振回路８の入力端子に容量性素子
１００と誘導性素子１０１の直列接続が接続される。こ
の直列接続の反対側の端子と共振回路８の他方の入力端
子との間に誘導性素子１０２と容量性素子１０３の並列
接続が配置され、この並列接続から交流信号ＶAC2を取
り出すことができる。共振回路８の出力端子の間に、誘
導性素子１０４と容量性素子１０５の直列接続が更に配
置される。この２つの素子１０４及び１０５が第２の共
振回路１６を構成する。
【００２０】容量性素子１０５から第３の交流信号ＶAC
3を取り出すことができる。交流電圧が入力されると、
第２の共振回路１６の共振周波数の範囲内において素子
１０４及び１０５の直列接続が短絡回路として作用する
ため、交流信号ＶAC2が零に低下する。これを待機電力
供給モードに使用する（この共振周波数の近くに周波数
レンジΔ2fが位置する）。通常動作中の電力供給モード
では、２つの交流信号が適切な値に調整される（本例で
も周波数レンジΔ1fに相当する）。上述した説明がこの
変形例にも当てはまる。
【００２１】図１に示すハーフブリッジ回路６又は図２
に示すフルブリッジ回路７は待機電力供給モードにおい
てバーストモードで動作させるのが好ましい。この場合
には、連続する時間スペースtiを与え、各時間スペース
が２つの時間スロットti1及びti2に分割する。各時間ス
ロットti1においてスイッチング素子２及び３又は２−
５がそれぞれターンオン及びオフされて第１の交流信号
ＶAC1を発生する。時間スロットti2において全てのスイ
ッチング素子がターンオフされ、この時間スロット中交
流信号ＶAC1が零値になる。この時間スロットti2中出力
電圧Ｖout2を維持するエネルギーはキャパシタ２０によ
り発生される。時間スペースtiは通常最早聞えない２０
ｋＨｚの周波数に相当する約５０μｓの値にするのが好
ましい。
【００２２】ti1/ti2の比に等しいデューティサイクル
は５０％以下に選択するのが好ましい。スイッチング素
子のバーストモード動作はＤＣ−ＤＣコンバータの総合
損失を更に低減する。
【００２３】本発明は３以上の出力電圧を発生するＤＣ
−ＤＣコンバータにも関する。必要な手段は本発明及び
既知のＤＣ−ＤＣコンバータの知識を有する当業者の通
常業務の枠内にあるので、ここには明瞭に記載しない。
【図面の簡単な説明】
【図１】 ハーフブリッジ回路を含むＤＣ−ＤＣコンバ
ータを示す。
【図２】 フルブリッジ回路を含むＤＣ−ＤＣコンバー
タを示す。
【図３】 第１の共振回路の一例を示す。
【図４】 第１の共振回路の他の例を示す。
【図５】 第２の共振回路の一例を示す。
【図６】 第２の共振回路の他の例を示す。
【図７】 第２の共振回路の更に他の例を示す。
【図８】 第２の共振回路の更に他の例を示す。
【図９】 第２の共振回路の更に他の例を示す。
【図１０】 第２の共振回路の更に他の例を示す。
【図１１】 第２の共振回路の更に他の例を示す。
【図１２】 第２の共振回路の更に他の例を示す。
【図１３】 本発明ＤＣ−ＤＣコンバータを含む電源を
示す。
【図１４】 第１のコンバータ出力電圧に関するコンバ
ータ伝達関数を示す。
【図１５】 第２のコンバータ出力電圧に関するコンバ
ータ伝達関数を示す。
【図１６】 変成器を用いないで実現したコンバータの
回路を示す。
【符号の説明】
１(Ｖin) 直流入力電圧 ２、３、４、５ スイッチング素子 ６ ハーフブリッジ回路 ７ フルブリッジ回路 ＶAC1 第１の交流信号 ８ 第１の共振回路 １６ 第２の共振回路 ＶAC2 第２の交流信号 ＶAC3 第３の交流信号 １４(Ｖout1) 第1の直流出力電圧 ２１(Ｖout2) 第２の直流出力電圧 ２４ 制御回路
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (71)出願人 590000248 Ｇｒｏｅｎｅｗｏｕｄｓｅｗｅｇ １, 5621 ＢＡ Ｅｉｎｄｈｏｖｅｎ， Ｔｈ ｅ Ｎｅｔｈｅｒｌａｎｄｓ (72)発明者 ウルリヒ ベーケ ドイツ国 52511 ガイレンキルヒェン アウフ デム テッカー ７ (72)発明者 ディルク ヘンテ ドイツ国 52146 ヴュエルゼレン ブル ンネンシュトラーセ ６アー Ｆターム(参考） 5H730 AA14 AA16 AS01 AS23 BB26 BB27 BB57 BB66 BB67 DD04 EE04 EE07 EE30 EE73 FD01 FG07

Claims (11)

    【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】 直流入力電圧を複数の直流出力電圧に変
    換するＤＣ−ＤＣコンバータであって、 前記直流入力電圧を第１の交流信号に変換するスイッチ
    ング素子を含む回路段と、 前記第１の交流信号を、第１の直流出力電圧を形成する
    ために使用する第２の交流信号に変換する第１の共振回
    路と、 前記第１の交流信号を、第２の直流出力電圧を形成する
    ために使用する第３の交流信号に変換する第２の共振回
    路と、 前記第１の交流信号に対し種々の周波数レンジを設定す
    る制御回路と、を含むことを特徴とするＤＣ−ＤＣコン
    バータ。
  2. 【請求項２】 前記第１、第２及び第３の交流信号の間
    の電圧分離を実現するために変成器を設け、該変成器が
    前記第１の共振回路に割り当てられた一次巻線と、前記
    第１の共振回路に割り当てられた第１の二次巻線と、前
    記第２の共振回路に割り当てられた第２の二次巻線を有
    することを特徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバ
    ータ。
  3. 【請求項３】 第１の周波数レンジ内において前記第１
    の直流出力電圧が位置する第１の電圧レンジの方が、第
    ２の周波数レンジ内において前記第１の直流出力電圧が
    位置する第２の電圧レンジより大きい電圧値を有し、且
    つ前記第２の直流出力電圧が第１の周波数レンジ及び第
    ２の周波数レンジの双方においてほぼ同一の電圧レンジ
    内に位置することを特徴とする請求項１又は２記載のＤ
    Ｃ−ＤＣコンバータ。
  4. 【請求項４】 前記第１の周波数レンジは通常動作の電
    力供給モードに対応し、前記第２の周波数レンジが待機
    電力供給モードに対応することを特徴とする請求項３記
    載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
  5. 【請求項５】 前記直流入力電圧を前記第１の交流信号
    に変換する前記回路段が２つのスイッチング素子を含む
    ハーフブリッジ回路又は４つのスイッチング素子を含む
    フルブリッジ回路を有することを特徴とする請求項１−
    ４の何れかに記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
  6. 【請求項６】 前記ハーフブリッジ回路又は前記フルブ
    リッジ回路がバーストモード動作に使用されることを特
    徴とする請求項５記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
  7. 【請求項７】 前記ハーフブリッジ回路又は前記フルブ
    リッジ回路に誘導性出力負荷が設けられていることを特
    徴とする請求項５又は６記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
  8. 【請求項８】 前記第１の交流信号の周波数を調整する
    ことにより前記直流出力電圧を予め決定し得る設定値に
    制御することを特徴とする請求項１−７の何れかに記載
    のＤＣ−ＤＣコンバータ。
  9. 【請求項９】 前記制御回路がこれに供給されるディジ
    タル信号に依存してコンバータを前記周波数レンジの一
    つに設定することを特徴とする請求項１−８の何れかに
    記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
  10. 【請求項１０】 前記第１の共振回路が２つの容量性素
    子と２つの誘導性素子を含み、前記第２の共振回路が２
    つの容量性素子及び１つの誘導性素子を含むことを特徴
    とする請求項２−９の何れかに記載のＤＣ−ＤＣコンバ
    ータ。
  11. 【請求項１１】 請求項１−１０の何れかに記載のＤＣ
    −ＤＣコンバータを具えた電源。
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