JP2012058150A

JP2012058150A - 電流センサ

Info

Publication number: JP2012058150A
Application number: JP2010203433A
Authority: JP
Inventors: Manabu Tamura; 学田村
Original assignee: Alps Green Devices Co Ltd
Current assignee: Alps Green Devices Co Ltd
Priority date: 2010-09-10
Filing date: 2010-09-10
Publication date: 2012-03-22

Abstract

【課題】広範囲の被測定電流を測定でき、しかも小型化可能な電流センサを提供すること。
【解決手段】本発明の電流センサ１は、被測定電流からの誘導磁界の印加により抵抗値が変化する磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄを含む磁界検出ブリッジ回路と、磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄに磁界Ｈ１を印加する電磁石１３ａ、１３ｂと、磁界検出ブリッジ回路から出力される出力信号に応じて電磁石１３ａ、１３ｂから磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄに印加する磁界強度を制御する切替制御回路２２１とを具備することを特徴とする。
【選択図】図１

Description

本発明は、電流の大きさを測定する電流センサに関し、特に、導体を流れる電流を、磁電変換素子を介して検出する電流センサに関する。

近年、電気自動車やソーラー電池などの分野では、電気自動車やソーラー電池装置の大出力化・高性能化に伴って、取り扱う電流値が大きくなってきており、直流大電流を非接触で測定する電流センサが広く用いられている。このような電流センサとしては、検出対象となる導体に流れる電流を、導体周囲の磁界の変化を介して検出する磁電変換素子を備えたものが提案されている。また、電流センサとして、広い測定レンジを持つ電流センサが開発されている。

広い測定レンジを持つ電流センサとしては、導体からの距離を変えた位置に２つの磁気センサを配置した電流センサが提案されている（例えば、特許文献１参照）。かかる電流センサにおいては、導体を通流する被測定電流からの誘導磁界の磁界強度の異なる場所に２つの磁気センサを配置し、この２つの磁気センサの出力信号により被測定電流を測定する。

特開２００４−１３２７９０号公報

しかしながら、特許文献１記載の電流センサにおいては、広範囲な測定レンジにするために、導体と磁気センサとの間の距離を広げる必要があるため、必要スペースが大きくなる問題がある。さらに、２つの磁気センサと導体との間の距離の誤差により、電流センサの測定精度が低下する問題があり、特に電流センサを小型化した場合には、２つの磁気センサと導体との間の距離を高精度で一致させる必要がある。このように、従来の電流センサでは、電流センサの小型化及び被測定電流の測定レンジの拡大を共に実現することは困難であった。

本発明は、かかる点に鑑みてなされたものであり、広範囲の被測定電流を測定でき、しかも小型化可能な電流センサを提供することを目的とする。

本発明の電流センサは、被測定電流からの誘導磁界の印加により抵抗値が変化する少なくとも１つの磁気抵抗効果素子を含む磁界検出ブリッジ回路と、前記磁気抵抗効果素子に磁界を印加する少なくとも１つの電磁石と、前記磁界検出ブリッジ回路から出力される出力信号に応じて前記電磁石から前記磁気抵抗効果素子に印加する磁界強度を制御する切替制御手段とを具備することを特徴とする。

この構成によれば、電磁石から磁気抵抗効果素子に磁界を印加することにより、被測定電流からの誘導磁界及び電磁石からの磁界からなる磁化ベクトルと、磁気抵抗効果素子の感度軸方向と、がなす角度が増大するので、磁気抵抗効果素子の検出感度が低下する。このため、磁界検出ブリッジ回路から出力される出力信号に応じて電磁石から磁気抵抗効果素子に印加する磁界強度を制御することにより、被測定電流の大きさに応じて磁気抵抗効果素子の検出感度を調整することが可能となる。これにより、被測定電流が大電流の場合においても磁気抵抗効果素子の磁気飽和を抑制することができる。また、電磁石から磁気抵抗効果素子に印加する磁界強度を調整することにより、磁気抵抗効果素子と被測定電流を通流する導体との間の距離を変えることなく磁気抵抗効果素子の検出感度を調整できるので、電流センサの小型化が可能となる。したがって、広範囲の被測定電流を測定でき、小型化可能な電流センサを提供することが可能となる。

本発明の電流センサにおいては、前記磁気抵抗効果素子の近傍に配置され、前記誘導磁界を相殺するキャンセル磁界を発生するフィードバックコイルをさらに具備し、前記磁界検出ブリッジ回路で得られる電圧差により前記フィードバックコイルに通電して前記誘導磁界と前記キャンセル磁界とが相殺される平衡状態となったときの前記フィードバックコイルに流れる電流に基づいて前記被測定電流を測定することが好ましい。

本発明の電流センサにおいては、前記磁気抵抗効果素子は、その長手方向が互いに平行になるように配置された複数の帯状の長尺パターンが折り返してなる形状を有し、前記誘導磁界及び前記キャンセル磁界が前記長手方向に直交する方向に沿うように印加されることが好ましい。

本発明の電流センサにおいては、前記磁界検出ブリッジ回路により、前記誘導磁界に比例した前記２つの磁気抵抗効果素子の出力により前記被測定電流を測定することが好ましい。

本発明によれば、広範囲の被測定電流を測定でき、しかも小型化可能な電流センサを提供することができる。

本発明の実施の形態に係る電流センサの模式的な斜視図である。本発明の実施の形態に係る電流センサの平面模式図である。（ａ）は、本発明の実施の形態に係る電流センサにおける磁界検出ブリッジ回路を示す図であり、（ｂ）は、（ａ）のＡ−Ａ線矢視断面の模式図である。（ａ）、（ｂ）は、本発明の実施の形態に係る電流センサの磁気抵抗効果素子の検出原理の説明図である。本発明の実施の形態に係る電流センサの機能ブロック図である。本発明の実施の形態に係る電流センサの被測定電流測定時における制御フローの一例を示す図である。本発明の実施の形態に係る電流センサの被測定電流測定時における制御フローの他の例を示す図である。本発明の実施の形態に係る電流センサの他の例を示す平面模式図である。

以下、本発明の実施の形態について、添付図面を参照して詳細に説明する。まず、本発明に係る電流センサが磁気平衡式電流センサである場合について説明する。なお、以下の実施の形態においては、４つの磁気抵抗効果素子により磁界検出ブリッジ回路を構成する例について説明するが、磁界検出ブリッジ回路は、少なくとも１つの磁気抵抗効果素子を用いて構成することが可能であり、例えば、２つの磁気抵抗効果素子及び２つの固定抵抗素子を用いて構成することも可能である。

図１は、本実施の形態に係る電流センサ１の模式的な斜視図であり、図２は、本実施の形態に係る電流センサ１の平面模式図である。図１及び図２に示すように、本実施の形態に係る電流センサ１は、被測定電流Ｉが流れる導体１１の近傍に配設される。この電流センサ１は、導体１１に流れる被測定電流Ｉによる誘導磁界Ｈを打ち消す磁界（キャンセル磁界）を生じさせるフィードバック回路１２を備える。このフィードバック回路１２は、被測定電流Ｉによって発生する磁界を打ち消す方向に巻回されたフィードバックコイル１２１と、４つの磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄとを有する。また、この電流センサ１は、磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄに向けて磁界Ｈ１（図４参照）を印加する一対の電磁石１３ａ、１３ｂを備えており、この電磁石１３ａ、１３ｂにより、磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄの検出感度を調整可能に構成されている。

フィードバックコイル１２１は平面コイルで構成されている。この構成においては、磁気コアを有しないので、低コストでフィードバックコイル１２１を作製することができる。また、トロイダルコイルの場合に比べて、フィードバックコイル１２１から生じるキャンセル磁界が広範囲に拡がることを防止でき、周辺回路に影響を与えることを回避できる。さらに、トロイダルコイルの場合に比べて、被測定電流Ｉが交流の場合に、フィードバックコイル１２１によるキャンセル磁界の制御が容易であり、制御のために流す電流もそれほど大きくならない。これらの効果については、被測定電流Ｉが交流で高周波になるほど大きくなる。フィードバックコイル１２１は平面コイルで構成する場合において、平面コイルの形成面と平行な面内で誘導磁界Ｈとキャンセル磁界の両方が生じるように平面コイルが設けられていることが好ましい。

磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄは、被測定電流Ｉからの誘導磁界Ｈの印加により抵抗値が変化する。この４つの磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄにより磁界検出ブリッジ回路１２３を構成している。このように磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄを有する磁界検出ブリッジ回路１２３を用いることにより、高感度の電流センサ１を実現することができる。

この磁界検出ブリッジ回路１２３は、被測定電流Ｉにより生じた誘導磁界Ｈに応じた電圧差を生じる２つの出力を備える。図２に示す磁界検出ブリッジ回路１２３においては、磁気抵抗効果素子１２２ｂと磁気抵抗効果素子１２２ｃとの間の接続点に電源Ｖｄｄが接続されており、磁気抵抗効果素子１２２ａと磁気抵抗効果素子１２２ｄとの間の接続点にグランド（ＧＮＤ）が接続されている。さらに、この磁界検出ブリッジ回路１２３においては、磁気抵抗効果素子１２２ａ、１２２ｂ間の接続点から一つの出力（Ｏｕｔ１）を取り出し、磁気抵抗効果素子１２２ｃ、１２２ｄ間の接続点からもう一つの出力（Ｏｕｔ２）を取り出している。これらの２つの出力は増幅器１２４で増幅され、フィードバックコイル１２１に電流（フィードバック電流）として与えられる。このフィードバック電流は、誘導磁界Ｈに応じた電圧差に対応する。このとき、フィードバックコイル１２１には、誘導磁界Ｈを相殺するキャンセル磁界が発生する。そして、誘導磁界Ｈとキャンセル磁界とが相殺される平衡状態となったときのフィードバックコイル１２１に流れる電流に基づいて検出部（検出抵抗Ｒ）で被測定電流Ｉを測定する。

磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄとしては、図２の拡大図に示すように、その長手方向が互いに平行になるように配置された複数の帯状の長尺パターン（ストライプ）が折り返してなる形状（ミアンダ形状）を有するＧＭＲ素子であることが好ましい。このミアンダ形状において、感度軸方向（Ｐｉｎ方向）は、長尺パターンの長手方向（ストライプ長手方向）に対して直交する方向（ストライプ幅方向）である。このミアンダ形状においては、誘導磁界Ｈ及びキャンセル磁界がストライプ長手方向に直交する方向（ストライプ幅方向）に沿うように印加される。

このミアンダ形状においては、リニアリティを考慮すると、感度軸方向（Ｐｉｎ方向）の幅が１μｍ〜１０μｍであることが好ましい。この場合において、リニアリティを考慮すると、ミアンダ形状の長手方向が、誘導磁界Ｈの方向及びキャンセル磁界の方向に対して共に垂直になることが望ましい。このようなミアンダ形状にすることにより、ホール素子よりも少ない端子数（２端子）で磁気抵抗効果素子の出力を採ることができる。

電磁石１３ａ、１３ｂは、磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄを挟むように基板（不図示）上に配設される。また、電磁石１３ａ、１３ｂは、磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄの感度軸方向に対して略直交する方向から磁界を印加するように配設される。電磁石１３ａ、１３ｂは、制御部２００の切替制御回路２２１（図５参照）に接続されており、磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄから出力される出力信号に応じて磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄに印加する磁界強度を調整可能に構成されている。

このような構成を有する電流センサ１においては、図１に示すように、被測定電流Ｉから発生した誘導磁界Ｈを磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄで受け、その誘導磁界Ｈをフィードバックしてフィードバックコイル１２１からキャンセル磁界を発生し、２つの磁界（誘導磁界Ｈ、キャンセル磁界）を相殺して磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄに印加する磁場が零になるように適宜調整する。

上記構成を有する電流センサ１は、磁気検出素子として磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄ、特にＧＭＲ（ＧｉａｎｔＭａｇｎｅｔｏＲｅｓｉｓｔａｎｃｅ）素子やＴＭＲ（ＴｕｎｎｅｌＭａｇｎｅｔｏＲｅｓｉｓｔａｎｃｅ）素子を有する磁界検出ブリッジ回路を用いる。これにより、高感度の電流センサ１を実現することができる。また、この電流センサ１は、磁界検出ブリッジ回路１２３が膜構成の同じ４つの磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄで構成されている。また、上記構成を有する電流センサ１は、フィードバックコイル１２１、磁界検出ブリッジ回路１２３、及び電磁石１３ａ、１３ｂが同一基板上に形成されてなるので、小型化を図ることができる。さらに、この電流センサ１は、磁気コアを有しない構成であるので、小型化、低コスト化を図ることができる。

このように配置された４つの磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄを有する電流センサにおいて、磁界検出ブリッジ回路１２３の２つの出力（Ｏｕｔ１、Ｏｕｔ２）の電圧差が零になるようにフィードバックコイル１２１から磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄにキャンセル磁界を印加し、その際にフィードバックコイル１２１に流れる電流値を検出することにより、被測定電流Ｉを測定する。

図１に示すように、導体１１に被測定電流Ｉが流れると、４つの磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄには、それぞれ誘導磁界Ｈ及びキャンセル磁界が印加される。このとき、被測定電流Ｉにより発生する誘導磁界Ｈとキャンセル磁界との合成磁界強度が零となる時に、磁界検出ブリッジ回路１２３の中点電位差が零となる。

図３（ａ）は、本発明の実施の形態に係る電流センサ１における磁界検出ブリッジ回路１２３の配線パターンの説明図であり、図３（ｂ）は、図３（ａ）におけるＡ−Ａ線矢視断面の模式図である。本実施の形態に係る電流センサの磁界検出ブリッジ回路１２３は、図３（ａ）に示すように、電源供給点（Ｖｄｄ）に対して対称である配線を有する。フィードバックコイル１２１のコイルパターンの延在方向（フィードバック電流の通電方向）とミアンダのストライプ長手方向とが沿うように、磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄが形成されている。ここでは、図３（ｂ）に示すように、磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄ上にフィードバックコイル１２１が配設されている。

また、この磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄを接続するとともに、電源供給点（Ｖｄｄ）やＧｎｄに接続する配線パターン６０が形成されている。この配線パターン６０は、電源供給点に対して対称である。これにより、電源供給点の両側で配線の長さがほぼ同じとなるので、電源供給点の両側で配線抵抗の差がなくなる。その結果、配線抵抗の差による中点電位のずれがなくなり、より高精度に電流測定を行うことができる。

次に、図４（ａ）、（ｂ）を参照して本実施の形態に係る電流センサ１の検出原理について説明する。図４（ａ）、（ｂ）は、本実施の形態に係る電流センサ１の検出原理の説明図である。なお、図４（ａ）、（ｂ）においては、説明の便宜上、一方の電磁石１３ａのみを示している。また、図４（ａ）、（ｂ）においては、磁気抵抗効果素子１２２ａにおける被測定電流Ｉからの誘導磁界Ｈと電磁石１３ａとの関係を示しているが、磁気抵抗効果素子１２２ｂ〜１２２ｄについても同様の原理で被測定電流Ｉが検出される。

図４（ａ）、（ｂ）に示すように、本実施の形態に係る電流センサ１においては、被測定電流からの誘導磁界Ｈに対して、電磁石１３ａで発生する磁界Ｈ１が直交して印加され、被測定電流Ｉからの誘導磁界Ｈと電磁石で発生する磁界Ｈ１とから、感度軸方向に対して所定の角度θをなす磁化ベクトルＭが形成される。この時、磁気抵抗効果素子１２２ａの抵抗Ｒは、下記関係式（１）により表され、磁化ベクトルＭと感度軸方向とがなす角度θにより変化する。このため、電磁石１３ａから印加される磁界Ｈ１が小さい場合には、感度軸方向と磁化ベクトルＭとがなす角度θが０に近くなり検出感度が高くなる。
Ｒ＝Ｒ０−（ΔＲ／Ｒ）ｃｏｓθ…式（１）
（式（１）中、Ｒ０は初期抵抗、ΔＲは抵抗変化であり、磁気抵抗素子の材料及び構成により決まる定数である。）

図４（ａ）に示すように、電磁石１３ａから印加される磁界Ｈ１が小さい状態では、被測定電流Ｉからの誘導磁界Ｈと電磁石１３ａで発生する磁界Ｈ１とから、感度軸方向に対して所定の角度θ１をなす磁化ベクトルＭが形成される。一方、図４（ｂ）に示すように、電磁石１３ａから印加される磁界Ｈ１が大きい場合には、感度軸方向と磁化ベクトルＭとがなす角度θ２が上述のθ１より大きくなり、上記関係式（１）より磁気抵抗効果素子１２２ａの検出感度は小さくなる。また、この場合には、大電流発生時において、被測定電流Ｉからの誘導磁界Ｈが大きい場合においても、感度軸方向と磁化ベクトルＭとがなす角度θが零になりにくくなるので、磁気抵抗効果素子１２２ａの磁気飽和を抑制することができる。したがって、電流センサ１の測定レンジを拡大することができる。

次に、被測定電流測定時における電流センサ１の出力信号の制御について詳細に説明する。図５は、本実施の形態に係る電流センサ１の機能ブロック図である。図５に示すように、この電流センサ１は、被測定電流Ｉからの誘導磁界Ｈを検出するセンサ部１２ａと、センサ部１２ａの出力信号を制御する制御部２００と、センサ部１２ａからの出力信号に応じてセンサ部１２ａの磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄに磁界を印加する電磁石１３ａ、１３とを具備する。

センサ部１２ａは、被測定電流Ｉによって発生する磁界を打ち消す方向の磁界を発生可能に配置されたフィードバックコイル１２１と、磁気検出素子である４つの磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄからなる磁界検出ブリッジ回路１２３とから構成されている。

制御部２００は、センサ部１２ａの磁界検出ブリッジ回路１２３の差動出力を増幅し、フィードバックコイル１２１のフィードバック電流を制御する差動・電流アンプ２１１と、センサ部１２ａのフィードバック電流を電圧に変換するＩ／Ｖアンプ２１２と、差動・電流アンプ２１１からの出力信号に応じて電磁石１３ａ、１３ｂに供給する電流量を切替える切替制御回路２２１と、Ｉ／Ｖアンプ２１２の差動出力を増幅する増幅回路２２２と、を含む。

フィードバックコイル１２１は、磁界検出ブリッジ回路１２３の磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄの近傍に配置されており、被測定電流Ｉにより発生する誘導磁界Ｈを相殺するキャンセル磁界を発生する。磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄは、被測定電流Ｉからの誘導磁界Ｈの印加により抵抗値が変化する。４つの磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄにより磁界検出ブリッジ回路１２３を構成することにより、高感度の電流センサを実現することができる。また、磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄを用いることにより、電流センサを設置する基板面と平行な方向に感度軸を配置し易く、平面コイルを使用することが可能となる。

磁界検出ブリッジ回路１２３は、被測定電流Ｉにより生じた誘導磁界Ｈに応じた電圧差を生じる２つの出力を備える。磁界検出ブリッジ回路１２３の２つの出力は差動・電流アンプ２１１で増幅され、増幅された出力がフィードバックコイル１２１に電流（フィードバック電流）として与えられる。このフィードバック電流は、誘導磁界Ｈに応じた電圧差に対応する。このとき、フィードバックコイル１２１には、誘導磁界Ｈを相殺するキャンセル磁界が発生する。そして、誘導磁界Ｈとキャンセル磁界とが相殺される平衡状態となったときのフィードバックコイル１２１に流れる電流がＩ／Ｖアンプ２１２で電圧に変換され、この電圧がセンサ出力となる。

なお、差動・電流アンプ２１１においては、電源電圧を、Ｉ／Ｖ変換の基準電圧＋（フィードバックコイル抵抗の定格内最大値×フルスケール時フィードバックコイル電流）に近い値に設定することで、フィードバック電流が自動的に制限され、磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄやフィードバックコイルを保護する効果が得られる。また、ここでは磁界検出ブリッジ回路１２３の二つの出力の差動を増幅してフィードバック電流に用いたが、ブリッジ回路からは中点電位のみを出力とし、所定の基準電位との電位差をもとにフィードバック電流としてもよい。

切替制御回路２２１は、磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄからの出力信号の大きさが所定の閾値より大きいか否かを判断する判定回路を備える。切替制御回路２２１は、差動・電流アンプ２１１からの出力信号に応じて電磁石１３ａ、１３ｂのコイルに供給する電流量を切替えることにより、電磁石１３ａ、１３ｂから磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄへ印加する磁界強度を制御する。このような制御を行うことにより、被測定電流からの誘導磁界Ｈに応じて変化するセンサ部１２ａの出力に応じて磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄの検出感度を調整することが可能となる。これにより、被測定電流Ｉが大電流の場合には、電磁石１３ａ、１３ｂから磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄへ印加する磁界を増大させることにより、磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄの検出感度を低減することが可能となる。また、被測定電流Ｉが小電流の場合には、電磁石１３ａ、１３ｂから印加する磁界を低減することにより、磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄの検出感度を増大させることができる。したがって、電流センサ１の検出範囲を拡大することが可能となる。なお、後述するように、電流センサ１の被測定電流測定時において、フィードバックコイル１２１からのキャンセル磁界を用いない場合には、切替制御回路２２１から電磁石１３ａ、１３ｂに供給される電流出力信号として用いてもよい。

次に、図６を参照して本実施の形態に係る電流センサ１の被測定電流測定時における制御フローについて詳細に説明する。図６は、本実施の形態に係る電流センサ１の被測定電流測定時における制御フローの一例を示す図である。

図６に示すように、被測定電流測定開始後、センサ部１２ａにより被測定電流Ｉを測定する（ステップＳＴ１）。次に、切替制御回路２２１は、センサ部１２ａからの出力信号が所定の閾値Ｓ１より大きいか否かを判定する（ステップＳＴ２）。ステップＳＴ２において、センサ部１２ａからの出力信号が所定の閾値Ｓ１より大きい場合には、電磁石１３ａ、１３ｂへの電流供給量を増大する（ステップＳＴ３）。ステップＳＴ２において、センサ部１２ａからの出力信号が所定の閾値Ｓ１以下の場合には、電磁石１３ａ、１３ｂへ電流供給量を一定とした状態でセンサ部１２ａにより被測定電流Ｉの測定を継続する（ステップＳＴ１）。

次に、電磁石１３ａ、１３ｂへの電流の供給後、切替制御回路２２１は、センサ部１２ａからの出力信号が所定の閾値Ｓ１より大きいか否かを所定の時定数で判定する（ステップＳ４）。ステップＳＴ４において、センサ部１２ａからの出力信号が所定の閾値Ｓ１より大きい場合には、切替制御回路２２１から電磁石１３ａ、１３ｂへの電流供給量を増大して電磁石１３ａ、１３ｂから磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄへ印加する磁界を増大する（ステップＳＴ３）。これにより、磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄの感度軸方向と、電磁石１３ａ、１３ｂからの磁界Ｈ１及び被測定電流Ｉからの誘導磁界Ｈからなる磁化ベクトルＭと、がなす角度θが増大するので、磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄの検出感度が低下する。したがって、被測定電流Ｉが大きい場合においても磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄの磁気飽和を抑制することができる。

また、ステップＳＴ４において、センサ部１２ａの出力信号が所定の閾値Ｓ１以下の場合、次に、センサ部１２ａの出力信号が所定の閾値Ｓ２より小さいか否かを判定する（ステップＳＴ５）。ステップＳＴ５において、センサ部１２ａの出力信号が所定の閾値Ｓ２より小さい場合には、電磁石１３ａ、１３ｂへの電流供給量を減少させる（ステップＳＴ６）。これにより、電磁石１３ａ、１３ｂから磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄに印加される磁界強度が低減するので、磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄの感度軸方向と、電磁石１３ａ、１３ｂからの磁界Ｈ１及び被測定電流Ｉからの誘導磁界Ｈからなる磁化ベクトルＭと、がなす角度θが小さくなる。したがって、磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄの検出感度が向上する。

また、ステップＳＴ５において、センサ部１２ａの出力信号が所定の閾値以上の場合には、電流供給量を一定とした状態で、センサ部１２ａによる被測定電流Ｉの測定を継続する（ステップＳＴ１）。このように、本実施の形態に係る電流センサ１においては、切替制御回路２２１によって、電磁石１３ａ、１３ｂへの電流供給量を制御し、磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄの検出感度を調整しながら被測定電流Ｉを測定する。このような制御により、例えば、電気自動車等において、被測定電流Ｉが小電流となる停車時には、センサ部１２ａからの出力信号が微小値（閾値Ｓ１以下）となるので、磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄの検出感度を増大させて検出感度を向上できる。また、被測定電流Ｉが大電流となる電気自動車の発進時においては、出力信号が所定の閾値Ｓ１より大きくなるので、電磁石１３ａからの磁界の印加により、センサ部１２ａからの磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄの磁気飽和を抑制することが可能となる。このため、電流センサ１を電気自動車に用いた場合においても、小電流を精度よく検出でき、しかも大電流も測定可能な電流センサを実現することができる。

なお、上述した制御フローにおいては、センサ部１２ａからの出力信号を所定の時定数で閾値Ｓ１と比較する例について説明したが、センサ部１２ａからの出力信号を連続して所定の閾値Ｓ１と比較するフィードバック制御をすることも可能である。この場合においては、電磁石１３ａ、１３ｂから磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄへの磁界Ｈ１の印加を連続して調整することにより、磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄの検出感度を連続的に調整できるので、磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄの磁気飽和を効果的に抑制することができる。なお、この場合においては、センサ部１２ａからの出力信号を所定の時定数で検出し、連続して検出された各時点間における出力信号の変化量に基づいて切替制御回路２２１から電磁石１３ａ、１３ｂへの電流供給量を制御するようにしてもよい。

ところで、磁気平衡式電流センサにおいては、被測定電流Ｉの増大によりフィードバックコイル１２１が発熱し、このフィードバックコイル１２１の発熱により、磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄの温度が上昇して磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄの出力信号が小さくなる現象が発生する。このため、電流センサ１の測定精度の向上のためには、フィードバックコイル１２１の発熱を抑制することが望ましい。さらに、被測定電流Ｉが大電流の場合には、フィードバックコイル１２１からのキャンセル磁界のみでは、十分な測定精度が得られない場合がある。

次に、上記磁気平衡式電流センサの特性を考慮した本実施の形態に係る電流センサ１の被測定電流測定時の制御フローの他の例について説明する。図７は、本発明の実施の形態に係る電流センサ１の被測定電流測定時における他の制御フローを示す図である。本例においては、電磁石１３ａ、１３ｂによる磁界Ｈ１の印加と共に、フィードバックコイル１２１からのキャンセル磁界を組合せて用いることにより磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄの検出感度を制御する。

図７に示すように、本例においては、被測定電流測定開始後、電磁石１３ａ、１３ｂのコイルへ通電しない状態でフィードバックコイル１２１からのキャンセル磁界により被測定電流Ｉを測定する（ステップＳＴ１１）。次に、切替制御回路２２１は、センサ部１２ａからの出力信号が所定の閾値Ｓ３より大きいか否かを判定する（ステップＳＴ１２）。ステップＳＴ１２において、センサ部１２ａからの出力信号が所定の閾値Ｓ３より大きい場合には、フィードバックコイル１２１からのキャンセル磁界を停止して電磁石１３ａ、１３ｂへ電流供給を開始する（ステップＳＴ１３）。ステップＳＴ１３においては、フィードバック電流としては、切替制御回路２２１から電磁石１３ａ、１３ｂに流れる電流を用いる。ステップＳＴ１２において、センサ部１２ａからの出力信号が所定の閾値Ｓ３以下の場合には、電磁石１３ａ１３ｂへの電流の供給は行わずに測定を継続する（ステップＳＴ１１）。

次に、電磁石１３ａ、１３ｂへの電流の供給後、切替制御回路２２１は、センサ部１２ａからの出力信号が所定の閾値Ｓ４より大きいか否かを所定の時定数で判定する（ステップＳＴ１４）。ステップＳＴ１４において、センサ部１２ａからの出力信号が所定の閾値Ｓ４より大きい場合には、切替制御回路２２１から電磁石１３ａ、１３ｂへ供給する電流量を増大して電磁石１３ａ、１３ｂから磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄへ印加する磁界Ｈ１を増大する（ステップＳＴ１３）。これにより、磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄの感度軸方向と、電磁石１３ａ、１３ｂからの磁界Ｈ１及び被測定電流Ｉからの誘導磁界Ｈからなる磁化ベクトルＭと、がなす角度θが増大するので、磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄの検出感度が低下する。

また、ステップＳＴ１４において、センサ部１２ａの出力信号が所定の閾値Ｓ４以下の場合には、センサ部１２ａの出力信号が所定の閾値Ｓ５より小さいか否かを判定する（ステップＳＴ１５）。ステップＳＴ１５において、センサ部１２ａの出力信号が所定の閾値Ｓ５より小さい場合には、切替制御回路２２１から電磁石１３ａ、１３ｂへ供給する電流量を停止すると共に、フィードバックコイル１２１からキャンセル磁界を発生させて被測定電流Ｉを測定する（ステップＳＴ１６）。これにより、電磁石１３ａ、１３ｂから磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄに印加される磁界Ｈ１が減少するので、磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄの感度軸方向と、電磁石１３ａ、１３からの磁界Ｈ１及び被測定電流Ｉからの誘導磁界Ｈからなる磁化ベクトルＭと、がなす角度θが減少して検出感度が増大する。このようにして、測定終了時まで切替制御回路２２１により、電磁石１３ａ、１３ｂへの電流の供給量を制御しながら、被測定電流Ｉを測定する。

本例においては、被測定電流Ｉが大電流であり、磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄの出力信号が所定の閾値Ｓ３を超える場合には、フィードバックコイル１２１からのキャンセル磁界を停止し、電磁石１３ａ、１３ｂからの磁界Ｈ１により被測定電流Ｉを測定する。このように、被測定電流Ｉが大電流の場合にフィードバックコイル１２１からのキャンセル磁界を用いずに被測定電流Ｉを測定することにより、電流センサ１における発熱を抑制できる。これにより、被測定電流Ｉが大電流の場合における被測定電流Ｉの測定誤差を低減することが可能となり、電流センサの測定精度を更に向上させることが可能となる。さらに、本例においては、被測定電流Ｉが大電流であり、フィードバックコイル１２１からのキャンセル磁界では誘導磁界が打ち消せない場合においても、被測定電流からの誘導磁界Ｈを打ち消すように電磁石１３ａ、１３ｂから磁界を印加することにより、被測定電流Ｉを正確に測定することが可能となる。

本発明は、磁気平衡式電流センサだけでなく、誘導磁界Ｈに比例した２つの磁気抵抗効果素子の出力により被測定電流Ｉを測定する磁気比例式電流センサにも同様に適用することができる。この電流センサ２は、図８に示すように、図３（ａ）に示す構成からフィードバックコイルを除いた構成を有する。また、磁気比例式電流センサの磁界検出ブリッジ回路１２３は、４つの磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄを有し、図１〜図２に示す構成と同様に電源供給点（Ｖｄｄ）に対して対称である配線を有する。また、電磁石１３ａ、１３ｂは、４つの磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄの感度軸方向に直交する方向から磁界Ｈ１を印加するように配置される。このように、本発明は、磁気比例式電流センサに適用した場合においても磁気平衡式電流センサの場合と同様にして効果を得ることが可能となる。

このように、本実施の形態に係る電流センサ１においては、センサ部１２ａの磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄに対し、被測定電流Ｉの大きさに応じて電磁石１３ａ、１３ｂから磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄに印加する磁界Ｈ１を調整しながら被測定電流Ｉを測定する。これにより、電磁石１３ａ、１３ｂからの磁界Ｈ１により、磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄの感度軸方向と、電磁石１３ａ、１３ｂからの磁界Ｈ１及び被測定電流Ｉからの誘導磁界Ｈからなる磁化ベクトルＭと、がなす角度θが変化するので、被測定電流Ｉからの誘導磁界Ｈに対する磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄの検出感度が変化する。したがって、被測定電流Ｉが大電流の場合においても、磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄの磁気飽和を抑制することができる。また、磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄと導体１１との間の距離を変えることなく、電磁石１３ａ、１３ｂによる磁界Ｈ１の印加によって被測定電流Ｉの検出感度を調整できるので、電流センサ１の小型化が可能となる。したがって、測定レンジが広く、しかも小型化可能な電流センサを実現することが可能となる。

特に、本実施の形態に係る電流センサ１においては、磁気平衡式電流センサにおいて、電磁石１３ａ、１３ｂを用いることにより、フィードバックコイル１２１からのキャンセル磁界を用いずに被測定電流Ｉを測定することも可能となる。これにより、被測定電流Ｉが大電流の場合に生じるフィードバックコイル１２１の発熱による磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄの検出感度の低下を抑制できる。このため、磁気抵抗効果素子１２２ａ〜１２２ｄ間の検出感度の差を低減でき、測定精度が高い電流センサを実現することが可能となる。

本発明は上記実施の形態に限定されず、種々変更して実施することができる。例えば、上記実施の形態における材料、各素子の接続関係、厚さ、大きさ、製法などは適宜変更して実施することが可能である。その他、本発明は、本発明の範囲を逸脱しないで適宜変更して実施することができる。

本発明は、広範囲の被測定電流を測定でき、しかも小型化可能であるという効果を有し、特に、電気自動車のモータ駆動用の電流の大きさを検出する電流センサに適用することが可能である。

１、２電流センサ
１１導体
１２フィードバック回路
１２ａセンサ部
１３ａ、１３ｂ電磁石
６０配線パターン
１２１フィードバックコイル
１２２ａ〜１２２ｄ磁気抵抗効果素子
１２３磁界検出ブリッジ回路
１２４増幅器
２００制御部
２１１差動・電流アンプ
２１２Ｉ／Ｖアンプ
２２１切替制御回路
２２２増幅回路

Claims

被測定電流からの誘導磁界の印加により抵抗値が変化する少なくとも１つの磁気抵抗効果素子を含む磁界検出ブリッジ回路と、前記磁気抵抗効果素子に磁界を印加する少なくとも１つの電磁石と、前記磁界検出ブリッジ回路から出力される出力信号に応じて前記電磁石から前記磁気抵抗効果素子に印加する磁界強度を制御する切替制御手段とを具備することを特徴とする電流センサ。
前記磁気抵抗効果素子の近傍に配置され、前記誘導磁界を相殺するキャンセル磁界を発生するフィードバックコイルをさらに具備し、前記磁界検出ブリッジ回路で得られる電圧差により前記フィードバックコイルに通電して前記誘導磁界と前記キャンセル磁界とが相殺される平衡状態となったときの前記フィードバックコイルに流れる電流に基づいて前記被測定電流を測定することを特徴とする請求項１記載の電流センサ。
前記磁気抵抗効果素子は、その長手方向が互いに平行になるように配置された複数の帯状の長尺パターンが折り返してなる形状を有し、前記誘導磁界及び前記キャンセル磁界が前記長手方向に直交する方向に沿うように印加されることを特徴とする請求項２記載の電流センサ。
前記磁界検出ブリッジ回路により、前記誘導磁界に比例した前記２つの磁気抵抗効果素子の出力により前記被測定電流を測定することを特徴とする請求項１記載の電流センサ。