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JP2009147939A - Cdmaシステムにおいて対となる直交コードを構成する方法 - Google Patents

Cdmaシステムにおいて対となる直交コードを構成する方法 Download PDF

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JP2009147939A JP2008315816A JP2008315816A JP2009147939A JP 2009147939 A JP2009147939 A JP 2009147939A JP 2008315816 A JP2008315816 A JP 2008315816A JP 2008315816 A JP2008315816 A JP 2008315816A JP 2009147939 A JP2009147939 A JP 2009147939A
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元 安 劉
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剛 謝
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▲偉▼ 王
Zhan Zhang
戰 張
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Abstract

【課題】CDMAシステムにおいて対となる直交コードを構成する方法を提供する。
【解決手段】送信側の送信アンテナの数n及び時間又は周波数での拡散率Mを確定するステップと、直交コードが完全な空間ダイバシティを実現できるように、確定したnとMとに基づき直交コードの基本行列を〔数1〕
Figure 2009147939

を構成するステップと、構成した基本行列AとBを用いて拡散コード行列Sの列同士が相互に直交するように拡散コード行列Sを計算するステップと、拡散コード行列Sの各列のそれぞれを次元数がn×1のM個の列ベクトルに分割し、構成された行列の行同士が相互に直交するように、次元数がn×Mの行列Sを構成し、行列Sに基づき拡散コード行列Sの第u列を構成し、拡散コード行列Sにおける各列のそれぞれを1ユーザの拡散コードとして使用するステップとを含む。
【選択図】図4

Description

本発明は、CDMAシステムにおいて対となる直交コードを構成する方法に関し、特に、多入力多出力・直交周波数分割多重(MIMO−OFDM)の技術に基づき、無線通信システムの下りリンクにおいて対となる直交コードを構成する方法およびそれのCDMA技術における応用に関する。
多入力多出力(MIMO)技術は、無線移動通信技術分野において重要な突破となっている。複数の送信アンテナと受信アンテナを採用する無線通信システムは一般的に多入力多出力(MIMO)システムと呼ばれる。無線フェージング環境において、MIMOシステムのチャネル容量は送受信アンテナの数と正比例の関係を持つ。すなわち、アンテナの数を増やすことによって、無線通信システムのスベクトル利用効率を倍増に向上させることができる。直交周波数分割多重(OFDM)技術は、効率の高いブロード・バンドアクセス技術であり、より低い代価で周波数選択性フェージングを有効的に抑制することができる。複数の送受信アンテナを採用する直交周波数分割多重システムはいわゆる多入力多出力・直交周波数分割多重(MIMO−OFDM)システムである。このシステムは、MIMO技術とOFDM技術の数多くの利点を有しており、将来の高速無線通信システムの主な物理層技術の一つといわれている。
従来、MIMO−OFDM技術についての検討は、主にシングルユーザシステムに集中されていた。しかし、実際のシステムは、マルチユーザシステムがほとんどである。実際のシステムにMIMO−OFDM技術を適用するには、マルチユーザシステムにおける干渉やマルチユーザの検出などの独特な問題を考慮する必要がある。従って、MIMO−OFDMシステムに適する簡単で有効な多元接続技術が提案された。
従来の多元接続技術は、時分割多元接続(TDMA)と周波数分割多元接続(FDMA)と符号分割多元接続(CDMA)とを含む。CDMA技術は、他の両者に比べて、スベクトル効率が高くシステム容量が大きくて、フェージングと干渉を抑制する能力が高く、しかも、効率よく、柔軟なユーザアクセスを実現することができる。通常のOFDMシステムに適用できるCDMA技術は、マルチキャリア直接拡散符号分割多元接続(MC−DS−CDMA)と、マルチキャリア符号分割多元接続(MC−CDMA)と、直交周波数分割多重(OFCDM)とを含む。MIMO−OFDMに基づくCDMA技術において、各データ情報は、空間(アンテナ)、時間および周波数(サブキャリア)の三つの次元に拡散されるので、ここで、この技術を空間・時間・周波数拡散(Space−Time−Frequency Spreading:STFS)のCDMA技術と呼ぶ。OFDMに基づく従来のCDMA技術は、他の処理を必要とせず、直接マルチユーザMIMO−OFDMシステムに応用できる。しかし、これらの方法は、もともと1本の送信アンテナを用いるOFDMシステムに対して設計されたものであり、MIMO−OFDMの特徴に対して最適化を行ったものではない。
CDMAシステムにおいては、該当する拡散コードによって各ユーザに拡散を行う。一方、空間・時間・周波数におけるマルチユーザシステムにおいては、符号化行列における一列を1ユーザの空間・時間・周波数の拡散コードとして使ってもよい。例えば、12×12の符号化行列として、その拡散率が12となる。すなわち、合計12ユーザをサポートすることができる。そのなかの一列の要素を1ユーザの空間・時間・周波数の拡散コードとして使ってもよい。このように、該当ユーザに空間・時間・周波数の三次元で拡散を行うことができる。例えば、各ユーザが空間で3本のアンテナ、時間で4つのタイムスロットを使ってもよい。あるいは、3本のアンテナと4つのサブキャリアを使って通信する。
既に提案したカップリングアダマール符号は、MIMO−OFDMの特徴を十分利用することによって空間ダイバシティゲインが得られる。STFS−CDMAに適用された場合に、マルチユーザシステムの機能が向上するが、カップリングアダマール符号の構成は従来のウォルシュ・アダマール行列により実現されることに限られているので、そのコードワードの構造と長さが大きく限定されている。
本発明は、CDMAシステムにおいて対となる直交コードを構成する方法を提供することを目的とする。この方法は、STFS−CDMAシステムに適用することによって、空間ダイバシティをでき、マルチユーザのMIMO−OFDMシステムの機能を有効に高めることができる。
本発明の一側面によれば、CDMAシステムにおいて対となる直交コードを構成する方法であって、
送信側の送信アンテナの数n及び時間又は周波数領域での拡散率Mを確定するステップaと、
直交コードが完全な空間ダイバシティを実現できるように、確定したnとMとに基づき直交コードの基本行列を
Figure 2009147939
を構成するステップbと、
構成した基本行列AとBを用いて拡散コード行列Sの列同士が相互に直交するように拡散コード行列Sを計算するステップcと、
拡散コード行列Sの各列のそれぞれを次元数がn×1のM個の列ベクトルに分割し、構成された行列の行同士が相互に直交するように、次元数がn×Mの行列Sを構成し、行列Sに基づき拡散コード行列Sの第u列を構成し、拡散コード行列Sにおける各列のそれぞれをシステムにおける1ユーザの拡散コードとして使用するステップとを含むことを特徴とする方法を提供する。
以下、図面を合せ本発明の最適な実施例を説明することによって、本発明の上述したこと及びその他の目的や特徴や利点が一層明らかになる。
本発明による対となる直交コードを構成する方法は、無線のフェージングの影響を効果的に抑制することができる。またマルチユーザの干渉を減少してすべてユーザの機能をバランスよく配置することができ、MIMO−OFDMマルチユーザシステム全体の性能を強化することができる。
さらに、本発明の方法によれば、周波数リソースの利用率を大きく向上させる。このような対となる直交コードは、従来のCDMA技術に直接に適用することができる。また、MC−DS−CDMA MC−CDMAとOFCDMなどのようなほかのCDMAシステムにも適用することができる。
以下、図面を参照して本発明の実施例について詳しく説明する。本発明の理解が混乱しないように、記述の中に本発明に必要がない細部と機能を省略する。
次に、本発明の実施例について図面に基づいて詳しく説明する。
図1はSTFS−CDMAによるマルチユーザのMIMO−OFDMシステムの下りリンクにおける送信機と受信機100の模式的な図を示している。
図1に示すように、送信側において、データソース110によりユーザデータストリームが生成される。生成されたデータストリームはエンコーダとマッパー112に供給される。エンコーダとマッパー112は、生成されたデータストリームに対して符号化および変調を行い、符号化および変調されたデータストリームをシリアルパラレル変換ユニット114に出力する。シリアルパラレル変換ユニット114は、シリアルデータストリームをパラレルサブデータストリームに変換する。サブデータストリームは空間・時間・周波数拡散ユニット116に供給される。空間・時間・周波数拡散ユニット116において、サブデータストリームは、アドレスコードによって空間領域と時間領域と周波数領域へ拡散され、また重畳される。拡散信号は、インターリーブユニット118に入力され、インターリーブ処理される。インターリーブ処理された信号は、逆高速フーリエ変換(IFFT)ユニット120に供給され、周波数領域信号が時間領域に変換されるように、逆高速フーリエ変換が行われる。次に、時間領域に変換された信号は、ガードインターバルユニット122に送信されて、符号化された信号にガードインターバル(GI)を付加する。次に無線周波数(RF)ユニット124は前記の処理が行われたベースバンド信号をRF信号に変換する。最後に、システムにおけるすべてのユーザのRF信号は、アンテナユニットアレイ126a〜126gを介して送信される。
受信側においては、アンテナアレイ128a〜128hが送信側からの信号を受信する。受信された信号はRF復調器130に送られる。RF復調器130は受信されたRF信号をベースバンド信号に変換し、変換されたベースバンド信号を再びガードインターバルユニット132に供給する。ガードインターバルが除去れたベースバンド信号は高速フーリエ変換ユニット134に入力される。高速フーリエ変換ユニット134は、ベースバンド信号に対し高速フーリエ変換を行って、時間領域信号を周波数領域信号に変換し、変換されたベースバンド信号をデインターリーブユニット136に供給する。そして、デインターリーブユニット136はベースバンド信号に対しデインターリーブ処理を行う。デインターリーブ処理が行われたデータストリームが特定ユーザの検出器138に送られる。検出器138は、受信したデータストリームにおける特定ユーザのパラレルデータストリームを検出し、検出されたパラレルデータストリームをパラレル・シリアル変換ユニット140に供給する。パラレル・シリアル変換ユニット140はユーザのパラレルデータストリームをシリアルデータストリームに変換し、変換されたシリアルデータストリームを復号器及びデマッピングユニット142に供給する。復号器及びデマッピングユニット142はシリアルデータストリームに対しデコーディング及びデマッピング処理を行って、オリジナル信号に復元する。また、復元されたオリジナル信号をデータ受信ユニット144に供給する。
STFS−CDMAシステムにおいて、拡散ブロックの入力・出力関係は次の数式(1)で表すことができる。
Figure 2009147939
ただし、S=[s ・・・s]は拡散コード行列、Uは利用可能なユーザ数、Sはユーザuの長さPの拡散コードを表す。従って、拡散ブロックが収容できる最大のユーザ数もPである。X=[x ・・・xは利用可能なユーザのデータシンボルベクトル、xはu番目のユーザのシンボル([・]は転置演算子を表す)、
Figure 2009147939
はノイズベクトル、nは送信アンテナの数、
Figure 2009147939
(k=1、2、・・・、P/n)はk番目の時間・周波数スロットにおける次元がn×1であるノイズベクトル、nは受信アンテナの数を表し、
Figure 2009147939
であって、yはk番目の時間周波数スロットにおける次元がn×1の受信信号ベクトルを表す。Hは時間周波数ブロックにおける効果が同じなベースバンドチャネル行列であり、次の数式(2)で表すことができる。
Figure 2009147939
ただし、Hはk番目の時間周波数スロットにおけるチャネル行列を表し、k=1、2、・・・、P/nである。なお、ここで拡散コードの長さはP=nMに限定されており、Mは時間領域と周波数領域の拡散率である。すなわち、Pはnの倍数となる。ここで、拡散コードの長さはnとMの二つの値によるものである。つまり、所要の拡散の長さとアンテナ数が時間領域または周波数領域での拡散率を決める。拡散コードの長さをPに限定することは、従来の直交コード及び従来技術でのカップリング直交コードの長さにかけられた2の累乗の制限を解除するためである。
図2は、アドレスコードの空間領域と時間領域と周波数領域におけるチップマッピング関係の一例200を示している。STFS−CDMAシステムにおいて、各データ符号は時間領域と周波数領域(サブキャリア)に拡散されるだけではなく、空間領域(アンテナ)にも拡散される。
STFS−CDMAのチップマッピング処理は、空間ダイバシティの実現を確保するために、ユーザuの拡散コードSをP/n個のサブコードに分割し各サブコードを1送信アンテナに対応させることによって、各アンテナのサブコードの列同士が直交するようにするステップと、サブコードにおける各チップをそれぞれアンテナに対応する時間周波数スロットに割り当てることによって、時間領域と周波数領域におけるダイバシティをできる限り大きく実現して、システムの機能をさらに向上させるステップとを含む。一つの拡散コードのすべてのアンテナにおいて使用する時間周波数スロットの集合は、時間周波数ブロックと言われる。このとき、時間周波数ブロックには時間周波数スロットがP/n個含まれている。ここで、送信アンテナの数は4、拡散コードの長さは24であり、つまりn=4、P=24を例として説明するが、なお、本発明はこれに限られるものではない。ほかのアンテナ数と拡散コードの長さを使ってもよい。n=4、P=24のとき、P/nにより、1つの時間周波数ブロックに6個のチップが含まれることが得られる。これらのチップを2つのサブキャリアと3つのタイムスロットに分布させることができる。なお、本発明はこれに限られず、その積が6であれば、ほかのチップ分布の方式を使ってもよい。従って、長さが24のコードワードのベクトルが次の数式(3)で表すことができる。
Figure 2009147939
上記の数式において、数字はアドレスコードの時間周波数スロットの指標を示す。行列のn行目のチップがn番目のアンテナにマッピングされる。それとともに、i列目のチップがi(i=1、2、・・・、P/n)番目の時間周波数スロットに割り当てられる。
図2は、4つの送信アンテナ(1,2,3,4)の状況を示す。各送信アンテナに割り当てられるサブコード210、212、214、216のチップ分布を示している。上記の数式(3)によれば、送信アンテナ1に割り当てられるサブコード210のチップ分布は、1、5、9、13、17、21で、送信アンテナ2に割り当てられるサブコード212のチップ分布は、2、6、10、14、18、22で、送信アンテナ3に割り当てられるサブコード214のチップ分布は、3、7、11、15、19、23で、送信アンテナ4に割り当てられるサブコード216のチップ分布は、4、8、12、16、20、24であることが分かる(図2参照)。
本発明による対となる直交コードの双直交性は、異なる利用可能なユーザのアドレスコード同士が直交する。これも従来のCDMAシステムの基本要求である。一方、各アドレスコードの異なるアンテナに転送されるコードワード同士も直交するように反映される。図2において、サブコード210はサブコード212と214と216と直交する。
次に、図3を参照しながら対となる直交コードを生成するプロセスを述べる。
図3は、本発明の実施例による対となる直交コードを構成するフローチャートを示している。図3に示すように、まず、ステップS412において直交行列
Figure 2009147939
を生成する。ここで、nは送信アンテナの数、Mは時間または周波数における拡散率を表し、そして
Figure 2009147939
である。直交行列
Figure 2009147939
は、ある程度で対となる直交コードの特性を決めている。最後に生成される拡散コード系列の長さは、この二つの行列のサイズによって決められるので、この二つの行列のサイズを制限しなければ、生成される拡散コード系列の長さは、
Figure 2009147939
という制限条件の影響しか受けない。一方、この二つの行列は、対となる直交コードを構成する基本行列であり、持っている性質は、直交コードも持っている。
Figure 2009147939
という条件は、直交コードが完全な空間ダイバシティの実現を可能にすることを確保することによって、高い性能利得をもたらすものである。コード系列の直交性を保証するために、行列の各要素の絶対値をそれぞれ1/M、n −1とする。続いて、ステップS414において、
Figure 2009147939
の関数関係によりM×M次元の行列
Figure 2009147939
を構成することができる。以下述べるように関数「Trans(・)」を取得してもよい。
そのため、m(n=1、2、・・・、N)を行列Mのn列目とし、行列
Figure 2009147939
を構成することができる。行列
Figure 2009147939
が次の数式(4)で与えられる。
Figure 2009147939
新しい行列
Figure 2009147939
が次の数式(5)で構成されてもよい。
Figure 2009147939
これにより関数「Trans(・)」を取得することができる。
なお、(e)を行列Eのm列目(m=1、2、・・・、MN)とし、行列
Figure 2009147939
を構成することができる。次の数式(6)で示すように、
Figure 2009147939
(n=1、2、・・・、N)は、行列Eの{(n−1)M+1}行目の(e)(n−1)M+1M行目の(e)nMから構成される行列である。
Figure 2009147939
同じように、行列Fのn行目の(f)も構成することができる。新しい(NM)×(NM)行列が次の数式(7)で構成してもよい。
Figure 2009147939
次に、ステップS416において、ステップS414で取得した行列
Figure 2009147939
によって行列
Figure 2009147939
の1列目からnM列目を抽出して、拡散コード行列
Figure 2009147939
を算出する。ただし、演算子
Figure 2009147939
の演算方式は上記の数式(7)のように示す。
上述した変換は、対となる直交コードの次のような二つの特性を保証することができる。
(1)行列の列同士が直交する。つまり、異なるユーザのコード系列間は直交する。
(2)行列の各列をn×Mの小さな行列で構成すれば、その小さな行列の行同士も相互に直交する。つまり、そのコード系列をそれぞれの送信アンテナに拡散すると、アンテナのコード系列同士も相互に直交する。
このような二重直交性は、マルチユーザシステムの多元接続干渉を抑制することだけではなく、マルチアンテナの資源を十分利用し完全なアンテナダイバシティも実現する。
次に、ステップS418において、拡散しようとする一番目のユーザを設定する。即ち、u=1。ステップS420において、拡散コード行列Sの各列のそれぞれを次元数がn×1のM個の列ベクトルに分割する。つまり、
Figure 2009147939
、ただし、u=1、2、・・・、nM。ここで、parは1つの列ベクトルを、上から下まで、M個の小さな列ベクトルに分割することを示す。
このため、
Figure 2009147939
にしてもよい。ただし、
Figure 2009147939
はN×1の列ベクトルである。次の数式(8)を示すように、
Figure 2009147939
個の列ベクトルに等分することを示す。
Figure 2009147939
また、
Figure 2009147939
にしてもよい。ただし、m、m、・・・、mはM×1の列ベクトルである。Mのベクトル数式を次の数式(9)のように設定してもよい。
Figure 2009147939
さらに、ベクトル行列
Figure 2009147939
にしてもよい。ここで、v、v、・・・、vはN×1の列ベクトルである。次の数式(10)によって計算する。
Figure 2009147939
次に、ステップS422において、上記の数式(10)を利用して、
Figure 2009147939
により次元数がn×Mの行列Sを構成することができる。
以上の処理によって、生成された拡散コード行列Sは、対となる直交コードの特性を持つようになった。生成された拡散コード行列Sにおける各列は、拡散コードとして、それぞれシステムにおける1ユーザによって使われてもよい。
受信側の信号処理を簡単化するために、拡散コード行列Sにおける各列のコードワードの順番を調整してもよい。このため、ステップS424において、s’=vec(S)により行列Sのすべての列を一つの(nM)×1の列ベクトルs’のように横にする。それによって、ユーザuに対する拡散コードが得られる。次に、ステップS426において、ユーザ側の番号に1を加算する。つまり、次のユーザに対する拡散コードの構成を用意しておく。ステップS428において、拡散しようとするすべてのユーザについて拡散コードを計算したかどうかを判断する。すべてのユーザについて拡散コードを計算していない場合は、ステップS420に戻って、ステップS420からS426までのステップを繰り返す。また、ステップS428で拡散しようとするすべてのユーザについて拡散コードを計算したと判断した場合は、ステップS430に進んで、(nM)×(nM)次元の行列
Figure 2009147939
を構成する。ここで、S’は次元数がnM×nMである対となる直交行列であり、S’の各列は長さがnMである対となる直交コードである。このように、拡散しようとするすべてのユーザに拡散コードを構成することができる。
本発明による対となる直交コードは、生成されたアドレスコードの長さがnMとなり、且つ
Figure 2009147939
。なお、
Figure 2009147939
という条件は必ず必要ではない。2以上に設定するのは、マルチアンテナシステムを説明するためにすぎない。しかし、本発明は、シングルアンテナシステムにも適用することができる。ただ、空間的な直交性がないだけである。この場合、従来のコードワードのことと同じである。
従来のCDMAシステムにおいて、ウォルシュ・アダマールコードが使われ、そのコードの長さが2の累乗の範囲で変化する。つまり、コードの長さは2、4、8、16などである。コードワードの転送速度も2の累乗倍の符号の転送速度の範囲で変化する。それによって実際のシステムにバンドリソースが大量に無駄になる。
本実施例による拡散コードの構成方法は、転送速度を任意の自然数に設定することができないが、制限をnの整数倍に緩和することができる。そして、nは任意の自然数としてもよい。このため、nの整数倍のアドレスコードを生成することができる。例えば、n=3且つM=4の時、対となるアドレスコードの長さは12である。従って、対となる直交コードの構成方法は、二重直交コードの長さの制限を解消して周波数利用効率を高めることができる。また、機能の損失が生じない。
さらに、対となる直交コードの優れた特徴は、符号化行列が離散フーリエ変換の行列のような一般の直交行列から生成されることである。制限の条件として、各要素の絶対値がn −1である。例えば、n=2且つM=3の時、離散フーリエ変換コードを使って、次の行列S’のように、次元数が6×6である対となる直交コードを生成する。
Figure 2009147939
なお、対となる直交コードが拡散率の制限の条件をさらに緩和させるので、任意の素数以外の次元における対となる直交コードを構成することができる。
図4は、STFS−CDMAによるマルチユーザのMIMO−OFDMシステムにおける検出アルゴリズムのフローチャートを示している。STFS−CDMAシステムが収容できる最大のユーザ数は、送信アンテナ数nと受信アンテナ数nとの比例の関係によって異なる。次に詳しく説明する。
1.
Figure 2009147939
(送信アンテナ数が受信アンテナ数より小さいまたは等しい)
送信アンテナ数が受信アンテナ数より小さいまたは等しい場合には、STFS−CDMAの方案では、長さがnMの対となる直交コードを使うとき、最大nMユーザを収容することができる。コードワードがM個の時間・周波数スロットを使用する。
2.n>n(送信アンテナ数は受信アンテナ数より大きい)
通常、最大ユーザ数が受信信号のベクトルyの要素数以下である必要があるので、STFS−CDMAシステムにおいて、長さがnMの対となる直交コードを使って、最大nMユーザをサポートすることができる。判定の中に、ユーザが自分のアドレスしか知らず、ほかの利用可能なユーザのアドレスコードを知らないこととしてもよい(これも実際のシステムの状況)。この場合は、検出アルゴリズムのステップは図4のように示す。まず、ステップS512において、チャネル行列H(
Figure 2009147939
で表す)を推定することによってチャネル情報を取得する。ステップS514において、取得したチャネル情報によって判定統計を計算する。
ここで、直交復元合成(ORC)のアルゴリズムによってデータシンボルを検出してもよい。次の数式(11)のように示す。
Figure 2009147939
ただし、
Figure 2009147939
Figure 2009147939
はムーア・ペンローズの逆行列、
Figure 2009147939
はHに対する推定、k=1、2、・・・、P/n
Figure 2009147939
はXの判定統計を表す。
なお、最小平均二乗誤差合成(MMSEC)のアルゴリズムによってデータ符号を取得してもよい。次の数式(12)のように示す。
Figure 2009147939
ただし、
Figure 2009147939
はノイズの二乗誤差である。
次に、ステップS516において、判定統計に対して硬判定を行うことによってユーザデータを復元する。なお、判定アルゴリズムにソフト情報が要求された場合に、同じようにソフト情報を復号器に伝達してもよい。
離散フーリエ変換コード又は変換行列により構成された対となる直交コードを、従来の離散フーリエ変換コードに機能的に比較することによって、対となる直交コードが緑色で示されている従来の離散フーリエ変換コードよりすべて優れていることが分かった。また、その拡散の長さがより大きな柔軟性を持ち、本発明によるに対となる直交コードの無拘束性を十分に反映される。また、拡散の長さがユーザ数に正比例して増加するときに、対となる直交コードの機能が変わらない。
上に、離散フーリエ変換コード又は変換行列を例として、対となる直交コードの構成方法について述べた。なお、本発明はこれに限られるものではない。例えばHouseHolder行列などの他の方式で、対となる直交コードを構成してもよい。
以上、最適な実施例を合わせて本発明を説明した。当業者が理解すべきなのは、本発明の精神と範囲から逸脱しない場合に、さまざまな変更や入替えや追加を行ってもよい。従って、本発明の範囲は上述した実施例に限定されると理解すべきではなく、添付の請求の範囲によって限定されるべきである。
空間・時間・周波数拡散のCDMA(STFS−CDMA)を採用するマルチユーザのMIMO−OFDMシステムの下りリンクにおける送信機と受信機の模式図を示している。 アドレスコードの空間領域と時間領域と周波数領域におけるチップマッピング関係を示している。 本発明の実施例による対となる直交コードを構成するフローチャートを示している。 STFS−CDMAを採用するマルチユーザのMIMO−OFDMシステムにおける検出アルゴリズムのフローチャートを示している。

Claims (8)

  1. CDMAシステムにおいて対となる直交コードを構成する方法であって、
    送信側の送信アンテナの数n及び時間又は周波数領域での拡散率Mを確定するステップaと、
    直交コードが完全な空間ダイバシティを実現できるように、確定したnとMとに基づき直交コードの基本行列を
    Figure 2009147939
    を構成するステップbと、
    構成した基本行列AとBを用いて拡散コード行列Sの列同士が相互に直交するように拡散コード行列Sを計算するステップcと、
    拡散コード行列Sの各列のそれぞれを次元数がn×1のM個の列ベクトルに分割し、構成された行列の行同士が相互に直交するように、次元数がn×Mの行列Sを構成し、行列Sに基づき拡散コード行列Sの第u列を構成し、拡散コード行列Sにおける各列のそれぞれをシステムにおける1ユーザの拡散コードとして使用されるステップとを含むことを特徴とする方法。
  2. 拡散コード行列Sを計算するステップは、次元数がM×Mの行列
    Figure 2009147939
    を構成し、行列
    Figure 2009147939
    の第1列から第nM列を抽出して拡散コード行列
    Figure 2009147939
    を計算するステップをさらに含むことを特徴とする請求項1に記載の方法。
  3. 前記のステップdは、拡散コード行列Sにおける一列を抽出し、当該列の上から下の順序にそれぞれの長さMのn個の列ベクトルに分割し、列ベクトルを転置して行列Sの各行とするように行列Sを構成して、行列Sの全列を(nM)×1の列ベクトルS'とすることで、ユーザuの拡散コードを取得するステップを含むことを特徴とする請求項1に記載の方法。
  4. ステップbで構成する
    Figure 2009147939
    はそれぞれ直交行列であり、かつ前記
    Figure 2009147939
    における各要素の絶対値がそれぞれ1/Mとn -1であることを特徴とする請求項1に記載の方法。
  5. 前記拡散コードのコード長さPは、nMであることを特徴とする請求項1に記載の方法。
  6. ユーザuの拡散コードSをP/n個のサブコードに分割し、各サブコードを1送信アンテナを対応させるステップをさらに含むことを特徴とする請求項5に記載の方法。
  7. サブコードにおける各チップをアンテナにおける対応する時間・周波数スロットにそれぞれ割り当てるステップをさらに含むことを特徴とする請求項6に記載の方法。
  8. 生成された拡散コードはnの整数倍であることを特徴とする請求項1に記載の方法。
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