JP5541752B2 - マルチキャリア通信システム内の伝送を行うための方法および装置 - Google Patents

Description

本発明は、一般にリソース割当および伝送に関する。より詳細には、本発明は、同じリソースブロック・ベースの伝送スキームを用いて周波数選択ユーザおよび周波数ダイバーシチ・ユーザの両方を多重化することを可能とする、リソース割当および伝送を実行する方法および装置に関する。

直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）システムではチャネル帯域幅が幾つかの狭帯域サブキャリアへと分割されることは、よく知られている。多くの最新のＯＦＤＭシステムの提案には、周波数選択的なリソース割当をサポートする性能が含まれている。周波数選択的なリソース割当においては、チャネル帯域幅は、タイルやリソースブロックと呼ばれる、幾つかのサブ帯域に分割される。各リソースブロックは幾つかの「隣接する」ＯＦＤＭサブキャリアを含んでおり、複数のＯＦＤＭシンボル期間に渡ることもある。例えば、サブキャリア間隔が１５ｋＨｚ、サイクリックプレフィックスの長さが４．７６ｕｓであるＯＦＤＭシステムでは、７つのＯＦＤＭシンボル期間（〜０．５ｍｓ）による１２の隣接サブキャリア（〜１８０ｋＨｚ）を含むリソースブロックを定義することができる。

リソースブロックの使用によって、最良のチャネル品質を有するリソースブロックに対し特定のユーザのデータ割当を行うことが可能である。しかしながら、これには、最良のリソースブロックを識別する情報をユーザがフィードバックする必要がある。高速では、チャネルがフィードバック報告の時間とデータ割当および伝送の時間との間で大きく変化して、性能が不充分となることがある。周波数選択的な割当の一代替案は、周波数に局在化されていないリソース割当を用いて周波数ダイバーシチを提供することである。そのような割当を与えられたユーザを、周波数ダイバーシチ・ユーザと呼ぶことができる。周波数ダイバーシチ・ユーザは、通常、チャネル帯域幅全体に渡る割当（リソースブロック毎に１つのサブキャリア、など）を与えられるため、深いフェージングが発生しても割当全体ではなく割当の一部にしか影響がなく、したがって周波数ダイバーシチが提供される。

両方の種類のユーザに対し同じリソースブロック・ベース構造を用いることができれば、周波数選択ユーザと周波数ダイバーシチ・ユーザとの間の周波数多重化を非常に単純化することができる。したがって、周波数ダイバーシチ・ユーザに周波数ダイバーシチを提供することを可能としながら、周波数選択ユーザおよび周波数ダイバーシチ・ユーザの両方が同じリソースブロック・ベースの伝送スキームを用いることを可能とするリソース割当および伝送を実行する方法ならびに装置の必要が存在する。

上述の必要に対処するために、マルチ送信アンテナ伝送を好適には擬似ランダムでアンテナ特異的なスクランブル（ＰＲＡＳ；ｐｓｅｕｄｏ−ｒａｎｄｏｍ，ａｎｔｅｎｎａ−ｓｐｅｃｉｆｉｃ，ｓｃｒａｍｂｌｉｎｇ）と共に利用して、周波数ダイバーシチ型の伝送を必要とする複数のユーザに対し異なるアンテナ上で異なるように到来データのスクランブルを行う。ＰＲＡＳが特定の割当に対し作動されるとき、各送信アンテナは、その割当により送信される複数のデータシンボルに対し異なるスクランブル・シーケンスを適用する（アンテナのうちの１つはスクランブルしないままのデータを送信することが可能である、すなわち、１その他の何らかの定数に等しいスクランブル・シーケンス要素を有するスクランブル・シーケンスを利用することが可能である）。

上述の技術によって、周波数選択ユーザおよび周波数ダイバーシチ・ユーザの両方に同じリソースブロックをスケジューリングする性能が提供される。上述の技術により、アレイ送信アンテナにおける送信ダイバーシチを１つのリソースブロック内の周波数ダイバーシチへと変換することによって、この目標が達成されるので、リソースブロック内で伝搬チャネルが非常に関連するときであっても、周波数ダイバーシチが提供される。

本発明は、マルチアンテナ伝送を行うための方法を含む。この方法は、送信用の第１のデータシンボルの組を受信する工程と、第１の所定のスクランブル・シーケンスに基づき、第１のアンテナパス上で第１のデータシンボルの組のスクランブルを行う工程とからなる。スクランブル済みのデータシンボルは、第１の時間−周波数シンボル位置の組を通じて第１のアンテナパス上で第１のアンテナから送信され、第１のデータシンボルの組は、スクランブルされないまま、第１の時間−周波数シンボル位置の組において第２のアンテナパス上で第２のアンテナから送信される。

本発明は、これに加えて、データを受信するための方法も含む。この方法は、第１の送信アンテナの第１の伝搬チャネルの推定を行う工程と、第２の送信アンテナの第２の伝搬チャネルの推定を行う工程と、第２のアンテナのスクランブル・シーケンスを取得する工程とからなる。混成データ信号が複数の時間−周波数シンボル位置の各々の上で受信される。各時間−周波数シンボル位置上において、混成データ信号は第１の送信アンテナから送信されたデータシンボルと、第２の送信アンテナから送信されたデータシンボルとの総和を含む。混成データ信号は、推定された第１の伝搬チャネルおよび第２の伝搬チャネル、ならびにスクランブル・シーケンスに基づき、復号される。

本発明は、これに加えて、送信用の第１のデータシンボルの組を受信する基地局の１つのセクタ内に存在する第１および第２のアンテナパスと、第１の所定のスクランブル・シーケンスに基づき、第１のアンテナパス上で第１のデータシンボルの組のスクランブルを行うスクランブラと、第１の時間−周波数シンボル位置の組を通じて第１のアンテナパス上で第１のアンテナからスクランブル済みのデータシンボルを送信する第１の送信器と、第１の時間−周波数シンボル位置の組において第２のアンテナパス上で第２のアンテナから第１のデータシンボルの組を送信する第２の送信器と、からなる装置を含む。

本発明は、これに加えて、第１の送信アンテナの第１の伝搬チャネルの推定と、第２の送信アンテナの第２の伝搬チャネルの推定とを行うチャネル推定器と、複数の時間−周波数シンボル位置の各々上で混成データ信号を受信する受信アンテナとを備える受信器を含み、各時間−周波数シンボル位置上において、混成データ信号は第１の送信アンテナから送信されたデータシンボルと、第２の送信アンテナから送信されたデータシンボルとの総和を含む。最後に、推定された第１の伝搬チャネルおよび第２の伝搬チャネル、ならびにスクランブル・シーケンスに基づき、混成データ信号の復号を復号回路が提供される。

通信システムのブロック図。 多くの狭周波数帯域に分割されたワイドバンドチャネルを示す図。 ＯＦＤＭリソース割当の二次元性を示す図。 セルのセクタにカバレッジを提供するＭ本の送信アンテナを有する基地局における、擬似ランダムでアンテナ特異的なスクランブル（ＰＲＡＳ）を用いるマルチアンテナ送信器のブロック図。 リモートユニットまたは移動体ユニットのブロック図。 提案のＰＲＡＳ法の動作する状況を示す図。 図４のマルチアンテナ送信器の動作の一実施形態を示すフローチャート。 地局の動作を示すフローチャート。 図５の受信器の動作を示すフローチャート。

ここで、類似の符号が類似の部材を指している図面を参照する。図１は、通信システム１００のブロック図である。通信システム１００は、１つ以上のセル１０５を含む（１つのみ示す）。セル１０５は各々、複数のリモートユニット（または移動体ユニット）１０１〜１０３と通信を行っている基地トランシーバ局（ＢＴＳまたは基地局）１０４を有する。本発明の好適な実施形態では、通信システム１００は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）またはマルチキャリア・ベースのアーキテクチャを、マルチ送信アンテナと共に利用する。そのため、基地局１０４は、マルチアンテナ（図１に示していない）を用いて、１つ以上の受信デバイス１０１〜１０３に対しマルチＯＦＤＭサブキャリアを通じて１つ以上のデータストリームに重み付けを行って送信する。基地局１０４は、マルチキャリアＣＤＭＡ（ＭＣ−ＣＤＭＡ）、マルチキャリア直接シーケンスＣＤＭＡ（ＭＣ−ＤＳ−ＣＤＭＡ）、１次元または２次元の拡散による直交周波数−符号分割多重（ＯＦＣＤＭ）などの拡散技術を用いてもよく、より単純な時間／周波数分割多重化／多重接続技術、またはそれらの様々な技術の組み合わせに基づいてもよい。代替の実施形態では、上述の技術は低ドップラでシングルキャリア通信システムに時間ダイバーシチを提供するように構成されてよく、通信システム１００は、次に限定されないが、シングルキャリアＴＤＭＡまたは直接シーケンスＣＤＭＡなど、他の広帯域のセルラー通信システムプロトコルを利用してもよい。

リモートユニット１０１〜１０３は、通信ユニット、ユーザ機器（ＵＥ）、移動体、または単にユーザと呼ばれる場合もあり、基地局１０４は、通信ユニットまたは単にノードＢと呼ばれる場合もある。基地局１０４は、セクタ内の複数のリモートユニットにサービス提供する複数の送信器および１つ以上の受信器を備える。当技術分野において知られているように、通信ネットワークによってサービス提供される物理領域全体は複数のセルへと分割されており、各セルには１つ以上のセクタが含まれる。一般的なセル構成は、無指向性アンテナを備えた１つのセクタ、約１２０度のアンテナを備えた３つのセクタ、約６０度のアンテナを備えた６つのセクタ、などである。基地局１０４は、様々な高度通信モード（例えば、ビーム形成、マルチストリーム伝送もしくはマルチ入力／マルチ出力（ＭＩＭＯ）（閉ループまたは開ループ）、空間分割多元接続（ＳＤＭＡ）、循環シフトダイバーシチ、または他の空間技術）を提供するために、複数の送信アンテナを用いて各セクタにサービス提供する。

当業者には、ＯＦＤＭシステムの動作中、広帯域チャネルのデータを送信するために複数のサブキャリア２０１（例えば、７６８個のサブキャリア）が利用されることが認められる。このことを図２に示す。図２に示すように、広帯域チャネルは多くの狭周波数帯域（サブキャリア）２０１へと分割され、データはサブキャリア２０１上で並列に送信されている。図３には、ＯＦＤＭ信号およびＯＦＤＭリソース割当の二次元性を示す。周波数軸の各長方形はサブキャリアを表し、時間軸の各長方形はＯＦＤＭシンボル期間を表す。例えば、要素３０１は、第１のＯＦＤＭシンボル期間における第１のサブキャリアを表す。ＯＦＤＭシステムでは、特定のシンボル期間の特定のサブキャリアは、時間−周波数シンボル位置と呼ばれることがある（シングルキャリア・システムにおいては、通常、周波数位置は時間を通じて不変であるが、シングルキャリア・システムのシンボル期間も時間−周波数シンボル位置と呼ばれることがある）。

リソースブロックは、１つ以上のＯＦＤＭシンボル期間からなる組に対する１つ以上のサブキャリアからなる組を含む（例えば、７つの隣接ＯＦＤＭシンボル期間による１２の隣接サブキャリア）。また、リソースブロックの時間−周波数要素のうちの１つ以上がパイロットシンボルを含む場合もある。隣接するＯＦＤＭシンボル期間のグループ（または隣接する時間−周波数位置のグループ）に対する隣接するサブキャリアのグループを含むものとしてリソースブロックを定義することが便利であるが、一般に、リソースブロックの要素が隣接する必要はない。リソースをユーザに割り当てる場合、予め定義したリソースブロックエンティティを割り当てるために必要なシグナリングオーバヘッドは、リソースブロックの各時間−周波数要素またはシンボル位置に個別に／独立に割当を行うために必要となるよりも少ないので、個々のサブキャリアおよび個々のシンボル期間ではなく所定のリソースブロックに関して割当を行うことが便利であり、効率的である。

上述の通り、周波数選択ユーザおよび周波数ダイバーシチ・ユーザの両方が同じリソースブロック・ベースの伝送スキームを用いることを可能とするリソース割当および伝送を実行する方法ならびに装置の必要が存在する。これによって、周波数選択ユーザには周波数においてそれらのユーザに好適なリソースブロックが割り当てられ、次いで、周波数ダイバーシチ・ユーザには周波数において残りのリソースブロックのうちのいずれかが割り当てられることが可能となるので、周波数選択ユーザと周波数ダイバーシチ・ユーザとの間でのリソースの周波数領域多重化が相当単純化される。しかしながら、これによって周波数ダイバーシチ型のユーザの満足する性能を達成するには、リソースブロックのサブキャリア間に伝搬チャネルが関連付けられる小さな１つのリソースブロック内に、何らかの周波数ダイバーシチを提供することが必要である。

この必要に対処するために、マルチ送信アンテナ伝送を好適には擬似ランダムでアンテナ特異的なスクランブル（ＰＲＡＳ）と共に利用して、周波数ダイバーシチ型の伝送を必要とする複数のユーザに対し異なるアンテナ上で異なるように到来データのスクランブルを行う。ＰＲＡＳが特定の割当に対し作動されるとき、各送信アンテナは、その割当により送信される複数のデータシンボルに対し異なるスクランブル・シーケンスを適用する（アンテナのうちの１つはスクランブルしないままのデータを送信することが可能である、すなわち、１または他の何らかの定数に等しいスクランブル・シーケンス要素をいずれも有するスクランブル・シーケンスを利用することが可能である）。例えば、基地局１０４の送信アンテナブランチのうちの幾つかは、所与のユーザのリソースブロックにおいて、異なる擬似ランダムシーケンスを利用して、各サブキャリア、シンボル期間（もしくは時間−周波数シンボル位置）またはその両方に対しマッピングされた、到来シンボルのスクランブルを行う。異なる送信アンテナに対し異なるスクランブル・シーケンスを使用することによって、隣接するサブキャリア間の伝搬チャネルの相関が潜在的に高いにもかかわらず、異なるアンテナから送信されたシンボルは異なるサブキャリアに対し異なる手法により加算される。

受信器では、この信号は、隣接するサブキャリア間にほぼ独立したフェージングを有する混成チャネルを通じて１つのアンテナから送信されたように見えるので、少数のサブキャリアを有するナローバンド割当にも周波数ダイバーシチが提供される。受信器がサブキャリアを通じてほぼ独立したフェージングを認識するのは、受信器が混成チャネル（ＰＲＡＳチャネルまたは均等物チャネルとしても知られている）に合わせているという事実による。混成チャネルは、各送信アンテナからの擬似ランダム重み付けされた伝搬チャネルの総和である。重み付けまたはスクランブルの値は複数のアンテナを通じてサブキャリア毎に変化することがあるので、隣接するサブキャリア間であっても混成チャネルが著しく変化することがある。

記載したように、ＰＲＡＳは、送信アンテナおよびサブキャリアの両方を通じて各サブキャリアに適用される重みをランダム化する（例えば、スクランブル・シーケンスが一定の振幅を有する場合には位相、スクランブル・シーケンス要素の振幅が一定でない場合には位相および振幅）ことによって、各サブキャリア上で見られる混成チャネルをランダム化する（なお、ＰＲＡＳは周波数ダイバーシチ・ユーザのリソースブロックにのみ適用される）。アンテナ毎のスクランブル・シーケンスは、ＱＰＳＫ、８ＰＳＫ、Ｚａｄｏｆｆ−Ｃｈｕシーケンス、もしくはＧＣＬ（Ｇｅｎｅｒａｌｉｚｅｄ Ｃｈｉｒｐ−Ｌｉｋｅ）シーケンス（当技術分野において知られている）または他の既知のシーケンスなど、様々な形態のいずれに基づいてもよく、好適には法が一定であるが、これは必須でない。一例として、特定のシード値を用いて擬似ランダム２値シーケンス生成器を初期化し、次いで、１組のバイナリ出力を生成し、対応するＱＰＳＫコンスタレーション値に出力ビットの各対をマッピングすることによって、擬似ランダムＱＰＳＫスクランブル・シーケンスを生成することができる。この例では、受信器は、シード値に関する知識を取得する（例えば、信号で送られる、セルＩＤなどの基地局識別パラメータに結び付けられるなど）ことによって、復調処理（後述）用の送信器と同じスクランブル・シーケンスを生成することができる。

なお、実装を単純化する目的で、送信アンテナのうちの１つは、重要な特定のサブキャリア上のアンテナ間の位相、振幅差、またはその両方であるので、スクランブルを行う必要がない、すなわち、値１のみを含むスクランブル・シーケンスを用いることができる。残りの送信アンテナが異なる擬似ランダム・スクランブル・シーケンスを利用する限り、混成チャネルは、依然として関連するサブキャリアを通じて関連させられるように見える（関連サブキャリアは、伝搬チャネルが対象のサブキャリア間の周波数間隔を通じて関連させられるときに発生する）。

ＰＲＡＳ法は、複数のリソースブロックを通じても用いられる（例えば、データ割当が十分に大きいために２つ以上のリソースブロックを充填する場合）。この場合、複数のリソースブロックは、周波数ダイバーシチ効果をさらに強化するように、周波数において隣接するか、または離間して配置される（図６に示す）。

図４は、セルのセクタにカバレッジを提供するＭ本の送信アンテナを有する基地局１０４における、ＰＲＡＳを用いるマルチアンテナ送信器のブロック図である（なお、代替の実施形態では加入者ユニットまたは他の型の通信ユニットにおいて上述の技術が利用されてよい）。示すように、マルチアンテナ送信器は複数の送信アンテナパス４１５を含み、少なくとも一部の送信アンテナパス４１５はスクランブラ４０１を備える。また、送信アンテナパス４１５は各々、アンテナ特異的なパイロット源４０３、サブキャリアマッパ４０５、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）回路４０７、サイクリックプレフィックス回路４０９、パラレル−シリアル（Ｐ／Ｓ）変換回路４１１、およびアンテナから信号を送信するＲＦハードウェア４１３を備える。動作中、ＯＦＤＭシンボル期間または間隔ｂにおいて同じＫ個のシンボルＸ（０，ｂ）〜Ｘ（Ｋ−１，ｂ）（例えば、Ｋ個のシンボルはすべて特定のリソースブロックの一部である）が各アンテナパス４１５に入る（アンテナパスの総数は、整数Ｍによって表される）。スクランブラ４０１を含むアンテナパスでは、シンボルのスクランブルは、各シンボルに既知の（好適には擬似ランダムで法が一定の）シーケンス

を乗じることによって行われる（ここで、ｉは論理的なサブキャリアインデックスを示すために用いられる整数であり、ｍはアンテナ番号を示すために用いられる整数であり、ｂはＯＦＤＭシンボル期間または間隔を示すために用いられる整数である。擬似ランダムシーケンスの一例は、次の擬似ランダムに選択した要素

から得られる）。アンテナ特異的なパイロット源４０３は、各アンテナパス４１５にアンテナ特異的なパイロットシンボルを提供し、サブキャリアマッパ４０５は、パイロットおよびデータシンボルの入力を取得して、それらを所定のマッピング規則にしたがって物理的なサブキャリアインデックスｋにマッピングする。論理的なサブキャリアインデックスｉをそれに対応する物理的なサブキャリアインデックスｋにマッピングするためのマッピング規則は各アンテナパス４１５で同じであるので、特定のデータシンボル（例えば、Ｘ（０，ｂ），Ｘ（０，ｂ）ａ_{０，１，ｂ}，．．．Ｘ（０，ｂ）ａ_{０，Ｍ−１，ｂ}）のスクランブルされたバージョンが、各アンテナから同じサブキャリアｋ_０上で送信される。また、サブキャリアマッパ４０５は、幾つかのＯＦＤＭシンボル期間ｂにおいて、１つ以上のアンテナ特異的なパイロットシンボルを１つ以上のサブキャリア上にマッピングする。好適な実施形態では、後述のように、異なるアンテナから異なるサブキャリア、異なる時間またはその両方にてパイロットが提示されてもよく、好適には、パイロットはアンテナパス間で分離可能／直交であり（例えば、異なるサブキャリア上で、もしくは異なる時間に、または異なる直交パイロットシーケンスを用いて送信されることによって）、受信器にてアンテナごとのチャネル推定を行う。さらに、特定のサブキャリアがアンテナからのパイロットシンボル伝送に用いられる場合、そのサブキャリアはいずれのアンテナのユーザデータ伝送にも用いられないことが好適である。なお、所望の場合、サブキャリアマッパの前ではなく後にスクランブルの動作を適用することができる。

なお、図４を単純化するために、１つのブロックのデータ（例えば、１つのリソースブロックのサブキャリア）についてＰＲＡＳを示した。一般には、複数のリソースブロックが周波数において多重化される場合もある（例えば、幾つかのリソースブロックはＰＲＡＳを用い、他のリソースブロックはＰＲＡＳを用いない）。なお、本発明の好適な実施形態では、スクランブラ４０１を含むアンテナパス４１５は各々、異なるアンテナ特異的なスクランブル・シーケンスａ_{ｉ，ｍ，ｂ}を利用し、スクランブル・シーケンス要素は異なるＯＦＤＭシンボル期間ｂに対して変化し、リソースブロック内の混成チャネルをランダム化する。アンテナブランチｍ上のマッパ４０５の出力におけるシーケンスを、アンテナｍ上のＰＲＡＳシーケンスと呼ぶ。なお、ＰＲＡＳシーケンスは ＰＲＡＳスクランブルを用いるリソースブロック（すなわち、周波数ダイバーシチ・ユーザ用）と同様、ＰＲＡＳスクランブルを用いないリソースブロック（すなわち、周波数選択ユーザ用）も含むことができる。

各アンテナブランチ上のＰＲＡＳシーケンスの各々は、次に、そのそれぞれのアンテナブランチに関連したＰＲＡＳシーケンス上でＮ点のＩＦＦＴを実行するＩＦＦＴ回路４０７を介し、周波数領域から時間領域へと変換される。ＯＦＤＭ伝送技術は、占有されている周波数帯域幅を直交サブキャリアへと分割する。この場合、ＩＦＦＴに対する各入力はサブキャリアに相当し、ＩＦＦＴの各入力へ供給される信号は、対応するサブキャリアを占有していると言われる。

ＩＦＦＴ４０７による時間領域への変換後に、回路４０９によって、周波数領域スクランブル済みのシンボルの各々へ随意のサイクリックプレフィックスが追加される。サイクリックプレフィックスは、通常、予想されるチャネルの最大遅延拡散よりも長い。当業者には認識されるように、チャネルのインパルス応答が０からＬ_ＣＰの範囲であるとき、挿入されるサイクリックプレフィックスによって、マルチパスチャネルによる送信信号の通常の畳み込みが循環畳み込みであるように見える。ここで、Ｌ_ＣＰは循環拡張の長さである。

パラレル−シリアル（Ｐ／Ｓ）回路４１１は、サイクリックプレフィックス回路４０９の出力からのパラレルストリームをシリアルストリームに変換し、このシリアルストリームを伝送用にＲＦハードウェア４１３へ渡す。ＲＦハードウェア４１３は、アンテナｍのＫ個のサブキャリアに対し、シーケンスａ_{０，ｍ，ｂ}Ｘ（０，ｂ）〜ａ_{Ｋ−１，ｍ，ｂ}Ｘ（Ｋ−１，ｂ）を送信する。

上述の技術についてのさらなる理解を助けるために、ここで、図４の一部の態様の数学的な説明を行う。この説明では、リソースブロックはＫ個のサブキャリアからなり、リソースブロックにおけるＯＦＤＭシンボルｂの伝送のみが考慮される（例えば、各々同じシンボル間隔ｂ中の異なるサブキャリアに対する、Ｋ個の時間−周波数シンボル位置）と仮定する。説明を簡単にするために、データシンボルのみが送信される（パイロットシンボルは送信されない）と仮定する。また、説明を簡単にするために、１つのリソースブロックだけが送信されると仮定する（一般には、周波数、時間またはその両方において１より多くのリソースブロックが存在する。各リソースブロックにはＰＲＡＳが用いられる場合もあるし、用いられない場合もある）。数式の形では、アンテナｍの第ｋ番目の周波数領域ＰＲＡＳ信号（ＩＦＦＴ回路４０７への入力である）は、次のように与えられる：

ここで、Ｆは、物理的なサブキャリアインデックスｋを論理的なサブキャリアインデックスｉ＝Ｆ（ｋ）に対しマッピングするマッピング関数である。Ｆ（ｋ）の一例は、Ｆ（０）＝１、Ｆ（１）＝３、Ｆ（２）＝０、かつＦ（３）＝２である（Ｋ＝４の場合）。

一実施形態では、アンテナブランチｍに対するＩＦＦＴ回路４０７の時間領域出力は、次のように表現される：

アンテナブランチｍに対するＩＦＦＴ回路４０７の出力は、次いで、サイクリックプレフィックス回路４０９へ供給され、サイクリックプレフィックス回路４０９は、時間領域において、ＯＦＤＭシンボルｂに対する周期的に拡張されたＰＲＡＳ信号を生成する。これは、次のように与えられる：

次いで、アンテナブランチｍ上のＯＦＤＭシンボルｂに対する周期的に拡張されたＰＲＡＳ信号はＰ／Ｓ回路４１１へ供給され、Ｐ／Ｓ回路４１１は、アンテナｍに対するベースバンド送信信号を生成する。これは次のように与えられる：

次いで、アンテナｍに対するベースバンド送信信号は、無線伝送用にそのそれぞれのＲＦハードウェア４１３へ供給される。

移動体にて、受信した信号のＮ点ＦＦＴ（サイクリックプレフィックスの除去後）によって、次の周波数領域受信信号が得られる：

ここで、Ｎ（ｋ，ｂ）は付加的なノイズであり、ＰＲＡＳまたは混成チャネルＨ_ＰＲＡＳ（ｋ，ｂ）は、次のように与えられる：

したがって、移動体は、ａ_{ｉ，ｍ，ｂ}（セル特異的なシーケンスまたは移動体特異的な特定のシーケンスであってよく、後述のように予め定義されるか、送信器によって信号で送られる必要がある）、マッピング関数Ｆ（ｋ）、および伝搬チャネルＨ_ｍ（ｋ，ｂ）の推定値を知ることによって、データ復調に用いられる混成チャネルＨ_ＰＲＡＳ（ｋ，ｂ）を取得することが可能である。なお、Ｈすなわちチャネルを、チャネル応答として参照する場合もある。各アンテナｍに対する伝搬チャネルの推定値は、送信器から受信した分離可能なアンテナ特異的なパイロット伝送の処理を通じて、取得することが可能である。式（５）に基づき、アンテナごとのスクランブル・シーケンスによって、異なるサブキャリア上には伝搬チャネルの値が異なって加算されるるので、混成チャネルが異なるサブキャリア上にどのようにランダム化されるかが理解される。

なお、受信器は、混成チャネルを適切に推定し、混成受信信号を復号するために、各アンテナ上で用いられるスクランブル符号を知る必要がある。この情報を取得する様々な手法が存在する。一例では、スクランブル符号は、セルＩＤおよびアンテナインデックスｍに基づく所定のシーケンスであり（したがって、ＢＳがスクランブル符号情報を信号で送る必要が除去される）、リソースブロックの異なるシンボル期間内のさらなるランダム化を行うために、ＯＦＤＭシンボル期間やサブキャリアを通じて変化してよい（すなわち、

はＯＦＤＭシンボル番号ｎの関数でもあってよい）。また、上述のように、受信器は、復調に用いられる混成チャネル推定値を適切に再構築するために、各送信アンテナに対し個別に伝搬チャネルを推定できる必要がある。

図５は、リモートユニットまたは移動体ユニットのブロック図である。動作中、アンテナ５０１にて信号が受信される。送信アンテナｍに対するパイロットシンボルを用いて、チャネル推定器ブロック５０３によって伝搬チャネルが推定される。Ｍ本のアンテナの各々に対し推定した伝搬チャネルとＭ個のスクランブル符号とが、ブロック５０５によって結合され、式（５）に基づき、混成チャネル（ＰＲＡＳチャネルとしても知られている）５０７を生成する。混成チャネル５０７は次いで復調器５０９へ送信され、そこで、アンテナ５０１から来るデータ上のコヒーレント復調が復調される。これらの復調されたシンボルは、チャネル復号器、デインタリーバ、およびソース復号器（ブロック５１１）を通じて伝わる。加えて、図５には示していないが、受信器は１より多くの受信アンテナを用いてもよい。その場合、受信した信号は、次いで、例えば、当技術分野において知られている最大比結合を用いて、シングルアンテナの均等物の信号へと結合される。

提案のＰＲＡＳ法の動作状況の一例を図６に示す。この状況では、ＰＲＡＳは、周波数ダイバーシチ・ユーザ（例えばユーザ番号４またはユーザ番号５）に割り当てられた任意のリソースブロックのデータシンボルに適用される。この例のリソースブロックは、３つのサブキャリアによる４つのＯＦＤＭシンボルであり、太線で囲んだように、隣接する時間−周波数シンボル位置の合計は１２である。ＰＲＡＳがリソースブロックの混成チャネルのゲインをランダム化して、場合によってはそれらのユーザに対する周波数選択的なスケジューリング利益が打ち消されるので、周波数選択ユーザ（例えばユーザ番号１およびユーザ番号２）に割り当てられたリソースブロックには、ＰＲＡＳは適用されない。

また、図６では、アンテナ特異的なパイロットは分離可能な構成で送信される（例えばこの例では、異なるアンテナに対する異なる時間−周波数シンボル位置上で。また、これに代えて、複数のパイロットシンボルを通じたウォルシュ（Ｗａｌｓｈ）符号など他の型のパイロット分離可能性を用いることが可能である）。パイロットは各送信アンテナに対する伝搬チャネルの推定に用いられるので、パイロットシンボル（Ｐ）にＰＲＡＳを適用する必要はなく、移動体は、式（５）に記載したように、アンテナごとのスクランブル・シーケンスを乗じたアンテナごとの伝搬チャネル推定値を適切に結合することによって、各サブキャリア上の混成チャネルを再構築することが可能である。しかしながら、一般に、受信器がスクランブル値に関する知識を有する限り、パイロットシンボルの値のスクランブルを行うことも可能であるので、チャネル推定前にパイロットシンボルにおけるスクランブルの効果を補償または除去することが可能である。なお、リソースブロックは、この例では用いられるのとは異なった寸法を有するように設計可能であり、パイロット位置は示したのとは異なってもよく、各リソースブロックに各アンテナからのパイロットを含む必要はない。別の動作状況では、循環シフトダイバーシチ（ＣＳＤ）と共にＰＲＡＳを用いることが可能である。ＣＳＤは、循環遅延ダイバーシチと呼ばれることもある。ＣＳＤでは、各送信アンテナは伝送前にそのＯＦＤＭシンボルに異なる循環的な時間シフトを適用する。ＣＳＤを実装する１つの方法は、各ＩＦＦＴ４０７とＰ／Ｓ４１１との間に図４のアンテナ特異的な循環シフトブロックを挿入することである。しかしながら、ＰＲＡＳを利用するリソースブロックとＣＳＤを利用するリソースブロックとの多重化を可能とするには、図４のＩＦＦＴ４０７の前にＣＳＤを実装することが好適である。時間領域のシーケンスの循環シフトはシーケンスの周波数領域表現に複素位相ランプシーケンス（例えば、直線的増加位相期間の複素指数）を乗じることと等しいので、ＣＳＤはＩＦＦＴ４０７前にリソースブロックに適用可能である。この第２の動作状況の一実施形態では、ＣＳＤは、周波数選択ユーザに対し割り当てられているリソースブロックに適用され（この場合、アンテナ間に小さな遅延値を使用することで、リソースブロックを通じた混成チャネルの相関の維持が補助される）、ＰＲＡＳは、周波数ダイバーシチ・ユーザに対し割り当てられているリソースブロックに依然として適用される。第３の動作状況は、２クラスのＰＲＡＳシーケンスを定義することである。第１のクラスはダイバーシチクラスであり、これまでに記載したものと同じである。第２のクラスは、周波数選択的なクラスである。周波数選択的なクラスでは、シーケンスは、多数の可能な位相を有する多位相シーケンスであり得る（例えば、３２の一様に離間配置された可能な位相）。また、シーケンスは、リソースブロックにおけるチャネル相関を維持するために、隣接するシーケンス要素間で小さな位相変化しか起こさない。シーケンスは、少数の接近して離間配置された位相値の間で単に交替されてもよい。ＰＲＡＳの周波数選択的なクラスは、特殊な型のビーム形成であるとも考えられる。

図６により明らかなように、隣接するリソースブロックがＰＲＡＳ伝送および非ＰＲＡＳ伝送に用いられるので、周波数選択ユーザおよび周波数ダイバーシチ・ユーザの多重化を単純化することが可能である。例えば、ＰＲＡＳデータ（第１のデータシンボルの組）および非ＰＲＡＳデータ（第２のデータシンボルの組）が伝送のために受信され得る。第２の組のデータシンボルは、第１の時間−周波数シンボル位置の組とは異なる第２の時間−周波数シンボル位置の組に対する少なくとも第１の送信アンテナに対しマッピングされ得る。次いで、第２のデータシンボルの組は、第２の時間−周波数シンボル位置の組に対するアンテナ（例えば、第１のアンテナ）から送信され得る。したがって、第２のデータシンボルの組は、スクランブルしたデータシンボルまたはスクランブルしないままのデータシンボルとして、第１のアンテナから第２の時間−周波数シンボル位置の組に対する第１のアンテナから送信され得る。また、スクランブルしたデータシンボルまたはスクランブルしないままのデータシンボルも第２のアンテナから送信され得る。ここで、第１の時間−周波数シンボル位置の組の時間位置は、第２の時間−周波数シンボル位置の組の時間位置と一致する。なお、送信器がＯＦＤＭを用いる場合、第１の時間−周波数シンボル位置の組の時間位置は、第２の時間−周波数シンボル位置の組の時間位置と一致し得る。

図７は、図４のマルチアンテナ送信器（例えば、基地局または通信ユニットの）の動作の一実施形態を示すフローチャートである。論理フローは工程７０１にて開始し、第１のデータシンボルの組がマルチアンテナパスへ送信される。工程７０３にて、各アンテナパスは第１のデータシンボルの組を受信し、スクランブラ４０１および所定のスクランブル・シーケンスを用いて、このデータのスクランブルを行う。上述のように、スクランブルは、アンテナパスに依存した（アンテナ特異的な）ユニークなスクランブル符号を用いて行われる。したがって、第１のアンテナパスは第１のスクランブル・シーケンスを利用し、第２のアンテナパスは、第１のアンテナパス上で用いられるスクランブル・シーケンスとは異なる２のスクランブル・シーケンスを利用する（第２のアンテナパスがスクランブル・シーケンスを使用しないこともある）。所定のスクランブル・シーケンスは、好適には周波数領域の擬似ランダムシーケンスであり、所定のスクランブル・シーケンスは、好適には一定な法の値を含む（なお、１つのアンテナパスはスクランブルを実行しなくてもよい）。

スクランブルの後、アンテナ特異的なパイロット源はマッパ４０５を介してスクランブル済みのシーケンスに適用され（工程７０５）、ＩＦＦＴ４０７は得られたデータに対しＩＦＦＴを実行する（工程７０７）。回路４０９を介してサイクリックプレフィックスが付加される（工程７０９）。最後に、Ｐ／Ｓ回路４１１は得られたパラレルストリームをシリアルストリームに変換し（工程７１１）、ＲＦハードウェア４１３を介して伝送が行われる（工程７１３）。

図７の論理フローでは、スクランブル済みのデータシンボルは、第１の時間−周波数シンボル位置の組を通じて第１のアンテナパス上で第１のアンテナから送信され、第１のデータシンボルの組は（場合によってはスクランブルされないまま）第１の時間−周波数シンボル位置の組において第２のアンテナパス上で第２のアンテナから送信される。上述のように、第１のアンテナパスおよび第２のアンテナパスが基地局の１つのセクタ内に存在してもよい。これに加えて、第１の時間−周波数位置の組は、同じ時間内の異なるサブキャリアである。

第１の時間−周波数シンボル位置の組を用いて複数のデータシンボルの組を送信できることが想定されるこの状況では、第２のデータシンボルの組が受信されるとともに、第２の所定のスクランブル・シーケンスに基づき第１のアンテナパス上でスクランブルが行われるか、または、第３の所定のスクランブル・シーケンスに基づき第２のアンテナパス上で第２のデータシンボルの組のスクランブルが行われる（両方のスクランブル工程が実行されてもよい）。データ／スクランブル済みのデータシンボルの第２の組は、第１の時間−周波数シンボル位置の組を通じて第１のアンテナパス上で第１のアンテナから送信される。データ／スクランブル済みのシンボルの第２の組は、第１の時間−周波数シンボル位置の組を通じて第２のアンテナパス上で第２のアンテナから送信される。

なお、好適な実施形態では、第２のアンテナから送信される第１のデータシンボルの組のデータシンボルと、第１のアンテナから送信される対応するスクランブル済みのデータシンボルとは、第１の時間−周波数位置の組内の同じ時間−周波数位置上で送信される。例えば、ＯＦＤＭでは、第２のアンテナから送信される第１のデータシンボルの組のデータシンボルと、第１のアンテナから送信される対応するスクランブル済みのデータシンボルとは、同じシンボル時間に同じサブキャリア上で両方のアンテナから送信される。

パイロットシンボル伝送は、第１のアンテナから第１のパイロットシンボルが送信され、第２のアンテナから第２のパイロットシンボルが送信されるように、各アンテナパスから行われてよい。

追加の一実施形態では、Ｘ（０，ｂ）〜Ｘ（Ｋ−１，ｂ）は、スクランブラ４０１／マッパ４０５によって前方誤り訂正符号化データ（例えば、ターボ符号化、畳み込み符号化、ブロック符号化、またはＬＤＰＣ符号化など）として受信され、Ｘ（０，ｂ）〜Ｘ（Ｋ−１，ｂ）の間にメモリ（当技術分野において知られている）を導入してよい。この状況では、図４において、符号器およびシンボルマッパは、スクランブラ４０１／マッパ４０５より前に存在する。前方誤り訂正符号化によってデータシンボル間に導入されるメモリは、受信器（図５）がＰＲＡＳ法によって提供されるダイバーシチを利用するのを補助する。

データシンボル間にメモリを導入してＸ（０，ｂ）〜Ｘ（Ｋ−１，ｂ）から１つ以上のシンボルを得る別の手法は、拡散データを含む。この状況では、拡散器／マッパ／結合器は、スクランブラ４０１／マッパ４０５より前に存在する。拡散器／マッパの出力における拡散データシーケンスの各要素がＸ（０，ｂ）〜Ｘ（Ｋ−１，ｂ）であるか、またはマルチ符号拡散器／マッパ／結合器の各出力がＸ（０，ｂ）〜Ｘ（Ｋ−１，ｂ）であってよい。

追加の実施形態（図６に示す）では、ＰＲＡＳデータおよび非ＰＲＡＳデータの多重化は送信器４００によって行われてよい。この状況では、非ＰＲＡＳ伝送は、スクランブラ４０１をバイパスすることによって、またはスクランブル符号を１とすることによって行われる。したがって、図７に示すように、ＰＲＡＳデータの伝送中にスクランブラが利用されるが、しかしながら、非ＰＲＡＳデータが送信されるとき、工程７０３は省略されるか、または各スクランブラ４０１におけるスクランブル符号が１とされる。

本発明の追加の一実施形態では、非ＰＲＡＳデータのビーム形成が行われてよい。非ＰＲＡＳデータのビーム形成が行われるとき、ビーム形成の重みはスクランブラ４０１を介してデータストリームに適用されてよい。ビーム形成済みのデータとビーム形成されていないデータとの両方が、同じアンテナパスから送信されてよいことが想定される。例えば、各アンテナパスは、ビーム形成されていない第２のデータシンボルの組を受信し、次いで、第２のデータシンボルの組は第２の時間−周波数シンボル位置の組を通じて第１のアンテナおよび第２のアンテナから送信される。ここで、第２のデータシンボルの組に対する１つ以上のビーム形成重みは、第１のアンテナパスおよび第２のアンテナパスのうちの一方または両方に適用される。

さらなる一実施形態では、非ＰＲＡＳデータに対し循環シフトダイバーシチ（ＣＳＤ）が用いられる。この実施形態では、図４に示す装置に対し循環シフタを用いる。この循環シフタは、非ＰＲＡＳデータに対する複素指数位相ランプを用いるスクランブラ４０１として実装される場合もある。ＣＳＤを実装する他の形態は、単にＩＦＦＴ４０７の後にタイムシフト回路を用いることである。ＣＳＤは、ＰＲＡＳデータおよびビーム形成されたデータを多重化するのに、または、ＣＳＤを利用して送信されているデータにＰＲＡＳデータを多重化するのに有用である（ＣＳＤが用いられるとき、ＣＳＤ重みは隣接する時間−周波数シンボル位置を通じて関連させられる）。ＣＳＤが非ＰＲＡＳ伝送に用いられていない場合、隣接するシーケンス要素間で関連付けられている所定のシーケンスは一定な値のシーケンス（すべて１など）であってよい。詳細には、第１のデータシンボルの組はＰＲＡＳを用いて送信アンテナから送信されるが、循環シフトダイバーシチを用いて第２の時間−周波数シンボル位置の組を通じて送信される送信用の第２のデータシンボルの組も存在する。

さらに別の一実施形態では、上述の技術は、マルチストリームのマルチプル入力マルチプル出力（ＭＩＭＯ）伝送、または空間分割多元接続（ＳＤＭＡ）伝送（マルチユーザＭＩＭＯとしても知られている）の場合まで拡張される。この実施形態では、追加のデータストリームはＸ（０，ｂ）〜Ｘ（Ｋ−１，ｂ）と同時に送信されてよい。例えば、Ｙ（０，ｂ）〜Ｙ（Ｋ−１，ｂ）およびＸ（０，ｂ）〜Ｘ（Ｋ−１，ｂ）は、異なるスクランブル・シーケンス（それぞれ、ａ_ｋ，ｍおよびｃ_ｋ，ｍ）を有する点を除き、Ｙ（０，ｂ）〜Ｙ（Ｋ−１，ｂ）はＸ（０，ｂ）〜Ｘ（Ｋ−１，ｂ）と同時に送信されてよい。したがって、第２の組（Ｙ（０，ｂ）〜Ｙ（Ｋ−１，ｂ））のデータシンボルは、少なくとも、第１の時間−周波数シンボル位置の組上の第１の送信アンテナおよび第２のアンテナに対しマッピングされる（ＭＩＭＯ／ＳＤＭＡストリームは、同じ時間周波数リソース上で送信される）。第２のデータシンボルの組は、第２の所定のスクランブル・シーケンスに基づき第１のアンテナおよび第２のアンテナのうちの１つ以上の上で、スクランブラ４０１を介してスクランブルされ、次いで、第１のアンテナおよび第２のアンテナ上で送信される。第２のスクランブル・シーケンスは、好適には第１のスクランブル・シーケンスと異なるので、異なる時間−周波数シンボル位置に対しＭＩＭＯ／ＳＤＭＡストリームは異なって加算される。

図８は、基地局１０４の動作、特に、様々なユーザにＰＲＡＳデータおよび非ＰＲＡＳデータの両方の多重化を提供する工程（図６の例に示す）を示すフローチャートである。論理フローは工程８０１にて開始し、送信器はリソースブロックを含む複数のシンボルを受信する。工程８０３にて、ＰＲＡＳデータと非ＰＲＡＳデータとの論理フローが分離する。ＰＲＡＳが用いられているか否かに関する判定は、特定のリソースブロック上のデータが周波数選択ユーザ用であるか周波数ダイバーシチ・ユーザ用であるかに基づいてよい。

ＰＲＡＳが選択されない場合、論理フローは工程８１１へ向かい、ＰＲＡＳ処理が実質的に回避される。しかしながら、工程８０３にてＰＲＡＳが利用されていると判定される場合、論理フローは工程８０７へと続き、ａについて適切な値が選択される。ａの値は擬似ランダムに選択されるＱＰＳＫシンボルであってよく、スクランブルが行われる（工程８０９）。工程８１１にて、スクランブル済みもしくはスクランブルしないままのリソースグループが、ＩＦＦＴ回路４０７へ出力される。

図９は、図５の受信器の動作を示すフローチャートである。論理フローは工程９０１にて開始し、チャネル推定器５０３が、第１の送信アンテナの第１の伝搬チャネルの推定と、第２の送信アンテナの第２の伝搬チャネルの推定とを行う。これは、各送信アンテナから受信したパイロットシンボルを当技術分野において知られているチャネル推定技術を用いて処理することによって行われる。工程９０３にて、混成チャネル推定器５０５は、１つ以上のアンテナに対するスクランブル・シーケンスを取得する。好適な実施形態では、この工程はメモリ５１５からのスクランブル・シーケンスの読取を行う。しかしながら、この工程は、これに代えて、受信した信号からスクランブル・シーケンスを決定してもよく、送信器ＩＤにスクランブル・シーケンスを基づかせてもよい。工程９０９にて、混成チャネル推定器５０５によって、伝搬チャネルおよびスクランブル・シーケンスの推定値を用いて、ＰＲＡＳチャネル推定値（すなわち、混成チャネル推定値）が決定される。工程９０５にて、受信アンテナ５０１によって、混成データ信号が複数の時間−周波数シンボル位置の各々上で受信される。各時間−周波数シンボル位置上において、混成データ信号は第１の送信アンテナから送信されたデータシンボルと、第２の送信アンテナから送信されたデータシンボルとの総和を含む、受信器を含む。最後に、工程９０７にて、ＰＲＡＳチャネル推定値および受信した混成データ信号に基づき、復調器５０９によって混成データ信号が検出される。次いで、復調済みの出力は、推定した第１および第２の伝搬チャネルおよびスクランブル・シーケンスに基づき、送信ビットストリームを回復するために、随意では復号器５１１へ送信される。

より詳細には、図９の受信器は、工程９０１にて、第１の送信アンテナの第１の伝播チャネルの推定と、第２の送信アンテナの第２の伝播チャネルの推定とを行う。工程９０３にて、受信器は、第２のアンテナに対するスクランブル・シーケンスを取得し、工程９０９にて、ＰＲＡＳチャネルが決定される。工程９０５にて、受信器は、複数の時間−周波数シンボル位置の各々上で混成データ信号を受信する。ここで、各時間−周波数シンボル位置上において、混成データ信号は第１の送信アンテナから送信されたデータシンボルと、第２の送信アンテナから送信されたデータシンボルとの総和を含む、受信器を含む。最後に工程９０７にて、受信器は、推定された第１の伝搬チャネルおよび第２の伝搬チャネル、ならびにスクランブル・シーケンスに基づき、混成データ信号を検出する。

特定の実施形態に関して本発明を詳細に示し、記載しているが、本発明の精神および範囲から逸脱することなく、形態および詳細において本発明に様々な変更が行われ得ることが当業者には理解される。一部の例には、次に限定しないが、次が含まれる。

・上述の技術は、ダウンリンク、アップリンク、ピアツーピアリンクなど様々な型のリンクに用いることが可能である。また、上述の技術は、時間や周波数を通じてスクランブル・シーケンスを変化させることが可能である。

・スクランブル符号要素の値がデータシンボル毎に変化する必要はない。例えば、スクランブル符号の値は２つのサブキャリアを通じて一定のままであり、次いで次の２つのサブキャリアについて変化する。この例は、スクランブル符号値のステップをデータシンボル毎に１回というより遅くすることによって、実現することができる。

・ＰＲＡＳが割当において適用されるとき、その割当の全てのシンボルにＰＲＡＳを適用することによって最大のダイバーシチ効果が得られる。しかしながら、割当のすべてのシンボルに適用される必要はない。例えば、割当の一部のサブキャリアにＰＲＡＳを適用し、割当の他のサブキャリアにＰＲＡＳを適用しないことによっても、依然として充分な利益を得ることができる（特に割当が多数のサブキャリアを含む場合）。基本的に、特定の時間−周波数シンボル位置にＰＲＡＳを適用しないことは、その時間−周波数シンボル位置の各アンテナ上に同じ値（例えば、値１）を有するスクランブル符号を用いることと等しい。

・図４では、スクランブラを含まないアンテナパスがスクランブラを含むことが可能である。ＰＲＡＳダイバーシチ効果は、特定のアンテナにおけるデータのスクランブルが別のアンテナにおけるのとは異なることに基づいており、特定のアンテナにおけるスクランブルの特定の値にではない。したがって、スクランブラは一般にアンテナ毎に含められる。図４に示すように、アンテナパスのうちの１つからスクランブラを省くことは、実装を単純化し、また、そのアンテナに全ての値を１としてスクランブル・シーケンスを適用することと等しい。

・送信アンテナの数が２より大きいとき、一部のアンテナは随意ではグループにまとめられ、上述の技術の観点から１つのアンテナとして処理される。例えば、本来では４つの送信アンテナをサポートするように設計されているシステムにおける５つのアンテナを備えた送信器が、最大で４つのアンテナ特異的な直交のパイロットストリームをサポートすることを考える。アンテナ１〜４は上述のような技術を利用することが可能であり、アンテナ５は、アンテナ５でアンテナ４のスクランブル符号と同じスクランブル符号を利用することと、アンテナ４と同じパイロットシンボル値およびパイロットシンボル位置を使用することとによって、アンテナ４とグループ化される。この構成では、アンテナ４およびアンテナ５は上述の技術の観点から１つのアンテナになる。

・ＭＩＭＯ（Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｉｎｐｕｔ−Ｍｕｌｔｉｐｌｅ−Ｏｕｔｐｕｔ）伝送技術を利用する通信システムでは、各リソースブロックにおいて、各アンテナへ別個のデータストリームが渡される場合がある。この場合、異なるスクランブル・シーケンスを各ストリームに適用することが可能であり、これによって、それ自身のＰＲＡＳチャネルを有する各ストリームが生じる。次いで、ＭＩＭＯ受信器は、各データストリームに対し異なるＰＲＡＳチャネルを用い、送信されたシンボルを検出する。加えて、１つの移動体に対する１つのデータストリームに対し複数のスクランブル・シーケンスを用いて、空間−時間符号化技術をＰＲＡＳと組み合わせることの可能な複数のＰＲＡＳチャネルを生成することが可能である。

以上の変更も添付の特許請求の範囲内にあることが意図される。

Claims (9)

1. 同じリソースブロック（ＲＢ）・ベースの伝送スキームを用いて周波数選択伝送および周波数ダイバーシチ伝送をサポートするための方法であって、
   少なくとも第１のＲＢに第１のデータの組を割り当てる工程であって、第１のＲＢは第１の所定のフォーマットを有する該工程と、
   少なくとも第２のＲＢに第２のデータの組を割り当てる工程であって、第２のＲＢは前記第１のＲＢと同一の所定のフォーマットを有する該工程と、
   第１のＲＢの第１のデータの組の少なくとも一部に擬似ランダムでアンテナ特異的なスクランブル（ＰＲＡＳ）を適用し、２つ以上の送信アンテナパスからの送信用の第１のＰＲＡＳ ＲＢを提供する工程と、
   前記２つ以上の送信アンテナパスから第１のＰＲＡＳ ＲＢおよび第２のＲＢを送信し、１つ以上のターゲット受信器へデータを提供する工程とを含み、
   第１のＰＲＡＳ ＲＢおよび第２のＲＢは、周波数において隣接しており、
   前記周波数ダイバーシチ伝送を行うユーザにＰＲＡＳ ＲＢを適用し、前記周波数選択伝送を行うユーザにＰＲＡＳ ＲＢを適用しない、方法。
2. ＰＲＡＳ ＲＢ送信のターゲット受信器は、ＰＲＡＳ ＲＢに対しＰＲＡＳが適用されていることと、前記送信には前記２つ以上のアンテナパスが含まれることとを認識している
   請求項１に記載の方法。
3. ＰＲＡＳが好適である１つ以上のターゲット受信器と、ＰＲＡＳが好適でない別のターゲット受信器とを決定する工程とをさらに備え、第１のＰＲＡＳ ＲＢは、ＰＲＡＳが好適である前記１つ以上のターゲット受信器へ送信される
   請求項１に記載の方法。
4. 少なくとも第１のＲＢに第３のデータの組を割り当てる工程と、
   第３のデータの組の少なくとも一部に擬似ランダムでアンテナ特異的なスクランブル（ＰＲＡＳ）を適用し、２つ以上の送信アンテナパスからの送信用の第３のＰＲＡＳ ＲＢを提供する工程と、
   前記２つ以上のアンテナパスから第３のＰＲＡＳ ＲＢを送信し、１つ以上の前記ターゲット受信器へ追加のデータを提供する工程とをさらに含み、
   第３のＰＲＡＳ ＲＢの送信は第１のＰＲＡＳ ＲＢの送信と同時である
   請求項１に記載の方法。
5. 第１の所定のＲＢフォーマットは複数のサブキャリアを含む、請求項１に記載の方法。
6. 第１のＲＢの第１のデータの組の少なくとも一部にＰＲＡＳを適用することによって、第１のＰＲＡＳ ＲＢの２つ以上のサブキャリア間に関連のない送信重みが生じる
   請求項１に記載の方法。
7. 送信より前に、第２のＲＢにビーム形成重みを適用する工程をさらに含み、
   ビーム形成重みは、第２のＲＢの２つ以上のサブキャリア間に高い関連を有する
   請求項１に記載の方法。
8. 請求項１に記載の方法により伝送されたデータを受信するための方法であって、
   第１の送信アンテナの第１の伝搬チャネルの推定を行う工程と、
   第２の送信アンテナの第２の伝搬チャネルの推定を行う工程と、
   第２のアンテナのスクランブル・シーケンスを取得する工程と、
   複数の時間−周波数シンボル位置の各々上で混成データ信号を受信する工程であって、各時間−周波数シンボル位置上において、混成データ信号は第１の送信アンテナから送信されたデータシンボルと、第２の送信アンテナからスクランブルされ送信されたデータシンボルとの総和を含む該工程と、
   推定された第１の伝搬チャネルおよび第２の伝搬チャネル、ならびに前記スクランブル・シーケンスに基づき、混成データ信号の復号を行う工程と、からなる方法。
9. 請求項１に記載の方法により伝送されたデータの受信器であって、
   第１の送信アンテナの第１の伝搬チャネルの推定と、第２の送信アンテナの第２の伝搬チャネルの推定とを行うチャネル推定器と、
   複数の時間−周波数シンボル位置の各々上で混成データ信号を受信する受信アンテナであって、各時間−周波数シンボル位置上において、混成データ信号は第１の送信アンテナから送信されたデータシンボルと、第２の送信アンテナから送信されたスクランブルされたデータシンボルとの総和を含む該受信アンテナと、
   推定された第１の伝搬チャネルおよび第２の伝搬チャネル、ならびにスクランブル・シーケンスに基づき、混成データ信号の復号を行う復号器と、を備える受信器。