JP2008544650A

JP2008544650A - サブバンド多重化を適用するｍｉｍｏ（多数入力多数出力）システムにおけるパイロットおよびデータ伝送

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Publication number: JP2008544650A
Application number: JP2008516974A
Authority: JP
Inventors: パランキ、ラビ; クハンデカー、アーモド; スティボング、アラク
Original assignee: Qualcomm Inc
Current assignee: Qualcomm Inc
Priority date: 2005-06-16
Filing date: 2006-06-09
Publication date: 2008-12-04
Anticipated expiration: 2026-06-09
Also published as: JP4723640B2; JP2011097605A; WO2006138206A1; KR20090117964A; IL188125A0; JP2015029312A; KR20080016966A; KR100947799B1; SG165376A1; AU2011201039B2; JP5996594B2; AU2011201039A1; CN101243667B; CN101243667A; JP2011091839A; AU2006259598A1; KR100997622B1; US20070014272A1; CN102055507A; MY143641A

Abstract

インタリーブドＦＤＭＡ（ＩＦＤＭＡ）または局所化されたＦＤＭＡを利用する単一搬送波周波数分割多元接続（ＳＣ−ＦＤＭＡ）システムにおいて多数の送信機は、時分割多重化（ＴＤＭ）、符号分割多重化（ＣＤＭ）、インタリーブド周波数分割多重化（ＩＦＤＭ）、または局所化周波数分割多重化（ＬＦＤＭＡ）を使用してこれらのパイロットを送信できる。そのとき、これらの送信機からのパイロットは、互いに直交している。受信機は、送信機によって送られたパイロットに関して相補的デマルチプレクシング（非多重化）を実行する。受信機は、ＭＭＳＥ技法または最小二乗技法を使用して各送信機に関するチャネル推定値を導き出し得る。受信機は、多数の送信機によって同じ時間・周波数ブロック上で送られたオーバーラップするデータ伝送を受信する可能性があり、これらのデータ伝送を分離するために空間フィルタマトリックスによって受信機空間処理を実行できる。受信機は、送信機に関するチャネル推定値に基づいて、またゼロ強制、ＭＭＳＥ、または最大比合成技法を使用して空間フィルタマトリックスを導出し得る。

Description

関連技術

（米国特許法第１１９の下での優先権の主張）

本特許出願は、本譲受人に譲渡され、ここに引例によって明白に組み込まれている、２００５年６月１６日に出願された「準直交単一搬送波周波数分割多元接続システムにおけるパイロットおよびデータ伝送（PILOT AND DATA TRANSMISSION IN A QUASI-ORTHOGONAL SINGLE-CARRIER FREQUENCY DIVISION MULTIPLE ACCESS SYSTEM）」と題する仮出願第６０／６９１，７０１号と、２００５年７月２２日に出願された「準直交単一搬送波周波数分割多元接続システムにおけるパイロットおよびデータ伝送（PILOT AND DATA TRANSMISSION IN A QUASI-ORTHOGONAL SINGLE-CARRIER FREQUENCY DIVISION MULTIPLE ACCESS SYSTEM）」と題する仮出願通番第６０／７０２，０３３号と、２００５年８月２２日に出願された「準直交単一搬送波周波数分割多元接続システムにおけるパイロットおよびデータ伝送（PILOT AND DATA TRANSMISSION IN A QUASI-ORTHOGONAL SINGLE-CARRIER FREQUENCY DIVISION MULTIPLE ACCESS SYSTEM）」と題する仮出願通番第６０／７１０，３６６号と、に対する優先権を主張する。

本開示は、一般的には通信に関し、より特定的には無線通信システムにおけるパイロットおよびデータ伝送に関する。

多元接続システムは、順方向および逆方向リンク上の多数の端末と同時に通信する。順方向リンク（またはダウンリンク）は基地局から端末への通信リンクを指し、逆方向リンク（またはアップリンク）は端末から基地局への通信リンクを指す。多数の端末は同時に、逆方向リンク上でデータを送信し、および／または順方向リンク上でデータを受信し得る。これはしばしば、時間、周波数および／または符号領域において互いに直交するように各リンク上で多数のデータ伝送を多重化することによって達成される。多数のデータ伝送間の完全な直交性は、典型的にはチャネル状況、受信機不完全性などといった種々の要因のために大抵の場合に達成されない。それにもかかわらず直交多重化は、各端末のデータ伝送が他の端末のデータ伝送と干渉するのを最小限にすることを保証する。

如何なる所定の瞬間にも多元接続システムと通信できる端末の数は典型的には、データ伝送のために利用可能な情報チャネルの数によって限定され、次に利用可能なシステム資源によって限定される。例えば情報チャネルの数は、符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）システムにおいて利用可能な直交符号系列の数、周波数分割多元接続（ＦＤＭＡ）システムにおいて利用可能な周波数サブバンドの数、時分割多元接続（ＴＤＭＡ）システムにおいて利用可能なタイムスロットの数などによって決定され得る。多くの場合、システム容量を改善するために、より多くの端末が同時にシステムと通信することを可能にすることが望ましい。

したがって従来技術には、多元接続システムにおいて、より多くの端末のために同時伝送をサポートするための技法の必要が存在する。

発明の概要

ここでは、単一搬送波周波数分割多元接続（ＳＣ−ＦＤＭＡ）システムにおける端末のために同時伝送をサポートするパイロット伝送、チャネル推定および空間処理技法が説明される。ＳＣ−ＦＤＭＡシステムは、（１）周波数帯域またはシステム帯域幅に亘って分散されたサブバンド上でデータとパイロットとを伝送するためにインタリーブドＦＤＭＡ（ＩＦＤＭＡ）、または（２）隣接サブバンドのグループ上でデータとパイロットとを伝送するために局所化ＦＤＭＡ（ＬＦＤＭＡ）システム、または（３）隣接サブバンドの多数のグループ上でデータとパイロットとを伝送するために拡張ＦＤＭＡ（ＥＦＤＭＡ）を利用し得る。ＩＦＤＭＡは分散ＦＤＭＡとも呼ばれ、ＬＦＤＭＡは狭帯域ＦＤＭＡ、古典的ＦＤＭＡおよびＦＤＭＡとも呼ばれる。

パイロット伝送のために多数の送信機は、以下に説明されるような時分割多重化（ＴＤＭ）、符号分割多重化（ＣＤＭ）、インタリーブド周波数分割多重化（ＩＦＤＭ）、または局所化周波数分割多重化（ＬＦＤＭ）を使用してこれらのパイロットを送信できる。このとき、これらの送信機からのパイロットは、互いに直交しており、このことは受信機が各送信機に関するより高品質のチャネル推定を導き出すのを可能にする。

チャネル推定のために受信機は、ＴＤＭ、ＣＤＭ、ＩＦＤＭまたはＬＦＤＭを用いて送信機によって送られたパイロットのために相補的デマルチプレクシング（ｄｅｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）（非多重化）を実行する。受信機は、例えば最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）技法、最小二乗（ＬＳ）技法または何か他のチャネル推定技法を使用して各送信機に関するチャネル推定値を導出し得る。受信機はまた、改善されたチャネル推定値を得るためにフィルタリング（濾波）、閾値設定、打切り、および／またはタップ選択を実行し得る。

受信機はまた、同じ時間・周波数ブロック上で送信機から受信されたデータ伝送に関して受信機空間処理を実行する。受信機は、送信機に関するチャネル推定値に基づいて、また例えばゼロ強制（ｚｅｒｏ−ｆｏｒｃｉｎｇ）（ＺＦ）技法、ＭＭＳＥ技法または最大比合成（ＭＲＣ）技法を使用して空間フィルタマトリックスを導出し得る。

本発明の種々の観点および実施形態は、下記に更に詳細に説明される。

本発明の特徴と性質は、同様の参照符号が全体を通して対応するように識別する図面に関連付けて考慮されるときに、下記の詳細説明から、より明らかになるであろう。

用語「例示的」は、ここでは「例、事例または実例として役立つこと」を意味するために使用される。「例示的」としてここで説明される如何なる実施形態または設計も、必ずしも他の実施形態または設計よりも好適または有利であると解釈されるべきではない。

ここで説明されるパイロット伝送、チャネル推定および空間処理の技法は、種々の通信システムのために使用され得る。例えばこれらの技法は、ＩＦＤＭＡ、ＬＦＤＭＡまたはＥＦＤＭＡを利用するＳＣ−ＦＤＭＡシステム、直交周波数分割多重化（ＯＦＤＭ）を利用する直交周波数分割多元接続（ＯＦＤＭＡ）システム、他のＦＤＭＡシステム、他のＯＦＤＭベースのシステムなどのために使用可能である。変調シンボルは、ＩＦＤＭＡ、ＬＦＤＭＡおよびＥＦＤＭＡを用いて時間領域で、またＯＦＤＭを用いて周波数領域で送られる。一般にこれらの技法は、順方向および逆方向リンクに関して１つ以上の多重化方式を利用するシステムのために使用され得る。例えばシステムは、（１）順方向および逆方向リンク両者に関してＳＣ−ＦＤＭＡ（例えばＩＦＤＭＡ、ＬＦＤＭＡまたはＥＦＤＭＡ）、（２）一方のリンクに関して１つのバージョンのＳＣ−ＦＤＭＡ（例えばＬＦＤＭＡ）、他方のリンクに関して別のバージョンのＳＣ−ＦＤＭＡ（例えばＩＦＤＭＡ）、（３）順方向および逆方向リンク両者に関してＭＣ−ＦＤＭＡ、（４）一方のリンク（例えば逆方向リンク）に関してＳＣ−ＦＤＭＡ、他方のリンク（例えば順方向リンク）に関してＭＣ−ＦＤＭＡ（例えばＯＦＤＭＡ）、または（５）多重化方式の他の何らかの組合せを利用する。ＳＣ−ＦＤＭＡ、ＯＦＤＭＡ、その他の何らかの多重化方式、またはこれらの組合せは、所望の性能を達成するために各リンクで使用され得る。例えばＳＣ−ＦＤＭＡとＯＦＤＭＡは１つの所定のリンクのために使用可能であって、ある幾つかのサブバンドではＳＣ−ＦＤＭＡが使用され、他のサブバンドではＯＦＤＭＡが使用される。より低いＰＡＰＲを達成し、端末に関する電力増幅器要件を緩和するために逆方向リンク上ではＳＣ−ＦＤＭＡを使用することが望ましい可能性がある。より高いシステム容量を潜在的に達成するために順方向リンク上ではＯＦＤＭＡを使用することが望ましい可能性がある。

ここで説明される技法は、ダウンリンクとアップリンクのために使用され得る。これらの技法はまた、（１）所定のセルまたはセクタ内のすべてのユーザが時間、周波数および／または符号において直交する直交多元接続システムと、（２）同じセルまたはセクタ内の多数のユーザが同じ時間に同じ周波数で同時に送信し得る準直交多元接続システムと、のためにも使用可能である。明瞭のために下記の説明の多くは、Ｑ−ＦＤＭＡシステムとも呼ばれる準直交ＳＣ−ＦＤＭＡシステムに関している。Ｑ−ＦＤＭＡシステムは、多数のユーザのために同時伝送をサポートするために空間的に異なる点に配置された多数のアンテナを使用する空間分割多元接続（ＳＤＭＡ）をサポートする。

図１は、多数（Ｍ）の送信機１１０ａ〜１１０ｍと１つの受信機１５０とを有するＱ−ＦＤＭＡシステム１００を示す。簡単にするため、各送信機１１０は単一アンテナ１３４を装備しており、受信機１５０は多数（Ｒ）のアンテナ１５２ａ〜１５２ｒを装備している。順方向リンクに関しては、各送信機１１０は基地局の一部である可能性があり、受信機１５０は端末の一部であり得る。逆方向リンクに関しては、各送信機１１０は端末の一部である可能性があり、受信機１５０は基地局の一部であり得る。基地局は一般に固定された局であり、また基地トランシーバシステム（ＢＴＳ）、アクセスポイントまたは他の何らかの用語で呼ばれ得る。端末は固定され得るか移動可能であって、無線装置、セルラー電話、パーソナルデジタルアシスタント（ＰＤＡ）、無線モデムカードなどであり得る。

各送信機１１０では、送信（ＴＸ）データおよびパイロットプロセッサ１２０は、トラヒックデータを符号化、インタリーブ、そしてシンボルマップし、またトラヒックデータのための変調シンボルであるデータシンボルを生成する。変調シンボルは、信号点配置における１点に関する、例えばＭ−ＰＳＫまたはＭ−ＱＡＭに関する複素値である。プロセッサ１２０はまた、パイロットのための変調シンボルであるパイロットシンボルを生成する。ＳＣ−ＦＤＭＡ変調器１３０は、データシンボルとパイロットシンボルとを多重化し、ＳＣ−ＦＤＭＡ変調を実行し（例えばＩＦＤＭＡ、ＬＦＤＭＡまたはＥＦＤＭＡのために）、ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを生成する。ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルは、ＩＦＤＭＡシンボルまたはＬＦＤＭＡシンボルまたはＥＦＤＭＡシンボルであり得る。データＳＣ−ＦＤＭＡシンボルはトラヒックデータのためのＳＣ−ＦＤＭＡシンボルであり、パイロットＳＣ−ＦＤＭＡシンボルはパイロットのためのＳＣ−ＦＤＭＡシンボルである。送信機ユニット（ＴＭＴＲ）１３２は、ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを処理（例えばアナログに変換、増幅、フィルタリング（濾波）、周波数アップコンバート）して、アンテナ１３４を介して送信される無線周波数（ＲＦ）変調信号を生成する。

受信機１５０では、Ｒアンテナ１５２ａ〜１５２ｒは、送信機１１０ａ〜１１０ｍからＲＦ変調信号を受信し、各アンテナは受信された信号を関連受信機ユニット（ＲＣＶＲ）１５４に供給する。各受信機ユニット１５４は、これの受信信号を調整（例えばフィルタリング（濾波）、増幅、周波数ダウンコンバートおよびディジタル化）して、入力サンプルを受信（ＲＸ）空間プロセッサ１６０に提供する。ＲＸ空間プロセッサ１６０は、各送信機から受信されたパイロットに基づいて各送信機１１０とＲアンテナとの間のチャネル応答を推定する。ＲＸ空間プロセッサ１６０はまた、これらの送信機によって送られたデータシンボルを分割するために多数の送信機によって使用される各サブバンドに関して受信機空間処理を実行する。ＲＸ空間プロセッサ１６０は更に、各送信機に関して受信されたＳＣ−ＦＤＭＡシンボルをデマルチプレックス（ｄｅｍｕｌｔｉｐｌｅｘ）（非多重化）する。ＳＣ−ＦＤＭＡ復調器（Ｄｅｍｏｄ）１７０は、各送信機に関して検出されたＳＣ−ＦＤＭＡシンボルにＳＣ−ＦＤＭＡ復調を実行し、この送信機に関するデータシンボル推定値を提供する。ＲＸデータプロセッサ１７２は、各送信機に関するデータシンボル推定値をシンボルデマップ（ｄｅｍａｐ）、デインタリーブ（ｄｅｉｎｔｅｒｌｅａｖｅ）、そして復号し、この送信機に関する復号データを提供する。一般に受信機１５０による処理は、送信機１１０ａ〜１１０ｍによる処理に対して相補的である。

コントローラ１４０ａ〜１４０ｍとコントローラ１８０は、送信機１１０ａ〜１１０ｍと受信機１５０それぞれにおける種々の処理ユニットの動作を指図する。メモリ１４２ａ〜１４２ｍとメモリ１８２は、送信機１１０ａ〜１１０ｍと受信機１５０それぞれのためのプログラムコードとデータとを記憶する。

システム１００は、伝送のためにＩＦＤＭＡ、ＬＦＤＭＡまたはＥＦＤＭＡを利用できる。ＩＦＤＭＡ、ＬＦＤＭＡおよびＥＦＤＭＡのためのサブバンド構造とシンボル生成は、下記に説明される。

図２Ａは、ＩＦＤＭＡのための例示的サブバンド構造２００を示す。ＢＷＭＨｚの全システム帯域幅は、１〜Ｋのインデックスを与えられた多数（Ｋ）の直交サブバンドに分割される。ここでＫは任意の整数値であり得る。例えばＫは、時間領域と周波数領域との間の変換を単純化し得る２の累乗（例えば６４、１２８、２５６、５１２、１０２４など）に等しい可能性がある。隣接サブバンド間の間隔は、ＢＷ／ＫＭＨｚである。簡単にするため、下記の説明は、Ｋ個すべての全サブバンドが伝送のために使用可能であると仮定している。サブバンド構造２００に関してＫ個のサブバンドは、Ｓ個のディスジョイント（ばらばら）の、またはオーバーラップしないインタレースに配置される。Ｓ個のインタレースは、Ｋ個のサブバンドの各々が唯１つのインタレースに属するという点でディスジョイント（ばらばら）である。一実施形態では各インタレースはＫ個の全サブバンドに亘って均一に分散されたＮ個のサブバンドを含み、またインタレース内の連続するサブバンドはＳ個のサブバンドだけ間隔をあけて配置される。ここでＫ＝Ｓ・Ｎである。この実施形態に関してインタレースｕは、サブバンドｕ，Ｓ＋ｕ，２Ｓ＋ｕ，・・・，（Ｎ−１）・Ｓ＋ｕを含む。ここで

である。インデックスｕは、インタレースインデックスであり、更にこのインタレース内の第１のサブバンドを示すサブバンドオフセットでもある。一般にサブバンド構造は、任意の数のインタレースを含むことができ、各インタレースは任意の数のサブバンドを含むことができ、これらのインタレースは同じ数または異なる数のサブバンドを含むことができる。更にＮはＫの整数除数であってもなくてもよく、Ｎ個のサブバンドはＫ個の全サブバンドに亘って均一に分散されてもよく、不均一に分散されてもよい。

図２Ｂは、ＬＦＤＭＡのための例示的サブバンド構造２１０を示す。サブバンド構造２１０に関してＫ個の全サブバンドは、Ｓ個のオーバーラップしないグループに配置される。一実施形態では各グループは、互いに隣接するＮ個のサブバンドを含み、グループｖはサブバンド（ｖ−１）・Ｎ＋１〜ｖ・Ｎを含む。ここでｖはグループインデックスであり、

である。サブバンド構造２１０に関するＮとＳは、サブバンド構造２００に関するＮやＳと同じであることも異なることもあり得る。一般にサブバンド構造は、任意数のグループを含むことができ、各グループは任意数のサブバンドを含むことができ、グループは同じまたは異なる数のサブバンドを含むことができる。

図２Ｃは、ＥＦＤＭＡのための例示的サブバンド構造２２０を示す。サブバンド構造２２０に関してＫ個の全サブバンドは、Ｓ個のオーバーラップしないセットに配置され、各セットはサブバンドのＧ個のグループを含む。一実施形態ではＫ個の全サブバンドは、次のようにＳ個のセットに分散される。Ｋ個の全サブバンドは先ず、各周波数範囲がＫ’＝Ｋ／Ｇ個の連続するサブバンドを含む多数の周波数範囲に分割される。各周波数範囲は更に、各グループがＶ個の連続するサブバンドを含むＳ個のグループに分割される。各周波数範囲に関して第１のＶサブバンドはセット１に割り当てられ、次のＶサブバンドはセット２に割り当てられ、以下同様であって、最後のＶサブバンドはセットＳに割り当てられる。ｓ＝１，・・・，Ｓとしてセットｓは、（ｓ−１）・Ｖ≦ｋｍｏｄｕｌｏ（Ｋ／Ｇ）＜ｓ・Ｖを満足するインデックスｋを有するサブバンドを含む。各セットはＶ個の連続するサブバンドのＧグループ、あるいはＮ＝Ｇ・Ｖ個のサブバンドの合計を含む。一般にサブバンド構造は、任意数のセットを含むことができ、各セットは任意数のグループと任意数のサブバンドとを含むことができ、セットは同じ数または異なる数のサブバンドを含むことができる。各セットに関してグループは同じまたは異なる数のサブバンドを含むことができ、またシステム帯域幅に亘って均一に、または不均一に分散され得る。

ＳＣ−ＦＤＭＡシステムはまた、ＩＦＤＭＡ、ＬＦＤＭＡおよび／またはＥＦＤＭＡの組合せを利用することもできる。一実施形態では各サブバンドグループのために多数のインタレースが形成される可能性があり、各インタレースは伝送のために一人以上のユーザに割り当てられ得る。例えば各サブバンドグループのために２つのインタレースが形成されることができ、第１のインタレースは偶数番号のインデックスを有するサブバンドを含むことができ、第２のインタレースは奇数番号のインデックスを有するサブバンドを含み得る。別の実施形態では各インタレースのために多数のサブバンドグループが形成されることが可能で、各サブバンドグループは伝送のために一人以上のユーザに割り当てられ得る。例えば各インタレースのために２つのサブバンドグループが形成されることができ、第１のサブバンドグループはインタレース内の下位のサブバンドを含むことができ、第２のサブバンドグループはインタレース内の上位のサブバンドを含み得る。ＩＦＤＭＡ、ＬＦＤＭＡ、ＥＦＤＭＡおよびこれらの組合せは、異なるバージョンのＳＣ−ＦＤＭＡと考えることができる。ＳＣ−ＦＤＭＡの各バージョンに関して多数のユーザは、サブバンドセットを多数のサブセットに分割してパイロット伝送のためにそれぞれのサブセットを各ユーザに割り当てることによって所定のサブバンドセット（例えばインタレースまたはサブバンドグループ）上で直交するパイロットを送信することができる。

図３Ａは、１つのインタレースのためのＩＦＤＭＡシンボル、または１つのサブバンドグループのためのＬＦＤＭＡシンボル、または１つのサブバンドセットのためのＥＦＤＭＡシンボルの生成を示す。インタレース、サブバンドグループまたはサブバンドセット上で１シンボル周期に送信されるべきＮ個の変調シンボルの元の系列は、｛ｄ_１，ｄ_２，ｄ_３，・・・，ｄ_Ｎ｝として示されている（ブロック３１０）。元の系列は、Ｎ個の周波数領域値の１系列を得るためにＮポイント離散フーリエ変換（ＤＦＴ）によって周波数領域に変換される（ブロック３１２）。Ｎ個の周波数領域値は、伝送のために使用されるＮ個のサブバンドにマップされ、またＫ−Ｎ個のゼロ値はＫ個の値の１系列を生成するために残りのＫ−Ｎ個のサブバンドにマップされる（ブロック３１４）。伝送のために使用されるＮ個のサブバンドは、ＬＦＤＭＡのためには隣接サブバンドの１グループ内に在り（図３Ａに示されているように）、ＩＦＤＭＡのためにはＫ個の全サブバンドに亘って分散されたサブバンドを有する１インタレース内に在り（図３Ａには図示されず）、ＥＦＤＭＡのためにはサブバンドの多数のグループの１セット内に在る（これも図３Ａには図示されず）。その後Ｋ個の値の系列は、Ｋ個の時間領域出力サンプルの１系列を得るために、Ｋポイント逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）によって時間領域に変換される（ブロック３１６）。

この系列の最後のＣ出力サンプルは、Ｋ＋Ｃ個の出力サンプルを含むＩＦＤＭＡ、ＬＦＤＭＡ、またはＥＦＤＭＡシンボルを形成するためにこの系列の最初の部分にコピーされる（ブロック３１８）。Ｃ個のコピーされた出力サンプルは、しばしばサイクリックプレフィックス（巡回接頭辞）またはガードインターバル（保護間隔）と呼ばれ、Ｃはサイクリックプレフィックス長である。サイクリックプレフィックスは、システム帯域幅に亘って変化する周波数応答である周波数選択性フェージングによって引き起こされるシンボル間干渉（ＩＳＩ）と戦うために使用される。

図３Ｂは、ＮがＫの整数除数であってＮ個のサブバンドがＫ個の全サブバンドに亘って均一に分散されている場合の１インタレースのためのＩＦＤＭＡシンボルの生成を示す。インタレースｕ内のＮ個のサブバンド上で１シンボル周期に送信されるべきＮ個の変調シンボルの元の系列は、｛ｄ_１，ｄ_２，ｄ_３，・・・，ｄ_Ｎ｝として示されている（ブロック３５０）。元の系列は、Ｋ個の変調シンボルの拡張された系列を得るためにＳ回、複製される（ブロック３５２）。Ｎ個の変調シンボルは、時間領域において送られ、周波数領域においてまとめてＮ個のサブバンドを占める。元の系列のＳ個のコピーは、隣接する占められたサブバンドを分離するゼロパワー（ｚｅｒｏｐｏｗｅｒ）のＳ−１個のサブバンドによってＳ個のサブバンドだけ間隔をあけて配置されたＮ個の占められたサブバンドという結果をもたらす。拡張された系列は、図２Ａにおいてインタレース１を占める櫛状周波数スペクトルを有する。

拡張された系列は、Ｋ個の出力サンプルの周波数変換系列を得るためにフェーズランプ（位相傾斜）を乗算される（ブロック３５４）。周波数変換系列内の各出力サンプルは、下記のように生成され得る。

ただしｎ＝１，・・・，Ｋ
ここでｄ_ｎは拡張系列内のｎ番目の変調シンボルであり、ｘ_ｎは周波数変換系列内のｎ番目の出力サンプルであり、ｕはインタレース内の第１のサブバンドのインデックスである。時間領域内のフェーズランプｅ^{−ｊ２π・（ｎ−１）・（ｕ−１）／Ｋ}との乗算は、周波数変換系列が周波数領域内のインタレースｕを占めるように、拡張系列の櫛状周波数スペクトルを周波数的に上方に移行させる。周波数変換系列の最後のＣ個の出力サンプルは、Ｋ＋Ｃ個の出力サンプルを含むＩＦＤＭＡシンボルを形成するために周波数変換系列の最初の部分にコピーされる（ブロック３５６）。

ＩＦＤＭＡシンボルは、時間領域において周期的であり（フェーズランプを除いて）、したがって、サブバンドｕから始まるＮ個の等間隔のサブバンドを占める。Ｓ個のＩＦＤＭＡシンボルは、Ｓ個の異なるサブバンドオフセットによって生成され得る。これらＳ個のＩＦＤＭＡシンボルは異なるインタレースを占め、したがって互いに直交するであろう。

図３Ａに示された処理は、ＮおよびＫの如何なる値に関してもＩＦＤＭＡ、ＬＦＤＭＡおよびＥＦＤＭＡシンボルを生成するために使用され得る。図３Ｂに示された処理は、ＮがＫの整数除数であってＮ個のサブバンドがＫ個全サブバンドに亘って均一に分散されている場合にＩＦＤＭＡシンボルを生成するために使用され得る。図３ＢにおけるＩＦＤＭＡシンボル生成は、ＤＦＴもＩＤＦＴも必要とせず、したがって好適であり得る。図３Ａは、ＮがＫの整数除数でない場合、またはＮ個のサブバンドがＫ個のサブバンドに亘って不均一に分散されている場合にＩＦＤＭＡシンボルを生成するために使用され得る。ＩＦＤＭＡ、ＬＦＤＭＡおよびＥＦＤＭＡシンボルは、他の方法でも生成され得る。

ＳＣ−ＦＤＭＡシンボル（ＩＦＤＭＡ、ＬＦＤＭＡまたはＥＦＤＭＡシンボルであり得る）のＫ＋Ｃ個の出力サンプルは、１サンプル周期ごとに１出力サンプルで、Ｋ＋Ｃサンプル周期に送信される。ＳＣ−ＦＤＭＡシンボル周期（または単にシンボル周期）は、１つのＳＣ−ＦＤＭＡシンボルの持続時間であって、Ｋ＋Ｃサンプル周期に等しい。サンプル周期はまた、チップ周期とも呼ばれる。

一般的にここで使用されているように、１サブバンドセットは、ＩＦＤＭＡのための１インタレース、またはＬＦＤＭＡのための１サブバンドグループ、またはＥＦＤＭＡのための多数のサブバンドグループの１セットであり得るサブバンドの１セットである。逆方向リンクに関してＳ人のユーザは、Ｓ個のサブバンドセット（例えばＳ個のインタレースまたはＳ個のサブバンドグループ）上で互いに干渉することなく、基地局にデータとパイロットとを同時に送信し得る。多数のユーザはまた、所定のサブバンドセットを共用でき、また基地局はこのサブバンドセット上で干渉する伝送を分離するために受信機空間処理を使用し得る。順方向リンクに関して基地局は、干渉なしにＳ人のユーザにＳ個のサブバンドセット上でデータとパイロットとを同時に送信し得る。

図４は、順方向および／または逆方向リンクのために使用できる周波数ホッピング（ＦＨ）方式４００を示す。周波数ホッピングは、周波数ダイバーシティと他のセルまたはセクタからの干渉のランダム化とを提供することができる。周波数ホッピングによってユーザは、もしあればどのサブバンドセット（単数または複数）が各タイムスロットで使用されるべきかを示すホップパターンに関連する情報チャネルを割り当てられ得る。ホップパターンはＦＨパターンまたは系列とも呼ばれ、タイムスロットはホップ周期とも呼ばれる。タイムスロットは、所定のサブバンドセット上で費やされる時間の量であり、典型的には多数のシンボル周期にまたがる。ホップパターンは異なるタイムスロット内の異なるサブバンドセットを擬似ランダムに選択できる。周波数ダイバーシティは、ある数のタイムスロットに亘るＳ個のサブバンドセットのすべてまたは多くを選択することによって達成される。

一実施形態では、１リンクごとに１つのチャネルセットが定義される。各チャネルセットは、任意の所定のタイムスロット内の同じサブバンドセットに２つの情報チャネルがマップされないように、互いに直交するＳ個の情報チャネルを含む。これは、同じチャネルセット内の情報チャネルに割り当てられたユーザ間のセル／セクタ内干渉を防止する。各情報チャネルは、この情報チャネルのためのホップパターンに基づいて時間・周波数ブロックのある特定の１系列にマップされる。時間・周波数ブロックは、ある特定のタイムスロットにおけるある特定の１セットのサブバンドである。この実施形態に関して最大Ｓ人のユーザは、Ｓ個の情報チャネルを割り当てられることができ、また互いに直交しているであろう。多数のユーザはまた、同じ情報チャネルを割り当てられることも可能であり、これらのオーバーラップしているユーザは時間・周波数ブロックの同じ系列を共用し、またいつでも互いに干渉するであろう。この場合、オーバーラップしているユーザのためのパイロットは下記のように多重化されることが可能であり、またこれらのユーザのためのデータ伝送は、下記にも説明されるように受信機空間処理を使用して分割され得る。

別の実施形態では、１リンクごとに多数のチャネルセットが定義される。各チャネルセットは、Ｓ個の直交する情報チャネルを含む。各チャネルセット内のＳ個の情報チャネルは、残りのチャネルセットの各々におけるＳ個の情報チャネルに関して擬似ランダムであり得る。これは、異なるチャネルセット内の情報チャネルに割り当てられたユーザ間の干渉をランダム化する。

図４は、時間・周波数ブロックの１系列への各チャネルセット内の情報チャネル１の例示的マッピングを示す。各チャネルセット内の情報チャネル２〜Ｓは、情報チャネル１に関する時間・周波数ブロック系列の垂直にまた循環的にシフトされたバージョンにマップされ得る。例えばチャネルセット１内の情報チャネル２は、タイムスロット１内のサブバンドセット２に、タイムスロット２のサブバンドセット５に、タイムスロット３のサブバンドセット１に、また以下同様にマップされ得る。

一般に多数のユーザは、決定論的方法（例えば同じ情報チャネルを共用することによって）、擬似ランダムな方法（例えば２つの擬似ランダム情報チャネルを使用することによって）、または両者の組合せによってオーバーラップし得る。

１．パイロット伝送
準直交ＳＣ−ＦＤＭＡによって多数の送信機は、所定の時間・周波数ブロック上で送信できる。これらの送信機からのデータ伝送は、互いに干渉する可能性があり、たとえこれらのデータ伝送が互いに直交していなくても受信機空間処理を使用して分離され得る。これらの送信機からのパイロット伝送は、ＴＤＭ、ＣＤＭ、ＩＦＤＭ、ＬＦＤＭ、または他の何らかの多重化方式を使用して直交化され得る。直交パイロットはチャネル推定を改善し、これが今度は、チャネル推定値がデータ伝送を回復するために使用されるのでデータ性能を改善し得る。一般に如何なる数の送信機（例えば２、３、４台など）でも１つの所定の時間・周波数ブロックを共用し得る。簡単にするため、下記の説明では、Ｑ＝２であって２つの送信機からのパイロット伝送が同じ時間・周波数ブロック上で多重化されることを仮定している。また簡単にするため、ＩＦＤＭＡとＬＦＤＭＡだけのためのパイロットが以下で説明される。

図５は、ＴＤＭパイロットスキームを示す。送信機１、２は、Ｔ＞１としてＴ個のシンボル周期の１タイムスロット内のＮ個のサブバンドの１セットからなる同じ時間・周波数ブロック上でデータとパイロットとを送信する。図５に示された例として送信機１は、シンボル周期１〜ｔ−１においてデータを送信し、それからシンボル周期ｔでパイロットを送信し、それからシンボル周期ｔ＋２〜Ｔにおいてデータを送信する。送信機１は、シンボル周期ｔ＋１ではデータもパイロットも送信しない。送信機２は、シンボル周期１〜ｔ−１においてデータを送信し、それからシンボル周期ｔ＋１でパイロットを送信し、それからシンボル周期ｔ＋２〜Ｔにおいてデータを送信する。送信機２は、シンボル周期ｔではデータもパイロットも送信しない。送信機１、２からのデータ伝送は互いに干渉する。送信機１、２からのパイロット伝送は互いに干渉しない、したがって改善されたチャネル推定値が各送信機から導出され得る。各送信機は、（１）データ伝送のために指定された各シンボル周期においてデータＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを、そして（２）パイロット伝送のために指定された各シンボル周期においてパイロットＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを送信し得る。パイロットＩＦＤＭＡシンボルはＮ個のパイロットシンボルの１系列に基づいて図３Ａまたは３Ｂに示されたように生成され得る。パイロットＬＦＤＭＡシンボルは、Ｎ個のパイロットシンボルの１系列に基づいて図３Ａに示されたように生成され得る。

図６は、ＣＤＭパイロットスキームを示す。図６に示された例として各送信機は、シンボル周期１〜ｔ−１においてデータを送信し、それからシンボル周期ｔおよびｔ＋１においてパイロットを送信し、それからシンボル周期ｔ＋２〜Ｔおいてデータを送信する。送信機１、２はシンボル周期ｔおよびｔ＋１においてパイロットを同時に送信する。各送信機は、例えば図３Ａまたは３Ｂに示されたように通常の方法でパイロットＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを生成する。送信機１は、｛＋１，＋１｝という直交パイロットコードを割り当てられ、シンボル周期ｔの間に＋１をこれのパイロットＳＣ−ＦＤＭＡシンボルに乗算し、またシンボル周期ｔ＋１の間に＋１をパイロットＳＣ−ＦＤＭＡシンボルに乗算する。送信機２は、｛＋１，−１｝という直交パイロットコードを割り当てられ、シンボル周期ｔの間に＋１をこれのパイロットＳＣ−ＦＤＭＡシンボルに乗算し、またシンボル周期ｔ＋１の間に−１をパイロットＳＣ−ＦＤＭＡシンボルに乗算する。無線チャネルは、パイロット伝送のために使用される２つのシンボル周期に亘って静止していると仮定されている。受信機は、送信機１に関して受信されたパイロットＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを得るために、シンボル周期ｔおよびｔ＋１の間に受信されたＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを結合する。受信機は、送信機２に関して受信されたパイロットＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを得るためにシンボル周期ｔにおいて受信されたＳＣ−ＦＤＭＡシンボルからシンボル周期ｔ＋１において受信されたＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを減算する。

図５、６に示された実施形態に関して、２つの送信機からのＴＤＭまたはＣＤＭパイロットのために２つのシンボル周期が使用されている。各送信機は、ＴＤＭパイロットスキームのためには１つのシンボル周期に亘って、またＣＤＭパイロットスキームのためには２つのシンボル周期に亘ってこれのパイロットを送信する。各送信機は、規制機関または設計限界によって賦課され得るある一定の最大送信電力レベルを持ち得る。この場合、ＣＤＭパイロットスキームは、各送信機がより長い時間間隔に亘ってこれのパイロットを送信することを可能にする。これは、受信機がパイロットのためにより多くのエネルギーを集めて各送信機のためにより高品質のチャネル推定値を導き出すことを可能にしている。

図７は、分散／局所化パイロットスキームを示す。図７に示された例として各送信機は、シンボル周期１〜ｔ−１においてデータを送信し、それからシンボル周期ｔにおいてパイロットを送信し、それからシンボル周期ｔ＋１〜Ｔにおいてデータを送信する。両送信機１、２は、シンボル周期ｔにおいてパイロットを同時に送信する。しかしながら送信機１、２のためのパイロットは、下記のようにＩＦＤＭまたはＬＦＤＭを使用して多重化され、互いに干渉しない。ここで使用されるように分散パイロットはインタレースまたはサブバンドグループに亘って分散されたサブバンド上で送られるパイロットであり、また局所化パイロットはインタレースまたはサブバンド内の隣接サブバンド上で送られるパイロットである。多数のユーザのための分散パイロットは、ＩＦＤＭを使用して所定のインタレースまたはサブバンドグループ内で直交するように多重化され得る。多数のユーザのための局所化パイロットは、ＬＦＤＭを使用して所定のインタレースまたはサブバンドグループ内で直交するように多重化され得る。

図８Ａは、分散ＩＦＤＭＡパイロットとも呼ばれるＩＦＤＭＡによる送信機１、２のための分散パイロットを示す。インタレースｕ内のＮ個のサブバンドは、１〜Ｎというインデックスを与えられ、２つのサブセットに分割される。第１のサブセットは奇数番号のインデックスを有するサブバンドを含み、第２のサブセットは偶数番号のインデックスを有するサブバンドを含む。各サブセット内のサブバンドは、２Ｓ個のサブバンドだけ間隔をあけて配置され、第１のサブセット内のサブバンドは第２のサブセット内のサブバンドからＳサブバンドだけオフセットされている。送信機１はＮ／２個のサブバンドを有する第１のサブセットを割り当てられており、送信機２はＮ／２個のサブバンドを有する第２のサブセットを割り当てられている。各送信機は、割り当てられたサブバンドサブセットのためのパイロットＩＦＤＭＡシンボルを生成し、サブバンドサブセット上でこのＩＦＤＭＡシンボルを送信する。

分散パイロットのためのＩＦＤＭＡシンボルは次のように生成され得る。

１．Ｎ／２個のパイロットシンボルの元の１系列を形成する。

２．Ｋ個のパイロットシンボルを有する拡張された系列を生成するために元の系列を２Ｓ回複製する。

３．周波数変換系列を得るために方程式（１）に示されたようにインタレースｕのためにフェーズランプを適用する。

４．パイロットＩＦＤＭＡシンボルを生成するために周波数変換系列にサイクリックプレフィックスを付加する。

図８Ｂは、分散ＬＦＤＭＡパイロットとも呼ばれるＬＦＤＭＡによる送信機１、２のための分散パイロットを示す。サブバンドグループｖ内のＮ個のサブバンドは、１〜Ｎというインデックスを与えられ、２つのサブセットに分割される。第１のサブセットは奇数番号のインデックスを含み、第２のサブセットは偶数番号のインデックスを含む。各サブセット内のサブバンドは２サブバンドだけ間隔をあけて配置され、第１のサブセット内のサブバンドは第２のサブセット内のサブバンドから１サブバンドだけオフセットされている。送信機１はＮ／２個のサブバンドを有する第１のサブセットを割り当てられ、送信機２はＮ／２個のサブバンドを有する第２のサブセットを割り当てられる。各送信機は、割り当てられたサブバンドサブセットのためのパイロットＬＦＤＭＡシンボルを生成してサブバンドサブセット上でこのＬＦＤＭＡシンボルを送信する。

分散パイロットのためのＬＦＤＭＡシンボルは次のように生成され得る。

２．Ｎ／２個の周波数領域値を得るためにＮ／２個のパイロットシンボルにＤＦＴを実行する。

３．割り当てられたサブセット内のＮ／２個のパイロットサブバンドにＮ／２個の周波数領域値をマップし、Ｋ−Ｎ／２個の残りサブバンドにゼロ値をマップする。

４．Ｋ個の時間領域出力サンプルの１系列を得るためにＫ個の周波数領域値とゼロ値とにＫポイントＩＤＦＴを実行する。

５．パイロットＬＦＤＭＡシンボルを生成するために時間領域系列にサイクリックプレフィックスを付加する。

代替として分散パイロットのためのＬＦＤＭＡシンボルは、図３Ａに関して前に説明されたように処理され得るＮ個のパイロットシンボルの拡張された１系列を生成するためにＮ／２個のパイロットシンボルの元の系列を複製することによって生成され得る。

図８Ａ、８Ｂに示されたように送信機１、２のための分散パイロットは、異なるサブバンドサブセットを占め、したがって互いに干渉しない。受信機は、下記のように各送信機からの分散パイロットを回復するために相補的処理を実行する。

図９Ａは、局所化ＩＦＤＭＡパイロットとも呼ばれるＩＦＤＭＡによる送信機１、２のための局所化パイロットを示す。インタレースｕ内のＮ個のサブバンドは、１〜Ｎというインデックスを与えられ、２つのサブセットに分割される。第１のサブセットはシステム帯域幅の下位半分にサブバンド１〜Ｎ／２を含み、第２のサブセットはシステム帯域幅の上位半分にサブバンドＮ／２＋１〜Ｎを含む。各サブセット内のサブバンドは、Ｓサブバンドだけ間隔をあけて配置される。送信機１はＮ／２個のサブバンドを有する第１のサブセットを割り当てられ、送信機２はＮ／２個のサブバンドを有する第２のサブセットを割り当てられる。各送信機は、割り当てられたサブバンドサブセットのためのパイロットＩＦＤＭＡシンボルを生成し、サブバンドサブセット上でこのＩＦＤＭＡシンボルを送信する。

局所化パイロットのためのＩＦＤＭＡシンボルは次のように生成され得る。

２．Ｋ／２個のパイロットシンボルを有する拡張された１系列を生成するために元の系列をＳ回複製する。

３．Ｋ／２個の周波数領域値を得るためにＫ／２個のパイロットシンボルにＤＦＴを実行する。Ｎ／２個の周波数領域値は非ゼロであり、残りの周波数領域値はＳ回反復のためにゼロである。

４．Ｎ／２個の非ゼロ周波数領域値が、割り当てられたサブセット内のＮ／２個のパイロットサブバンド上で送られるように、Ｋ／２個の周波数領域値をマップする。

５．残りサブバンドにゼロ値をマップする。

６．Ｋ個の時間領域出力サンプルの１系列を得るためにＫ個の周波数領域値とゼロ値とにＫポイントＩＤＦＴを実行する。

７．パイロットＩＦＤＭＡシンボルを生成するために時間領域系列にサイクリックプレフィックスを付加する。

上記のステップ３〜６は、Ｋ個の全サブバンドからＫ／２個のサブバンドを割り当てられたＬＦＤＭＡシンボルを生成するために実行されるステップと類似している。

図９Ｂは、局所化ＬＦＤＭＡパイロットとも呼ばれるＬＦＤＭＡによる送信機１、２のための局所化パイロットを示す。サブバンドグループｖ内のＮ個のサブバンドは、１〜Ｎというインデックスを与えられ、２つのサブセットに分割される。第１のサブセットはサブバンドグループの下位半分にサブバンド１〜Ｎ／２を含み、第２のサブセットはサブバンドグループの上位半分にサブバンドＮ／２＋１〜Ｎを含む。各サブセット内のサブバンドは互いに隣接している。送信機１はＮ／２個のサブバンドを有する第１のサブセットを割り当てられ、送信機２はＮ／２個のサブバンドを有する第２のサブセットを割り当てられる。各送信機は、これのサブバンドサブセットのためのパイロットＬＦＤＭＡシンボルを生成してサブバンドサブセット上でこのＬＦＤＭＡシンボルを送信する。

局所化パイロットのためのＬＦＤＭＡシンボルは次のように生成され得る。

上記のステップ１〜５は、Ｋ個の全サブバンドからＮ／２個のサブバンドを割り当てられたＬＦＤＭＡシンボルの生成のためである。

明瞭にするためにＩＦＤＭＡとＬＦＤＭＡとによって分散パイロットを生成し、またＩＦＤＭＡとＬＦＤＭＡとによって局所化パイロットを生成する例示的方法が上記に説明されてきた。分散および局所化パイロットは、他の方法でも生成され得る。分散および局所化パイロットは、ＥＦＤＭＡに関しても、例えばＩＦＤＭＡおよびＬＦＤＭＡに関して上記に説明された方法と類似の方法で生成され得る。

図８Ａ〜９Ｂは、Ｑ＝２であって各送信機がパイロット伝送のためにＮ／２個のサブバンドを割り当てられる場合を示している。一般に所定の時間・周波数ブロック内のＮ個のサブバンドは、如何なる方法によってでもＱ人のユーザに割り当てられ得る。Ｑ人のユーザは、同じ数のサブバンドまたは異なる数のサブバンドを割り当てられる可能性がある。各ユーザは、もしＱがＮの整数除数であればＮ／Ｑ個のサブバンドを、もしＱがＮの整数除数でなければほぼＮ／Ｑ個のサブバンドを割り当てられ得る。例えばもしＮ＝１６でＱ＝３であれば３つの送信機は、５個、５個および６個のサブバンドを割り当てられ得る。各送信機のためのパイロットＩＦＤＭＡシンボルまたはパイロットＬＦＤＭＡシンボルは、ＤＦＴベースの構成法を使用して図３Ａに示されたように生成され得る。

パイロットサブバンドは、図８Ａ〜９Ｂに関して上記で説明されたようにデータサブバンドの１サブセットであり得る。一般にパイロットサブバンドは、データサブバンドの１サブセットであることも、ないこともあり得る。更にパイロットサブバンドは、データサブバンドと同じ、または異なる（例えば、より幅広い）周波数間隔を持ち得る。

上記の説明ではデータおよびパイロットＳＣ−ＦＤＭＡシンボルは同じ持続時間を持っており、各データＳＣ−ＦＤＭＡシンボルと各パイロットＳＣ−ＦＤＭＡシンボルは、Ｋ＋Ｃサンプル周期において送信されている。異なる持続時間のデータおよびパイロットＳＣ−ＦＤＭＡシンボルも生成されて送信され得る。

図１０は、異なるデータおよびパイロットシンボル持続時間を有する伝送スキーム１０００を示す。伝送スキーム１０００に関して各データＳＣ−ＦＤＭＡシンボルは、Ｎ_Ｄサンプル周期において送信されるＮ_Ｄ個の出力サンプルからなり、また各パイロットＳＣ−ＦＤＭＡシンボルは、Ｎ_Ｐサンプル周期において送信されるＮ_Ｐ個の出力サンプルからなる。ここでＮ_Ｄ＞１、Ｎ_Ｐ＞１およびＮ_Ｄ≠Ｎ_Ｐである。例えばＮ_ＤはＫ＋Ｃに等しいこともあり、Ｎ_ＰはＫ／２＋Ｃ、Ｋ／４＋Ｃなどに等しいこともある。ある特定の例としてＫは５１２に等しく、Ｃは３２に等しく、Ｎ_ＤはＫ＋Ｃ＝５４４に等しく、またＮ_ＰはＫ／２＋Ｃ＝２８８に等しいことがあり得る。各データＳＣ−ＦＤＭＡシンボルは図３Ａまたは３Ｂに示されるように生成され得るデータＩＦＤＭＡシンボル、または図３Ａに示されるように生成され得るデータＬＦＤＭＡシンボル、または図３Ａに示されるように生成され得るデータＥＦＤＭＡシンボルであり得る。

一例としてパイロットＳＣ−ＦＤＭＡシンボルは、データＳＣ−ＦＤＭＡシンボルの持続時間の半分であり得る（サイクリックプレフィックスを数えない）。この場合、各々の、より広いサブバンドがトラヒックデータのための「通常の」サブバンドの幅の２倍を有する、パイロットのためのＫ／２個の全「より広い」サブバンドが存在する。

短縮されたＬＦＤＭＡシンボルに関してサブバンドグループは、１〜Ｎ／２というインデックスを割り当てられたＮ／２個の、より広いサブバンドからなる。送信機１は偶数番号のインデックスを有するＮ／４個の、より広いサブバンドの第１のサブセットを割り当てられることが可能であり、送信機２は奇数番号のインデックスを有するＮ／４個の、より広いサブバンドの第２のサブセットを割り当てられ得る。分散パイロットのための短縮ＬＦＤＭＡシンボルは次のように生成され得る。

１．Ｎ／４個のパイロットシンボルの元の１系列を形成する。

２．Ｎ／４個の周波数領域値を得るためにＮ／４個のパイロットシンボルにＤＦＴを実行する。

３．割り当てられたサブセット内のＮ／４個の、より広いサブバンドにＮ／４個の周波数領域値をマップし、残りの、より広いサブバンドにゼロ値をマップする。

４．Ｋ／２個の時間領域出力サンプルの１系列を得るためにＫ／２個の周波数領域値とゼロ値とにＫ／２ポイントＩＤＦＴを実行する。

５．短縮されたパイロットＬＦＤＭＡシンボルを生成するために時間領域系列にサイクリックプレフィックスを付加する。

ＬＦＤＭＡに関しては、送信機１、２からのパイロットとデータは同じサブバンドグループ上で送られる。Ｎ／２個の、より広いパイロットサブバンドは、Ｎ個の通常のデータサブバンドと同じ、システム帯域幅の部分を占める。ＩＦＤＭＡに関しては、所定のインタレースのための、より広いパイロットサブバンドと通常のデータサブバンドとの間の直接マッピング（写像）は存在しない。Ｎ個の、より広いパイロットサブバンドは、２つのインタレースで形成されることが可能であり、これら２つのインタレースに割り当てられた４台の送信機に割り当てられ得る。４台の送信機の各々は、システム帯域幅に亘って均一に間隔をあけて配置されたＮ／４個の、より広いパイロットサブバンドを割り当てられ得る。各送信機は、Ｎ／４個の周波数領域値が異なるより広いパイロットサブバンドにマップされることを除いて、分散パイロットのための、例えば前述のように短縮パイロットＬＦＤＭＡシンボルのための短縮ＩＦＤＭＡシンボルを生成し得る。

伝送スキーム１０００は、パイロットのためのオーバーヘッド量を減らすために使用され得る。例えば、パイロット伝送のために、データシンボル周期より短い持続時間を有する単一パイロットシンボル周期が割り当てられ得る。伝送スキーム１０００はまた、ＣＤＭと組み合わせても使用され得る。ＬがＣＤＭパイロットのために使用される直交符号の長さであるとして、パイロット伝送のために、より短い持続時間を有する多数（Ｌ）のパイロットシンボル周期が割り当てられ得る。

明瞭にするためにＴＤＭ、ＣＤＭ、分散および局所化パイロットスキームは、特に２つの送信機よる単純な場合について上記に説明されてきた。一般にこれらのパイロットスキームは、如何なる台数の送信機のためにも使用可能である。ＴＤＭパイロットスキームについては、Ｑ個の送信機はパイロット伝送のために使用されるＱ個の異なるシンボル周期を割り当てられることが可能であり、また各送信機はこれの割り当てられたシンボル周期上でこれのパイロットを送信できる。ＣＤＭパイロットスキームについては、Ｑ個の送信機はパイロット伝送のためのＱ個の異なる直交符号を割り当てられることが可能であり、また各送信機はこれの割り当てられた直交符号を使用してこれのパイロットを送信できる。分散ＩＦＤＭＡパイロットについては、１インタレースは各サブセットがＫ個の全サブバンドに亘って分散されてＱ・Ｓ個のサブバンドだけ間隔をあけて配置され得るほぼＮ／Ｑ個のサブバンドを含むＱ個のサブセットに分割され得る。分散ＬＦＤＭＡパイロットについては、１サブバンドグループは各サブセットがＱサブバンドだけ間隔をあけて配置され得るほぼＮ／Ｑ個のサブバンドを含むＱ個のサブセットに分割され得る。局所化ＩＦＤＭＡパイロットについては、１インタレースは各サブセットがＫ／Ｑ個のサブバンドに亘って均一に分散されてＳサブバンドだけ間隔をあけて配置され得るほぼＮ／Ｑ個のサブバンドを含むＱ個のサブセットに分割され得る。局所化ＬＦＤＭＡパイロットについては、１サブバンドグループは各サブセットがほぼＮ／Ｑ個の隣接サブバンドを含むＱ個のサブセットに分割され得る。一般にＱはＮの整数除数である可能性も、ない可能性もあり、また各送信機は如何なる数のサブバンドも割り当てられる可能性があり、また所定のサブバンドセット内のサブバンドのうちの如何なるサブバンドでも割り当てられ得る。分散および局所化パイロットスキームに関しては、各送信機はサブバンドのこれの割り当てられたサブセット上でこれのパイロットを送信できる。

パイロットＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを生成するために使用されるパイロットシンボルは、Ｍ−ＰＳＫ、Ｍ−ＱＡＭなどといった変調スキームから選択され得る。パイロットシンボルはまた、良好な時間特性（例えば一定の時間領域エンベロープ）と良好なスペクトル特性（例えば平坦な周波数スペクトル）とを有する系列である多相系列に基づいて導出され得る。例えばパイロットシンボルは次のように生成され得る。

ただしｎ＝１，・・・，Ｐ
ここでＰはパイロットシンボルの数である。Ｐは、それぞれ図５、６に示されたＴＤＭ、ＣＤＭパイロット方式に関してはＮに等しく、また図８Ａ〜９Ｂに示された例示的分散および局所化パイロット方式に関してはＮ／２に等しい。位相ψ_nは、下記のいずれか１つに基づいて導出され得る。

方程式（６）においてＱ’とＰは互いに素である。方程式（３）はＧｏｌｏｍｂ系列に関するものであり、方程式（４）はＰ３系列に関するものであり、方程式（５）はＰ４系列に関するものであり、方程式（６）はＣｈｕ系列に関するものである。これらＰ３、Ｐ４およびＣｈｕ系列は、任意の長さを持ち得る。

パイロットシンボルはまた、次のように生成され得る。

ｌ＝１，・・・，Ｔおよびｍ＝１，・・・，Ｔとして
位相ψ_l,mは下記のいずれか１つに基づいて導出され得る。

方程式（８）はＦｒａｎｋ系列に関するものであり、方程式（９）はＰ１系列に関するものであり、方程式（１０）はＰｘ系列に関するものである。Ｆｒａｎｋ、Ｐ１およびＰｘ系列の長さはＰ＝Ｔ²であるように制約される。ここでＴは正の整数である。

図１１は、Ｑ−ＦＤＭＡシステムにおいてパイロットとデータとを送信するために送信機によって実行されるプロセス１１００を示す。Ｓ個のサブバンドセットの中から選択されたＮ個のサブバンドの１セットが決定される（ブロック１１１０）。このサブバンドセットは、（１）データ伝送のために使用されるデータサブバンド、または（２）パイロット伝送のために多数の送信機によって共用されるパイロットサブバンドを含み得る。分散または局所化パイロットに関して、割り当てられたサブバンドセットによって形成されたＱ個のサブバンドサブセットの間から選択されたパイロット伝送のために割り当てられたＰ個のサブバンドの１サブセットが決定される（ブロック１１１２）。ＴＤＭまたはＣＤＭパイロットに関して、パイロット伝送のために割り当てられたサブバンドのサブセットは、伝送のために割り当てられたサブバンドのセットに等しく、またＰ＝Ｎである。分散または局所化パイロットに関しては、Ｑ＞１であり、ＰはＮ／Ｑに等しい可能性がある。サブバンドセットおよびサブバンドサブセットは、（１）分散または局所化パイロットが伝送されつつあるかどうか、または（２）ＩＦＤＭＡ、ＬＦＤＭＡ、ＥＦＤＭＡまたはハイブリッドＩＦＤＭＡ／ＬＦＤＭＡ／ＥＦＤＭＡがシステムによって使用されているかどうか、または（３）データおよびパイロットＳＣ−ＦＤＭＡシンボルが同じまたは異なる持続時間を有するかどうか、などに依存して異なる方法で定義され得る。ブロック１１１０、１１１２は、もしＱ−ＦＤＭＡシステムが周波数ホッピングを利用すれば、各タイムスロット毎に実行され得る。

パイロットシンボルの１系列は、例えば多相系列に基づいて生成される（ブロック１１１４）。この系列は典型的には、パイロット伝送のために使用される各サブバンドに関して１パイロットシンボルを含む。例えばこの系列は、Ｎ個のパイロットサブバンドを有するＴＤＭまたはＣＤＭパイロットに関してはＮ個のパイロットシンボルを、Ｎ／２個のパイロットサブバンドを有する分散または局所化パイロットに関してはＮ／２個のパイロットシンボルを含み得る。データシンボルもまた通常の方法で生成される（ブロック１１１６）。

パイロットＳＣ−ＦＤＭＡシンボルは、パイロットシンボルの系列によって、またこれらのパイロットシンボルがパイロット伝送のために使用されるサブバンドを占めるように生成される（ブロック１１１８）。データＳＣ−ＦＤＭＡシンボルは、データシンボルによって、またこれらのパイロットシンボルが伝送のために使用されるサブバンドを占めるように生成される（ブロック１１２０）。ＣＤＭパイロットに関しては、多数の乗算された（ｓｃａｌｅｄ）パイロットＳＣ−ＦＤＭＡシンボルは、パイロットＳＣ−ＦＤＭＡシンボルと送信機に割り当てられた直交符号とに基づいて生成される。データＳＣ−ＦＤＭＡシンボルは、例えば図５または７に示されたようにＴＤＭを使用して、または図６に示されたようにＣＤＭを使用してパイロットＳＣ−ＦＤＭＡシンボルと共に多重化される（ブロック１１２２）。多重化されたデータおよびパイロットＳＣ−ＦＤＭＡシンボルは、割り当てられた時間・周波数ブロック上で送信される（ブロック１１２４）。

２．チャネル推定
図１に戻って参照すると、受信機１５０において各受信アンテナ１５２に関するチャネル推定器は、各送信機とこの受信アンテナとの間のチャネル応答を推定する。多数（Ｑ個）の送信機は、同じ時間・周波数ブロックを共用し、前述のようにＴＤＭ、ＣＤＭ、ＩＦＤＭ、またはＬＦＤＭを使用してこれらのパイロットを多重化し得る。各チャネル推定器は、相補的デマルチプレクシング（非多重化）を実行してこの時間・周波数ブロックを共用するＱ個の送信機の各々に関してチャネル推定値を導き出す。

図１２は、各送信機から受信されたパイロットに基づいて各送信機に関する無線チャネルの応答を推定するために１つの受信アンテナに関してチャネル推定器によって実行されるプロセス１２００を示す。明瞭にするためにＱ個の送信機によって共用される１つの時間・周波数ブロックに関するチャネル推定が以下に説明される。

チャネル推定器は、各シンボル周期において関連するアンテナのためのＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを受信し、パイロットに関して実行されたＴＤＭまたはＣＤＭを取り消す（ブロック１２１０）。図５に示されたＴＤＭパイロットスキームに関してＱ個の受信されたパイロットＳＣ−ＦＤＭＡシンボルは、Ｑ個の送信機からＱシンボル周期中に取得され、また各送信機に関して受信されたパイロットＳＣ−ＦＤＭＡシンボルは、この送信機に関するチャネル推定値を導き出すために処理される。図６に示されたＣＤＭパイロット方式に関してＱ個の送信機からのＣＤＭパイロットを含むＱ個の受信ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルは、これらの送信機に割り当てられたＱ個の直交符号と共に多重化され、Ｑ個の送信機に関するＱ個の受信パイロットＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを得るために累積される。図７〜９Ｂに示された分散および局所化パイロットスキームについては、Ｑ個の送信機に関して１シンボル周期内に１つの受信パイロットＳＣ−ＦＤＭＡシンボルが取得されることが可能であり、この受信パイロットＳＣ−ＦＤＭＡシンボルはＱ個の送信機の各々に関してチャネル推定値を導出するために処理される。

チャネル推定器は、各受信ＳＣ−ＦＤＭＡシンボル内のサイクリックプレフィックスを除去し、この受信ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルに関してＫ個の入力サンプルを取得する（ブロック１２１２）。それからチャネル推定器は、各受信ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルに関するＫ個の入力サンプルにＫポイントＤＦＴを実行し、この受信ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルに関してＫ個の周波数領域受信値を取得する（ブロック１２１４）。チャネル推定器は、受信パイロットＳＣ−ＦＤＭＡシンボル（単数または複数）から得られた受信パイロット値にチャネル推定を実行する。チャネル推定器はまた、ＲＸ空間プロセッサ１６０に受信データＳＣ−ＦＤＭＡシンボルから得られた受信データ値を提供する。明瞭にするために１つの送信機ｍに関するチャネル推定が以下に説明される。

Ｑ個の送信機からのパイロットは、ＴＤＭ、ＣＤＭ、ＩＦＤＭまたはＬＦＤＭの使用のために互いに直交している。送信機ｍに関する受信パイロット値は、下記のように与えられ得る。

ここでＰ_m（ｋ）はサブバンドｋ上で送信機ｍによって送られるパイロット値であり、Ｈ_m,r（ｋ）は送信機ｍとサブバンドｋのための受信アンテナｒとの間の無線チャネルに関する複素利得であり、

はサブバンドｋのための受信アンテナｒからの受信パイロット値であり、Ｎ_r（ｋ）はサブバンドｋのための受信アンテナｒ上の雑音であり、Ｋ_pはＰ個のパイロットサブバンドのサブセットである。

簡単にするため、雑音は、ゼロ平均と分散Ｎ₀とを有する加法的白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）であると仮定され得る。

ブロック１２１４のＫポイントＤＦＴは、Ｋ個の全サブバンドに関するＫ個の受信値を提供する。送信機ｍによって使用されるＰ個のパイロットサブバンドに関するＰ個の受信パイロット値だけが保持され、残りＫ−Ｐ個の受信値は廃棄される（ブロック１２１６）。Ｐは、ＴＤＭおよびＣＤＭパイロット方式に関してはＮに等しく、分散および局所化パイロット方式に関してはＮ／Ｑに等しい。ＴＤＭ、ＣＤＭ、分散および局所化パイロット方式のために異なるパイロットサブバンドが使用され、したがって異なるパイロットスキームに関して異なる受信パイロット値が保持される。更に分散および局所化パイロットスキームに関して異なるパイロットサブバンドが異なる送信機によって使用され、したがって異なる送信機に関して異なる受信パイロット値が保持される。

チャネル推定器は、ＭＭＳＥ技法、最小二乗（ＬＳ）技法などといった種々のチャネル推定技法を使用して送信機ｍに関するチャネル周波数応答を推定し得る。チャネル推定器は、Ｐ個のパイロットサブバンドに関するＰ個の受信パイロット値に基づいて、またＭＭＳＥ技法またはＬＳ技法を使用して、送信機ｍによって使用されるこれらＰ個のパイロットサブバンドに関するＰ個のチャネル利得推定値を導き出す（ブロック１２１８）。ＭＭＳＥ技法については、下記のように受信パイロット値に基づいて初期周波数応答推定値が導出され得る。

ここで

は送信機ｍとサブバンドｋのための受信アンテナｒとの間のチャネル利得推定値であり、”*”は複素共役を表す。ＬＳ技法に関しては下記のように初期周波数応答推定値が導き出され得る。

初期周波数応答推定値は、Ｐ個のパイロットサブバンドに関するＰ個のチャネル利得を含む。無線チャネルのインパルス応答は、Ｌ個のタップによって特徴付けられ得る。ここでＬはＰより小さい可能性がある。送信機ｍに関するチャネルインパルス応答推定値は、Ｐ個のチャネル利得推定値に基づいて、また最小二乗（ＬＳ）技法またはＭＭＳＥ技法を使用して導き出され得る（ブロック１２２０）。ｎ＝１，・・・，Ｌの場合のＬタップ、

を有する最小二乗チャネルインパルス応答推定値は、下記のように初期周波数応答推定値に基づいて導き出され得る。

ここで

は、

または

含むＰ×１ベクトルであり、Ｗ _PxLはフーリエマトリックスＷ _kxkのサブマトリックスであり、

は、

を含むＬ×１ベクトルであり、”H”は共役転置行列を表す。

フーリエマトリックスＷ _kxkは（ｕ，ｖ）番目のエントリーｆ_u,vが下記で与えられるように定義される。

Ｗ _PxLはＰ個のパイロットサブバンドに対応するＷ _kxkのＰ個の行を含む。Ｗ _PxLの各行はＷ _kxkの対応する行の最初のＬ個の要素を含む。

は最小二乗チャネルインパルス応答推定値のＬ個のタップを含む。

Ｌタップ、

を有するＭＭＳＥチャネルインパルス応答推定値は、下記のように導き出され得る。

ここで

は雑音と干渉のＬ×Ｌ自己共分散マトリックスである。ＡＷＧＮに関して、

は

として与えられ得る。ここでＮ₀は雑音分散である。ＰポイントＩＤＦＴはまた、Ｐタップを有するチャネルインパルス応答推定値を得るために初期周波数応答推定値にも実行され得る。

チャネル推定器は、チャネル推定値の品質を改善するために初期周波数応答推定値および／またはチャネルインパルス応答推定値にフィルタリングおよび／または後処理を実行し得る（ブロック１２２２）。このフィルタリングは、有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタ、無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタまたは何か他のタイプのフィルタに基づくことが可能である。一実施形態ではチャネルインパルス応答推定値の最初のＬ個のタップだけを保持して残りのタップをゼロで置き換えるために打切りが実行され得る。別の実施形態では、予め決められた閾値より下方の低いエネルギーを有するチャネルタップを消去するために閾値設定が実行され得る。この閾値は、チャネルインパルス応答推定値のＰ個すべてのタップ、または単に最初のＬ個のタップのエネルギーに基づいて計算され得る。更に別の実施形態ではＢ個の最善のチャネルタップを保持して残りのチャネルタップを消去するために、タップ選択が実行され得る。

チャネル推定器は、（１）ＬタップまたはＰタップチャネルインパルス応答推定値を長さＮにまでゼロパディング（ゼロ詰め）することと、（２）拡張されたインパルス応答推定値にＮポイントＤＦＴを実行することと、によって時間・周波数ブロック内のＮ個のサブバンドに関する最終的周波数応答推定値を導き出し得る（ブロック１２２４）。チャネル推定器はまた、（１）Ｐ個のチャネル利得推定値を内挿すること、または（２）Ｐ個のチャネル利得推定値に最小二乗近似を実行すること、または（３）他の近似技法を使用することによって、Ｎ個のサブバンドに関する最終的周波数応答推定値を導き出し得る。

無線チャネルに関する周波数応答推定値および／またはチャネルインパルス応答推定値は、他のチャネル推定技法を使用する他の方法でも取得され得る。

３．空間多重化
図１に戻って参照すると、各送信機１１０の単一のアンテナと受信機１５０のＲ個のアンテナとの間には単一入力多数出力（ＳＩＭＯ）チャネルが形成される。ｍ＝１，・・・，Ｍとして送信機ｍに関するＳＩＭＯチャネルは、各サブチャネルに関するＲ×１チャネル応答ベクトル

によって特徴付けられ、下記のように表され得る。

ここでｒ＝１，・・・，Ｒの場合のｈ_m,r（ｋ，ｔ）は、タイムスロットｔにおけるサブバンドｋに関する送信機１１０ｍの単一アンテナと受信機１５０のＲ個のアンテナとの間の結合または複素チャネル利得である。各送信機と受信機との間には、異なるＳＩＭＯチャネルが形成される。Ｍ個の送信機１１０ａ〜１１０ｍに関するチャネル応答ベクトルは、それぞれ

として示され得る。

もし送信のために選択された送信機の数（Ｍ）が１チャネルセット内の情報チャネルの数以下（またはＭ≦Ｓ）であれば、Ｍ個の送信機は１チャネルセット内の異なる情報チャネルを割り当てられることが可能である。もし送信機の数が１チャネルセット内の情報チャネルの数を超える（またはＭ＞Ｓ）場合、これらの送信機は最小数のチャネルセットからの情報チャネルを割り当てられ得る。Ｍ送信機をサポートするために必要とされるチャネルセットの最小数（Ｑ）は、

として与えられ得る。ここで

はｘ以上の整数値を提供する天井演算子（ｃｅｉｌｉｎｇｏｐｅｒａｔｏｒ）を示す。もし多数（Ｑ）のチャネルセットがＭ個の送信機のために使用されれば、各送信機は如何なる所定の瞬間においても、多くともＱ−１個の他の送信機からの干渉を観測し、少なくともＭ−（Ｑ−１）個の他の送信機とは直交する。

Ｑ−ＦＤＭＡシステムに関しては、最大Ｑ個の送信機が所定の時間・周波数ブロックを共用できる。周波数ホッピングＱ−ＦＤＭＡシステムについては、所定の送信機は、周波数ホッピングの擬似ランダム性のために、異なるタイムスロット内の異なるサブバンドセット上で送信し、時間に亘って時間・周波数ブロックを異なる送信機と共用する。簡単にするため、下記の説明は、送信機１〜Ｑによって共用される１つの時間・周波数ブロックに関して行われる。

受信機１５０と同じ時間・周波数ブロックを共用するＱ個の送信機との間には、多数入力多数出力（ＭＩＭＯ）チャネルが形成される。ＭＩＭＯチャネルは、時間・周波数ブロック内の各サブバンドに関するＲ×Ｑチャネル応答マトリックス

によって特徴付けられ、次のように表され得る。

ここでＫ_dは時間・周波数ブロックに関するサブバンドのセットである。一般に各送信機は、１個または多数のアンテナを装備し得る。マルチアンテナ送信機は、多数のアンテナから異なるＳＣ−ＦＤＭＡシンボルストリームを送信でき、そのとき各送信アンテナに関して

の形の１チャネル応答ベクトルを有するであろう。マルチアンテナ送信機からのこれら多数の送信は、多数のシングルアンテナ送信機からの多数の送信と同じ方法で処理され得る。

Ｑ個の送信機の各々は、ＩＦＤＭＡ、ＬＦＤＭＡまたはＥＦＤＭＡを使用してデータとパイロットとを送信できる。受信機１５０は、Ｒ個の受信アンテナからの入力サンプルを処理して受信データ値を得る。タイムスロットｔの各シンボル周期ｎ内の各サブバンドｋに関する受信データ値は、次のように表され得る。

ここで

はタイムスロットｔのシンボル周期ｎ内のサブバンドｋ上でＱ個の送信機によって送られるＱ個のデータ値を有するＱ×１ベクトルであり、

はタイムスロットｔのシンボル周期ｎ内のサブバンドｋに関してＲ個の受信アンテナを介して得られるＲ個の受信データ値を有するＲ×１ベクトルであり、

はタイムスロットｔのシンボル周期ｎ内のサブバンドｋに関する雑音ベクトルである。

簡単にするため、チャネル応答マトリックス

は全タイムスロットの間中、一定であると仮定されており、シンボル周期ｎの関数ではない。

Ｎ個の送信ベクトル

はタイムスロットｔの各シンボル周期ｎ内のＮ個のサブバンドに関してＱ個の送信機によって形成される。各ベクトル

は、タイムスロットｔのシンボル周期ｎ内のサブバンドｋ上でＱ個の送信機によって送られるＱ個のデータ値を含む。

Ｎ個の受信ベクトル

は、各タイムスロットｔの各シンボル周期ｎ内のＮ個のサブバンドに関して得られる。各ベクトル

は、１シンボル周期内の１サブバンドに関して受信機１５０におけるＲ個のアンテナを介して得られるＲ個のデータ値を含む。所定のサブバンドｋとシンボル周期ｎとタイムスロットｔとに関して、ベクトル

内のｊ番目のデータ値は、ベクトル

を生成するためにチャネル応答マトリックス

のｊ番目のベクトル／列（コラム）と乗算される。Ｑ個の異なる送信機によって送られる

内のＱ個のデータ値は、１つの送信機ごとに１ベクトルであるＱ個のベクトル

を生成するために

のＱ列と乗算される。受信機１５０によって得られるベクトル

は、Ｑ個のベクトル

あるいは

の線形結合からなる。したがって

内の各受信データ値は、

内のＱ個の送信データ値各々の構成部分を含む。したがってタイムスロットｔの各シンボル周期ｎ内の各サブバンドｋ上でＱ個の送信機によって同時に送られるＱ個のデータ値は、受信機１５０において互いに干渉する。

受信機１５０は、各シンボル周期内の各サブバンド上でＱ個の送信機によって同時に送られるデータ伝送を分離するために種々の受信機空間処理技法を使用できる。これらの受信機空間処理技法は、ゼロ強制（ｚｅｒｏ−ｆｏｒｃｉｎｇ）（ＺＦ）技法、ＭＭＳＥ技法および最大比合成（ＭＲＣ）技法を含む。

受信機１５０は、次のようにＺＦ、ＭＭＳＥまたはＭＲＣ技法に基づいて空間フィルタマトリックスを導き出すことができる。

ここで

である。

受信機１５０は、Ｑ個の送信機から受信されたパイロットに基づいて各サブバンドに関するチャネル応答マトリックス

を推定できる。明瞭にするため、ここでの説明は、チャネル推定誤差はないものと仮定している。その後受信機１５０は、空間フィルタマトリックスを導き出すために、推定されたチャネル応答マトリックス

を使用する。

はタイムスロットｔに亘って一定であると仮定されているので、タイムスロットｔ内のすべてのシンボル周期の間中、同じ空間フィルタマトリックスが使用されることが可能である。

受信機１５０は、次のような受信機空間処理を実行できる。

ここで

は

に等しい可能性があり、

は、タイムスロットｔのシンボル周期ｎ内のサブバンドｋに関するＬ個の検出データ値を有するＬ×１ベクトルであり、

は、受信機空間処理後の雑音である。

検出されたデータ値は送信されたデータ値の推定値である。

ＭＭＳＥ空間フィルタ

とＭＲＣ空間フィルタ

からの推定値は

におけるデータ値の不正規化推定値である。スケーリングマトリックス

との乗算は、データ値の正規化推定値を提供する。

一般に送信機の異なるセットは、例えばこれらのホップパターンによって決定されるように所定のタイムスロット内の異なるサブバンドセットを割り当てられる。所定のタイムスロット内のＳ個のサブバンドセットに割り当てられた送信機のＳ個のセットは、同数または異なる数の送信機を含み得る。更に各送信機セットは、シングルアンテナ送信機、マルチアンテナ送信機または両者の組合せを含み得る。異なるセットの送信機はまた、異なるタイムスロット内の所定のサブバンドセットに割り当てられ得る。各タイムスロット内の各サブバンドに関するチャネル応答マトリックス

は、このタイムスロット内のこのサブバンドを使用する送信機のセットによって決定され、このタイムスロット内のこのサブバンド上で送信する各送信機に関する１つ以上のベクトル／列（コラム）を含む。マトリックス

は、異なるストリームを受信機１５０に送信するために多数のアンテナを使用する１送信機に関する多数のベクトルを含み得る。

上記に示されたように各タイムスロットｔの各シンボル周期ｎ内の各サブバンドｋ上でＱ個の送信機によって同時に送られる多数のデータ伝送は、これらのチャネル応答ベクトル

によって提供されるこれらの空間署名に基づいて受信機１５０によって分離され得る。これはＱ−ＦＤＭＡシステムがより高い容量を享受することを可能にする。

Ｑ−ＦＤＭＡは、順方向および逆方向リンクのために使用され得る。逆方向リンクについては、多数の端末は、前述の受信機空間処理技法を使用してこれらの端末からの送信を分離し得るマルチアンテナ基地局に同じ時間・周波数ブロック上で同時に送信できる。順方向リンクについては、マルチアンテナ基地局はすべての端末に関するチャネル推定値を取得でき（例えばこれらの端末によって送信されたパイロットに基づいて）、これらの端末に送られる送信に関して送信機空間処理を実行できる。例えば基地局は次のように、端末ｍに関して送信機空間処理を実行できる。

ここで

はタイムスロットｔのシンボル周期ｎ内のサブバンドｋ上で端末ｍに送られるデータシンボルであり、

はタイムスロットｔのシンボル周期ｎ内のサブバンドｋ上でＲ個のアンテナを介して端末ｍに送られるＲ個の送信シンボルを有するＲ×１ベクトルである。

方程式（２４）はＭＲＣビーム形成を使用する送信機空間処理を示す。基地局はまた、他のタイプの送信機空間処理も実行できる。例えば基地局は、ゼロ強制ビーム形成を使用して同時に２人のユーザに送信でき、また第１のユーザに関するビームの零位に他のユーザが在って、このユーザが第１のユーザからの干渉を観測しないようなビームを形成できる。

順方向リンク上でマルチアンテナ端末は、多数の基地局からの送信を受信できる。各基地局は、それぞれの基地局によって端末に割り当てられた異なるホップパターンを使用して端末に送信できる。異なる基地局によって端末に割り当てられたホップパターンは衝突する可能性がある。これが起こるときはいつでも端末は、これらの基地局によって同じシンボル周期内に同じサブバンド上で同時に送られる多数の送信を分離するために受信機空間処理を使用できる。

Ｑ−ＦＤＭＡはまた、ハンドオフ時の性能を改善するためにも使用され得る。端末Ａは、基地局１から基地局２にハンドオフされ得る。ハンドオフ時に基地局２は、基地局２と通信している別の端末Ｂに割り当てられたサブバンドにオーバーラップするサブバンド上で端末Ａからの送信を受信できる。基地局２は、端末Ａ、Ｂからの送信を分離するために受信機空間処理を実行できる。基地局１または２はまた、性能を改善するために端末Ａに関して２つの基地局によって取得された情報（例えば検出されたデータ値）を結合することもでき、これは「ソフターハンドオフ」として知られる、性能を改善するためのプロセスである。基地局１、２はまた、端末Ａに直交パイロットを送ることもできる。ネットワークは、異なるセクタ内の順方向リンクおよび／または逆方向リンクに関するパイロットが互いに直交するように設計され得る。

直交パイロットは、チャネル推定を容易にするために順方向および逆方向リンク上で送られることが可能である。同じ時間・周波数ブロックを共用する多数の端末は、所定の１基地局に直交パイロットを送ることができる。多数の基地局もまた、例えばハンドオフ時に所定の１端末に直交パイロットを送ることができる。直交パイロットは、ここで説明されたパイロット伝送方式のいずれを使用しても送られることが可能である。

４．Ｈ−ＡＲＱ伝送
Ｑ−ＦＤＭＡシステムは、増分冗長度（ＩＲ）伝送とも呼ばれるハイブリッド自動反復要求（Ｈ−ＡＲＱ）を使用できる。Ｈ−ＡＲＱによって送信機は、パケットが受信機によって正しく復号されるまで、または最大数の送信が送られてしまうまで１データパケットのために１つ、または多数の送信を送る。Ｈ−ＡＲＱは、データ伝送の信頼度を改善し、またチャネル状態に変化が生じたときにパケットのための速度適応をサポートする。

図１３は、Ｈ−ＡＲＱ伝送を示す。送信機は、データパケット（パケット１）を処理（例えば符号化して変調）し、フレームまたはサブパケットとも呼ばれ得る多数（Ｂ）のデータブロックを生成する。各データブロックは、好適なチャネル状態の下で受信機がパケットを正しく復号するのを可能にするために十分な情報を含み得る。Ｂ個のデータブロックは、パケットに関して異なる冗長度情報を含む。各データブロックは、如何なる数のタイムスロット内においても送られ得る。図１３に示された例では、各データブロックは１タイムスロット内で送られる。

送信機は、タイムスロット１でパケット１に関する第１のデータブロック（ブロック１）を送信する。受信機は、ブロック１を受信して処理（例えば復調して復号）し、パケット１が誤りで復号されたと決定し、タイムスロット２で送信機に否定応答（ＮＡＫ）を送る。送信機は、ＮＡＫを受信して、タイムスロット３でパケット１に関する第２のデータブロック（ブロック２）を送信する。受信機は、ブロック２を受信し、ブロック１、２を処理し、パケット１がなお誤りで復号されたと決定し、タイムスロット４でＮＡＫを送る。ブロック伝送とＮＡＫ応答は、何回でも続行することができる。図１３に示された例では送信機は、ｘ≦Ｂとして、タイムスロットｔでパケット１に関するデータブロックｘ（ブロックｘ）送信する。受信機はブロックｘを受信し、パケット１に関してブロック１〜ｘを処理し、このパケットが正しく復号されたと決定し、タイムスロット２ｂでＡＣＫを返送する。送信機は、ＡＣＫを受信してパケット１の送信を終了する。送信機は次のデータパケット（パケット２）を処理し、同様な仕方でパケット２に関するデータブロックを送信する。

図１３では、各ブロック伝送に関してＡＣＫ／ＮＡＫ応答のための１タイムスロットの遅延が存在する。チャネル利用を改善するために送信機は、インタレースされた仕方で多数のパケットを送信できる。例えば送信機は、奇数番号のタイムスロットで１つのパケットを、偶数番号のタイムスロットで別のパケットを送信できる。２つより多いパケットも、より長いＡＣＫ／ＮＡＫ遅延の間にインタレースされることが可能である。

図１３は、ＮＡＫｓとＡＣＫｓの両者の伝送を示している。ＡＣＫベースのスキームでは、ＡＣＫはパケットが正しく復号された場合にだけ送られ、ＮＡＫｓは送られず、ＡＣＫｓの不在によって推測される。

図１４は、周波数ホッピングによる２つの送信機ａ、ｂのためのＨ−ＡＲＱ伝送を示す。各送信機は、任意のタイムスロットにおいて始まる新しいパケットを送信できる。各送信機はまた、各パケットに関して任意数のデータブロックを送信でき、また現在のパケットに関してＡＣＫを受信すると、別のパケットを送信できる。したがって各送信機によって送信されたパケットは、他の送信機によって送信されたパケットに関して非同期的に見える。周波数ホッピングによって各送信機は、時間・周波数ブロックの１系列上で送信する。各送信機は、図１４に示されるようにこれらの送信機が異なるチャネルセット内の情報チャネルを割り当てられれば、擬似ランダムな方法で他の送信機と干渉する可能性がある。多数の送信機はまた、もしこれらが同じ情報チャネルを割り当てられれば、各時間・周波数ブロック内で互いに干渉する可能性がある（図１４には図示せず）。

受信機は、送信機からブロック送信を受信し、多数の送信機からのブロック送信を有する各時間・周波数ブロックに関して受信機空間処理を実行する。受信機は、各パケットに関して受信されたすべてのブロック送信に関して得られたすべてのデータシンボル推定値に基づいて各パケットを復調して復号する。正しく復号された各パケットに関して、このパケットのためのＨ−ＡＲＱ伝送は終了されることができ、このパケットによる干渉は、このパケットによって使用された時間・周波数ブロック（単数または複数）に関する入力サンプルまたは受信データ値から推定されて取り去られる。干渉推定値は、例えば送信機によって実行される同じ方法でパケットを符号化して変調し、この結果得られたシンボルにパケットに関するチャネル推定値を乗算することによって取得され得る。受信機は、誤りで復号されたパケットであって、正しく復号されたパケットと同じ時間・周波数ブロック上で送信されたパケットに関して新しいデータシンボル推定値を得るために正しく復号されたパケットによって使用されたすべての時間・周波数ブロックに関して干渉除去されたシンボルに受信機空間処理を実行できる。誤りで復号され、任意の正しく復号されたパケットに少なくとも部分的にオーバーラップする（すなわち何らかの時間・周波数ブロックを共用する）各パケットは、このパケットに関するすべてのデータシンボル推定値に基づいて復調されて復号され得る。

５．送信機および受信機
図１５は送信機１１０ｍの一実施形態を示す。ＴＸデータおよびパイロットプロセッサ１２０ｍ内で、符号器１５１２は、トラヒックデータを受信し、符号化パケットを生成するために符号化スキームに基づいて各データパケットを符号化し、各符号化パケットを多数のデータブロックに分割する。インタリーバ１５１４は、インタリーブ方式に基づいて各データブロックをインタリーブまたは再順序付けする。シンボルマッパー１５１６は、各データブロック内のインタリーブされたビットを変調方式に基づいてデータシンボルにマップする。パイロット発生器１５２０は、例えば多相系列に基づいてパイロットシンボルを生成する。ＴＤＭ／ＣＤＭユニット１５２２は、ＴＤＭ（例えば図５または７に示されたように）またはＣＤＭ（例えば図６に示されたように）を使用してデータシンボルをパイロットシンボルと多重化する。データおよびパイロットシンボルはまた、ＳＣ−ＦＤＭＡ変調後に多重化されることも可能である。

コントローラ／プロセッサ１４０ｍ内でＦＨ発生器１５４２は、例えば送信機１１０ｍに割り当てられたホップパターンに基づいて各タイムスロットにおける伝送のために使用するサブバンドのセットを決定する。分散および局所化パイロットに関してコントローラ／プロセッサ１４０ｍはまた、パイロット伝送のために使用するサブバンドのサブセットを決定する。例えばチャネルセット１における情報チャネルを割り当てられた送信機は、第１のサブセットを割り当てられる可能性があり、チャネルセット２における情報チャネルを割り当てられた送信機は、第２のサブセットを割り当てられる可能性があり、以下同様である。ＳＣ−ＦＤＭＡ変調器１３０ｍは、データシンボルが伝送のために使用されるサブバンドのセット上で送られるように、データＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを生成する。ＳＣ−ＦＤＭＡ変調器１３０ｍはまた、パイロットシンボルがパイロット伝送のために使用されるサブバンドのサブセット上で送られるようにパイロットＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを生成する。

図１６は、受信機１５０の一実施形態を示す。受信機１５０においてＲ個のＤＦＴユニット１６１０ａ〜１６１０ｒは、Ｒ個のアンテナに関してそれぞれ受信機ユニット１５４ａ〜１５４ｒから入力サンプルを受信する。各ＤＦＴユニット１６１０は、各シンボル周期に関する周波数領域値を得るために各シンボル周期に関して入力サンプルにＤＦＴを実行する。Ｒ個のデマルチプレクサ／チャネル推定器１６２０ａ〜１６２０ｒは、それぞれＤＦＴユニット１６１０ａ〜１６１０ｒから周波数領域値を受信する。各デマルチプレクサ１６２０は、Ｋ個のサブバンド空間プロセッサ１６３２ａ〜１６３２ｋにデータに関する周波数領域値（または受信データ値）を提供する。

各チャネル推定器１６２０は、各送信機に関して得られたパイロットに関する周波数領域値（または受信パイロット値）に基づいて各送信機に関するチャネル推定値を導き出す。空間フィルタマトリックス計算ユニット１６３４は、各サブバンドおよびタイムスロットを使用するすべての送信機に関するチャネル応答ベクトルに基づいて各タイムスロット内の各サブバンドに関するチャネル応答マトリックス

を形成する。その後、計算ユニット１６３４は、前述のように各サブバンドおよびタイムスロットに関するチャネル応答マトリックス

に基づいて各タイムスロットの各サブバンドに関して空間フィルタマトリックス

を導き出す。計算ユニット１６３４は、各タイムスロット内のＫ個のサブバンドに関してＫ個の空間フィルタマトリックスを提供する。

Ｋ個のサブバンド空間プロセッサ１６３２ａ〜１６３２ｋは、デマルチプレクサ１６２０ａ〜１６２０ｒからそれぞれサブバンド１〜Ｋに関する受信データ値を取得する。各サブバンド空間プロセッサ１６３２はまた、これのサブバンドに関する空間フィルタマトリックスを受信し、空間フィルタマトリックスを有する受信データ値に受信機空間処理を実行し、検出データ値を提供する。各シンボル周期の間にＫ個の空間プロセッサ１６３２ａ〜１６３２ｋは、Ｋ個のサブバンドに関する検出データ値のＫ個のベクトルをデマルチプレクサ（Ｄｅｍｕｘ）１６３６に提供する。デマルチプレクサ１６３６は、各送信機に関する検出データ値を、検出されたＳＣ−ＦＤＭＡシンボルにマップする。所定の送信機ｍに関する検出ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルは、受信機空間処理を介して抑制された他の送信機からの干渉を有するこの送信機のために受信機１５０によって受信されたＳＣ−ＦＤＭＡシンボルである。

ＳＣ−ＦＤＭＡ復調器１７０は、各検出ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを処理してＲＸデータプロセッサ１７２にデータシンボル推定値を提供する。ＳＣ−ＦＤＭＡ復調器１７０は、ＩＦＤＭＡのためのフェーズランプの等化、除去、割り当てられたサブバンドからのシンボルのデマッピング（ｄｅｍａｐｐｉｎｇ）などを実行できる。ＳＣ−ＦＤＭＡ復調器１７０はまた、Ｍ個の送信機に割り当てられた情報チャネルに基づいてこれらＭ個の送信機に関するデータシンボル推定値をＭ個のストリームにマップする。ＦＨ発生器１６４２は、各送信機に割り当てられたホップパターンに基づいて各送信機によって使用されるサブバンドを決定する。

ＲＸデータプロセッサ１７２は、各送信機に関するデータシンボル推定値をデマップ、デインタリーブ（ｄｅｉｎｔｅｒｌｅａｖｅ）、および復号し、各復号されたパケットに関する復号データならびに復号状態を提供する。コントローラ１８０は、複合状態に基づいてＡＣＫｓおよび／またはＮＡＫｓを生成し、Ｈ−ＡＲＱのためのデータブロックの伝送を制御するためにこれらのＡＣＫｓおよび／またはＮＡＫｓを送信機に返送し得る。

ここで説明された技法は、種々の手段によって実現され得る。例えばこれらの技法は、ハードウエア、ソフトウエアまたはこれらの組合せにおいて実現可能である。ハードウエア実現のために、パイロット伝送、チャネル推定、受信機空間処理などを実行するために使用される処理ユニットは、１つ以上の特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣｓ）、ディジタル信号プロセッサ（ＤＳＰｓ）、ディジタル信号処理装置（ＤＳＰＤｓ）、プログラマブル（プログラム可能）論理装置（ＰＬＤｓ）、フィールドプログラマブル（利用者書込み可能）ゲートアレー（ＦＰＧＡｓ）、プロセッサ、コントローラ、マイクロコントローラ、マイクロプロセッサ、電子装置、ここで説明された機能を実行するために設計された他の電子ユニット、またはこれらの組合せ内において実現可能である。

ソフトウエア実現のために、これらの技法は、ここで説明された機能を実行するモジュール（例えば手順、関数など）によって実現可能である。ソフトウエアコードは、メモリユニット（例えば図１のメモリユニット１４２または１８２）に記憶されてプロセッサ（例えばコントローラ１４０または１８０）によって実行され得る。メモリユニットは、プロセッサの内部またはプロセッサの外部に実現可能である。

参照のため、およびある幾つかのセクションを探し当てる際の助けとなるために、ここには小見出しが含まれている。これらの小見出しは、これらの下で説明された概念の範囲を限定することは意図されておらず、これらの概念は本明細書全体を通して他のセクションでの利用可能性を持ち得る。

開示された実施形態の前述の説明は、本技術に精通する如何なる人でも本発明を実行または使用できるようにするために提供されている。これらの実施形態への種々の修正は、本技術に精通する人々にとって直ちに明らかであろうし、またここに定義された一般的原理は、本発明の精神または範囲から逸脱せずに他の実施形態に適用可能である。したがって本発明は、ここで示された実施形態に限定されるようには意図されておらず、ここで説明された原理と新規な特徴とに一致する最も広い範囲と一致させられるべきである。

多数の送信機と１個の受信機とを有するＱ−ＦＤＭＡシステムを示す図である。ＩＦＤＭＡのための例示的サブバンド構造を示す図である。ＬＦＤＭＡのための例示的サブバンド構造を示す図である。ＥＦＤＭＡのための例示的サブバンド構造を示す図である。ＩＦＤＭＡ、ＬＦＤＭＡまたはＥＦＤＭＡシンボルの生成を示す図である。ＩＦＤＭＡシンボルの生成を示す図である。周波数ホッピング（ＦＨ）方式を示す図である。ＴＤＭパイロット方式を示す図である。ＣＤＭパイロット方式を示す図である。分散／局所化パイロット方式を示す図である。ＩＦＤＭＡによる２つの送信機のための分散パイロットを示す図である。ＬＦＤＭＡによる２つの送信機のための分散パイロットを示す図である。ＩＦＤＭＡによる２つの送信機のための局所化パイロットを示す図である。ＬＦＤＭＡによる２つの送信機のための局所化パイロットを示す図である。異なるデータおよびパイロットシンボル持続時間を有する伝送を示す図である。Ｑ−ＦＤＭＡシステムにおいてパイロットとデータとを送信するプロセスを示す図である。チャネル推定を実行するためのプロセスを示す図である。Ｈ−ＡＲＱ伝送を示す図である。２つの送信機のためのＨ−ＡＲＱ伝送を示す図である。送信機のブロック図である。受信機のブロック図である。

Claims

パイロットシンボルの１系列を生成し、サブバンドの少なくとも２セットの中から選択されたサブバンドの１セットを決定し、パイロット伝送のために使用するサブバンドの１サブセットを決定し、サブバンドの前記１セットによって形成されたサブバンドの少なくとも２サブセットの中から選択されるサブバンドの１サブセット上で送られるパイロットシンボルの前記１系列によって単一搬送波周波数分割多元接続（ＳＣ−ＦＤＭＡ）シンボルを生成するように動作するプロセッサと、
前記プロセッサに接続されたメモリと、
を備える装置。
サブバンドの前記１セットはＫ個の全サブバンドに亘って均一に分散されたＮ個のサブバンドを備え、またサブバンドの前記１サブセットは前記Ｎ個のサブバンドに亘って均一に分散されたＰ個のサブバンドを備え、またＫ、ＮおよびＰは１より大きな整数である、請求項１に記載の装置。
前記プロセッサは、サブバンドの前記１サブセット上で送られるパイロットシンボルの前記１系列によって、インタリーブド周波数分割多元接続（ＩＦＤＭＡ）シンボルを生成するように動作する、請求項２に記載の装置。
サブバンドの前記１セットはＫ個の全サブバンドの中にＮ個の隣接サブバンドを備え、サブバンドの前記１サブセットは前記Ｎ個の隣接サブバンドに亘って均一に分散されたＰ個のサブバンドを備え、またＫ、ＮおよびＰは１より大きな整数である、請求項１に記載の装置。
前記プロセッサは、サブバンドの前記１サブセット上で送られるパイロットシンボルの前記１系列によって、局所化周波数分割多元接続（ＬＦＤＭＡ）シンボルを生成するように動作する、請求項４に記載の装置。
サブバンドの前記１セットはＫ個の全サブバンドに亘って均一に分散されたＮ個のサブバンドを備え、サブバンドの前記１サブセットは前記Ｎ個のサブバンドの中にＰ個の連続するサブバンドを備え、またＫ、ＮおよびＰは１より大きな整数である、請求項１に記載の装置。
前記プロセッサは、サブバンドの前記１サブセット上で送られるパイロットシンボルの前記１系列によって、インタリーブド周波数分割多元接続（ＩＦＤＭＡ）シンボルを生成するように動作する、請求項６に記載の装置。
サブバンドの前記１セットはＫ個の全サブバンドの中にＮ個の隣接サブバンドを備え、サブバンドの前記１サブセットは前記Ｎ個のサブバンドの中にＰ個の隣接サブバンドを備え、またＫ、ＮおよびＰは１より大きな整数である、請求項１に記載の装置。
前記プロセッサは、サブバンドの前記１サブセット上で送られるパイロットシンボルの前記１系列によって、局所化周波数分割多元接続（ＬＦＤＭＡ）シンボルを生成するように動作する、請求項８に記載の装置。
サブバンドの前記１セットはＫ個の全サブバンドの中から選択されたＮ個のサブバンドを備え、サブバンドの前記１サブセットは前記Ｎ個のサブバンドの中から選択されたＰ個のサブバンドを備え、またＫ、ＮおよびＰは１より大きな整数である、請求項１に記載の装置。
前記プロセッサは、Ｋ個のパイロットシンボルによって拡張された１系列を生成するためにパイロットシンボルの前記１系列を複数回、複製し、周波数変換された１系列を得るためにフェーズランプを適用し、またインタリーブド周波数分割多元接続（ＩＦＤＭＡ）シンボルを生成するために前記周波数変換系列にサイクリックプレフィックス（循環接頭辞）を付加するように動作する、請求項１０に記載の装置。
前記プロセッサは、周波数領域値を得るためにパイロットシンボルの前記１系列に離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を実行し、前記サブセット内の前記サブバンドに前記周波数領域値をマップし、前記Ｋ個の全サブバンドのうちの残りサブバンドにゼロ値をマップし、時間領域出力サンプルの１系列を得るために前記周波数領域値と前記ゼロ値とに逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）を実行し、前記ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを生成するために時間領域出力サンプルの前記１系列にサイクリックプレフィックスを付加するように動作する、請求項１０に記載の装置。
前記プロセッサは、データシンボルを生成し、前記データシンボルに関する少なくとも１つのＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを生成し、前記データシンボルに関する前記少なくとも１つのＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを前記パイロットシンボルに関する前記ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルと時分割多重化（ＴＤＭ）するように動作する、請求項１に記載の装置。
前記プロセッサは、前記時間領域内に一定のエンベロープを有し、前記周波数領域内に平坦なスペクトル応答を有する多相系列に基づいてパイロットシンボルの前記１系列を生成するように動作する、請求項１に記載の装置。
前記プロセッサは、周波数ホッピングパターンに基づいて異なるタイムスロットに関してサブバンドの異なるセットを決定するように動作する、請求項１に記載の装置。
サブバンドの前記１セットは多数の送信機によってパイロット伝送のために使用される、請求項１に記載の装置。
前記多数の送信機は多数の無線装置であり、また前記ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルはパイロットのために少なくとも１つの他の無線装置によって生成された少なくとも１つの他のＳＣ−ＦＤＭＡシンボルと直交する、請求項１６に記載の装置。
前記多数の送信機は多数の基地局であり、また前記ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルはパイロットのために少なくとも１つの他の基地局によって生成された少なくとも１つの他のＳＣ−ＦＤＭＡシンボルと直交する、請求項１６に記載の装置。
サブバンドの前記１サブセットはパイロット伝送のために使用され、またサブバンドの前記１セットはデータ伝送のために使用される、請求項１に記載の装置。
サブバンドの前記多数のセットはパイロット伝送のために送信機の多数のグループによって使用される、請求項１に記載の装置。
直交するパイロットが、無線ネットワークの異なるセクタ内の送信機によって送信される、請求項１に記載の装置。
パイロットシンボルの１系列を生成することと、
サブバンドの少なくとも２セットの中から選択されたサブバンドの１セットを決定することと、
パイロット伝送のために使用するサブバンドの１サブセットであって、サブバンドの前記１セットによって形成されたサブバンドの少なくとも２つのサブセットの中から選択されたサブバンドの１サブセットを決定することと、
サブバンドの前記１サブセット上で送られるパイロットシンボルの前記１系列によって単一搬送波周波数分割多元接続（ＳＣ−ＦＤＭＡ）シンボルを生成することと、
を備える方法。
前記ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを前記生成することは、
サブバンドの前記１サブセット上で送られるパイロットシンボルの前記１系列によって局所化周波数分割多元接続（ＬＦＤＭＡ）シンボルを生成することを備える、請求項２２に記載の方法。
前記ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを前記生成することは、
サブバンドの前記１サブセット上で送られるパイロットの前記１系列によってインタリーブド周波数分割多元接続（ＩＦＤＭＡ）シンボルを生成することを備える、請求項２２に記載の方法。
前記ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを前記生成することは、
拡張された１系列をＫ個のパイロットシンボルで生成するためにパイロットシンボルの前記１系列を複数回、複製することと、
周波数変換された系列を得るためにフェーズランプを適用することと、
インタリーブド周波数分割多元接続（ＩＦＤＭＡ）シンボルを生成するために前記周波数変換された系列にサイクリックプレフィックスを付加することと、
を備える、請求項２２に記載の方法。
前記ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを前記生成することは、
周波数領域値を得るためにパイロットシンボルの前記１系列に離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を実行することと、
前記サブセット内の前記サブバンドに前記周波数領域値をマッピングすることと、
前記Ｋ個の全サブバンドのうちの残りサブバンドにゼロ値をマッピングすることと、
時間領域出力サンプルの１系列を得るために前記周波数領域値と前記ゼロ値とに逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）を実行することと、
前記ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを生成するために時間領域出力サンプルの前記１系列にサイクリックプレフィックスを付加することと、
を備える、請求項２２に記載の方法。
パイロットシンボルの１系列を生成するための手段と、
サブバンドの少なくとも２セットの中から選択されたサブバンドの１セットを決定するための手段と、
パイロット伝送のために使用するサブバンドの１サブセットであって、サブバンドの前記１セットによって形成されたサブバンドの少なくとも２つのサブセットの中から選択されたサブバンドの１サブセットを決定するための手段と、
サブバンドの前記１サブセット上で送られるパイロットシンボルの前記１系列によって単一搬送波周波数分割多元接続（ＳＣ−ＦＤＭＡ）シンボルを生成するための手段と、
を備える装置。
前記ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを生成するための前記手段は、
サブバンドの前記１サブセット上で送られるパイロットシンボルの前記１系列によって局所化周波数分割多元接続（ＬＦＤＭＡ）シンボルを生成するための手段を備える、請求項２７に記載の装置。
前記ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを生成するための前記手段は、
サブバンドの前記１サブセット上で送られるパイロットシンボルの前記１系列によってインタリーブド周波数分割多元接続（ＩＦＤＭＡ）シンボルを生成することを備える、請求項２７に記載の装置。
前記ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを生成するための前記手段は、
Ｋ個のパイロットシンボルによって拡張された１系列を生成するためにパイロットシンボルの前記１系列を複数回、複製するための手段と、
周波数変換された１系列を得るためにフェーズランプを適用するための手段と、
インタリーブド周波数分割多元接続（ＩＦＤＭＡ）シンボルを生成するために前記周波数変換された系列にサイクリックプレフィックスを付加するための手段と、
を備える、請求項２７に記載の装置。
前記ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを生成するための前記手段は、
周波数領域値を得るためにパイロットシンボルの前記１系列に離散フーリエ変換（ＤＦＴ）を実行するための手段と、
前記サブセット内の前記サブバンドに前記周波数領域値をマッピングするための手段と、
前記Ｋ個の全サブバンドのうちの残りサブバンドにゼロ値をマッピングするための手段と、
時間領域出力サンプルの１系列を得るために前記周波数領域値と前記ゼロ値とに逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）を実行するための手段と、
前記ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを生成するために時間領域出力サンプルの前記１系列にサイクリックプレフィックスを付加するための手段と、
を備える、請求項２７に記載の方法。
パイロットシンボルの１系列を生成し、サブバンドの少なくとも２セットの中から選択されたサブバンドの１セットを決定し、サブバンドの前記１セット上で送られるパイロットシンボルの前記１系列によって単一搬送波周波数分割多元接続（ＳＣ−ＦＤＭＡ）シンボルを生成し、時分割多重化（ＴＤＭ）または符号分割多重化（ＣＤＭ）を使用して前記ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを多重化するように動作するプロセッサと、
前記プロセッサに接続されたメモリと、
を備える装置。
前記プロセッサは、パイロット伝送のために指定されたシンボル周期にＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを多重化し、少なくとも１つの他の送信機によってパイロット伝送のために使用される少なくとも１つのシンボル周期内ではデータもパイロットも送信しないように動作する、請求項３２に記載の装置。
前記プロセッサは、前記ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルに基づく少なくとも２つの乗算されたＳＣ−ＦＤＭＡシンボルと１つの直交符号とを生成し、少なくとも２つの送信機によるパイロット伝送のために指定された少なくとも２つのシンボル周期に前記少なくとも２つの乗算されたＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを多重化するように機能する、請求項３２に記載の装置。
前記プロセッサは、データシンボルを生成し、前記データシンボルに関する少なくとも１つのＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを生成し、前記データシンボルに関する前記少なくとも１つのＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを前記パイロットシンボルに関する前記ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルと多重化するように機能する、請求項３２に記載の装置。
パイロットシンボルの１系列を生成することと、
サブバンドの少なくとも２セットの中から選択されたサブバンドの１セットを決定することと、
サブバンドの前記１セット上で送られるパイロットシンボルの前記１系列によって単一搬送波周波数分割多元接続（ＳＣ−ＦＤＭＡ）シンボルを生成することと、
時分割多重化（ＴＤＭ）または符号分割多重化（ＣＤＭ）を使用して前記ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを多重化することと、
を備える方法。
前記ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを前記多重化することは、
前記ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルに基づく少なくとも２つの乗算されたＳＣ−ＦＤＭＡシンボルと直交符号とを生成することと、
少なくとも２つの送信機によるパイロット伝送のために指定された少なくとも２つのシンボル周期に前記少なくとも２つの基準化されたＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを多重化することと、
を備える、請求項３６に記載の方法。
パイロットシンボルの１系列を生成するための手段と、
サブバンドの少なくとも２セットの中から選択されたサブバンドの１セットを決定するための手段と、
サブバンドの前記１セット上で送られるパイロットシンボルの前記１系列によって単一搬送波周波数分割多元接続（ＳＣ−ＦＤＭＡ）シンボルを生成するための手段と、
時分割多重化（ＴＤＭ）または符号分割多重化（ＣＤＭ）を使用して前記ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを多重化するための手段と、
を備える装置。
前記ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを多重化するための前記手段は、
前記ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルに基づく少なくとも２つの乗算されたＳＣ−ＦＤＭＡシンボルと１つの直交符号とを生成するための手段と、
少なくとも２つの送信機によるパイロット伝送のために指定された少なくとも２つのシンボル周期に前記少なくとも２つの乗算されたＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを多重化するための手段と、
を備える、請求項３８に記載の装置。
パイロットシンボルとデータシンボルとを生成し、前記パイロットシンボルに関する少なくとも１つのパイロット単一搬送波周波数分割多元接続（ＳＣ−ＦＤＭＡ）シンボルを生成し、前記データシンボルに関する少なくとも１つのデータＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを生成し、各パイロットＳＣ−ＦＤＭＡシンボルが第１のシンボル持続時間を有し、各データＳＣ−ＦＤＭＡシンボルが前記第１のシンボル持続時間とは異なる第２の持続時間を有し、前記少なくとも１つのパイロットＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを、データおよびパイロット伝送のために少なくとも２つの送信機によって使用される１タイムスロット上で前記少なくとも１つのデータＳＣ−ＦＤＭＡシンボルと多重化するように動作するプロセッサと、
前記プロセッサに接続されたメモリと、
を備える装置。
前記第１のシンボル持続時間は前記第２のシンボル持続時間より短い、請求項４０に記載の装置。
前記プロセッサは、前記少なくとも１つのパイロットＳＣ−ＦＤＭＡシンボルに基づく少なくとも２つの乗算されたパイロットＳＣ−ＦＤＭＡシンボルと１つの直交符号とを生成し、前記少なくとも２つの乗算されたパイロットＳＣ−ＦＤＭＡシンボルをパイロット伝送のために指定された少なくとも２つのシンボル周期と多重化するように動作する、請求項４０に記載の装置。
前記プロセッサは、前記少なくとも１つのパイロットＳＣ−ＦＤＭＡシンボルをパイロット伝送のために指定された少なくとも１つのシンボル周期に多重化し、前記少なくとも２つの送信機のうちの残りの送信機によるパイロット伝送のために使用される少なくとも１つの他のシンボル周期内ではデータもパイロットも送信しないように動作する、請求項４０に記載の装置。
前記プロセッサは、サブバンドの少なくとも２つのセットの中から選択されたサブバンドの１セットを決定し、パイロット伝送のために使用するサブバンドの１サブセットであってサブバンドの前記１セットによって形成されたサブバンドの少なくとも２つのサブセットの中から選択されたサブバンドの１サブセットを決定し、サブバンドの前記１サブセット上で送られる前記パイロットシンボルによって前記少なくとも１つのパイロットＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを生成するように動作する、請求項４０に記載の装置。
パイロットシンボルとデータシンボルとを生成することと、
各パイロット単一搬送波周波数分割多元接続（ＳＣ−ＦＤＭＡ）シンボルが第１のシンボル持続時間を有する、前記パイロットシンボルに関する少なくとも１つのパイロット単一搬送波周波数分割多元接続（ＳＣ−ＦＤＭＡ）シンボルを生成することと、
各データＳＣ−ＦＤＭＡシンボルが前記第１のシンボル持続時間とは異なる第２の持続時間を有する、前記データシンボルに関する少なくとも１つのデータＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを生成することと、
データおよびパイロット伝送のために少なくとも２つの送信機によって使用される１タイムスロット上で前記少なくとも１つのパイロットＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを前記少なくとも１つのデータＳＣ−ＦＤＭＡシンボルと多重化することと、
を備える方法。
前記少なくとも１つのパイロットＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを前記少なくとも１つのデータＳＣ−ＦＤＭＡシンボルと前記多重化することは、
前記少なくとも１つのパイロットＳＣ−ＦＤＭＡシンボルに基づく少なくとも２つの乗算されたパイロットＳＣ−ＦＤＭＡシンボルと１つの直交符号とを生成することと、
前記少なくとも２つの乗算されたパイロットＳＣ−ＦＤＭＡシンボルをパイロット伝送のために指定された少なくとも２つのシンボル周期に多重化することと、
を備える、請求項４５に記載の方法。
パイロットシンボルとデータシンボルとを生成するための手段と、
各パイロット単一搬送波周波数分割多元接続（ＳＣ−ＦＤＭＡ）シンボルが第１のシンボル持続時間を有する、前記パイロットシンボルに関する少なくとも１つのパイロット単一搬送波周波数分割多元接続（ＳＣ−ＦＤＭＡ）シンボルを生成するための手段と、
各データＳＣ−ＦＤＭＡシンボルが前記第１のシンボル持続時間とは異なる第２の持続時間を有する、前記データシンボルに関する少なくとも１つのデータＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを生成するための手段と、
データおよびパイロット伝送のために少なくとも２つの送信機によって使用される１タイムスロット上で前記少なくとも１つのパイロットＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを前記少なくとも１つのデータＳＣ−ＦＤＭＡシンボルと多重化するための手段と、
を備える装置。
前記少なくとも１つのパイロットＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを前記少なくとも１つのデータＳＣ−ＦＤＭＡシンボルと多重化するための前記手段は、
前記少なくとも１つのパイロットＳＣ−ＦＤＭＡシンボルに基づく少なくとも２つの乗算されたパイロットＳＣ−ＦＤＭＡシンボルと１つの直交符号とを生成するための手段と、
前記少なくとも２つの乗算されたパイロットＳＣ−ＦＤＭＡシンボルをパイロット伝送のために指定された少なくとも２つのシンボル周期に多重化するための手段と、
を備える、請求項４７に記載の装置。
直交パイロットおよび非直交データ伝送を送るために少なくとも２つの送信機によって使用される１タイムスロットにおいて少なくとも１つの単一搬送波周波数分割多元接続（ＳＣ−ＦＤＭＡ）シンボルを受信するように動作する少なくとも１つの受信機ユニットと、
前記少なくとも２つの送信機に関するチャネル推定値を得るために前記少なくとも１つのＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを処理するように動作するプロセッサと、を備える装置。
前記少なくとも２つの送信機は時分割多重化（ＴＤＭ）、符号分割多重化（ＣＤＭ）、インタリーブド周波数分割多重化（ＩＦＤＭ）、局所化周波数分割多重化（ＬＦＤＭ）、またはこれらの組合せを使用して前記直交パイロットを送信し、また前記プロセッサは前記少なくとも２つの送信機によって送信された前記直交パイロットのデマルチプレクシング（非多重化）を実行するように動作する、請求項４９に記載の装置。
前記プロセッサは、周波数領域パイロット値を得るために前記少なくとも１つのＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを変換し、前記周波数領域パイロット値に基づいて各送信機に関する周波数応答推定値を導き出すように動作する、請求項４９に記載の装置。
前記プロセッサは、前記周波数領域パイロット値に基づいて、また最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）技法または最小二乗（ＬＳ）技法を使用して各送信機に関する前記周波数応答推定値を導き出すように動作する、請求項５１に記載の装置。
前記プロセッサは、各送信機に関する前記周波数応答推定値に基づいて各送信機に関するチャネルインパルス応答推定値を導き出すように動作する、請求項５１に記載の装置。
直交パイロットおよび非直交データ伝送を送信するために少なくとも２つの送信機によって使用される１タイムスロットにおいて少なくとも１つの単一搬送波周波数分割多元接続（ＳＣ−ＦＤＭＡ）シンボルを受信することと、
前記少なくとも２つの送信機に関するチャネル推定値を得るために前記少なくとも１つのＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを処理することと、
を備える方法。
前記少なくとも１つのＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを前記処理することは、
周波数領域パイロット値を得るために前記少なくとも１つのＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを変換することと、
前記周波数領域パイロット値に基づいて各送信機に関する周波数応答推定値を導き出すことと、
を備える、請求項５４に記載の方法。
直交パイロットおよび非直交データ伝送を送るために少なくとも２つの送信機によって使用される１タイムスロットにおいて少なくとも１つの単一搬送波周波数分割多元接続（ＳＣ−ＦＤＭＡ）シンボルを受信するための手段と、
前記少なくとも２つの送信機に関するチャネル推定値を得るために前記少なくとも１つのＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを処理するための手段と、
を備える装置。
前記少なくとも１つのＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを処理するための前記手段は、
周波数領域パイロット値を得るために前記少なくとも１つのＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを変換するための手段と、
前記周波数領域パイロット値に基づいて各送信機に関する周波数応答推定値を導き出すための手段と、
を備える、請求項５６に記載の装置。
複数の受信アンテナを介して単一搬送波周波数分割多元接続（ＳＣ−ＦＤＭＡ）シンボルを受信し、複数のシンボル周期におけるサブバンドの１セットからなる時間・周波数ブロック上で直交パイロットおよび非直交データ伝送を送る少なくとも２つの送信機に関する受信データ値を得るために前記ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを処理するように動作する第１のプロセッサと、
前記少なくとも２つの送信機に関する検出データ値を得るために前記受信データ値に受信機空間処理を実行するように動作する第２のプロセッサと、
を備える装置。
前記第１のプロセッサは前記少なくとも２つの送信機に関するチャネル推定値を導き出すように動作し、前記第２のプロセッサは前記少なくとも２つの送信機に関するチャネル推定値に基づいてサブバンドの前記１セットに関する空間フィルタマトリックスの１セットを導き出し、空間フィルタマトリックスの前記１セットに基づいて受信機空間処理を実行するように動作する、請求項５８に記載の装置。
前記第２のプロセッサはゼロ強制（ＺＦ）技法、最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）技法または最大比合成（ＭＲＣ）技法に基づいて空間フィルタマトリックスの前記１セットを導き出すように動作する、請求項５９に記載の装置。
ＳＣ−ＦＤＭＡ復調を実行するように動作する第３のプロセッサを更に備える、請求項５８に記載の装置。
前記少なくとも２つの送信機に割り当てられた周波数ホッピングパターンに基づいてサブバンドの少なくとも２つのセットの中からサブバンドの前記１セットを決定するように動作するコントローラを更に備える、請求項５８に記載の装置。
復号されたデータを得るために前記少なくとも２つの送信機に関して検出されたデータ値を処理するように動作する第３のプロセッサを更に備える、請求項５８に記載の装置。
前記第３のプロセッサは、各パケットの復号状態を決定し、正しく復号された各パケットに関して肯定応答（ＡＣＫ）を提供するように動作し、また前記ＡＣＫは前記正しく復号されたパケットの伝送を終了するために使用される、請求項６３に記載の装置。
前記少なくとも２つの送信機は無線ネットワークにおいて第１の基地局と通信する第１の送信機と前記無線ネットワークにおいて第２の基地局と通信する第２の送信機とを含み、また前記装置は前記第１の基地局に常駐する、請求項５８に記載の装置。
前記少なくとも２つの送信機は第１および第２の基地局と通信する第１の送信機を含み、前記装置は前記第１の基地局に常駐し、また更に
前記第２のプロセッサから前記第１の送信機に関する検出データ値を取得し、前記第１の送信機に関して前記第２の基地局によって導き出された検出データ値を取得し、前記第１の送信機に関して前記第２のプロセッサと前記第２の基地局とから取得された検出データ値を結合するように動作する第３のプロセッサを備える、請求項５８に記載の装置。
複数の受信アンテナを介して単一搬送波周波数分割多元接続（ＳＣ−ＦＤＭＡ）シンボルを受信することと、
複数のシンボル周期におけるサブバンドの１セットからなる１時間・周波数ブロック上で直交パイロットおよび非直交データ伝送を送る少なくとも２つの送信機に関する受信データ値を得るために前記ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを処理することと、
前記少なくとも２つの送信機に関する検出データ値を得るために前記受信データ値に受信機空間処理を実行することと、を備える方法。
前記方法は、
前記少なくとも２つの送信機に関するチャネル推定値を導き出すことと、
前記少なくとも２つの送信機に関するチャネル推定値に基づいてサブバンドの前記１セットに関する空間フィルタマトリックスの１セットを導き出すことと、を更に備え、前記受信機空間処理は空間フィルタマトリックスの前記１セットに基づいて実行される、請求項６７に記載の方法。
空間フィルタマトリックスの前記１セットを前記導き出すことは、
ゼロ強制（ＺＦ）技法、最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）技法または最大比合成（ＭＲＣ）技法に基づいて空間フィルタマトリックスの前記１セットを導き出すことを備える、請求項６８に記載の方法。
前記少なくとも２つの送信機に関する検出されたデータ値にＳＣ−ＦＤＭＡ復調を実行することを更に備える、請求項６７に記載の方法。
複数の受信アンテナを介して単一搬送波周波数分割多元接続（ＳＣ−ＦＤＭＡ）シンボルを受信するための手段と、
複数のシンボル周期におけるサブバンドの１セットからなる１時間・周波数ブロック上で直交パイロットおよび非直交データ伝送を送る少なくとも２つの送信機に関する受信データ値を得るために前記ＳＣ−ＦＤＭＡシンボルを処理するための手段と、
前記少なくとも２つの送信機に関する検出データ値を得るために前記受信データ値に受信機空間処理を実行するための手段と、を備える装置。
前記装置は、
前記少なくとも２つの送信機に関するチャネル推定値を導き出すための手段と、
前記少なくとも２つの送信機に関するチャネル推定値に基づいてサブバンドの前記１セットに関する空間フィルタマトリックスの１セットを導き出すための手段と、を更に備え、前記受信機空間処理は空間フィルタマトリックスの前記１セットに基づいて実行される、請求項７１に記載の装置。
空間フィルタマトリックスの前記１セットを導き出すための前記手段は、
ゼロ強制（ＺＦ）技法、最小平均二乗誤差（ＭＭＳＥ）技法または最大比合成（ＭＲＣ）技法に基づいて空間フィルタマトリックスの前記１セットを導き出すための手段を備える、請求項７２に記載の装置。
前記少なくとも２つの送信機に関する検出されたデータ値にＳＣ−ＦＤＭＡ復調を実行するための手段を更に備える、請求項７１に記載の装置。