JP2007517465A - ハイブリッドなスペクトラム拡散無線システム - Google Patents

Abstract

ハイブリッドなスペクトラム拡散無線システムのシステムと方法とが記述されている。この方法は、擬似乱数コード生成器からのビットの一部を用いることにより信号を変調して信号のゲインを提供する増幅回路を制御することを含む。別の方法は、擬似乱数コード生成器からのビットの一部を用いることにより信号を変調して高速ホッピング周波数合成器を制御することと、高速ホッピング周波数合成器を用いて信号を高速周波数ホッピングすることとを含み、複数の周波数ホッピングがシングルデータビット時間内に発生する。

Description

（政府委託研究および政府委託開発のもとで実施された発明の権利に関する記述）米国政府は、米国エネルギー省とＵＴ−Ｂａｔｔｅｌｌｅ，ＬＬＣとの間における契約番号ＤＥ−ＡＣ０５−００ＯＲ２２７２５に基づき、本発明の権利を有する。

（１．発明の分野）
一般に、本発明は通信分野に関する。特に、本発明はスペクトラム拡散通信に関する。

（２．関連技術に関する考察）
従来の無線周波数（ＲＦ）デジタルデータ送信スキームは、一般に、マルチパス伝搬やその他の干渉条件によって発生されるエラーによる影響を非常に受けやすかった。歴史的に見て、直接シーケンスのスペクトラム拡散技術は、ロングパスタイプ（例えば屋外）の反射に対しては、適度に優れた防止策を提示してきた。逐次的な信号反射個々の到着時間の分布（分散）は、送信信号の有効チッピング期間（スペクトラム拡散のチッピングレートの逆数）よりも、一般には長い。

屋外環境は、しばしば３μｓ〜１００μｓの範囲（典型的には〜２５μｓの最大ＲＭＳ値（丘陵地帯において））の遅延分散プロフィールを示し、したがって、一般には（特にＯＱＰＳＫのような時間オフセットの４象限変調スキームによって使用される場合は）、〜１Ｍチップ／秒の信号拡散レートによって、アドレスされる。実際のところ、これらは、米国およびその他多くの国々にわたって広く使用されているＩＳ−９５ＣＤＭＡ携帯電話システムに関する既存のパラメータに非常に近い。

しかしながら、屋内での伝搬の場合、分散時間は遥かに短くなる。典型的な数値は、５０ｎｓのメジアンＲＭＳ分散値で１０ｎｓ〜２５０ｎｓの範囲を変動する。長い値は〜４Ｍチップ／秒の最小拡散レートを示し、一方で、短い値は（最悪の場合）約１００Ｍチップ／秒の拡散レートを示す（よって、従来のバイナリシフトキーイング（ＢＰＳＫ）変調または周波数シフトキーイング（ＦＳＫ）変調を用いた標準的な直接シーケンス（ＤＳ）信号に対する信号帯域幅は、少なくとも１００ＭＨｚである）。上述のＯＱＰＳＫスキームでは、最低限必要な帯域幅は半減されるが、混雑したＲＦ帯域においては極めて取り扱いにくいものとなり得る。

明らかに、この帯域幅は、利用可能な産業的、科学的、および医学的（ＩＳＭ）帯域のいずれにおいても、適切に取得することができない。上記ＩＳＭ帯域は、現在米国において、スペクトラム拡散伝送に対しては、５ＧＨｚ未満で割り当てられている（ＩＳＭおよび無免許米国情報インフラ（Ｕ−ＮＩＩ；Ｕｎｌｉｃｅｎｃｅｄ Ｎａｔｉｏｎａｌ Ｉｎｆｏｒｍａｔｉｏｎ Ｉｎｆｒａｓｔｒｕｃｔｕｒｅ）アプリケーションに対し、利用可能な１００ＭＨｚの帯域全体を要求し得る）。このため、屋内の無線リンクに対するマルチパス問題を克服するには、他の技術を適用しなければならない。有効なオプションの一つは、周波数ホッピングを用いることである。搬送周波数を周期的に変更することにより、所望の受信ポイントにおける送信器からの信号をマルチパスヌル（有害な干渉）を示さない周波数にホッピングさせる。一般に、これら多数のデータバースト（ホップ）の受信ＲＦエネルギーの全体は、ヌルによってキャンセルされ得る（好ましくないデータパケットを生成し得る）が、一般に、その大部分は、適度に効果的なリンク動作を提供するには十分な品質であり得る。

しかしながら、複雑な（遅延を含んだ）インターリービング暗号化アルゴリズムまたは（例えばリード・ソロモンのような）エラー訂正暗号化アルゴリズムのうちの一方、あるいはその両方が、リンクに導入されなければならない。もしくは、多量のパケットを再伝送してデータペイロードを首尾よく輸送することが要求され得る。いずれの場合でも、顕著なレベルの待ち時間と同時リンク速度の制限とが必然的に生じ得る。

いくつかの方法は、システム制御ソフトウェアに使用可能な（低エラーの）周波数の「ホッピングテーブル」を形成することによって伝搬ヌルを回避するように開発されてきたが、一般に、装置の動作、人為的干渉、およびＲＦ干渉源に伴って信号伝送環境が変化する場合、「好ましくない」周波数のセットはコンスタントに更新されなければならない。たとえそのように更新されたとしても、統計的に見て、あるいは実質的に、常にいくつかの好ましくないパケットが受信され得る。歴史的に見て、ＩＳＭ帯域において特定のホッピングチャネルを回避する「インテリジェント」なホッピングスキームを組織的な方法で用いることは、連邦通信委員会（ＦＣＣ）によって許可されては来なかった（とはいえ、最近数ヶ月間のＦＣＣによる規則の変更により、この禁則はいくぶん緩和された）。これは、平均チャンネル占有レートが一様化しないため、ＩＳＭ帯域周波数ホッピングシステムの動作を対象とする通常の長期間ランダム信号周波数の統計をスキューさせることになり、結果として、他のユーザに対する干渉が統計的に増加することになるためである。しかしながら、一般にこのスキームは、固定されたデバイスに対して機能することができても、モバイルアプリケーションに対して、あるいは、ＲＦ環境が動的である場合には、機能することができない。これは、マルチパスヌルの位置が（およびこれにより「好ましくない」チャネルのセットが）コンスタントに変化するためである。

従来、（例えばＲＦ反射率が高い地域などの）苛酷なマルチパス環境においても効果的に動作し、長い待ち時間（遅延）を有する極めて複雑なエラー訂正ハードウェアを伝送プロセスに一切導入しないようなスキームに対する要求、および／または、頻繁に再伝送することに対する要求は、十分に満足されては来なかった。加えて、リンク待ち時間の発生（この待ち時間は高速制御のアプリケーションにおいて特に顕著になり得、遅延は上述のＲＦインザループ（ＲＦ−ｉｎ−ｔｈｅ−ｌｏｏｐ）システムに対してループ安定性問題を引き起こし得る）に対する解決策を提示することも、十分に満足されては来なかった。さらに、米国における動作では、上記スキームはその伝送について、常に十分なスペクトラル特性を保証することによって、ＩＳＭ帯域およびＵ−ＮＩＩ帯域に対するＦＣＣ Ｐａｒｔ１５規則に準拠しなければならない。

近時のＲＦ遠隔システムにおけるさらに別の局面は、電力を効果的に利用することである。センサ、アラームシステム、ＲＦＩＤタグ、およびその他類似のものを含む多数の分散型デバイスを、低価格かつコンパクトであって１〜約５年（またはそれ以上）の間隔でメンテナンスフリーなバッテリー源から動作させることが所望される。このため、遠隔デバイスの電力消費の絶対最小値によって信頼性のあるデータ伝送を達成させるシステムＲＦ遠隔プロトコルを提供することが非常に所望される。

多くのシステムにおけるさらに別の差し迫った要求は、近接したエリアに存在する多数のＲＦデバイス（例えば、タグ、センサ、その他類似のもの）を、統計的に見て顕著なレベルの相互干渉なしで、同時に動作させることである。これは、一般に、業界ではマルチパス問題として知られており、周波数、時間、またはコードの分割多重化技術またはマルチアクセス技術（典型的には、ＦＤＭＡ，ＴＤＭＡ，またはＣＤＭＡがそれぞれ参照される）によって取り扱われる。しかしながら、これまでのところ、これらの方法は、プログラム可能または適合可能あるいは組織的な方法で同時に用いることによって、特定の量の相互相関に対し、所与のエリアで動作可能な許容数のデバイスに有用な増加を提供しては来なかった。

さらに別の要求として、マルチパス干渉またはマルチユーザ干渉の存在下でも、ＲＦデバイスそれぞれの位置を容易に検出し得るような正確な無線測位機能をサポートしたＲＦ信号伝送技術に対する要求がある。

別の主要な要求として、認証されていない相手による受け入れ（ｒｅｃｅｐｔｉｏｎ）、復号化、または検出に対し、改良された伝送セキュリティを提示するＲＦ信号プロトコルに対する要求がある。

最後に、ＲＦ信号伝達技術であって、高次の信号プログラム可能性と適合性とを提供し、ＤＣコード長、周波数ホッピングのパターン、時間ホッピングのパターン、およびそれらの相互関係の交互使用を可能にし、動的な信号使用条件およびデバイス使用条件（例えば、マルチパス条件およびＲＦＩ条件およびシステム機能に対する要求の変更）を効果的にアドレスする技術に対する要求が存在する。

したがって、上述の全ての要求に対する解決策が所望される。

（発明の要約）
以下の実施形態に対する要求が存在する。もちろん、本発明はこれらの実施形態には限定されない。

本発明の第１の局面によれば、擬似乱数コード生成器からのビットの一部を用いることにより信号を変調して上記信号のゲインを提供する増幅回路を制御することを含む方法が提供される。本発明の第２の局面によれば、擬似乱数コード生成器と、上記擬似乱数コード生成器に接続された振幅コントローラとを含む装置が提供される。本発明の第３の局面によれば、デジタル信号を直接的に合成することを含む方法であって、４象限振幅乗算器を用いて出力チャネルを振幅変調して振幅ディザー信号を提供することを含んだ方法が提供される。本発明の第４の実施形態によれば、４象限振幅増幅器を含む直接デジタル合成器を備え、上記直接デジタル合成器が振幅ディザー信号を提供するような装置が提供される。本発明の第５の局面によれば、第１の４象限振幅乗算器を用いて「同相（Ｉ；ｉｎ−ｐｈａｓｅ）」のチャネルを振幅変調することと、第２の４象限振幅乗算器を用いて「４相（Ｑ；ｑｕａｄｒａ−ｐｈａｓｅ）」のチャネルを振幅変調することとを含んだ方法が提供される。本発明の第６の局面によれば、第１の４象限振幅乗算器および第２の４象限振幅乗算器を含んだ直接デジタル乗算器を備え、第１の４象限振幅乗算器および第２の４象限振幅乗算器が互いに並列に接続されている装置が提供される。本発明の第７の実施形態によれば、擬似乱数コード生成器からのビットの一部を用いることにより信号を変調して高速ホッピング周波数合成器を制御することと、上記高速ホッピング周波数合成器を用いて上記信号を高速周波数ホッピングすることとを含んだ方法であって、複数の周波数ホッピングがシングルデータビット時間内に発生する方法が提供される。本発明の第８の局面によれば、擬似乱数コード生成器と、上記擬似乱数コード生成器に接続された高速ホッピング周波数合成器とを含んだ装置であって、複数の周波数ホッピングがシングルデータビット時間内に発生する装置が提供される。

本発明に関するこれらの実施形態およびその他の実施形態は、以下の記述と添付の図面とを参酌したとき、その価値をより高く認識することができ、より正しく理解できる。以下の記述は、本発明の様々な実施形態とそれに関する多くの詳細を示してはいるが、例示を目的にしており、限定を目的にして与えられてはいないことが理解される。多くの代替、改変、追加および／または再編成が、本発明の精神から逸れずに本発明の範囲内で実施され、本発明がそのような代替、改変、追加および／または再編成の全てを含むことが理解され得る。

添付され、本明細書の一部を形成している図面は、本発明の特定の局面を図示するように包含されている。本発明のより明確な概念、および本発明に提供されたシステムのコンポーネントと動作とに関するより明確な概念は、実施例を参照することによって、またこれにより、図面中に示された実施形態に限定されることなしに、容易に明確化され得る。同じ参照番号は、（２つ以上の図面に現れている場合に）同じ要素を参照する。本発明は、ここで提示された記述と関連させてこれら図面の１つ以上を参照することにより、より明確に理解され得る。図面に示された特徴は一定の比率に拡大縮小して描かれてるとは限らないことが理解される。

（好ましい実施形態に関する記述）
本発明および様々な特徴、ならびにそれらの利点に関する詳細は、添付の図面と以下の記述において詳細に示された非限定的な実施形態とを十分に参照することにより、さらに十分に説明される。よく知られたコンポーネントおよびプロセッシング技術に関する記述は、詳細化しすぎて本発明をわかりにくくするため、省略されている。しかしながら、詳細な記述および特定の例示は、本発明の好ましい実施形態を示している一方で例示のみを目的とし、限定を目的としていないことが理解され得る。様々な代替、改変、追加および／または再編成は、下部の発明思想の精神および／または範囲の中で、この詳細な記述から、当業者に理解され得る。

以下に引用された米国特許は、それらが意図しているのに十分な実施形態を開示している。米国特許第６，５５６，９４２号、米国特許第５，６２３，４８９号、米国特許第５，５２１，９３７号、米国特許第５，２７４，６６５号、および米国特許第４，５５０，２９２号は、あらゆる目的のために参考するため、ここで明示的に援用される。２０００年９月２７日に出願され、特許された米国特許出願０９／６７１，６３６号（特許証発行費用支払済み）の全内容は、あらゆる目的のために参考するため、ここで明示的に援用される。

本発明は、標準的な直接シーケンス（ＤＳ）スペクトラム拡散（ＳＳ）変調と複数の周波数ホッピングがシングルデータビット時間内に発生し得る「高速」周波数（ＦＦＨ）ホッピングとの間の、コードに関連した特定の組み合わせを含み得る。特に、高速周波数ホッピングの最も顕著な利点は、各ビットが複数の周波数のチップ伝送によって表現されるという点である。１つ以上のチップがマルチパスまたはＲＦリンクにおける干渉によって妨害される場合、統計的に見て、大部分が訂正され得る。とりわけ、適切なエラー検出を用いることにより、１つのチップしか正確でない場合でも、オリジナルなデータは正確に訂正され得る。（対照的に、標準的または「低速」な周波数ホッピング（ＳＦＨまたは単にＦＨ）は、各ホッピング間隔において、少なくとも１つのデータビットを、そして通常はいくつかのデータビットを送信する）。代替的に、本発明において、ホッピングは例えば周波数スウィープによって、あるいは、制限なしまたは制限付き（すなわち、連続周波数および／または連続相）性質の「チップ」によって、強化または置換され得る。困難な屋内ＲＦ伝搬環境（典型的にはオフィスや広大な工場スペース）では、良いリンク性能に対しては、高いロバスト技術が必要となる。複数の信号反射は、従来の信号を顕著に劣化させ、高いデータエラー率を引き起こす。図１３の時間に沿ったプロット図は、典型的な屋内ＲＦ伝搬環境をその信号遅延プロフィールを介して描いている。ＲＭＳ遅延拡散（壁、天井、および床からの信号反射がアンテナに到達する時間）は、およそ５０ｎｓであることに注意されたい。情報のレートが非常に低い場合を除き、ＲＦ信号技術を使用しないと、これよって重大なデータエラーが引き起こされ得る。従来の平均的なスペクトラム拡散リンクは、上記の場所で首尾よく動作を行なうには、２０ＭＨｚよりも大きな帯域幅を必要とし得る。マルチパスの影響は、図１４の周波数領域のプロット図にも明確に見ることができる。図１４は、信号幅（３）の中心付近で（ＲＦ環境に典型的な）なだらかに尖ったマルチパスキャンセレイションヌルの代表例を示しており、上部には帯域幅が中程度である５個のハイブリッドなスペクトラム拡散信号（（１）から（５））からなるセットが示されている。伝搬ヌルのため、信号幅（３）は本質的にブロックされ、幅（２）および（４）はいくぶん減衰される（そしてスペクトラル傾斜のために曲げられる）。一方で、（１）および（５）はほとんど影響を受けない。明らかに、複数の周波数を用いることにより、正確にデータを受け取る確率は、従来のシステムよりも遥かに高くなる。

本発明の高速ホッピングの局面に関するさらなる顕著な利点は、マルチパス「回避（ａｖｏｉｄａｎｃｅ）」である。これは、図１３に示されているマルチパス環境において、連続する信号ホッピングの間の時間が連続的に受信された反射の間の時間よりも短いか否かを観察し、早いパスと組み合わせたときに遅い信号の到着が有害な干渉を引き起こす確率が極めて小さいか否かを観察することによって理解され得る。もちろんこれは、（エリアの特定の遅延プロフィールに依存した）かなり高いホッピングレートを要求し得るが、この要求は、複合ＨＳＳ信号においてＤＳコンポーネントが存在することによって、いくぶん改善され得る。

本発明のさらに別の局面は、好ましい実施におけるＨＳＳ信号の異なるファセット（ｆａｃｅｔ）の高次のプログラム可能性である。ここで、ＤＳ拡散（チッピング）レートのコンプリート・ソフトウェア／ファームウェア・ディレクション（ｃｏｍｐｌｅｔｅ ｓｏｆｔｗａｒｅ／ｆｉｒｍｗａｒｅ ｄｉｒｅｃｔｉｏｎ）、ＦＨホッピングレート、および時間／周波数プロフィール、さらには相互関係を有するまたは独立な時間ホッピング（ＴＨ）および／または極性の制御は、これまでのところ、達成不能程度の信号のプログラム可能性と適合性とを与えており、ＤＳコード長、周波数ホッピングパターン、時間ホッピングパターン、信号極性、およびそれらの相互関係を提供し、動的な信号条件およびデバイス使用条件（例えば、マルチパス条件の変化およびＲＦＩ条件の変化、ならびにシステム機能要求の変化）への効果的なアドレスを提供している。

優れた信号セキュリティは、本発明の別の利点である。多数の信号パターンが高速に変化するため、また、連続した同期化要求がＤＳ，ＦＨ，ＴＨ，およびＨＳＳ信号の極性コンポーネントの間のコードの関係について実質的にアプリオリな知識を要求するため、意図していない聴取者（ｕｎｉｎｔｅｎｄｅｄ ｌｉｓｔｎｅｒ）は、ＨＳＳ伝送を完全に同期化させ、埋め込みデータを復号化するためには、非常な困難を経験する。さらに高レベルのＨＳＳ信号セキュリティは、ＨＳＳ送信器内のＰＮコードの関係を動的に変更することによって達成され得る。これは、コードセグメントの回転（ｒｏｌｌｉｎｇ）、コードベクトルのスクランブリング、または、ビットパターンの関係をテーブルベースで再割り当てするという形態を取り得る。要求されたコード「キー」なしにそのような複雑な伝送を傍受する困難さの程度または指標は、明らかに、極度なものとなる。標準的なデータ暗号化技術が上記に追加され、送信されたデータにさらに高いセキュリティを提供し得ることは言うまでもない。

本発明によって解決されるさらに別の主要な問題点は、効果的なマルチアクセスである。近接したエリアにおいて、たいていの場合は数百のデバイスが、あるいは数千ものデバイスが、ＲＦ干渉、マルチパス、またはグループ内のその他のデバイスからの衝突（ｃｏｌｌｉｓｉｏｎ）による顕著なデータ損失なしに、相互運用されるように要求される。上記デバイスは、例えば、無線センサノード、ＲＦＩＤタグ、アラームユニット、およびその他類似のものであり得る。適切にプログラムされたＨＳＳは、追加的な次元のＦＨ変調またはＴＨ変調を用いたＤＳ−ＣＤＭＡ技術の連動により、完全電力制御のＣＤＭＡシステム（例えば携帯電話）に対してさえも、優れたマルチアクセス性能を示し得る。これら追加された信号次元は、さらなるダイバーシティ（ｄｉｖｅｒｓｉｔｙ）と、より多くのユーザに対するアクセスとを許容し、かつ／または、実質的に、高精度なＣＤＭＡ電力制御機能に対する要求を容易化し得る。さらに、本発明の改良されたフレキシビリティは、電力制御ではない送信デバイスであって正しいＣＤＭＡ環境における動作が受容されないデバイスをサポートし得る。制御不能な電力レベルのユニットによって引き起こされたマルチアクセス干渉は、特にデバイスの位置の変動（および、ＤＳシステムに対する古典的な近遠問題（ｎｅａｒ−ｆａｒ ｐｒｏｂｌｅｍ））によって、ＣＤＭＡ動作に対する許容限度をすぐに超えてしまうため、本発明のＨＳＳプロトコルは、全システム的なマルチアクセス動作に不利に影響することなしにそのような制御不能な１方向性のランダム送信ユニットを順応させる、効果的な手段を提示する。これは、特定のＣＤＭＡコードをそのようなデバイスに割り当て、それらのホッピング周波数と時間シーケンスとを制限し、さらに従来の（電力制御の）ユニットの送信スロットを効果的に回避することにより、主に達成される。

加えて、典型的なマルチパス傾向（ｍｕｌｔｉｐａｔｈ ｐｒｏｎｅ）の産業的、軍事的、および商業的な無線信号伝搬環境において、高性能を提供するため、組み合わされたＤＳ／ＦＦＨ信号波形の連続相（ＣＰ）の合成を実行する能力は、ＲＦスペクトラムを効果的に利用（より狭い帯域幅の制御と伝送スペクトラムの「飛び跳ね（ｓｐｌａｔｔｅｒ）」の回避）することを可能にし、同時に、不利な伝送環境において、より高速かつより安定した受信器の同期化が、可能になり得る。

本発明のさらなる局面は、統計的に見て振幅ディザーされた変調を適用すること、および／または、擬似ランダム多項式技術を介して組み合わされたＣＰ−ＤＳ／ＦＦＨ信号の極性を統計的に制御することにより、ドロップアウト（ｄｒｏｐｏｕｔ）と付随する高レートのデータエラーとを引き起こす、マルチパス由来の信号キャンセレーションに対し、さらなる免疫を提供することである。振幅ディザーを用いると、低損失の（例えば金属壁の）ＲＦ環境における、間隔が近接的である有害な信号反射による、連続的なチップキャンセレーションの効果を、最小化することができる。これは、マルチパス由来の信号のヌルを攪乱（ｐｅｒｔｕｒｂ）または「バラバラにする（ｂｒｅａｋ ｕｐ)」ために使用され得る。ここで、上記信号は、様々なパスからの複数の反射信号の不適切な組み合わせによる有害な干渉により、効果的にキャンセルされている。送信信号の振幅を（連続的に受信された反射信号のタイムフレーム内で）すばやく変化させることにより、複数のコンポーネントのベクトル和がゼロに到達すると、マルチパス信号のキャンセレーションは、少なくとも部分的には「未完成（ｕｎｄｏｎｅ）」となり、受信器に適切な大きさの瞬間的信号の振幅を復号化させる。上記の振幅ディザー技術から独立してエラー低減の利益を最大化するためには、ディザー（振幅の変更）の時間レートは、指定された受信器において逐次的な反射信号が到達するレートと少なくとも比較可能（理想的にはいくぶん大きい）ものでなくてはならない。言い換えると、本発明のその他の局面と組み合わせない限り、かなり高いディザーレートが必要となり得る。

ＰＮコードによって制御される極性制御の適用は、送信器と受信器との間で適切な同期化がなされたときに、さらに大きな信号ダイバーシティを提供し、これにより、（未承認の信号の受信と同様に）マルチパス由来の信号ヌルとドロップアウトとに対する免疫を提供し得る。これは、特定のＰＮコードの関数として、送信された信号の波の極性を変更することによって達成される。異なる方向の信号の電場（Ｅ）および磁場（Ｈ）を用いると、部屋の境界やその他の中間領域におけるそれぞれの反射係数が変化し、このため、マルチパスヌルの深さ（ｄｅｐｔｈ）、周波数、および位置をシフト（または「ディザー」）させる。後の例で記述されるように、伝送された信号の効果的な極性をプログラムすることは、直交する極性の２つのアンテナに送信された電力の相対比を同時に制御することにより、達成される。

上述の方法のいくつか、ほとんどまたは全てを連動させたものは、不利な（例えば、マルチパス傾向がある、または干渉する傾向がある）ＲＦ環境において、商業的、産業的および／または軍事的な、重要な（ｃｒｉｔｉｃａｌ）アプリケーションに対し、適切かつ高信頼度のリンクを提供するように、要求し得る。ハイブリッドなスペクトラム拡散（ＨＳＳ）変調器および／または復調器の特定のボードレベルの実施として可能性のあるものは多く存在するが、最も実用的でコンパクト、かつ費用効果がある形態は、疑いなく、密に集積されたカスタムな集積回路（ＩＣ）チップを含む形態であって、有用かつ低コストな所望のシステム機能と、プログラム可能性と、サイズと適切な電力消費特性とを達成させる形態である。

上述の特性の全ては（高電力レベルでアンテナの極性を制御させる例外はあるが）、モノリシックな集積回路の形態で容易に実施され、多くの産業的、商業的、および軍事的なアプリケーションに対し、高ロバストかつ低コストなデジタル伝送デバイスを提供し得る。

多くの直接デジタル合成（ＤＳＳ）デバイスが、本発明による実用的なハイブリッドなスペクトラム拡散伝送システムのコアを形成するのに適したマーケットに出現してきたが、明らかに、どの１つも、要求された機能を同時に達成できてはいない。商業的に利用可能なデバイスのうち、これまでのところ最も身近なものは、おそらく、必要に応じて、周波数ランプまたはスウィープ、および／または、下流（ｄｏｗｎｓｔｒｅａｍ）で位相変調を行なうことが可能な連続相のＲＦ周波数合成器を含んだ、Ａｎａｌｏｇ Ｄｅｖｉｃｅｓ ＡＤ９８５４である。デジタル変調されたキャリアの相のデータは、同相（Ｉ）および４相（Ｑ）のデジタル波に内部で変換される。各々は、随意にインバース・シンク（ｉｎｖｅｒｓｅ−ｓｉｎｃ）の応答ＦＩＲフィルタと下流の振幅制御乗算器とを通され（これは、信号をサンプリング／デジタル化するプロセスによって生じた周波数応答のずれ（ｄｅｖｉａｔｉｏｎ）を補償するために行なう）、最終的に、一対の高速デジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ）によって、アナログ変換され得る。

不都合にも、ＨＳＳフォーマットを完全に合成するのに必要ないくつかの特徴はＡＤ９８５４には（または現在入手可能なその他の商業デバイスのいずれにも）包含されてはいない。これらは、同相（Ｉ）の位相振幅変換器および４相（Ｑ）の位相振幅変換器よりも上流（ｕｐｓｔｒｅａｍ）の分離した位相変調器のブロック（サインまたはコサインにフォーマットされた読み取り専用メモリ（ＲＯＭ）のブロック）と、ＤＡＣよりも手前のフル４象限高解像度（例えば１４ビットまたはそれ以上）の振幅変調器（乗算器）と、あるいは代替的に、高精度な２象限の乗算ＤＡＣ構造と、高チッピングレート、および／または、ホッピング／チッピングレートをサポートする、高速かつワイド（すなわち３２ビットまたはそれ以上）なパラレルプログラミングインターフェース、および、データインターフェースと、パラレルインターフェースの速度を補い、これにより、所望の速さ（すなわち≧１０ＭＨｚ）で内部の合成器のパラメータプログラミングレートを達成する、十分に高速な、オン−チップのパラメータキャッシュとを含んでいる。

現在利用可能なデバイスを用いた実用的であって速さが中程度なＨＳＳシステムの実施は、標準的なクロック回路と、ＤＳＰ制御デバイスと、並列的にデータインターフェーシングする高速なフィールドプログラマブルゲートアレイ（ＦＰＧＡ）と、外部にあり下流にある２つの高速なアナログ乗算器（例えば、Ａｎａｌｏｇ Ｄｅｖｉｃｅｓ ＡＤ８３４）と、および、乗算器からのＩチャネル変調された信号とＱチャネル変調された信号とを足し合わせる最終ＲＦ出力信号コンバイナ（ｃｏｍｂｉｎｅｒ）とを含む。３００ＭＨｚバージョンのＡＤ９８５４チップを用いると、広帯域のＩ／Ｑアップコンバートに対して１２０ＭＨｚまでのＲＦ出力帯域幅が達成可能となる。代替的に、標準的であるが広帯域な表面弾性波（ＳＡＷ）ＩＦ帯域通過フィルタ（例えば７０ＭＨｚの中心周波数で３６ＭＨｚ幅）が、分離した周波数合成アップコンバータと共に用いられ、２．４５ＧＨｚおよび５．７ＧＨｚの標準的なＩＳＭ ＲＦ伝送帯域と５．１ＧＨｚおよび５．３ＧＨｚのＵ−ＮＩＩ無免許ＲＦ伝送帯域とをカバーするのに必要な、一般に高いスパンを生成する。（９０２〜９２８ＭＨｚの狭いＩＳＭ帯域に対では、単純な固定式のアップコンバータは、分離した合成器ステージに代替され得る）。

（実施例）
本発明の特定の実施形態は、様々な特徴の詳細を示す補助となり得る以下の非限定的な実施例によって、ここでさらに記述される。以下の実施例は、本発明が実施され得る方法に対する理解を容易化するために包含されている。実施形態をフォローする実施例は、本発明の実施によく機能することが見出され、本発明の実施に対する好ましいモードを構成すると判断され得ることが理解される。しかしながら、本発明の精神と範囲から逸れずに類似または同様な結果がさらに得られた際に、例示的な実施形態において多くの変更がなされ得ることが理解され得る。したがって、実施例は、本発明の範囲を限定するものとして解釈されるべきではない。

（実施例１）
図１〜２を参照すると、ハイブリッドな周波数ホッピング／直接シーケンス（ＦＨ／ＤＳ）スペクトラム拡散スキームが図示されている。

図１に図示されているハイブリッドな周波数ホッピング／直接シーケンス（ＦＨ／ＤＳ）のスペクトラム拡散送信器は、標準的なＢＰＳＫデータ変調のために構成されている。ｎビットのＰＮコードの一部のｍビット（ｎ＞ｍ）は、チッピングシーケンスを用いた同期化のために使用され、ＲＦ合成器１００を駆動し、ハイブリッドＳＳ伝送に所望される完全ＲＦ搬送周波数を生成する。ＲＦ合成器（ＤＤＳ）周波数制御のワードにおける追加的な高位のｐビットは、ＲＦ動作帯域を指定するために用いられ、ＰＮレジスタからの低位のｍビットは、個々のホッピングチャネルを選択するために用いられる。ＲＦ合成器１００においてホッピング周波数を正確にマッピングすることは、ＲＯＭマップを介して取り扱われるか、あるいは、ＦＰＧＡまたは等価デバイス内で、直接的に取り扱われる。後者の実施は、高速の周波数ホッピングを実施する際に特に有用である。あるいは、後者の実施は、極めて高いデータスループットおよび／またはチッピングレートに対して、特に有用である。

図示された振幅制御１１０は、直接的に適用され、（図示されているように）送信器の最終ＲＦ出力電力を変調または制御する。追加的または代替的に、一般的にはＰＮ生成器からのｋライン（パラレルビット）として得られるディザーされた振幅のデータが、互いに直交する極性（すなわち水平方向と垂直方向）のアンテナへの供給電力レベルを制御するために用いられ、改良された、ＲＦ環境における、信号ダイバーシティを提供し得る。このことは、図１１にも図示されている。この振幅制御については、数多くの可能性のある実施が存在する。上記実施は、古典的な高レベルおよび低レベルのＡＭ変調器、最終的なＲＦ増幅器に電位を供給する供給電力を制御するパルス幅変調（ＰＷＭ）制御、変圧器によって足し合わされたクラスＣまたはクラスＥの増幅ステージ、等を含む（しかし限定されない）。出力信号における偶発的な振幅の変動は、多くの実施形態に対しては、しばしば好ましくなく、より高いＲＦ電力振幅効率（例えば、クラスＣ，Ｄ，Ｅ，ＦまたはＳ）が所望されている場合は、その代わりに、コンスタントエンベロープ（ｃｏｎｓｔａｎｔ ｅｎｖｅｌｏｐｅ）変調技術が好適である。さらに、高マルチパスのシナリオでは、コンスタントエンベロープの送信されたＨＳＳ信号は、受信器による改良された信号処理を許容し得る。このことは、以降では、図１２を記述する文章において説明されている。

対応するハイブリッドなＦＨ／ＤＳスペクトラム拡散受信器のアーキテクチャは、図２に示されている。ここで、入来ハイブリッド信号は、フロントエンドの低ノイズ増幅器（ＬＮＡ）２００において増幅され、バランスミキサー２１０を介して所望の中間周波数（ＩＦ）にダウンコンバートされ、帯域通過増幅器（ＢＰＡ）ブロック２２０において増幅され、帯域通過フィルタされ、最終的に、ビット単位でマッチングを行なう典型的なフィルタまたは相関器の構造２３０を介して、従来の方法で復調される。上記の送信器と同様に、ｎビットのＰＮコード生成器からのｍビットが（典型的には、送信器から所定の量だけオフセットされ、所望のＩＦ差分周波数を提供するが）、選択されたＲＦ受信帯域内で所望のホッピングチャネルを選択するために用いられる。

固定された局所発振器信号は、合成器の出力周波数を（好ましくはイメージキャンセリング、シングルサイド（「ＳＳＢ」）モードにおいて）適切な値にアップコンバートし、ターゲットＩＦを生成するために用いられ得る。この最終的なプログラム可能ＦＤ／ＤＳ局所発振器信号は、ＰＮ多項式コードシーケンスによって変調され、バランスミキサー２１０に適用され得る。この拡散信号は、その後（適切に同期化された場合は）入来ハイブリッド信号のＤＳ部分の拡散を自動的に中止する。局所信号のホッピングはまた、ＦＨコンポーネントを除去し、単純なデータ変調された単一周波数の信号を、一連の帯域通過ＩＦ増幅器２２０の入力に残す。システムの同期化は、データストリーム、ＲＦ搬送周波数、あるいはそれらの組み合わせから導かれる。随意的なマルチパス振幅検出器ブロック２４０は、受信信号においてマルチパスによって引き起こされた障害の量を相対的に測定し得る。これは、典型的には、受信信号のエンベロープ（振幅）における変動の検出を介して実施され得る。上記変動は、分離した信号処理回路によって、マルチパスを誘導する入来信号内の劣化を評価し、これについて少なくとも１次のキャンセレーションを実行し、受信器の出力において最終的なデータ品質を改良するために使用され得る。

（実施例２）
図３〜４を参照すると、ハイブリッドな時間ホッピング／直接シーケンス（ＴＦ／ＤＳ）スペクトラム拡散スキームが図示されている。

ハイブリッドな時間ホッピング／直接シーケンス（ＴＦ／ＤＳ）のスペクトラム拡散送信器は、図３に示されている。ここで、従来のＴＨ／ＤＳ送信スキームと同様に、メインのｎビットのＰＮコード生成器３００もまた、一部のｍビットを、パターン検出一致ゲート３１０に提供する。選択されたｍビットのパターンが認識されると、データゲート制御ユニット３３０は、データビットのバーストを（バランス変調器３５０に供給する排他的ＯＲゲート３４０を介して）ＤＳ拡散器にゲートする。同時に、実質的に一致出力ラインによって駆動されるトリガ（「Ｔ」）フリップフロップ３６０は、上述の間隔（および、短いパワーアップ時間およびパワーダウン時間）で、最終ＲＦ電力増幅器３７０においてゲートを行ない、時間ホッピングしたバースト伝送を補う。

対応するハイブリッドなＴＨ／ＤＳスペクトラム拡散受信器のアーキテクチャは、図４に示されている。ここで、ＴＨ／ＤＳ受信器は、周波数合成器よりもむしろ上述の送信器におけるものと同様に、マスタＰＮ生成器４００から抽出されたｍビットが一致検出器４１０を駆動するという点を除き、既に述べられたＴＨ／ＤＳ受信ユニットに類似している。この場合の「Ｔ」フリップフロップ４２０は、一旦システムが同期化されると、所望のタイムスロットが発生するまで、ＲＦ入力をゲートオフする。これは、時間によらない同期化がされた干渉信号（ｉｎｔｅｒｆｅｒｉｎｇ ｓｉｇｎａｌ）による影響と同様に、受信器の動作電力要求を最小化する。既に述べたように、局所発振器４３０は、再生成され同期化された、ＰＮコードによって、変調される。受信バランスミキサー４４０ステージの出力において生成されたＩＦ信号は、ダウンコンバートおよび低減の両方が行なわれる。ビット単位のデータ復調器４５０は、その後、ゲートされた出力ストリームを直接的に抽出する。随意的なマルチパス振幅検出器ブロック４６０は、上述のように、受信信号における、マルチパスによって引き起こされた障害の量を、相対的に測定し得る。

(実施例３)
図５〜６を参照すると、ハイブリッドな周波数ホッピング／時間ホッピング／直接シーケンス（ＦＨ／ＴＨ／ＤＳ）のスペクトラム拡散スキームが図示されている。ハイブリッドなＦＨ／ＴＨ／ＤＳ送信器（図５）および送信器（図６）は、ＦＨ／ＤＳスキームとＴＨ／ＤＳスキームとの両方を組合わせ、さらに複雑な拡散分布を実現し、簡素なタイプよりも、高いデータセキュリティを提供する。特定の回路の詳細は、上記の図式にしたがう。

ハイブリッド（ＦＨ／ＴＨ／ＤＳ）タイプのシステムは、困難な産業的ＲＦ環境の実際のバーストモードの無線センサデバイスに対しては、おそらく最も有用である。代替的に、システムの更新レートが非常に定期的（ｒｅｇｕｌａｒ）のとき、または標準的な周期的タイムスロッティングが所望されるとき、バーストは、擬似ランダムな方法よりもむしろ、周期的な方法により、計時（ｔｉｍｅ）され得る（よって明らかに、純粋な（ｔｒｕｅ）ＴＨ変調コンポーネントが排除される）。

これら図示されている送信器の実施は、最終的なＲＦ搬送周波数のデータ変調方法を用いるが、密に集積された多数のＤＤＳデバイスが、一般的（ｐｏｕｌａｒ）なＩＦ周波数（例えば７０ＭＨｚ）の範囲で利用可能であるため、代替的に、ＩＦ変調が効果的に利用され得る。もちろん、そのようなシステムにおけるＩＦ変調器は、周波数アップコンバーティングステージまたはサブシステムにしたがい、最終的なＲＦキャリアを生成し得る。利用可能な標準的ＩＦフィルタの帯域幅を超えたとき、ＲＦ出力周波数の範囲全体を提供するため、デュアルステージの合成器のアーキテクチャが、いくつかのＩＦ出力ＤＤＳの実施に対し、要求される。様々な送信器および受信器のブロック図は、信号処理の概念を示すため、機能的配置のみを示していることに注意すべきであり、それらが本発明の多くの局面および／または実施のもとで可能な配置の範囲全体をカバーすることを意図していないことに注意すべきである。

（実施例４）
図７を参照すると、ハイブリッドなスペクトラム拡散信号を生成することが可能なハイブリッドであってプログラム可能なＤＤＳ送信器が図示されている。周波数積算器７００は、加算器７０５および周波数積算器７００自身（フィードバックとして）に電気的に接続されている。デジタル信号マルチプレクサ（ＭＵＸ）７１０もまた、加算器７０５に電気的に接続されている。加算器７０５は、位相積算器７１５に電気的に接続されている。位相積算器７１５は、ｉ）位相積算器７１５自身（フィードバックとして），ｉｉ）位相加算器（Ｉ）７２０，およびｉｉｉ）位相加算器（Ｑ）７２５に電気的に接続されている。位相加算器（Ｉ）７２０は、位相−振幅変換器７３１のサインＲＯＭ７３０に電気的に接続されている。位相加算器（Ｑ）７２５は、位相−振幅変換器７３１のコサインＲＯＭ７３５に電気的に接続されている。

さらに図７を参照すると、位相−振幅変換器７３１のサインＲＯＭ７３０は、振幅乗算器７４０およびバイパス回路７８０に電気的に接続されている。位相−振幅変換器７３１のコサインＲＯＭ７３５は、振幅乗算器７４５およびバイパス回路７８５に電気的に接続されている。バイパス回路７８０は、ＭＵＸ７５０に電気的に接続されている。振幅乗算器７４０はまた、ＭＵＸ７５０に電気的に接続されている。バイパス回路７８５は、ＭＵＸ７５５に電気的に接続されている。振幅乗算器７４５はまた、ＭＵＸ７５５に電気的に接続されている。ＭＵＸ７５０は、ＤＡＣ（Ｉ）７６０に電気的に接続されている。ＤＡＣ（Ｉ）７６０は、ＬＰＦ７７０に電気的に接続されている。ＬＰＦ７７０は、アナログ出力（Ｉ）７９０に電気的に接続されている。ＭＵＸ７５５は、ＤＡＣ（Ｑ）７６５に電気的に接続されている。ＤＡＣ（Ｑ）７６５は、ＬＰＦ７７５に電気的に接続されている。ＬＰＦ７７５は、アナログ出力（Ｑ）７９５に電気的に接続されている。

さらに図７を参照すると、ハイブリッドであってプログラム可能なＤＤＳ送信器の制御に利用されるライン（ｌｉｎｅ）のセットもまた図示されている。デルタ周波数ワードライン７０１は、周波数積算器７００に電気的に接続されている。デルタ周波数ランプレートクロックライン７０２は、周波数積算器７００に電気的に接続されている。周波数制御ワードライン７１１のセットは、ＭＵＸ７１０に電気的に接続されている。メインＤＤＳクロックライン７１６は、位相積算器７１５に電気的に接続されている。位相制御ワード（Ｉ）ライン７２１は、位相加算器（Ｉ）７２０に電気的に接続されている。位相制御ワード（Ｑ）ライン７２６は、位相加算器（Ｑ）７２５に電気的に接続されている。振幅制御ワード（Ｉ）ライン７４１は、振幅乗算器７４０に電気的に接続されている。振幅制御ワード（Ｑ）ライン７４６は、振幅乗算器７４５に電気的に接続されている。振幅制御ワードオン／オフ（Ｉ）ライン７５１は、ＭＵＸ７５０に電気的に接続されている。振幅制御ワードオン／オフ（Ｑ）７５２は、ＭＵＸ７５５に電気的に接続されている。

（実施例５）
図８を参照すると、外部インターフェースを有するハイブリッドであってプログラム可能なＤＤＳ送信器が図示されている。構成は、以下の改変を除き、図７に記述されている構成と類似している。サインＲＯＭ７３０は、イコライザＦＩＲフィルタ８１０およびバイパス回路８３０に電気的に接続されている。コサインＲＯＭ７３５は、イコライザＦＩＲフィルタ８２０およびバイパス回路８４０に電気的に接続されている。イコライザＦＩＲフィルタ８１０は、ＭＵＸ８５０に電気的に接続されている。バイパス回路８３０はまた、ＭＵＸ８５０に電気的に接続されている。イコライザＦＩＲフィルタ８２０は、ＭＵＸ８６０に電気的に接続されている。バイパス回路８４０はまた、ＭＵＸ８６０に電気的に接続されている。ＭＵＸ８５０は、振幅乗算器７４０に電気的に接続されている。ＭＵＸ８６０は、振幅乗算器７４５に電気的に接続されている。

さらに図８を参照すると、ハイブリッドであってプログラム可能なＤＤＳ送信器の制御に利用されるラインのセットは、以下の追加点を除き、図７に記述されているものと類似している。イコライザ制御ワード（Ｉ）８１１は、イコライザＦＩＲフィルタ８１０に電気的に接続されている。イコライザ制御ワード（Ｑ）８２１は、イコライザＦＩＲフィルタ８２０に電気的に接続されている。イコライザ制御オン／オフ（Ｉ）ライン８５１は、ＭＵＸ８５０に電気的に接続されている。イコライザ制御オン／オフ（Ｑ）ライン８５２は、ＭＵＸ８６０に電気的に接続されている。

高速な外部プロセッサパラレルロジックインターフェース（ｅｘｔｅｒｎａｌ ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ ｐａｒａｌｌｅｌ ｌｏｇｉｃ ｉｎｔｅｒｆａｃｅ）８００は、図８に図示されている送信器をプログラムすることに利用されるラインを提供する。高速な外部プロセッサパラレルロジックインターフェース８００は、本質的には、所望の特定の変調機能を実行するため、ＤＳＰまたはその他のコントローラからそれぞれに対して適切なハードウェアサブシステムに、デバイスパラメータプログラムデータを送信する。典型的なパラレルインターフェースの速度および／またはピン番号の制限を克服するために、いくつかの内部の中間キャッシュメモリは、さらにおそらくは（外部のインターフェースと合成ブロックの間の）復号および／またはタイミングロジックも、高レートのＤＳチッピング（拡散）、周波数ホッピング／チッピング、およびさらにはデータ変調の達成を助ける上で、有用であり得る。これらは、（例えばより稠密なＱＡＭ群のような）さらに複雑な変調フォーマットを実施する際に、特に有用であり得る。

図７〜８の実施の追加的な特徴は、チップまたは複合ＤＳ／チップ変調を生成する能力を含み、この能力は、フロントエンドの周波数積算器ステージを介したダウンストリーム振幅変調能力を含む。ここに、スウィープワードのレート（ｒａｔｅ−ｏｆ−ｓｗｅｅｐ ｗｏｒｄ）および開始周波数（ｓｔａｒｔ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）は、周波数制御回路にプログラムされ得る。以下に述べられる位相−振幅変換器（サイン／コサインＲＯＭ）と振幅乗算器（変調器）とを有する位相積算器ブロックは、選択されたＩＦ領域の周波数帯域で、正弦波に近い波をＩチャネルのＤＡＣとＱチャネルのＤＡＣとに出力し得る。さらに、振幅乗算器は、代替的に（および好ましくは）フル４象限乗算器であり、スペクトラルの飛び跳ねを低減するだけではなく、正および負の振幅の変動（スウィング）の両方、および、ダウンストリームバイナリ位相シフトキーイングのオプション（振幅の単純な反転または符号の変化を介して実施され得る）を許容し得る。

（実施例６）
図９を参照すると、デジタルデータ送信器に使用される典型的なＲＦアップコンバータ回路が図示されている。ＲＦアップコンバータは、直交（ＩおよびＱ）アナログ信号の（例えば図７および８に図示されているシステムからの）出力を、本発明の実施に用いられているようなＲＦ信号に変換するのに利用される。マスタクロック９００は、図面で既に示されたものと同じクロックであり得るか、そうでない場合は、ＲＦ周波数合成器９１０と関連して最終的なＲＦ搬送周波数を生成する、専用のユニットであり得る。２つの同じ搬送周波数信号は、一対のバランス変調器９２０および９３０に供給される。バランス変調器９２０は、ＲＦ搬送周波数信号を、（図７および図８に図示されている）ＤＤＳ回路からの「Ｉ」アナログ中間周波数（ＩＦ）の出力と混合する。バランス変調器９３０は、ＲＦ搬送周波数信号を、（図７および図８に図示されている）ＤＤＳ回路からの「Ｑ」アナログ中間周波数（ＩＦ）の出力と混合する。

さらに図９を参照すると、バランス変調器９２０および９３０からの一対の信号は、加算ブロック９４０において線形的に加算され、最終的な４象限変調されたＲＦ拡散データ信号を生成する。帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）９５０は、線形ＲＦ電力増幅器９６０に信号を供給するよりも前に、（ＲＦ高調波（ＲＦ ｈａｒｍｏｎｉｃｓ）およびイメージを含む）帯域外のエネルギーを除去する。システム制御ハードウェアから導出された振幅制御信号９７０は、電力制御、振幅ディザー／変調、および両方を行なうため、要望にしたがい、ＲＦ出力電力を変更させ得る。その後、最終的な出力信号は、アンテナ９８０に供給される。

（実施例７）
図１０を参照すると、代替的な（よく知られた）「シングル側波帯（ｓｉｎｇｌｅ−ｓｉｄｅｂａｎｄ）」または「イメージリジェクティング（ｉｍａｇｅ−ｒｅｊｅｃｔｉｎｇ）」ＲＦアップコンバータの配置が図示されている。ＲＦアップコンバータは、ＲＦ周波数合成器１０００が、直交する２つの位相（０°と−９０°）の搬送信号１０１０，１０２０を、（図７および図８に図示されている）ＤＤＳ回路から「Ｉ」および「Ｑ」アナログＩＦ信号がそれぞれ供給される２つのバランス変調器１０３０，１０４０まで提供することを除き、実質的に図９の回路と同じである。加算器１０５０の出力においてイメージ周波数コンポーネントが多量にキャンセルされるため、最終的に送信された信号のみの適切なＲＦスペクトラルを提供するために、単純なローパスフィルタ（ＬＰＦ）１０６０が、様々な場合に使用され得る。

対応する受信器システムの実施は、それらのきめ細かな複雑性にもかかわらず、一般に、構造的に見て、上記の図面の例にしたがい得る。

（実施例８）
図１１を参照すると、典型的なデュアル極性化（ｄｕａｌ−ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ）ＨＳＳ送信器の実施は、共通の基準ソースから所望されるタイミング信号の全てを生成するマスタクロック１１００を組み込んでいる。上記タイミング信号は、合成器基準信号１１０１（典型的には１０ＭＨｚ）と、メインシステムＰＮ多項式コード生成器１１１２を駆動するスペクトラム拡散チッピングクロック周波数１１０２とを含む。コード生成器は、ＤＳ信号に対し、シリアルなｎビットのＰＮコードチップストリーム１１１４をＸＯＲゲート１１１５に出力する。上記ＸＯＲゲート１１１５は、１１１６において、デジタルデータ入力シーケンスにより、チップストリーム１１１４をバイナリ乗算する。ＸＯＲ出力１１１７において結果として得られたＢＰＳＫ拡散データストリームは、その後バランス変調器１１３０に供給され、ＲＦ搬送周波数信号１１１１をＤＳスペクトラム拡散変調する。一方で、ＰＮ生成器１１１２は、その内部のバイナリ多項式レジスタの内部状態に対応して、パラレルなｍビットのワード１１０３を、ＲＦ搬送周波数信号１１１１におけるＲＦ出力周波数を部分的に制御するＲＦ周波数合成器ブロック１１１０に出力する。残りのデジタル周波数の制御データは、外部のＲＦ帯域選択データソースからのｐビットのワイドバス１１０４から入力される。パラレルなビットワード１１０３およびビットワイドバス１１０４における入力ワードは、合成器１１１０によって生成され、所望の（通常は擬似ランダムな）周波数ホッピングパターンを含む瞬間的な最終ＲＦ搬送周波数を、完全に特定する。ＲＦ搬送周波数信号１１１１に存在するホッピングされた信号は、その後、バランス変調器１１３０におけるＤＳコンポーネントによって乗算され、１１３１において複合ＦＨ／ＤＳフォーマットＨＳＳ信号を生成する。望ましくない高調波信号およびその他の妨害信号は、ＬＰＦ１１３２により除去され、上記信号は、スプリッタ１１３３により、２つの同じ信号に（典型的には同レベルのコンポーネントに）分割される。スプリッタからの２つの出力信号（１１３４，１１３５）は、ゲイン制御ＲＦ増幅器（１１３６，１１３７）に各々供給され、それぞれが極性化されているアンテナ（１１４０，１１４１）に順次供給され、垂直（Ｖ）に極性化された信号と水平（Ｈ）に極性化された信号とを伝送する。別個のｋビットのデータワード１１１３は、ＰＮ生成器１１１２から抽出され、振幅制御回路１１２０に供給される。上記振幅制御回路１１２０は、信号１１２３を介し、ｋビットのワードの値にしたがって、ＲＦ増幅器１１３６の出力レベルを順次デジタル調整する。ｋビットのデータ１１１３はまた、ワード１１３３と２^ｋに等しい定数との差を計算する引き算器ロジックブロック１１２２に提示される。振幅制御ブロック１１２１に現れるこの残りの値は、残りの出力電力を表し、振幅制御ブロック１１２１に入力される。１１２４における制御信号は、ＲＦ増幅器１１３７の出力を順次変更する。これにより、ＶアンテナおよびＨアンテナから放出された電力の組み合わせの全体は、一定を維持するが、Ｖ極性化された信号とＨ極性化された信号とに割り当てられた組成比は、ｋビットのデータワード１１１３にしたがって擬似ランダムな方法で変動し得る。送信信号の相対的な極性をディザーすることは、マルチパスを緩和させる別の手段であり、本発明に関するさらに有用な局面を表している。

（実施例９）
図１２を参照すると（さらに、図２の基本的な実施により）、本発明の局面による典型的な極性ダイバーシティＨＳＳ受信器が示されている。Ｖ極性化された信号およびＨ極性化された信号のそれぞれは、ＬＮＡ１２０２，１２０３によってブーストされる図面左のアンテナ１２００，１２０１において受信され、ダウンコンバートを行なうバランスミキサー１２０４，１２０５に入力される。バランス変調器ブロック１２２０において生成されたＦＨ／ＤＳ変調された局所発振器信号１２０６が、上記の各ミキサーに供給される。２つのダイバーシティ（ＶおよびＨ）入力信号は、バランスミキサーを介して所望の中間周波数（ＩＦ）にダウンコンバートされ、帯域通過増幅器（ＢＰＡ）ブロック１２４０，１２４２において増幅および帯域通過フィルタされ、ブロック１２５０において、ゲーティング（ｇａｔｉｎｇ）、重み付き加算または重み付きではない加算、最大比合成法（ｍａｘｉｍａｌ−ｒａｔｉｏ ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ）、またはその他の技術を介して組み合わされ、さらに、復調器１２５２において、用いられているデータ変調のタイプ（例えば、ＢＰＳＫ，ＱＰＳＫ，ＭＳＫ等）にしたがい、従来の方法で復調される。コンバイナ１２５０はまた、復調器１２５２を介して多数決論理指向（ｍｏｊｏｒｉｔｙ−ｌｏｇｉｃ ｄｉｒｅｃｔｅｄ）のフィードバックの改変形態を用い、分離した入力Ｖ信号と入力Ｈ信号とを、最適に組み合わせ得る。代替的に、復調器は、最適化された結果が最終的に発生する前に、２つの分離したチャネルを介してＶデータ信号とＨデータ信号とを独立に復号する。当然ながら、本発明におけるダイバーシティアンテナの使用は、２通り（ＶおよびＨ）に制限されると考えるべきではなく、追加的な、両極性を有する受信チャネルを容易に含み得る。上記の追加的な受信チャネルは、マルチパス信号を扱うマルチフィンガー「レーキ（ｒａｋｅ）」受信器を用いた現在のＣＤＭＡ携帯電話システムと同様に、改良された信号受信効率に対して、空間的に見て様々な受信能力を、提供し得る。逆に、ＨＳＳ受信器におけるＶ信号およびＨ信号の極性化の使用は、「レーキ」アーキテクチャの類似した組み合わせ（ｃｏｍｂｉｎｉｎｇ）スキームを適切に含み得る。ＨＳＳ受信器におけるさらなるオプションは、コンバイナを利用するためのもの、特に、様々なＨＳＳ送信器のうちの特定の１つによって生成される一定なエンベロープ信号を取り扱うのに最適なものであり得る。偶発的なマルチパス反射により、受信信号における不要な振幅変調（ＡＭ）が、（送信信号は名目上一定の振幅であるにも関わらず）常に引き起こされる。したがって、偶発的なＡＭが最小化し、これによりマルチパスによって引き起こされる受信信号の波形の歪みを低減させるコレクタ回路をトリガするため、これら振幅の変動の検出が、明示的に用いられる。上記の送信器と同様に、ｎビットのＰＮコード生成器からのｍビットは（典型的には、送信器におけるビットから、固定された量だけオフセットされ、所望のＩＦ差分周波数を提供するが）、選択されたＲＦ受信帯域内の所望のホッピングチャネルを選択するために使用される。これは、実質的には図１１のＨＳＳ送信器におけるものと同じマスタＰＮコード生成器１２３０を動作させることにより、また、（ＰＮ生成器の内部レジスタに対応する）ｍビットのパラレルデータバスを抽出し、フルコードのホッピングコンポーネントを有するＲＦ周波数合成器ブロック１２１２を駆動させることにより、達成される。シリアルなチッピングコードストリームは、１２３１における出力である。これは、ＤＳバランス変調器ブロック１２２０の入力の１つに供給される。１２３１における合成器出力は、１２１４において、典型的には固定された局所発振器１２１０の出力と合成される。局所発振器１２１０は、ＲＦ入力の中心周波数からのオフセット（ＩＦ）において動作し、合成器を、所望のＲＦ帯域にアップコンバートする。帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）１２１５は、望ましくないイメージコンポーネントを除去する。１２１６におけるフィルタされた出力は、その後、バランス変調器１２２０に適用され、１２０６において所望のＨＳＳ変調（ＦＨ／ＤＳ）局所発振器信号を生成する。

この局所的に拡散した信号は、その後（適切に同期化したときは）自動的に、入来ハイブリッド信号のＤＳ部分の拡散を中止する。局所的な信号のホッピングはまた、ＦＨコンポーネントを除去し、単純なデータ変調された単一周波数の信号を、一連の帯域通過ＩＦ増幅器１２４０，１２４２の入力に残す。システム１２５４の同期化は、データストリーム、ＲＦ搬送周波数、またはそれらの組み合わせから導出される。マスタクロック１２５９、ＰＮ生成器１２３０、および局所発振器１２１０の同期化は、それぞれフィードバック信号１２５５、１２５６および１２５８を介して達成される。随意的なマルチパス振幅検出器ブロック１２６０は、垂直（Ｖ）および水平（Ｈ）のＩＦ出力１２４１，１２４３が（ライン１２４４，１２４５を介して）供給され、受信信号においてマルチパスによって引き起こされた障害の量を、相対的に測定し得る。これは、典型的には受信信号のエンベロープ（振幅）における変動の検出を介して実施され得る。上記エンベロープ（振幅）は、別々の信号処理回路により利用され、入来信号におけるマルチパス由来の低減を評価し、それについて、少なくとも１次のキャンセレーションを実行し、受信器の出力において、最終的なデータの品質を向上させる。このマルチパス評価ブロックにおける、最終的に処理された出力は、１２６１に図示されている。マルチパス検出器に関する追加的な特徴は、取得した受信信号の品質についての動的な評価が、入来データストリームの受信を順応的に改良することのみならず、（ＨＳＳ送信器のシナリオにおいては）出て行くＨＳＳ送信信号のフォーマット（例えば、ＤＳ，ＦＨ，ＴＨおよび／または極性化パラメータ）の動的な最適化をトリガし、ＲＦチャネル環境における静的な変化と動的な変化との両方に対する対処を補助することである。

（本発明の実用上の応用）
技術的価値を有する本発明の実用上の応用は、以下を含む。工場、オフィス、商業的なビル、および商店における無線センサおよびデータネットワーク。環境監視システム（ｅｎｖｉｒｏｎｍｅｎｔａｌ ｍｏｎｉｔｏｒｉｎｇ ｓｙｓｔｅｍ）。コンテナ（ｃｏｎｔａｉｎｅｒ）／財産（ａｓｓｅｔ）／人事（ｐｅｒｓｏｎｎｅｌ）に関する追跡および遠隔アプリケーション。無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）。医療上の遠隔測定。戦場の／戦術的なセンサ。および、産業上、軍事上の安全なデータ伝送、国家安全上のアプリケーション。これら全ては、国内および海外のマーケットにおいて、等しく有効である。本発明に対しては、ほとんど無数と言ってよいほどの使途があり、それら全てをここで記述する必要はない。

（本発明の利点）
本発明の実施形態を表すハイブリッドなスペクトラム拡散システムは、少なくとも以下の理由でコスト効率がよく、有利であり得る。本発明は、従来のアプローチに比べて品質を改良し、かつ／または、コストを低減する。他の利点は、以下を含み得る。優れたマルチパスリジェクション能力（ｍｕｌｔｉｐａｔｈ−ｒｅｊｅｃｔｉｏｎ ｃａｐａｂｉｌｉｔｙ）、改良されたデータ統合性／セキュリティ、優れた低検出確率／低妨害確率（ＬＰＤ／ＬＰＩ；ｌｏｗ ｐｒｏｂａｂｉｌｉｔｙ−ｏｆ−ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ／ｐｒｏｂａｂｉｌｉｔｙ−ｏｆ−ｉｎｔｅｒｃｅｐｔｉｏｎ）性、短いリンク遅延（待ち時間）、優れたナローバンド／ワイドバンドのジャミング抵抗、高速同期化、ユーザ密度の高さ、所与のエリアまたは周波数帯域のユーザの間でのより少ない相互干渉、（優れたロバスト性に対する）統計的な信号ダイバーシティの増加、より優れたＦＨの近遠受信性（純ＤＳシステムの主な欠点）、および、低い全ピーク占有帯域幅（ｏｖｅｒａｌｌ ｐｅａｋ ｏｃｃｕｐｉｅｄ ｂａｎｄｗｉｄｔｈ；スペクトラムの「飛び跳ね」が小さい）。これらは、最新のスペクトラム拡散無線技術と比べて優れている。ＨＳＳプロトコルに関する重要な使い方のうち追加的なものは、組み合わされた（または分離した）読み取りユニット／呼びかけユニット（ｉｎｔｅｒｒｏｇａｔｏｒ ｕｎｉｔ）において、通常はＲＦＩＤタグとして知られる受動的、半受動的、半能動的、または完全に能動的なＲＦタグからデータを抽出することである。タグ読み取り器ユニットにおけるＨＳＳプロトコルは、典型的には呼びかけ（照射；ｉｌｌｕｍｉｎａｔｉｎｇ）ＲＦ送信器と、関連する受信器デバイス・読み取り器デバイスとを組み合わせ、上記ＨＳＳプロトコルの使用は、ＨＳＳの放射に関するさらなる信号ダイバーシティのため、標準的なＤＳまたはＦＨベースのシステムのいずれよりも優れたタグ読み取り効率を提供し得る。現存するタグ読み取り器のほぼ全ては、そのＲＦタグ呼びかけフィールドにヌルまたは「不活発（ｄｅａｄ）」スポットを有するが、コンスタントにディザーされたＨＳＳ信号は、統計的に見て、遥かに少ない信号ヌルを有し、このため、タグの「読み取り抜け（ｎｏ−ｒｅａｄ）」を少なくしながら、高いＲＦタグ読み取り効率を示し得る。

本発明のハイブリッドなスペクトラム拡散信号技術は、図１３の典型的な９１５ＭＨｚ屋内ＲＦ遅延プロフィールの試験により、その利点をさらに理解することができる。この実施形態において、信号分散時間は、約４６ｎｓのメジアンＲＭＳ分散値でおよそ１０〜２５０ｎｓの範囲を変動する。典型的には産業的な製造施設のようなより広い空間または閉じたエリアに対応する長い値は、約４Ｍチップ／秒の最小拡散レートを示し、一方で、オフィスまたは小さな部屋に該当する短い（最悪の場合の）値は、約１００Ｍチップ／秒までの拡散レートを（さらに、これにより、少なくとも１００ＭＨｚの全送信信号帯域幅）を要求し得る。明らかに、後者の要求は、９１５ＭＨｚまたは２４５０ＭＨｚ〜のＩＳＭ帯域のいずれかにおける利用可能な帯域幅を超えてしまい、米国においては無免許スペクトラム拡散伝送に割り当てられている３個の５ＧＨｚＩＳＭ／Ｕ−ＮＩＩ帯域全てに対し、帯域幅の全体を要求し得る。後者の場合でも、同一の空間において複数のフル帯域デバイスを動作するには、複数のユーザに対する（時間多重化または電力制御された符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）技術を介した）注意深い調整が要求され、これにより、顕著に多くのデータパケットの衝突と間接損失とを防ぐ。

従来の直接シーケンスまたは周波数ホッピングによるスペクトラム拡散技術に比べ、本発明のハイブリッドな技術は、改良されたプロセスゲイン、ジャミングマージンおよびマルチアクセス能力を提供する。加えて、ハイブリッドな技術は、従来のＤＳに比べ、比較的自由なＦＨの近遠効果から比較的自由な利点を提供する。ハイブリッドなシステムにおいて、ＤＳコンポーネントは、比較可能な性能全体（ｏｖｅｒａｌｌ ｐｅｒｆｏｒｍａｎｃｅ）に対しては小さな帯域幅となるため、ハイブリッドな受信器のフロントエンドおよびＩＦ帯域幅は、標準的なＤＳの実施におけるものよりも顕著に小さなものとなり得る（そしてより大きな選択度を有し）。これにより、隣接チャネル、帯域外、および不要な信号に対し、フィルターベースの優れた除去方法が提供される。このため、近接しているがチャネル外にある送信器の振幅が非常に大きくなると、従来のＤＳシステムに典型的であって望ましい小さな（離れた）チャネル内信号に対し、信号の遮断を引き起こし得ない。

Ｒｏｂｅｒｔ Ｃ．Ｄｉｘｏｎによる標準的なテキストＳｐｒｅａｄ Ｓｐｅｃｔｒｕｍ Ｓｙｓｔｅｍｓ ｗｉｔｈ Ｃｏｍｍｅｒｃｉａｌ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ，３ｒｄ Ｅｄｉｔｉｏｎ，Ｊｏｈｎ Ｗｉｌｅｙ＆Ｓｏｎｓ，Ｉｎｃ．，１９９４，ｐｐ．１８〜５８の第２章によれば、標準的なスペクトラム拡散（連続的であって重複しないチャネルを用いた直接シーケンスまたは周波数ホッピングのスペクトラム拡散）の一般的なプロセスゲインに対する古典的な等式は、

である。ここに、Ｇ_ｐは有効なプロセスゲイン、ＢＷ_ＲＦは（２つの側面を有した）スペクトラム拡散ＲＦ信号の帯域幅全体、Ｒ_ｉｎｆｏは変調（プレ拡散（ｐｒｅ−ｓｐｒｅａｄｉｎｇ））のデータレートまたは情報の帯域幅であり、変調された（２つの側面を有した）表現全体においても同様である。標準的な直接シーケンスのシステムに対しては一般に、ゲインは、拡散コード長（ｓｐｒｅａｄｉｎｇ−ｃｏｄｅ ｌｅｎｇｔｈ）と一致する。周波数ホッピングを用いた単純なシステムの場合、連続または非連続なチャネル全体に対する（長期平均の）プロセスゲインは、単純にホッピングチャネルの総数に等しい。ＤＳおよびＦＳの両方法を同時に用いた場合、利用可能なＲＦ帯域の幅に比べてＤＳ信号の帯域幅が小さい仮定すると、かなり多くのハイブリッドなホッピングチャネルが存在し、ハイブリッド信号のプロセスゲインの全体は、単純に２つのプロセスゲイン個々の積に等しい。

デジベルでは、上記等式は、

となる。ここに、Ｇ_{ｐ（ＦＨ／ＤＳ）}はハイブリッドなスペクトラム拡散のプロセスゲインであり、Ｇ_{ｐ（ＦＨ）}は周波数ホッピングのゲインであり、Ｇ_{ｐ（ＤＳ）}はストレートな直接シーケンスのゲインである。理論的な限界では、固定された利用可能帯域幅（例えば９０２〜９２８ＭＨｚのＩＳＭ帯域に対しては２６ＭＨｚ）および重複のないＦＨチャネルに対し、ハイブリッドなＤＳ／ＦＨシステムに対する複合プロセスゲインは、情報レートに対する全帯域幅の比率を超過し得ない。例えば、帯域全体を占有する単一のＤＳ信号を用いて１９．２ｋｂ／ｓの標準的なデータレートで送信することを選択すると、ＱＰＳＫ変調を用いた到達可能な帯域内プロセスゲインの最大値は、２６×１０^６÷１９．２×１０^３≒１３５４≒３１．３ｄＢであり得る。帯域全体のノイズ、干渉、またはジャミングに対する重複しないチャネルのセットを用いたハイブリッドなＤＳ／ＦＨ技術は、理論的には単一のＤＳ信号に対するもの以外のプロセスゲインを一切提供しないが、実際には、マルチパス由来のエラーをリジェクトするという点、近遠干渉の効果を除去するという点、および複数の信号が選択された帯域の範囲内で同時に送信されるのを許容するという点で、帯域全体のＤＳフォーマットよりも優れている。（しかしながら、ＦＨチャネルが５０％（すなわち、ＤＳチッピングレートの半分）だけ重複する場合、ＤＳ／ＦＨシステムは、実際には、ストレートバージョンのＤＳのプロセスゲインの約２倍（＋３ｄＢ）となる）。さらに、従来のＤＳの実施に比べると、ハイブリッドなＳＳシステムは、複合チッピングレート、遅いハードウェア処理速度、および一般には低減された送信デバイスおよび受信器の電力消費により、等価またはより優れたリンク性能を提供し得る。

ＤＳ／ＦＨを有する組織的な時間ホッピングの連動は、動作フレキシビリティが改良された、いくつかの追加的なモードを追加する。通常の意味では、受信器入力が非送信インターバルの間にゲートオフされると仮定すると、時間ホッピングそれ自身は、プロセスゲインを提供しないが、代わりに、連続的な干渉信号に対する効果的なジャミングゲインまたはジャミングマージンが、信号のデューティーサイクル（すなわち、考慮すべき期間全体に対する送信器（または受信器）「オン」時間の比率）に比例して提供される。これに対し、断続的に干渉する信号に対する効果的な「プロセスゲイン」は、（統計的に見ると）単純に、２つの信号のデューティーサイクルの積である。組織的またはコード同期化された時間ホッピングを追加することの主要な利点は、（「マルチアクセス」シナリオの）共有ＲＦ環境において複数のデバイスを用いた改良されたシステム性能である。例えば、共通のエリア（例えば、工場複合施設、高層オフィスビル、船荷ターミナルヤード、等）に数百のセンサデバイスが存在し、それら全てが中心受信器に対して遠隔的なデータを断続的に送信する必要がある場合、ＤＳをランダムなバースト伝送と共に使用することは、デバイス数とそれらのＲＦバースト長との積が１（ｕｎｉｔｙ）に比べて比較的小さいとき（すなわち、システムのデューティーファクターが＜＜１００％のとき）にのみ達成され得る。そうでない場合、多数の衝突が発生し、多量のデータが損失し得る。頻繁に再伝送することで平均的なシステム伝送の信頼度を向上させ得るが、適切なデータレートが顕著に低くなり、デバイスのエネルギーを顕著に浪費させる。符号分割多元接続（ＣＤＭＡ）技術を用いると、ほとんどの衝突問題を解決できるが、主要なインターフェースコンポーネント（すなわちベースステーション）を追加することによって、システムに対し、常に顕著な複雑性（コスト）を追加することになり、さらに、ＲＦ受信器、コーダ（ｃｏｄｅｒ）、および複雑な制御ハードウェアならびにアルゴリズムに対し、各デバイスにおいて要求されるＲＦリンク電力制御ループを閉じさせる。複雑度が大きなＣＤＭＡアプローチは、一般に、配設されたユニットの総数（数千万）のため、大量消費者の携帯電話マーケットにおいてのみ、コスト効果を有する。特に、単純かつ安価な送信専用センサデバイスまたはタグデバイスを含む、一般的な低電力（バッテリー動作の）ＲＦ遠隔アプリケーションでは、一般的なＤＳ／ＣＤＭＡアプローチは、電力効率もコスト効果も有さない。

本発明の組み合わされたＦＨ／ＴＨ／ＤＳ信号方法の利点をさらに直感的に説明する別の説明は、以下の通りである。２つの独立なセンサ／遠隔デバイスが、ＦＨ／ＴＨ／ＤＳ技術を用い、共通の環境（例えば、広大な工場）において同時にデータの伝送を開始したと仮定する。さらに、２つの独立なセンサ／遠隔デバイスの両者が、同じグループに存在し、同じ割り当てのＤＳ拡散コードを有し、各々が上記コードの異なる部分を選択するようにプログラムされ、搭載されたＦＨ回路とＴＨ回路とを駆動すると仮定する。これにより、２つの独立なセンサ／遠隔デバイスの各々は、（統計的に見て）異なる時間に異なる周波数で送信し得る。２つの独立なセンサ／遠隔デバイスの両者は、同時に伝送を行なう場合でも、異なる周波数で送信を実行し得る。２つの独立なセンサ／遠隔デバイスの両者が同一のホッピング周波数を使用する場合、両者は、統計的に見て、異なる時間にそれらを使用し得る。ノイズのレベルが無視できると仮定すると、２つのハイブリッドなＦＨ／ＴＨ／ＤＳ信号の間の衝突によるデータエラーの有効確率（ｅｆｆｅｃｔｉｖｅ ｐｒｏｂａｂｉｌｉｔｙ）は、以下の（１）〜（３）の積として計算され得る。（１）時間領域における衝突の確率（すなわち、２つのデバイス個々のデューティーサイクルをランダム化したものの積）、（２）周波数の衝突の確率（重複しないホッピングチャネルを仮定すると、個々のＦＨ制御シーケンスの長さの逆数の積にほぼ等しい）、（３）電力制御のＣＤＭＡシステムの場合と同様に、受信器における信号電力がほぼ等しいと仮定した場合の、２つのコードの相互相関の電力比。等しくない電力が存在する場合、第３項（ＤＳ分離率（ｓｅｐａｒａｔｉｏｎ ｒａｔｉｏ））は、受信電力が理想状態（すなわち等しい状態）から２．５ｄＢずれるごとに約１ｄＢだけ、いくぶん低減され得る。これにより、２つの信号の衝突による有効エラーレートの確率は、

であり得る。ここに、顕著な量の背景ランダムノイズおよびマルチパス効果が存在しないときの全ビットエラー確率Ｐ_ｅは、およそＰ_ｅｃに等しく、エラー（すなわち、ＣＤＭＡ携帯電話システムにおける古典的なドミナントマルチアクセスインターフェース（ｄｏｍｉｎａｎｔ ｍｕｌｔｉｐｌｅ−ａｃｃｅｓｓ ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）のバリアント）は、衝突のみを原因とし得る。これは言い換えると、単純に、時間および周波数におけるそれぞれの衝突レート（Ｐ_ｃおよびＰ_ｃｆによって与えられる）の積である。Ｒ_ｃｃは、選択されたコードの関連コード（例えば、仮定されたオーダーが〜１０で、約２４ｄＢであり、長さが１０２４〜の、オーグメントゴールドコード（ａｕｇｍｅｎｔｅｄ Ｇｏｌｄ ｃｏｄｅ））に対する有効コード電力分離率である。通常のＨＳＳアプリケーションにおいては、例えばＭＬＳ，Ｇｏｌｄ，およびＫａｓａｍｉコードのような、コードのセットが好ましい。ＣＤＭＡ携帯電話システムにおいて用いられるＷａｌｓｈコードは、完全に同期な（コヒーレントな）受信を要求し、コード相関のレベルを有用な低いレベルにし、顕著に大きなシステムの複雑性を要求し得る。例えば、各信号の全多項式長が１０２４＝２^１０である場合、ＦＨセグメント長は６４＝２^６であり、両者のＴＨデューティーファクターは１／１６である。よって、２つのＨＳＳ伝送の間の単一ホッピングの衝突の時間平均されたおよその確率は、デバイス電力の制御が優れていると仮定すると、

によって与えられる。明らかに、コードの分離は、両デバイスが同時に（あるいは部分的に重複する時間で）同一の周波数で伝送する場合でさえも、適切な分離を提供する。（タイムスロットが重複するシナリオは、衝突の機会を２回提供するため、わずか１／１６の第２のデバイスに対するＴＨファクターは、２倍になる）。ホッピングが複数の伝送では、上記の表示は急に非常に複雑になり、検出されたモード（例えば、標準、多数決論理、ソフトロジック（ｓｏｆｔ−ｌｏｇｉｃ）、等）も含まれ得る。フルシステムの計算では、ユーザパラメータ（ビットレート、チッピングレート、ホッピングレート、帯域幅、拡散コード相関特性、デバイス電力レベル、変調方法／復調方法、等）の全てがさらに考慮され得る。複数のユーザがｋ個の分離したデバイスを有する場合、ＨＳＳシステムは、標準的な電力制御のＤＳ−ＣＤＭＡシステムに対する通常の性能レベルを超過し得る。このことは、マルチアクセスのビットエラー確率に対する以下の標準的な等式に記述されている。

ここに、ｆ_ｂおよびｆ_ｃは、それぞれビットレートとチップレートである。ＨＳＳの場合での対応する等式は、ＦＨ（Ｐ_ｃｆ）およびＴＨ（Ｐ_ｃｔ）のアクセス統計量の項をも含み得る。上記の項は、システム特有のパラメータに大きく依存するが、一般に、少なくとも大きさ（ｍａｇｎｉｔｕｄｅ）のオーダーだけ（多くの場合ではこれよりも多く）Ｐ_ｅの数量を低減し得る。

ハイブリッドシステムに対するジャミングマージンは同様に複雑であるが、標準的なＤＳおよびＦＨコンポーネントの対応物よりも、比較的大きなものであり得る。一般に、ジャミング比は、単純に、スペクトラム拡散のプロセスゲインから、実施損失と要求される信号・ノイズ比とを引いたものであるため、ＨＳＳの場合は、常に、通常のインターフェースまたはジャミングの形態よりも、さらにロバスト（ｒｏｂｕｓｔ）なものであり得る。

既に説明されたように、ＨＳＳ波形の高速ホッピング形態（この形態のうちのある実施形態は、「高速ＨＳＳ」として参照される）は、標準的な直接シーケンス（ＤＳ）スペクトラム拡散変調と「高速」周波数ホッピング（ＦＦＨ）との間の、特定のコード関連の組み合わせを含み得、複数の周波数ホッピングは、シングルデータビット時間内に発生し得る。また、この波形の最も顕著な利益は、各ビットが複数の周波数のチップ伝送によって表現されるということである。１つ以上のチップ（またはホップ）がＲＦリンク内のマルチパスまたはインターフェースによって改悪される場合、統計的に見て、大部分は依然として正しいものであり得る。さらに具体的には、ＨＳＳ波形の高速ホッピング形態に対し、ビット長の相互相関の関数とサブビット長の相互相関とをビット毎に比較し、どちらの値が最適であるか（例えば、高い相関値を有する方）を利用することにより、受信器内で、ビットエラーレートの改良が達成される。例えば、ＨＳＳ信号の拡散の長さがＮチップ／秒およびＨホップ／秒である場合、（Ｎ÷Ｈ）チップ／ホップとなる。よって、ホップのうちの１つがマルチパスまたはジャミングによる干渉を経験する場合、その他のＮ−（Ｎ÷Ｈ）チップはビットの値を確定するために利用可能である。実際、ｘ_ｎ＝（Ｎ÷Ｈ）（但し、ｎ＝１，２．．．Ｈ）チップの各グループが不適切ではなく適切であることが示され、適切なグループのみが相互相関に対して使用される場合、上記の特定のビットを正確に復号する受信器の能力は、大幅に増強される。典型的には、ＤＳＳＳ受信器は、（ＰＳＫ変調を仮定すると）キャリアの位相について、チップ毎の決定を実行し得る。あるいは、ＤＳＳＳ受信器は、マルチレベルの論理（相関和の積算）を用い、擬似ビット長（ｐｓｅｕｄｏ−ｂｉｔ−ｌｅｎｇｔｈ）の統合を実行し得る。高速ＨＳＳを利用することにより、受信器は、この交換を動的に（ビット毎に）最適化し得るが、１ビットあたり遅くホップする既存技術のＤＳＳＳシステムまたはＦＨ／ＤＳシステムは、この利点を利用することができない。

このため、追跡の間、ｘ_ｎチップの各グループは、格納されたＰＮコードの対応する部分と相互に相関する。並行して、受信器のロジックは、フルチッピングシーケンスの標準的なビット長の自己相関を実行する。標準的な自己相関関数が、適正なデータビット長を認識するために十分な検出閾値を超過すると、相互相関関数の部分集合は無視される。しかしながら、ビット長の自己相関値が明示的なデータビット検出に対して十分でない場合、上記部分集合の相互相関の値Ｈが評価される。ビット長の相関の閾値がａ・Ｎであると仮定すると、部分集合の相互相関の閾値はａ・（Ｎ÷Ｈ)に設定され得る。上記部分集合の相互相関の値ｉが十分に明示的であると判断されると、部分集合を連鎖させて、閾値ｉ・ａ・（Ｎ÷Ｈ)を使用する（但し、ｉ＜Ｈである)。

解析的に見て、Ｓ_１＝ｃｏｓ［（ω_１＋ｈω_Δ)ｔ］・ｍ_１（ｔ）ｄ_１’（ｔ）は、受信信号を表している。ここに、ｄ_１’（ｔ）はコード化されたソースのデータを表し、ｍ_１（ｔ）は拡散コードを表し、ｃｏｓ［（ω_１＋ｈω_Δ)ｔ］はホッピングされた搬送信号を表す。格納された受信波形がＳ_２＝Ｓ_１＋Ｉ＋Ｎ_０と表されたとする。ここに、Ｉは干渉ソースを表し、Ｎ_０はアディティブホワイトガウシアンノイズ（ＡＷＧＮ；ａｄｄｉｔｉｖｅ ｗｈｉｔｅ Ｇａｕｓｓｉａｎ ｎｏｉｓｅ）を表す。よって、全ビットに対する自己相関関数は、

である。ここに、Ｔ_０はビット期間であり、Ｓ_ｉ（ｔ）は周期的であり、上記部分集合を利用する自己相関関数は、

である。

ノイズまたは干渉が一切存在しない場合では、Ｒ（τ）＝Ｒ_{ｓｕｂｓｅｔｓ}（τ）であり、両者は明示的な閾値を十分に超過する。しかしながら、少なくとも１つのＨ周波数が干渉を経験する場合、これら等式の一方または両方は、明示的なビット検出に対する要求に適合し得ない。この場合、個々の部分集合の相互相関関数は、どの１つが以下の判定条件に適合するかを決定するために評価される。

Ｒ_ｉ（τ）のうちのいずれか１つがこの判定条件に適合し、不確定なＲ_ｉ（τ）の全てが除去されると、ビットは以下の計算によって明示的に検出され得る。

ここに、不確定な部分集合はｋ個存在し、ｊ＝ｂ_ｉは、不確定な部分集合個々を指定する。

高速ＨＳＳチップをさらに最適に検出するための、単純かつより確率的なアプローチは、多数決論理の使用を含む。上記多数決論理では、ビット毎のＨホップに対し、半分よりもわずかに多くが正しくなくてはならない。Ｈが奇数（例えばＨ＝２^ｎ−１）のとき、正しいホッピング（またはチッピングのグループ）の最小数は、２^ｎ−１である。Ｈが偶数（例えばＨ＝２^ｎ）のとき、要求される最小数は、２^ｎ＋１＋１である。Ｈとしてシングルビットを表しているホッピング（またはチッピングのグループ）全ての個数を指定すると、厳しい二分決定検出（ｈａｒｄ ｂｉｎａｒｙ−ｄｅｃｉｓｉｏｎ ｄｅｔｅｃｔｉｏｎ）に対する高速ＨＳＳビットエラーの全確率は、

によって表され得る。ここに、Ｐ_ｅはビットエラーの全確率であり、Ｈはビット毎のホッピングまたはチッピングのグループの総数であり、ｒは（多数決論理決定に対する）ビット毎の正確な値の最小数であり、Ｃは（Ｈ個の物から同時にｘ個を取るときの）確率的な組み合わせを表す記号であり、ｐはサンプルの（ホッピング）エラー確率であり、ｘは総和の添え字である。例えば、データビットに対して３個のホッピングを用いる場合、エラーを回避するために２個のサンプルの（ホッピング）決定が正しくなければならない。よって、基本的な場合であるｐ＝１０^−２に対しては、Ｐ_ｅは２．９８×１０^−４である。同様に、ｐ＝１０^−３に対しては、Ｐ_ｅ＝２．９９８×１０^−６である。代わりに、５個のホッピングの他に３個のホッピングを用いると、ｐ＝１０^−３に対しては、Ｐ_ｅ≒９．８×１０^−４となり、ｐ＝１０^−３に対しては、Ｐ_ｅは約９．８×１０^−７となる。明らかに、複数のホッピングと多数決論理とを用いると、既存技術のビット検出アプローチよりも、性能が顕著に向上する。この例では、Ｖｉｔｅｒｂｉ復号器のような最尤ビット検出スキームにおけるよく知られた（マルチレベルの）ソフト決定技術を用いることにより、さらなる優位さ（＞２ｄＢ）が獲得され得る。

ここでは、ａまたはａｎという用語は、１または１よりも多くを定義している。ここでは、ｐｌｕｒａｌｉｔｙという用語は、２または２よりも多くを定義している。ここでは、ａｎｏｔｈｅｒという用語は、少なくとも２つ、またはそれ以上のもののうちの１つを定義している。ここで用いられている「ｃｏｍｐｒｉｓｉｎｇ」（ｃｏｍｐｒｉｓｅｓ，ｃｏｍｐｒｉｓｅｄ）、「ｉｎｃｌｕｄｉｎｇ」（ｉｎｃｌｕｄｅｓ，ｉｎｃｌｕｄｅｄ）、および／または「ｈａｖｉｎｇ」（ｈａｓ，ｈａｄ）という用語は、開かれた言葉（すなわち、それ以降参照される言葉であって、不特定の手続き、構造、および／または構成要素を、それらがさらに多く存在する場合でも、含み得るように開いている言葉）として定義されている。ここで用いられている「ｃｏｎｓｉｓｔｉｎｇ」（ｃｏｎｓｉｓｔｓ，ｃｏｎｓｉｓｔｅｄ）および／または「ｃｏｍｐｏｓｉｎｇ」（ｃｏｍｐｏｓｅｓ，ｃｏｍｐｏｓｅｄ）という用語は、参照された方法、装置、および／または組成を、手続き、構造、および／または構成要素が包含する範囲に閉じさせる用語である。ここに、上記の範囲は、参照された言葉に通常関連する補助的や付属的を有した言葉、および／または、不純物（ｉｍｐｕｒｉｔｉｅｓ）を除いた範囲である。「ｃｏｎｓｉｓｔｉｎｇ」または「ｃｏｍｐｒｉｓｉｎｇ」という用語とともに「ｅｓｓｅｎｔｉａｌｌｙ」という用語を用いると、参照された方法、装置および／または組成は、上記組成の基本的であって新規な特徴に実質的に影響しない不特定の手続き、構造、および／または構成要素が包含する範囲に対してのみ開いている。ここで用いられているｃｏｕｐｌｅｄという用語は、ｃｏｎｎｅｃｔｅｄと同様に定義されているが、直接的である必要はなく、また、力学的である必要もない。ここで用いられているａｎｙという用語は、あるセットのうち適用可能なメンバーの数として、あるいは、少なくとも、あるセットのうち適用可能なメンバー全てからなる部分集合として定義されている。ここで用いられているａｐｐｒｏｘｉｍａｔｅｌｙという用語は、所与の値に（例えば、好ましくは１０％の範囲内で、さらに好ましくは１％の範囲内で、最も好ましくは、０．１％の範囲内で）少なくとも近いこととして定義されている。ここで用いられているｓｕｂｓｔａｎｔｉａｌｌｙという用語は、大部分が特定されるが全体が特定される必要はないこととして定義されている。ここで用いられているｇｅｎｅｒａｌｌｙという用語は、所与の状態に少なくとも接近していることとして定義されている。ここで用いられているｄｅｐｌｏｙｉｎｇという用語は、設計すること、建設すること、出荷すること、インストールすること、および／または動作することとして定義されている。ここで用いられているｍｅａｎｓという用語は、結果を達成するためのハードウェア、ファームウェア、および／またはソフトウェアとして定義されている。ここで用いられているｐｒｏｇｒａｍまたはｐｈａｓｅ ｃｏｍｐｕｔｅｒ ｐｒｏｇｒａｍという用語は、コンピュータシステム上での実行にあわせて設計された命令のシーケンスとして定義されている。プログラムまたはコンピュータプログラムは、サブルーチン、関数、手続き、対象の方法、対象の実施、実行可能なアプリケーション、アプレット、サーブレット、ソースコード、対象のコード、共有のライブラリ／ダイナミックロードライブラリ、および／または、コンピュータまたはコンピュータシステム上での実行にあわせて設計されたその他の命令のシーケンスを含み得る。

ここで開示された本発明の実施形態は、本開示に照らして、不要な実験をすることなしに、実行および使用され得る。本発明者が本発明を実行するのに最良と考える形態は開示されたが、本発明の実施はそれらに限定されない。したがって、当業者には、本発明は、ここで具体的に述べられている以外にも実施され得ることが理解され得る。

さらに、個々のコンポーネントは、必ずしも開示された構成とは組み合わされなくてもよく、ほぼ全ての構成と組み合わされ得る。さらに、ここで記述されている方法を構成するステップまたはステップの列において、バリエーションが形成され得る。

さらに、ここで記述されたハイブリッドなプログラム可能ＤＤＳ伝送システムは分離したモジュールであり得るが、ハイブリッドなプログラム可能ＤＤＳ伝送システムが、それ（それら）と関連するシステムに統合され得ることは、明らかである。さらに、開示された各実施形態の開示された要素および特徴の全ては、要素または特徴が相互排他的である場合を除いた開示された実施形態の、その他全ての開示された要素および特徴と、組み合わされるか代替され得る。

本発明の特徴の様々な代替、改変、追加、および／または再編成が、下部の発明思想の精神および／または範囲から逸れずに実施され得ることが理解され得る。添付の請求項およびそれらの等価物によって定義された下部の発明思想の精神および／または範囲が、そのような代替、改変、追加および／または再編成の全てをカバーすることが理解され得る。

添付の請求項は、手段および機能の制限が「〜の手段」および／または「〜のステップ」という言い回しを用いて明示的に参照されている場合を除き、それらの制限を含むとしては解釈されない。本発明の亜種（ｓｕｂｇｅｎｅｒｉｃ）の実施形態は、添付の独立請求項およびその等価物によって描写され得る。本発明の特定の実施形態は、添付の請求項およびその等価物によって区別され得る。

図１は、ハイブリッドな周波数ホッピング／直接シーケンスの（ＢＰＳＫ変調された）スペクトラム拡散送信器に関するブロック的スキーム図であり、本発明の実施形態を表している。 図２は、ハイブリッドな周波数ホッピング／直接シーケンスの（ＢＰＳＫ変調された）スペクトラム拡散受信器に関するブロック的スキーム図であり、本発明の実施形態を表している。 図３は、ハイブリッドな時間ホッピング／直接シーケンスのスペクトラム拡散送信器に関するブロック的スキーム図であり、本発明の実施形態を表している。 図４は、ハイブリッドな時間ホッピング／直接シーケンスのスペクトラム拡散受信機に関するブロック的スキーム図であり、本発明の実施形態を表している。 図５は、ハイブリッドな周波数ホッピング／時間ホッピング／直接シーケンスのスペクトラム拡散送信器に関するブロック的スキーム図であり、本発明の実施形態を表している。 図６は、ハイブリッドな周波数ホッピング／時間ホッピング／直接シーケンスのスペクトラム拡散受信器に関するブロック的スキーム図であり、本発明の実施形態を表している。 図７は、ハイブリッドなプログラム可能直接デジタル合成器（ＤＤＳ）の送信器に関するブロック的スキーム図であり、本発明の実施形態を表している。 図８は、外部インターフェースを有するハイブリッドなプログラム可能直接デジタル合成器（ＤＤＳ）の送信器に関するブロック的スキーム図であり、本発明の実施形態を表している。 図９は、ＲＦアップコンバータ回路についてのブロック的スキーム図であり、本発明の実施形態を表している。 図１０は、代替的なＲＦアップコンバータ回路についてのブロック的スキーム図であり、本発明の実施形態を表している。 図１１は、ＲＦ信号極性制御回路を組み込んだＲＦ伝送システムについてのブロック的スキーム図を提供しており、本発明の実施形態を表している。 図１２は、極性ダイバーシティ受信能力を組み込んだ図１１の送信器に対応するＲＦ受信システムについてのブロック図を提供しており、本発明の実施形態を表している。 図１３は、特性信号遅延プロフィールを介した典型的な屋内ＲＦ伝搬環境を示している。 図１４は、５個のハイブリッドなスペクトラム拡散信号（帯域幅は中程度）からなるセットを上部に有する、屋内ＲＦ環境に典型的な、なだらかに尖ったマルチパスキャンセレイションヌルを示しており、本発明の実施形態を表している。

Claims (67)

1. 擬似乱数コード生成器からのビットの一部を用いることにより信号を変調して該信号のゲインを提供する増幅回路を制御することを含む方法。
2. 前記信号はスペクトラム拡散信号を含む、請求項１に記載の方法。
3. 前記スペクトラム拡散信号は、直接シーケンスのスペクトラム拡散信号を含む、請求項２に記載の方法。
4. 前記信号を周波数ホッピングすることをさらに含む、請求項１に記載の方法。
5. シングルデータビット時間内に複数の周波数ホッピングが発生する、請求項４に記載の方法。
6. 周波数ホッピングは周波数スウィーピングを含む、請求項４に記載の方法。
7. 前記信号を時間ホッピングすることをさらに含む、請求項１に記載の方法。
8. 前記信号を変調することは、該信号を振幅ディザーすることを含む、請求項１に記載の方法。
9. 前記信号の極性を変調することをさらに含む、請求項１に記載の方法。
10. 前記信号の極性を変調することは、直交する極性のアンテナへの供給電力レベルを制御することを含む、請求項９に記載の方法。
11. 前記信号を無線周波数タグに送信することと、該信号の変換されたバージョンを該無線周波数タグから受信することとをさらに含む、請求項１に記載の方法。
12. 請求項１に記載の方法の実行に翻訳可能なコンピュータ可読または機械可読なプログラム要素を含んだコンピュータプログラム。
13. 前記信号を送信することをさらに含む、請求項１に記載の方法。
14. 請求項１に記載の方法を実行するプログラムを含む、電子媒体。
15. 擬似乱数コード生成器と、
    該擬似乱数コード生成器に接続された振幅コントローラと
    を含む、装置。
16. 前記振幅コントローラに接続された増幅回路をさらに含む、請求項１５に記載の装置。
17. 前記振幅コントローラに接続された信号減衰回路をさらに含む、請求項１５に記載の装置。
18. 前記擬似乱数コード生成器に接続された一致ゲートと、該一致ゲートおよび前記増幅回路の間に接続されたスイッチとをさらに含む、請求項１５に記載の装置。
19. 前記擬似乱数コード生成器に接続された高速ホッピング周波数合成器をさらに含む、請求項１５に記載の装置。
20. デジタル信号を直接的に合成することを含む方法であって、
    ４象限振幅乗算器を用いて出力チャネルを振幅変調して振幅ディザー信号を提供すること
    を含む、方法。
21. イコライザを用いて前記チャネルを変換することをさらに含む、請求項２０に記載の方法。
22. 前記イコライザをプログラムすることをさらに含む、請求項２１に記載の方法。
23. 前記デジタル信号を無線周波数タグに送信することと、該デジタル信号の変換されたバージョンを該無線周波数タグから受信することとをさらに含む、請求項２０に記載の方法。
24. ４象限振幅乗算器を含む直接デジタル合成器を含み、該直接デジタル合成器は振幅ディザー信号を提供する、装置。
25. 前記４象限振幅乗算器に接続された第１のイコライザをさらに含む、請求項２４に記載の装置。
26. 前記イコライザは有限インパルス応答フィルタを含む、請求項２５に記載の装置。
27. 前記有限インパルス応答フィルタはプログラム可能である、請求項２６に記載の装置。
28. 集積回路に接続されたロジックインターフェースをさらに含む、請求項２７に記載の装置。
29. 前記ロジックインターフェースはフィールドプログラマブルゲートアレイを含む、請求項２８に記載の装置。
30. 請求項２４に記載の装置を含む集積回路。
31. 結合受信器をさらに含む、請求項３０に記載の集積回路。
32. 請求項３１に記載の集積回路と無線周波数タグとを含むシステム。
33. デジタル信号を直接的に合成することを含む方法であって、
    第１の４象限振幅乗算器を用いて同相のチャネルを振幅変調することと、
    第２の４象限振幅乗算器を用いて４相チャネルを振幅変調することと
    を含む、方法。
34. 第１のイコライザを用いて同相のチャネルを変換することと、
    第２のイコライザを用いて４相チャネルを変換することと
    をさらに含む、請求項３３に記載の方法。
35. 前記第１のイコライザをプログラムすることと、
    前記第２のイコライザをプログラムすること
    とをさらに含む、請求項３４に記載の方法。
36. 前記デジタル信号を無線周波数タグに送信することと、該デジタル信号の変換されたバージョンを該無線周波数タグから受信することとをさらに含む、請求項３３に記載の方法。
37. 第１の４象限振幅乗算器および第２の４象限振幅乗算器を含む直接デジタル合成器を含み、
    該第１の４象限振幅乗算器および該第２の４象限振幅乗算器は、互いに並列に接続されている、装置。
38. 前記第１の４象限振幅乗算器に接続された第１のイコライザと、
    前記第２の４象限振幅乗算器に接続された第２のイコライザと
    をさらに含む、請求項３７に記載の装置。
39. 前記第１のイコライザは第１の有限インパルス応答フィルタを含み、前記第２のイコライザは第２の有限インパルス応答フィルタを含む、請求項３８に記載の装置。
40. 前記第１の有限インパルス応答フィルタはプログラム可能であり、前記第２の有限インパルス応答フィルタはプログラム可能である、請求項３９に記載の装置。
41. 集積回路に接続されたロジックインターフェースをさらに含む、請求項３７に記載の装置。
42. 前記ロジックインターフェースはフィールドプログラマブルゲートアレイを含む、請求項４１に記載の装置。
43. 請求項３７に記載の装置を含む集積回路。
44. 結合受信機をさらに含む、請求項４３に記載の集積回路。
45. 請求項４４に記載の集積回路と無線周波数タグとを含むシステム。
46. 請求項４３に記載の集積回路を含む回路基板。
47. 請求項４６に記載の回路基板を含む送信器。
48. 請求項４７に記載の送信器を含む放送網。
49. 擬似乱数コード生成器からのビットの一部を用いることにより信号を変調して高速ホッピング周波数合成器を制御することと、
    該高速ホッピング周波数合成器を用いて該信号を高速周波数ホッピングすること
    とを含み、
    シングルデータビット時間内に複数の周波数ホッピングが発生する、方法。
50. 前記信号はスペクトラム拡散信号を含む、請求項４９に記載の方法。
51. 前記スペクトラム拡散信号は、直接シーケンスのスペクトラム拡散信号を含む、請求項５０に記載の方法。
52. 前記信号を時間ホッピングすることをさらに含む、請求項４９に記載の方法。
53. 前記高速ホッピング周波数合成器は実質的に一定なエンベロープ信号を提供する、請求項４９に記載の方法。
54. 高速ホッピングは周波数スウィーピングを含む、請求項４９に記載の方法。
55. 前記信号を変調することは、該信号を振幅ディザーすることを含む、請求項４９に記載の方法。
56. 前記信号の極性を変調することをさらに含む、請求項４９に記載の方法。
57. 前記信号の極性を変調することは、直交する極性のアンテナへの供給電力レベルを制御することを含む、請求項５６に記載の方法。
58. 前記信号を無線周波数タグに送信することと、該信号の変換されたバージョンを該無線周波数タグから受信することとをさらに含む、請求項４９の記載の方法。
59. 請求項４９に記載の方法の実行に翻訳可能なコンピュータ可読または機械可読なプログラム要素を含んだコンピュータプログラム。
60. 前記信号を送信することをさらに含む、請求項４９に記載の方法。
61. 請求項４９に記載の方法を実行するプログラムを含む、電子媒体。
62. 擬似乱数コード生成器と、
    該擬似乱数コード生成器に接続された高速ホッピング周波数合成器と
    を含み、
    シングルデータビット時間内に複数の周波数ホッピングが発生する、装置。
63. 前記擬似乱数コード生成器に接続された振幅コントローラをさらに含む、請求項６２に記載の装置。
64. 前記振幅コントローラに接続された増幅回路をさらに含む、請求項６３に記載の装置。
65. 前記振幅コントローラに接続された信号減衰回路をさらに含む、請求項６３に記載の装置。
66. 前記高速ホッピング周波数合成器は実質的に一定なエンベロープ信号を提供する、請求項６２に記載の装置。
67. 前記擬似乱数コード生成器に接続された一致ゲートと、該一致ゲートおよび前記高速ホッピング周波数合成器の間に接続されたスイッチとをさらに含む、請求項６２に記載の装置。

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