JP2007221641A - フェージング検出手段と、これに用いるフェージング検出方法、および前記フェージング検出手段を用いた高周波受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】フェージング周波数が低いときにフェージング検出時間が長い。
【解決手段】予め定められた時間の間に、検波器で検出された前記受信信号の信号レベルを取得し、取得されたレベル値をメモリに格納するサンプリングステップ１０３と、その後でメモリに格納された連続した複数個のレベル値の変動量を算出する変動量算出ステップ１０４と、その後で前記予め定められた時間の間に前記変動量が予め定められた閾値より小さいと判定された回数を計数する計数ステップ１０５とを有したものであり、これにより、谷の時間を計測することなくフェージング周波数の検出ができるので、フェージング周波数の小さな場合においても検出時間を短くできる。
【選択図】図５

Description

本発明は、移動により生じる受信信号のフェージング周波数を検出するフェージング検出手段と、これに用いるフェージング検出方法、および前記フェージング検出手段を用いた高周波受信装置に関するものである。

近年、移動中にもＴＶ放送番組を視聴したいという要求に対応し、携帯電話や自動車などにテレビ受信装置が搭載されてきている。ではこのようなテレビ受信装置で移動中にＴＶ放送を受信する様子について図面を用いて説明する。図１１は、移動中にＴＶ放送を受信する様子を示した説明図である。ＴＶ放送波は、放送局１の放送アンテナ２より空気中へと放射される。自動車３では、この自動車３に取り付けられたアンテナ４でＴＶ放送波を受信する。このとき、アンテナ４で受信されたＴＶ放送波には、放送アンテナ２から直接アンテナ４へ入力される直接波５と、放送アンテナ２から放射されたＴＶ放送波が地面やビルなどに反射してアンテナ４へ入力される反射波６とを含んでいる。

ここで、これら直接波５と反射波６では、放送アンテナ２からアンテナ４までに到達するまでの間の経路長が異なることとなる。つまり、反射波６は一旦反射してアンテナ４へ到達するので、反射波６は直接波５に比べて経路長が長くなる。そしてこのような直接波５と反射波６とがアンテナ４に入力されると、アンテナ４においてＴＶ放送波は、直接波５と反射波６との位相が合成された状態の信号となる。そして自動車３の移動に伴う経路長の変化によって、直接波５と反射波６との間での位相差が変化することとなる。これによって、直接波５と反射波６とが合成された信号のレベルは変動（いわゆるフェージングという）することとなり、受信品質が悪化する。そこで、このようなフェージングによる受信品質の改善のために、いわゆるキャリアダイバーシティ方式による高周波受信装置１が用いられる。

以下に従来の高周波受信装置について図面を用いて説明する。図１２は、従来の高周波受信装置のブロック図である。図１２において、従来の高周波受信装置１０は、ダイバーシティ方式であり、２組のアンテナ４ａ、４ｂと、これらそれぞれのアンテナ４ａ、４ｂには、２組の受信器１１ａ、１１ｂがそれぞれ接続される。これら受信器１１ａ、１１ｂの出力は、復調回路１２を介して出力端子１３から出力される。ここで、検波器１４には受信器１１ａの出力が接続されて、受信器１１ａから出力される信号レベルを検出する。この検波器１４の出力は、Ａ／Ｄ変換器１５を介して、フェージング検出手段１６へ供給される。

そして、フェージング検出手段１６と受信器１１ｂの電源端子との間には、電源回路１７が挿入される。ここで、フェージング検出手段１６は、入力された信号のフェージングを検出するものであり、フェージングを検出しなかった場合には、電源回路１７に対して受信器１１ｂの電源をオフさせ、フェージングを検出した場合に受信器１１ｂの電源をオンさせる。

次に従来のフェージング検出手段１６について説明する。図１３は従来のフェージング検出手段の回路ブロック図であり、図１４（ａ）はフェージング検出手段におけるサンプリング説明図であり、図１４（ｂ）は、フェージング検出手段における変動量の算出方法の説明図である。図１４（ａ）、（ｂ）において横軸は時間であり、縦軸は信号レベルである。

図１３、図１４（ａ）、（ｂ）において、サンプリング手段２１にはＡ／Ｄ変換器１５の出力信号３１が供給される。このサンプリング手段２１にはメモリ２２が接続され、図１４（ａ）に示すように規定のタイミングで出力３１から信号レベル値３２を取得し、メモリ２２へ格納している。サンプリング手段２１の出力は、変動判定部２３へ供給される。この変動判定部２３では図１４（ｂ）に示すように、サンプリングされた２個の信号レベル値３２の差を算出し、その差が正か負かの判定結果を出力している。この判定結果が出力されたカウンタ２４では、差が正から負に変化した時点からカウントを開始し、次に差が正から負に変化した時点までに取得したデータの個数を計数する。フェージング演算手段２５は、カウンタ２４で計数された値と、サンプリング時間３３とからフェージング周波数を演算する。そして、この判定部２６では、フェージング演算手段２５で演算された周波数とメモリ２２に格納された閾値とを比較して、フェージング周波数が規定値以上である場合に、電源回路１７をオンさせるものである。

なお、この出願の発明に関連する先行技術文献情報としては、例えば、特許文献１が知られている。
特開２００１−３４５７６０号公報

しかしながらこのような従来のフェージング検出手段１６では、変動判定部２３が正から負へと変化する２つの変化点３４（変化点３４ａと変化点３４ｂ）を検出し、これらの間の時間３５を計測することでフェージング周波数を算出している。つまり、フェージング検出手段１６がフェージング周波数を検出するために必要となる時間は、フェージング周波数の大きさに反比例することとなる。つまり、フェージング周波数が小さい程、検出時間が長くなることとなる。

そこで本発明は、この問題を解決したもので、低いフェージング周波数に対する検出時間が短いフェージング検出手段を提供することを目的としたものである。

この目的を達成するために本発明のフェージング推定手段には、検波器の出力が供給されるとともに、予め定められた時間の間に予め定められた個数のレベル値を取得するサンプリング手段と、このサンプリング手段で連続して取得された複数個のレベル値の変動量を検出する変動量検出手段と、この変動量検出手段で検出された変動量と予め定められた閾値とを比較する比較手段と、この比較手段の出力が供給された計数手段とを有し、前記計数手段は前記予め定められた時間の間に、前記比較手段で前記変動量が前記閾値より小さいと判定された回数を計数するものである。これにより所期の目的が達成できる。

以上のように本発明によれば、受信信号が入力されるとともに、前記受信信号の信号レベルを検出する検波器と、この検波器の出力が供給されるフェージング推定手段とを備え、前記フェージング推定手段には、前記検波器の出力が供給されるとともに、予め定められた時間の間に予め定められた個数のレベル値を取得するサンプリング手段と、このサンプリング手段で連続して取得された複数個のレベル値の変動量を検出する変動量検出手段と、この変動量検出手段で検出された変動量と予め定められた閾値とを比較する比較手段と、この比較手段の出力が供給された計数手段とを有し、前記計数手段は前記予め定められた時間の間に、前記比較手段で前記変動量が前記閾値より小さいと判定された回数を計数するフェージング検出手段である。

これにより、フェージング検出手段は、レベル値の極大値付近でのレベル値の個数を計数することとなる。つまり、極大値近傍での傾きが小さくなる領域の長さ度合いを精度良く検出できる。従ってこの計数値を用いれば、フェージング周波数を精度良く推定することができるので、谷の時間を計測することなくフェージング周波数の検出ができ、フェージング周波数の小さな場合においても検出時間を短くできることとなる。

（実施の形態１）
以下、本実施の形態について図面を用いて説明する。図１は、本実施の形態におけるフェージング検出手段を用いた高周波受信装置の回路ブロック図である。なお図１において、図１２と同じものは同じ番号を用いて、その説明は簡略化している。

図１を用いて本実施の形態における高周波受信装置５１の構成を説明する。アンテナ４ａとアンテナ４ｂには約５０ＭＨｚから約９００ＭＨｚまでのテレビ放送波（高周波信号の一例として用いた）が入力される。そしてこれらのアンテナ４ａとアンテナ４ｂのそれぞれは、受信器５２と受信器５３のそれぞれに接続される。なおこれらのアンテナ４ａとアンテナ４ｂや受信器５２と受信器５３には、共に同じ物が２組ずつ用いられている。

これら受信器５２と受信器５３の出力は共に復調回路５４へ接続される。なお本実施の形態における復調回路５４は集積回路化（ＩＣ内で構成）されているので、高周波受信装置５１を小型化することができる。

ここで復調回路５４は以下のような構成としている。受信器５２の出力は復調回路５４の入力端子５４ａへ接続される。一方受信器５３の出力は復調回路５４の入力端子５４ｂへ接続される。これら入力端子５４ａと入力端子５４ｂへ供給された信号のそれぞれは、検波器５５ａと検波器５５ｂのそれぞれへ供給される。そしてこれら検波器５５ａと検波器５５ｂのそれぞれの出力は、Ａ／Ｄ変換器５６ａとＡ／Ｄ変換器５６ｂへそれぞれ供給され、検波器５５ａと検波器５５ｂの出力信号をデジタル信号へと変換する。これらＡ／Ｄ変換器５６ａ、Ａ／Ｄ変換器５６ｂの出力は、それぞれフーリエ変換手段５７ａとフーリエ変換手段５７ｂへと接続されている。これらフーリエ変換手段５７ａとフーリエ変換手段５７ｂでは、デジタル信号へと変換した信号を周波数軸によって展開するものであり、いわゆるフーリエ展開と呼ばれる処理が施される。これによって、サブキャリアと呼ばれる周波数軸毎で信号が取り出されることとなる。

フーリエ変換手段５７ａとフーリエ変換手段５７ｂのそれぞれの出力は、重み付け手段５８ａと重み付け手段５８ｂのそれぞれへ出力される。そして合成器５９の一方の入力には重み付け手段５８ａの出力が接続されるとともに、他方の入力には重み付け手段５８ｂの出力が接続される。この合成器５９は、これらの重み付け手段５８ａの出力信号と重み付け手段５８ｂの出力信号とを合成し、デインターリーブ回路６０へと供給する。

なおこのとき、デインターリーブ回路６０で良好に復調処理されるためには、信号のレベルに上下限の限界レベルを有しており、このレベル範囲内にするために重み付け手段５８ａ、重み付け手段５８ｂによってレベルの調整を行っている。そしてそのために、重み付け手段５８ａと重み付け手段５８ｂには合成比設定手段６１の出力が接続される。例えば合成比設定手段６１は、フーリエ変換手段５７ａとフーリエ変換手段５７ｂとの出力信号のサブキャリアのレベルを検出して、そのレベル比に応じて合成比を設定する。これによって合成器５９では、合成比設定手段６１で決定した合成比に応じた比率で合成されることとなる。いずれにしても、合成器５９での信号の合成比率は、受信状態の良好な方からの信号の割合が大きくなるようにする。次にデインターリーブ回路６０は、合成器５９の出力信号が供給され、信号を復調する。そしてこのデインターリーブ回路６０で復調された信号は、誤り訂正回路６２によって誤り訂正されて、出力端子５４ｃから出力される。

ビット誤り率検出回路６３は、誤り訂正回路６２の出力に接続され、誤り訂正回路６２から出力される信号からビット誤り率を算出する。また、Ｃ／Ｎ検出器６４には、合成器５９の出力が供給され、合成された信号のＣ／Ｎ値を検出する。

そして制御回路６５（フェージング推定手段、閾値設定手段および比較手段とを含んだ回路の一例として用いた）は、復調回路５４の出力が供給されて、受信器５２と受信器５３のいずれか一方を動作（シングル動作）させるか、受信器５２と受信器５３の双方を動作（ダイバー動作）させるかを判定する。そのためにこの制御回路６５と、受信器５２および受信器５３のそれぞれの電源端子との間には電源回路６６ａ、電源回路６６ｂがそれぞれ挿入される。この電源回路６６ａと電源回路６６ｂとは、制御回路６５からの指示信号によって、それぞれ受信器５２や受信器５３の電源をオン・オフする。

また制御回路６５には、メモリ２２や入力キー６７が接続されている。さらに、制御回路６５には、ビット誤り率検出回路６３、Ｃ／Ｎ検出器６４、合成比設定手段６１と検波器５５ａ、検波器５５ｂの出力が接続され、一方この制御回路６５の出力は合成比設定手段６１に接続されている。

次に、以上のように構成された高周波受信装置５１の動作について説明するが、最初に移動速度とフェージング周波数との間の関係と、フェージング周波数と所要Ｃ／Ｎ値との関係について説明する。図２（ａ）は自動車３が一定の速度で低速走行した場合における時間と検波器で検波されたレベルとの関係図であり、図２（ｂ）は自動車３が一定の速度で高速走行した場合における時間と検波器で検波されたレベルとの関係図である。なお図２（ａ）、（ｂ）において横軸７１は時間を示し、縦軸７２は検波器で検出された信号のレベルを示している。

図２（ａ）において、自動車３が一定の速度で移動する場合、検波された信号レベル７３は一定の周期７４（周波数）で変動する。そしてこれがフェージングと呼ばれるものである（以下このフェージングの周波数をフェージング周波数と言い、フェージングの度合いの一例として用いた）。これは、自動車３の移動に伴い放送アンテナ２からの経路長が変化したことによって、直接波５と反射波６との位相がずれ、そのずれた位相の信号同士が合成されることによって生じたものである。そしてこのフェージング周波数は自動車３の移動速度に応じて変化することも判っている。図２（ｂ）に示すように、自動車３の移動速度が速い場合には信号レベル７５の変動も早く、周期７６は移動速度が遅い場合の周期７４に比べて短くなる。つまり、移動速度が遅いとフェージング周波数は小さく、移動速度が速いとフェージング周波数も大きくなる。

図３は、本実施の形態における高周波受信装置５１におけるフェージング周波数と高周波受信装置５１での所要Ｃ／Ｎ値との関係図である。ただし図３は、高周波受信装置５１で受信するチャンネルの変化はなく、移動速度のみが変化する場合を示している。図３において、横軸８１はフェージング周波数（あるいは移動速度）を示し、縦軸８２は高周波受信装置５１でビット誤り率が０．０００２となる場合のＣ／Ｎ値（以下所要Ｃ／Ｎ値と言う）である。

この所要Ｃ／Ｎ特性曲線８３は、フェージング周波数が非常に小さい（移動速度が遅い）場合と、フェージング周波数が非常に大きい（移動速度が高速）場合に所要Ｃ／Ｎ値が大きくなる傾向を有している。発明者らの実験によれば、フェージング周波数が約２０Ｈｚ（１３ｃｈ受信時において移動速度で約４５Ｋｍ／Ｈ相当）以下の低速移動領域８４においては、移動速度が遅くなるにつれて所要Ｃ／Ｎ値が大きくなることを確認した。また、フェージング周波数が約７０Ｈｚ（１３ｃｈ受信時に移動速度で約１３０Ｋｍ／Ｈ相当）以上の高速移動領域８５において、移動速度が速くなるにつれて所要Ｃ／Ｎ値が大きくなることも確認した。そしてこの間の中速移動領域８６では、所要Ｃ／Ｎ値に大きな変化はなく、かつこの状態において所要Ｃ／Ｎは最も小さな値となることも確認している。なお、移動速度が０である場合には、フェージングが無いのでその分所要Ｃ／Ｎは小さくなる。

そこで、本実施の形態における制御回路６５は、検波器５５ａ、検波器５５ｂで検出された信号レベルに基づいてフェージング周波数を推定し、このフェージング周波数に応じてシングル受信とダイバーシティ受信とを切り替えるものである。

図４は、本実施の形態における制御回路６５の動作フローチャートである。図４において、入力キー６７からＴＶ放送を受信する旨の信号が入力されると、ダイバー動作ステップ９１では電源回路６６ａと電源回路６６ｂとに対して、受信器５２と受信器５３の双方をオンする旨の信号を出力する。これによって、受信器５２と受信器５３との双方を動作させて、これらの出力を合成して受信する動作（いわゆるダイバーシティ方式であり、以下ダイバー動作という）が行われる。

まずダイバー動作からシングル動作（受信器５２あるいは受信器５３のいずれか一方のみで受信する）への切り替えについて説明する。ダイバー動作ステップ９１の後で、ビット誤り率判定ステップ９２が行われる。このビット誤り率判定ステップ９２では、ビット誤り率検出回路６３が検出したビット誤り率が、予め定められた誤り率の閾値９２ａよりも大きい場合には、ダイバー動作が継続される。一方、ビット誤り率検出回路６３が検出したビット誤り率が、予め定められたビット誤り率の閾値９２ａよりも小さい場合には、フェージング検出ステップ９３（フェージング推定手段の一例として用いた）が行われる。フェージング検出ステップ９３では、検波器５５ａあるいは検波器５５ｂの信号レベルを読み込んで、フェージング周波数の推定が行われる。この推定の方法については後に詳しく説明するが、予め定められた単位時間内における信号レベルの変化量を算出し、その変化量が小さいものの数を計数値としてカウントするものである。これは、信号レベルの変化の小さな頂点部分では、変化量が小さくなることに着目し、このような変化量が小さな点がどれだけあるかによってフェージング周波数を推定するものである。

そしてフェージング検出ステップ９３の後で、閾値設定ステップ９４（閾値設定手段の一例として用いた）が行われる。この閾値設定ステップ９４では、フェージング検出ステップ９３で検出された計数値に応じた所要Ｃ／Ｎ値を、ダイバー動作からシングル動作へと切り替えるための閾値９５として設定する。ここでメモリ２２には、計数値に対応した所要Ｃ／Ｎ値を対応させて記憶されたテーブルが格納されており、閾値設定ステップ９４において、算出された計数値に対応した所要Ｃ／Ｎ値をテーブルから読み出して、閾値９５として設定する。

そこで、本実施の形態における高周波受信装置５１では、受信チャンネルに応じた所要Ｃ／Ｎ値を記憶させているので、フェージング周波数を精度よく検知することができる。ただし、受信する周波数が高いような場合、受信チャンネルを考慮せずとも良く、メモリ２２の記憶容量は小さくできる。

次に比較ステップ９６（比較手段の一例として用いた）では、Ｃ／Ｎ検出器６４で検出した検出Ｃ／Ｎ値と、閾値設定ステップ９４で設定した閾値９５とを比較する。そして検出Ｃ／Ｎ値が、閾値９５より小さい場合には、ダイバー動作ステップ９１へ戻り、ダイバーシティ方式での受信が継続される。一方検出した検出Ｃ／Ｎ値が、閾値９５より大きい場合には、チューナ選択判定ステップ９７が行われる。なおこのとき後述するダイバー受信からシングル動作へと切り替えることで、ビット誤り率が悪化することを考慮に入れておく必要がある。そこでＣ／Ｎ検出器６４で検出されたＣ／Ｎ値に規定値を乗じた値を検出Ｃ／Ｎ値としている。なお本実施の形態では、シングル動作への切り替えによるＣ／Ｎの悪化は、合成比設定手段６１の合成比率に応じて悪化するとして、検出されたＣ／Ｎ値に合成比を乗じた値を検出Ｃ／Ｎ値としている。

例えば、受信器５２と受信器５３との合成比率が８：２である場合、シングル動作への切り替えによって２０％Ｃ／Ｎも悪化すると想定して、比較ステップ９６では検出されたＣ／Ｎ値に０．８を乗じた値を検出Ｃ／Ｎ値とし、この検出Ｃ／Ｎ値と閾値９５とを比較する。この場合、検出Ｃ／Ｎ値を補正するので、ダイバー動作からシングル動作へと切り替えるべき閾値９５は、所要Ｃ／Ｎ値と等しくしている。

なお本実施の形態では、シングル動作への切り替え後のＣ／Ｎ値の推定のために、比較ステップ９６で合成比率を乗じることで補正したが、これは閾値設定ステップ９４において、所要Ｃ／Ｎ値に対して合成比率に応じた係数を除算して閾値９５を設定しても良い。また、本実施の形態では合成比率に応じて補正したが、これは一定値としても良い。

次にチューナ選択判定ステップ９７では、合成比設定手段６１の合成比率を検知し、受信器５２と受信器５３とのどちらの合成比率が小さいかを判定する。そしてチューナ選択判定ステップ９７の後のシングル動作ステップ９８では、チューナ選択判定ステップ９７で選択された、合成比率の低い方の受信器の電源回路に対して、受信器の電源をオフとする旨の信号を送出される。これにより受信品質が良好な方の受信器の動作が継続され、シングル動作へと切り替わる。これによりシングル受信への切り替え時に、Ｃ／Ｎ値の悪化を少なくできる。

次にシングル動作からダイバー動作への切り替えについて説明する。シングル動作ステップ９８の後で、フェージング検出ステップ９９（フェージング推定手段の他の一例として用いた）が行われる。フェージング検出ステップ９９では、フェージング検出ステップ９３と同様に、検波器５５ａ、検波器５５ｂからの信号を検知し、単位時間内における信号レベルの変動量を算出している。なお、このフェージング検出ステップ９９においても、フェージング検出ステップ９３と同様の方法によってフェージング周波数の推定を行う。

閾値設定ステップ１００では、フェージング検出ステップ９９で検出された変動量に対応した所要のＣ／Ｎ値をメモリ２２から取得し、閾値１０１として設定する。そして、比較ステップ１０２（比較手段の一例として用いた）において、Ｃ／Ｎ検出器６４で検出した検出Ｃ／Ｎ値と閾値１０１とを比較する。そして、比較ステップ１０２では、検出Ｃ／Ｎ値が閾値１０１以上である場合には、フェージング検出ステップ９９へと戻り、そのままシングル動作が継続される。一方、検出Ｃ／Ｎ値が閾値１０１より小さい場合には、ダイバー動作ステップ９１へと戻り、ダイバー動作へと切り替えられる。

以上のように、ダイバー動作からシングル動作への切り替えと、シングル動作からダイバー動作への切り替えの双方の切り替えは、Ｃ／Ｎ値によって切り替え判定されるので、素早く切り替えることができる。したがって、シングル受信時に急激な受信品質が悪化しても短い時間で受信状態を改善することが可能となる。また、逆にダイバー動作からシングル動作への切り替えも早いので、その分消費電力を少なくできる。

また、切り替えのためにフェージング度合いを検出して、そのフェージング度合いに応じた所要Ｃ／Ｎ値を閾値として設定し、この閾値に応じてシングル動作とダイバー動作との切り替えを行うので、フェージングによる受信品質の悪化を改善でき、移動時においても良好な受信を実現できる。さらに、移動速度の変化により受信状態が悪化した場合においても、素早くダイバーシティ受信に切り替えることができるので、移動速度によらず良好な受信品質を実現できる。さらにまた、フェージング度合いに応じて最適に切り替えることができるので、フェージング度合いを判定しない場合に比べて消費電力も削減できる。

次にフェージング検出ステップ９３、フェージング検出ステップ９９でのフェージング周波数の検出について、詳細に説明する。図５は本実施の形態におけるフェージング検出ステップのフローチャートである。図６（ａ）はフェージング周波数が低い場合におけるサンプリング方法の説明図であり、図６（ｂ）は同、変動量の算出方法の説明図である。また、図７（ａ）はフェージング周波数が高い場合におけるサンプリング方法の説明図であり、図７（ｂ）は同、変動量の算出方法の説明図である。

図５においてサンプリングステップ１０３（サンプリング手段の一例として用いた）では、検波器５５ａあるいは検波器５５ｂで検出された信号レベル１１２を一定の時間間隔１１１毎に、予め定められた個数の信号レベル値１１３、信号レベル値１２１を取得する。そして取得された信号レベル値１１３、信号レベル値１２１を順次メモリ２２へ格納する。変動量算出ステップ１０４（変動量検出手段の一例として用いた）では、メモリ２２に格納された信号レベル値１１３、信号レベル値１２１のうちで、連続して取得したｎ個の信号レベル値の変動量１１４、変動量１２２を算出する。このとき変動量１１４、変動量１２２には、ｎ個の信号レベルにおける分散値を用いることや、連続して取得された２個の信号レベル間での変化量をｎ個平均した値が用いられる。

ここで計数ステップ１０５（計数手段の一例として用いた）では、変動量の値と、予め定められた閾値１１５とを比較し、変動量が閾値１１５よりも小さい場合に計数する。そして変化量個数判定ステップ１０６によって、ｍ個の変動量の算出が完了するまで上記ステップが繰り返される。

ここで、フェージング周波数が低い場合には、信号レベルの極大値近傍での変動量は小さいので、計数ステップ１０５による計数値は大きくなる。一方フェージング周波数が大きい場合には、フェージング周波数が低い場合に比べて、信号レベルの極大値近傍での変動量は大きくなり、計数ステップ１０５による計数値は小さくなる。従って、この計数ステップ１０５での計数値によって、検波された信号レベルの変化量が小さい領域の度合いを検出できるので、フェージング周波数が検出できるわけである。

それでは、この検出方法について図面を用いてさらに詳しく説明する。なお、この動作を判りやすくするために、便宜上５個（ｎ＝５）の信号レベル値を用いて変動量を算出し、変動量２０個（ｍ＝２０）によってフェージング周波数を推定するものとしている。図６（ａ）において、横軸は時間であり、縦軸は信号のレベルである。まずサンプリングステップ１０３では、検波器５５ａあるいは検波器５５ｂで検出された信号レベル１１２を時間間隔１１１の間隔で順次サンプリングし、取得された時間の順で信号レベル値１１３がメモリ２２に格納される。このとき、サンプリングステップ１０３では、信号レベル値１１３ａから信号レベル値１１３ｅの５個の信号レベル値が取得される。なお、本実施の形態における時間間隔１１１は、１ミリ秒としている。

次に図６（ｂ）において、横軸は時間であり、縦軸は変動量の値である。縦軸は変動量算出ステップ１０４では、サンプリングステップ１０３で取得された５個の信号レベル値１１３ａ〜信号レベル値１１３ｅの値から変動量１１４ａを算出する。なお本実施の形態において変動量１１４ａは、信号レベル値１１３ａ〜信号レベル値１１３ｅの二乗平均による分散値を用いている。

計数ステップ１０５では、算出された変動量と閾値１１５とを比較し、変動量が閾値１１５以下である場合にカウントアップする。例えば変動量１１４ａは閾値１１５より大きいので、カウントされず計数値は０のままである。

このとき、変動量の個数は１個であるので個数判定ステップ１０６によって、計数ステップ１０５の後で再度サンプリングステップ１０３が繰り返される。このときサンプリングステップ１０３では、新たな信号レベル値１１３ｆの１個だけが取得され、メモリ２２に格納された最も古い信号レベル値１１３ａに置き換えて記憶される。このようにすることによって、変動量算出ステップ１０４では、信号レベル値１１３ｂ〜信号レベル値１１３ｆの値から変動量１１４ｂを算出する。ここで計数ステップ１０５では、変動量１１４ｂと閾値１１５とを比較する。その場合も変動量１１４ｂは閾値１１５以上であるのでカウントされず計数値は０のままとなる。

そして、順次取得した信号レベル値を演算していくが、信号レベル値１１３ｇ〜信号レベル値１１３ｋでの変動量１１４ｇを算出すると、変動量１１４ｇの値は閾値１１５より小さくなる。従って計数ステップ１０５で計数され、計数値は１となる。

同様にして信号レベル値１１３ｈ〜信号レベル値１１３ｘのうちの連続した５個の信号レベル値により、残り１３個の変動量１１４ｈ〜変動量１１４ｔが算出される。このような手順によって、２４個の信号レベル値（信号レベル値１１３ａ〜信号レベル値１１３ｘ）から、２０個の変動量（変動量１１４ａ〜変動量１１４ｔ）の算出が完了する。このとき変動量１１４ｇ〜変動量１１４ｎの８個の値が、閾値１１５以下であるので、計数ステップ１０５での計数値は８となる。

次に上述した方法を用いて、大きな周波数のフェージングを検出した場合について説明する。図７（ａ）において、横軸は時間であり、縦軸は信号のレベルである。また図７（ｂ）において、横軸は時間であり、縦軸は変動量の値である。フェージング周波数が高い場合に信号レベルは急激に変化するので、それらの値の分散は大きくなり、変動量の値は大きくなる。従って２４個の信号レベル値（信号レベル値１２１ａ〜信号レベル値１２１ｘ）から算出された２０個の変動量（変動量１２２ａ〜変動量１２２ｔ）は、周波数が小さい場合の変動量（変動量１１４ａ〜変動量１１４ｔ）よりも大きな値となる。

つまり計数ステップ１０５において、変動量が閾値１１５よりも小さいものの個数は少なくなることとなる。例えば図７（ｂ）の場合、変動量が閾値１１５より小さなものは、変動量１２２ｄ、変動量１２２ｔの２個だけとなるので、計数ステップ１０５での計数値は２となる。

以上のように、計数ステップ１０５で計数された計数値が大きければフェージング周波数が小さく、逆に計数値が小さければフェージング周波数が大きいということとなる。従って以上のような方法を用いれば、計数ステップ１０５で計数された計数値によって、フェージング周波数を推定することが可能となる訳である。

なお本実施の形態において変動量の算出は、５個の信号レベル値が揃い次第に都度行ったが、これは２４個の信号レベル値取得、格納した後に、これら２４個の信号レベル値から変動量２０個を計算しても良い。この場合、サンプリングする時間の間に変動量の計算を完了する必要がないので、変動量の計算時間が長くてもよく、複雑な計算処理を行わせることや、変動量を算出するためのデータの個数を増やすことも可能となる。また、たとえサンプリング時間が変動量の計算時間より短いような場合においても、計算とサンプリングとを並行して実行する必要がなく、制御回路６５の回路構成を簡素化できる。同様に、計数ステップ１０５も２０個の変動量を一気に比較して計数値を算出しても良い。

以上のようなフェージング推定方法を用いれば、変動量算出ステップ１０４において、信号レベルの変動を精度良く検出することができる。これにより、計数ステップ１０５での計数値は、極大値近傍での傾きが小さくなる領域の長さ度合いを精度良く表せることとなる。従って、計数値を用いてフェージング周波数を推定することができるので、谷の時間を計測することなくフェージング周波数の検出ができ、フェージング周波数の小さな場合においても検出時間を短くできることとなる。

ここで、特に受信チャンネルの周波数が低い場合には波長が長いので、フェージング周波数も低くなり、このフェージングによってレベルが落ち込む時間が長くなる。一方携帯電話のような機器のように周波数が高い場合には、同じ低速移動でもフェージング周波数は高くなり、フェージングによってレベルが落ち込む時間は短くなる。従って特に、周波数が低いチャンネルにおける低速移動では、フェージング周波数が小さくなり、レベルの落ち込む時間が長くなることとなる。従って、本発明は特にこのように受信周波数が低周波から高周波までの広い帯域が使用され、かつ移動速度が遅いような条件が存在する携帯ＴＶ放送受信用の受信器などに用いると良く、受信チャンネルや移動速度にかかわらず良好に受信が可能となる。

なお最新の信号レベル値に過去の信号レベル値の重みを付けて算出しているので、過去の履歴を加味した変動量が算出される。さらに取得した５個の信号レベル値の二乗平均による分散値を変動量としているので、取得した信号レベルのばらつき量を精度良く検出できることとなる。逆に言えば、ばらつきの小さな領域の長さを精度良く検出できることとなる。

また、信号レベルが高い山の頂点部分で判定するので、ノイズなどによる影響を受け難くなり、入力されたＴＶ放送波の信号レベルが小さい場合でも、精度良くフェージング周波数を検出することができる。

そして発明者の実験によれば、以下の条件で、精度よくフェージング周波数が推定できることが確認した。具体的には信号レベル値を取得する間隔を１ミリ秒として、１０個（ｎ＝１０）の信号レベル値により変動量を算出し、フェージング周波数を判定するために、１００個の変動値（ｍ＝１００）を用いてフェージング周波数を推定することで精度良くフェージング周波数を検出することができた。そしてこの場合、判定時間は約１１０ミリ秒である。

なお本実施の形態では、信号レベル値の二乗平均によって分散度合いを算出しているが、これは他の重み付け平均などを用いても良い。また、単位時間内にある閾値を通過する回数や、単位時間における信号レベル値を微分し、その微分値の平均などからフェージング周波数を推定しても良い。

本実施の形態において制御回路６５には、検波器５５ａ、検波器５５ｂの出力を供給したが、これはＡ／Ｄ変換器５６ａ、Ａ／Ｄ変換器５６ｂの出力を供給しても良い。この場合、別途Ａ／Ｄ変換を行う必要がないので、制御回路６５を構成する集積回路に別途Ａ／Ｄ変換器を設ける必要がない。従って、制御回路６５を構成する集積回路を小型化でき、高周波受信装置５１を小型化できる。

このとき、Ａ／Ｄ変換器５６ａ、Ａ／Ｄ変換器５６ｂのサンプリング周波数を受信器５２、５３から出力される信号の周波数と同じとすれば、Ａ／Ｄ変換器５６ａ、Ａ／Ｄ変換器５６ｂを検波器５５ａ、検波器５５ｂとして用いることもできる。この場合検波器５５ａ、検波器５５ｂが不要となるので、高周波受信装置５１の小型化と低価格化とが実現できる。

また一般的に復調回路５４の入力端子５４ａと検波器５５ａとの間や、入力端子５４ｂと検波器５５ｂとの間にはそれぞれ利得制御増幅器（図示せず）が挿入され、これらの利得制御増幅器の制御端子と検波器５５ａや検波器５５ｂとの間のそれぞれには、ＡＧＣ回路が挿入されている。そして制御回路６５には、このＡＧＣ回路の出力信号を供給しても良い。この場合、ＡＧＣ回路に設けられたローパスフィルタによって不要な高周波ノイズがカットされるので、ノイズによる誤判定などが起こりにくくなる。

（実施の形態２）
以下、本実施の形態について図面を用いて説明する。図８は、本実施の形態における高周波受信装置１３１のブロック図である。図８において、アンテナ４に入力されたＴＶ放送信号は、高周波受信装置１３１の入力端子１３１ａへ供給される。この入力端子１３１ａへ供給されたＴＶ放送信号は、利得可変増幅器１３２へ供給され、利得制御端子１３２ａへ供給される制御信号に応じたレベルに増幅される。

混合器１３３は、利得可変増幅器１３２の出力が一方の入力に供給されると共に、他方の入力に局部発振器１３４の信号が供給される。そして入力されたＴＶ放送信号と局部発振器１３４の信号とを混合して規定の周波数信号へと変換するものであり、本実施の形態では４ＭＨｚの中間周波数へと変換している。本実施の形態における中間周波数は４ＭＨｚとしたが、これは入力される周波数などに応じて適宜決定すればよい。なおこの混合器１３３には、直接Ｉ，Ｑ変換（いわゆるダイレクトコンバージョン）を行う混合器を用いても良い。

なお混合器１３３の出力と利得制御端子１３２ａとの間には、ＡＧＣ回路１３５が挿入されている。このＡＧＣ回路１３５では、利得可変増幅器１３２から出力される信号のレベルを検知する。そして、検出された信号レベルが混合器１３３において飽和し歪みなどを発生する限界レベル（いわゆる強電界）以上の信号である場合に、ＡＧＣ回路１３５は利得可変増幅器１３２の利得を小さくする。つまり利得可変増幅器１３２は、限界レベル以上の信号を限度レベル以下の一定レベルの信号へ減衰して出力する。従って、混合器１３３は歪みを生じ難くなる。

混合器１３３の出力はフィルタ１３６へ供給されて、受信するチャンネル以外の不要な信号を抑圧する。本実施の形態においてフィルタ１３６は、４ＭＨｚの周波数を中心とし、通過帯域が６ＭＨｚのバンドパスフィルタである。なお混合器１３３にダイレクトコンバージョンを行う混合器を用いた場合、フィルタ１３６には、ローパスフィルタを用いる。

このフィルタ１３６の出力は、利得可変増幅器１３７を介して復調回路１３８へ供給される。この復調回路１３８では、入力された信号が復調と誤り訂正が行われて、出力端子１３１ｂより出力される。

ここで検波器１３９には、利得可変増幅器１３７の出力が供給され、利得可変増幅器１３７から出力された信号の信号レベルを検波する。この検波器１３９と利得可変増幅器１３７の利得制御端子１３７ａとの間には、利得制御回路１４０が挿入され、検波器１３９で検出されたレベルと予め定められたレベル値との差に応じた直流信号を出力する。そのために利得制御回路１４０には、検波器１３９の出力と基準電圧との差に応じた電圧を出力する比較器と、この比較器の出力が供給されたローパスフィルタ（図示せず）とを含んでいる。

ここでフィルタ１３６の出力はフェージング検知手段１５１へも供給され、フィルタ１３６の出力信号のフェージング周波数を検出する。なおフェージング検知手段１５１には、フィルタ１３６の出力が供給される検波器１５２と、この検波器１５２の出力が供給されたＡ／Ｄ変換器１５３と、このＡ／Ｄ変換器１５３と利得制御回路１４０との間に設けられた制御回路１５４と、この制御回路１５４に接続されたメモリ１５５とを含んでいる。

なお本実施の形態における制御回路１５４でのフェージング周波数の検出は、実施の形態１におけるフェージング検出ステップ９３、フェージング検出ステップ９９と同じ検出方法を用いている。

そしてフェージング検知手段１５１の出力が利得制御回路１４０へ接続されて、利得制御回路１４０の時定数が切り替えられる。例えばこの時定数の切り替えは、利得制御回路１４０において利得制御回路１４０のローパスフィルタを構成するコンデンサの容量を切り替えたり、あるいは時定数の異なるフィルタを予め複数個準備し、フィルタ自体を切り替えたりすることで行われる。

ここで、利得制御回路１４０の時定数と受信品質との関係について説明する。なおここでは受信品質の代表としてＣ／Ｎ値を用いている。図９はフェージング周波数と高周波受信装置１３１の所要Ｃ／Ｎ値との関係を示した関係図である。図９において、横軸１６１はフェージング周波数であり、縦軸１６２は所要Ｃ／Ｎ値である。特性曲線１６３、特性曲線１６４、特性曲線１６５は、所要Ｃ／Ｎ値のカーブであり、特性曲線１６３、特性曲線１６４、特性曲線１６５の順で利得制御回路１４０の時定数は小さくなっている。

発明者らの実験によれば、フェージング周波数と所要Ｃ／Ｎ値との間には、以下のような関係があった。具体的には周波数１６６以下のフェージング周波数が小さな領域（低速移動領域１６７）では特性曲線１６５が最も所要Ｃ／Ｎ値が小さい。周波数１６６と周波数１６８との間（中低速移動領域１６９）では特性曲線１６３が最も所要Ｃ／Ｎ値が小さい。周波数１６８と周波数１７０との間（中高速移動領域１７１）では特性曲線１６４が最も所要Ｃ／Ｎ値が小さい。そして周波数１７０以上（高速移動領域１７２）では特性曲線１６３が最も所要Ｃ／Ｎ値が小さい。

なお発明者らの実験では、周波数１６６が約２０Ｈｚ、周波数１７０が約３５Ｈｚ、周波数１６８が約６５Ｈｚであった。そしてＴＶ放送波の周波数においては、特に１０Ｈｚ以下と、５０Ｈｚ以上のフェージング周波数において所要Ｃ／Ｎ値が大きくなることも確認している。

このようにフェージング周波数と時定数との関係が、このようになる理由は定かではないが、発明者らは以下の理由によるものと考えている。フェージングによる信号の山谷を改善するのであるから、利得制御回路１４０のローパスフィルタのカットオフ周波数はフェージング周波数以上とすべきである。従って基本的には時定数はフェージング周波数に応じて小さくすべきである。ただし、時定数が小さい場合、高いフェージング周波数においてオーバーシュートや遅延などにより制御ループの安定性が低くなるものと考えられる。そこで、中高速移動領域１７１よりも時定数を大きくすることで、制御ループの安定性が大きくなり、所要Ｃ／Ｎ値が小さくなったと考えられる。

一方低速移動領域１６７では谷部分の時間が長くなることで受信品質が大きく劣化するので、この谷部分でのレベル補正が必要である。ここで低速移動におけるフェージング周波数は小さいが、谷部分においては急激にレベルが落ち込み、レベル変化（傾き）が大きくなる。従って、時定数が大きいと制御ループが急激なレベル変動に追従できなくなることとなるので、時定数を小さくすることによって谷部分での制御ループの追従性が改善され、所要Ｃ／Ｎ値が小さくできたと考えられる。

なお発明者らの実験によれば、低速移動領域１６７での時定数は、中低速移動領域１６９における時定数より小さくした方が所要Ｃ／Ｎ値が小さくなるという結果を得ている。これは、中低速移動領域１６９よりも谷部分での変化は小さいために、中低速移動領域１６９に比べてさらに時定数を小さくしても、オーバーシュートなどによる制御ループの安定性の劣化が生じ難くなるためであると考えられる。

以上のように、フェージング周波数に応じて適する時定数が異なるので、制御回路１５４は計数ステップ１０５で計数された計数値に応じて時定数を切り替えることとなる。なお本実施の形態において制御回路１５４にはメモリ１５５が接続され、このメモリ１５５には計数値と時定数との対応テーブルが格納される。これにより、フェージング周波数に応じて適した時定数とすることができるので、高周波受信装置１３１の所要Ｃ／Ｎ値を小さくできる。従って、フェージングを良好に改善することができる。

また、変動量算出ステップ１０４において、信号レベルの変動を精度良く検出することができる。これにより、計数ステップ１０５での計数値は、極大値近傍での傾きが小さくなる領域の長さ度合いを精度良く表せることとなる。従って、計数値を用いてフェージング周波数を推定することができるので、低いフェージング周波数に対して検出時間を短くできることとなる。従って特に所要Ｃ／Ｎ値が悪化する１０Ｈｚ以下のような低いフェージング周波数に対しても短時間で所要Ｃ／Ｎ値を改善でき、フェージングによる受信品質の劣化を素早く改善できることとなる。

さらに本実施の形態では、検波器１５２にはフィルタ１３６で不要な信号が除去された信号が入力されるので、検波器１５２での検出は妨害信号などの影響が小さくできる。従って、検波器１５２でのレベルの検出精度が良好となるので、精度の良い制御を行うことができる。

さらにまた、検波器１５２の上流に、強電界で動作する利得可変増幅器１３２を設けることで、強電界領域において検波器１５２はフェージングを検出しないようにしている。これは、強電界においては信号のレベルが大きく、フェージングが発生しても受信品質は劣化し難いためである。逆に強電界下において時定数を小さくすると、オーバーシュートの影響が発生しやすくなり、制御ループの安定性が悪くなる。従って検波器１５２は、強電界下においてフェージングが検知できないので、強電界下において時定数の切り替えは行われないので、制御ループは安定する。加えて検波器１５２には周波数特性や、入力のダイナミックレンジを小さくできるので安価な検波器を使用できる。従って低価格な高周波受信装置１３１を実現できる。

なお、本実施の形態では、フェージングを推定するために検波器１５２を設けている。しかし以下の構成とすることで検波器１５２を不要とでき、高周波受信装置１３１の小型化と低価格化とが実現できる。

１つ目は中間周波数とＡ／Ｄ変換器１５３のサンプリング周波数とを同じとすることで、Ａ／Ｄ変換器で信号の検波を行わせるものである。このようにすれば、Ａ／Ｄ変換器１５３を検波器１５２として用いることもでき、検波器１５２が不要とできる。例えば、本実施の形態においてＡ／Ｄ変換器１５３のサンプリング周波数を４ＭＨｚとすれば検波器１５２が不要とできる。

また、図１０に示すように検波器１３９の出力をＡ／Ｄ変換器１５３へ供給することで、検波器１５２を不要とする構成としてもよい。

ここで、復調回路１３８には利得可変増幅器２０２とＡ／Ｄ変換器２０３と復調器２０４とＡＧＣ回路２０５とを含んでいる。そしてＡＧＣ回路２０５は、Ａ／Ｄ変換器２０３と利得可変増幅器２０２の利得制御端子との間に挿入されてフィードバック制御ループが構成されている。そして制御回路１５４の出力は、利得制御回路１４０に代えて、ＡＧＣ回路２０５へ供給される。そして、このＡＧＣ回路２０５の時定数をフェージング周波数に応じて切り替えるものである。この場合、検波器１５２が不要となるので、高周波受信装置１３１を小型化できるとともに、低価格化することができる。なおこの場合、利得可変増幅器２０２の時定数は固定となる。

本発明にかかる高周波受信装置は、フェージング周波数が低い場合においても、フェージング周波数を検出できるという効果を有し、特に移動しながら利用する携帯電話等に用いる高周波受信装置として有用である。

本実施の形態におけるフェージング検出手段を用いた高周波受信装置の回路ブロック図 （ａ）一定速度で低速走行した場合の時間とＡＧＣ電圧との関係図、（ｂ）一定速度で高速走行した場合の時間とＡＧＣ電圧との関係図 同、フェージング周波数と所要Ｃ／Ｎ値との関係図 制御回路の動作フローチャート 同、フェージング検出ステップのフローチャート （ａ）フェージング周波数が低い場合のサンプリング説明図、（ｂ）同、変動量の算出方法の説明図 （ａ）フェージング周波数が高い場合のサンプリング説明図、（ｂ）同、変動量の算出方法の説明図 本発明の実施の形態２における高周波受信装置の回路ブロック図 同、フェージング周波数と所要Ｃ／Ｎ値との関係図 同、高周波受信装置の回路ブロック図 移動中にＴＶ放送を受信する様子を示した説明図 従来の高周波受信装置の回路ブロック図 従来のフェージング検出手段の回路ブロック図 （ａ）同、サンプリング説明図、（ｂ）同、変動量の算出方法の説明図

符号の説明

２２ メモリ
５５ａ 検波器
５５ｂ 検波器
６５ 制御回路
１０３ サンプリングステップ
１０４ 変動量算出ステップ
１０５ 計数ステップ

Claims (12)

1. 受信信号が入力されるとともに、前記受信信号の信号レベルを検出する検波器と、この検波器の出力が供給されるフェージング推定手段とを備え、前記フェージング推定手段には、前記検波器の出力が供給されるとともに、予め定められた時間の間に予め定められた個数のレベル値を取得するサンプリング手段と、このサンプリング手段で連続して取得された複数個のレベル値の変動量を検出する変動量検出手段と、この変動量検出手段で検出された変動量と予め定められた閾値とを比較する比較手段と、この比較手段の出力が供給された計数手段とを有し、前記計数手段は前記予め定められた時間の間に、前記比較手段で前記変動量が前記閾値より小さいと判定された回数を計数するフェージング検出手段。
2. 変動量検出手段では、２個連続して取得されたレベル値間の差の絶対値を複数個算出し、前記差の絶対値の平均値を変動量として検出する請求項１に記載のフェージング検出手段。
3. 変動量検出手段では、サンプリング手段で連続して取得された複数個のレベル値の分散値を変動量として検出する請求項１に記載のフェージング検出手段。
4. 変動量検出手段では、サンプリングされた複数個のレベル値の重み付け平均値を分散値とした請求項３に記載のフェージング検出手段。
5. 変動量検出手段では、サンプリングされた複数個のレベル値の二乗平均値を分散値とした請求項３に記載のフェージング検出手段。
6. 第１のアンテナで受信した高周波信号が供給される第１の受信器と、第２のアンテナで受信した信号が供給される第２の受信器と、これら第１と第２の受信器の出力を合成する合成手段と、この合成手段の出力が供給された出力端子とを有した高周波受信装置において、請求項１に記載のフェージング検出手段と、このフェージング検出手段の出力とが接続された制御部と、この制御部の出力と前記第１と第２の受信器との間に接続され、少なくとも第１あるいは第２のうちのいずれか一方の受信器をオン・オフする電源回路とを有し、前記制御部は前記フェージング推定手段の出力に基づいて、前記第１と第２の受信器を共にオンとさせる高周波受信装置。
7. 合成手段と制御部との間に挿入されるとともに、合成信号のＣ／Ｎ値を検出するＣ／Ｎ検出手段と、前記制御部に接続されたメモリとを有し、前記制御部にはフェージング推定手段の出力に応じて閾値を設定する閾値設定手段と、この閾値設定手段と前記電源端子との間に挿入されて、前記閾値と前記Ｃ／Ｎ検出手段の出力とを比較する比較手段とを有し、前記メモリでは、フェージング検出手段で検出されたフェージング度合いに対応した閾値を記憶し、前記比較手段は前記Ｃ／Ｎ値が前記閾値よりも小さいと判定した場合に、前記第１と第２の受信器を共にオンとさせる高周波受信装置。
8. 受信信号のフェージング度合いを検出するフェージング周波数推定方法において、予め定められた時間の間に、検波器で検出された前記受信信号の信号レベルを取得し、その後で取得されたレベル値をメモリに格納し、その後でメモリに格納された連続した複数個のレベル値の変動量を算出し、その後で前記予め定められた時間の間に前記変動量が予め定められた閾値より小さいと判定された回数を計数して受信信号のフェージング度合いを推定するフェージング周波数検出方法。
9. 連続した複数個のレベル値での変動量は、２個連続して取得されたレベル値間の差の絶対値を複数個算出し、前記差の絶対値の平均値とした請求項８に記載のフェージング周波数検出方法。
10. 変動量は、連続して取得された複数個のレベル値の分散値とした請求項８に記載のフェージング周波数検出方法。
11. 分散値は、検波器の出力信号の重み付け平均を用いて算出した請求項８に記載のフェージング周波数検出方法。
12. 分散値は、検波器の出力信号の二乗平均を用いて算出した請求項８に記載のフェージング周波数検出方法。

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