JP2007295745A - 直流変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】入力電圧が出力電圧より低く、高効率で小型化を図ることができる直流変換装置。
【解決手段】第１の１次巻線Ｐ１と第１の１次巻線の極性とは逆極性の第２の１次巻線Ｐ２と２次巻線Ｓとを有するトランスＴ２と、直流電源Ｖｉｎの両端に第１の１次巻線とスイッチング素子Ｑ１が直列に接続された直列回路と、直流電源の両端に第２の１次巻線とスイッチング素子Ｑ２とが接続された直列回路と、２次巻線Ｓの両端に接続された電圧共振コンデンサＣｖと、２次巻線の両端に接続され、リアクトルＬ１とリアクトルＬ２と電流共振コンデンサＣｉとが直列に接続され且つ電流を共振させる直列共振回路と、リアクトルＬ２の両端電圧を整流及び平滑する整流平滑回路Ｄ３〜Ｄ６，Ｃ４と、整流平滑回路の出力電圧に基づいてスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とを交互にオン／オフさせる制御回路１０ａとを備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、高効率で低ノイズな直流変換装置に関する。

図４に従来の直流変換装置の回路構成図を示す（特許文献１）。図４に示す直流変換装置は、ハーフブリッジ回路で構成されており、直流電源Ｖｉｎの両端には、ＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ２との直列回路が接続されている。スイッチング素子Ｑ２のドレインが直流電源Ｖｉｎの正極に接続され、スイッチング素子Ｑ１のソースが直流電源Ｖｉｎの負極に接続されている。

スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間には、ダイオードＤ１及び電圧共振コンデンサＣｖが並列に接続されるとともに、リアクトルＬｒとトランスＴ１の１次巻線Ｐと電流共振コンデンサＣｉとの直列回路が接続されている。リアクトルＬｒはトランスＴ１の１次２次間のリーケージインダクタンスからなり、１次巻線Ｐには励磁インダクタンスがリアクトルＬｐとして等価的に接続されている。スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間には、ダイオードＤ２が並列に接続されている。

トランスＴ１の２次巻線Ｓの一端（●側）には、ダイオードＤ３のアノードとダイオードＤ４のカソードとが接続され、ダイオードＤ３のカソードは平滑用のコンデンサＣ４の一端に接続され、ダイオードＤ４のアノードはコンデンサＣ４の他端に接続されている。

トランスＴ１の２次巻線Ｓの他端には、ダイオードＤ５のアノードとダイオードＤ６のカソードとが接続され、ダイオードＤ５のカソードはコンデンサＣ４の一端に接続され、ダイオードＤ６のアノードはコンデンサＣ４の他端に接続されている。コンデンサＣ４の両端には負荷ＲＬが接続されている。

制御回路１０は、コンデンサＣ４からの出力電圧Ｖｏに基づきスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とを交互にオン／オフさせてＰＦＭ制御（周波数制御）を行い、コンデンサＣ４の出力電圧Ｖｏが一定になるように制御する。

次にこのように構成された従来の直流変換装置の動作を図５に示すタイミングチャートを参照しながら詳細に説明する。

図５において、Ｖｄｓ１はスイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間電圧、Ｉｄ１はスイッチング素子Ｑ１のドレイン電流、Ｉ_Ｄ１はダイオードＤ１の電流、Ｖｄｓ２はスイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間電圧、Ｉｄ２はスイッチング素子Ｑ２のドレイン電流、Ｉ_Ｄ２はダイオードＤ２の電流、Ｖｃｖは電圧共振コンデンサＣｖの両端電圧、Ｉｃｖは電圧共振コンデンサＣｖの電流、Ｉ_Ｌ１はリアクトルＬ１の電流、Ｉ_Ｌ２はリアクトルＬ２の電流、Ｖｃｉは電流共振コンデンサＣｉの電流、Ｉ_Ｄ３はダイオードＤ３の電流、Ｉ_Ｄ５はダイオードＤ５の電流である。

なお、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との両方が共にオフ状態となるデットタイムを有し、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とが交互にオン／オフ動作するものとする。

まず、時刻ｔ０〜時刻ｔ１の期間では、時刻ｔ０において、スイッチング素子Ｑ１がオンからオフになる。スイッチング素子Ｑ１がオンしている状態では、トランスＴ１の１次側はＣｉ→Ｌｐ→Ｌｒ→Ｑ１→Ｃｉの経路で電流が流れており、トランスＴ１の２次側はＣ４→ＲＬ→Ｃ４の経路で電流が流れている。スイッチング素子Ｑ１がオフすると、トランスＴ１の１次側に流れていた電流は、スイッチング素子Ｑ１から電圧共振コンデンサＣｖに転流され、Ｃｉ→Ｌ２→Ｌｒ→Ｃｖ→Ｃｉの経路で電流が流れる。

従って、電圧共振コンデンサＣｖは、スイッチング素子Ｑ１がオンしていた状態では略０Ｖであったが、Ｖｉｎの電圧まで充電される。従って、電圧共振コンデンサＣｖの電圧Ｖｃｖはスイッチング素子Ｑ１の電圧Ｖｄｓ１と等しいので、スイッチング素子Ｑ１の電圧Ｖｄｓ１は、０ＶからＶｉｎまで上昇する。また、スイッチング素子Ｑ２の電圧Ｖｄｓ２は、（Ｖｉｎ−Ｖｃｖ）であるので、Ｖｉｎから０Ｖに減少する。

時刻ｔ１〜時刻ｔ２の期間では、時刻ｔ１において、電圧共振コンデンサＣｖの電圧ＶｃｖがＶｉｎまで上昇すると、ダイオードＤ２が導通して、Ｃｉ→Ｌｐ（Ｐ）→Ｌｒ→Ｄ２→Ｖｉｎ→Ｃｉの経路で電流が流れる。また、トランスＴ１の２次巻線Ｓの電圧が出力電圧Ｖｏに達し、トランスＴ１の２次側はＣ４→ＲＬ→Ｃ４の経路の電流とＳ→Ｄ３→Ｃ４→Ｄ６→Ｓの経路の電流とが流れる。また、時刻ｔ１〜時刻ｔ２の期間において、スイッチング素子Ｑ２のゲート信号をオンすることにより、スイッチング素子Ｑ２はゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）及びゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）動作となる。

時刻ｔ２〜時刻ｔ３の期間では、スイッチング素子Ｑ２がオンしているので、Ｖｉｎ→Ｑ２→Ｌｒ→Ｌｐ（Ｐ）→Ｃｉ→Ｖｉｎの経路で電流が流れ、電流共振コンデンサＣｉの電圧Ｖｃｉは上昇していく。また、トランスＴ１の２次側にはＳ→Ｄ３→Ｃ４→Ｄ６→Ｓの経路の電流と、Ｃ４→ＲＬ→Ｃ４の経路の電流とが流れる。２次巻線Ｓは出力電圧Ｖｏの電圧でクランプされ、１次巻線Ｐは、出力電圧Ｖｏの巻数比の電圧でクランプされるので、トランスＴ１の１次側はリアクトルＬｒと電流共振コンデンサＣｉとによる共振電流が流れている。

時刻ｔ３〜時刻ｔ４の期間では、時刻ｔ３において、２次巻線Ｓの電圧は出力電圧Ｖｏ以下になり、トランスＴ１の２次側はＣ４→ＲＬ→Ｃ４の経路で電流が流れる。また、１次側はＶｉｎ→Ｑ２→Ｌｒ→Ｌｐ→Ｃｉ→Ｖｉｎの経路で電流が流れ、トランスＴ１の１次側には、２つのリアクトルＬｒ，Ｌｐの和（Ｌｒ＋Ｌｐ）と電流共振コンデンサＣｉとによる共振電流が流れる。

時刻ｔ４〜時刻ｔ５の期間では、時刻ｔ４において、スイッチング素子Ｑ２がオフすると、トランスＴ１の１次側に流れていた電流は、スイッチング素子Ｑ２から電圧共振コンデンサＣｖに転流され、Ｌｒ→Ｌｐ→Ｃｉ→Ｃｖ→Ｌｒの経路で電流が流れる。

従って、電圧共振コンデンサＣｖは、スイッチング素子Ｑ２がオンしていた状態では、略Ｖｉｎであったが０Ｖまで放電される。従って、電圧共振コンデンサＣｖの電圧Ｖｃｖは、スイッチング素子Ｑ１の電圧Ｖｄｓ１と等しいので、スイッチング素子Ｑ１はＶｉｎから０Ｖまで減少する。また、スイッチング素子Ｑ２の電圧Ｖｄｓ２は、（Ｖｉｎ−Ｖｃｖ）であるので、０ＶからＶｉｎに上昇する。

時刻ｔ５〜時刻ｔ６の期間では、時刻ｔ５において、電圧共振コンデンサＣｖの電圧Ｖｃｖが０Ｖまで減少すると、ダイオードＤ１が導通して、Ｌｒ→Ｌｐ（Ｐ）→Ｃｉ→Ｄ１→Ｌｒの経路で電流が流れる。また、トランスＴ１の２次巻線Ｓの電圧が出力電圧Ｖｏに達し、トランスＴ１の２次側はＣ４→ＲＬ→Ｃ４の経路の電流とＳ→Ｄ５→Ｃ４→Ｄ４→Ｓの経路の電流とが流れる。また、時刻ｔ５〜時刻ｔ６の期間において、スイッチング素子Ｑ１のゲート信号をオンすることにより、スイッチング素子Ｑ１はゼロ電圧スイッチング及びゼロ電流スイッチング動作となる。

時刻ｔ６〜時刻ｔ７の期間では、スイッチング素子Ｑ１がオンしているので、Ｃｉ→Ｌｐ（Ｐ）→Ｌｒ→Ｑ１→Ｃｉの経路で電流が流れ、電流共振コンデンサＣｉの電圧Ｖｃｉは減少していく。また、トランスＴ１の２次側にはＳ→Ｄ５→Ｃ４→Ｄ４→Ｓの経路の電流と、Ｃ４→ＲＬ→Ｃ４の経路の電流とが流れる。２次巻線Ｓは出力電圧Ｖｏの電圧でクランプされ、１次巻線Ｐは、出力電圧Ｖｏの巻数比の電圧でクランプされるので、トランスＴ１の１次側は、リアクトルＬｒと電流共振コンデンサＣｉとによる共振電流が流れている。

時刻ｔ７〜時刻ｔ０の期間では、時刻ｔ７において、２次巻線Ｓの電圧は出力電圧Ｖｏ以下になり、トランスＴ１の２次側はＣ４→ＲＬ→Ｃ４の経路で電流が流れる。また、１次側はＣｉ→Ｌｐ→Ｌｒ→Ｑ１→Ｃｉの経路で電流が流れ、トランスＴ１の１次側には２つのリアクトルＬｒ，Ｌｐの和（Ｌｒ＋Ｌｐ）と電流共振コンデンサＣｉとによる共振電流が流れる。
特開２００３−３１９６５０号公報

このように図４に示す従来の直流変換装置では、デューティを５０％一定としたパルス信号を用いて、スイッチング素子Ｑ１、スイッチング素子Ｑ２のスイッチング周波数を制御することにより、リアクトルＬ１，Ｌ２と電流共振コンデンサＣｉによる共振電流を変化させ、出力電圧を制御している。このため、スイッチング周波数を高くすると、出力電圧は低くなる。

また、図４に示す従来の直流変換装置では、入力電圧が低い場合にはトランスＴ１の１次側の共振電流が大きくなり、共振回路のリアクトルＬ１、電流共振コンデンサＣｉの電流も大きくなる。例えば、直流電源Ｖｉｎの電圧値が２０Ｖで、負荷ＲＬにおいて、１００Ｖ、１Ａを消費している場合には、スイッチング素子Ｑ１がオン時には１０Ａの共振電流が流れ、スイッチング素子Ｑ２がオン時には１０Ａの共振電流が流れて、合計で１０Ａの共振電流が流れる。

このため、入力電圧が低い場合にはリアクトルＬ１、電流共振コンデンサＣｉの損失が大きくなって、効率の低下を招いたり、リアクトルＬ１、電流共振コンデンサＣｉの部品が大きくなり、直流変換装置の大型化を招いたりするという課題を有していた。

本発明の課題は、入力電圧が出力電圧より低く、高効率で小型化を図ることができる直流変換装置を提供することにある。

前記課題を解決するために本発明は以下の手段を採用した。請求項１の発明は、第１の１次巻線とこの第１の１次巻線の極性とは逆極性の第２の１次巻線と２次巻線とを有するトランスと、直流電源の両端に前記トランスの第１の１次巻線と第１スイッチング素子が直列に接続された第１直列回路と、前記直流電源の両端に前記トランスの第２の１次巻線と第２スイッチング素子とが接続された第２直列回路と、前記トランスの２次巻線の両端に接続された電圧共振コンデンサと、前記トランスの２次巻線の両端に接続され、第１リアクトルと第２リアクトルと電流共振コンデンサとが直列に接続され且つ電流を共振させる直列共振回路と、前記第１リアクトル又は前記第２リアクトルの両端電圧を整流及び平滑する整流平滑回路と、前記整流平滑回路の出力電圧に基づいて前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを交互にオン／オフさせる制御回路とを備えることを特徴とする。

請求項２の発明は、直流電源の両端に第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とが直列に接続された直列回路と、前記第１スイッチング素子又は前記第２スイッチング素子の両端に接続されたトランスの１次巻線と、前記トランスの２次巻線の両端に接続された電圧共振コンデンサと、前記トランスの２次巻線の両端に接続され、第１リアクトルと第２リアクトルと電流共振コンデンサとが直列に接続され且つ電流を共振させる直列共振回路と、前記第１リアクトル又は前記第２リアクトルの両端電圧を整流及び平滑する整流平滑回路と、前記整流平滑回路の出力電圧に基づいて前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを交互にオン／オフさせる制御回路とを備えることを特徴とする。

請求項３の発明は、請求項１又は請求項２記載の直流変換装置において、前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子の各々の両端には、ダイオードが接続されていることを特徴とする。

請求項４の発明は、請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載の直流変換装置において、前記制御回路は、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とのデューティを５０％に設定し、スイッチング周波数を制御することにより前記出力電圧を制御することを特徴とする。

本発明によれば、第１リアクトルと第２リアクトルと電流共振コンデンサとを有する直列共振回路がトランスの２次側に構成されているので、トランスの２次側出力電圧がトランスの１次側入力電圧より高い場合においては、直列共振回路に流れる電流を従来回路に比べて少なくできる。

具体的には、２つのリアクトル及び電流共振コンデンサに流れる電流は、直流電源の電圧Ｖｉｎ／（２×出力電圧Ｖｏ）と少なくなる。また、第１スイッチング素子及び第２スイッチング素子に流れる電流も従来回路の１／２となり、入力電圧が低い直流変換装置では、それらの損失が低減し、高効率で小型化を図ることができる。

以下、本発明の直流変換装置のいくつかの実施の形態を図面を参照しながら詳細に説明する。

実施例１の直流変換装置は、トランスの１次側をセンタータップ構成とし、トランスの２次側で共振回路を構成することを特徴とする。

図１は本発明の実施例１の直流変換装置の回路構成図である。図１に示す直流変換装置において、トランスＴ２は、第１の１次巻線Ｐ１とこの第１の１次巻線Ｐ１の極性とは逆極性の第２の１次巻線Ｐ２と２次巻線Ｓとを有する。直流電源Ｖｉｎの両端には、トランスＴ２の第１の１次巻線Ｐ１とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ１との直列回路が接続されている。直流電源Ｖｉｎの両端には、トランスＴ２の第２の１次巻線Ｐ２とＭＯＳＦＥＴからなるスイッチング素子Ｑ２との直列回路が接続されている。

スイッチング素子Ｑ１のソース及びスイッチング素子Ｑ２のソースが直流電源Ｖｉｎの負極に接続されている。スイッチング素子Ｑ１のドレイン−ソース間には、ダイオードＤ１が並列に接続され、スイッチング素子Ｑ２のドレイン−ソース間には、ダイオードＤ２が並列に接続されている。

トランスＴ２の２次巻線Ｓの両端には、電圧共振コンデンサＣｖが接続されている。また、トランスＴ２の２次巻線Ｓの両端には、リアクトルＬ１とリアクトルＬ２と電流共振コンデンサＣｉとの直列回路が接続され、電流を共振させる共振回路を構成している。リアクトルＬ２はリアクトルＬ１よりも十分に大きい値である。電流共振コンデンサＣｉは、電圧共振コンデンサＣｖよりも十分に大きい値である。

リアクトルＬ２の両端には、ダイオードＤ３のアノードとダイオードＤ４のカソードとが接続され、ダイオードＤ３のカソードは平滑用のコンデンサＣ４の一端に接続され、ダイオードＤ４のアノードはコンデンサＣ４の他端に接続されている。

トランスＴ２の２次巻線Ｓの他端には、ダイオードＤ５のアノードとダイオードＤ６のカソードとが接続され、ダイオードＤ５のカソードはコンデンサＣ４の一端に接続され、ダイオードＤ６のアノードはコンデンサＣ４の他端に接続されている。コンデンサＣ４の両端には負荷ＲＬが接続されている。

制御回路１０ａは、コンデンサＣ４からの出力電圧Ｖｏに基づきスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とを交互にオン／オフさせてＰＦＭ制御を行い、コンデンサＣ４の出力電圧Ｖｏが一定になるように制御する。制御回路１０ａは、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とのデューティを５０％に設定し、スイッチング周波数を制御することにより出力電圧Ｖｏを制御する。即ち、スイッチング周波数を高くすると、出力電圧Ｖｏは低くなる。

次にこのように構成された従来の直流変換装置の動作を図２に示すタイミングチャートを参照しながら詳細に説明する。図２に示す各部の名称は、図５に示す各部の名称と同一であるので、ここでは、その説明は省略する。

なお、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との両方が共にオフ状態となるデットタイムを有し、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２とが交互にオン／オフ動作するものとする。

まず、時刻ｔ０〜時刻ｔ１の期間では、時刻ｔ０において、スイッチング素子Ｑ１がオンからオフになる。スイッチング素子Ｑ１がオンしている状態では、トランスＴ２の１次側はＶｉｎ→Ｐ１→Ｑ１→Ｖｉｎの経路で電流が流れており、第１の１次巻線Ｐ１にはＶｉｎの電圧が印加されている。従って、トランスＴ２の２次巻線Ｓの電圧は、巻数比倍の電圧となり、巻数比をＰ１：Ｐ２：Ｓ＝１：１：Ｎとすると、２次巻線ＳにはＮ・Ｖｉｎの電圧が発生する。

トランスＴ２の２次側では、Ｓ→Ｌ１→Ｌ２→Ｃｉ→Ｓの経路で電流が流れ、負荷ＲＬにはＣ４→ＲＬ→Ｃ４の経路で電流が供給されている。スイッチング素子Ｑ１がオフすると、トランスＴ２の１次側に流れていた電流はなくなり、トランスＴ２の２次巻線Ｓの電流もなくなる。従って、リアクトルＬ１、リアクトルＬ２に流れていた電流は、Ｌ１→Ｌ２→Ｃｉ→Ｃｖ→Ｌ１と流れて、電圧共振コンデンサＣｖは放電される。そして、電圧共振コンデンサＣｖの電圧Ｖｃｖは、Ｎ・Ｖｉｎの電圧から−Ｎ・Ｖｉｎの電圧まで減少する。電圧Ｖｃｖは、トランスＴ２の２次巻線Ｓの電圧と等しいので、第１の１次巻線Ｐ１及び第２の１次巻線Ｐ２の電圧は−Ｖｉｎまで減少する。従って、スイッチング素子Ｑ２の電圧Ｖｄｓ２は、０Ｖに達し、スイッチング素子Ｑ１の電圧Ｖｄｓ１は２・Ｖｉｎまで上昇する。

次に、時刻ｔ１〜時刻ｔ２の期間では、時刻ｔ１において、電圧共振コンデンサＣｖの電圧Ｖｃｖが−Ｎ・Ｖｉｎまで減少すると、第１の１次巻線Ｐ１及び第２の１次巻線Ｐ２が−Ｖｉｎまで減少するので、ダイオードＤ２が導通し、トランスＴ２の１次側は、Ｐ２→Ｖｉｎ→Ｄ２→Ｐ２の経路で電流Ｉ_Ｄ２が流れる。また、リアクトルＬ２の電圧Ｖ_Ｌ２がコンデンサＣ４の両端電圧である出力電圧Ｖｏに達し、トランスＴ２の２次側では、Ｃ４→ＲＬ→Ｃ４の経路の電流が流れるとともに、Ｓ→Ｌ１→Ｌ２→Ｃｉ→Ｓの経路の電流と、Ｌ２→Ｄ５→Ｃ４→Ｄ４→Ｌ２の経路の電流とが流れる。また、時刻ｔ２において、スイッチング素子Ｑ２のゲート信号をオンすることにより、スイッチング素子Ｑ２はゼロ電圧スイッチング（ＺＶＳ）及びゼロ電流スイッチング（ＺＣＳ）動作となる。

次に、時刻ｔ２〜時刻ｔ３の期間では、スイッチング素子Ｑ２がオンしているので、１次側はＶｉｎ→Ｐ２→Ｑ２→Ｖｉｎの経路で電流が流れる。トランスＴ２の２次側では、Ｓ→Ｃｉ→Ｌ２→Ｌ１→Ｓの経路で電流が流れて、電流共振コンデンサＣｉの電圧Ｖｃｉは減少していく。また、Ｌ２→Ｄ５→Ｃ４→Ｄ４→Ｌ２の経路の電流と、Ｃ４→ＲＬ→Ｃ４の経路の電流とが流れる。リアクトルＬ２の電圧は、出力電圧Ｖｏの電圧でクランプされるので、２次巻線ＳにはリアクトルＬ１と電流共振コンデンサＣｉによる共振電流が流れている。また、トランスＴ２の第２の１次巻線Ｐ２には、２次巻線Ｓに流れる電流の１／Ｎ倍の電流が流れる。

次に、時刻ｔ３〜時刻ｔ４の期間では、時刻ｔ３において、リアクトルＬ２の電圧が出力電圧Ｖｏ以下になり、トランスＴ２の２次側はＳ→Ｃｉ→Ｌ２→Ｌ１→Ｓの経路で電流が流れる。また、１次側はＶｉｎ→Ｐ２→Ｑ２→Ｖｉｎの経路で２次巻線Ｓに流れる電流の１／Ｎ倍の電流が流れ、負荷ＲＬにはＣ４→ＲＬ→Ｃ４の経路で電流が流れる。

時刻ｔ４〜時刻ｔ５の期間では、時刻ｔ４において、スイッチング素子Ｑ２がオンからオフになる。スイッチング素子Ｑ２がオンしている状態では、トランスＴ２の１次側はＶｉｎ→Ｐ２→Ｑ２→Ｖｉｎの経路で電流が流れており、第２の１次巻線Ｐ２にはＶｉｎの電圧が印加されている。従って、トランスＴ２の２次巻線Ｓの電圧は巻数比倍の電圧となり、２次巻線Ｓには−Ｎ・Ｖｉｎの電圧が発生している。トランスＴ２の２次側はＳ→Ｃｉ→Ｌ２→Ｌ１→Ｓの経路で電流が流れ、負荷ＲＬにはＣ４→ＲＬ→Ｃ４の経路で電流が供給されている。

スイッチング素子Ｑ２がオフすると、トランスＴ２の１次側に流れていた電流はなくなり、トランスＴ２の２次巻線Ｓの電流もなくなる。従って、リアクトルＬ１、リアクトルＬ２に流れていた電流は、Ｌ２→Ｌ１→Ｃｖ→Ｃｉ→Ｌ２と流れて、電圧共振コンデンサＣｖは充電される。電圧共振コンデンサＣｖの電圧Ｖｃｖは−Ｎ・Ｖｉｎの電圧からＮ・Ｖｉｎの電圧まで上昇する。電圧Ｖｃｖは、トランスＴ２の２次巻線Ｓの電圧と等しいので、第１の１次巻線Ｐ１及び第２の１次巻線Ｐ２の電圧はＶｉｎまで上昇する。従って、スイッチング素子Ｑ１の電圧Ｖｄｓ１は０Ｖに達し、スイッチング素子Ｑ２の電圧Ｖｄｓ２は２・Ｖｉｎまで上昇する。

時刻ｔ５〜時刻ｔ６の期間では、時刻ｔ５において、電圧共振コンデンサＣｖの電圧ＶｃｖがＮ・Ｖｉｎまで上昇すると、第１の１次巻線Ｐ１及び第２の１次巻線Ｐ２がＶｉｎまで上昇するので、ダイオードＤ１が導通し、トランスＴ２の１次側はＰ１→Ｖｉｎ→Ｄ１→Ｐ１の経路で電流Ｉ_Ｄ１が流れる。また、リアクトルＬ２の電圧が出力電圧Ｖｏに達し、トランスＴ２の２次側の電流では、Ｃ４→ＲＬ→Ｃ４の経路の電流が流れるとともに、Ｓ→Ｃｉ→Ｌ２→Ｌ１→Ｓの経路の電流と、Ｌ２→Ｄ３→Ｃ４→Ｄ６→Ｌ２の経路の電流とが流れる。また、時刻ｔ５において、スイッチング素子Ｑ１のゲート信号をオンすることにより、スイッチング素子Ｑ１はゼロ電圧スイッチング及びゼロ電流スイッチング動作となる。

時刻ｔ６〜時刻ｔ７の期間では、スイッチング素子Ｑ１がオンしているので、１次側はＶｉｎ→Ｐ１→Ｑ１→Ｖｉｎの経路で電流が流れる。トランスＴ２の２次側はＳ→Ｌ１→Ｌ２→Ｃｉ→Ｓの経路で電流が流れて、電流共振コンデンサＣｉの電圧Ｖｃ１は上昇していく。また、Ｌ２→Ｄ３→Ｃ４→Ｄ６→Ｌ２の経路の電流と、Ｃ４→ＲＬ→Ｃ４の経路の電流とが流れる。リアクトルＬ２の電圧は、出力電圧Ｖｏの電圧でクランプされるので、２次巻線ＳにはリアクトルＬ１と電流共振コンデンサＣｉによる共振電流が流れている。また、トランスＴ２の第１の１次巻線Ｐ１には、２次巻線Ｓに流れる電流の１／Ｎ倍の電流が流れる。

時刻ｔ７〜時刻ｔ０の期間では、時刻ｔ７において、リアクトルＬ２の電圧が出力電圧Ｖｏ以下になり、トランスＴ２の２次側はＳ→Ｌ１→Ｌ２→Ｃｉ→Ｓの経路で電流が流れる。また、１次側はＶｉｎ→Ｐ１→Ｑ１→Ｖｉｎの経路で２次巻線Ｓに流れる電流の１／Ｎ倍の電流が流れる。また、負荷ＲＬにはＣ４→ＲＬ→Ｃ４の経路で電流が流れる。

このように実施例１の直流変換装置によれば、リアクトルＬ１とリアクトルＬ２と電流共振コンデンサＣｉとを有する直列共振回路がトランスＴ２の２次側に構成されているので、トランスＴ２の２次側出力電圧がトランスＴ２の１次側入力電圧より高い場合においては、直列共振回路に流れる電流を従来回路に比べて少なくできる。

具体的には、２つのリアクトルＬ１，Ｌ２及び電流共振コンデンサＣｉに流れる電流は、Ｖｉｎ／（２×Ｖｏ）と少なくなる。

図４に示す従来の直流変換装置では、直流電源Ｖｉｎの電圧値が２０Ｖで、負荷ＲＬにおいて、１００Ｖ、１Ａを消費している場合には、スイッチング素子Ｑ１がオン時には１０Ａの共振電流が流れ、スイッチング素子Ｑ２がオン時には１０Ａの共振電流が流れて、合計で１０Ａの共振電流が流れる。

これに対して、実施例１の直流変換装置では、直流電源Ｖｉｎの電圧値が２０Ｖで、負荷ＲＬにおいて、１００Ｖ、１Ａを消費している場合には、直列共振回路をトランスＴ２の２次側に設けたので、スイッチング素子Ｑ１がオン時には１Ａの共振電流が流れ、スイッチング素子Ｑ２がオン時には１Ａの共振電流が流れて、合計で１Ａの共振電流が流れる。このため、実施例１の共振電流は、従来の共振電流の１／１０になる。これはＶｉｎ／（２×Ｖｏ）＝２０／（２×１００）＝１／１０から求められる。

また、図４に示す従来の直流変換装置では、スイッチング素子Ｑ１にはオン時に１０Ａが流れ、スイッチング素子Ｑ２にはオン時に１０Ａが流れたが、実施例１の直流変換装置では、スイッチング素子Ｑ１にはオン時に５Ａが流れ、スイッチング素子Ｑ２にはオン時に５Ａが流れる。即ち、スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２に流れる電流も従来回路の１／２となる。従って、直流電源の電圧Ｖｉｎが低い直流変換装置では、それらの損失が低減し、高効率で小型化を図ることができる。

また、トランスＴ２の１次側をセンタータップ構成とし、スイッチング素子Ｑ１のソースとスイッチング素子Ｑ２のソースとをグランド共通に接続したので、スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２の耐圧を小さくできるとともに、ハイサイドドライバが不要となる。

図３は本発明の実施例２の直流変換装置の回路構成図である。図３に示す実施例２の直流変換装置は、トランスＴ３の１次側回路がハーフブリッジ回路であり、トランスＴ３の２次側回路を図１に示すようなリアクトルＬ１とリアクトルＬ２と電流共振コンデンサＣｉとからなる共振回路で構成したことを特徴とする。

実施例２の直流変換装置の動作は、図１に示す実施例１の直流変換装置の動作と略同様であるので、その説明は省略する。実施例２の直流変換装置によれば、実施例１の直流変換装置の効果と同様な効果が得られる。

本発明は、ＤＣ−ＤＣ変換型の電源回路やＡＣ−ＤＣ変換型の電源回路に適用可能である。

本発明の実施例１の直流変換装置の回路構成図である。 本発明の実施例１の直流変換装置の各部の信号のタイミングチャートである。 本発明の実施例２の直流変換装置の回路構成図である。 従来の直流変換装置の回路構成図である。 図４に示す従来の直流変換装置の各部の信号のタイミングチャートである。

符号の説明

Ｖｉｎ 直流電源
Ｌｒ，Ｌｐ，Ｌ１，Ｌ２ リアクトル
ＲＬ 負荷
Ｑ１，Ｑ２ スイッチング素子
Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３ トランス
Ｐ １次巻線
Ｐ１ 第１の１次巻線
Ｐ２ 第２の１次巻線
Ｓ ２次巻線
１０，１０ａ，１０ｂ 制御回路
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４，Ｄ５，Ｄ６ ダイオード
Ｃｉ 電流共振コンデンサ
Ｃｖ 電圧共振コンデンサ
Ｃ４ コンデンサ

Claims (4)

1. 第１の１次巻線とこの第１の１次巻線の極性とは逆極性の第２の１次巻線と２次巻線とを有するトランスと、
   直流電源の両端に前記トランスの第１の１次巻線と第１スイッチング素子が直列に接続された第１直列回路と、
   前記直流電源の両端に前記トランスの第２の１次巻線と第２スイッチング素子とが接続された第２直列回路と、
   前記トランスの２次巻線の両端に接続された電圧共振コンデンサと、
   前記トランスの２次巻線の両端に接続され、第１リアクトルと第２リアクトルと電流共振コンデンサとが直列に接続され且つ電流を共振させる直列共振回路と、
   前記第１リアクトル又は前記第２リアクトルの両端電圧を整流及び平滑する整流平滑回路と、
   前記整流平滑回路の出力電圧に基づいて前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを交互にオン／オフさせる制御回路と、
   を備えることを特徴とする直流変換装置。
2. 直流電源の両端に第１スイッチング素子と第２スイッチング素子とが直列に接続された直列回路と、
   前記第１スイッチング素子又は前記第２スイッチング素子の両端に接続されたトランスの１次巻線と、
   前記トランスの２次巻線の両端に接続された電圧共振コンデンサと、
   前記トランスの２次巻線の両端に接続され、第１リアクトルと第２リアクトルと電流共振コンデンサとが直列に接続され且つ電流を共振させる直列共振回路と、
   前記第１リアクトル又は前記第２リアクトルの両端電圧を整流及び平滑する整流平滑回路と、
   前記整流平滑回路の出力電圧に基づいて前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とを交互にオン／オフさせる制御回路と、
   を備えることを特徴とする直流変換装置。
3. 前記第１スイッチング素子及び前記第２スイッチング素子の各々の両端には、ダイオードが接続されていることを特徴とする請求項１又は請求項２記載の直流変換装置。
4. 前記制御回路は、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子とのデューティを５０％に設定し、スイッチング周波数を制御することにより前記出力電圧を制御することを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載の直流変換装置。

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