JP2007281691A - 電力増幅器 - Google Patents

Abstract

【課題】電力負荷効率の周波数依存性を小さくすることが可能な電力増幅器を提供する。
【解決手段】入力信号を増幅するバイポーラトランジスタ１０５と、バイポーラトランジスタ１０５の出力である増幅信号に含まれる３次高調波を抑圧する３次高調波抑圧回路１０６と、バイポーラトランジスタ１０５の出力である増幅信号に含まれる２次高調波を抑圧する２次高調波抑圧回路１０７とを備え、３次高調波抑圧回路１０６は、バイポーラトランジスタ１０５を構成するベース層３０５とエミッタ層３０４から構成されるＰＮダイオード３０９を有し、ＰＮダイオード３０９には、可変な逆方向電圧が印加される。
【選択図】図３

Description

本発明は、電力増幅器に関し、特に携帯電話機を主とした高周波帯を用いた無線携帯端末の信号送信部等に用いられる半導体電力増幅器の回路技術に関するものである。

近年、携帯電話機では、周波数帯の不足によって、広帯域化が進んでいる。これに伴い、携帯電話機に用いられる電力増幅器には、広帯域にわたり、主要な特性である電力負荷効率の向上が求められている。

電力負荷効率は、主に電力増幅器の出力回路に大きく影響される。出力回路では、同回路内の最終段の半導体増幅素子が高出力時に非線形動作をするために、半導体増幅素子で発生する非線形成分である高調波の処理回路が重要となってくる。特に、主要な高調波である２次高調波及び３次高調波の処理回路が重要である。一般的には、高調波の周波数に共振周波数が設定された共振回路を構成し、その共振回路を高調波の処理回路として出力回路内に設ける技術が用いられる。この技術においては、対象となる高調波を共振回路により短絡もしくは開放することによって、高調波の出力レベルが抑圧される（例えば、特許文献１参照）。
特開２０００−２６０７８３号公報

しかしながら、基本周波数の広帯域化に伴い、高調波の帯域幅は２次高調波に対しては基本周波数の帯域幅の２倍となり、３次高調波に対しては基本周波数の帯域幅の３倍となるので、高調波の抑圧が困難になってくる。

特に３次高調波は、電力増幅器の主要な性能である電力負荷効率との相関があり、３次高調波の抑圧レベルが良好になると電力負荷効率も増加するという傾向がある。従って、ある高調波の周波数に共振回路の共振周波数が固定された出力回路においては、基本周波数の広帯域化に従い、３次高調波の抑圧レベルが周波数によって異なってくるために、電力負荷効率の周波数依存性が大きくなってしまうという問題がある。

そこで、本発明は、かかる問題点に鑑み、電力負荷効率の周波数依存性を小さくすることが可能な電力増幅器を提供することを目的とする。

本発明は、上記の目的を達成するためのものであり、入力信号を増幅するバイポーラトランジスタと、前記バイポーラトランジスタの出力である増幅信号に含まれる第１高調波を抑圧する第１抑圧回路とを備え、前記第１抑圧回路は、前記バイポーラトランジスタを構成するｐ型半導体層及びｎ型半導体層から構成されるＰＮダイオードを有し、前記ＰＮダイオードには、可変な逆方向電圧が印加されることを特徴とする。

ここで、前記電力増幅器は、さらに、前記増幅信号に含まれる第２高調波を抑圧する第２抑圧回路を備え、前記第１抑圧回路と前記バイポーラトランジスタとの間の距離は、前記第２抑圧回路と前記バイポーラトランジスタとの間の距離よりも短くてもよい。また、前記ＰＮダイオードは、前記バイポーラトランジスタのｐ型ベース層とｎ型エミッタ層とから構成されてもよい。

これによって、ＰＮダイオードにより共振回路を構成し、電力増幅する入力信号の基本周波数の変化と共に、ＰＮダイオードに印加する逆電圧を変化させることによって、ＰＮダイオードのＰＮ接合容量の容量値が変化し、共振回路の共振周波数が変化するので、電力負荷効率の周波数依存性を小さくすることができる。その結果、電力増幅器における出力レベルの周波数特性を小さくすることができる。また、バイポーラトランジスタ内に形成されたＰＮダイオードにより共振回路の容量を形成するので、共振回路の面積が小さくなり、電力増幅器を小型化することができる。

また、前記第１抑圧回路は、前記ＰＮダイオードから構成され、前記第１高調波としての３次高調波の周波数で共振する共振回路を含んでもよい。また、前記共振回路は、前記バイポーラトランジスタと接続され、前記第１高調波を接地短絡してもよい。

ダイオードは、非線形デバイスであり、回路の歪の原因となるので、使用にはその点の考慮が必要となる。例えば、基本周波数や２次高調波を抑圧する共振回路にＰＮダイオードを利用した場合、信号電力が大きいために歪成分が発生し易く、出力信号の歪の原因となる。しかしながら、ＰＮダイオードは出力の小さい３次高調波を抑圧する共振回路に利用され、ＰＮダイオードの歪への影響が小さくなるので、歪が発生せず、出力信号に影響が与えられない。

また、前記第１抑圧回路は、インダクタ素子を備え、前記ＰＮダイオードと前記インダクタ素子とを合成することにより３次高調波の周波数で共振する共振回路を形成してもよい。

また、前記ＰＮダイオードと前記インダクタ素子との直列共振回路を前記バイポーラトランジスタに接続しても良いし、前記ＰＮダイオードと前記インダクタ素子との並列共振回路を前記バイポーラトランジスタに直列に接続しても良い。

本発明によれば、広帯域において、電力負荷効率を高いまま維持することができる。よって、一つの基本周波数帯で設計された電力増幅器であっても、本発明の技術を用いることにより、広帯域の周波数で使用することができ、周波数帯域の増加に柔軟に対応することができる。

以下、本発明の実施の形態における電力増幅器について、図面を参照しながら説明する。

同電力増幅器の出力回路は、現在携帯電話機用の電力増幅器を構成する半導体として、最も一般的に用いられている化合物半導体であるＧａＡｓを用いたＧａＡｓ系バイポーラトランジスタを含む。この出力回路の適用周波数帯は、任意の周波数について適用できるものであるが、ここでは、利用する基本周波数を１．７ＧＨｚから２ＧＨｚとする場合で説明する。

図１は、同出力回路のＧａＡｓ系バイポーラトランジスタ１０５の構造を示す断面図である。

このバイポーラトランジスタ１０５は、図１に示されるように、半絶縁性の半導体基板（ＧａＡｓ基板）３０８上に、ｎ型半導体からなるサブコレクタ層３０７、ｎ型半導体からなるコレクタ層３０６、ｐ型半導体からなるベース層３０５、及びｎ型半導体からなるエミッタ層３０４が順次エピタキシャル成長された構造を有する。エミッタ層３０４、ベース層３０５及びサブコレクタ層３０７上には、それぞれオーミックコンタクト電極であるエミッタ電極３０１、ベース電極３０２及びコレクタ電極３０３が形成されている。この構造において、エミッタ電極３０１、ベース電極３０２、ｎ型半導体からなるエミッタ層３０４及びｐ型半導体からなるベース層３０５によりＰＮダイオード３０９が形成される。このＰＮダイオード３０９が特に今回の発明に関する部分である。

このＰＮダイオード３０９に印加する逆方向電圧と容量値との相関特性を、図２に示す。図２において、横軸の電圧はｐ型層としてのベース層３０５を基準としたときのｎ型層としてのエミッタ層３０４の電位である。

図２から、ＰＮダイオード３０９は、エミッタ層３０４のベース層３０５との接触面積が２４０μｍ²で、逆方向電圧が−０．９Ｖの時には、２．４ｐＦの容量値を持ち、同接触面積で逆方向電圧が＋１．２Ｖの時には、１．８ｐＦの容量値を持つ特性を有することがわかる。この容量値は、エミッタ層３０４の接触面積、及び印加電圧によって可変にできるもので、使用する周波数によって調整される。

次に、このＰＮダイオード３０９を用いた出力回路について説明する。

図３は、同出力回路の構成を示す回路図である。

この出力回路の出力整合回路は、３次高調波抑圧回路１０６にＰＮダイオード３０９が用いられている以外は、一般的な出力整合回路と同様の回路構成を有する。同出力整合回路では、出力回路の出力端子１１１側から、直列容量１１０と、シャント容量１０９と、共振用インダクタ１０７Ａ及び共振用容量１０８Ｂの直列共振回路で構成される２次高調波抑圧回路１０７と、直列インダクタ１０８と、３次高調波抑圧回路１０６とが接続されている。なお、シャント回路としての２次高調波抑圧回路１０７の接続位置は、これに限られない。

バイポーラトランジスタ１０５のコレクタは、電源供給インダクタ１０３を介して電源電圧Ｖｃｃを供給するコレクタ電圧（電源電圧）１０２と接続されると共に、上記出力整合回路と接続されている。バイポーラトランジスタ１０５のベースは、ベース電圧１０４と接続されると共に、出力回路の入力端子１０１と接続されている。入力端子１０１には、ドライバー段からの信号が入力される。

このとき、ベース電圧１０４は、一般的にはバイアス回路の出力によって与えられるので、実際にはさらに複雑である。また、バイポーラトランジスタ１０５のコレクタ電源を供給するコレクタ電圧１０２と、電源供給インダクタ１０３とは出力回路の外部にある。以下、電源電圧Ｖｃｃが３．５Ｖの場合を考える。

３次高調波抑圧回路１０６は、シャント回路として設けられ、バイポーラトランジスタ１０５からの出力信号である増幅信号に含まれる３次高調波を抑圧する。３次高調波抑圧回路１０６は、３次高調波の周波数で共振し、３次高調波を接地短絡するＰＮダイオード３０９及びインダクタ１０６Ａの直列共振回路と、可変な電圧値Ｖｃｏｎｔの電圧を供給する制御電圧１０６Ｄと、チョークコイル１０６Ｃと、制御電圧１０６ＤのＤＣカット容量１０６Ｅとで構成される。この３次高調波抑圧回路１０６では、ＰＮダイオード３０９は、インダクタ１０６Ａを介してバイポーラトランジスタ１０５のコレクタと接続され、容量として機能する。制御電圧１０６Ｄは、チョークコイル１０６Ｃを介してＰＮダイオード３０９に逆方向電圧を印加する。

このとき、上記に述べたインダクタ部分は、分布定数回路であるマイクロストリップライン及びストリップラインで構成しても良い。また、制御電圧１０６Ｄは、バイポーラトランジスタ１０５のコレクタ電圧１０２と共用されてもよいし、インダクタ１０６ＡとＰＮダイオード３０９との間に、直列のＤＣカット容量とシャントのチョークコイルを設けて、外部から供給されても良い。

入力端子１０１と、バイポーラトランジスタ１０５と、ベース電圧１０４と、ＰＮダイオード３０９とから半導体集積回路１１２が構成される。

上記出力回路の特徴は、バイポーラトランジスタ１０５が形成された半導体集積回路１１２内に、ＰＮダイオード３０９も形成し、このＰＮダイオード３０９の接合容量を出力整合回路の抑圧回路のうち、バイポーラトランジスタ１０５との距離が一番短い３次高調波抑圧回路１０６の容量として用いることにある。

３次高調波抑圧回路１０６における共振回路の共振周波数は、基本周波数の３倍の周波数に設計される。すなわち、基本周波数が１.７ＧＨｚのときには、３次高調波抑圧回路１０６のインダクタ１０６Ａを０．７ｎＨとし、制御電圧１０６Ｄの電圧値Ｖｃｏｎｔを２．６Ｖとする。その結果、ＰＮダイオード３０９に印加される逆方向電圧の値が−０．９Ｖとなり、ＰＮダイオード３０９の接合容量の値は２．４ｐＦとなるので、３次高調波抑圧回路１０６における共振回路の共振周波数は、基本周波数１．７ＧＨｚの３倍の５．１ＧＨｚとなる。また、基本周波数２ＧＨｚのときには、インダクタ１０６Ａを０．７ｎＨとし、制御電圧１０６Ｄの電圧値Ｖｃｏｎｔを４．７Ｖとする。その結果、ＰＮダイオード３０９に印加される逆方向電圧の値が＋１．２Ｖとなり、ＰＮダイオード３０９の接合容量の値は１．８ｐＦとなるので、３次高調波抑圧回路１０６における共振回路の共振周波数は、基本周波数２ＧＨｚの３倍の６ＧＨｚの共振周波数となる。

図４は、出力回路における３次高調波の抑圧レベルを示す３次高調波の通過特性（曲線４１、４３）と、その３次高調波を発生させる基本周波数での電力負荷効率（曲線４２、４４）との関係を示す図である。図４において、曲線４２、４４の横軸の値は、３次高調波の周波数に対応する基本周波数、つまり図４に示されている横軸の値の１／３の値であると考える。図４（Ａ）は、コレクタ電圧１０２の電源電圧Ｖｃｃが３．５Ｖであり、制御電圧１０６Ｄの電圧値Ｖｃｏｎｔが２．６Ｖの場合におけるものである。また、図４（Ｂ）は、コレクタ電圧１０２の電源電圧Ｖｃｃが３．５Ｖであり、制御電圧１０６Ｄの電圧値Ｖｃｏｎｔが４．７Ｖの場合におけるものである。

図４（Ａ）では、３次高調波の通過特性（曲線４１）で示されるように、３次高調波の周波数が５．１ＧＨｚのときの抑圧レベルが良く（出力レベルが低く）、それに伴って５．１ＧＨｚの１／３の周波数である１．７ＧＨｚで電力負荷効率（曲線４２）が最も高くなっている。しかし、３次高調波の周波数が６ＧＨｚのときの抑圧レベルは悪く、それに伴って６ＧＨｚの１／３の周波数である２ＧＨｚで電力負荷効率が１．７ＧＨｚの場合におけるものよりも５％程度劣化している。このように、通常の共振周波数が固定された動的でない抑圧回路では、３次高調波の抑圧レベルの周波数特性は大きい。

しかし、図４（Ｂ）に示されるように、制御電圧１０６Ｄの電圧値Ｖｃｏｎｔを変化させて４．７Ｖとすると、今度は逆に、３次高調波の通過特性（曲線４３）からわかるように、３次高調波の周波数が６ＧＨｚのときの抑圧レベルが良くなる。その結果、６ＧＨｚの１／３の周波数である２ＧＨｚにおける電力負荷効率（曲線４４）が図４（Ａ）の電力負荷効率（曲線４２）よりも５％程度向上し、電力負荷効率（曲線４２）の１．７ＧＨｚにおけるものと同等の値となる。

以上のように、本実施の形態の電力増幅器によれば、出力回路において、制御電圧１０６Ｄの電圧値Ｖｃｏｎｔを変化させ、３次高調波抑圧回路１０６における共振回路の共振周波数を変更する。よって、基本周波数が変化しても、３次高調波抑圧回路１０６における共振回路の共振周波数を変更することにより、３次高調波の抑圧レベルを低く一定に保つことができる。その結果、高い電力負荷効率を保ったまま電力増幅器を動作させることができる。

また、本実施の形態の電力増幅器によれば、出力回路において、出力の小さい３次高調波を抑圧する３次高調波抑圧回路１０６の容量をＰＮダイオード３０９により構成する。既に課題を解決するための手段の箇所で述べたように、ダイオードは非線形デバイスであるが、本実施の形態の電力増幅器では、出力の小さい３次高調波を抑圧する抑圧回路に利用されるため、出力信号の歪への影響はない。

また、本実施の形態の電力増幅器によれば、出力回路において、３次高調波抑圧回路１０６の容量をバイポーラトランジスタ１０５内に形成されるＰＮダイオード３０９により構成する。よって、出力回路の面積が小さくなるので、電力増幅器を小型化することができる。

以上、本発明の電力増幅器について、実施の形態に基づいて説明したが、本発明は、この実施の形態の限定されるものではない。本発明の要旨を逸脱しない範囲内で当業者が思いつく各種変形を施したものも本発明の範囲内に含まれる。

例えば、上記実施の形態の電力増幅器では、出力回路において、制御電圧の電圧値が４．７Ｖ及び２．６Ｖの２値であるとした。しかし、さらに細かく設定できるように、制御電圧の電圧値を数種類設けても良い。基本周波数の変動に連動して制御電圧の電圧値を変更することにより、３次高調波抑圧回路における共振回路の共振周波数を変化させ、各基本周波数に応じて電力負荷効率を最適化することができる。

また、上記実施の形態の電力増幅器は、バイポーラトランジスタが１段の電力増幅器であるとしたが、バイポーラトランジスタを複数用いた多段の電力増幅器であってもよい。このとき、バイポーラトランジスタに形成されるＰＮダイオードの接合容量は、最終段のバイポーラトランジスタとの間の距離が一番短い抑圧回路の容量として用いられる。

また、上記実施の形態の電力増幅器では、出力回路における３次高調波の通過特性は、基本周波数の３倍の周波数である５．１ＧＨｚ及び６ＧＨｚに極小値を有するとした。しかし、基本周波数をｆとしたときに、３×ｆ−５０ＭＨｚから３×ｆ＋５０ＭＨｚの周波数内に極小値を有すればこれに限られない。

また、上記実施の形態の電力増幅器は、さらに、基本周波数の変化を監視する監視部と、監視部の監視結果に基づいて制御電圧の電圧値を変化させる電圧制御部とを備え、自動的に３次高調波抑圧回路の共振周波数を最適化してもよい。

本発明は、電力増幅器に利用でき、特に携帯電話機等の無線携帯端末の信号送信部等に利用することができる。

本発明の実施の形態に係る電力増幅器の出力回路におけるＧａＡｓ系バイポーラトランジスタの構造を示す断面図である。 同出力回路におけるＰＮダイオードに印加する逆方向電圧と容量値との相関特性を示す図である。 同出力回路の構成を示す回路図である。 同出力回路における３次高調波の通過特性と、電力負荷効率との関係を示す図である。

符号の説明

１０１ 入力端子
１０２ コレクタ電圧（電源電圧）
１０３ 電源供給インダクタ
１０４ ベース電圧
１０５ バイポーラトランジスタ
１０６ ３次高調波抑圧回路
１０６Ａ インダクタ
１０６Ｃ チョークコイル
１０６Ｄ 制御電圧
１０６Ｅ ＤＣカット容量
１０７ ２次高調波抑圧回路
１０７Ａ 共振用インダクタ
１０８ 直列インダクタ
１０８Ｂ 共振用容量
１０９ シャント容量
１１０ 直列容量
１１１ 出力端子
１１２ 半導体集積回路
３０１ エミッタ電極
３０２ ベース電極
３０３ コレクタ電極
３０４ エミッタ層
３０５ ベース層
３０６ コレクタ層
３０７ サブコレクタ層
３０８ 半導体基板
３０９ ＰＮダイオード

Claims (5)

1. 入力信号を増幅するバイポーラトランジスタと、
   前記バイポーラトランジスタの出力である増幅信号に含まれる第１高調波を抑圧する第１抑圧回路とを備え、
   前記第１抑圧回路は、前記バイポーラトランジスタを構成するｐ型半導体層及びｎ型半導体層から構成されるＰＮダイオードを有し、
   前記ＰＮダイオードには、可変な逆方向電圧が印加される
   ことを特徴とする電力増幅器。
2. 前記第１抑圧回路は、前記ＰＮダイオードから構成され、前記第１高調波としての３次高調波の周波数で共振する共振回路を含む
   ことを特徴とする請求項１に記載の電力増幅器。
3. 前記共振回路は、前記バイポーラトランジスタと接続され、前記第１高調波を接地短絡する
   ことを特徴とする請求項２に記載の電力増幅器。
4. 前記電力増幅器は、さらに、前記増幅信号に含まれる第２高調波を抑圧する第２抑圧回路を備え、
   前記第１抑圧回路と前記バイポーラトランジスタとの間の距離は、前記第２抑圧回路と前記バイポーラトランジスタとの間の距離よりも短い
   ことを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項に記載の電力増幅器。
5. 前記ＰＮダイオードは、前記バイポーラトランジスタのｐ型ベース層とｎ型エミッタ層とから構成される
   ことを特徴とする請求項１〜４のいずれか１項に記載の電力増幅器。

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