JP2007020379A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ及び系統連系システム - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃコンバータ及び系統連系システム Download PDFInfo
- Publication number
- JP2007020379A JP2007020379A JP2005202280A JP2005202280A JP2007020379A JP 2007020379 A JP2007020379 A JP 2007020379A JP 2005202280 A JP2005202280 A JP 2005202280A JP 2005202280 A JP2005202280 A JP 2005202280A JP 2007020379 A JP2007020379 A JP 2007020379A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- frequency
- converter
- control signal
- loss
- power
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
Links
Images
Landscapes
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
【課題】 効率を十分にあげることが可能なＤＣ−ＤＣコンバータ及び系統連系システムを提供することを目的とする。
【解決手段】 ＤＣ−ＤＣコンバータ１全体の損失と変換回路３を駆動するための制御信号ｓ１、ｓ２の周波数ｆとの関係を示す曲線から２つ以上の変曲点を見つけ、その２つ以上の変曲点のうち最も損失を小さくさせる変曲点を探索し、その探索した変曲点に対応する周波数ｆを制御信号ｓ１、ｓ２の周波数ｆとして決定するスイッチング周波数決定部８を備えてＤＣ−ＤＣコンバータ１を構成する。
【選択図】 図１
【解決手段】 ＤＣ−ＤＣコンバータ１全体の損失と変換回路３を駆動するための制御信号ｓ１、ｓ２の周波数ｆとの関係を示す曲線から２つ以上の変曲点を見つけ、その２つ以上の変曲点のうち最も損失を小さくさせる変曲点を探索し、その探索した変曲点に対応する周波数ｆを制御信号ｓ１、ｓ２の周波数ｆとして決定するスイッチング周波数決定部８を備えてＤＣ−ＤＣコンバータ１を構成する。
【選択図】 図１
Description
本発明は、直流電源の直流電力を一旦交流電力に変換した後再び直流電力に変換するＤＣ−ＤＣコンバータ及びそのＤＣ−ＤＣコンバータの出力を交流に変換し別の電源ラインに供給する系統連系システムに関する。
一般に、系統連系システムは、ＤＣ−ＤＣコンバータと、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力を交流に変換するＤＣ−ＡＣインバータと、ＤＣ−ＡＣインバータの出力から高調波などのノイズを除去するノイズフィルタなどを備えて構成されている。ＤＣ−ＤＣコンバータは、例えば、一対の直列接続されたスイッチング素子が直流電源に並列に接続されることにより構成され一対のスイッチング素子が交互にオン、オフすることにより直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換する変換回路と、変換回路の出力を昇圧または降圧するトランスと、トランスの出力を整流する整流回路と、整流回路の出力を平滑化して直流電流を出力する平滑回路とを備えて構成されている。このような系統連系システムは、従来より様々な形態が考えられている。
例えば、上記変換回路を構成させる一対のスイッチング素子のうち一方のスイッチング素子のみをオン、オフさせることにより、直流電源から供給される直流電力を交流に変換する、いわゆる、ソフトスイッチング方式のＤＣ−ＤＣコンバータがある（例えば、特許文献１参照）。このソフトスイッチング方式のＤＣ−ＤＣコンバータは、一方のスイッチング素子をオン、オフさせている間、他方のスイッチング素子を停止させておく構成であるため、スイッチング損失を低減することができその分ＤＣ−ＤＣコンバータの効率をあげることができるという効果がある。
しかしながら、ＤＣ−ＤＣコンバータ全体の損失のうちスイッチング損失は、上記トランスやリアクトル及び整流回路を構成するダイオードなどの素子による損失に比べて小さいため、上述のようなソフトスイッチング方式のＤＣ−ＤＣコンバータでは、全体の損失を十分に低減することができないという問題がある。
そこで、全体の損失を低減させるためのＤＣ−ＤＣコンバータとして従来では、例えば、以下に示すような構成のＤＣ−ＤＣコンバータが考えられている。
直流電源から出力される電流が一定で、かつ、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電力が一定である場合、ＤＣ−ＤＣコンバータ全体の損失の増減は、直流電源から出力される電圧の増減により求めることができる。このことを利用して、直流電源から出力される電圧が最小となるようにスイッチング素子のスイッチング周波数を決定するＤＣ−ＤＣコンバータがある（例えば、特許文献２参照）。この特許文献２に記載されるＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源の出力電圧とそのときのスイッチング周波数との関係を示す２次曲線から変曲点を求め、その変曲点に対応するスイッチング周波数によりＤＣ−ＤＣコンバータを運転することで全体の損失を小さくし効率をあげている。
直流電源から出力される電流が一定で、かつ、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電力が一定である場合、ＤＣ−ＤＣコンバータ全体の損失の増減は、直流電源から出力される電圧の増減により求めることができる。このことを利用して、直流電源から出力される電圧が最小となるようにスイッチング素子のスイッチング周波数を決定するＤＣ−ＤＣコンバータがある（例えば、特許文献２参照）。この特許文献２に記載されるＤＣ−ＤＣコンバータは、直流電源の出力電圧とそのときのスイッチング周波数との関係を示す２次曲線から変曲点を求め、その変曲点に対応するスイッチング周波数によりＤＣ−ＤＣコンバータを運転することで全体の損失を小さくし効率をあげている。
また、効率をあげるための他のＤＣ−ＤＣコンバータの構成として、例えば、直流電源から出力される電圧が最小のときのＤＣ−ＤＣコンバータの出力電圧をＤＣ−ＡＣインバータの出力電流波形が無歪みで動作可能な論理的最低値近くに設定し、直流電源から出力される電圧が最小から定格付近までの間にあるとき、変換回路を構成するスイッチング素子の制御信号のデューティを最大にさせるものがある（例えば、特許文献３参照）。
特開２００３−１８００７５号公報
特開２０００−１６６２３３号公報
特開２００５−６３８３号公報
しかしながら、リアクトルやダイオードなどの素子毎の損失は、スイッチング周波数の変化に応じてそれぞれ同じように変化しないため、スイッチング周波数の変化に伴ってＤＣ−ＤＣコンバータ全体の損失が一様に変化しない。すなわち、特許文献２の図３に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ全体の損失とスイッチング周波数との関係を単純な２次曲線で表すことができない。従って、特許文献２に示すＤＣ−ＤＣコンバータのように、ＤＣ−ＤＣコンバータ全体の損失とスイッチング周波数との関係を示す２次曲線の変曲点を求めることによりＤＣ−ＤＣコンバータ全体の損失を小さくさせる構成では、損失が最も小さくなるときの変曲点を正確に求めることができず、ＤＣ−ＤＣコンバータの効率を十分にあげられないという問題がある。
また、特許文献３に記載されるＤＣ−ＤＣコンバータでは、デューティを最大にすることにより効率をあげることしか行われておらず、スイッチング周波数を変えることにより全体の損失を低減させ効率をあげることは行われていない。そのため、特許文献３に記載されるＤＣ−ＤＣコンバータでは、全体の損失を最も小さくさせるスイッチング周波数により運転していないため、効率を十分にあげられないという問題がある。
そこで、本発明では、効率を十分にあげることが可能なＤＣ−ＤＣコンバータ及び系統連系システムを提供することを目的とする。
上記の課題を解決するために本発明では、以下のような構成を採用した。
すなわち、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、一対のスイッチング素子が直列接続されることにより構成され前記一対のスイッチング素子が交互にオン、オフすることにより直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換する変換回路と、前記交流電力を平滑化して直流電力を出力する平滑回路と、前記スイッチング素子のオン、オフを制御させる制御信号を出力する制御信号出力回路と、前記制御信号出力回路から出力される制御信号の周波数を決定する周波数決定手段とを備え、前記周波数決定手段は、当該ＤＣ−ＤＣコンバータ全体の損失と前記制御信号の周波数との関係を示す曲線から、損失が増加から減少に変化するときの点または損失が減少から増加に変化するときの点を示す変曲点を２つ以上求め、その２つ以上の変曲点のうち損失が最も小さくなる変曲点を求め、その求めた変曲点に対応する周波数を前記制御信号の周波数として決定することを特徴とする。
すなわち、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、一対のスイッチング素子が直列接続されることにより構成され前記一対のスイッチング素子が交互にオン、オフすることにより直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換する変換回路と、前記交流電力を平滑化して直流電力を出力する平滑回路と、前記スイッチング素子のオン、オフを制御させる制御信号を出力する制御信号出力回路と、前記制御信号出力回路から出力される制御信号の周波数を決定する周波数決定手段とを備え、前記周波数決定手段は、当該ＤＣ−ＤＣコンバータ全体の損失と前記制御信号の周波数との関係を示す曲線から、損失が増加から減少に変化するときの点または損失が減少から増加に変化するときの点を示す変曲点を２つ以上求め、その２つ以上の変曲点のうち損失が最も小さくなる変曲点を求め、その求めた変曲点に対応する周波数を前記制御信号の周波数として決定することを特徴とする。
上述したように、リアクトルなどの素子毎の損失は、制御信号の周波数の変化に応じてそれぞれ同じように変化しない。そのため、ＤＣ−ＤＣコンバータ全体の損失と制御信号の周波数との関係を示す曲線は、変曲点が２つ以上存在する３次以上の複雑な曲線となる。そして、この３次以上の曲線を用いてＤＣ−ＤＣコンバータ全体の損失が最も小さくなるときの制御信号の周波数を決定する場合は、ＤＣ−ＤＣコンバータ全体の損失と制御信号の周波数との関係を示す２次曲線を用いてＤＣ−ＤＣコンバータ全体の損失が最も低くなるときの制御信号の周波数を見つける場合に比べて、ＤＣ−ＤＣコンバータ全体の損失が最も低くなるときの制御信号の周波数を正確に見つけることができる。そのため、ＤＣ−ＤＣコンバータの効率を十分にあげることができる。
また、上記周波数決定手段は、前記平滑回路から出力される電圧を一定にすることが可能な前記制御信号の周波数範囲において前記制御信号の周波数を第１の変化量ずつ変化させることにより前記周波数範囲のうち前記損失が最も小さくなる変曲点が含まれる一部の周波数範囲を求め、前記一部の周波数範囲において前記制御信号の周波数を前記第１の変化量よりも小さい第２の変化量ずつ変化させることにより前記損失が最も小さくなる変曲点を求め、その求めた変曲点に対応する周波数を前記制御信号の周波数として決定するように構成してもよい。
このように、はじめに第１の変化量を使ってＤＣ−ＤＣコンバータ全体の損失を最も小さくさせる制御信号の周波数が周波数範囲のどこにあるかあたりをつけてから第２の変化量を使って損失を最も小さくさせる制御信号の周波数を見つける構成であるので、全周波数範囲において第２の変化量のみを用いて損失を最も小さくさせる周波数を見つける場合に比べて、損失を最も小さくさせる周波数を見つけるためにかかる時間を短縮することができる。
また、上記ＤＣ−ＤＣコンバータは、前記一部の周波数範囲を記録する周波数範囲記録手段を備え、前記周波数決定手段は、前記制御信号の周波数を再度決定するとき、前記周波数範囲記録手段に記録されている一部の周波数範囲において前記損失が最も小さくなる変曲点を求め、その求めた変曲点に対応する周波数を前記制御信号の周波数として決定するように構成してもよい。
これにより、制御信号の周波数を再度決定するとき、一部の周波数範囲を特定するための工程を省略することができるので、その分損失を最も小さくさせる周波数を見つけるためにかかる時間を短縮することができる。
また、上記ＤＣ−ＤＣコンバータは、当該ＤＣ−ＤＣコンバータの動作条件と前記損失が最も小さくなる変曲点に対応する前記制御信号の周波数とを関連付けて記録する周波数記録手段を備え、前記周波数決定手段は、現在の当該ＤＣ−ＤＣコンバータの動作条件に対する周波数を前記周波数記録手段から求め、その求めた周波数を前記制御信号の周波数として決定するように構成してもよい。
これにより、制御信号の周波数を再度決定するとき、損失を最も小さくさせるための周波数を特定するための工程を省略することができるので、その分損失を最も小さくさせる周波数を見つけるためにかかる時間を短縮することができる。
また、本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、一対のスイッチング素子が直列接続されることにより構成され前記一対のスイッチング素子が交互にオン、オフすることにより直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換する変換回路と、前記交流電力を平滑化して直流電力を出力する平滑回路と、前記スイッチング素子のオン、オフを制御させるための制御信号を出力する制御信号出力回路と、当該ＤＣ−ＤＣコンバータの動作条件と前記制御信号の周波数とが関連付けられて記録される周波数記録手段と、当該ＤＣ−ＤＣコンバータ全体の損失と前記制御信号の周波数との関係を示す曲線から損失が最も小さくなる変曲点を求め、その求めた変曲点に対応する周波数をそのときの当該ＤＣ−ＤＣコンバータの動作条件と関連付けて前記周波数記録手段に記録させる周波数決定手段とを備え、前記周波数決定手段は、現在の当該ＤＣ−ＤＣコンバータの動作条件に対応する周波数を前記周波数記録手段から求め、その求めた周波数を前記制御信号の周波数として決定することを特徴とする。
これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作条件が変化しても、その動作条件の変化に合わせて損失を最も小さくさせる制御信号の周波数も変化させることができるので、例えば、直流電源の特性が経年変化しても、その経年変化に応じて制御信号の周波数を更新することができる。これにより、損失を最も小さくさせる周波数が最適値からずれてしまうことを防止することができるので、ＤＣ−ＤＣコンバータの効率を十分にあげることができる。
また、上記周波数決定手段は、当該ＤＣ−ＤＣコンバータの動作条件が予め決められた動作条件になると、前記直流電源から前記変換回路に入力される電流及び前記平滑回路から出力される電圧を一定にすることが可能な前記制御信号の周波数範囲において前記制御信号の周波数を変化させ、前記平滑回路から出力される電流が最も大きくなるときの前記制御信号の周波数をそのときの当該ＤＣ−ＤＣコンバータの動作条件と関連付けて前記周波数記録手段に記録させるように構成してもよい。
ＤＣ−ＤＣコンバータ全体の損失は、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電力と出力電力との差分により求めることができる。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧及び出力電圧がそれぞれほぼ一定であると仮定し、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電流を一定にさせる場合では、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流が最も大きくなるとき、ＤＣ−ＤＣコンバータ全体の損失が最も小さくなると考えられる。これにより、出力電流が最も大きくなるときの制御信号の周波数でＤＣ−ＤＣコンバータを運転することにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ全体の損失を最も小さくさせることができる。また、ＤＣ−ＤＣコンバータの出力電流に基づいて制御信号の周波数を見つける構成であるので、ＤＣ−ＤＣコンバータの入力電圧に基づいて損失が最も小さくなる周波数を求める場合に比べて、入力電圧の変動の影響を受け難くすることができるので、損失が最も小さくなる周波数を精度良く見つけることができる。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータの効率を十分にあげることができる。
また、上記周波数決定手段は、所定のタイミングになると、当該ＤＣ−ＤＣコンバータの動作条件が予め決められた動作条件になるように前記制御信号の周波数を決定するように構成してもよい。
また、上記所定のタイミングを当該ＤＣ−ＤＣコンバータが起動したタイミングとしてもよい。
また、上記動作条件を前記直流電源から前記変換回路に入力される電流としてもよい。
また、上記動作条件を前記直流電源から前記変換回路に入力される電流としてもよい。
また、上記周波数決定手段は、当該ＤＣ−ＤＣコンバータ全体の損失と前記制御信号の周波数との関係を示す曲線から２つ以上の変曲点を求め、その２つ以上の変曲点のうち損失が最も小さくなる変曲点を求め、その求めた変曲点に対応する周波数を前記制御信号の周波数として決定するように構成してもよい。
また、上記周波数決定手段は、前記直流電源から前記変換回路に入力される電流に基づいて、前記損失が最も小さくなる変曲点を求めるように構成してもよい。
このように、ＤＣ−ＤＣコンバータ全体の損失を最も小さくさせる周波数を直流電源から変換回路に入力される電流により決定しているので、その入力電流が大きいときＤＣ−ＤＣコンバータ全体の損失は大きく、その入力電流が小さいときＤＣ−ＤＣコンバータ全体の損失は小さくなる。これにより、入力電流が大きいか小さいかにより損失が大きいか小さいかを判断することができるので、入力電流の検出精度を高くする必要がなく簡単な構成で損失を最も小さくさせる周波数を決定することができる。
このように、ＤＣ−ＤＣコンバータ全体の損失を最も小さくさせる周波数を直流電源から変換回路に入力される電流により決定しているので、その入力電流が大きいときＤＣ−ＤＣコンバータ全体の損失は大きく、その入力電流が小さいときＤＣ−ＤＣコンバータ全体の損失は小さくなる。これにより、入力電流が大きいか小さいかにより損失が大きいか小さいかを判断することができるので、入力電流の検出精度を高くする必要がなく簡単な構成で損失を最も小さくさせる周波数を決定することができる。
また、上記周波数決定手段は、前記平滑回路から出力される電流に基づいて、前記損失が最も小さくなる変曲点を求めるように構成してもよい。
このように、ＤＣ−ＤＣコンバータ全体の損失を最も小さくさせる周波数を平滑回路から出力される電流により決定しているので、その出力電流が大きいときＤＣ−ＤＣコンバータ全体の損失は小さく、その出力電流が小さいときＤＣ−ＤＣコンバータ全体の損失は大きくなる。これにより、出力電流が大きいか小さいかにより損失が大きいか小さいかを判断することができるので、出力電流の検出精度を高くする必要がなく簡単な構成で損失を最も小さくさせる周波数を見つけることができる。
このように、ＤＣ−ＤＣコンバータ全体の損失を最も小さくさせる周波数を平滑回路から出力される電流により決定しているので、その出力電流が大きいときＤＣ−ＤＣコンバータ全体の損失は小さく、その出力電流が小さいときＤＣ−ＤＣコンバータ全体の損失は大きくなる。これにより、出力電流が大きいか小さいかにより損失が大きいか小さいかを判断することができるので、出力電流の検出精度を高くする必要がなく簡単な構成で損失を最も小さくさせる周波数を見つけることができる。
また、本発明の系統連系システムは、直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換し、その交流電力を前記直流電源とは別の電源ラインに供給する系統連系システムであって、一対のスイッチング素子が直列接続されることにより構成され前記一対のスイッチング素子が交互にオン、オフすることにより直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換する変換回路と、前記交流電力を平滑化して直流電力を出力する平滑回路と、前記平滑回路から出力される直流電力を交流電力に変換するＤＣ−ＡＣインバータと、前記スイッチング素子のオン、オフを制御させる制御信号を出力する制御信号出力回路と、前記制御信号出力回路から出力される制御信号の周波数を決定する周波数決定手段とを備え、前記周波数決定手段は、当該ＤＣ−ＤＣコンバータ全体の損失と前記制御信号の周波数との関係を示す曲線から、損失が増加から減少に変化するときの点または損失が減少から増加に変化するときの点を示す変曲点を２つ以上求め、その２つ以上の変曲点のうち損失が最も小さくなる変曲点を求め、その求めた変曲点に対応する周波数を前記制御信号の周波数として決定することを特徴とする。
また、本発明の系統連系システムは、一対のスイッチング素子が直列接続されることにより構成され前記一対のスイッチング素子が交互にオン、オフすることにより直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換する変換回路と、前記交流電力を平滑化して直流電力を出力する平滑回路と、前記平滑回路から出力される直流電力を交流電力に変換するＤＣ−ＡＣインバータと、前記スイッチング素子のオン、オフを制御させるための制御信号を出力する制御信号出力回路と、当該ＤＣ−ＤＣコンバータの動作条件と前記制御信号の周波数とが関連付けられて記録される周波数記録手段と、当該ＤＣ−ＤＣコンバータ全体の損失と前記制御信号の周波数との関係を示す曲線から損失が最も小さくなる変曲点を求め、その求めた変曲点に対応する周波数をそのときの当該ＤＣ−ＤＣコンバータの動作条件と関連付けて前記周波数記録手段に記録させる周波数決定手段とを備え、前記周波数決定手段は、現在の当該ＤＣ−ＤＣコンバータの動作条件に対応する周波数を前記周波数記録手段から求め、その求めた周波数を前記制御信号の周波数として決定することを特徴とする。
また、上記周波数決定手段は、前記ＤＣ−ＡＣインバータから出力される電流の振幅に基づいて、前記損失が最も小さくなる変曲点を求めるように構成してもよい。
このように、ＤＣ−ＤＣコンバータ全体の損失を最も小さくさせる周波数をＤＣ−ＡＣインバータから出力される電流の振幅により決定しているので、その出力電流の振幅が大きいときＤＣ−ＤＣコンバータ全体の損失は小さく、その出力電流の振幅が小さいときＤＣ−ＤＣコンバータ全体の損失は大きくなる。これにより、出力電流の振幅が大きいか小さいかにより損失が大きいか小さいかを判断することができるので、出力電流の検出精度を高くする必要がなく簡単な構成で損失を最も小さくさせる周波数を見つけることができる。
このように、ＤＣ−ＤＣコンバータ全体の損失を最も小さくさせる周波数をＤＣ−ＡＣインバータから出力される電流の振幅により決定しているので、その出力電流の振幅が大きいときＤＣ−ＤＣコンバータ全体の損失は小さく、その出力電流の振幅が小さいときＤＣ−ＤＣコンバータ全体の損失は大きくなる。これにより、出力電流の振幅が大きいか小さいかにより損失が大きいか小さいかを判断することができるので、出力電流の検出精度を高くする必要がなく簡単な構成で損失を最も小さくさせる周波数を見つけることができる。
また、上記周波数決定手段は、前記ＤＣ−ＡＣインバータに入力される電流に基づいて、前記損失が最も小さくなる変曲点を求めるように構成してもよい。
このように、ＤＣ−ＤＣコンバータ全体の損失を最も小さくさせる周波数をＤＣ−ＡＣインバータに入力される電流により決定しているので、その入力電流が大きいときＤＣ−ＤＣコンバータ全体の損失は小さく、その入力電流が小さいときＤＣ−ＤＣコンバータ全体の損失は大きくなる。これにより、入力電流が大きいか小さいかにより損失が大きいか小さいかを判断することができるので、入力電流の検出精度を高くする必要がなく簡単な構成で損失を最も小さくさせる周波数を見つけることができる。
このように、ＤＣ−ＤＣコンバータ全体の損失を最も小さくさせる周波数をＤＣ−ＡＣインバータに入力される電流により決定しているので、その入力電流が大きいときＤＣ−ＤＣコンバータ全体の損失は小さく、その入力電流が小さいときＤＣ−ＤＣコンバータ全体の損失は大きくなる。これにより、入力電流が大きいか小さいかにより損失が大きいか小さいかを判断することができるので、入力電流の検出精度を高くする必要がなく簡単な構成で損失を最も小さくさせる周波数を見つけることができる。
本発明によれば、ＤＣ−ＤＣコンバータの効率を十分にあげることができる。
以下、本発明の実施形態を図面を用いて説明する。
図１は、本発明の実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータを示す図である。
図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータ１は、直流電源２から供給される直流電力を交流電力に変換する変換回路３と、変換回路３により変換された交流電力を昇圧または降圧するトランス４と、トランス４により昇圧または降圧された交流電力を整流する整流回路５と、整流回路５の出力を平滑化して直流電力を負荷６に出力する平滑回路７と、変換回路３の駆動を制御させる制御信号ｓ１、ｓ２の周波数ｆを決定するスイッチング周波数決定部８（周波数決定手段）と、スイッチング周波数決定部８により決定された周波数ｆに基づいて基準信号ｃを生成し出力するスイッチング周波数操作部９と、スイッチング周波数操作部９により生成された基準信号ｃに基づいて制御信号ｓ１、ｓ２を生成し変換回路３に出力するゲート駆動回路１０とを備えて構成されている。
図１は、本発明の実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータを示す図である。
図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータ１は、直流電源２から供給される直流電力を交流電力に変換する変換回路３と、変換回路３により変換された交流電力を昇圧または降圧するトランス４と、トランス４により昇圧または降圧された交流電力を整流する整流回路５と、整流回路５の出力を平滑化して直流電力を負荷６に出力する平滑回路７と、変換回路３の駆動を制御させる制御信号ｓ１、ｓ２の周波数ｆを決定するスイッチング周波数決定部８（周波数決定手段）と、スイッチング周波数決定部８により決定された周波数ｆに基づいて基準信号ｃを生成し出力するスイッチング周波数操作部９と、スイッチング周波数操作部９により生成された基準信号ｃに基づいて制御信号ｓ１、ｓ２を生成し変換回路３に出力するゲート駆動回路１０とを備えて構成されている。
なお、直流電源２と変換回路３との間に設けられるコンデンサ１１は、変換回路３に入力される電圧を安定させる。また、スイッチング周波数決定部８は、電流検出器１２により直流電源２から変換回路３に入力される入力電流Ｉ１を求め、分圧回路１３により検出される電圧に基づいて直流電源２から変換回路３に入力される入力電圧Ｖ１を求め、電流検出器１４により平滑回路７から負荷６に出力される出力電流Ｉ２を求め、分圧回路１５により検出される電圧に基づいて平滑回路７から負荷６に出力される出力電圧Ｖ２を求めている。また、スイッチング周波数決定部８やスイッチング周波数操作部９は、例えば、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）などにより構成されてもよい。また、特許請求の範囲に記載される制御信号出力回路は、スイッチング周波数操作部９及びゲート駆動回路１０により構成されてもよい。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、ＲＯＭやＲＡＭなどの記録部を備える構成であって、特許請求の範囲に記載される周波数範囲記録手段や周波数記録手段は、その記録部により構成されてもよい。また、その記録部に、後述するスイッチング周波数テーブルが記録されてもよい。
上記変換回路３は、４つのスイッチング素子１６〜１９により構成されるフルブリッジ型のＤＣ−ＡＣインバータであり、互いに直列接続されるスイッチング素子１６、１７と、互いに直列接続されるスイッチング素子１８、１９とが直流電源２と並列に接続されている。また、トランス４の１次側コイルの一方端は、スイッチング素子１６、１７の間に接続され、トランス４の１次側コイルの他方端は、スイッチング素子１８、１９の間に接続されている。
上記整流回路５は、４つのダイオード２０〜２３により構成されている。ダイオード２０のアノードにダイオード２１のカソードとトランス４の２次側コイルの一方端が接続され、ダイオード２２のアノードにダイオード２３のカソードとトランス４の２次側コイルの他方端が接続されている。また、ダイオード２０のカソードとダイオード２２のカソードとが接続され、ダイオード２１のアノードとダイオード２３のアノードとが接続されている。
上記平滑回路７は、リアクトル２４とコンデンサ２５とから構成される積分回路であって、リアクトル２４の一方端がダイオード２２のカソードと接続され、リアクトル２４の他方端がコンデンサ２５のプラス側端子と接続され、コンデンサ２５のマイナス側端子がダイオード２３のアノードと接続されている。また、コンデンサ２５の両端は、負荷６の両端と接続されている。
これにより、直流電源２から供給される直流電力を昇圧または降圧して負荷６に出力することができる。
上記スイッチング周波数決定部８は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力電圧Ｖ２を一定にさせつつ、ＤＣ−ＤＣコンバータ１全体の損失を最も小さくさせる周波数ｆ（以下、周波数Ｆという）を決定し、その周波数Ｆを示す指令値をスイッチング周波数操作部９に出力する。
上記スイッチング周波数決定部８は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力電圧Ｖ２を一定にさせつつ、ＤＣ−ＤＣコンバータ１全体の損失を最も小さくさせる周波数ｆ（以下、周波数Ｆという）を決定し、その周波数Ｆを示す指令値をスイッチング周波数操作部９に出力する。
上記スイッチング周波数操作部９は、スイッチング周波数決定部８で決定された周波数Ｆに基づいて基準信号ｃを生成し、その基準信号ｃをゲート駆動回路１０に出力する。
上記ゲート駆動回路１０は、基準信号ｃと所望な出力電圧を得るための指令値（上記周波数Ｆを示す指令値とは別の指令値）とに基づいてスイッチング信号を生成し、そのスイッチング信号の位相をシフトし、位相シフト前のスイッチング信号を制御信号ｓ１としてスイッチング素子１６、１９に出力し、位相シフト後のスイッチング信号を制御信号ｓ２としてスイッチング素子１７、１８に出力する。
上記ゲート駆動回路１０は、基準信号ｃと所望な出力電圧を得るための指令値（上記周波数Ｆを示す指令値とは別の指令値）とに基づいてスイッチング信号を生成し、そのスイッチング信号の位相をシフトし、位相シフト前のスイッチング信号を制御信号ｓ１としてスイッチング素子１６、１９に出力し、位相シフト後のスイッチング信号を制御信号ｓ２としてスイッチング素子１７、１８に出力する。
これにより、スイッチング周波数決定部８によって決定された周波数Ｆを変えることにより、制御信号ｓ１及び制御信号ｓ２のそれぞれの周波数を変えることができる。
そして、制御信号ｓ１がスイッチング素子１６、１９の各ゲート端子に入力され、制御信号ｓ２がスイッチング素子１７、１８の各ゲート端子に入力されると、スイッチング素子１６、１９とスイッチング素子１７、１８とが交互にオン、オフする。スイッチング素子１６、１９がオンし、スイッチング素子１７、１８がオフすると、直流電源２からの入力電流Ｉ１がスイッチング素子１６、トランス４の１次側コイル、スイッチグ素子１９に流れ、トランス４の１次側コイルに正の方向の電圧が印加される。一方、スイッチング素子１６、１９がオフし、スイッチング素子１７、１８がオンすると、直流電源２からの入力電流Ｉ１がスイッチング素子１８、トランス４の１次側コイル、スイッチング素子１７に流れ、トランス４の１次側コイルに負の方向の電圧が印加される。
そして、制御信号ｓ１がスイッチング素子１６、１９の各ゲート端子に入力され、制御信号ｓ２がスイッチング素子１７、１８の各ゲート端子に入力されると、スイッチング素子１６、１９とスイッチング素子１７、１８とが交互にオン、オフする。スイッチング素子１６、１９がオンし、スイッチング素子１７、１８がオフすると、直流電源２からの入力電流Ｉ１がスイッチング素子１６、トランス４の１次側コイル、スイッチグ素子１９に流れ、トランス４の１次側コイルに正の方向の電圧が印加される。一方、スイッチング素子１６、１９がオフし、スイッチング素子１７、１８がオンすると、直流電源２からの入力電流Ｉ１がスイッチング素子１８、トランス４の１次側コイル、スイッチング素子１７に流れ、トランス４の１次側コイルに負の方向の電圧が印加される。
これにより、スイッチング周波数決定部８によって決定された周波数Ｆを変えることにより、スイッチング素子１６〜１９のそれぞれのスイッチング周波数を変えることができる。
今回の例では位相シフト制御時のスイッチング素子の動作について説明したが、スイッチング方法は特に位相シフト制御のみに限定されるものではない。
次に、ＤＣ−ＤＣコンバータ１を備えた系統連系システムについて説明する。
次に、ＤＣ−ＤＣコンバータ１を備えた系統連系システムについて説明する。
図２は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１を備えた系統連系システムを示す図である。なお、図１に示す構成と同じ構成には同じ符号を付している。
図２に示す系統連系システム２６は、直流電源２から供給される直流電圧を昇圧または降圧するＤＣ−ＤＣコンバータ１と、ＤＣ−ＤＣコンバータ１からの出力を安定させるコンデンサ２７と、ＤＣ−ＤＣコンバータ１から出力される直流電力を交流電力に変換するＤＣ−ＡＣインバータ２８と、ＤＣ−ＡＣインバータ２８から出力される出力電流Ｉ３を検出する電流検出器２９と、ＤＣ−ＡＣインバータ２８から出力される交流電流からノイズ（ＰＷＭ制御に起因する高調波など）を除去するノイズフィルタ３０と、ＤＣ−ＡＣインバータ２８から出力される出力電流Ｉ３と系統３１の系統電圧Ｖ３とにより系統連系システム２６の出力電力ｐを計測するＡＣ出力電力計測部３２とを備えて構成されている。なお、図２に示すＤＣ−ＡＣインバータ２８の出力は単相であるが、ＤＣ−ＡＣインバータ２８の出力を３相にしてもよい。また、ＤＣ−ＡＣインバータ２８の出力によりモータを駆動させてもよい。
図２に示す系統連系システム２６は、直流電源２から供給される直流電圧を昇圧または降圧するＤＣ−ＤＣコンバータ１と、ＤＣ−ＤＣコンバータ１からの出力を安定させるコンデンサ２７と、ＤＣ−ＤＣコンバータ１から出力される直流電力を交流電力に変換するＤＣ−ＡＣインバータ２８と、ＤＣ−ＡＣインバータ２８から出力される出力電流Ｉ３を検出する電流検出器２９と、ＤＣ−ＡＣインバータ２８から出力される交流電流からノイズ（ＰＷＭ制御に起因する高調波など）を除去するノイズフィルタ３０と、ＤＣ−ＡＣインバータ２８から出力される出力電流Ｉ３と系統３１の系統電圧Ｖ３とにより系統連系システム２６の出力電力ｐを計測するＡＣ出力電力計測部３２とを備えて構成されている。なお、図２に示すＤＣ−ＡＣインバータ２８の出力は単相であるが、ＤＣ−ＡＣインバータ２８の出力を３相にしてもよい。また、ＤＣ−ＡＣインバータ２８の出力によりモータを駆動させてもよい。
また、ＤＣ−ＡＣインバータ２８は、例えば、上記変換回路３と同じ構成であって、ＤＣ−ＤＣコンバータ１から出力された直流電力を交流電力に変換した後、その交流電力を系統３１のＲ相及びＳ相にノイズフィルタ３０を介して出力する。また、ＤＣ−ＡＣインバータ２８に備えられるスイッチング素子を駆動するためのゲート駆動回路（不図示）は、ＤＣ−ＡＣインバータ２８から出力される交流電力が一定になるように、ＤＣ−ＡＣインバータ２８に備えられるスイッチング素子のオン、オフを制御する。
また、ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、ＡＣ出力電力計測部３２により計測された出力電力ｐに基づいて制御信号ｓ１、ｓ２を生成する。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、出力電力ｐが一定であるか否かを確認しながら出力電圧Ｖ２（中間電圧）を所望な電圧に制御することができる。
また、系統連系システム２６で使用される直流電源２は、太陽電池や燃料電池など環境（天候や気温など）の変化に応じて入力電圧Ｖ１や入力電流Ｉ１が変化する電源とする。
図３は、直流電源２が太陽電池や燃料電池などで構成されるときの入力電圧Ｖ１と入力電流Ｉ１との関係を示す図である。なお、図３に示すグラフの縦軸は入力電圧Ｖ１（Ｖ）を示し、横軸は入力電流Ｉ１を示している。
図３は、直流電源２が太陽電池や燃料電池などで構成されるときの入力電圧Ｖ１と入力電流Ｉ１との関係を示す図である。なお、図３に示すグラフの縦軸は入力電圧Ｖ１（Ｖ）を示し、横軸は入力電流Ｉ１を示している。
図３に示すように、直流電源２は、入力電流Ｉ１の上昇に伴って入力電圧Ｖ１が下降し、入力電流Ｉ１の下降に伴って入力電圧Ｖ１が上昇する、いわゆる、垂下特性をもつ直流電源であり、直流電源２の出力電力は、図３に示す曲線に沿ってほぼ一定に保たれる。また、図３に示す実線は、直流電源２が経年変化する前の入力電圧Ｖ１と入力電流Ｉ１との関係を示し、図３に示す破線は、直流電源２が経年劣化した後の入力電圧Ｖ１と入力電流Ｉ１との関係を示し、経年劣化後の電力は経年劣化前の電力よりも小さくなる。
ここで、ＤＣ−ＡＣインバータ２８の出力電力が一定である状態において、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力電力が一定で、かつ、入力電圧Ｖ１が一定であると仮定すると、ＤＣ−ＤＣコンバータ１全体の損失の増減は、入力電流Ｉ１の増減とほぼ同じ変化率で変化すると考えることができる。そのため、周波数Ｆを入力電流Ｉ１に基づいて決定することができる。すなわち、入力電流Ｉ１が大きい場合は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１全体の損失が大きいことを示し、入力電流Ｉ１が小さい場合は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１全体の損失が小さいことを示す。そのため、入力電流Ｉ１が小さくなるときの周波数ｆを周波数Ｆとすることにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１全体の損失を小さくすることができる。
次に、ＤＣ−ＤＣコンバータ１が入力電流Ｉ１を一定に制御しつつ、ＤＣ−ＡＣインバータ２８が中間電圧Ｖ２を一定にするために出力電流Ｉ３の振幅を操作している場合を考える。このとき、入力電圧Ｖ１が一定であると仮定すると、ＤＣ−ＤＣコンバータ１全体の損失の増減は、出力電流Ｉ３の振幅の増減とほぼ同じ変化率で変化すると考えることができる。そのため、周波数Ｆを出力電流Ｉ３の振幅に基づいて決定することができる。すなわち、出力電流Ｉ３の振幅が大きい場合、ＤＣ−ＤＣコンバータ１全体の損失は小さいことを示し、出力電流Ｉ３の振幅が小さい場合、ＤＣ−ＤＣコンバータ１全体の損失は大きいことを示すため、出力電流Ｉ３の振幅が大きくなるときの周波数ｆを周波数Ｆとすることにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１全体の損失を小さくすることができる。なお、このときの出力電流Ｉ３の系統電圧Ｖ３に対する位相は一定に制御されているものとする。
このように、入力電流Ｉ１や出力電流Ｉ３の振幅に基づいて周波数Ｆを決定する場合では、前回の検出値が今回の検出値よりも大きいか否かという相対的な検出値の違いによって周波数Ｆを決定することができるため、入力電流Ｉ１や出力電流Ｉ３の振幅の検出精度はあまり要求されない。そのため、入力電流Ｉ１や出力電流Ｉ３の振幅を検出するための構成を簡単なものとすることができ、周波数Ｆを容易に求めることができる。
なお、上記実施形態では、周波数Ｆを入力電流Ｉ１や出力電流Ｉ３の振幅により求める構成であるが、周波数Ｆを求める際のパラメータとしては、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の入力電力及び出力電圧Ｖ２が一定であると仮定したときの出力電流Ｉ２など特に限定されない。
次に、周波数Ｆを決定する際のスイッチング周波数決定部８の動作の概要を説明する。
（１）スイッチング周波数決定部８は、スイッチング周波数操作部９により周波数ｆをＤＣ−ＤＣコンバータ１の操作可能範囲、すなわち、トランス、リアクトルなどの素子が動作可能な周波数範囲の最下限値から最上限値まで変化量Δｆ１（第１の変化量）ずつ変化させ、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の損失特性を示す曲線から、損失が増加から減少に変化するときの点（曲線の上に凸のときの頂点）または損失が減少から増加に変化するときの点（曲線の下に凸ときの頂点）を示す変曲点を見つける。なお、変化量Δｆ１は、曲線上に少なくとも変曲点を２つ以上見つけることができる程度の変化量に設定されているものとする。また、入力電流Ｉ１をパラメータとして周波数Ｆを決定する場合、スイッチング周波数決定部８は、入力電圧Ｖ１が一定になっていることを確認すると、周波数ｆを変化量Δｆ１ずつ変化させ変曲点を見つける。また、出力電流Ｉ３の振幅をパラメータとして周波数Ｆを決定する場合、スイッチング周波数決定部８は、入力電圧Ｖ１が一定になっていることを確認すると、周波数ｆを変化量Δｆ１ずつ変化させ変曲点を見つける。
（１）スイッチング周波数決定部８は、スイッチング周波数操作部９により周波数ｆをＤＣ−ＤＣコンバータ１の操作可能範囲、すなわち、トランス、リアクトルなどの素子が動作可能な周波数範囲の最下限値から最上限値まで変化量Δｆ１（第１の変化量）ずつ変化させ、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の損失特性を示す曲線から、損失が増加から減少に変化するときの点（曲線の上に凸のときの頂点）または損失が減少から増加に変化するときの点（曲線の下に凸ときの頂点）を示す変曲点を見つける。なお、変化量Δｆ１は、曲線上に少なくとも変曲点を２つ以上見つけることができる程度の変化量に設定されているものとする。また、入力電流Ｉ１をパラメータとして周波数Ｆを決定する場合、スイッチング周波数決定部８は、入力電圧Ｖ１が一定になっていることを確認すると、周波数ｆを変化量Δｆ１ずつ変化させ変曲点を見つける。また、出力電流Ｉ３の振幅をパラメータとして周波数Ｆを決定する場合、スイッチング周波数決定部８は、入力電圧Ｖ１が一定になっていることを確認すると、周波数ｆを変化量Δｆ１ずつ変化させ変曲点を見つける。
図４は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の損失特性の一例を示す図である。なお、図４に示すグラフの縦軸はＤＣ−ＤＣコンバータ１全体の損失（Ｗ）を示し、横軸は周波数ｆ（Ｈｚ）でありＤＣ−ＤＣコンバータ１の操作可能範囲の最下限値（Ｆｍｉｎ）から最上限値（Ｆｍａｘ）までを示している。
図４に示す曲線には、始点と終点を含めて６つの変曲点（Ｎｏ．１〜Ｎｏ．６）が存在し、スイッチング周波数決定部８は、周波数ｆをΔｆ１ずつ変化させる度にその周波数ｆに対応する曲線上の点が変曲点であるか判断し、６つの変曲点を全て見つける。
ここで、入力電流Ｉ１をパラメータとして周波数Ｆを決定する場合の変曲点の見つけ方の一例を説明する。
まず、前回検出された入力電流Ｉ１をＩ１−１とし、今回検出された入力電流Ｉ１をＩ１−２とし、電流変化率Ｘ＝｛（Ｉ１−２）−（Ｉ１−１）｝／Δｆ１を計算する。
まず、前回検出された入力電流Ｉ１をＩ１−１とし、今回検出された入力電流Ｉ１をＩ１−２とし、電流変化率Ｘ＝｛（Ｉ１−２）−（Ｉ１−１）｝／Δｆ１を計算する。
そして、今回計算した電流変化率Ｘが前回計算した電流変化率Ｘと比べてプラスからマイナスに変化したか、または、マイナスからプラスに変化したかを監視することにより変曲点を見つける。
例えば、図４に示す曲線において、周波数ｆをΔｆ１ずつ変化させる毎に電流変化率Ｘを求める場合を考える。
まず、周波数ｆがＦｍｉｎのときの曲線上の点、すなわち、曲線の始点をＮｏ．１の変曲点とする。
まず、周波数ｆがＦｍｉｎのときの曲線上の点、すなわち、曲線の始点をＮｏ．１の変曲点とする。
次に、周波数ｆにΔｆ１を加算していき、電流変化率Ｘがプラスからマイナスに変化すると、その電流変化率Ｘを計算した際に用いた２つの周波数ｆにそれぞれ対応する曲線上の２点間にＮｏ．２の変曲点が存在していると判断する。
次に、さらに周波数ｆにΔｆ１を加算していき、電流変化率Ｘがマイナスからプラスに変化すると、その電流変化率Ｘを計算した際に用いた２つの周波数ｆにそれぞれ対応する曲線上の２点間にＮｏ．３の変曲点が存在していると判断する。
次に、さらに周波数ｆにΔｆ１を加算していき、電流変化率Ｘがプラスからマイナスに変化すると、その電流変化率Ｘを計算した際に用いた２つの周波数ｆにそれぞれ対応する曲線上の２点間にＮｏ．４の変曲点が存在していると判断する。
次に、さらに周波数ｆにΔｆ１を加算していき、電流変化率Ｘがマイナスからプラスに変化すると、その電流変化率Ｘを計算した際に用いた２つの周波数ｆにそれぞれ対応する曲線上の２点間にＮｏ．５の変曲点が存在していると判断する。
そして、さらに周波数ｆにΔｆ１を加算していき、周波数ｆがＦｍａｘになるときの曲線上の点、すなわち、曲線の終点をＮｏ．６の変曲点とする。
なお、電流変化率Ｘを監視している際、電流変化率Ｘがゼロに近づくにつれてΔｆ１を小さくしていくことにより、変曲点の探索精度を上げるように構成してもよい。
なお、電流変化率Ｘを監視している際、電流変化率Ｘがゼロに近づくにつれてΔｆ１を小さくしていくことにより、変曲点の探索精度を上げるように構成してもよい。
（２）スイッチング周波数決定部８は、探索した複数の変曲点のうちＤＣ−ＤＣコンバータ１全体の損失を最も小さくさせる変曲点の前後の変曲点を見つける。例えば、図４に示す曲線では、損失を最も小さくさせる変曲点の前後の変曲点は、Ｎｏ．４とＮｏ．６となる。なお、入力電流Ｉ１をパラメータとして周波数Ｆを決定する場合では、複数の変曲点のうち入力電流Ｉ１が最も小さくなる変曲点がＤＣ−ＤＣコンバータ１全体の損失を最も小さくさせる変曲点となる。また、出力電流Ｉ３の振幅をパラメータとして周波数Ｆを決定する場合では、出力電流Ｉ３の振幅が最も大きくなる変曲点がＤＣ−ＤＣコンバータ１全体の損失を最も小さくさせる変曲点となる。
ここで、複数の変曲点のうちＤＣ−ＤＣコンバータ１全体の損失を最も小さくさせる変曲点の見つけ方の一例を説明する。なお、入力電流Ｉ１をパラメータとして周波数Ｆを決定する場合について説明する。
まず、周波数ｆをＦｍｉｎから変化量Δｆ１ずつ変化させ、変曲点が見つかる度にそのときの周波数ｆと入力電流Ｉ１とを関連付けて記録しておく。次に、周波数ｆをＦｍａｘまで変化し終えると、記憶した複数の入力電流Ｉ１のうち最も小さい入力電流Ｉ１を見つける。そして、その見つけた入力電流Ｉ１に対応する変曲点をＤＣ−ＤＣコンバータ１全体の損失を最も小さくさせる変曲点とする。なお、図４では、Ｎｏ．５の変曲点が損失最低点（効率最高点）となり、Ｎｏ．５の変曲点に対応する周波数ｆが周波数Ｆとなる。
（３）スイッチング周波数決定部８は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１全体の損失を最も小さくさせる変曲点の前後の変曲点を見つけると、前の変曲点に対応する周波数ｆから後の変曲点に対応する周波数ｆまで（一部の周波数範囲）、再び周波数ｆを変化量Δｆ１よりも小さい変化量Δｆ２（第２の変化量）で変化させてＤＣ−ＤＣコンバータ１全体の損失を最も小さくさせる変曲点を再度見つける。このときの変曲点は、例えば、上述した電流変化率Ｘを監視する方法により見つけてもよい。
（４）スイッチング周波数操作部９は、スイッチング周波数決定部８により見つけられた変曲点に対応する周波数Ｆに基づいて基準信号ｃを生成し、ゲート駆動回路１０は、その基準信号ｃに基づいて制御信号ｓ１、ｓ２を生成し変換回路３を駆動させる。
このように、はじめに変化量Δｆ１を使って周波数Ｆが全周波数範囲のどこにあるかあたりをつけてから変化量Δｆ２を使って再度周波数Ｆを見つける構成であるので、はじめから変化量Δｆ２のみを使って周波数Ｆが全周波数範囲のどこにあるかを見つける場合に比べて、周波数Ｆの探索時間を短縮することができる。
次に、周波数Ｆの具体的な探索方法の一例を説明する。
図５は、周波数Ｆの具体的な探索方法の一例を示すフローチャートである。なお、入力電流Ｉ１をパラメータとして周波数Ｆを決定する場合について説明する。
図５は、周波数Ｆの具体的な探索方法の一例を示すフローチャートである。なお、入力電流Ｉ１をパラメータとして周波数Ｆを決定する場合について説明する。
まず、ステップＳ１において、スイッチング周波数決定部８は、周波数Ｆを探索するか否かを判断する。
周波数Ｆを探索すると判断した場合（ステップＳ１がＹｅｓ）、ステップＳ２において、スイッチング周波数決定部８は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１が運転中か否かを判断する。なお、周波数Ｆを探索しないと判断した場合（ステップＳ１がＮｏ）、周波数Ｆの探索を終了する。
周波数Ｆを探索すると判断した場合（ステップＳ１がＹｅｓ）、ステップＳ２において、スイッチング周波数決定部８は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１が運転中か否かを判断する。なお、周波数Ｆを探索しないと判断した場合（ステップＳ１がＮｏ）、周波数Ｆの探索を終了する。
また、ＤＣ−ＤＣコンバータ１が運転中であると判断した場合（ステップＳ２がＹｅｓ）、ステップＳ３において、スイッチング周波数決定部８は、周波数ｆにＦｍｉｎを代入する。なお、Ｆｍｉｎは、ＤＣ−ＤＣコンバータ１を構成するトランス、リアクトルなどの素子が動作可能な周波数ｆの最下限値とする。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ１が運転中でないと判断した場合（ステップＳ２がＮｏ）、ステップＳ１に戻る。
次に、ステップＳ４において、スイッチング周波数決定部８は、前回検出した入力電流Ｉｉｎ（前回値）に今回検出した入力電流Ｉｉｎ（今回値）を代入する。なお、入力電流Ｉｉｎは、周波数ｆによる脈動分の影響をなくすため平均化されたデータ（現状値）とする。
次に、ステップＳ５において、スイッチング周波数決定部８は、ｆｐ（１）に周波数ｆを代入し、Ｉｐ（１）に入力電流Ｉｉｎ（今回値）を代入する。なお、ｆｐは、ＤＣ−ＤＣコンバータ１全体の損失が最も小さくなりうる周波数ｆとし、Ｉｐは、ｆｐのときの入力電流Ｉ１とする。
次に、ステップＳ６において、スイッチング周波数決定部８は、ｉに１を代入し、フラグＧに０を代入し、周波数ｆにｆ＋Δｆを代入する。なお、ｉは、整数を示し、フラグＧは、０のとき「以前にＩｉｎの値に変化がない」ことを示し、１のとき「以前にＩｉｎの値に変化があった」ことを示し、２のとき「ｆｍａｘのときの変曲点である」ことを示している。
次に、ステップＳ７において、スイッチング周波数決定部８は、周波数ｆがＦｍａｘよりも大きいか否かを判断する。なお、Ｆｍａｘは、ＤＣ−ＤＣコンバータ１を構成するトランス、リアクトルなどの素子が動作可能な周波数ｆの最上限値とする。
周波数ｆがＦｍａｘよりも大きくないと判断した場合（ステップＳ７がＮｏ）、ステップＳ８において、スイッチング周波数決定部８は、入力電流Ｉｉｎ（今回値）と入力電流Ｉｉｎ（前回値）との差分をΔＩに代入する。
次に、ステップＳ９において、スイッチング周波数決定部８は、ΔＩが０であるか否かを判断する。なお、周波数ｆの変更が完了した後、入力電流Ｉｉｎ（今回値）と入力電流Ｉ１（前回値）との差分を計算しΔＩに代入するものとする。
ΔＩが０でないと判断した場合（ステップＳ９がＮｏ）、ステップ１０において、スイッチング周波数決定部８は、フラグＧに１を代入する。
次に、ステップ１１において、スイッチング周波数決定部８は、フラグＧが２であるか否かを判断する。
次に、ステップ１１において、スイッチング周波数決定部８は、フラグＧが２であるか否かを判断する。
フラグＧが２でないと判断した場合（ステップＳ１１がＮｏ）、ステップＳ１２において、スイッチング周波数決定部８は、入力電流Ｉｉｎ（前回値）に入力電流Ｉｉｎ（今回値）を代入し、周波数ｆにｆ＋Δｆを代入し、ステップＳ７に戻る。
また、ΔＩが０であると判断した場合（ステップＳ９がＹｅｓ）、ステップＳ１３において、スイッチング周波数決定部８は、フラグＧが１であるか否かを判断する。なお、フラグＧが１であるか否かは、例えば、上述した電流変化率Ｘを監視する方法により判断してもよい。
フラグＧが１でないと判断した場合（ステップＳ１３がＮｏ）、ステップＳ１４において、スイッチング周波数決定部８は、ｆｐ（ｉ）に周波数ｆを代入し、Ｉｐ（ｉ）に入力電流Ｉｉｎ（今回値）を代入し、ステップＳ１１に移る。例えば、ｆｐ（１）に代入された周波数ｆは、図４に示す変曲点Ｎｏ．１に対応する周波数ｆに相当し、Ｉｐ（１）に代入された入力電流Ｉｉｎ（今回値）は、図４に示す変曲点Ｎｏ．１に対応する入力電流Ｉ１に相当する。
一方、フラグＧが１であると判断した場合（ステップＳ１３がＹｅｓ）、ステップＳ１５において、スイッチング周波数決定部８は、フラグＧに０を代入する。
次に、ステップＳ１６において、スイッチング周波数決定部８は、ｉにｉ＋１を代入し、ステップＳ１４に移る。例えば、ｆｐ（２）に代入された周波数ｆは、図４に示す変曲点Ｎｏ．２に対応する周波数ｆに相当し、Ｉｐ（２）に代入された入力電流Ｉｉｎ（今回値）は、図４に示す変曲点Ｎｏ．２に対応する入力電流Ｉｉｎに相当する。
次に、ステップＳ１６において、スイッチング周波数決定部８は、ｉにｉ＋１を代入し、ステップＳ１４に移る。例えば、ｆｐ（２）に代入された周波数ｆは、図４に示す変曲点Ｎｏ．２に対応する周波数ｆに相当し、Ｉｐ（２）に代入された入力電流Ｉｉｎ（今回値）は、図４に示す変曲点Ｎｏ．２に対応する入力電流Ｉｉｎに相当する。
また、周波数ｆがｆｍａｘよりも大きいと判断した場合（ステップＳ７がＹｅｓ）、ステップＳ１７において、スイッチング周波数決定部８は、フラグＧに２を代入、周波数ｆにｆｍａｘを代入し、ステップＳ１６に移る。
また、フラグＧが２であると判断した場合（ステップＳ１１がＹｅｓ）、ステップＳ１８において、スイッチング周波数決定部８は、ｎにｉを代入する。なお、ｎは、ＤＣ−ＤＣコンバータ１全体の損失が最も小さくなりうる変曲点（ｆｍｉｎ及びｆｍａｘにそれぞれ対応する点を含む）の数を示すものとする。このときのｉは、図４に示す曲線であれば６となる。
次に、ステップＳ１９において、スイッチング周波数決定部８は、ＩｍにＩｐ（１）を代入し、周波数Ｆにｆｐ（１）を代入し、Ｋに２を代入し、Ｌに１を代入する。なお、Ｉｍは、周波数Ｆに対応する入力電流Ｉ１を示すものとする。また、Ｋは、整数を示すものとする。また、Ｌは、変曲点番号（例えば、図４に示すＮｏ．１〜Ｎｏ．６）を示すものとする。
次に、ステップＳ２０において、スイッチング周波数決定部８は、Ｋがｎよりも大きいか否かを判断する。
Ｋがｎよりも大きくないと判断した場合（ステップＳ２０がＮｏ）、ステップＳ２１において、スイッチング周波数決定部８は、Ｉｐ（Ｋ）がＩｍよりも小さいか否かを判断する。
Ｋがｎよりも大きくないと判断した場合（ステップＳ２０がＮｏ）、ステップＳ２１において、スイッチング周波数決定部８は、Ｉｐ（Ｋ）がＩｍよりも小さいか否かを判断する。
Ｉｐ（Ｋ）がＩｍよりも小さくないと判断した場合（ステップＳ２１がＮｏ）、ステップＳ２２において、スイッチング周波数決定部８は、ＫにＫ＋１を代入し、ステップＳ２０に戻る。
一方、Ｉｐ（Ｋ）がＩｍよりも小さいと判断した場合（ステップＳ２１がＹｅｓ）、ステップＳ２３において、ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、ＩｍにＩｐ（Ｋ）を代入し、周波数Ｆにｆｐ（Ｋ）を代入し、ＬにＫを代入し、ステップＳ２２に移る。
そして、Ｋがｎよりも大きいと判断した場合（ステップＳ２０がＹｅｓ）、スイッチング周波数決定部８は、周波数Ｆの探索を終了する。
例えば、図４に示す曲線では、ステップＳ２１において、はじめに、Ｉｐ（２）がＩｐ（１）よりも小さくないと判断され、次に、Ｉｐ（３）がＩｐ（１）よりも小さくないと判断され、次に、Ｉｐ（４）がＩｐ（１）よりも小さくないと判断され、次に、Ｉｐ（５）がＩｐ（１）よりも小さいと判断され、そして、Ｉｐ（６）がＩｐ（５）よりも小さくないと判断される。
例えば、図４に示す曲線では、ステップＳ２１において、はじめに、Ｉｐ（２）がＩｐ（１）よりも小さくないと判断され、次に、Ｉｐ（３）がＩｐ（１）よりも小さくないと判断され、次に、Ｉｐ（４）がＩｐ（１）よりも小さくないと判断され、次に、Ｉｐ（５）がＩｐ（１）よりも小さいと判断され、そして、Ｉｐ（６）がＩｐ（５）よりも小さくないと判断される。
そして、Ｉｐ（５）がＩｐ（１）よりも小さいと判断されたときに、ステップＳ２３において、Ｉｐ（５）がＩｍに代入され、ｆｐ（５）が周波数Ｆに代入され、５がＬに代入される。
これにより、図４に示す曲線では、Ｎｏ．５の変曲点に対応する周波数ｆがＤＣ−ＤＣコンバータ１全体の損失を最も小さくさせる周波数Ｆであると決定される。
なお、ステップＳ２３において、ｆｐ（Ｌ−１）及びｆｐ（Ｌ＋１）を記録しておき、次回周波数Ｆを探索する際、ｆｐ（Ｌ−１）をｆｍｉｎに代入し、ｆｐ（Ｌ＋１）をｆｍａｘに代入し、図５に示すフローチャートを始めるように構成してもよい。これにより、次回からの周波数Ｆの探索時間を短縮することができる。
なお、ステップＳ２３において、ｆｐ（Ｌ−１）及びｆｐ（Ｌ＋１）を記録しておき、次回周波数Ｆを探索する際、ｆｐ（Ｌ−１）をｆｍｉｎに代入し、ｆｐ（Ｌ＋１）をｆｍａｘに代入し、図５に示すフローチャートを始めるように構成してもよい。これにより、次回からの周波数Ｆの探索時間を短縮することができる。
上述したように、ＤＣ−ＤＣコンバータ１にリアクトルやダイオードなどが備えられていると、そのＤＣ−ＤＣコンバータ１全体の損失と制御信号ｓ１、ｓ２の周波数ｆとの関係を示す曲線は、図４に示すように、変曲点が２つ以上存在する３次以上の複雑な曲線となる。そこで、図５に示すフローチャートをスイッチング周波数決定部８が実行することにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１全体の損失と周波数ｆとの関係を示す曲線が３次以上の曲線であっても周波数Ｆを見つけることができる。このように、３次以上の曲線を用いて周波数Ｆを決定する場合は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１全体の損失と周波数ｆとの関係を示す２次曲線を用いて周波数Ｆを見つける場合に比べて、周波数Ｆを正確に見つけることができる。そのため、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の効率を十分にあげることができる。
また、スイッチング周波数決定部８は、周波数Ｆを決定するとき、そのときの入力電圧Ｖ１、入力電流Ｉ１、出力電圧Ｖ２、出力電流Ｉ２、系統電圧Ｖ３、出力電流Ｉ３などの動作条件を記録しておき、次回同じ動作条件でＤＣ−ＤＣコンバータ１単体を運転する場合または系統連系システム２６を運転する場合にその記録しておいた周波数Ｆを使用して運転するように構成してもよい。これにより、同じ動作条件のときは、再度周波数Ｆを求める必要がないので、その分ＤＣ−ＤＣコンバータ１単体または系統連系システム２６を効率よく運転することができる。
また、予め周波数Ｆを記録しておくタイミングは、通常、ＤＣ−ＤＣコンバータ１単体または系統連系システム２６の出荷前か出荷後になる。また、経年による回路定数などの変化により運転条件が変化し同じ周波数Ｆを使用してもＤＣ−ＤＣコンバータ１全体の損失が最も小さくならなくなるという場合がある。このような場合においても、出荷後、周波数Ｆを再度見つける必要がある。
以下、予め周波数Ｆを記録しておく際の系統連系システムの動作について説明する。なお、予め周波数Ｆを記録しておく際のＤＣ−ＤＣコンバータ１単体の動作は以下の説明と同じとなるので省略する。
図６は、本発明の他の実施形態の系統連系システムを示す図である。なお、図１に示すＤＣ−ＤＣコンバータ１と同じ構成または図２に示す系統連系システム２６と同じ構成には同じ符号を付している。また、直流電源２は、燃料電池であって、垂下特性をもっているものとする。また、周波数Ｆは、出力電流Ｉ２をパラメータとして決定するものとする。また、燃料電池は、自己で出力を制御できるため、直流電源２を燃料電池とすることは、太陽電池により直流電源２を構成する場合に比べて、周波数Ｆを決定する際に必要となる入力電流Ｉ１一定という動作条件を容易に制御することができる。
図６に示す系統連系システム３３は、直流電源２の直流電圧を昇圧または降圧するＤＣ−ＤＣコンバータ１と、ＤＣ−ＤＣコンバータ１から出力される直流電力を交流に変換するＤＣ−ＡＣインバータ２８と、検出された出力電流Ｉ２に基づいて周波数Ｆを決定すると共に、制御信号ｓ１、ｓ２を生成するために使用される指令値Ｉｒｅｆを系統３１の負荷状況に基づいて求めるシステム制御回路３４と、周波数Ｆと指令値Ｉｒｅｆとに基づいて制御信号ｓ１、ｓ２を生成し出力するＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路３５とを備えて構成されている。なお、入力電流Ｉ１は、指令値Ｉｒｅｆに追従して制御されるものとする。また、周波数Ｆの計算時間を短縮するため、周波数Ｆを決定するための制御を別のＣＰＵで行うように構成してもよい。
上記システム制御回路３４は、スイッチング周波数決定部８と、直流電源２に水素や空気を供給するためのポンプなどで構成される補機類３６とを備えて構成されている。
上記ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路３５は、図１に示すスイッチング周波数操作部９及びゲート駆動回路１０のそれぞれの機能を合わせたものに相当する。
上記ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路３５は、図１に示すスイッチング周波数操作部９及びゲート駆動回路１０のそれぞれの機能を合わせたものに相当する。
なお、システム制御回路３４及びＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路３５は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１から出力される直流電力により駆動しているものとする。そのため、出力電流Ｉ２は、システム制御回路３４及びＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路３５との接続点よりも前段で検出している。これにより、周波数Ｆを決定するために使用される出力電流Ｉ２がシステム制御回路３４やＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路３５への電力供給により変動することを防止することができるので、周波数Ｆを精度良く見つけることができる。また、入力電流Ｉ２により周波数Ｆを決定する構成は、入力電圧Ｖ１をパラメータとして周波数Ｆを決定する場合に比べて、検出値の変動や誤差の影響を受け難くすることができる。
また、ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路３５は、ＤＣ−ＡＣインバータ２８を駆動するための制御信号を出力するように構成してもよい。
また、システム制御回路３４及びＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路３５は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１以外の別の電源から電力を得るように構成してもよい。この場合、周波数Ｆを決定するためのパラメータは、上述したように、入力電流Ｉ１や出力電流Ｉ３の振幅など出力電流Ｉ２に限定されない。
また、システム制御回路３４及びＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路３５は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１以外の別の電源から電力を得るように構成してもよい。この場合、周波数Ｆを決定するためのパラメータは、上述したように、入力電流Ｉ１や出力電流Ｉ３の振幅など出力電流Ｉ２に限定されない。
図７は、系統連系システム３３起動時のスイッチング周波数決定部８の動作を示すフローチャートである。
まず、ステップＳＴ１において、スイッチング周波数決定部８は、オペレータなどにより電源が入れられ系統連系システム３３が起動すると、スイッチング周波数テーブルに記録される周波数Ｆを初期値にする。
まず、ステップＳＴ１において、スイッチング周波数決定部８は、オペレータなどにより電源が入れられ系統連系システム３３が起動すると、スイッチング周波数テーブルに記録される周波数Ｆを初期値にする。
図８は、スイッチング周波数テーブルの一例を示す図である。
図８に示すスイッチング周波数テーブル８０は、複数のレコード８１（８１−１、８１−２、８１−３、８１−４、８１−５、８１−６、・・・、８１−ｎ、８１−ｎ＋１）を備え、各レコード８１は、指令値Ｉｒｅｆが記録される指令値領域８２と、基準周波数ｆｒｅｆが記録される基準周波数領域８３と、周波数Ｆが記録される周波数領域８４とにより構成されている。図８に示す例では、レコード８１−１の指令値領域８２に「Ｉｒｅｆ−０」が、基準周波数領域８３に「ｆｒｅｆ−０」が、周波数領域８４に「Ｆ−０」が記録され、レコード８１−ｎ＋１の指令値領域８２に「Ｉｒｅｆ−ｎ＋１」が、基準周波数領域８３に「ｆｒｅｆ−ｎ＋１」が、周波数領域８４に「Ｆ−ｎ＋１」が記録されている。なお、指令値「Ｉｒｅｆ−０」は、入力電流Ｉ１を最小にさせる指令値とし、指令値「Ｉｒｅｆ−ｎ＋１」は、入力電流Ｉ１を定格電流にさせるための指令値とし、指令値Ｉｒｅｆは徐々に大きい値になっているものとする。ＤＣ−ＤＣコンバータ１が起動し全てのレコード８１の周波数領域８４を初期化する場合、全てのレコード８１の周波数領域８４は、例えば、「ＮＵＬＬ」に設定される。
図８に示すスイッチング周波数テーブル８０は、複数のレコード８１（８１−１、８１−２、８１−３、８１−４、８１−５、８１−６、・・・、８１−ｎ、８１−ｎ＋１）を備え、各レコード８１は、指令値Ｉｒｅｆが記録される指令値領域８２と、基準周波数ｆｒｅｆが記録される基準周波数領域８３と、周波数Ｆが記録される周波数領域８４とにより構成されている。図８に示す例では、レコード８１−１の指令値領域８２に「Ｉｒｅｆ−０」が、基準周波数領域８３に「ｆｒｅｆ−０」が、周波数領域８４に「Ｆ−０」が記録され、レコード８１−ｎ＋１の指令値領域８２に「Ｉｒｅｆ−ｎ＋１」が、基準周波数領域８３に「ｆｒｅｆ−ｎ＋１」が、周波数領域８４に「Ｆ−ｎ＋１」が記録されている。なお、指令値「Ｉｒｅｆ−０」は、入力電流Ｉ１を最小にさせる指令値とし、指令値「Ｉｒｅｆ−ｎ＋１」は、入力電流Ｉ１を定格電流にさせるための指令値とし、指令値Ｉｒｅｆは徐々に大きい値になっているものとする。ＤＣ−ＤＣコンバータ１が起動し全てのレコード８１の周波数領域８４を初期化する場合、全てのレコード８１の周波数領域８４は、例えば、「ＮＵＬＬ」に設定される。
図９は、スイッチング周波数テーブル作成モードのときの入力電流Ｉ１及び入力電圧Ｖ１を示す図である。なお、図９には、周波数ｆ、出力電流Ｉ２、出力電圧Ｖ２、及びＤＣ−ＤＣコンバータ１全体の損失が入力電流Ｉ１及び入力電圧Ｖ１と同じ時間軸上に示されている。また、指令値Ｉｒｅｆの上昇に応じて入力電流Ｉ１も上昇している様子を示している。
図９に示す例では、スイッチング周波数テーブル作成モードに入る前、入力電流Ｉ１はゼロになっている。そして、スイッチング周波数テーブル作成モードに入った後、指令値Ｉｒｅｆが「Ｉｒｅｆ−０」から「Ｉｒｅｆ−８」まで順番にセットされ、入力電流Ｉ１は、指令値Ｉｒｅｆに応じて徐々に上昇している。また、上述したように、直流電源２は垂下特性を有しており、入力電流Ｉ１の上昇に応じて入力電圧Ｖ１は下降している。
次に、図７のステップＳＴ２において、スイッチング周波数決定部８は、指令値Ｉｒｅｆを「Ｉｒｅｆ−０」にセットすると共に、その「Ｉｒｅｆ−０」に対応する基準周波数ｆｒｅｆを「ｆｒｅｆ−０」にセットし、スイッチング周波数テーブル作成モードに入る（図９の区間（１））。
図１０は、スイッチング周波数テーブル作成モードのときのスイッチング周波数決定部８の動作を示すフローチャートである。
まず、ステップＳＴＥ１において、スイッチング周波数決定部８は、システム制御回路３４により入力電流Ｉ１が一定に制御されている間、そのときの指令値Ｉｒｅｆに対応する基準周波数ｆｒｅｆをスイッチング周波数テーブルから取り出し、その基準周波数ｆｒｅｆを中心として周波数ｆを設定幅変動させる（図９に示す区間（２）、（４））。なお、この設定幅は、入力電流Ｉ１及び出力電圧Ｖ２を一定にさせることが可能な周波数ｆの最下限値から最上限値までを示す。
まず、ステップＳＴＥ１において、スイッチング周波数決定部８は、システム制御回路３４により入力電流Ｉ１が一定に制御されている間、そのときの指令値Ｉｒｅｆに対応する基準周波数ｆｒｅｆをスイッチング周波数テーブルから取り出し、その基準周波数ｆｒｅｆを中心として周波数ｆを設定幅変動させる（図９に示す区間（２）、（４））。なお、この設定幅は、入力電流Ｉ１及び出力電圧Ｖ２を一定にさせることが可能な周波数ｆの最下限値から最上限値までを示す。
次に、ステップＳＴＥ２において、スイッチング周波数決定部８は、出力電流Ｉ２が最も大きくなるときの周波数ｆを周波数Ｆとして、そのときの指令値Ｉｒｅｆと関連付けてスイッチング周波数テーブルに記録する。すなわち、図４に示すスイッチング周波数テーブル８０のレコード８１−１では、「Ｆ−０」が「Ｉｒｅｆ−０」と関連付けられて記録されている。
このように、入力電流Ｉ１が一定に制御されている間、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の入力電力はほぼ一定に保たれる。そして、出力電圧Ｖ２が一定に制御されていると仮定する（ＤＣ−ＡＣインバータがＶ２を一定に制御する場合等）と、出力電流Ｉ２をパラメータとして周波数Ｆを決定することができる。
すなわち、ＤＣ−ＤＣコンバータ１全体の損失は、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の入力電力と出力電力との差分により求めることができる。入力電力は、直流電源２の垂下特性により入力電流Ｉ１を一定に制御することでほぼ一定になる。これにより、出力電圧Ｖ２を一定に制御することで、ＤＣ−ＤＣコンバータ１全体の損失を出力電流Ｉ２の大小により求めることができる。そのため、出力電流Ｉ２が最も大きいとき、ＤＣ−ＤＣコンバータ１全体の損失が最も小さくなる。従って、出力電流Ｉ２が最も大きくなるときの周波数ｆを使用してＤＣ−ＤＣコンバータ１を運転することにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１全体の損失を最も小さくすることができる。
なお、図６に示す系統連系システム３３では、説明を簡単にするためにＤＣ−ＤＣコンバータ１の損失特性を２次曲線で示すものとする。
図１１は、系統連系システム３３におけるＤＣ−ＤＣコンバータ１の損失特性を示す図である。なお、図１１に示すグラフの縦軸はＤＣ−ＤＣコンバータ１全体の損失（Ｗ）を示し、横軸は周波数ｆ（ｋＨｚ）を示している。
図１１は、系統連系システム３３におけるＤＣ−ＤＣコンバータ１の損失特性を示す図である。なお、図１１に示すグラフの縦軸はＤＣ−ＤＣコンバータ１全体の損失（Ｗ）を示し、横軸は周波数ｆ（ｋＨｚ）を示している。
系統連系システム２６では説明を簡単にするために、ＤＣ−ＤＣコンバータ１全体の損失と周波数ｆとの関係を２次曲線で示している。そのため、図１１に示す曲線の存在する変曲点は１つのみとなり、その１つの変曲点を見つけるだけで周波数Ｆを見つけることができる。
このように、損失と周波数ｆとの関係が２次曲線で表される場合では、変曲点が１つのみとなるので、出力電流Ｉ２が最大になる変曲点に対応する周波数ｆを使用してＤＣ−ＤＣコンバータ１を運転することにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の損失を最も小さくさせることができる。なお、図１や図２において説明したように、ＤＣ−ＤＣコンバータ１全体の損失と周波数ｆとの関係を示す３次以上の曲線において、複数の変曲点を見つけ、その複数の変曲点の中から損失が最も小さくなる変曲点を見つけるようにしてもよい。
次に、図１０のステップＳＴＥ３において、スイッチング周波数決定部８は、スイッチング周波数テーブルに記録される全ての指令値Ｉｒｅｆに対応する周波数Ｆを全て探索したか否かを判断する。
全ての指令値Ｉｒｅｆに対応する周波数Ｆを全て探索していないと判断した場合（ステップＳＴＥ３がＮｏ）、ステップＳＴＥ４において、スイッチング周波数決定部８は、スイッチング周波数テーブルの次のレコードに記録される指令値Ｉｒｅｆをセットすると共に、次のレコードに記録される基準周波数ｆｒｅｆをセットし、ステップＳＴ１に戻る（図９に示す区間（３）、（５））。
一方、全ての指令値Ｉｒｅｆに対応する周波数Ｆを全て探索したと判断した場合（ステップＳＴＥ３がＹｅｓ）、スイッチング周波数決定部８は、スイッチング周波数テーブル作成モードを終了し、通常運転モードに移る。
図１２は、通常運転モードのときのスイッチング周波数決定部８の動作を示すフローチャートである。また、図１３は、通常運転モードのときの入力電流Ｉ１及び入力電圧Ｖ１を示す図である。なお、図１３には、周波数ｆ、出力電流Ｉ２、出力電圧Ｖ２、及びＤＣ−ＤＣコンバータ１の損失が入力電流Ｉ１及び入力電圧Ｖ１と同じ時間軸上に示されている。
まず、図１２のステップＳＴＥＰ１において、スイッチング周波数決定部８は、系統３１の負荷状況に追従した指令値Ｉｒｅｆを決定する。図１３に示す例では、はじめ指令値Ｉｒｅｆが「Ｉｒｅｆ−２」にセットされ、その後、「Ｉｒｅｆ−５」にセットされ、再び「Ｉｒｅｆ−２」にセットされた後、「Ｉｒｅｆ−４」にセットされ、「Ｉｒｅｆ−２」にセットされている。
次に、ステップＳＴＥＰ２において、スイッチング周波数決定部８は、スイッチング周波数テーブルを参照して、指令値Ｉｒｅｆに対する周波数Ｆを決定する。なお、実際の入力電流Ｉ１に対応する周波数Ｆｘを、スイッチング周波数テーブルに記録される値を用いて算出してもよい。
図１４は、実際の入力電流Ｉ１に対応する指令値Ｉｒｅｆｘと周波数Ｆｘとの関係を示す図である。なお、図１４に示すグラフの縦軸は周波数Ｆを示し、横軸は指令値Ｉｒｅｆを示している。また、図１４に示す例では、図８のスイッチング周波数テーブル８０のレコード８１−ｎに記録されている「Ｉｒｅｆ−ｎ」と「Ｆ−ｎ」とが対応する点と、レコード８１−ｎ＋１に記録されている「Ｉｒｅｆ−ｎ＋１」と「Ｆ−ｎ＋１」とが対応する点とが示されている。
例えば、実際の入力電流Ｉ１に対応する指令値Ｉｅｒｆｘが「Ｉｒｅｆ−ｎ」と「Ｉｒｅｆ−ｎ＋１」との間にある場合、その指令値Ｉｒｅｆｘに対応する周波数Ｆｘは、「Ｉｒｅｆ−ｎ」と「Ｆ−ｎ」とが対応する点と、「Ｉｒｅｆ−ｎ＋１」と「Ｆ−ｎ＋１」とが対応する点とを結ぶ直線式に指令値Ｉｒｅｆｘを代入することにより算出することができる。
このように、スイッチング周波数テーブル８０に記録される値を用いて実際の入力電流Ｉ１に対応する周波数Ｆｘを求めることができる。
次に、ステップＳＴＥＰ３において、スイッチング周波数決定部８は、周波数Ｆを示す指令値と指令値ＩｒｅｆとをＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路３５に送信する。
次に、ステップＳＴＥＰ３において、スイッチング周波数決定部８は、周波数Ｆを示す指令値と指令値ＩｒｅｆとをＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路３５に送信する。
そして、ステップＳＴＰ４において、スイッチング周波数決定部８は、ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路３５により周波数Ｆｘに基づいてＤＣ−ＤＣコンバータ１を運転させる。
このように、周波数ＦとそのときのＤＣ−ＤＣコンバータ１の動作条件（実施形態では入力電流Ｉ１に対応する指令値Ｉｒｅｆ）とを関連付けて記録することにより、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作条件が変化しても、周波数Ｆをその動作条件に合わせて変化させることができる。これにより、例えば、直流電源２の特性が経年変化し入力電流Ｉ１が変化しても、その入力電流Ｉ１の変化に応じて周波数Ｆを更新することができる。これにより、周波数Ｆが最適値からずれてしまうことを防止することができるので、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の効率を十分にあげることができる。
このように、周波数ＦとそのときのＤＣ−ＤＣコンバータ１の動作条件（実施形態では入力電流Ｉ１に対応する指令値Ｉｒｅｆ）とを関連付けて記録することにより、ＤＣ−ＤＣコンバータの動作条件が変化しても、周波数Ｆをその動作条件に合わせて変化させることができる。これにより、例えば、直流電源２の特性が経年変化し入力電流Ｉ１が変化しても、その入力電流Ｉ１の変化に応じて周波数Ｆを更新することができる。これにより、周波数Ｆが最適値からずれてしまうことを防止することができるので、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の効率を十分にあげることができる。
上述したように、ＤＣ−ＤＣコンバータ１全体の損失は、入力電力と出力電力との差分により求めることができる。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力電圧Ｖ２がほぼ一定に制御されているものと仮定すると、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力電流Ｉ２が最も大きくなるとき、ＤＣ−ＤＣコンバータ１全体の損失は最も小さくなると考えられる。これにより、出力電流Ｉ２が最も大きくなるときの周波数ｆを使用してＤＣ−ＤＣコンバータ１を運転すると、ＤＣ−ＤＣコンバータ１全体の損失を最も小さくすることができる。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の出力電流Ｉ２に基づいて周波数Ｆを求める構成であるので、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の入力電圧Ｖ１に基づいて周波数Ｆを求める場合に比べて、入力電圧Ｖ１の変動の影響を受け難くすることができるので、周波数Ｆを精度良く見つけることができる。これにより、ＤＣ−ＤＣコンバータ１の効率を十分にあげることができる。また、直流電源２の特性が経年変化しても、系統連系システム３３の起動時に周波数Ｆを更新する構成であるので、経年変化の影響を受けて周波数Ｆが最適値からずれることを防止することができる。
また、直流電源２の垂下特性を考慮しない場合、定格電圧×定格電流の大きなテーブルが必要になるが、本実施形態では、直流電源２の垂下特性を考慮して実際の動作点のみテーブル化するため、動作点を記録するためのメモリを低減することができる。また、メモリに余裕がある場合は、Δｆ１、Δｆ２、または指令値Ｉｒｅｆの間隔を小さくすることができるので、より複雑な損失特性をもつＤＣ−ＤＣコンバータ１の周波数Ｆを決定することや周波数Ｆを精度良く求めることができる。
なお、上記実施形態では、系統連系システム３３の起動時に周波数Ｆを更新する構成であるが、系統連系システム３３の起動後の通常運転中に所定のタイミング（例えば、オペレータにより更新ボタンが押されたタイミングやタイマの計測による一定間隔毎のタイミングなど）になると予め決められた動作条件になるように制御信号ｓ１、ｓ２を出力し、現在の動作条件が予め決められた動作条件になると、その動作条件に対応する周波数Ｆを求め、その求めた周波数Ｆを予め決められた動作条件と関連付けてスイッチング周波数レコードに記録するように構成してもよい。例えば、午前中、スイッチング周波数レコードに記録される指令値Ｉｒｅｆのうち前半の指令値Ｉｒｅｆに対応する周波数Ｆを更新し、午後に、残りの指令値Ｉｒｅｆに対応する周波数Ｆを更新するようにしてもよい。また、例えば、入力電流Ｉ１がスイッチング周波数レコードに記録される何れかの指令値Ｉｒｅｆに対応する入力電流Ｉ１と同じになったときに、その指令値Ｉｒｅｆに対応する周波数Ｆを更新するようにしてもよい。
これにより、系統連系システム３３の起動時に入力電流Ｉ１が定格電流まで上昇しない場合でも周波数Ｆを更新することができる。
また、上記実施形態の変換回路３は、フルブリッジ型のＤＣ−ＡＣインバータであるが、変換回路３をハーフブリッジ型のＤＣ−ＡＣインバータとして構成してもよい。例えば、図１に示すスイッチング素子１８、１９を省略し、コンデンサ１１に直列に別のコンデンサを接続し、スイッチング素子１６、１７の接続点とトランス４の１次側コイルの一方端とを接続し、コンデンサ１１と別のコンデンサの接続点とトランス４の１次側コイルの他方端とを接続して変換回路３を構成してもよい。
また、上記実施形態の変換回路３は、フルブリッジ型のＤＣ−ＡＣインバータであるが、変換回路３をハーフブリッジ型のＤＣ−ＡＣインバータとして構成してもよい。例えば、図１に示すスイッチング素子１８、１９を省略し、コンデンサ１１に直列に別のコンデンサを接続し、スイッチング素子１６、１７の接続点とトランス４の１次側コイルの一方端とを接続し、コンデンサ１１と別のコンデンサの接続点とトランス４の１次側コイルの他方端とを接続して変換回路３を構成してもよい。
また、上記実施形態では、トランス４などを備え、ＤＣ−ＤＣコンバータ１を絶縁型に構成しているが、トランス４やダイオード２０〜２３などを省略することによりＤＣ−ＤＣコンバータ１を非絶縁型に構成してもよい。
１ ＤＣ−ＤＣコンバータ
２ 直流電源
３ 変換回路
４ トランス
５ 整流回路
６ 負荷
７ 平滑回路
８ スイッチング周波数決定部
９ スイッチング周波数操作部
１０ ゲート駆動回路
１１ コンデンサ
１２ 電流検出器
１３ 分圧回路
１４ 電流検出器
１５ 分圧回路
１６〜１９ スイッチング素子
２０〜２３ ダイオード
２４ リアクトル
２５ コンデンサ
２６ 系統連系システム
２７ コンデンサ
２８ ＤＣ−ＡＣインバータ
２９ 電流検出器
３０ ノイズフィルタ
３１ 系統
３２ ＡＣ出力電力計測部
３３ 系統連系システム
３４ システム制御回路
３５ ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路
３６ 補機類
２ 直流電源
３ 変換回路
４ トランス
５ 整流回路
６ 負荷
７ 平滑回路
８ スイッチング周波数決定部
９ スイッチング周波数操作部
１０ ゲート駆動回路
１１ コンデンサ
１２ 電流検出器
１３ 分圧回路
１４ 電流検出器
１５ 分圧回路
１６〜１９ スイッチング素子
２０〜２３ ダイオード
２４ リアクトル
２５ コンデンサ
２６ 系統連系システム
２７ コンデンサ
２８ ＤＣ−ＡＣインバータ
２９ 電流検出器
３０ ノイズフィルタ
３１ 系統
３２ ＡＣ出力電力計測部
３３ 系統連系システム
３４ システム制御回路
３５ ＤＣ−ＤＣコンバータ制御回路
３６ 補機類
Claims (16)
- 一対のスイッチング素子が直列接続されることにより構成され前記一対のスイッチング素子が交互にオン、オフすることにより直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換する変換回路と、
前記交流電力を平滑化して直流電力を出力する平滑回路と、
前記スイッチング素子のオン、オフを制御させる制御信号を出力する制御信号出力回路と、
前記制御信号出力回路から出力される制御信号の周波数を決定する周波数決定手段と、
を備え、
前記周波数決定手段は、当該ＤＣ−ＤＣコンバータ全体の損失と前記制御信号の周波数との関係を示す曲線から、損失が増加から減少に変化するときの点または損失が減少から増加に変化するときの点を示す変曲点を２つ以上求め、その２つ以上の変曲点のうち損失が最も小さくなる変曲点を求め、その求めた変曲点に対応する周波数を前記制御信号の周波数として決定する、
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記周波数決定手段は、前記平滑回路から出力される電圧を一定にすることが可能な前記制御信号の周波数範囲において前記制御信号の周波数を第１の変化量ずつ変化させることにより前記周波数範囲のうち前記損失が最も小さくなる変曲点が含まれる一部の周波数範囲を求め、前記一部の周波数範囲において前記制御信号の周波数を前記第１の変化量よりも小さい第２の変化量ずつ変化させることにより前記損失が最も小さくなる変曲点を求め、その求めた変曲点に対応する周波数を前記制御信号の周波数として決定する、
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 請求項２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記一部の周波数範囲を記録する周波数範囲記録手段を備え、
前記周波数決定手段は、前記制御信号の周波数を再度決定するとき、前記周波数範囲記録手段に記録されている一部の周波数範囲において前記損失が最も小さくなる変曲点を求め、その求めた変曲点に対応する周波数を前記制御信号の周波数として決定する、
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 請求項１〜３のうちの何れか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータであって、
当該ＤＣ−ＤＣコンバータの動作条件と前記損失が最も小さくなる変曲点に対応する前記制御信号の周波数とを関連付けて記録する周波数記録手段を備え、
前記周波数決定手段は、現在の当該ＤＣ−ＤＣコンバータの動作条件に対する周波数を前記周波数記録手段から求め、その求めた周波数を前記制御信号の周波数として決定する、
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 一対のスイッチング素子が直列接続されることにより構成され前記一対のスイッチング素子が交互にオン、オフすることにより直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換する変換回路と、
前記交流電力を平滑化して直流電力を出力する平滑回路と、
前記スイッチング素子のオン、オフを制御させるための制御信号を出力する制御信号出力回路と、
当該ＤＣ−ＤＣコンバータの動作条件と前記制御信号の周波数とが関連付けられて記録される周波数記録手段と、
当該ＤＣ−ＤＣコンバータ全体の損失と前記制御信号の周波数との関係を示す曲線から損失が最も小さくなる変曲点を求め、その求めた変曲点に対応する周波数をそのときの当該ＤＣ−ＤＣコンバータの動作条件と関連付けて前記周波数記録手段に記録させる周波数決定手段と、
を備え、
前記周波数決定手段は、現在の当該ＤＣ−ＤＣコンバータの動作条件に対応する周波数を前記周波数記録手段から求め、その求めた周波数を前記制御信号の周波数として決定する、
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 請求項５に記載のＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記周波数決定手段は、当該ＤＣ−ＤＣコンバータの動作条件が予め決められた動作条件になると、前記直流電源から前記変換回路に入力される電流及び前記平滑回路から出力される電圧を一定にすることが可能な前記制御信号の周波数範囲において前記制御信号の周波数を変化させ、前記平滑回路から出力される電流が最も大きくなるときの前記制御信号の周波数をそのときの当該ＤＣ−ＤＣコンバータの動作条件と関連付けて前記周波数記録手段に記録させる、
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 請求項６に記載のＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記周波数決定手段は、所定のタイミングになると、当該ＤＣ−ＤＣコンバータの動作条件が予め決められた動作条件になるように前記制御信号の周波数を決定する、
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 請求項７に記載のＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記所定のタイミングは、当該ＤＣ−ＤＣコンバータを起動したタイミングである、
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 請求項５〜８の何れか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記動作条件は、前記直流電源から前記変換回路に入力される電流である、
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 請求項５〜９の何れか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記周波数決定手段は、当該ＤＣ−ＤＣコンバータ全体の損失と前記制御信号の周波数との関係を示す曲線から２つ以上の変曲点を求め、その２つ以上の変曲点のうち損失が最も小さくなる変曲点を求め、その求めた変曲点に対応する周波数を前記制御信号の周波数として決定する、
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 請求項１〜４の何れか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記周波数決定手段は、前記直流電源から前記変換回路に入力される電流に基づいて、前記損失が最も小さくなる変曲点を求める、
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 請求項１〜１０の何れか１項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータであって、
前記周波数決定手段は、前記平滑回路から出力される電流に基づいて、前記損失が最も小さくなる変曲点を求める、
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。 - 直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換し、その交流電力を前記直流電源とは別の電源ラインに供給する系統連系システムであって、
一対のスイッチング素子が直列接続されることにより構成され前記一対のスイッチング素子が交互にオン、オフすることにより直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換する変換回路と、
前記交流電力を平滑化して直流電力を出力する平滑回路と、
前記平滑回路から出力される直流電力を交流電力に変換するＤＣ−ＡＣインバータと、
前記スイッチング素子のオン、オフを制御させる制御信号を出力する制御信号出力回路と、
前記制御信号出力回路から出力される制御信号の周波数を決定する周波数決定手段と、
を備え、
前記周波数決定手段は、当該ＤＣ−ＤＣコンバータ全体の損失と前記制御信号の周波数との関係を示す曲線から、損失が増加から減少に変化するときの点または損失が減少から増加に変化するときの点を示す変曲点を２つ以上求め、その２つ以上の変曲点のうち損失が最も小さくなる変曲点を求め、その求めた変曲点に対応する周波数を前記制御信号の周波数として決定する、
ことを特徴とする系統連系システム。 - 一対のスイッチング素子が直列接続されることにより構成され前記一対のスイッチング素子が交互にオン、オフすることにより直流電源から供給される直流電力を交流電力に変換する変換回路と、
前記交流電力を平滑化して直流電力を出力する平滑回路と、
前記平滑回路から出力される直流電力を交流電力に変換するＤＣ−ＡＣインバータと、
前記スイッチング素子のオン、オフを制御させるための制御信号を出力する制御信号出力回路と、
当該ＤＣ−ＤＣコンバータの動作条件と前記制御信号の周波数とが関連付けられて記録される周波数記録手段と、
当該ＤＣ−ＤＣコンバータ全体の損失と前記制御信号の周波数との関係を示す曲線から損失が最も小さくなる変曲点を求め、その求めた変曲点に対応する周波数をそのときの当該ＤＣ−ＤＣコンバータの動作条件と関連付けて前記周波数記録手段に記録させる周波数決定手段と、
を備え、
前記周波数決定手段は、現在の当該ＤＣ−ＤＣコンバータの動作条件に対応する周波数を前記周波数記録手段から求め、その求めた周波数を前記制御信号の周波数として決定する、
ことを特徴とする系統連系システム。 - 請求項１３または請求項１４に記載の系統連系システムであって、
前記周波数決定手段は、前記ＤＣ−ＡＣインバータから出力される電流の振幅に基づいて、前記損失が最も小さくなる変曲点を求める、
ことを特徴とする系統連系システム。 - 請求項１３または請求項１４に記載の系統連系システムであって、
前記周波数決定手段は、前記ＤＣ−ＡＣインバータに入力される電流に基づいて、前記損失が最も小さくなる変曲点を求める、
ことを特徴とする系統連系システム。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2005202280A JP2007020379A (ja) | 2005-07-11 | 2005-07-11 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ及び系統連系システム |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2005202280A JP2007020379A (ja) | 2005-07-11 | 2005-07-11 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ及び系統連系システム |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2007020379A true JP2007020379A (ja) | 2007-01-25 |
Family
ID=37757005
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2005202280A Withdrawn JP2007020379A (ja) | 2005-07-11 | 2005-07-11 | Ｄｃ−ｄｃコンバータ及び系統連系システム |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2007020379A (ja) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008236944A (ja) * | 2007-03-22 | 2008-10-02 | Hitachi Appliances Inc | 直流ブラシレスモータ制御装置 |
| JP2008278723A (ja) * | 2007-05-07 | 2008-11-13 | Kawamura Electric Inc | 燃料電池の系統連系インバータ |
| JP2011160646A (ja) * | 2010-02-03 | 2011-08-18 | Samsung Mobile Display Co Ltd | Ｄｃ−ｄｃコンバータ及び有機電界発光表示装置 |
| JP2012030318A (ja) * | 2010-07-30 | 2012-02-16 | Hitachi Koki Co Ltd | 電動工具 |
| JP2012210117A (ja) * | 2011-03-30 | 2012-10-25 | Equos Research Co Ltd | 電力伝送システム |
| WO2018146840A1 (ja) | 2017-02-07 | 2018-08-16 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| JP2022145925A (ja) * | 2020-02-19 | 2022-10-04 | 株式会社ユニバーサルエンターテインメント | 遊技用装置 |
-
2005
- 2005-07-11 JP JP2005202280A patent/JP2007020379A/ja not_active Withdrawn
Cited By (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008236944A (ja) * | 2007-03-22 | 2008-10-02 | Hitachi Appliances Inc | 直流ブラシレスモータ制御装置 |
| JP2008278723A (ja) * | 2007-05-07 | 2008-11-13 | Kawamura Electric Inc | 燃料電池の系統連系インバータ |
| JP2011160646A (ja) * | 2010-02-03 | 2011-08-18 | Samsung Mobile Display Co Ltd | Ｄｃ−ｄｃコンバータ及び有機電界発光表示装置 |
| US8791886B2 (en) | 2010-02-03 | 2014-07-29 | Samsung Display Co., Ltd. | DC-DC converter and organic light emitting display device including the same |
| JP2012030318A (ja) * | 2010-07-30 | 2012-02-16 | Hitachi Koki Co Ltd | 電動工具 |
| JP2012210117A (ja) * | 2011-03-30 | 2012-10-25 | Equos Research Co Ltd | 電力伝送システム |
| WO2018146840A1 (ja) | 2017-02-07 | 2018-08-16 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| CN110235346A (zh) * | 2017-02-07 | 2019-09-13 | 三菱电机株式会社 | 电力变换装置 |
| US20190393792A1 (en) * | 2017-02-07 | 2019-12-26 | Mitsubishi Electric Corporation | Power conversion device |
| US10749440B2 (en) | 2017-02-07 | 2020-08-18 | Mitsubishi Electric Corporation | Power conversion device with high power conversion efficiency |
| CN110235346B (zh) * | 2017-02-07 | 2020-11-24 | 三菱电机株式会社 | 电力变换装置 |
| JP2022145925A (ja) * | 2020-02-19 | 2022-10-04 | 株式会社ユニバーサルエンターテインメント | 遊技用装置 |
| JP7319732B2 (ja) | 2020-02-19 | 2023-08-02 | 株式会社ユニバーサルエンターテインメント | 遊技用装置 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| JP4457692B2 (ja) | 最大電力追尾制御方法及び電力変換装置 | |
| JP5491809B2 (ja) | 系統連系インバータ装置 | |
| JP5089359B2 (ja) | 電力変換装置 | |
| US20130016531A1 (en) | Power supply device and method of controlling power supply device | |
| EP1835607A2 (en) | Apparatus and method for supplying DC power source | |
| JP2010213466A (ja) | 電圧変換装置 | |
| JP2010136493A (ja) | 電源装置 | |
| US11509213B2 (en) | LLC resonant converter, control unit, and method of controlling the same | |
| KR20140099268A (ko) | 다중-위상 컨버터 시스템 및 방법 | |
| JP2014217199A (ja) | 電力変換装置 | |
| JP2007020379A (ja) | Ｄｃ−ｄｃコンバータ及び系統連系システム | |
| US7433403B2 (en) | Pulse width modulation method for a power converter | |
| JP4195948B2 (ja) | 系統連系インバータ | |
| JP4926778B2 (ja) | 系統連系インバータ装置 | |
| JP2020124050A (ja) | 共振インバータ装置 | |
| KR100550650B1 (ko) | 인버터제어식 발전기 | |
| JP5549942B2 (ja) | Ｄｃｄｃコンバータ | |
| JP3747313B2 (ja) | 系統連系インバータ装置 | |
| JP6872040B2 (ja) | Ｄｃ／ｄｃコンバータの制御方法及び制御装置 | |
| JP4898246B2 (ja) | インバータ装置のパルス幅変調制御方法。 | |
| JP6993905B2 (ja) | Ｄｃ・ｄｃコンバータの制御装置 | |
| JP2017184314A (ja) | 電源回路 | |
| KR100823930B1 (ko) | 직류 전원 공급 장치 및 방법 | |
| JP2019153492A (ja) | 燃料電池システムおよび燃料電池システムの制御方法 | |
| JPH11299244A (ja) | 電力変換装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20081007 |