JP6993905B2 - Ｄｃ・ｄｃコンバータの制御装置 - Google Patents

Description

トランスを備える絶縁型のＤＣ・ＤＣコンバータに適用される制御装置に関する。

特許文献１には、非絶縁型のＤＣ・ＤＣコンバータにおいて、駆動スイッチのスイッチング周波数を変更するものが開示されている。特許文献１に開示されたＤＣ・ＤＣコンバータは、負荷又は出力電圧が低下した場合にスイッチング周波数を低下させることで、スイッチング損失を低減させている。

特開２００９－１０６０７６号公報

トランスを備える絶縁型のＤＣ・ＤＣコンバータでは、コアの材質や形状等に依存する鉄損が生じる。特許文献１には、絶縁型のＤＣ・ＤＣコンバータについて記載されておらず、また、トランスで発生する鉄損を低減することについても何ら記載されていない。

本発明は、上記課題に鑑みたものであり、絶縁型のＤＣ・ＤＣコンバータにおいて、トランスで発生する鉄損を低減することができるＤＣ・ＤＣコンバータの制御装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために本発明では、制御装置は、コアを介して入力巻線と出力巻線とが磁気結合するトランスと、前記入力巻線に接続された駆動スイッチと、を備える絶縁型のＤＣ・ＤＣコンバータに適用され、前記出力巻線を介して出力される出力電圧を目標電圧に制御すべく、前記駆動スイッチを操作する。また、制御装置は、前記出力電圧を取得する電圧取得部と、前記電圧取得部により取得された前記出力電圧に基づいて、前記駆動スイッチのスイッチング周波数を設定する周波数設定部と、を備え、前記周波数設定部は、取得された前記出力電圧が高い値であるほど、前記スイッチング周波数を高い値に設定し、かつ前記出力電圧が高い値であるほど、前記出力電圧の単位増加量当たりの前記スイッチング周波数の増加量である周波数増加率を高くするように前記スイッチング周波数を設定する。

鉄損の算出に用いられる磁束密度の変化量は、トランスの入力巻線に印加される入力電圧と、この入力電圧が入力巻線に印加される時間を示す駆動スイッチのオン操作期間との積が大きいほど大きくなる。また、入力電圧とオン操作期間との積は、トランスの出力巻線を介して出力される出力電圧と駆動スイッチのスイッチング周波数とを用いて算出することができる。その結果、鉄損は、出力電圧をべき乗した値を、スイッチング周波数をべき乗した値で割った値が大きいほど大きくなる。このため、出力電圧が高くなるほど鉄損が大きくなる一方、スイッチング周波数が高くなるほど鉄損が小さくなるといった関係がある。この関係に着目し、本発明者は、出力電圧の増加態様に応じてスイッチング周波数を上昇させることで、鉄損を好適に低減できるとの知見を得た。

そこで、本発明では、出力電圧を目標電圧に制御すべく駆動スイッチが操作される際、出力電圧が高い値であるほど、スイッチング周波数が高い値に設定され、かつ出力電圧が高い値であるほど、周波数増加率を高くするようにスイッチング周波数が設定される。この場合、出力電圧に応じて鉄損の増加を抑制するのに好適なスイッチング周波数を設定することができる。これにより、絶縁型のＤＣ・ＤＣコンバータにおいてトランスの鉄損を低減することができる。

第１実施形態に係るＤＣ・ＤＣコンバータの構成図。 制御装置の機能ブロック図。 出力電圧とスイッチング周波数との関係を説明する図。 第１～第４駆動スイッチの操作手順を示すフローチャート。 出力電圧に基づいて設定されるスイッチング周波数を示す図。 出力電圧の増加に応じて、スイッチング周波数を各周波数増加率で増加させた場合の鉄損の推移を示す図。 第１実施形態の変形例に係る、制御装置により出力電圧に基づいて設定されるスイッチング周波数を示す図。 出力電圧の増加に応じて、スイッチング周波数を各周波数増加率で増加させた場合の鉄損の推移を示す図。 第２実施形態に係るコア温度と鉄損との関係を示す図。 ＤＣ・ＤＣコンバータの構成図。 第１～第４駆動スイッチの操作の手順を示すフローチャート。

＜第１実施形態＞
第１実施形態に係るＤＣ・ＤＣコンバータについて説明する。ＤＣ・ＤＣコンバータは、車両に搭載されており、直流電源としての蓄電池から供給される直流電圧を降圧又は昇圧し、給電対象としての機器に電力を供給する。

図１は、本実施形態に係るＤＣ・ＤＣコンバータ１００の構成図である。ＤＣ・ＤＣコンバータ１００は、第１入力端子ＩＮ１に蓄電池１１０の正極端子が接続され、第２入力端子ＩＮ２に蓄電池１１０の負極端子が接続されている。また、ＤＣ・ＤＣコンバータ１００は、第１出力端子ＯＵＴ１に機器１２０の正極端子が接続され、第２出力端子ＯＵＴ２に機器１２０の負極端子が接続されている。蓄電池１１０は、例えば、複数の電池セルの直列接続体を備える組電池である。機器１２０には、蓄電池、車載装置及び回転電機のうち少なくとも１つが含まれる。

ＤＣ・ＤＣコンバータ１００は、１次側回路２０と、２次側回路３０と、トランス４０とを備えている。トランス４０は、入力巻線Ｌ１と、コアＣと、コアＣを介して入力巻線Ｌ１と磁気結合する出力巻線Ｌ２とを備えている。また、トランス４０の入力巻線Ｌ１には１次側回路２０が接続され、トランス４０の出力巻線Ｌ２には２次側回路３０が接続されている。

１次側回路２０は、第１駆動スイッチＱ１、第２駆動スイッチＱ２、第３駆動スイッチＱ３及び第４駆動スイッチＱ４を備えるフルブリッジ回路として構成されている。本実施形態では、第１～第４駆動スイッチＱ１～Ｑ４はｎチャネル型のＭＯＳＦＥＴである。第１駆動スイッチＱ１のソースと第２駆動スイッチＱ２のドレインとが接続され、第３駆動スイッチＱ３のソースと第４駆動スイッチＱ４のドレインとが接続されている。また、第１駆動スイッチＱ１及び第３駆動スイッチＱ３の各ドレインが第１配線ＬＰ１に接続され、第２駆動スイッチＱ２及び第４駆動スイッチＱ４の各ソースが第２配線ＬＰ２に接続されている。第１配線ＬＰ１は、第１入力端子ＩＮ１に接続されており、第２配線ＬＰ２は、第２入力端子ＩＮ２に接続されている。なお、第１～第４駆動スイッチＱ１～Ｑ４それぞれは、ボディダイオードＤｂ１～Ｄｂ４が逆並列接続されている。

第１駆動スイッチＱ１のソースと第２駆動スイッチＱ２のドレインとの接続点である第１接続点Ｋ１には、入力巻線Ｌ１の第１端が接続され、第３駆動スイッチＱ３のソースと第４駆動スイッチＱ４のドレインとの接続点である第２接続点Ｋ２には、入力巻線Ｌ１の第２端が接続されている。

２次側回路３０は、ダイオードブリッジ回路３１と、平滑コンデンサ３２と、を備えている。ダイオードブリッジ回路３１は、第１ダイオードＤ１のアノードが第２ダイオードＤ２のカソードに接続され、第３ダイオードＤ３のアノードが第４ダイオードＤ４のカソードに接続されている。また、第１ダイオードＤ１及び第３ダイオードＤ３の各カソードが第３配線ＬＰ３に接続され、第２ダイオードＤ２及び第４ダイオードＤ４の各アノードが第４配線ＬＰ４に接続されている。

第１ダイオードＤ１のアノードと第２ダイオードＤ２のカソードとの接続点である第３接続点Ｋ３には、出力巻線Ｌ２の第１端が接続されている。第３ダイオードＤ３のアノードと第４ダイオードＤ４のカソードとの接続点である第４接続点Ｋ４には、出力巻線Ｌ２の第２端が接続されている。

第３配線ＬＰ３と第４配線ＬＰ４とは、平滑コンデンサ３２により接続されている。第３配線ＬＰ３のうち、ダイオードブリッジ回路３１と、平滑コンデンサ３２との間には、リアクトル３３が直列接続されている。第３配線ＬＰ３には第１出力端子ＯＵＴ１が接続され、第４配線ＬＰ４には第２出力端子ＯＵＴ２が接続されている。

第１配線ＬＰ１と第２配線ＬＰ２との間には、第１電圧センサ６０が接続されている。第１電圧センサ６０は、蓄電池１１０の端子間電圧を入力電圧Ｖ１ｒとして検出する。第３配線ＬＰ３と第４配線ＬＰ４との間には、第２電圧センサ６１が接続されている。第２電圧センサ６１は、平滑コンデンサ３２の端子間電圧を出力電圧Ｖ２ｒとして検出する。

第２配線ＬＰ２において、第２入力端子ＩＮ２と第２駆動スイッチＱ２との間には、電流センサ６２が設けられている。電流センサ６２は、１次側回路２０内に流れる電流を入力電流Ｉ１ｒとして検出する。

ＤＣ・ＤＣコンバータ１００は、制御装置５０を備えている。制御装置５０は、周知のマイクロコンピュータにより構成されている。本実施形態では、制御装置５０は、出力電圧Ｖ２ｒを目標電圧Ｖ２＊に制御すべく、第１～第４駆動スイッチＱ１～Ｑ４の開閉状態を操作する操作信号ＧＳ１，ＧＳ２，ＧＳ３，ＧＳ４を生成する。第１操作信号ＧＳ１は第１駆動スイッチＱ１のゲートに印加される信号であり、第２操作信号ＧＳ２は第２駆動スイッチＱ２のゲートに印加される信号である。また、第３操作信号ＧＳ３は第３駆動スイッチＱ３のゲートに印加される信号であり、第４操作信号ＧＳ４は第４駆動スイッチＱ４のゲートに印加される信号である。

図２は、制御装置５０の機能を説明する機能ブロック図である。なお、制御装置５０が提供する各機能は、例えば、実体的なメモリ装置に記録されたソフトウェア及びそれを実行するコンピュータ、ハードウェア、又はそれらの組み合わせによって提供することができる。

第２電圧センサ６１により検出された出力電圧Ｖ２ｒは、偏差算出器５１に入力される。偏差算出器５１は、目標電圧Ｖ２＊から出力電圧Ｖ２ｒを減算することで電圧偏差を算出し、ＰＩ制御器５２に出力する。ＰＩ制御器５２は、偏差算出器５１から出力された電圧偏差及び入力電流Ｉ１ｒに基づいて、第１～第４駆動スイッチＱ１～Ｑ４のデューティ比Ｄｒを設定する。デューティ比Ｄｒは、第１～第４駆動スイッチＱ１～Ｑ４における、１スイッチング周期Ｔｓｗに対するオン操作期間Ｔｏｎの比（＝Ｔｏｎ／Ｔｓｗ）を示す値である。ＰＩ制御器５２により、出力電圧Ｖ２ｒを目標電圧Ｖ２＊に制御するための第１～第４駆動スイッチＱ１～Ｑ４のデューティ比Ｄｒが設定される。

操作信号生成部５３は、第１～第４操作信号ＧＳ１～ＧＳ４を生成する。具体的には、操作信号生成部５３は、第１～第４操作信号ＧＳ１～ＧＳ４の各デューティ比ＤｒをＰＩ制御器５２により算出された値としつつ所望のスイッチング周波数ｆｓｗとなるように、第１～第４操作信号ＧＳ１～ＧＳ４を生成する。操作信号生成部５３により生成された第１～第４操作信号ＧＳ１～ＧＳ４は、第１～第４駆動スイッチＱ１～Ｑ４の各ゲートに出力される。

次に、ＤＣ・ＤＣコンバータ１００の動作を説明する。ＤＣ・ＤＣコンバータ１００は、制御装置５０から出力される第１～第４操作信号ＧＳ２～ＧＳ４により、トランス４０の入力巻線Ｌ１に正極性の電流が流れる第１状態と、入力巻線Ｌ１に負極性の電流が流れる第２状態とに繰り返し制御される。本実施形態では、第１接続点Ｋ１から第２接続点Ｋ２の向きに入力巻線Ｌ１に流れる電流を正極性の電流とする。また、第２接続点Ｋ２から第１接続点Ｋ１の向きに入力巻線Ｌ１に流れる電流を負極性の電流とする。

第１状態では、第１，第４駆動スイッチＱ１，Ｑ４が閉状態となり、第２，第３駆動スイッチＱ２，Ｑ３が開状態となることで、入力巻線Ｌ１には正極性の電流が流れる。そのため、出力巻線Ｌ２には、第４接続点Ｋ４から第３接続点Ｋ３の向きに電流が流れる。出力巻線Ｌ２から流れ出た電流は、ダイオードブリッジ回路３１により整流された後、リアクトル３３及び第１出力端子ＯＵＴ１を通じて機器１２０に流れる。

第２状態では、第２，第３駆動スイッチＱ２，Ｑ３が閉状態となり、第１，第４駆動スイッチＱ１，Ｑ４が開状態となることで、入力巻線Ｌ１には負極性の電流が流れる。そのため、出力巻線Ｌ２には、第３接続点Ｋ３から第４接続点Ｋ４の向きに電流が流れる。出力巻線Ｌ２から流れ出た電流は、ダイオードブリッジ回路３１により整流された後、リアクトル３３及び第１出力端子ＯＵＴ１を通じて機器１２０に流れる。

絶縁型のＤＣ・ＤＣコンバータ１００では、トランス４０のコアＣの材質や形状等に応じた鉄損Ｐｉが生じる。鉄損Ｐｉは、ＤＣ・ＤＣコンバータ１００における入力電力Ｐｉｎに対する出力電力Ｐｏｕｔの比である電力変換効率（＝Ｐｏｕｔ／Ｐｉｎ）を低減する要因となる。ここで、鉄損Ｐｉは、１スイッチング周期Ｔｓｗにおけるトランス４０の磁束密度の変化量ΔＢをべき乗した値と、スイッチング周波数ｆｓｗをべき乗した値との積に比例することが知られている。そのため、鉄損Ｐｉを下記式（１）により算出することができる。

ａは、鉄損Ｐｉのうち、ヒステリシス損に起因する係数であり、具体的には２以上の値である。また、ｂは、鉄損Ｐｉのうち、渦電流損に起因する係数であり、具体的には１以上の値である。各係数ａ，ｂは、コアＣの材質や形状等により定まる値であり、「ａ＞ｂ」の関係がある。αは定数である。

また、磁束密度の変化量ΔＢは、１スイッチング周期Ｔｓｗにおいて、トランス４０の入力巻線Ｌ１に印加される入力電圧Ｖ１ｒと、この入力電圧Ｖ１ｒが入力巻線Ｌ１に印加される時間を示すオン操作期間Ｔｏｎとの積を用いた、下記式（２）により算出される。式（２）において、Ｎはトランス４０の入力巻線Ｌ１の巻き数であり、ＳはコアＣの断面積［ｃｍ＾２］である。
ΔＢ＝（Ｖ１ｒ×Ｔｏｎ）／（Ｎ×Ｓ） … （２）
入力電圧Ｖ１ｒ及び出力電圧Ｖ２ｒは、「Ｖ２ｒ＝Ｖ１ｒ×Ｄｒ」の関係がある。この関係と、デューティ比Ｄｒが「Ｄｒ＝Ｔｏｎ／Ｔｓｗ＝Ｔｏｎ×ｆｓｗ」となる関係とを用いると、上記式（２）から下記式（３）が算出される。
ΔＢ ＝ Ｖ２ｒ／ｆｓｗ×β … （３）
なお、上記式（３）において、βは、「β＝１／（Ｎ×Ｓ）」となる定数である。

上記式（３）と、上記式（１）とを用いることで、鉄損Ｐｉは、出力電圧Ｖ２ｒとスイッチング周波数ｆｓｗとを変数とする下記式（４）により算出される。なお、下記式（４）において、γは定数である。

上記式（４）の右辺において、分子は、出力電圧Ｖ２ｒをべき乗した値であるため、鉄損Ｐｉは、出力電圧Ｖ２ｒの増加に応じて指数関数的に増加していく。ａがｂよりも大きい値であるため、単に、出力電圧Ｖ２ｒの増加に比例させてスイッチング周波数ｆｓｗを増加させるだけでは、鉄損Ｐｉの低減効果が十分とならないおそれがある。そこで、操作信号生成部５３は、出力電圧Ｖ２ｒの増加態様に応じてスイッチング周波数ｆｓｗを設定することで、鉄損Ｐｉを好適に低減できるようにしている。

具体的には、操作信号生成部５３は、図３に示すように、出力電圧Ｖ２ｒが高い値であるほど、スイッチング周波数ｆｓｗを高い値に設定し、かつ出力電圧Ｖ２ｒが高い値であるほど、出力電圧Ｖ２ｒの単位増加量当たりのスイッチング周波数ｆｓｗの増加量である周波数増加率Δｆを高くするようにスイッチング周波数ｆｓｗを設定する。

図３では、一例として、出力電圧Ｖａ，Ｖｂが単位増加量ΔＶ２だけ増加する場合における操作信号生成部５３により設定されるスイッチング周波数ｆｓｗの増加態様を示している。出力電圧Ｖｂは出力電圧Ｖａよりも高い値である。出力電圧Ｖａが単位増加量ΔＶ２だけ増加する場合、操作信号生成部５３はスイッチング周波数ｆａをΔｆｒ１だけ増加させる。出力電圧Ｖｂが単位増加量ΔＶ２だけ増加する場合、操作信号生成部５３はスイッチング周波数ｆｂをΔｆｒ１よりも大きいΔｆｒ２だけ増加させる。そのため、出力電圧Ｖｂを単位増加量ΔＶ２だけ増加させる場合の周波数増加率Δｆｂ（＝Δｆｒ２／ΔＶ２）は、出力電圧Ｖａを単位増加量ΔＶ２だけ増加させる場合の周波数増加率Δｆａ（＝Δｆｒ１／Δｖ２）よりも高くなっている。

これにより、上記式（４）において、出力電圧Ｖ２ｒの増加に応じた分子の増加態様に合わせて分母を増加させることができ、鉄損Ｐｉを好適に低減することが可能となる。

次に、図４を用いて、本実施形態における第１～第４駆動スイッチＱ１～Ｑ４の操作手順を説明する。図４に示す処理は、制御装置５０により所定周期で繰り返し実施される。

ステップＳ１１では、第２電圧センサ６１により検出された出力電圧Ｖ２ｒを取得する。本実施形態では、ステップＳ１１が電圧取得部に相当する。

ステップＳ１２では、目標電圧Ｖ２＊及び電流センサ６２により検出された入力電流Ｉ１ｒに基づいて、第１～第４駆動スイッチＱ１～Ｑ４のデューティ比Ｄｒを算出する。

ステップＳ１３では、ステップＳ１１で取得した出力電圧Ｖ２ｒに基づいて、第１～第４駆動スイッチＱ１～Ｑ４のスイッチング周波数ｆｓｗを設定する。具体的には、出力電圧Ｖ２ｒが高い値であるほど、スイッチング周波数ｆｓｗを高い値に設定し、かつ出力電圧Ｖ２ｒが高い値であるほど、周波数増加率Δｆを高くするようにスイッチング周波数ｆｓｗを設定する。

なお、スイッチング周波数ｆｓｗの設定方法としては、例えば以下に説明する方法もある。スイッチング周波数ｆｓｗを高くするほど、鉄損Ｐｉの低減効果を高めることができるが、逆に、スイッチング周波数ｆｓｗが高くなり過ぎると、スイッチング損失が大きくなるおそれがある。そこで、ステップＳ１３で設定するスイッチング周波数ｆｓｗの上限値及び下限値で規定される周波数範囲を定めておき、スイッチング周波数ｆｓｗをこの周波数範囲内の値として設定する。

例えば、周波数範囲は、次のように定めることができる。上記式（４）を、スイッチング周波数ｆｓｗの式として変形することで、鉄損Ｐｉを狙い値としての目標鉄損値Ｔｐｉとする場合のスイッチング周波数Ｆｓを、下記式（５）により算出することができる。

ここで、上記式（５）において鉄損Ｐｉを目標鉄損値Ｔｐｉとする場合のスイッチング周波数ｆｓｗを、以下では基準周波数Ｆｓと称す。そして、目標鉄損値Ｔｐｉでの基準周波数Ｆｓから所定周波数だけ高いスイッチング周波数ｆｓｗを上限値とし、基準周波数Ｆｓから所定周波数だけ低いスイッチング周波数ｆｓｗを下限値とする範囲を周波数範囲として定めればよい。

なお、ステップＳ１３では、出力電圧Ｖ２ｒとスイッチング周波数ｆｓｗとの関係を定めるテーブル情報に基づいて、出力電圧Ｖ２ｒに対応するスイッチング周波数ｆｓｗを参照することによりスイッチング周波数ｆｓｗを設定すればよい。この場合においても、テーブルに保持されるスイッチング周波数ｆｓｗは、上述した周波数範囲内の値に定められればよい。

ステップＳ１４では、ステップＳ１２で算出したデューティ比Ｄｒ、及びステップＳ１３で設定したスイッチング周波数ｆｓｗに基づいて、第１～第４操作信号ＧＳ１～ＧＳ４を生成する。ステップＳ１３及びステップＳ１４が周波数設定部に相当する。

ステップＳ１５では、ステップＳ１４で生成した第１～第４操作信号ＧＳ１～ＧＳ４により、第１～第４駆動スイッチＱ１～Ｑ４の開閉状態を操作する。そのため、第１～第４駆動スイッチＱ１～Ｑ４は、鉄損Ｐｉを低減するのに好適なスイッチング周波数ｆｓｗにより操作される。

ステップＳ１５の処理が終了すると、図４の処理を一旦終了する。

次に、本実施形態の作用・効果を説明する。

図５は、出力電圧Ｖ２ｒに基づいて設定されるスイッチング周波数ｆｓｗを示しており、横軸を出力電圧Ｖ２ｒとし、縦軸をスイッチング周波数ｆｓｗとする図である。図５では、出力電圧Ｖ２ｒに応じて設定されるスイッチング周波数ｆｓｗの推移を示している。スイッチング周波数ｆｓｗが出力電圧Ｖ２ｒのｎ乗に比例して設定されるとした場合、ｎを１，Ａｆ１，Ａｆ２，Ａｆ３（１＜Ａｆ１＜Ａｆ２＜Ａｆ３）としたときにおけるスイッチング周波数ｆｓｗを示す。Ａｆ１，Ａｆ２，Ａｆ３は、本実施形態で設定され得る値である。図５では、ｎ＝１とする場合のスイッチング周波数ｆｓｗを比較例として示している。また、図６は、図５で示すスイッチング周波数ｆｓｗの各変化態様に応じた鉄損Ｐｉの推移を示しており、横軸を出力電圧Ｖ２ｒとし、縦軸を鉄損Ｐｉとする図である。

図５において、比較例では、出力電圧Ｖ２ｒの増加に応じて、スイッチング周波数ｆｓｗは一定の周波数増加率Δｆで増加している。また、図６において、比較例では、鉄損Ｐｉの増加傾向を示す傾きは、ｎ＝Ａｆ１，Ａｆ２，Ａｆ３とする場合のスイッチング周波数ｆｓｗよりも大きくなっている。そのため、比較例での鉄損Ｐｉは、低圧側から高圧側の全ての出力電圧Ｖ２ｒにおいて本実施形態での鉄損Ｐｉよりも大きくなっている。

図５において、本実施形態（Ａｆ１，Ａｆ２，Ａｆ３）では、出力電圧Ｖ２ｒの増加に応じて、スイッチング周波数ｆｓｗの周波数増加率Δｆが大きくなっている。また、図６において、本実施形態では、鉄損Ｐｉの増加傾向を示す傾きは、比較例での傾きよりも小さくなっている。具体的には、ｎが大きくなるほど傾きが小さくなっている。そのため、本実施形態での鉄損Ｐｉは、低圧側から高圧側の全ての出力電圧Ｖ２ｒにおいて、比較例での鉄損Ｐｉよりも小さくなっており、鉄損Ｐｉが好適に低減されている。

制御装置５０は、出力電圧Ｖ２ｒに応じて鉄損Ｐｉの増加を抑制するのに好適なスイッチング周波数ｆｓｗを設定する。この際、ｎ＝１となる場合に規定されるスイッチング周波数ｆｓｗ（図５参照）よりも高いスイッチング周波数ｆｓｗを設定する。これにより、トランス４０で発生する鉄損Ｐｉを低減することができ、ひいてはＤＣ・ＤＣコンバータ１００の電力変換効率の低下を抑制することができる。

＜第１実施形態の変形例１＞
第１実施形態の変形例１では、第１実施形態と異なる構成を主に説明する。

図７は、制御装置５０により、出力電圧Ｖ２ｒに基づいて設定されるスイッチング周波数ｆｓｗを示しており、横軸を出力電圧Ｖ２ｒとし、縦軸をスイッチング周波数ｆｓｗとする図である。図７では、鉄損Ｐｉの狙い値を目標鉄損値Ｔｐｉとする場合の基準周波数Ｆｓの推移を破線でし、本実施形態でのスイッチング周波数ｆｓｗの推移を実線で示す。図８は、図７で示されるスイッチング周波数ｆｓｗの推移に応じた鉄損Ｐｉの推移を示しており、横軸を出力電圧Ｖ２ｒとし、縦軸を鉄損Ｐｉとする図である。

本実施形態では、制御装置５０により設定されるスイッチング周波数ｆｓｗの周波数増加率Δｆは、出力電圧Ｖ２ｒが高いほど鉄損Ｐｉを小さくするような値に定められている。
具体的には、図７に示すように、ＤＣ・ＤＣコンバータ１００の出力電圧Ｖ２ｒの全範囲において、周波数増加率Δｆが、基準周波数Ｆｓの周波数増加率Δｆよりも高い値に定められている。本実施形態においても、出力電圧Ｖ２ｒが高い値であるほど、スイッチング周波数ｆｓｗは高い値に設定され、かつ出力電圧Ｖ２ｒが高い値であるほど、周波数増加率Δｆを高くするようにスイッチング周波数ｆｓｗを設定している。

スイッチング周波数ｆｓｗの周波数増加率Δｆが、基準周波数Ｆｓの周波数増加率Δｆよりも高い値に設定されることで、図８に示すように、鉄損Ｐｉを目標鉄損値Ｔｐｉよりも小さくでき、かつ出力電圧Ｖ２ｒが高いほど鉄損Ｐｉを小さくすることができる。

ステップＳ１３において、出力電圧Ｖ２ｒと、スイッチング周波数ｆｓｗとの関係を定めるテーブル情報を参照してスイッチング周波数ｆｓｗを設定する場合、テーブル情報を以下のように作成すればよい。狙い値とする目標鉄損値Ｔｐｉに応じて、基準周波数Ｆｓの周波数増加率Δｆを算出する。そして、出力電圧Ｖ２ｒに対応づけるスイッチング周波数ｆｓｗを、その周波数増加率Δｆが基準周波数Ｆｓの周波数増加率Δｆよりも大きくなるように定め、テーブル情報として制御装置５０の記憶部に記憶する。

以上説明した本実施形態では、鉄損Ｐｉの低減効果をいっそう高めることができる。

＜第１実施形態の変形例２＞
スイッチング周波数ｆｓｗの周波数増加率Δｆは、コアＣの鉄損Ｐｉを一定とするような値に定められていてもよい。この場合、狙い値とする目標鉄損値Ｔｐｉに応じた基準周波数Ｆｓを算出し、算出した基準周波数Ｆｓを出力電圧Ｖ２ｒに対応づけた情報を、テーブル情報として記憶部に記憶すればよい。本変形例においても、出力電圧Ｖ２ｒが高い値であるほど、基準周波数Ｆｓは高い値に設定され、かつ出力電圧Ｖ２ｒが高い値であるほど、周波数増加率Δｆを高くするように基準周波数Ｆｓを設定すればよい。

＜第２実施形態＞
第２実施形態では、第１実施形態と異なる構成を主に説明する。なお、第２実施形態において第１実施形態と同一の箇所には同一の符号を付し、その説明は繰り返さない。

トランス４０は、コアＣの材質や形状等に応じて、鉄損Ｐｉを所定値以下とする基準温度ＴＢが存在する。図９は、一例としてのコアＣの温度を示すコア温度ＴＣと、鉄損Ｐｉとの関係を示しており、横軸をコア温度ＴＣとし、縦軸を鉄損Ｐｉとする図である。図９では、コア温度ＴＣに対する鉄損Ｐｉの推移は下凸状に推移している。具体的には、コア温度ＴＣとして想定される最小温度及び最大温度で規定される範囲において、基準温度ＴＢで鉄損Ｐｉが最小値Ｐｍｉｎとなる。

図９より、コア温度ＴＣを基準温度ＴＢに近づけることで、鉄損Ｐｉを所定値以下とすることができる。そこで、本実施形態では、制御装置５０は、出力電圧Ｖ２ｒに基づいて設定したスイッチング周波数ｆｓｗを、コア温度ＴＣに基づいて補正する。これにより、鉄損Ｐｉの低減効果をいっそう高めることができる。

図１０は、第２実施形態に係るＤＣ・ＤＣコンバータ１００の構成図である。本実施形態では、トランス４０のコアＣの周辺には、コアＣの温度をコア温度ＴＣとして検出する温度センサ６３が設けられている。温度センサ６３により検出されたコア温度ＴＣは、制御装置５０に出力される。

次に、図１１を用いて、本実施形態における第１～第４駆動スイッチＱ１～Ｑ４の操作の手順を説明する。図１１に示す処理は、制御装置５０により所定周期で繰り返し実施される。

ステップＳ１３において、出力電圧Ｖ２ｒに基づいてスイッチング周波数ｆｓｗを設定すると、ステップＳ２０に進む。ステップＳ２０では、温度センサ６３により検出されたコア温度ＴＣを取得する。ステップＳ２０が温度取得部に相当する。

ステップＳ２１では、ステップＳ２０で取得したコア温度ＴＣがコアＣの材率又は形状等により定まる基準温度ＴＢであるか否かを判定する。

コア温度ＴＣが基準温度ＴＢであると判定すると、ステップＳ１４に進み、デューティ比Ｄｒ及びスイッチング周波数ｆｓｗに基づいて、第１～第４操作信号ＧＳ１～ＧＳ４を生成する。即ち、コア温度ＴＣが基準温度ＴＢであると判定すると、コア温度ＴＣを基準温度ＴＢに近づける補正を行わない。

一方、コア温度ＴＣが基準温度ＴＢでないと判定すると、ステップＳ２２に進む。ステップＳ２２では、コア温度ＴＣが基準温度ＴＢよりも低い温度であるか否かを判定する。コア温度ＴＣが基準温度ＴＢよりも低い温度であると判定すると、ステップＳ２３に進む。ステップＳ２１，ステップＳ２２が温度判定部に相当する。

ステップＳ２３では、第１～第４操作信号ＧＳ１～ＧＳ４のスイッチング周波数ｆｓｗをステップＳ１３で設定した値よりも低い値に補正することにより、コア温度ＴＣを基準温度ＴＢに近づける。スイッチング周波数ｆｓｗをステップＳ１３で設定した値よりも低くすることで、コア温度ＴＣを高くすることができる。

コア温度ＴＣが基準温度ＴＢよりも高い温度であれば、ステップＳ２４に進む。ステップＳ２４では、第１～第４操作信号ＧＳ１～ＧＳ４のスイッチング周波数ｆｓｗをステップＳ１３で設定した値よりも高い値に補正することにより、コア温度ＴＣを基準温度ＴＢに近づける。スイッチング周波数ｆｓｗをステップＳ１３で設定した値よりも高くすることで、トランス４０の鉄損Ｐｉを低減させることができ、ひいてはコア温度ＴＣを低くすることができる。ステップＳ２３，Ｓ２４が周波数補正部に相当する。

ステップＳ１４に進み、デューティ比Ｄｒ及び補正後のスイッチング周波数ｆｓｗに基づいて、第１～第４操作信号ＧＳ１～ＧＳ４を生成する。ステップＳ１５では、第１～第４操作信号ＧＳ１～ＧＳ４を用いて、第１～第４駆動スイッチＱ１～Ｑ４を操作する。そのため、第１～第４駆動スイッチＱ１～Ｑ４は、鉄損Ｐｉを低減するのに好適なスイッチング周波数ｆｓｗにより操作される。

以上説明した本実施形態では、以下の効果を奏する。

制御装置５０は、設定したスイッチング周波数ｆｓｗに基づいて、第１～第４駆動スイッチＱ１～Ｑ４を操作する場合に、コア温度ＴＣが基準温度ＴＢとなっているか否かを判定する。そして、コア温度ＴＣが基準温度ＴＢでないと判定すると、コア温度ＴＣが基準温度ＴＢとなるように、設定したスイッチング周波数ｆｓｗを補正する。この場合、スイッチング周波数ｆｓｗの設定に、出力電圧Ｖ２ｒに加えて、コア温度ＴＣが加味されることで、鉄損Ｐｉの低減効果をいっそう高めることができる。

＜第２実施形態の変形例＞
基準温度ＴＢを所定幅のある温度範囲として定めても良い。この場合において、図１１のステップＳ２１で、コア温度ＴＣが所定の温度範囲に含まれるか否かを判定する。そして、コア温度ＴＣが温度範囲に含まれないと判定すると、ステップＳ２２では、コア温度ＴＣが、温度範囲の下限値よりも低い温度であるか否かを判定する。コア温度ＴＣが温度範囲の下限値よりも低い温度であると判定すると、ステップＳ２３では、スイッチング周波数ｆｓｗをステップＳ１３で設定した値よりも低い値に補正する。一方、ステップＳ２４に進む場合、コア温度ＴＣは温度範囲の上限値よりも高い温度となるため、スイッチング周波数ｆｓｗをステップＳ１３で設定した値よりも高い値に補正する。

以上説明した第２実施形態の変形例においても、第２実施形態と同様の効果を奏する。

＜その他の実施形態＞
・スイッチング周波数ｆｓｗの設定に用いられる出力電圧としては、出力電圧の検出値Ｖ２ｒに限らず、目標電圧Ｖ２＊であってもよい。この場合、ステップＳ１３では、目標電圧Ｖ２＊に基づいて、スイッチング周波数ｆｓｗが設定される。

・制御装置５０は、入力電流Ｉ１ｒに基づくピーク電流モード制御を実施してもよい。この場合、ステップＳ１２では、入力電流Ｉ１ｒが電流指令値よりも大きくならないようにデューティ比Ｄｒが設定される。

・２次側回路３０は、ダイオードブリッジ回路３１に代えて、同期整流型の回路を備えていても良い。

４０…トランス、５０…制御装置、１００…ＤＣ・ＤＣコンバータ、Ｃ…コア、Ｌ１…入力巻線、Ｌ２…出力巻線。

Claims (4)

1. コア（Ｃ）を介して入力巻線（Ｌ１）と出力巻線（Ｌ２）とが磁気結合するトランス（４０）と、前記入力巻線に接続された駆動スイッチ（Ｑ１～Ｑ４）と、を備える絶縁型のＤＣ・ＤＣコンバータ（１００）に適用され、前記出力巻線（Ｌ２）を介して出力される出力電圧を目標電圧に制御すべく、前記駆動スイッチを操作するＤＣ・ＤＣコンバータの制御装置（５０）であって、
   前記出力電圧を取得する電圧取得部と、
   前記電圧取得部により取得された前記出力電圧に基づいて、前記駆動スイッチのスイッチング周波数を設定する周波数設定部と、を備え、
   前記周波数設定部は、前記出力電圧が高い値であるほど、前記スイッチング周波数を高い値に設定し、かつ前記出力電圧が高い値であるほど、前記出力電圧の単位増加量当たりの前記スイッチング周波数の増加量である周波数増加率を高くするように前記スイッチング周波数を設定する、ＤＣ・ＤＣコンバータの制御装置。
2. 前記周波数増加率は、前記コアの鉄損を一定とするような値、又は前記出力電圧が高いほど前記コアの鉄損を小さくするような値に定められている請求項１に記載のＤＣ・ＤＣコンバータの制御装置。
3. 前記コアの温度であるコア温度を取得する温度取得部と、
   前記周波数設定部により設定された前記スイッチング周波数に基づいて前記駆動スイッチを操作した場合に、前記コア温度が、前記コアの鉄損を所定値よりも低い値とする基準温度であるか否かを判定する温度判定部と、
   前記温度判定部により前記コア温度が前記基準温度でないと判定された場合に、前記コア温度が前記基準温度となるように、前記周波数設定部により設定された前記スイッチング周波数を補正する周波数補正部とを備える請求項１又は２に記載のＤＣ・ＤＣコンバータの制御装置。
4. 前記周波数補正部は、前記コア温度が前記基準温度でないと判定された場合において、前記コア温度が前記基準温度よりも高い場合は、前記スイッチング周波数を前記周波数設定部により設定された前記スイッチング周波数よりも高くするように補正することにより前記コア温度を前記基準温度に近づけ、前記コア温度が前記基準温度よりも低い場合は、前記スイッチング周波数を前記周波数設定部により設定された前記スイッチング周波数よりも低くするように補正することにより前記コア温度を前記基準温度に近づける請求項３に記載のＤＣ・ＤＣコンバータの制御装置。

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