JP2007068327A - 同期整流型フォワードコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】 出力過電圧による逆流動作および自励発振が生じても同期整流用スイッチ素子へのストレスを軽減して安定動作する同期整流型フォワードコンバータを構成する。
【解決手段】 トランスＴの補助巻線Ｎ４に対して直列に第１・第２の転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子Ｑ４，Ｑ５を接続し、Ｑ４，Ｑ５によって転流スイッチ素子Ｑ３のゲート・ソース間容量の充電電荷の制御を行う。第１の転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子Ｑ５は、転流スイッチターンオフ信号発生回路２４によって、主スイッチ素子Ｑ１のオンに同期してオン制御される。第２の転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子Ｑ４は、フライバック電圧印加回路２６によって、トランスＴのフライバック電圧が所定値以上に上昇したときにオンして、転流スイッチ素子Ｑ３のゲート・ソース間容量の電荷を速やかに放電させる。
【選択図】 図２

Description

この発明は、出力電流を同期整流するフォワードコンバータに関するものである。

従来の同期整流型のフォワードコンバータとして特許文献１が開示されている。図１にその特許文献１のコンバータの回路を示す。

この図１に示す回路では、トランス４の１次側の主スイッチ素子２は、オンすると２次側の整流側同期整流素子５がオンし、転流側スイッチ素子６がオフする。ここで転流側スイッチ素子６のターンオフが遅れると、２つのスイッチ素子５，６を通る短絡経路が形成されてしまうので、トランス４の３次巻線４ｃに直列に駆動スイッチ素子７を設け、パルストランス１１を介して１次側の主スイッチ素子２をターンオンする信号で駆動スイッチ素子７をオンさせるように構成している。この構成によって、１次側の主スイッチ素子２がオンする直前に転流側スイッチ素子６のゲート容量の電荷を、駆動スイッチ素子７を介して引き抜き、転流側スイッチ素子６を速やかにオフして短絡を防止する。

このように、２次側にチョークコイルを有し、２次巻線や補助巻線に発生する電圧によって２次側の同期整流素子および転流側スイッチ素子をオン／オフする同期整流型のフォワードコンバータにおいては、主スイッチのスイッチング動作が停止すると、または出力端子に比較的高い電圧が印加されると、２次側が自励発振して２次側から１次側へ電力が逆流する（回生される）という問題が生じる。

そこで、特許文献２には、主スイッチのスイッチング動作停止に起因した転流側同期整流器の自励発振を検知する自励発振検知回路を設け、自励発振が検知された時、転流側同期整流器のゲート・ソース間に設けたスイッチをオンし、ゲート電圧をスレショルド電圧値よりも低下させて転流側同期整流器をオフさせるようにして自励発振を停止させるようにした回路が示されている。

また、特許文献３には、転流側スイッチ素子のゲート・ソース間に補助スイッチ素子を接続し、整流側スイッチ素子のゲート信号により転流側スイッチ素子のゲートをオフする構成が示されている。このことにより自励発振の周波数を高く設定して、外部から逆流する電流を小さく抑え、逆流・自励発振による同期整流素子の電流ストレスを軽減するようにしている。
特開２０００−２６２０５１号公報 特開２００３−３０４６８４号公報 特開２００３−２４４９５２号公報

ところが、特許文献２に示されているコンバータでは、出力からの過電圧印加により逆流動作が発生し、自励発振動作に発展した場合、コンバータの動作が停止してしまうので、逆流動作時に自励発振へ移行しないように逆流防止回路を別途設ける必要があった。

また、特許文献３に示されているコンバータでは、転流側スイッチ素子のゲート・ソース間に補助スイッチ素子を設けた場合に、転流側スイッチ素子のオフタイミングを転流側スイッチ素子のハーフオン状態で検知しているため、逆流防止回路としての動作で過剰なストレスがスイッチ素子（主スイッチ素子，同期整流用スイッチ素子）に掛かる。さらに、整流側同期整流素子オフ時の補助スイッチのオフ遅れにより、補助スイッチ素子がトランスの巻線の両端をショートする場合があり、補助スイッチ素子が破壊するおそれがあるなどの問題があった。

そこで、この発明の目的は、上述の問題を解消し、出力過電圧による逆流動作および自励発振が生じても同期整流用スイッチ素子へのストレスを軽減して安定動作する同期整流型フォワードコンバータを提供することにある。

上記課題を解決するために、この発明の同期整流型フォワードコンバータは次のように構成する。

（１）１次巻線と２次巻線を備えたトランスと、該トランスの１次巻線に直列に接続した主スイッチ素子（Ｑ１）と、トランスの２次巻線に対して直列に接続したチョークコイル（Ｌ１）と、出力端子間に並列に接続した平滑コンデンサ（Ｃ１２）と、トランスの２次巻線に対して直列に接続され、主スイッチ素子のオン／オフに同期してオン／オフする整流スイッチ素子（Ｑ２）と、主スイッチ素子のオン／オフに同期してオフ／オンし、オンによってチョークコイル（Ｌ１）の励磁エネルギの放出経路を構成する転流スイッチ素子（Ｑ３）と、主スイッチ素子（Ｑ１）のスイッチング制御を行うスイッチング制御回路と、トランスの補助巻線（Ｎ４）に対して直列に接続され、転流スイッチ素子（Ｑ３）の制御端子に対する、トランスの補助巻線（Ｎ４）の起電圧の印加制御を行う第１・第２の転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子（Ｑ５・Ｑ４）と、主スイッチ素子（Ｑ１）のオン／オフに同期して第１の転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子（Ｑ５）を制御する転流スイッチターンオフ信号発生回路（２４）と、を備え、トランスのフライバック電圧が所定値以上に上昇することに基づいて第２の転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子（Ｑ４）を制御するフライバック電圧印加回路（２６）と、を設けたことを特徴としている。

（２）前記フライバック電圧印加回路（２６）は、トランスのフライバック電圧を整流して該整流信号を転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子（Ｑ４）の制御端子へ印加する回路（ＺＤ１，Ｒ３，Ｄ１，Ｃ１，Ｒ４）とする。

（３）前記フライバック電圧印加回路は、補助巻き線（Ｎ４）の出力のフライバック電圧を積分して該積分信号を転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子（Ｑ４）の制御端子へ印加する回路（Ｒ２，Ｃ１，Ｒ４）とする。

（４）前記スイッチング制御回路は、出力端子の電圧を直接検出して、その電圧が所定値を保つように主スイッチ素子（Ｑ１）のスイッチング制御を行う。

（５）前記トランスは３次巻線を備え、該３次巻線に接続された、チョークコイルを含むフォワード型整流回路を備え、スイッチング制御回路は、主スイッチ素子（Ｑ１）のオン期間以外でのフォワード型整流回路のチョークコイルの両端に電圧が生じていない期間があるか否かによって、整流スイッチ素子（Ｑ２）と転流スイッチ素子（Ｑ３）の自励発振の有無を検知するとともに、自励発振を検知したとき主スイッチ素子（Ｑ１）のスイッチングを停止する自励発振検知制御回路を備える。

（６）前記トランスは３次巻線を備え、該３次巻線に接続された、チョークコイルを含むフォワード型の同期整流回路を備え、スイッチング制御回路は、前記同期整流回路の出力電圧を基準に出力端子の電圧を間接的に検出して出力端子の電圧を所定値に保つように主スイッチ素子（Ｑ１）のスイッチング制御を行う。

（１）出力端子への過電圧の印加によって同期整流回路が自励発振を起こすと、トランスのフライバック電圧が所定値以上に上昇して転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子のオン期間が制御されて、逆流電流が抑制される。そのため、整流スイッチ素子および転流スイッチ素子のストレスが軽減される。また、転流スイッチ素子のオン期間の最小幅が固定されることになるので、逆流が発生している場合でもコンバータの動作が停止することがなく自励発振が継続されてコンバータとして安定動作する。すなわち、転流スイッチ素子のオン期間はトランスのフライバック電圧が高くなる程短くなるが、その上限が定まっている（安定点が存在する）ため安定動作する。

（２）前記フライバック電圧印加回路が、トランスのフライバック電圧の整流信号を転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子の制御端子へ印加することにより、フライバック電圧の整流回路定数の調整によって、転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子のオン状態を制御する時間と電流量を容易に調整できる。

（３）前記フライバック電圧印加回路が、補助巻線の出力のフライバック電圧の積分信号を転流スイッチ素子ターンオン制御用スイッチ素子の制御端子へ印加することにより、転流スイッチ素子のゲート電圧オン時間を検出していることになり、逆流によって自励発振を起こす最初のワンパルスで、コンバータの出力からの逆流電流が抑制可能となる。すなわち応答性が高まる。

（４）前記スイッチング制御回路が、出力端子の電圧を直接検出して、その電圧が所定値を保つように主スイッチ素子のスイッチング制御を行う場合（直接制御の場合）、何らかの理由で出力が過電圧になった時に主スイッチ素子の制御が停止する（オフ状態に保つ）ので、そのときに並列接続されている他のＤＣ−ＤＣコンバータの出力を原因とする逆流によって自励発振が始まる可能性があるが、このような場合でも適用できる。

（５）トランスの３次巻線にフォワード型整流回路を構成し、主スイッチ素子のオン期間以外でのフォワード型整流回路のチョークコイル両端の電圧が生じていない期間の有無によって自励発振の有無が検知され、自励発振を検知した時に主スイッチ素子のスイッチングが停止されるため、１次側と２次側での制御が競合する期間がなくなり、安定した動作が可能となる。

（６）トランスの３次巻線にフォワード型同期整流回路を備えたことにより、トランスの３次巻線出力電圧と２次巻線出力電圧の相関がとれ、２次側の自励発振から、スイッチング制御回路による主スイッチ素子のスイッチング制御（例えばＰＷＭ制御）への切り替わりの境界で異常発振が起こりにくくなる。

《第１の実施形態》
先ず、図２〜４を参照して、第１の実施形態に係る同期整流型フォワードコンバータについて説明する。
図２はその回路図、図３は図２の主要部の波形図である。

図２に示すように、トランスＴには１次巻線Ｎ１、２次巻線Ｎ２、３次巻線Ｎ３、および補助巻線Ｎ４を備えている。１次巻線Ｎ１には直列に主スイッチ素子Ｑ１を接続し、入力端子２１（２１ａ，２１ｂ）の間にコンデンサＣ１１を接続している。トランスＴの２次巻線Ｎ２には直列にチョークコイルＬ１および整流スイッチ素子Ｑ２を接続し、出力端子３２（３２ａ，３２ｂ）間には平滑コンデンサＣ１２を接続している。また、チョークコイルＬ１の励磁エネルギの放出時の転流経路を構成する（チョークコイルＬ１と平滑コンデンサＣ１２と共にループを構成する）位置に転流スイッチ素子Ｑ３を設けている。

トランスＴの３次巻線Ｎ３には３次整流平滑回路２２を接続している。スイッチング制御回路２３は、３次整流平滑回路２２からの出力をフォワードコンバータの出力電圧の間接的な検出値およびそれ自身の電源として動作し、主スイッチ素子Ｑ１に対してスイッチング制御信号を出力する。整流スイッチ素子Ｑ２のゲートには、トランスＴの２次巻線Ｎ２の起電圧を、コンデンサＣ３を介して印加するように、２次巻線Ｎ２の一端との間にコンデンサＣ３を接続している。またこの整流スイッチ素子Ｑ２のゲート・ソース間には、コンデンサＣ３の放電用のダイオードＤ２および整流スイッチゲート電圧調整回路２５を接続している。

転流スイッチ素子Ｑ３のゲートには、トランスＴの補助巻線Ｎ４の一端を接続し、この補助巻線Ｎ４の他端には、第１の転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子Ｑ５を接続している。

この第１の転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子Ｑ５のゲートには転流スイッチターンオフ信号発生回路２４を接続している。この転流スイッチターンオフ信号発生回路２４は、スイッチング制御回路２３から出力される主スイッチ素子Ｑ１に対するスイッチング制御信号と同期するタイミングで主スイッチ素子Ｑ１のオン時にＱ５がオンするように第１の転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子Ｑ５を制御する。この転流スイッチターンオフ信号発生回路２４は、例えば従来例として示した図１中のパルストランス１１とダイオード１３からなる回路に相当している。因みに、主スイッチ素子Ｑ１のオフ時に第１の転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子Ｑ５を直接制御することはしない。制御しなくてもＱ５はオフするし、Ｑ１オフ時のＱ５の電流方向はその寄生ダイオードの順方向であるので、Ｑ１オフ時のＱ５オン・オフ状態は動作に影響を与えない。

以上に示した部分の構成は、特許文献１の例として図１に示した回路とほぼ同様である。

この図２に示す同期整流型フォワードコンバータの特徴的な部分は第２の転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子Ｑ４およびその制御用の回路を含むフライバック電圧印加回路２６を備えたことである。このフライバック電圧印加回路２６は、トランスＴの補助巻線Ｎ４の起電圧を整流平滑するダイオードＤ１およびコンデンサＣ１、コンデンサＣ１の放電用抵抗Ｒ４を備えている。またコンデンサＣ１の充電電圧が所定電圧に達したときの導通するツェナーダイオードＺＤ１および抵抗Ｒ３からなる回路を、第２の転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子Ｑ４のゲートに接続している。この第２の転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子Ｑ４は第１の転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子Ｑ５に並列に接続している。そして、この第２の転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子Ｑ４のドレイン・ソース間に抵抗Ｒ１およびツェナーダイオードＺＤ２を接続している。

図２に示した同期整流型フォワードコンバータの動作は次の通りである。
〈通常動作〉
先ず、スイッチング制御回路２３から主スイッチ素子Ｑ１のゲートへ印加される電圧によって主スイッチ素子Ｑ１がオンする。同じくスイッチング制御回路２３からの信号が転流スイッチターンオフ信号発生回路２４を介して第１の転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子Ｑ５のゲートに印加され、Ｑ５がオンすることによって転流スイッチ素子Ｑ３がオフする。その後、Ｑ５はゲートに印加される信号が無くなるのでオフする。

主スイッチ素子Ｑ１のオンによりトランスＴの１次巻線Ｎ１に電流が流れる。これに伴い、２次巻線Ｎ２の起電圧によって整流スイッチ素子Ｑ２がオンして、Ｎ２→Ｃ１２→Ｌ１→Ｑ２→Ｎ２の経路で電流が流れ、Ｃ１２が充電されると共にＬ１に励磁エネルギが蓄積される。この時、補助巻線Ｎ４の起電圧は転流スイッチ素子Ｑ３をオンする方向とは逆向きであるのでＱ３はオフのままである。

スイッチング制御回路２３の制御により主スイッチ素子Ｑ１がターンオフすると、２次巻線Ｎ２の起電圧が反転し、整流スイッチ素子Ｑ２のゲートにコンデンサＣ３を介して負電圧が印加され、Ｑ２がターンオフする。また、補助巻線Ｎ４に発生する起電圧によって転流スイッチ素子Ｑ３のゲート電圧が正になって、Ｑ５の寄生ダイオード→Ｎ４→Ｑ３のゲート・ソースの経路でＱ３のゲート・ソース間容量に充電電流が流れる。これによりＱ３がオンする。その結果、Ｌ１→Ｑ３→Ｃ１２→Ｌ１の経路で転流が生じる。
この後、再び主スイッチ素子Ｑ１がオンし、上述の動作を繰り返す。

３次整流平滑回路２２は、２つのダイオード、チョーク回路、および平滑コンデンサからなるフォワード型の整流平滑回路であり、その出力電圧は出力端子３２に生じる電圧にほぼ比例している。そのため、１次巻線Ｎ１の巻数をｎ１、２次巻線Ｎ２の巻数をｎ２、主スイッチ素子Ｑ１のオンデューティ比をＤ、入力端子２１への入力電圧をＶｉｎとすると、出力端子３２には次の電圧Ｖｏが発生する。

Ｖｏ＝（ｎ２／ｎ１）Ｄ・Ｖｉｎ
スイッチング制御回路２３は、３次整流平滑回路２２から出力される電圧が所定電圧を保つように上記デューティ比Ｄを制御する。すなわちスイッチング周波数を一定にしたままＰＷＭ制御を行う。

〈逆流動作〉
整流方式を同期整流とした際に、2 次出力に発生した過電圧により出力チョークが励磁されるモードが発生すると、同期整流用のスイッチ素子はＦＥＴであって双方向に電流を流せるため、2 次出力から入力側へ電力が回生されるモードが発生する。このモードでは出力からコンバータへ電流が流れ込む（逆流する）ため、このモードの動作を逆流動作という。

逆流動作は入力電源（この同期整流型フォワードコンバータの入力電源）の能力に左右される。基本的に入力へ回生される電力を吸収しない場合と吸収できる場合とでは動作が異なる。逆流によって入力電圧が上昇する場合は入力電圧の上昇を伴うため、入力過電圧時の保護回路が必要となる。ここでは入力電源が電流の吸い込みも行え、電圧を常に一定にできる場合を想定する。

逆流動作時は、Q１のオン期間がトランスＴのオン期間より短くなる状態が発生する。通常動作では１次側からL１を励磁するため、1 次からの電力供給がなくなると、L１電圧が反転し、トランス電圧が反転してQ２がオフするが、逆流動作時はＬ１が出力電源（例えば出力端子に並列接続されている他の電源）により、このオフ期間に励磁され、Ｑ１のオンタイミングで励磁状態のリセットに移る。この回路では、トランスの２次巻線Ｎ２により整流スイッチ素子Ｑ２の制御が行われるため、Ｌ１の励磁状態によりＱ２がオフ制御される。

このように、逆流動作時は、スイッチング制御回路２３によるスイッチング周波数で動作するため、動作周波数が固定される。

〈自励発振動作〉
逆流動作において、スイッチング制御回路２３による制御が完全になくなり、出力から印加される電圧によりコンバータの動作周波数が制御される状態を自励発振動作と言う。

図２の回路においてスイッチング制御が停止した際に、転流スイッチ素子Ｑ３は補助巻線Ｎ４に発生する電圧でゲート・ソース間容量が充電されてオンする。これにより、Ｑ３とチョークコイルＬ１を介して電流（逆流）が流れる。この電流は時間の経過と共に増加する。ここで、もし第２の転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子Ｑ４が存在しないとすると、１次側の制御が停止していてＱ５はオフであるので、Ｑ３のゲート・ソース間容量に充電された電荷は抵抗Ｒ１のみを介して徐々に放電されることになる。

上記放電が進んでＱ３がオフするとチョークコイルＬ１の電圧が反転し、Ｑ２のゲート・ソース間容量を充電してＱ２がオンする。これによって、２次巻線Ｎ２→Ｑ２→Ｌ１の経路で電流が流れ、電力が１次側に回生される。チョークコイルＬ１の励磁がリセットされると、このチョークコイルＬ１の電圧が反転し、Ｑ２がオフすることにより、２次巻線Ｎ２および補助巻線Ｎ４にフライバック電圧が発生し、Ｑ３がオンする。以上の動作を繰り返す。

上述のように、第２の転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子Ｑ４が存在しないとすると、Ｑ３のゲート・ソース間容量に充電された電荷は抵抗Ｒ１を介して徐々に放電されるため、自励発振の発振周波数は低くなる。例えば、３５〜７５Ｖ入力、１．２〜５Ｖ出力で、制御時のスイッチング周波数は６４０ｋＨｚで、周波数低下を抑制しない場合の自励発振周波数は約半分の３００ｋＨｚ程度となる。

そこで、自励発振の時だけＱ３のゲート・ソース間容量の電荷を放電する経路としてＱ４を備えている。このＱ４を制御する信号として、補助巻線Ｎ４に発生する電圧のピーク値を利用するために、ダイオードＤ１、コンデンサＣ１および抵抗Ｒ４を備えている。

通常動作時には、所定の周波数でスイッチングが行われるため、補助巻線Ｎ４に発生する電圧、すなわちＣ１に充電される電圧はそれほど高くならず、ツェナーダイオードＺＤ１で遮られているため、Ｑ４はオフ状態を維持する。

自励発振時には、発振周波数が低下し、トランスＴの励磁時間が長くなるため、補助巻線Ｎ４に発生する電圧も大きくなり、そのピーク値すなわちコンデンサＣ１に充電される電圧が高くなって、ツェナーダイオードＺＤ１を介してＱ４のゲートに電圧が印加され、Ｑ４がオンする。

Ｑ４がオンすると、Ｑ３のゲート・ソース間容量の電荷が速やかに放電され、Ｑ３のターンオフが速まり、発振周波数の低下が抑制される。上述の例では、自励発振周波数は６００ｋＨｚ程度に制限される。

図３の（Ａ）は逆流の変化と回路各部の電圧波形を示している。また（Ｂ）は、Ｑ３のゲート・ソース間電圧の変化を示している。この図３（Ｂ）において、自励発振によるトランスフライバック電圧が上昇すると、Ｑ３のゲート・ソース間電圧は矢印Ａ１で示すように上昇する。また、Ｑ４によるＱ３のゲート・ソース間容量の電荷の放電が早まると、Ｑ３のゲート・ソース間電圧の波形は矢印Ａ２方向に変化し、Ｑ３のオン時間は矢印Ａ３で示すように短縮化される。

図３の（Ａ）に示すように、出力端子３２の出力電圧が上昇すると、Ｑ３のゲート・ソース間電圧は、トランスのフライバック共振波形で決まる周期を下限として、Ｑ３のオン時間を短縮する。このようにＱ３のオン時間には図３の（Ｂ）でＴｍｉｎで示したように下限があるため、フライバック電圧がどれだけ大きくなっても必ずオン時間を持つことになり、自励発振は継続的に行われる。

図４は、図２に示した同期整流型フォワードコンバータの逆流防止特性の例を示している。横軸は出力端子３２から流入する電流（逆流電流）、縦軸は出力端子３２の電圧である。逆流電流が２［Ａ］以上流れようとする状態では、出力電圧が上昇すると共に逆流電流が抑制され、安定した自励発振が行われることがわかる。これは、フライバック電圧の発生期間が一定期間（トランス共振周波数により定まる期間）に固定されるため、Ｑ３の動作周波数の最大値に安定点が存在し、自励発振が安定化することを表している。このため、出力からの逆印加電圧に対して、スイッチング制御回路２３とは独立して安定した自励発振が行われる。

《第２の実施形態》
次に、第２の実施形態に係る同期整流型フォワードコンバータの構成を図５・図６を基に説明する。
図５はこの第２の実施形態に係る同期整流型フォワードコンバータの回路図、図６はその主要部の波形図である。

図５に示すように、補助巻線Ｎ４に抵抗Ｒ２，Ｒ４およびコンデンサＣ１からなる回路を接続し、そのコンデンサＣ１の充電電圧がＱ４のゲートに加わるように接続している。その他は図２に示したものと同様である。

第１の実施形態では、トランスの補助巻線Ｎ４に発生するフライバック電圧のピーク値を基に第２の転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子Ｑ４を制御するようにしたが、この第２の実施形態では、トランスＴの補助巻線Ｎ４に発生する電圧をその都度用いる。

すなわち、自励発振の周波数が低下するにしたがって、補助巻線Ｎ４のフライバック電圧が高くなり、その電圧が所定値を超えた時点でＱ４がオンする。この図５に示す例では、通常動作時もＱ４のゲートにコンデンサＣ１の充電電圧が印加されるが、その電圧はＱ４のしきい値以下であるので、Ｑ４はオンしない。

図５に示した同期整流型フォワードコンバータの通常動作と逆流動作は第１の実施形態の場合と同様である。自励発振動作時には、Ｑ４がオンしてＱ３の周波数を上昇させる方向で動作し、安定した自励発振が行われる。すなわち、逆流によって自励発振を起こす最初のワンパルス（補助巻線Ｎ４のフライバック電圧）で、コンデンサＣ１の充電電圧が上昇してＱ４がオンする。Ｑ４がオンすると、Ｑ３のゲート・ソース間容量の電荷が速やかに放電され、Ｑ３のターンオフが速まり、発振周波数の低下が抑制される。

図６に示すように、Ｑ４のゲート・ソース間には補助巻線Ｎ４の電圧が印加される。出力端子３２の出力電圧が上昇して、Ｑ４のゲート・ソース間電圧がスレショルド電圧を超えたとき、フライバックの共振波形で決まる周波数以上では転流スイッチ素子Ｑ３が動作できない。

《第３の実施形態》
次に、第３の実施形態に係る同期整流型フライバックコンバータの構成を、図７を基に説明する。
この第３の実施形態に係る同期整流型フォワードコンバータは、１次側の制御がなされている状態で逆流が生じる場合に対応するものである。このような場合、整流スイッチ素子Ｑ２、転流スイッチ素子Ｑ３は１次側のスイッチングによって制御されると共に、２次側の自励発振によっても制御されることになり、競合を起こして自励発振が安定しないおそれがある。そこで、この第３の実施形態では、逆流によって自励発振が生じている時には、１次側の制御を強制的に停止するようにしている。

具体的には、３次巻線Ｎ３に接続されている３次整流平滑回路２２を、整流ダイオードＤ３、転流ダイオードＤ４、チョークコイルＬ２、および平滑コンデンサＣ４とで構成し、チョークコイルＬ２の両端電圧を検出して逆流検知を行う。

スイッチング制御回路２３は、誤差増幅器２９、三角波生成回路２８、およびＮＡＮＤゲート３０とで構成している。このスイッチング制御回路２３は、３次整流平滑回路２２の出力電圧と基準電圧との誤差電圧を誤差増幅器２９で増幅し、三角波生成回路２８とＮＡＮＤゲート３０とによってＰＷＭ制御信号を発生し、これを主スイッチ素子Ｑ１のゲートへ出力する。

逆流検知回路２７は、抵抗Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７、ダイオードＤ５，Ｄ６，Ｄ７およびコンデンサＣ５で構成している。コンデンサＣ５の充電電圧は、主スイッチ素子Ｑ１のゲート電圧とチョークコイルＬ２の電圧との合成電圧となる。その他の構成は第１の実施形態に示したものと同様である。

図７に示した同期整流型フォワードコンバータの動作は次の通りである。
〈通常動作時〉
主スイッチ素子Ｑ１の駆動信号（電圧）に対してＱ１のゲート電圧と３次整流平滑回路２２のチョークコイルＬ２の両端電圧はハイレベルとローレベルとが相補的に切り替わる。そのため、ダイオードＤ６，Ｄ７を介して両者の電圧の和をとると、コンデンサＣ５に常にハイレベルの信号が得られ、その結果、ダイオードＤ５が順バイアスとなることがなく、誤差増幅器２９の出力がローレベルになることがなく、正常な制御が行われる。

〈逆流電流発生時〉
逆流電流によって自励発振が発生しても、３次整流平滑回路２２は同期整流にはなっていないので、ダイオードＤ３，Ｄ４のオン期間が短くなり、チョークコイルＬ２の両端電圧がハイレベルになる期間が短くなる。そのため、主スイッチ素子Ｑ１のゲート電圧との間にずれが生じ、上記ダイオードＤ６，Ｄ７を介してコンデンサＣ５に印加される電圧がローレベルになる期間が生じるようになって、コンデンサＣ５の充電電圧は低下する。この電圧が所定値以下になると、ダイオードＤ５がオンして誤差増幅器２９の出力がローレベルに固定され、主スイッチ素子Ｑ１のゲート電圧がローレベルに保たれてスイッチングが停止する。（ダイオードＤ５は誤差増幅器２９の出力電圧の引き込み用である。）
なお上述の例は、３次整流平滑回路を非同期のフォワード型整流回路で構成して、同期整流の周波数と自励発振の周波数とのずれに起因して電圧が生じるように回路構成するようにして、自励発振の検知を行うようにしたが、その他に、逆流を検知することができれば、逆流時に１次側の制御を停止すればよい。

《第４の実施形態》
次に、第４の実施形態に係る同期整流型フォワードコンバータについて図８を基に説明する。
図２に示した例では、スイッチング制御回路２３が３次整流平滑回路２２の出力電圧を検出して主スイッチ素子Ｑ１のスイッチング制御を行い、出力電圧を安定化させる場合について示したが、この図８に示す例では、出力端子３２の電圧を直接検出する出力電圧検出回路３１を設け、その検出結果に応じてスイッチング制御回路２３が主スイッチ素子Ｑ１のスイッチング制御を行う。また、スイッチング制御回路２３は、出力電圧検出回路３１が出力電圧の異常な上昇を検出した時、１次側の制御を停止する。この場合、３次整流平滑回路２２はスイッチング制御回路２３の電源としてのみ作用する。その他の構成は図２に示したものと同様である。

このように、出力電圧を直接検出し、それに基づいて出力電圧の安定化制御を行う直接制御方式のＤＣ−ＤＣコンバータでも本発明の考え方を適用することができる。このような直接制御方式の場合、何らかの理由で出力が過電圧になった時、１次側の制御が停止するので、その時に並列接続している他のＤＣ−ＤＣコンバータの出力から電流が逆流することによって自励発振が始まる可能性がある。

このように、出力電圧が所定値より上昇したときに１次側の制御を自ら停止する場合でも安定した自励発振を維持することで、逆流動作時のスイッチ素子への電圧，電流ストレスを軽減できる。

《第５の実施形態》
次に、第５の実施形態に係る同期整流型フォワードコンバータについて図９・図１０を基に説明する。
この第５の実施形態に係る同期整流型フォワードコンバータは、スイッチング制御回路２３に対して電源電圧を供給する３次整流平滑回路２２の構成を具体的に示したものである。その他の構成は図２に示したものと同様である。

ここで３次整流平滑回路２２はフォワード型の同期整流回路を構成している。そのため、トランスＴには補助巻線Ｎ４とは別にもう一つの補助巻線Ｎ５を設けている。３次巻線Ｎ３には直列に整流ダイオードＤ８およびチョークコイルＬ２を接続している。また、チョークコイルＬ２の一端と３次巻線Ｎ３一端との間に転流ダイオードＤ９を設けると共に、同期整流素子Ｑ６を接続している。この同期整流素子Ｑ６のゲートには、コンデンサＣ６、抵抗Ｒ８、Ｒ９、およびダイオードＤ１０からなる回路を接続している。

同期整流素子Ｑ６のゲートには、補助巻線Ｎ５に発生するフライバック電圧がコンデンサＣ６を介して印加されるので、補助巻線Ｎ５にフライバック電圧が発生したとき同期整流素子Ｑ６がオンする。

この同期整流型フォワードコンバータの動作は次の通りである。
自励発振時にＱ３がオンしきれない状態があるとトランスのオン期間が上昇する。（長くなる）。２次側では整流スイッチ素子Ｑ２と転流スイッチ素子Ｑ３の同時オンが起こるが、もし３次整流平滑回路２２をダイオード整流の回路構成とすると、整流ダイオードと転流ダイオードの同時オンが起こらないため、出力端子の出力電圧と３次整流平滑回路２２の出力電圧との相関がとれずに、両電圧に差が生じる。

これに対して、図９に示したように、３次整流平滑回路２２の整流素子としてＭＯＳＦＥＴからなる同期整流素子で整流回路を構成することによって、この３次整流平滑回路２２でも同時オンが生じ、スイッチング制御回路２３へ与えられる電源電圧と出力端子３２から負荷へ出力される出力電圧との相関関係が保たれる。その結果、出力側から印加される電圧に対してヒステリシスを持たない動作が可能となる。

図１０はその例を示す図である。３次整流平滑回路２２をダイオード整流回路とした場合には、出力逆印加電圧の上昇および下降に伴って図中破線で示すように推移する。すなわちヒステリシスをもつ。これに対し、３次整流平滑回路２２を同期整流回路とすれば、図中実線で示すように、出力逆印加電圧の上昇および下降に伴ってヒステリシスなく３次整流平滑回路２２の出力電圧が推移する。

そのため、出力端子３２の出力電圧を的確にモニタリングでき、出力電圧に応じた制御を行うことができる。

特許文献１に係るコンバータの構成を示す回路図である。 第１の実施形態に係る同期整流型フォワードコンバータの回路図である。 同コンバータの主要部の波形図である。 同コンバータの逆流電流と出力電圧との関係を示す図である。 第２の実施形態に係る同期整流型フォワードコンバータの回路図である。 同コンバータの主要部の波形図である。 第３の実施形態に係る同期整流型フォワードコンバータの回路図である。 第４の実施形態に係る同期整流型フォワードコンバータの回路図である。 第５の実施形態に係る同期整流型フォワードコンバータの回路図である。 同コンバータの出力逆印加電圧と３次整流平滑回路出力電圧との関係を示す図である。

符号の説明

Ｔ−トランス
２１−入力端子
２２−３次整流平滑回路
２３−スイッチング制御回路
２４−転流スイッチターンオフ信号発生回路
２５−整流スイッチゲート電圧調整回路
２６−フライバック電圧印加回路
２７−逆流検知回路
２８−三角波生成回路
２９−誤差増幅器
３０−ＮＡＮＤゲート
３１−出力電圧検出回路
３２−出力端子
Ｑ１−主スイッチ素子
Ｑ２−整流スイッチ素子
Ｑ３−転流スイッチ素子
Ｑ４−第２の転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子
Ｑ５−第１の転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子
Ｑ６−同期整流素子
Ｎ１−１次巻線
Ｎ２−２次巻線
Ｎ３−３次巻線
Ｎ４−補助巻線
Ｌ１−チョークコイル
Ｃ１２−平滑コンデンサ

Claims (6)

1. １次巻線と２次巻線を備えたトランスと、該トランスの１次巻線に直列に接続した主スイッチ素子と、前記トランスの２次巻線に対して直列に接続したチョークコイルと、出力端子間に並列に接続した平滑コンデンサと、前記トランスの２次巻線に対して直列に接続され、前記主スイッチ素子のオン／オフに同期してオン／オフする整流スイッチ素子と、前記主スイッチ素子のオン／オフに同期してオフ／オンし、オンによって前記チョークコイルの励磁エネルギの放出経路を構成する転流スイッチ素子と、前記主スイッチ素子のスイッチング制御を行うスイッチング制御回路と、前記トランスの補助巻線に対して直列に接続され、前記転流スイッチ素子の制御端子に対する、前記トランスの補助巻線の起電圧の印加制御を行う第１の転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子と、前記主スイッチ素子のオンに同期して第１の転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子をオン制御する転流スイッチターンオフ信号発生回路と、
   を備えた同期整流型フォワードコンバータにおいて、
   第１の転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子に並列接続された第２の転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子を備え、
   前記トランスのフライバック電圧が所定値以上に上昇することに基づいて第２の転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子を制御するフライバック電圧印加回路を設けた同期整流型フォワードコンバータ。
2. 前記フライバック電圧印加回路は、前記トランスのフライバック電圧を整流して該整流信号を前記転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子の制御端子へ印加する回路である請求項１に記載の同期整流型フォワードコンバータ。
3. 前記フライバック電圧印加回路は、前記補助巻き線の出力のフライバック電圧を積分して該積分信号を前記転流スイッチターンオフ制御用スイッチ素子の制御端子へ印加する回路である請求項１に記載の同期整流型フォワードコンバータ。
4. 前記スイッチング制御回路は、前記出力端子の電圧を直接検出して前記出力端子の電圧が所定値を保つように前記主スイッチ素子のスイッチング制御を行う請求項１〜３のうちいずれか１項に記載の同期整流型フォワードコンバータ。
5. 前記トランスは３次巻線を備え、該３次巻線に接続された、チョークコイルを含むフォワード型整流回路を備え、前記スイッチング制御回路は、前記主スイッチ素子のオン期間に対し前記フォワード型整流回路のチョークコイルの励磁期間が長くなっていることによって、前記整流スイッチ素子と転流スイッチ素子の自励発振の有無を検知するとともに、該自励発振を検知したとき前記主スイッチ素子のスイッチングを停止する自励発振検知制御回路を備えた請求項１〜４のうちいずれか１項に記載の同期整流型フォワードコンバータ。
6. 前記トランスは３次巻線を備え、該３次巻線に接続された、チョークコイルを含むフォワード型の同期整流回路を備え、前記スイッチング制御回路は、前記同期整流回路の出力電圧を基準に前記出力端子の電圧を間接的に検出して前記出力端子の電圧を所定値に保つように前記主スイッチ素子のスイッチング制御を行う請求項１〜３のうちいずれか１項に記載の同期整流型フォワードコンバータ。

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