JP2006149171A - スイッチング電源回路 - Google Patents

Abstract

【課題】 スイッチング周波数制御により定電圧制御を行い、力率改善機能を有する電源回路において、スイッチング周波数制御の必要制御範囲の縮小化を図り、ワイドレンジ対応の構成を実現する。
【解決手段】 電流共振形コンバータの構成を採った上で、絶縁コンバータトランスＰＩＴの総合結合係数ｋtについてｋt＝０．７０程度以下を設定する。これによって定電圧制御に必要なスイッチング周波数の必要制御範囲の縮小化が図られ、ワイドレンジ対応の構成が実現される。また、力率改善は、電力回生方式又は電圧帰還方式による力率改善回路を備える。
【選択図】図１

Description

本発明は、各種電子機器の電源として備えられるスイッチング電源回路に関する。

特開平６−３２７２４６号公報（第１１図）

近年、高周波の比較的大きい電流及び電圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によって、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源回路としては、大部分がスイッチング方式の電源回路になっている。
スイッチング電源回路はスイッチング周波数を高くすることによりトランスその他のデバイスを小型にすると共に、大電力のＤＣ−ＤＣコンバータとして各種の電子機器の電源として使用される。

ところで、一般に商用電源を整流すると平滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。
また、このような歪み電流波形となることによって発生する、高調波を抑圧するための対策が必要とされている。

また、スイッチング電源回路としては、例えば日本や米国等の交流入力電圧ＡＣ１００Ｖ系の地域と、欧州等のＡＣ２００Ｖ系の地域に対応するように、例えば約ＡＣ８５Ｖ〜２８８Ｖの交流入力電圧範囲に対応した動作が可能に構成された、いわゆるワイドレンジ対応の電源回路が知られている。

ここで、上記した共振形コンバータとしては、コンバータを形成するスイッチング素子のスイッチング周波数を制御すること（スイッチング周波数制御方式）により安定化を図るように構成したものが知られている。
このようなスイッチング周波数制御方式による共振形コンバータとして、例えば汎用の発振・ドライブ回路ＩＣなどによりスイッチング素子をスイッチング駆動するような構成では、例えばスイッチング周波数ｆｓの可変範囲は最大で、ｆｓ＝５０ｋHz〜２５０ｋHz程度となっている。このような可変範囲である場合、例えば負荷電力Ｐｏの変動範囲がＰｏ＝０Ｗから９０Ｗ程度まで、さらには１５０Ｗ程度までの比較的大きな変動幅となる負荷条件では、ワイドレンジとしてのＡＣ８５Ｖ〜２８８Ｖの交流入力電圧範囲に対応して安定化を図ることはほぼ不可能となる。

例えばＡＣ８５Ｖ〜１４４Ｖ程度の変動に対応するＡＣ１００Ｖ系の単レンジの構成において、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜０Ｗの負荷変動に対応する安定化を行うとした場合は、スイッチング周波数の可変範囲はおよそ８０ｋHz〜２００ｋHz程度となる。その上で上記のようなＡＣ８５Ｖ〜２８８Ｖの変動に対応するワイドレンジの構成を実現するためには、スイッチング周波数の制御範囲として例えば８０ｋHz〜５００ｋHz程度のさらに広範囲が必要となり、上記した発振・ドライブＩＣの最大可変範囲ではこれを制御することが実質的に不可能となる。
また、仮に発振・ドライブＩＣとしてこのような広範囲な周波数の制御範囲が実現可能とされたとしても、スイッチング周波数が４００ｋHzや５００ｋHzといった高周波となることに伴っては、例えばスイッチング素子やトランスにおける損失が増大し、電力変換効率として実用的な数値を得ることが非常に困難となる。
これらのことから、共振形コンバータでは、スイッチング周波数制御によるワイドレンジ対応の構成が実質的に不可能であるとされている。

そこで従来においては、共振形コンバータにおいてワイドレンジ対応の構成を実現し、さらに力率の改善を図ることのできる技術として、いわゆるアクティブフィルタを用いる手法が知られている（例えば上記特許文献１参照）。

このようなアクティブフィルタの基本構成としては、例えば図１５に示すものとなる。
この図１５においては、商用交流電源ＡＣにブリッジ整流回路Ｄｉを接続している。このブリッジ整流回路Ｄｉの正極／負極ラインに対しては並列に出力コンデンサＣoutが接続される。ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力が出力コンデンサＣoutに供給されることで、出力コンデンサＣoutの両端電圧として直流電圧Ｖoutが得られる。この直流電圧Ｖoutは、例えば後段のＤＣ−ＤＣコンバータなどの負荷１０に入力電圧として供給される。

また、力率改善のための構成としては、図示するようにして、インダクタＬ、高速リカバリ型のダイオードＤ、抵抗Ｒｉ、スイッチング素子Ｑ、及び乗算器１１を備える。
インダクタＬ、ダイオードＤは、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、出力コンデンサＣoutの正極端子との間に、直列に接続されて挿入される。
抵抗Ｒｉは、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子（一次側アース）と出力コンデンサＣoutの負極端子との間に挿入される。
また、スイッチング素子Ｑ1は、この場合にはＭＯＳ−ＦＥＴが選定されており、図示するようにしてインダクタＬとダイオードＤの接続点と、一次側アース間に挿入される。

乗算器１１に対しては、フィードフォワード回路として、電流検出ラインＬI及び波形入力ラインＬwが接続され、フィードバック回路として電圧検出ラインＬVが接続される。
乗算器１１は、電流検出ラインＬIから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子に流れる整流電流レベルを検出する。
また、波形入力ラインＬwから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子の整流電圧波形を検出する。これは、即ち、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧）の波形を絶対値化して検出していることに相当する。
また、電圧検出ラインＬVから入力される、出力コンデンサＣoutの直流電圧Ｖoutに基づいて、直流入力電圧の変動差分を検出する。
そして、乗算器１１からは、スイッチング素子Ｑを駆動するためのドライブ信号が出力される。

電流検出ラインＬIから乗算器１１に対しては、ブリッジ整流回路Ｄｉの負極出力端子に流れる整流電流が入力される。乗算器１１では、この電流検出ラインＬIから入力された整流電流レベルを検出する。また、電圧検出ラインＬVから入力される、出力コンデンサＣoutの直流電圧Ｖoutに基づいて、直流入力電圧の変動差分を検出する。また、波形入力ラインＬwから入力される、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子の整流電圧波形を検出する。これは、即ち、商用交流電源ＡＣ（交流入力電圧）の波形を絶対値化して検出していることに相当する。

乗算器１１では、先ず、上記のようにして電流検出ラインＬIから検出した整流電流レベルと、上記電圧検出ラインＬVから検出した直流入力電圧の変動差分と乗算する。そして、この乗算結果と、波形入力ラインＬwから検出した交流入力電圧の波形とによって、交流入力電圧ＶACと同一波形の電流指令値を生成する。

さらに、この場合の乗算器１１では、上記電流指令値と実際の交流入力電流レベル（電流検出ラインＬ1からの入力に基づいて検出される）を比較し、この差に応じてＰＷＭ信号についてＰＷＭ制御を行い、ＰＷＭ信号に基づいたドライブ信号を生成する。そして、スイッチング素子Ｑは、このドライブ信号によってスイッチング駆動される。この結果、交流入力電流は交流入力電圧と同一波形となるように制御されて、力率がほぼ１に近付くようにして力率改善が図られることになる。また、この場合には、乗算器によって生成される電流指令値は、整流平滑電圧の変動差分に応じて振幅が変化するように制御されるため、整流平滑電圧の変動も抑制されることになる。

図１６（ａ）は、図１５に示したアクティブフィルタ回路に入力される入力電圧Ｖin及び入力電流Ｉinを示している。電圧Ｖinは、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力としての電圧波形に対応し、電流Ｉinは、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力としての電流波形に対応する。ここで、電流Ｉinの波形は、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力電圧（電圧Ｖin）と同じ導通角となっているが、これは、商用交流電源ＡＣからブリッジ整流回路Ｄｉに流れる交流入力電流の波形も、この電流Ｉinと同じ導通角となっていることを示す。つまり、ほぼ１に近い力率が得られている。

また、図１６（ｂ）は、出力コンデンサＣoutに入出力するエネルギー（電力）Ｐchgの変化を示す。出力コンデンサＣoutは、入力電圧Ｖinが高いときにエネルギーを蓄え、入力電圧Ｖinが低いときにエネルギーを放出して、出力電力の流れを維持する。
図１６（ｃ）は、上記出力コンデンサＣoutに対する充放電電流Ｉchgの波形を示している。この充放電電流Ｉchgは、上記図１６（ｂ）の入出力エネルギーＰchgの波形と同位相となっていることからも分かるように、出力コンデンサＣoutにおけるエネルギーＰchgの蓄積／放出動作に対応して流れる電流である。

上記充放電電流Ｉchgは、入力電流Ｖinとは異なり、交流ライン電圧（商用交流電源ＡＣ）の第２高調波とほぼ同一の波形となる。交流ライン電圧には、出力コンデンサＣoutとの間のエネルギーの流れによって、図１６（ｄ）に示すようにして、第２高調波成分にリップル電圧Ｖdが生じる。このリップル電圧Ｖdは、無効なエネルギー保存のために、図１６（ｃ）に示す充放電電流Ｉchgに対して、９０°の位相差を有する。出力コンデンサＣoutの定格は、第２高調波のリップル電流と、その電流を変調するブースト・コンバータ・スイッチからの高周波リップル電流を処理することを考慮して決定するようにされる。

また、図１７には、先の図１５の回路構成を基として、基本的なコントロール回路系を備えたアクティブフィルタの構成例を示している。なお、図１５と同一とされる部分については同一符号を付して説明を省略する。
ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、出力コンデンサＣoutの正極端子間には、スイッチングプリレギュレータ１５が備えられる。このスイッチングプリレギュレータ１５は、図１５においては、スイッチング素子Ｑ、インダクタＬ、及びダイオードＤなどにより形成される部位となる。

そして、乗算器１１を含むコントロール回路系は、他に、電圧誤差増幅器１２、除算器１３、二乗器１４を備えて成る。
電圧誤差増幅器１２では、出力コンデンサＣoutの直流電圧Ｖoutを、分圧抵抗Ｒvo−Ｒvdにより分圧してオペアンプ１２ａの非反転入力に入力する。オペアンプ１２ａの反転入力には基準電圧Ｖrefが入力される。オペアンプ１２ａでは、基準電圧Ｖrefに対する分圧された直流電圧Ｖoutの誤差に応じたレベルの電圧を、帰還抵抗Ｒvl、コンデンサＣvlによって決定される増幅率により増幅して、誤差出力電圧Ｖveaとして除算器１３に出力する。

また、二乗器１４には、いわゆるフィードフォワード電圧Ｖffが入力される。このフィードフォワード電圧Ｖffは、入力電圧Ｖinを平均化回路１６（Ｒf11，Ｒf12，Ｒf13，Ｃf11，Ｃf12）により平均化した出力（平均入力電圧）とされる。二乗器１４では、このフィードフォワード電圧Ｖffを二乗して除算器１３に出力する。

除算器１３では、電圧誤差増幅器１２からの誤差出力電圧Ｖveaについて、二乗器１４から出力された平均入力電圧の二乗値により除算を行い。この除算結果としての信号を乗算器１１に出力する。
つまり、電圧ループは、二乗器１４、除算器１３、乗算器１１の系から成るものとされる。そして、電圧誤差増幅器１２から出力される誤差出力電圧Ｖveaは、乗算器１１で整流入力信号Ｉvacにより乗算される前の段階で、平均入力電圧（Ｖff）の二乗により除算されることになる。この回路によって、電圧ループの利得は、平均入力電圧（Ｖff）の二乗として変化することなく、一定に維持される。平均入力電圧（Ｖff）は、電圧ループ内において順方向に送られる開ループ補正の機能を有する。

乗算器１１には、上記除算器１３により誤差出力電圧Ｖveaを除算した出力と、抵抗Ｒvacを介したブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子（整流出力ライン）の整流出力（Ｉac）が入力される。ここでは、整流出力を電圧によるのではなく、電流（Ｉac）として示している。乗算器１１では、これらの入力を乗算することによって、電流プログラミング信号（乗算器出力信号）Ｉmoを生成して出力する。これは、図１５にて説明した電流指令値に相当する。出力電圧Ｖoutは、この電流プログラミング信号の平均振幅を可変することで制御される。つまり、電流プログラミング信号の平均振幅の変化に応じたＰＷＭ信号が生成され、このＰＷＭ信号に基づいたドライブ信号によってスイッチング駆動が行われることによって、出力電圧Ｖoutのレベルをコントロールするものである。
したがって、電流プログラミング信号は、入力電圧と出力電圧を制御する平均振幅の波形を有する。なお、アクティブフィルタは、出力電圧Ｖoutのみではなく、入力電流Ｖinも制御するようになっている。そして、フィードフォワード回路における電流ループは、整流ライン電圧によってプログラムされるということがいえるので、後段のコンバータ（負荷１０）への入力は抵抗性になる。

図１８は、図１５に示した構成に基づくアクティブフィルタの後段に対して電流共振形コンバータを接続して成る電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路は、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の双方の交流入力電圧に対応する、いわゆるワイドレンジ対応とされている。また、負荷電力０〜１５０Ｗの条件に対応可能な構成を採っている。また、電流共振形コンバータとしては、他励式のハーフブリッジ結合方式による構成を採る。

この図１８に示す電源回路においては、商用交流電源ＡＣに対して、図示する接続態様により、２組のコモンモードチョークコイルＣＭＣによるコモンモードノイズフィルタと、３組のアクロスコンデンサＣLが接続され、この後段にブリッジ整流回路Ｄｉが接続される。
また、ブリッジ整流回路Ｄｉの整流出力ラインには、１組のチョークコイルＬNと、２組のフィルタコンデンサ（フィルムコンデンサ）ＣN，ＣNを図示するようにして接続して成るノーマルモードノイズフィルタ１２５が接続される。

ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子は、上記チョークコイルＬNと、パワーチョークコイルＰＣＣのインダクタＬpcと、高速リカバリ型の整流ダイオードＤ20の直列接続を介して、平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。この平滑コンデンサＣｉは、図１５、図１７における出力コンデンサＣoutに相当する。また、パワーチョークコイルＰＣＣのインダクタＬpcとダイオードＤ20は、それぞれ、図１５に示したインダクタＬとダイオードＤに相当する。
また、この図における整流ダイオードＤ20には、コンデンサＣsn−抵抗Ｒsnから成るＲＣスナバ回路が並列に接続される。

スイッチング素子Ｑ6は、図１５におけるスイッチング素子Ｑに相当する。つまり、実際にアクティブフィルタのスイッチング素子を実装するのにあたって、この場合にはスイッチング素子Ｑ6をパワーチョークコイルＬpcと高速リカバリ型の整流ダイオードＤ20の接続点と、一次側アース（抵抗Ｒ3を介する）との間に挿入するようにしている。
この場合のスイッチング素子Ｑ6にはＭＯＳ−ＦＥＴが選定され、また、図示するようにボディダイオードによるダンパーダイオードＤD6が接続されている。

力率・出力電圧制御用ＩＣ１２０は、この場合には力率を１に近づけるように力率改善を行うアクティブフィルタの動作を制御する集積回路（ＩＣ）とされている。
この場合、力率・出力電圧制御回路２０は、乗算器、除算器、誤差電圧増幅器、ＰＷＭ制御回路、及びスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号を出力するドライブ回路等を備えて構成される。図１７に示した乗算器１１、電圧誤差増幅器１２、除算器１３、及び二乗器１４などに相当する回路部は、この力率・出力電圧制御用ＩＣ１２０内に搭載される。

この場合、フィードバック回路は平滑コンデンサＣｉの両端電圧（整流平滑電圧Ｅｉ）を分圧抵抗Ｒ5，Ｒ6により分圧した電圧値を、力率・出力電圧制御用ＩＣ１２０の端子Ｔ１に入力するようにして形成される。

また、フィードフォワード回路としては、スイッチング素子Ｑ6のソースと一次側アース間に挿入される抵抗Ｒ3の接続点から、抵抗Ｒ4を介して端子Ｔ２に対し整流電流レベルを入力するようにしている。つまり、図１５における電流検出ラインＬIに相当するラインとしてのフィードフォワード回路が形成されている。

また、端子Ｔ４には、力率・出力電圧制御用ＩＣ１２０の動作電源が供給される。この端子Ｔ４には、パワーチョークコイルＰＣＣにおける、インダクタＬpcとトランス結合された巻線Ｎ5に励起された交番電圧が、図示するダイオードＤ11及びコンデンサＣ11とから成る半波整流回路により低圧直流電圧に変換されて供給される。

また、端子Ｔ３からは、スイッチング素子を駆動するためのドライブ信号がスイッチング素子Ｑ6のゲートに対して出力される。
スイッチング素子Ｑ6は、印加されるドライブ信号に応じてスイッチング動作を行う。

そして、スイッチング素子Ｑ6のスイッチング駆動は、図１５及び図１７により説明したようにして、整流出力電流の波形が、整流出力電圧波形とほぼ同等の波形となるように、ＰＷＭ制御に基づくドライブ信号によって行われる。整流出力電流の波形が整流出力電圧波形とほぼ同等となるということは、即ち、商用交流電源ＡＣから流入する交流入力電流の波形としても、交流入力電圧ＶACの波形とほぼ同じとなることであり、結果的に、力率がほぼ１となるように制御されることになる。つまり、力率改善が図られる。

ここで、実際における力率改善動作を示すものとして、次の図１９、図２０に、図１８に示す回路にて得られる交流入力電流ＩACの波形を、交流入力電圧ＶACとの対比により示す。なお、これらの図において、図１９では交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時の、また図２０では交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時の結果を示している。
図１９に示されるように、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では、交流入力電流ＩACのピークレベルは６．５Ａｐとなる。そして、交流入力電流ＩACの導通期間としては、交流入力電圧ＶACの半周期の期間長とほぼ一致するようにされて、力率の改善が図られていることがわかる。
また、図２０に示す交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時では、交流入力電流ＩACのピークレベルは３．０Ａｐとなり、この場合もその導通期間は交流入力電圧ＶACの半周期間長とほぼ一致するようにされ、力率の改善が図られていることが理解できる。

また、このような力率の改善と共に、図１８に示す力率・出力電圧制御用ＩＣ１２０によっては、整流平滑電圧Ｅｉ（図１７では、Ｖoutに相当する）＝３８０Ｖの平均値について、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの範囲で定電圧化するようにも動作する。つまり、後段の電流共振形コンバータには、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの変動範囲に関わらず、３８０Ｖで安定化された直流入力電圧が供給されることとなる。このことは、上記した図１９、図２０において、交流入力電流ＩACのピークレベルが交流入力電圧ＶAC＝２３０時に１／２以下に低下していることによっても示されている。
そして、このような交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの範囲は、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系を連続的にカバーするものであり、従って、後段のスイッチングコンバータには、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系と２００Ｖ系とで、同じレベルで安定化された直流入力電圧（Ｅｉ）が供給されることとなる。つまり、図１８に示す電源回路は、アクティブフィルタを備えることで、ワイドレンジ対応の電源回路としても動作するものである。

アクティブフィルタの後段の電流共振形コンバータは、図示するようにして、２石のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を備えて成る。この場合には、スイッチング素子Ｑ1がハイサイドで、スイッチング素子Ｑ2がローサイドとなるようにしてハーフブリッジ接続し、整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）に対して並列に接続している。つまり、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータを形成している。

この場合の電流共振形コンバータは他励式とされ、これに対応して上記スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2には、ＭＯＳ−ＦＥＴが用いられている。これらスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2に対しては、それぞれ並列にクランプダイオードＤD1，ＤD2が接続され、これによりスイッチング回路が形成される。これらクランプダイオードＤD1，ＤD2は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時における逆方向電流を流す経路を形成する。
スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、発振・ドライブ回路２によって、交互にオン／オフとなるタイミングによって所要のスイッチング周波数によりスイッチング駆動される。また、発振・ドライブ回路２は、図示する制御回路１による後述する二次側直流出力電圧Ｅoのレベルに応じた制御に基づき、スイッチング周波数を可変制御するように動作し、これにより、二次側直流出力電圧Ｅoの安定化を図るようにされる。

絶縁コンバータトランスＰＩＴは、上記スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力を一次側から二次側に伝送するために設けられる。
絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一方の端部は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の接続点（スイッチング出力点）に対して接続され、他方の端部は、直列共振コンデンサＣ1を介して一次側アースに接続される。ここで、直列共振コンデンサＣ1は、自身のキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンス(L1)とによって直列共振回路を形成する。この直列共振回路は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力が供給されることで共振動作を生じるが、これによって、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2から成るスイッチング回路の動作を電流共振形とする。

ここでの図示による説明は省略するが、上記した絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造としては、例えばフェライト材によるＥ型コアを組み合わせたＥＥ型コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2とを、ＥＥ型コアの内磁脚に対して巻装している。
また、絶縁コンバータトランスＰＩＴのＥＥ型コアの内磁脚に対しては1.0mm程度以下のギャップを形成するようにして、一次巻線Ｎ1と二次巻線Ｎ2とで０．８０〜０．９０程度の結合係数を得るようにしている。

絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2に対しては、センタータップを施し二次側アースに接続した上で、図示するようにして整流ダイオードＤo1，Ｄo2、及び平滑コンデンサＣｏから成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサＣｏの両端電圧として二次側直流出力電圧Ｅｏが得られる。この二次側直流出力電圧Ｅｏは、図示しない負荷側に供給されるとともに、制御回路１の検出入力としても分岐して供給される。
制御回路１は、入力される二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルに応じた制御信号を発振・ドライブ回路２に対して供給する。発振・ドライブ回路２は、この制御信号に応じて二次側直流出力電圧Ｅｏが安定化されるようにスイッチング周波数を可変するようにしてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を駆動するようにされる。つまり、スイッチング周波数制御方式による安定化が行われるものである。

図２１は、負荷変動に対するAC→DC電力変換効率（総合効率）、力率、及び整流平滑電圧Ｅｉの各特性を示している。この図では、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜０Ｗの変動に対する特性が示されている。また、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時（ＡＣ１００Ｖ系）の特性を実線で示し、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時（ＡＣ２００Ｖ系）の特性を破線で示している。
また、図２２は、交流入力電圧ＶACの変動に対するAC→DC電力変換効率（総合効率）、力率、及び整流平滑電圧Ｅｉの各特性を示している。この図では、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗで一定の負荷条件の下での、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの変動に対する特性が示される。

先ず、AC→DC電力変換効率（ηAC→DC）は、図２１に示すようにして、負荷電力Ｐｏが重負荷の条件となるのに従って高くなっていく傾向となっている。また、交流入力電圧ＶACの変動に対しては、同じ負荷条件の下では、図２１及び図２２に示されるように、交流入力電圧ＶACのレベルが高くなっていくのに応じて高くなっていく傾向となっている。
実際においては、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗの負荷条件で、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時には、ηAC→DC＝８６．５％程度が得られ、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時にはηAC→DC＝８９．３％程度が得られている。

また、力率ＰＦについては、図２１に示すように、負荷電力Ｐｏが重負荷の傾向となるのに従って高くなっていく傾向を有している。また、交流入力電圧ＶACの変動に対しては、図２１及び図２２に示されるように、交流入力電圧ＶACのレベルが上昇するのに応じて、低下する傾向となっていることが分かる。
実際としては、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗの負荷条件で、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時には力率ＰＦ＝０．９９程度、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時には力率ＰＦ＝０．９８程度が得られる。

また、整流平滑電圧Ｅｉについては、図２１、図２２に示されるように、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜０Ｗ、交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜２６４Ｖの変動に対して一定となる結果が得られている。

これまでの説明から分かるように、図１８に示した電源回路は、従来から知られている図１５及び図１７に示したアクティブフィルタを実装して構成されている。このような構成を採ることによって、力率改善を図っている。また、負荷電力が１５０Ｗ以下の条件の下で、商用交流電源ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系とで動作する、いわゆるワイドレンジ対応の構成を実現している。

しかしながら、図１８に示した構成による電源回路としても、次のような問題を有している。
先ず、図１８に示す電源回路における電力変換効率としては、図示もしているように、前段のアクティブフィルタに対応するAC→DC電力変換効率と、後段の電流共振形コンバータのDC→DC電力変換効率とを総合したものとなる。
つまり、図１８に示される回路の総合的な電力変換効率としては、これらの電力変換効率の値を乗算した値となるものであり、その分低下傾向となってしまう。

実験によれば、図１８の回路におけるアクティブフィルタに対応する部分でのAC→DC電力変換効率は、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時ではηAC→DC＝９２％程度、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖの条件ではηAC→DC＝９５％程度となる。また、電流共振形コンバータ側でのDC→DC電力変換効率は、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ、整流平滑電圧Ｅｉ＝３８０Ｖ時にηDC→DC＝９４％程度である。
従って、図１８の回路における総合的なAC→DC電力変換効率としては、先の図２１、図２２にて説明したように、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時ではηAC→DC＝８６．５％程度に低下し、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時としてもηAC→DC＝８９．３％程度に低下してしまう。

また、アクティブフィルタ回路はハードスイッチング動作であることから、ノイズの発生レベルが非常に大きいため、比較的重度のノイズ抑制対策が必要となる。
このため、図１８に示した回路では、商用交流電源ＡＣのラインに対して、２組のコモンモードノイズチョークコイルと、３組のアクロスコンデンサによるノイズフィルタを形成している。つまり、２段以上のフィルタが必要となっている。
また、整流出力ラインに対しては、１組のチョークコイルＬNと、２組のフィルタコンデンサＣNから成るノーマルモードノイズフィルタを設けている。さらに、整流用の高速リカバリ型のダイオードＤ20に対しては、ＲＣスナバ回路を設けている。
このようにして、実際の回路としては非常に多くの部品点数によるノイズ対策が必要であり、コストアップ及び電源回路基板の実装面積の大型化を招いている。

さらに、汎用ＩＣとしての力率・出力電圧制御用ＩＣ１２０によって動作するスイッチング素子Ｑ6のスイッチング周波数は６０ｋHzで固定であるのに対して、後段の電流共振形コンバータのスイッチング周波数は８０ｋHz〜２００ｋHzの範囲で可変する。このようにして両者のスイッチングタイミングが個々に独立して行われることで、両者のスイッチング動作により、一次側アース電位は干渉しあって不安定になり、例えば異常発振が生じやすくなる。これにより、例えば回路設計が難しいものとなったり、信頼性を劣化させるなどの問題も招くことになる。

また、図１４の電源回路ではハードスイッチング動作とされることで、電源起動時における突入電流の抑制のための構成を備えなければならない。例えば、実際においては、突入電流の抑制のために、図示は省略したが商用交流電源ＡＣのラインに対して突入電流制限抵抗を挿入したり、或いはパワーサーミスタ等を挿入するようにされている。
このような突入電流抑制のための追加構成が必要となる点もコストアップや回路の大型化の一因となっている。

そこで本発明は上記した課題を考慮して、スイッチング電源回路として次のように構成する。
つまり、先ず、商用交流電源を入力して整流平滑電圧を生成する整流平滑手段と、上記整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段とを備える。
また、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、この一次巻線により交番電圧が誘起される二次巻線とが少なくとも巻装されて形成される絶縁コンバータトランスを備える。
また、少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路を備える。
さらに、両波整流回路以外の整流回路を備えるようにされて上記二次巻線に得られる交番電圧について整流動作を行って、その整流出力を二次側平滑コンデンサにより平滑化して二次側直流出力電圧を生成する二次側直流出力電圧生成手段と、上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、上記二次側直流出力電圧について定電圧制御を行う定電圧制御手段とを備える。
そして、上記スイッチング手段のスイッチング動作により上記一次側直列共振回路に得られるスイッチング出力を、上記整流平滑手段を形成する整流平滑回路の所定の整流電流経路に対して帰還し、この帰還されたスイッチング出力により整流電流を断続するようにして動作するもので、少なくとも力率改善用インダクタンス素子と力率改善用スイッチング素子とを有して形成される力率改善手段を備える。
その上で、上記絶縁コンバータトランスは、少なくともコアの所定位置に形成されるギャップ長の設定により、一次側と二次側との結合係数が所定以下となるようにされているものである。

上記構成によるスイッチング電源回路では、一次側直列共振回路に得られるスイッチング出力を整流電流経路に帰還する方式による力率改善手段によって力率の改善が図られる。
その上で、二次側の整流回路としては、両波整流回路以外の整流回路を備えるものとしたことで、両波整流回路とされた場合に二次巻線に存在することになる線間静電容量をなくすことができ、二次側において並列共振動作が行われないようにすることができる。そして、このような構成において、絶縁コンバータトランスの一次側と二次側との結合係数を所定以下にまで低下させていることで、二次側直流出力電圧の安定化のために必要なスイッチング周波数の可変制御範囲（必要制御範囲）の有効な縮小化を図ることができる。

このようにして本発明によれば、定電圧制御に必要なスイッチング周波数の可変制御範囲（必要制御範囲）を有効に縮小することができることから、スイッチング周波数制御方式による安定化動作のみによるワイドレンジ対応の電源回路が実現可能となる。
また、力率の改善は、上記のようにしてスイッチング出力を整流電流経路に帰還する方式による力率改善手段によって行うことができる。
すなわち、このような構成による本発明によれば、力率の改善を図るワイドレンジ対応の電源回路の実現にあたり、従来必要とされていたアクティブフィルタは省略可能とすることができる。

このようにしてアクティブフィルタを省略可能となることで、同じ力率改善とワイドレンジ対応化を図る構成として、電力変換効率の低下を抑制できる。

また、本発明の電源回路としては、アクティブフィルタを構成するための多数の部品素子が不要となる。また、電源回路を構成する電流共振形コンバータ、及び力率改善回路はソフトスイッチング動作であり、スイッチングノイズが大幅に低減されるから、ノイズフィルタを強化する必要もなくなる。
このために、先行技術と比較しては、部品点数が大幅に削減されることになって、電源回路サイズの小型／軽量化を図ることが可能となる。また、それだけコストダウンが図られることにもなる。
また、さらには、アクティブフィルタが省略されたことで、一次側アース電位の干渉が無くなるので、一次側アース電位も安定することとなって、信頼性が向上する。

ここで、上記したような本発明の効果を得るための基本構成としては、既に力率改善機能が付加された従来の電流共振形コンバータの構成に対しては、少なくとも絶縁コンバータトランスのコアに形成するギャップ長を拡大して結合係数を所定以下に設定するものとすればよいものである。
つまり、本発明によれば、少なくともワイドレンジ対応の構成実現のためには追加部品は不要とすることができるもので、これによってワイドレンジ対応の電源回路の実現にあたり、既に力率改善機能を備える構成に対しては特別な追加部品なしでアクティブフィルタを省略した構成が可能となるものである。

図１は、本発明を実施するための最良の形態（以下、実施の形態ともいう）における、第１の実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。この図に示す電源回路は、一次側の基本構成として、ハーフブリッジ結合方式による他励式の電流共振形コンバータに対して部分電圧共振回路が組み合わされた構成を採る。
また、この図１に示される電源回路としては、ＡＣ１００Ｖ系及びＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源入力に対応して動作可能な、いわゆるワイドレンジ対応の構成を採る。
また、対応負荷電力としては、例えば、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ程度からＰｏ＝０Ｗ（無負荷）までの変動範囲に対応し、二次側直流出力電圧Ｅｏ＝１３５Ｖで安定化するものとされる。

先ず、この図１に示す電源回路において、商用交流電源ＡＣに対しては、フィルタコンデンサＣL、ＣL、及びコモンモードチョークコイルＣＭＣによるコモンモードノイズフィルタが形成されている。
そして、上記ノイズフィルタの後段となる商用交流電源ＡＣに対しては、ブリッジ整流回路Ｄｉ及び１本の平滑コンデンサＣｉから成る全波整流平滑回路が接続される。ただし、本実施の形態においては、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力ラインと、平滑コンデンサＣｉの正極端子間には、力率改善回路３が介在するようにして設けられる。この力率改善回路３の構成及びその動作については後述する。
この全波整流平滑回路が商用交流電源ＡＣを入力して全波整流動作を行うことによって、平滑コンデンサＣｉの両端には整流平滑電圧Ｅｉ（直流入力電圧）が得られる。この場合の整流平滑電圧Ｅｉは、交流入力電圧ＶACの等倍に対応したレベルとなる。

上記直流入力電圧を入力してスイッチング（断続）する電流共振形コンバータとしては、図示するようにして、ＭＯＳ−ＦＥＴによる２本のスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をハーフブリッジ結合により接続したスイッチング回路を備える。スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ドレイン−ソース間に対しては、ダンパーダイオードＤD1，ＤD2が並列に接続される。ダンパーダイオードＤD1のアノード、カソードは、それぞれスイッチング素子Ｑ1のソース、ドレインと接続される。同様にして、ダンパーダイオードＤD2のアノード、カソードは、それぞれスイッチング素子Ｑ2のソース、ドレインと接続される。ダンパーダイオードＤD1，ＤD2は、それぞれスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2が備えるボディダイオードとされる。

また、スイッチング素子Ｑ2のドレイン−ソース間に対しては、一次側部分共振コンデンサＣｐが並列に接続される。少なくとも、この一次側部分共振コンデンサＣｐのキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1によっては並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成する。そして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。

また、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2をスイッチング駆動するために、発振・ドライブ回路２が設けられる。この発振・ドライブ回路２は、発振回路、駆動回路を有しており、例えば汎用のＩＣを用いることができる。そして、この発振・ドライブ回路２内の発振回路及び駆動回路によって、所要の周波数によるドライブ信号（ゲート電圧）をスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2の各ゲートに対して印加する。これにより、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2は、所要のスイッチング周波数により交互にオン／オフするようにしてスイッチング動作を行う。

絶縁コンバータトランスＰＩＴは、スイッチング素子Ｑ1 、Ｑ2のスイッチング出力を二次側に伝送するために設けられる。
この絶縁トランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1の一方の端部は、一次側直列共振コンデンサＣ1の直列接続を介して、スイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2のドレインとの接続点（スイッチング出力点）に接続されることで、スイッチング出力が伝達されるようになっている。また、この場合の一次巻線Ｎ１の他方の端部は、力率改善回路１１内の高周波インダクタＬ11の直列接続を介して、平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続されている。

ここで、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図２の断面図に示すような構造とされる。
この図に示されるように、絶縁コンバータトランスＰＩＴは、フェライト材によるＥ型コアＣＲ１、ＣＲ２を互いの磁脚が対向するように組み合わせたＥＥ型コア（ＥＥ字形コア）を備える。
そして、一次側と二次側の巻装部について相互に独立するようにして分割した形状により、例えば樹脂などによって形成されるボビンＢが備えられる。このボビンＢの一方の巻装部に対して一次巻線Ｎ1を巻装する。また、他方の巻装部に対して、二次巻線Ｎ2を巻装する。このようにして一次側巻線（Ｎ1）及び二次側巻線（Ｎ2）が巻装されたボビンＢを上記ＥＥ型コア（ＣＲ１，ＣＲ２）に取り付けることで、一次側巻線及び二次側巻線とがそれぞれ異なる巻装領域により、ＥＥ型コアの内磁脚に巻装される状態となる。このようにして絶縁コンバータトランスＰＩＴ全体としての構造が得られる。

そのうえで、ＥＥ型コアの内磁脚に対しては、図のようにしてギャップＧを形成する。この場合のギャップＧとして、図１に示す回路の場合は、例えばギャップ長1.6mm程度を設定するようにしている。なお、ギャップＧは、Ｅ型コアＣＲ１，ＣＲ２の内磁脚を２本の外磁脚よりも短くすることで形成することができる。

ちなみに、上記した絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造そのものとしては、例えば先に図１８に示した電源回路をはじめとして、先行技術としての電流共振形コンバータを備える電源回路に採用されるものと殆ど同様となる。つまり、本実施の形態の絶縁コンバータトランスＰＩＴで設定されるギャップＧとしては、先行技術の場合とほぼ同様のものとなる。
なお、先にも述べたが、このような従来のギャップ長の設定により得られる、電源回路の一次側と二次側との結合係数ｋとしては、例えばｋ＝０．８０〜０．９０程度である。

説明を図１に戻す。
絶縁コンバータトランスＰＩＴは、図２により説明した構造によって一次巻線Ｎ1に所定のリーケージインダクタンスＬ1を生じさせる。また、先に説明したように、一次巻線Ｎ1と一次側直列共振コンデンサＣ1とは直列に接続されている。従って、上記一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1と一次側直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスとによっては直列共振回路（一次側直列共振回路）が形成されることになる。
そのうえで、上記一次側直列共振回路は、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力点に対して接続されており、従って、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング出力は、一次側直列共振回路に伝達されることになる。一次側直列共振回路では、伝達されたスイッチング出力により共振動作を行うことで、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とする。

ところで、これまでの説明によると、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路（Ｌ1−Ｃ1）による電流共振形としての動作と、前述した一次側部分電圧共振回路（Ｃｐ//Ｌ1）とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
つまり、この図に示す電源回路の一次側においては、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路とが組み合わされた構成を採っている。ここでは、このように２つの共振回路が組み合わされて成るスイッチングコンバータを、「複合共振形コンバータ」ということにする。

なお、図１に示す電源回路の構成によれば、後述するようにして、一次側直列共振回路を形成するインダクタンスとしては、高周波インダクタＬ11のインダクタンスも含めたものとして考えることができる。また、一次側の部分電圧共振回路についても、高周波インダクタＬ11のインダクタンスを含めて形成されるものとして考えることができる。

絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2には、一次巻線Ｎ1に伝達されたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起（誘起）される。
この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次巻線Ｎ2に対しては、整流ダイオードＤo1〜Ｄo4を図示するようにして接続して成るブリッジ整流回路と、１組の平滑コンデンサＣoとによる全波整流平滑回路が設けられる。
この全波整流平滑回路において、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の一方の半周期では、ブリッジ整流回路の整流ダイオード［Ｄo1，Ｄo4］の組が導通して、平滑コンデンサＣoに対して整流電流を充電する動作が得られる。また、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の他方の半周期では、整流ダイオード［Ｄo2，Ｄo3］の組が導通して平滑コンデンサＣoに対して整流電流を充電する動作が得られる。
これにより、平滑コンデンサＣoの両端電圧（二次側直流出力電圧Ｅo）としては、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧レベルの等倍に対応したレベルが得られることになる。

このようにして平滑コンデンサＣｏに得られた二次側直流出力電圧Ｅoは、図示しない負荷に供給されるとともに、次に説明する制御回路１のための検出電圧としても分岐して入力される。

制御回路１は、二次側直流出力電圧Ｅoをスイッチング周波数制御方式により安定化するために設けられる。
この場合の制御回路１は、検出入力である二次側直流出力電圧Ｅoのレベル変化に応じた検出出力を発振・ドライブ回路２に供給する。発振・ドライブ回路２では、入力された制御回路１の検出出力に応じてスイッチング周波数が可変されるようにしてスイッチング素子Ｑ1，Ｑ2を駆動する。このためには、内部の発振回路により生成する発振信号の周波数を可変することになる。
スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のスイッチング周波数が可変されることで、一次側直列共振回路の共振インピーダンスが変化し、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1から二次巻線Ｎ2側に伝送される電力量が変化するが、これにより二次側直流出力電圧Ｅoのレベルを安定化させるように動作する。

ここで、一般的な電流共振形コンバータにおいては、スイッチング周波数制御方式として、一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏよりも高い周波数範囲をスイッチング周波数の可変範囲として設定するようにされた、いわゆるアッパーサイド制御の方式を採る。
このとき、直列共振回路は、共振周波数において最も共振インピーダンスが低くなる。このことから、本実施の形態のようにして直列共振回路の共振周波数に基づくアッパーサイド制御方式を採る場合には、スイッチング周波数ｆｓが高くなっていくのに応じて、共振インピーダンスを高くすることになる。
従って、例えば重負荷の傾向となって二次側直流出力電圧Ｅoが低下するのに応じては、上記スイッチング周波数を低くするように制御することになる。これは共振インピーダンスを低くすることとなり、一次側から二次側への電力伝送量が増加することになるために、二次側直流出力電圧Ｅoが上昇する。
これに対して、軽負荷の傾向となって二次側直流出力電圧Ｅoが上昇するのに応じては、上記スイッチング周波数を高くするように制御する。これにより、共振インピーダンスは高くなって上記電力伝送量が低減するために、二次側直流出力電圧Ｅoは低下する。このようにして、スイッチング周波数が可変されることによって、二次側直流出力電圧Ｅoが安定化されることになる。

続いて、力率改善回路３について説明する。
力率改善回路３は、高周波インダクタ（チョークコイル）Ｌ11、スイッチングダイオードＤ1（力率改善用スイッチング素子）、フィルタコンデンサＣNを備える。
この場合の高周波インダクタＬ11には、所定の巻線位置に対してタップが設けられており、これにより、高周波インダクタＬ11は、高周波巻線部Ｌ11A（第１巻線部）と、高周波巻線部Ｌ11B（第２巻線部）とに分割される。この場合、高周波インダクタＬ11としての巻線全体の巻始め端部は高周波巻線部Ｌ11B側の巻始め端部となり、従って、高周波巻線部Ｌ11Bの巻終わり端部と、高周波巻線部Ｌ11Aの巻始め端部が、タップ位置となる。高周波巻線部Ｌ11A側の巻終わり端部が、高周波インダクタＬ11としての巻線全体の巻終わり端部となる。

そして、高周波インダクタＬ11において高周波巻線部Ｌ11Aと高周波巻線部Ｌ11Bとの接続点となるタップに対しては、スイッチングダイオードＤ1のカソードが接続される。スイッチングダイオードＤ1のアノードはブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と接続される。
また、高周波インダクタＬ11において高周波巻線部Ｌ11Aの巻終わりとなる側の端部は、一次巻線Ｎ1の端部と接続される。また、高周波インダクタＬ11において高周波巻線部Ｌ11Bの巻始めとなる側の端部は、平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。

上記した接続形態では、商用交流電源ＡＣから直流入力電圧Ｅｉを生成する整流回路系において、商用交流電源ＡＣが正極性／負極性となる半周期ごとに形成される整流電流経路において、高周波巻線部Ｌ11BがスイッチングダイオードＤ1と直列に接続される回路形態が得られることになる。
また、一次側直列共振回路を形成するとされる一次側直列共振コンデンサＣ1と一次巻線Ｎ1の直列接続回路は、さらに高周波インダクタＬ11の直列接続を介して平滑コンデンサＣｉの正極端子に対して接続されることになる。ここで、高周波巻線部Ｌ11Bは、スイッチングダイオードＤ1と直列接続された状態で、平滑コンデンサＣｉに整流電流を流す整流電流経路内に挿入された形態となっている。このことは、一次側直列共振回路経由でスイッチング出力の帰還を受ける力率改善回路３からみれば、一次側直列共振回路は一次側直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンス（Ｌ１）に加え、高周波巻線部Ｌ11Aのインダクタンスも含んで形成されるものとしてみることができる。

また、この場合のフィルタコンデンサＣNは、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と、平滑コンデンサＣｉの正極端子との間に挿入される。この挿入形態では、フィルタコンデンサＣNは、スイッチングダイオードＤ1−高周波巻線部Ｌ11Bの直列接続回路に対して並列に接続されていることになる。このフィルタコンデンサＣNは、スイッチングコンバータのスイッチング動作に伴って整流電流経路に生じるノーマルモードノイズを抑制する。

このような力率改善回路３の回路構成によると、整流電流経路において、高周波巻線部Ｌ11Bとしてのインダクタンス成分と、スイッチングダイオードＤ1としての、電流をスイッチング（断続）する素子とが直列接続されて挿入されていることになる。そして、この直列接続回路の接続点に対して、一次側直列共振回路に得られるスイッチング出力（一次側直列共振電流）が印加されることになる。
さらに、上記接続点に対してスイッチング出力が印加されることによって整流電流経路内に生じる交番電圧に応じ、スイッチングダイオードＤ1が整流電流を断続するようにしてスイッチング動作を行うことで、整流電流を平滑コンデンサＣｉに流すようにされる。つまり、力率改善回路３においては、一次側直列共振回路に得られる一次側直列共振電流を電力として回生して、整流電流経路を経由して平滑コンデンサに対して帰還している動作が得られていることになる。

この場合、一次側直列共振電流を電力として回生して平滑コンデンサＣｉに帰還するのにあたっては、上述のようにして整流電流経路に挿入される高周波巻線部Ｌ11Bが介在しているものと見ることができる。つまり、電力回生は、高周波巻線部Ｌ11Bにおける磁気結合により行われるものとみることができる。
そして、上記のようにして断続される状態で流れる整流電流のエンベロープ波形の導通期間は、ブリッジ整流回路Ｄｉから出力される整流出力電圧レベルが平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされる期間にも流れるものとなるが、交流入力電流ＩACの導通期間としては、この整流電流の導通期間にほぼ一致したものとなる。つまり、交流入力電流ＩACの導通角は、力率改善回路を備えない場合よりも拡大されているものであり、交流入力電流ＩACの波形としては、交流入力電圧ＶACの波形に近付くようにして導通角が拡大されたものとなっている。つまり、力率改善が図られていることになる。

図３は、上記構成による力率改善回路３の実際の力率改善動作を示すための波形図として、図１の回路において得られる交流入力電流ＩACの波形を交流入力電圧ＶACとの対比により示す。
なお、この図３では、交流入力電圧ＶACの定格レベルがそれぞれ１００Ｖ時と２３０Ｖ時とでの波形をそれぞれ示している。また、負荷電力Ｐｏは１５０Ｗで一定とした場合の実験結果を示している。さらに、この図に示される結果は、図１の回路における各部の定数を後述する値に設定した場合に得られるものである。

先ず、図３に示される交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では、交流入力電圧ＶACのピークレベルは１４０Ｖｐとなり、交流入力電流ＩACのピークレベルは７．０Ａｐ程度となる。そして、交流入力電流ＩACの導通期間としては、交流入力電圧ＶACの半周期間に近いものとなっており、力率の改善が図られていることがわかる。
また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時では、交流入力電圧ＶACのピークレベルは３２５Ｖｐ、交流入力電流ＩACのピークレベルは５．０Ａｐ程度であり、この場合も交流入力電流ＩACの導通期間は、交流入力電圧ＶACの半周期間に近づくようにして拡大されており、力率改善が図られていることが理解できる。

ところで、図１に示した力率改善回路３において、高周波インダクタＬ11は一次巻線Ｎ1に対して直列関係にあることで、等価的には、高周波インダクタＬ11のインダクタンスは、一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンス成分としてみなすことができる。
ただし、高周波インダクタＬ11における高周波巻線部Ｌ11Bは、整流電流経路においてスイッチングダイオードＤ1と直列接続されることで、主としては、力率改善のためにスイッチング出力が印加される高周波インダクタとして機能するもので、一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンス成分として含まれるべき高周波インダクタＬ11のインダクタンスは、主としては高周波巻線部Ｌ11Aとなる。一次巻線Ｎ1は、この高周波巻線部Ｎ11Aとの直列接続を介するようにして、整流電流経路としてのラインであるスイッチングダイオードＤ1のカソードと高周波巻線部Ｌ11Bとの接続点に対して接続されているものとみることができる。従って、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける一次側のリーケージインダクタンスとしては、Ｌ1（Ｎ１）＋Ｌ11Aにより表されるものとみることができる。

ここで、実施の形態の電源回路において、絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップ長の設定による結合係数ｋとしては、前述もしたように従来とおよそ同等のｋ＝０．８０程度となるものであった。
しかしながら、上記のようにして一次側のリーケージインダクタンスが、高周波インダクタＬ11（高周波巻線部Ｌ11A）のインダクタンスの合成分によって見かけ上増加することで、一次側と二次側との総合的な結合係数（総合結合係数ｋt）としては、従来と同等とされていた上記結合係数ｋよりもさらに低い値が得られることになる。すなわち、電源回路における一次側と二次側の結合度としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造そのものによる結合係数ｋに対して、より低く設定されることになる。
なお、後述もするが、図１の回路においては、高周波インダクタＬ11について所定のインダクタンス値を設定することで、上記した総合結合係数ｋtについて、０．７０程度を設定することとしている。

図１に示す電源回路では、このようにして一次側と二次側の総合的な結合係数ｋｔについて、従来よりも低い値を設定するものとしたことで、交流入力電圧ＶAC＝８５〜２８８Ｖの変動範囲に対応して動作する、所謂ワイドレンジ対応を実現可能としている。
以下、このことについて説明していく。

先ずは、結合係数ｋとして０．８〜０．９程度を設定するようにされていた、従来の電流共振形コンバータを備えた電源回路についての考察から始める。
先にも触れたように、従来において、電流共振形コンバータを備え、スイッチング周波数制御方式により二次側直流出力電圧Ｅｏの安定化を図る電源回路としては、負荷電力Ｐｏの変動や交流入力電圧変動に対する二次側直流出力電圧Ｅｏの安定化に必要なスイッチング周波数の制御範囲（必要制御範囲Δｆｓ）が比較的広範となることで、スイッチング周波数制御のみでのワイドレンジ対応を図ることが実質的に不可能であるとされていた。

図２３は、従来の電流共振形コンバータにおける定電圧制御特性を、スイッチング周波数ｆｓと二次側直流出力電圧Ｅoのレベルとの関係により示している。
なお、従来の電流共振形コンバータとしては、先の図１５に示した電源回路について、前段のアクティブフィルタを省略した構成と考えればよい。すなわち、絶縁コンバータトランスＰＩＴについて、ギャップ長を1.0mm程度として結合係数ｋ＝０．８〜０．９程度を設定するようにされた電流共振形コンバータである。

先ず、一般的なこととして、直列共振回路は、共振周波数ｆｏのときに最も共振インピーダンスが小さくなる。これにより、アッパーサイド制御における二次側直流出力電圧Ｅoとスイッチング周波数ｆｓの関係として、二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは、スイッチング周波数ｆｓが共振周波数ｆｏに近づいていくほど上昇し、共振周波数ｆｏから離れていくのに従って低下していくものとなる。
従って、負荷電力Ｐｏを一定とした条件でのスイッチング周波数ｆｓに対する二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは、この図１５において示されるように、スイッチング周波数ｆｓが一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏと同じときにピークとなり、共振周波数ｆｏから離れるのに応じて低下する二次曲線的な変化を示すことになる。

また、同じスイッチング周波数ｆｓに対応する二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは、最小負荷電力Ｐｏmin時よりも最大負荷電力Ｐｏmax時のほうが、所定分低下するようにしてシフトする特性が得られる。つまり、スイッチング周波数ｆｓを固定として考えると、重負荷の条件となるのに従って二次側直流出力電圧Ｅoのレベルは低下する。

そして、このような特性のもとで、アッパーサイド制御により二次側直流出力電圧Ｅoについて、Ｅo＝ｔｇとなるようにして安定化しようとした場合、従来の電源回路において必要となるスイッチング周波数の可変範囲（必要制御範囲）は、Δｆｓとして示される範囲となる。

ここで、例えばＡＣ１００Ｖ系の単レンジに対応するとして入力電圧について交流入力電圧ＶAC＝８５Ｖ〜１２０Ｖの変動範囲と、さらに、メイン直流電源である二次側直流出力電圧Ｅoの最大負荷電力Ｐｏmaxから最小負荷電力Ｐｏminまでの負荷変動範囲が例えばＰｏ＝１５０Ｗ〜０Ｗとされた場合を想定してみる。
この場合、従来の電流共振形コンバータにおいて二次側直流出力電圧Ｅｏの定電圧制御のために可変するスイッチング周波数ｆｓの可変範囲は、ｆｓ＝８０kHz〜２００kHz程度であり、Δｆｓとしても１２０kHz程度と相応に広範囲なものとなる。

このことを踏まえて、スイッチング周波数制御のみでワイドレンジ対応を実現することについて考えてみると、先ずワイドレンジとしては例えばＡＣ８５Ｖ〜２８８Ｖの交流入力電圧範囲に対応することになる。従って、例えば上記のようなＡＣ１００Ｖ系のみ、あるいはＡＣ２００Ｖ系のみの単レンジに対応する場合と比較して、同じ負荷変動範囲に対応するとした場合の二次側直流出力電圧Ｅoのレベル変動範囲は、当然拡大する傾向となる。
そして、このような交流入力電圧範囲に対応してレベル変動範囲が拡大傾向とされた二次側直流出力電圧Ｅoについて定電圧制御を行うためには、より広範囲なスイッチング周波数制御範囲が必要となる。例えば、上記したＡＣ１００Ｖ系単レンジでの必要制御範囲Δｆｓ（ｆｓ＝８０kHz〜２００kHz程度）とされた場合では、ワイドレンジ対応とするにあたってのスイッチング周波数ｆｓの制御範囲は約８０kHz〜５００kHzにまで拡大する必要がでてくる。

しかしながら、現状のスイッチング素子を駆動するためのＩＣ（発振・ドライブ回路２）としては、対応可能な駆動周波数の上限は２００kHz程度が限界である。また、仮に上記したような高い周波数での駆動が可能なスイッチング駆動用ＩＣを構成して実装したとしても、このような高い周波数でスイッチング素子を駆動した場合には、電力変換効率が著しく低下するために、現実の電源回路として実用的ではなくなる。
以上のような事情から、従来の電源回路の構成によっては、スイッチング周波数制御方式による安定化動作のみでワイドレンジ対応を図ることが非常に困難とされていたものである。

これに対し、図１に示した電源回路のように、一次側と二次側との結合係数について従来よりも低い値に設定した場合の定電圧制御特性としては、次の図４に示すようになる。
図４は、図１の電源回路の定電圧制御特性を、スイッチング周波数ｆｓと二次側直流出力電圧Ｅｏとの関係により示している。
なお、この図では同時に、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおける結合係数ｋを従来の設定とした場合の電源回路における、二次側直流出力電圧Ｅｏについての定電圧制御特性を一点鎖線により示している。
また、確認のために述べておくと、図１の電源回路における前段の電流共振形コンバータとしても、スイッチング周波数制御方式としていわゆるアッパーサイド制御を採用していることを前提とする。

図４において、この場合としても、直列共振回路においては共振周波数ｆｏのときに最も共振インピーダンスが小さくなる特性から、アッパーサイド制御における二次側直流出力電圧Ｅｏとスイッチング周波数ｆｓの関係としては、スイッチング周波数ｆｓが共振周波数ｆｏに近づいていくほど二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルが上昇し、共振周波数ｆｏから離れていくのに従って二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルが低下していくものとなる。
従って、この場合も負荷電力Ｐｏを一定とした条件でのスイッチング周波数ｆｓに対する二次側直流出力電圧Ｅｏレベルは、図示するようにして、スイッチング周波数ｆｓが一次側直列共振回路の共振周波数ｆｏと同じときにピークとなり、共振周波数ｆｏから離れるのに応じて低下する二次曲線的な変化を示す。

また、同じスイッチング周波数ｆｓに対応する二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルとしては、この場合も最小負荷電力Ｐｏmin時よりも最大負荷電力Ｐｏmax時のほうが所定分低下するようにしてシフトする特性となる。従ってこの場合としても、スイッチング周波数ｆｓを固定として考えると重負荷の条件となるのに従って二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルは低下する傾向となる。

ここで、この図に示される図１の回路の場合での最大負荷電力Ｐｏmax（Ｐｏ＝１５０Ｗ）時の特性曲線（特性曲線１）と、従来の回路でのＰｏmax時の特性曲線（特性曲線２）とを比較してわかるように、最大負荷電力時での双方の特性曲線としては、およそ同様の比較的急峻な二次曲線が得られていることがわかる。これに対し、最小負荷電力Ｐｏmin（Ｐｏ＝０Ｗ）時では、特性曲線３と示される図１の回路の曲線と、特性曲線４と示される従来の曲線とを比較すると、従来での非常になだらかな曲線に対し、図１の回路では急峻となる特性が得られていることが理解できる。

そして、このような特性が得られている下で、アッパーサイド制御により二次側直流出力電圧ＥｏについてＥｏ＝ｔｇとなるようにして安定化しようとした場合、従来の電源回路においてＥｏの安定化に必要となるスイッチング周波数の可変範囲（必要制御範囲Δｆｓ）は、特に上記のようにして最小負荷電力Ｐｏmin時の特性曲線がなだらかであることから、図のように比較的広範なΔｆｓBと示される範囲となる。
これに対し、図１に示した電源回路におけるＥｏの安定化のための必要制御範囲Δｆｓは、従来よりも最小負荷電力Ｐｏmin時の特性曲線が急峻とされたことで、上記ΔｆｓBよりも縮小されたΔｆｓAとして示される範囲となる。

このようにして、電源回路の一次側と二次側との結合係数について従来よりも低い所定以下の値を設定した実施の形態では、特に最小負荷電力Ｐｏmin時でのスイッチング周波数の上昇が抑制されることで、安定化のための必要制御範囲Δｆｓが大幅に縮小されたものとなる。
ここで、図４の特性図においては、ＡＣ１００Ｖ系又は２００Ｖ系の一方の単レンジの場合での必要制御範囲Δｆｓについて示しているが、他方のレンジにおいても、同様に必要制御範囲Δｆｓの大幅な縮小化が図られるものとなる。すなわち、同様に最小負荷電力Ｐｏmin時でのスイッチング周波数の上昇が特に抑制されることで、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の双方の単レンジにおいて、従来よりも必要制御範囲Δｆｓの大幅な縮小化が図れるものである。
そして、このように各単レンジでの必要制御範囲Δｆｓの縮小化が図られるということは、ＡＣ１００Ｖ系からＡＣ２００Ｖ系までの入力に対応するとした場合にも、その必要制御範囲Δｆｓとしては従来よりも大幅に縮小することができるものとなる。

このように、ＡＣ１００Ｖ系からＡＣ２００Ｖ系の入力に対応する場合の必要制御範囲Δｆｓについても大幅な縮小化が図られることで、図１の電源回路によれば、スイッチング周波数制御方式による安定化動作のみによるワイドレンジ対応の構成を実現することができる。

ところで、このようなスイッチング周波数制御方式により二次側の直流出力電圧の安定化を図る電流共振形コンバータとして、先の先行技術として示した図１８の回路における電流共振形コンバータでは、二次側の整流回路として両波整流回路を備えるものとしていたが、このように二次側の整流回路が両波整流とされた場合、スイッチング周波数制御範囲は、特に広範囲とされてしまうことになる。

先ず、両波整流回路とした場合、二次巻線Ｎ２はセンタータップされ、２つの二次巻線部が形成される。そして、これら２つの二次巻線部において、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の一方の半周期においては、整流電流は［一方の二次巻線部→整流ダイオードＤo1→平滑コンデンサＣｏ］の経路で流れる。また、上記交番電圧の他方の半周期には、整流電流は［他方の二次巻線部→整流ダイオードＤo2→平滑コンデンサＣｏ］を介して流れる。
つまり両波整流において、２つの二次巻線部としては、一方の半周期には一方にのみ電流が流れ、他方には流れないという状態となる。

このような両波整流動作によると、絶縁コンバータトランスＰＩＴのボビンに対してそれぞれ巻装された２つの二次巻線部の間には、所要の静電容量が存在することとなる。
そして、このように線間静電容量が存在していることにより、この場合の絶縁コンバータトランスＰＩＴの二次側においては、等価的には二次巻線Ｎ２に対して並列にコンデンサＣ２が接続された状態となる。

二次巻線Ｎ２に対して並列にコンデンサＣ２が接続されることで、この場合は二次側においても二次巻線Ｎ２のリーケージインダクタンス（Ｌ２）とコンデンサＣ２のキャパシタンス（Ｃ２）とによる、並列共振回路（部分共振回路）が形成されたものとなり、これによって二次側においても、一次側の部分共振回路（Ｌ１//Ｃｐ）と同様の共振動作が得られることになる。
ちなみに、上記コンデンサＣ２のキャパシタンスとしては、二次巻線Ｎ２として用いるリッツ線の束数と、二次巻線Ｎ２が巻装されるボビンの窓面積によって決定されるものであるが、例えば図１８の回路について実験を行った結果では、およそ１００ｐＦ〜５００ｐＦ程度と微少なもとなっている。

このように二次側の整流回路が両波整流回路とされ、二次側においても並列共振回路が形成される電流共振形コンバータにおいては、先の図２３に示したような二次側直流出力電圧Ｅｏの定電圧特性として、実際には次の図２４に示すような特性となってしまう。
図２４において、先ず、上記のように二次側に対しても並列共振回路が形成されることで、一次側の直列共振回路の共振周波数をｆｏ１とした場合、二次側の並列共振回路の共振周波数ｆｏ２が存在することになる。
そして、このように異なる共振点が２つ存在するようにされることで、特にＰｏmin時における特性曲線としては、一次側の共振周波数ｆｏ１に応じてピークと二次側の共振周波数ｆｏ２に応じたピークとの２つのピークを持つ、図のような双峰曲線が得られることになる。

この場合、コンデンサＣ２のキャパシタンスとしては、上記もしたように比較的微少とされることで、重負荷の条件で二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルが比較的低くなる傾向とされているときは、二次側の共振点は顕在化しないものとなる（Ｐｏmax時の特性曲線）。しかし、軽負荷の傾向となって、無負荷の状態に近づくことによっては、二次側直流出力電圧Ｅｏが急激な上昇傾向となることに伴って、二次側の共振点が顕在化するかの如く、図中Ｐｏ＝０時の特性曲線のような双峰の特性曲線が得られるものである。

この双峰の特性曲線と、先の図２３における同じＰｏ＝０Ｗ時の特性曲線を比較すると、図２４に示される双峰曲線の方が、単峰の曲線とされた場合よりも、無負荷時のスイッチング周波数がより高くなる傾向となることが理解できる。
そして、これによれば、各図のΔｆｓを比較してわかるように、図２４の双峰となる方がスイッチング周波数の必要制御範囲Δｆｓがより広範となるものである。

このようにして、従来の電流共振形コンバータの構成として、二次側に両波整流回路を構成した場合は、一次側と二次側の共振回路による２つの共振点が存在することによる必要制御範囲Δｆｓの拡大も加わり、さらに必要制御範囲Δｆｓは拡大傾向となってしまう。

そこで、実施の形態としては、先の図１においても示したように、二次側の整流回路としてはブリッジ整流回路を備えるものとし、両波整流回路以外の整流回路としている。
ここで、例えば仮に、上述した実施の形態としての結合係数の設定の下で、先の図１８の回路の場合と同様に二次側の整流回路として両波整流回路を備えた場合について考察してみる。
先ず、両波整流回路とされることで、この場合としてもセンタータップによって分割された各二次巻線部の間には、線間静電容量が存在することに変わりはなく、従って二次側には等価的に並列共振回路が形成され、これによって、この場合としても定電圧制御についての特性曲線は、特に負荷電力Ｐｏ＝０Ｗ時のものは先の図２４に示した双峰の曲線が得られることになる。
このようにして、特性曲線自体が単峰でなく双峰の特性となることから、両波整流回路とした場合には、実施の形態の結合係数の設定によっても、スイッチング周波数の必要制御範囲Δｆｓの縮小化が図られないものとなる。これは、特性曲線が双峰であることで、無負荷近辺でのスイッチング周波数が急激に上昇する特性が維持されてしまうことによる。そして、これに伴って必要制御範囲Δｆｓとしても有効な縮小化を図ることがほぼ不可能となり、結果的に結合係数について所定以下に設定したとしても必要制御範囲Δｆｓは変化しないことになる。

これに対し、二次側に並列共振回路が形成されず、定電圧制御の特性曲線が単峰であれば、先の図４の特性図から理解されるように、実施の形態としての結合係数の設定によって、無負荷時（Ｐｏmin時）のスイッチング周波数は、従来の結合係数の設定とされた場合よりも低い値とすることができ、従って無負荷付近でのスイッチング周波数の急激な上昇特性は有効に改善が図られる。
このような理由から、二次側の整流回路を両波整流回路以外とし、一次側と二次側との結合係数について所定以下に低下させた実施の形態によれば、必要制御範囲Δｆｓの有効な縮小化を図ることができ、これによってスイッチング周波数制御方式による安定化動作のみでのワイドレンジ対応の構成を実現することができるものである。

図５は、図１に示した電源回路の負荷変動に対するAC→DC電力変換効率、力率、整流平滑電圧（直流入力電圧）についての特性図である。
なお、この図では、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜０Ｗまでの変動に対する各特性について示し、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時の特性は実線により、また交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時での特性は破線により示している。

また、この図に示される実験結果を得るにあたっては、図１の回路における要部を以下のように選定した。
・絶縁コンバータトランスＰＩＴ
ＥＥＲ−３９型フェライト磁芯、ギャップ長＝1.6mm、
・一次巻線Ｎ１＝３０Ｔ（ターン）、
・二次巻線Ｎ２＝２５Ｔ
・高周波インダクタＬ11＝高周波巻線部Ｌ11B＋高周波巻線部Ｌ11A＝３３μＨ＋１５μＨ
・一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０４７μＦ
・フィルタコンデンサＣN＝１μＦ
・平滑コンデンサＣｏ＝１０００μＦ
上記一次巻線Ｎ１のターン数と高周波巻線部Ｌ11Aのインダクタンスの設定により、電源回路の一次側と二次側の結合係数についてはｋｔ＝０．７０程度を設定した。

先ず、図５において、AC→DC電力変換効率については、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、２３０Ｖ時で共に、負荷電力Ｐｏの上昇に伴って上昇する特性が得られる。そして、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時では、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時において最大となり、ηAC→DC＝９０．０％程度が得られた。
また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時としても負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時に最大値が得られ、ηAC→DC＝９１．３％程度となる結果が得られた。
これは、従来のアクティブフィルタを備えた図１８の回路の場合（ＶAC＝１００Ｖ時８６．５％、ＶAC＝２３０Ｖ時８９．３％）と比較して向上しているものである。

また、力率ＰＦとしても、図示されるように負荷電力Ｐｏの上昇に伴っては、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時、２３０Ｖ時で共に上昇する傾向となる。実験によると、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖでは力率ＰＦ＝０．９５程度が得られ、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖでは力率ＰＦ＝０．８５程度が得られる。
また、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時、力率ＰＦは、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜０Ｗの変動に対して０．７５以上が維持され、また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時では負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜６０Ｗの範囲に対して力率ＰＦ＝０．７５以上が得られる結果となった。このことからも図１の電源回路においては実用上充分な力率が得られていることが理解できる。

また、直流入力電圧Ｅｉは、商用交流電源ＡＣ（ＶAC）を入力してブリッジ整流回路Ｄｉ及び平滑コンデンサＣｉから成る全波整流回路が整流動作を行うことで、平滑コンデンサＣｉの両端電圧として得られるものであるために、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時の方がＶAC＝１００Ｖ時よりも高いレベルが得られる。

なお、ここでの図示は省略したが、実験によると、図１の回路のように高周波インダクタＬ11についてタップを施し、高周波巻線部Ｌ11Aを追加した構成とした場合には、二次側直流出力電圧Ｅｏに重畳するリップル電圧ΔＥｏの若干の低下が確認された。すなわち、図１の構成から高周波巻線部Ｌ11Aを省略した構成とした場合、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗの条件の下で、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時にはΔＥｏ＝１００ｍＶ程度、ＶAC２３０Ｖ時にはΔＥｏ＝７０ｍＶ程度であったものが、図１の回路では同じ負荷条件下、ＶAC＝１００Ｖ時にΔＥｏ＝８０ｍV程度、ＶAC＝２３０時ではΔＥｏ＝５０ｍV程度となる結果が得られた。すなわち、図１の回路では高周波巻線部Ｌ11Aの追加によってΔＥｏが約２０ｍＶ程度低下する結果が得られたものである。

これまでで説明してきたように、実施の形態によれば、力率の改善とワイドレンジ対応との双方を実現することができる。
そして、このような力率の改善とワイドレンジ対応の実現にあたり、図１の源源回路では、先の図１８の電源回路が備えていたようなアクティブフィルタは実装されないものとなっている。すなわち、図１に示した構成によっては、力率の改善とワイドレンジ対応とをアクティブフィルタを実装することなく実現できるものである。

このようにして、アクティブフィルタが省略可能となったことで、同じ力率の改善とワイドレンジ対応とを図る構成として、先の図１８に示した電源回路よりも電力変換効率の向上が図られる。
これは、図１の電源回路の構成によれば、アクティブフィルタを備える場合のように前段と後段の２つの電力変換効率値により総合効率が低下することがないことによる。

また、図１の回路の場合、電力変換効率の向上は次のような理由によっても図られていることになる。
先ず、実施の形態の電源回路としては、一次側と二次側の結合係数として０．７０程度以下を設定することによってワイドレンジ対応を実現しているが、仮にこの結合係数が０．７０程度以下となる疎結合の状態を、高周波インダクタＬ11を省略して、絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造のみにより得ようとした場合には、例えば絶縁コンバータトランスＰＩＴのＥＥ型コアの内磁脚のギャップＧについて所定値以上にまで拡大して、絶縁コンバータトランスＰＩＴそのものを、ｋ＝０．７０程度以下の疎結合トランスとして構成することが考えられる。
このような構成を採ることによっても、図４にて説明した特性曲線を得ることができるので、スイッチング周波数の必要制御範囲が縮小され、ＡＣ１００Ｖ系とＡＣ２００Ｖ系の商用交流電源入力に対応して二次側直流電圧の安定化を図ることができる。

しかしながら、このような絶縁コンバータトランスＰＩＴの構造とした場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアのギャップＧ近傍における渦電流損失が増加し、その分のAC→DC電力変換効率の低下が生じることになる。
これに対し、図１に示した電源回路では、一次巻線Ｎ1に対して高周波インダクタＬ11を接続することで、高周波インダクタＬ11のインダクタンスにより一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスは等価的に増加し、絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップの拡大は抑制されている。
すなわち、これによって上記の渦電流損失の増加の問題が解消され、良好なAC→DC電力変換効率特性が得られるものである。

また、実施の形態では、上記のようにアクティブフィルタを不要とできることで、回路構成部品点数の削減が図られる。
つまりアクティブフィルタは、１組のコンバータを構成するものであり、図１８による説明からも分かるように、実際には、１本のスイッチング素子と、これらを駆動するためのＩＣ等を始め、多くの部品点数により構成される。
これに対し図１に示す電源回路においては、力率改善及びワイドレンジ対応のために必要な追加部品として、少なくともフィルタコンデンサＣN、スイッチングダイオードＤ1、高周波インダクタＬ11を備えればよく、アクティブフィルタと比較すれば非常に少ない部品点数とすることができる。
これにより、図１に示す電源回路としては、力率改善機能を有するワイドレンジ対応の電源回路として、図１８に示す回路よりもはるかに低コストとすることができる。また、部品点数が大幅に削減されることで、回路基板についても有効に小型軽量化を図ることができる。

また、図１に示す電源回路では、共振形コンバータ及び力率改善回路３の動作はいわゆるソフトスイッチング動作であるから、図１８に示したアクティブフィルタと比較すればスイッチングノイズのレベルは大幅に低減される。
このため、図１にも示したように、各１組のコモンモードチョークコイルＣＭＣとアクロスコンデンサＣLから成る１段のノイズフィルタを備えれば、電源妨害規格をクリアすることが充分に可能とされる。また、整流出力ラインのノーマルモードノイズについては、図１にも示しているように、１つのフィルタコンデンサＣNのみにより対策を行っている。
このようにしてノイズフィルタとしての部品点数が削減されることによっても、電源回路のコストダウンと、回路基板の小型軽量化は促進される。

また、図１に示す電源回路の場合、一次側のスイッチングコンバータを形成する各スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2、及びスイッチングダイオードＤ１は、同期してスイッチング動作するものである。従って、一次側アース電位としては、図１８の電源回路のように、アクティブフィルタ側と、その後段のスイッチングコンバータとの間で干渉することが無く、スイッチング周波数の変化に関わらず安定させることができる。
これにより、例えば図１８の電源回路で問題となっていた異常発振の問題も解消されることになる。

また、図１の構成によれば、電源回路の起動時、商用交流電源ＡＣからの突入電流は発振・ドライブ回路２によるソフトスタート機能によってこれを流れないようにすることができる。これによって図１８の回路では備える必要のあった突入電流抑制のための構成（突入電流制限抵抗やパワーサーミスタ等）は特に備える必要がなくなり、この点でも回路構成部品の削減や製造コストの削減が図られる。

以上のようにして図１に示す実施の形態の電源回路は、アクティブフィルタを備える電源回路が有する各種の問題を解決したうえで、力率改善機能を有するワイドレンジ対応の電源回路が実現されているものである。

なお、図１に示した電源回路の構成において、上述もしたように高周波インダクタＬ11における高周波巻線部Ｌ11Aは、一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1に対する合成インダクタンス成分であり、総合結合係数ｋtを設定するためのインダクタ（結合係数設定用インダクタ）としての機能を有し、高周波巻線部Ｌ11Bは、力率改善回路において帰還されたスイッチング出力を受けるためのインダクタ（力率改善用インダクタ）としての機能を有している。
ここで図１の構成としては、これらの結合係数設定用インダクタと力率改善用インダクタとは、それぞれ異なる独立のインダクタンス素子（部品）とされたうえで回路に備えられるようにしてもよい。
但し、図１に示したようにして、高周波インダクタＬ11についてタップを施して高周波巻線部Ｌ11A，Ｌ11Bを形成するようにすれば、結合係数設定用インダクタと力率改善用インダクタとを備えることに対応して追加されるインダクタンス素子は、１部品とすることができる。

続いて、図６の回路図に、第１の実施の形態の電源回路の変形例の構成を示す。なお、この図において、図１と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
この図６に示す電源回路としては、図１に示した電源回路が備えていた力率改善回路３に代えて、力率改善回路４を備えるようにしたものである。
この力率改善回路４としては、高周波インダクタＬ10、スイッチングダイオードＤ1、力率改善用コンデンサＣ20、及びフィルタコンデンサＣNを備えて成り、電力回生方式としては静電結合方式が採用される。
この場合、回路構成としては、先ず図１に示した力率改善回路３の構成から、高周波巻線部Ｌ11Aを省略した構成を採る。つまり、高周波インダクタＬ11に対して設けられていたタップを省略したことで、この場合における高周波インダクタＬ10としては２つの巻線部に分割されていないものとなっている。
その上で、スイッチングダイオードＤ１に対して並列に、力率改善用コンデンサＣ20を接続するようにしたものである。

このような構成による力率改善回路４によっては、一次側直列共振回路（Ｃ1−Ｌ1）に得られるスイッチング出力（一次側直列共振電流）を、力率改善用コンデンサＣ20を介して平滑コンデンサＣｉに帰還するような電力回生動作となる。つまり、この場合の電力回生は静電結合形により行われるものとなる。
そして、このような静電結合形による力率改善回路４を備えた場合にも、回生された電力によりスイッチングダイオードＤ1が整流電流をスイッチングして断続するようにされる。この結果、図１に示した磁気結合形の力率改善回路３と同様にして、交流入力電流ＩACの導通角は拡大されて力率改善が図られることになる。

ここで、この場合の電源回路においては、図１に示した高周波巻線部Ｌ11Aが省略されたことで、電源回路の一次側と二次側との総合的な結合係数としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの結合係数ｋの設定のみによるものとなる。
従って、ワイドレンジ対応を実現するにあたり、この図６に示す変形例の構成では、絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアのギャップを従来よりも拡大して例えば2.0mm以上に設定することで、図１の場合と同様の総合的な結合係数ｋｔ＝０．７０程度を得るようにされる。
これによって、図１の回路の場合と同様にワイドレンジ対応が実現される。

なお、先に述べた絶縁コンバータトランスＰＩＴを疎結合としたことによる渦電流損失は、例えば最大負荷電力Ｐｏmax＝１５０Ｗ程度までの負荷条件では許容範囲であるために、この変形例のようにして高周波巻線部Ｌ11Aを省略して、絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアのギャップ長のみによって結合係数ｋ＝０．７０程度以下の疎結合の状態を設定したとしても、実用可能なワイドレンジ対応の電源回路を得ることができる。
つまりは、最大負荷電力が１５０Ｗ以下の条件とされる場合であれば、この変形例の構成によっても図１の回路の場合とほぼ同様の効果を得ることができるものである。

また、次の図７の回路図は、第２の実施の形態としての電源回路の構成を示している。
なお、この図において、既に図１にて説明した部分と同一部分には同一符号を付して説明を省略する。
第２の実施の形態の電源回路としては、第１の実施の形態において備えられてた電力回生方式による力率改善回路に代え、電圧帰還方式による力率改善回路が備えられるものである。

この図７の回路に備えられる力率改善回路５は、力率改善用トランスＶＦＴ、スイッチングダイオードＤ1、及びフィルタコンデンサＣNを備えて成る。
スイッチングダイオードＤ1のアノードは、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子に対して接続される。スイッチングダイオードＤ1のカソードは、力率改善用トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12の直列接続を介して平滑コンデンサＣｉの正極端子と接続される。

上記した力率改善回路５の接続形態では、整流平滑電圧Ｅｉを生成する整流電流経路において、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子と平滑コンデンサＣｉの正極端子との間のラインに対して、スイッチングダイオードＤ1−二次巻線Ｎ12の直列接続回路を挿入していることになる。つまり、二次巻線Ｎ12は、電圧帰還方式による力率改善回路において、スイッチング出力を電圧帰還することにより得られる、スイッチング周期の交番電圧を受けるインダクタとしての機能を有するもので、ここでの二次巻線Ｎ12は、先の第１の実施の形態における高周波インダクタＬ11における高周波巻線部Ｌ11Bと同等の機能を有している。

また、この場合のフィルタコンデンサＣNは、スイッチングダイオードＤ1−二次巻線Ｎ12の直列接続回路に対して並列に接続される。

力率改善用トランスＶＦＴは、一次巻線Ｎ11と二次巻線Ｎ12とについて、磁気的に結合されるようにしてコアに巻装した構造を有する。なお、この場合の力率改善用トランスＶＦＴは、分割された巻装位置が形成されているいわゆる分割ボビンを有し、一次巻線Ｎ11と二次巻線Ｎ12とを、上記分割ボビンにおいてそれぞれ異なる巻装位置に巻回するようにしている。これにより、一次側と二次側の結合度としては、疎結合とされる所定の結合係数が得られるようにされている。

このようにして構成される力率改善回路５においては、一次側直列共振回路にスイッチング出力（一次側直列共振電流）が得られるのに応じて、この一次側直列共振回路に含まれるとされる力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11にスイッチング出力としての電流が流れることになる。そして、力率改善用トランスＶＦＴにおいては、この一次巻線Ｎ11に流れる交番電流に応じて、二次巻線Ｎ12に交番電圧を誘起させる。

先に述べたように、力率改善用トランスＶＦＴの二次巻線Ｎ12は、スイッチングダイオードＤ1と直列接続された形態で、商用交流電源ＡＣの整流電流経路に挿入されている。このために、二次巻線Ｎ12に誘起される交番電圧は、整流出力電圧に対して重畳されるものとなる。つまり、力率改善用トランスＶＦＴによっては、一次側直列共振電流を、力率改善用トランスＶＦＴの磁気結合を介して整流電流経路に電圧として帰還するようにしている。このようにして、スイッチング出力を電圧として帰還して力率改善を図るようにされた力率改善回路の方式を、ここでは電圧帰還方式といっている。

従って、この場合のスイッチングダイオードＤ1としても、上記した交番電圧の重畳分により整流電流をスイッチング（断続）するようにして動作する。このような動作が得られる結果、交流入力電圧ＶACのレベルが平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされる期間にも整流電流を流すことになる。この結果、先の第１の実施の形態と同様にして、交流入力電流ＩACの導通角が拡大され、交流入力電流ＩACの波形が交流入力電圧ＶACに近づくこととなって力率が改善される。

また、この図７に示す電源回路においては、前述もしたように、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1に対して、一次側直列共振コンデンサＣ1を介して力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11が直列に接続されている。この場合、一次巻線Ｎ1と一次巻線Ｎ11との間には、一次側直列共振コンデンサＣ1が介在するものの、一次側直列共振回路を成すリーケージインダクタンス成分としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1そのもののリーケージインダクタンスＬ1と、力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11のインダクタンスとを合成したものとなる。このことから、一次側直列共振回路内において、一次巻線Ｎ1と一次巻線Ｎ11とは相互に直列接続される関係にあるインダクタンスであるとみてよく、従って、絶縁コンバータトランスＰＩＴの総合結合係数ｋtとしても、一次巻線Ｎ1自体のリーケージインダクタンスＬ1と、力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11のインダクタンスとを合成して得られる総合のリーケージインダクタンスに対応した値を有することになる。つまり、この図７に示す電源回路では、力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11が、先の図１に示した高周波巻線部Ｌ11Aとしての機能を有している。
そして、このような構成が採られることで、図７の回路としても、絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアのギャップ長の設定による結合係数ｋとしては従来とおよそ同等とすることができ、これによる効果は先の図１の回路の場合と同様である。

図８は、図７に示した電源回路において得られる交流入力電流ＩACの波形を交流入力電圧ＶACとの対比により示す。
この図８としても、交流入力電圧ＶACの定格レベルがそれぞれ１００Ｖ時と２３０Ｖ時とでの波形を示している。また、負荷電力Ｐｏは１５０Ｗで一定とした場合での実験結果である。さらに、この図に示される結果は、図７の回路における各部の定数を後述する値に設定した場合に得られるものである。

先ず、図８に示される交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時としても、交流入力電圧ＶACのピークレベルとしては１４０Ｖｐとなっている。また、この場合の交流入力電流ＩACのピークレベルは７．５Ａｐ程度となる。そして、交流入力電流ＩACの導通期間としては、交流入力電圧ＶACの半周期間に近いものとなっており、力率の改善が図られていることがわかる。
また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時ではＶACのピークレベルは３２５Ｖｐとなる、そして、交流入力電流ＩACのピークレベルは６．０Ａｐ程度であり、この場合もその導通期間は、交流入力電圧ＶACの半周期間に近づくようにして拡大されており、力率改善が図られていることが理解できる。

図９は、図７に示した電源回路の負荷変動に対するAC→DC電力変換効率、力率、直流入力電圧についての特性図である。
なお、この図としても、先の図５と同様に負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜０Ｗまでの変動に対する各特性について示し、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時の特性は実線により、また交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時での特性は破線により示している。

また、この図に示される実験結果を得るにあたっては、図７の回路における要部を以下のように選定した。
・絶縁コンバータトランスＰＩＴ、
ＥＥＲ−３９型フェライト磁芯、ギャップ長＝1.6mm、
・一次巻線Ｎ１＝２８Ｔ（ターン）、
・二次巻線Ｎ２＝２５Ｔ
・力率改善用トランスＶＦＴ、
ＥＥＲ−２５型フェライト磁心、ギャップ長＝1.0mm、
・一次巻線Ｎ11＝二次巻線Ｎ12＝３３μＨ、結合係数ｋ-VFT＝０．９８
・一次側直列共振コンデンサＣ１＝０．０４７μＦ
・フィルタコンデンサＣN＝１μＦ
・平滑コンデンサＣｏ＝１０００μＦ
図７の回路においては、上記一次巻線Ｎ１のターン数と一次巻線Ｎ11のインダクタンスとの設定により、電源回路の一次側と二次側の結合係数についてはこの場合もｋｔ＝０．７０程度を設定した。

先ず、図９において、AC→DC電力変換効率については、この場合も交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ、２３０Ｖ時で共に、負荷電力Ｐｏの上昇に伴って上昇する特性が得られ、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖの条件では、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時にηAC→DC＝９０．２％程度の最大値が得られた。
また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時としても負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時に最大値が得られ、ηAC→DC＝９１．５％程度となる結果が得られた。
つまり、この場合としても、従来のアクティブフィルタを備えた図１８の回路の場合（ＶAC＝１００Ｖ時８６．５％、ＶAC＝２３０Ｖ時８９．３％）と比較して向上する結果が得られているものである。

また、力率ＰＦとしても、図示されるように負荷電力Ｐｏの上昇に伴っては交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時、２３０Ｖ時で共に上昇する傾向となる。
負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ時、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖでは力率ＰＦ＝０．９５程度が得られ、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖでは力率ＰＦ＝０．８５程度が得られる。
また、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時の力率ＰＦとしては、この場合は負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜０Ｗの変動に対して０．８０以上が維持される結果となった。また、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時は、図１の回路の場合と同様に負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗ〜６０Ｗの範囲に対して力率ＰＦ＝０．７５以上が得られる結果となった。
このような結果から、図７の電源回路の構成によっても実用上充分な力率が得られることが理解できる。

なお、この場合も直流入力電圧Ｅｉは、交流入力電圧ＶAC＝２３０Ｖ時の方がＶAC＝１００Ｖ時よりも高いレベルが得られる。

また、ここでも図示は省略したが、実験によると、図７の回路としても一次巻線Ｎ１と直列の関係に接続されたインダクタンス素子（一次巻線Ｎ11）が設けられたことで、二次側直流出力電圧Ｅｏに重畳するリップル電圧ΔＥｏが低下する結果が得られた。
具体的には、図７の回路におけるΔＥｏは、負荷電力Ｐｏ＝１５０Ｗの条件下、交流入力電圧ＶAC＝１００Ｖ時にはΔＥｏ＝８０ｍＶ程度、ＶAC２３０Ｖ時にはΔＥｏ＝５０ｍＶ程度となり、図１の回路の場合と同様のΔＥｏの低減効果が得られた。

次の図１０は、第２の実施の形態の変形例の構成について示す回路図である。
この図１０では、既に図１及び図７にて説明した部分と同一部分については同一符号を付して説明を省略する。
図１０に示される変形例では、力率改善のための構成としては図７の回路の場合と同様の力率改善回路５を備えるようにした上で、一次側の電流共振形コンバータの構成について、４石のスイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4を備える、フルブリッジ結合方式を採用したものである。

このフルブリッジ結合方式としては、図示するようにして、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2のハーフブリッジ接続に対して、スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4のハーフブリッジ接続を並列に接続するようにされる。
上記スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4についても、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2と同様にして、それぞれ、ボディダイオードであるダンパーダイオードＤD3、ダンパーダイオードＤD4が、ドレイン−ソース間に対して並列に接続されている。

また、この場合には、スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4が備えられることに対応して、スイッチング素子Ｑ4のソース−ドレイン間に対して並列に一次側部分共振コンデンサＣｐ2が接続される。この一次側部分共振コンデンサＣｐ2としても、自身のキャパシタンスと一次巻線Ｎ1のリーケージインダクタンスＬ1（及び一次巻線Ｎ11のインダクタンス）とにより並列共振回路（部分電圧共振回路）を形成し、スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4のターンオフ時にのみ電圧共振する部分電圧共振動作を得る。

そのうえで、この場合には、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ1について、図７の回路では一次側アースに接続されていたその一方の端部（巻き始め端部）を、スイッチング素子Ｑ3のソースとスイッチング素子Ｑ4のドレインの接続点と接続する。スイッチング素子Ｑ3のソースとスイッチング素子Ｑ4のドレインの接続点は、フルブリッジ結合のスイッチング回路系における一方のスイッチング出力点となる。
また、一次巻線Ｎ1の他方の端部は、図７の場合と同様にして一次側直列共振コンデンサＣ1と、力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11の直列接続を介して、他方のスイッチング出力点であるスイッチング素子Ｑ1のソースとスイッチング素子Ｑ2のドレインとの接続点に対して接続する。

上記接続態様によると、一次巻線Ｎ1−一次側直列共振コンデンサＣ1−一次巻線Ｎ11の直列接続が形成されていることになる。これにより、一次巻線Ｎ1そのもののリーケージインダクタンスＬ1と、力率改善用トランスＶＦＴの一次巻線Ｎ11のインダクタンスとから成る合成インダクタンスと、一次側直列共振コンデンサＣ1のキャパシタンスとにより、一次側直列共振回路が形成されることになる。
そして、一次側直列共振回路としては、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2側のスイッチング出力点と、スイッチング素子Ｑ3，Ｑ4側のスイッチング出力点との間に挿入されていることになる。

また、この場合の発振・ドライブ回路２は、スイッチング素子Ｑ1〜Ｑ4の４石のスイッチング素子を駆動するようにされている。この発振・ドライブ回路２によっては、スイッチング素子［Ｑ1，Ｑ4］の組と、スイッチング素子［Ｑ2，Ｑ3］の組とが交互にオン／オフするようにしてスイッチング駆動が行われる。そして、これらスイッチング素子のスイッチング出力が、上記のようにしてスイッチング出力点間に挿入される一次側直列共振回路に伝達され、そのスイッチング動作を電流共振形とする。

ここで、この図１０に示す電源回路のようにして、一次側の電流共振形コンバータの構成についてフルブリッジ結合方式とするのは、重負荷の条件に対応するためである。重負荷の傾向となるのに従っては、スイッチングコンバータに流れる電流が増加して、回路部品への負担も重くなり、また、電力損失も増加していくことになる。
そこで、フルブリッジ結合とすれば、必要な負荷電流を４つのスイッチング素子によりまかなうこととなるために、例えば２本のスイッチング素子から成るハーフブリッジ結合方式の場合よりも、各部品への負担は軽くなり、また、電力損失も低減され、重負荷の条件に有利となる。例えば、この図１０に示す構成を採ることによっては、３００Ｗ以上程度の最大負荷電力（Ｐｏmax）に対応可能なワイドレンジ対応の電源回路を実現することができる。

なお、この図１０に示す電源回路としても、先の図７の回路と同様の力率改善回路５が備えられることから、絶縁コンバータトランスＰＩＴのコアのギャップ長の設定による結合係数ｋとしては従来とおよそ同等とすることができ、これによる効果は先の図１及び図７の回路の場合と同様のものとなる。

また、確認のために述べておくと、一次側の電流共振形コンバータについてフルブリッジ結合方式とする構成に対して組み合わせるべき力率改善回路の形式などは任意であり、例えば他の電圧帰還方式あるいは電力回生方式による力率改善回路を任意に組み合わせることができる。

図１１の回路図は、第２の実施の形態としての電源回路のさらに他の変形例の構成を示している。なお、図１及び図７と同一部分は同一符号を付して説明を省略する。
この図１１に示される電源回路では、同じ電圧帰還方式による力率改善回路として、先の図７及び図１０の回路が備えていた力率改善用トランスＶＦＴを省略し、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１と共に一次側に三次巻線Ｎ３を巻装するものとしている。そして、一次巻線Ｎ１からこの三次巻線Ｎ３に励起されるスイッチング出力を整流電流経路に対して帰還するように構成された、力率改善回路６を備えるようにされている。

この力率改善回路６において、先ず三次巻線Ｎ３は、一方の端部（巻き始め端部）がスイッチング素子Ｑ１のドレインを介して平滑コンデンサＣｉの正極端子に対して接続される。また、他方の端部（巻き終わり端部）は、高周波インダクタＬ10−スイッチングダイオードＤ１（カソード→アノード）の直列接続を介して、ブリッジ整流回路Ｄｉの正極出力端子に対して接続されている。
さらに、この場合のフィルタコンデンサＣNは、上記三次巻線Ｎ３−高周波インダクタＬ10−スイッチングダイオードＤ1の直列接続回路に対して並列に接続される。
また、この場合、絶縁コンバータトランスＰＩＴの一次巻線Ｎ１は、一方の端部（巻き終わり端部）が一次側アースと接続され、他方の端部（巻き始め端部）が一次側直列共振コンデンサＣ１の直列接続を介して、スイッチング素子Ｑ1・Ｑ2のスイッチング出力点に対して接続される。

この場合、上記高周波インダクタＬ10としては、絶縁コンバータトランスＰＩＴにおいて一次巻線Ｎ１から三次巻線Ｎ３に励起されたスイッチング出力に応じた交番電圧の帰還を受ける役割を果たす。
つまり、これによって上記した力率改善回路６の構成としても、整流電流経路に対してスイッチング出力を電圧として帰還する動作が得られているものである（電圧帰還方式）。 そして、高周波インダクタＬ10により得られるスイッチング出力に応じた交番電圧は、スイッチングダイオードＤ１のカソードに対して印加される。従って、この場合のスイッチングダイオードＤ1としても、上記した交番電圧の印加に応じて整流電流をスイッチング（断続）するようにして動作するものとなり、この結果、交流入力電圧ＶACのレベルが平滑コンデンサＣｉの両端電圧よりも低いとされる期間にも整流電流を流すこととなる。これによって、先の図７の回路と同様にして交流入力電流ＩACの導通角が拡大され、交流入力電流ＩACの波形が交流入力電圧ＶACに近づくこととなって力率が改善される。

なお、この図１１に示される変形例の構成としても、先の図６に示した第１の実施の形態の変形例の構成と同様、電源回路の一次側と二次側との総合的な結合係数の設定は絶縁コンバータトランスＰＩＴのギャップ長の設定のみに依るものとなる。従って、この図１１の回路構成とした場合も、先の図６に示した変形例の構成と同様に最大負荷電力が１５０Ｗ以下の条件とされる場合において、図１及び図７の回路の場合とほぼ同様の効果を得ることができるものである。

また、さらに以下の図１２〜１４では、これまでの各回路図に示した電源回路についての二次側の変形例の構成について説明する。
先ず、図１２は、二次側の変形例の第一例としての構成を示している。
なお、以下の図１２〜図１４において、一次側の構成は先の図１、図６、図７、図１０、及び図１１に示したものの何れかが採用されればよいことから、ここでの図示による説明は省略する。

この図１２に示される変形例では、二次側の整流回路として、倍電圧半波整流回路を構成するようにしたものである。
先ず、上記倍電圧半波整流回路としては、図示するようにして整流ダイオードＤo1と整流ダイオードＤo2、及び平滑コンデンサＣｏ1と平滑コンデンサＣｏ2との２組の平滑コンデンサＣｏを備えている。
この倍電圧半波整流回路において、先ず二次巻線Ｎ２の一方の端部（巻き終わり端部）に対しては、整流ダイオードＤo1のアノードが接続される。そして、整流ダイオードＤo1のカソードは平滑コンデンサＣｏ1の正極端子に接続される。
この平滑コンデンサＣｏ１の負極端子は、図示するようにしてもう一方の平滑コンデンサＣｏ2の正極端子に対して接続され、平滑コンデンサＣｏ2の負極端子は二次側アースに接続されている。その上で、二次巻線Ｎ２の他方の端部（巻き始め端部）が、これら平滑コンデンサＣｏ1の負極端子と平滑コンデンサＣｏ2の正極端子との接続点に対して接続されている。
さらに、図示するようにして上記二次巻線Ｎ２の一方の端部と整流ダイオードＤo1のアノードとの接続点と、二次側アースとの間に、整流ダイオードＤo2が挿入される。この整流ダイオードＤo2は、アノード側が二次側アースに接続されるようにして挿入される。

上記構成による倍電圧半波整流回路では、先ず二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の一方の半周期に整流ダイオードＤo1が導通して、整流電流を平滑コンデンサＣｏ1に対して充電する。これによって平滑コンデンサＣｏ1の両端には、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧レベルの等倍に対応したレベルによる電圧が生成される。そして、他方の半周期では、整流ダイオードＤo2が導通して平滑コンデンサＣｏ2に整流電流を充電し、この平滑コンデンサＣｏ2の両端に、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧レベルの等倍に対応したレベルによる電圧を生成する。
これによって二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の１周期には、平滑コンデンサＣｏ1−Ｃｏ2の直列接続の両端に、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧レベルの２倍に対応したレベルによる二次側直流出力電圧Ｅｏが得られることになる。

このようにして図１２に示す構成によっては、平滑コンデンサＣｏの各々にはそれぞれ二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の一方の半周期にのみ充電が行われ、且つ平滑コンデンサＣｏ（Ｃｏ1−Ｃｏ2）に得られる電圧レベルとしては上記交番電圧レベルの２倍に対応したレベルを得るようにされた、倍電圧半波整流動作が得られる。
なお、この場合も上記二次側直流出力電圧Ｅｏは、各図に示したものと同様の制御回路１の検出入力として分岐して供給される。

ここで、確認のために述べておくと、この場合も二次側の整流回路としては両波整流回路以外の構成が採られるので、各図の回路の場合と同様の結合係数の設定により、ワイドレンジ対応の構成が実現される。

また、この図１２に示した構成の如く二次側の整流回路を倍電圧半波整流回路とすることによっては、同じ二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルを得るにあたり、二次巻線Ｎ２の巻数は、各図のブリッジ整流回路とした場合からさらに半減することができる。
つまり、これによれば、従来の図１８の回路との比較では二次巻線Ｎ２の巻数は１／４にまで削減され、このことから図１２の二次側の構成を採用した場合はさらなる絶縁コンバータトランスＰＩＴの小型化が図られる。

図１３は、二次側の構成についての第二例としての変形例の構成を示している。
この図１３に示す変形例は、二次側の整流回路として、倍電圧全波整流回路を備えるようにしたものである。

先ず、この場合、二次巻線Ｎ２についてはセンタータップを施すことで、二次巻線部Ｎ2A／Ｎ2Bに分割する。ここで、二次巻線Ｎ２の全体に対しては、各図の回路に備えられていたものと同様の接続形態によるブリッジ整流回路が接続される。
具体的には、二次巻線Ｎ２の巻終わり端部となる、二次巻線部Ｎ2A側の端部が、整流ダイオードＤo1のアノードと整流ダイオードＤo2のカソードとの接続点に対して接続される。また、二次巻線Ｎ２の巻始め端部となる二次巻線部Ｎ2B側の端部が、整流ダイオードＤo3のアノードと整流ダイオードＤo4のカソードとの接続点に対して接続される。
そして、上記整流ダイオードＤo1のカソードと整流ダイオードＤo3のカソードの接続点が、平滑コンデンサＣｏの正極端子に対して接続される。この場合も、平滑コンデンサＣｏの負極端子は二次側アースに接続される。

その上でこの場合は、上記した二次巻線Ｎ２のセンタータップに対し、コンデンサＣｃの正極端子が接続される。さらに、このコンデンサＣｃの負極端子が、上記した整流ダイオードＤo2とＤo4の各アノードの接続点に対して接続されている。
図示するように、この整流ダイオードＤo2とＤo4の各アノードの接続点は二次側アースに接続される。

上記構成による倍電圧全波整流回路では、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の一方の半周期において、整流電流は［二次巻線部Ｎ2A→平滑コンデンサＣｃ→整流ダイオードＤo2→二次巻線部Ｎ2A］の循環経路により流れる。また、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の他方の半周期では、整流電流は［二次巻線部Ｎ2B→平滑コンデンサＣｃ→整流ダイオードＤo4→二次巻線部Ｎ2B］の循環経路により流れる。つまりこの場合、平滑コンデンサＣｃに対しては、各半周期において二次巻線部Ｎ2A、二次巻線部Ｎ2Bにそれぞれ励起される交番電圧レベルの等倍に対応したレベルによる直流電圧が得られるようになっている。

その上で、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の上記した一方の半周期では、整流電流は上記循環経路から分岐して［二次巻線部Ｎ2B→整流ダイオードＤo3→平滑コンデンサＣｏ→整流ダイオードＤo2］の経路によっても流れる。
これにより当該半周期には、平滑コンデンサＣｏに対し、二次巻線部Ｎ2Bの交番電圧と、上記のように平滑コンデンサＣｃに得られた両端電圧が重畳したレベルにより充電が行われる。すなわち、平滑コンデンサＣｏの両端電圧としては、二次巻線部に得られる交番電圧レベルの２倍に対応するレベルが得られる。

また、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の他方の半周期としても、整流電流は上記の循環経路から分岐して［二次巻線部Ｎ2A→整流ダイオードＤo1→平滑コンデンサＣｏ→整流ダイオードＤo4］の経路によっても流れ、従ってこの場合も平滑コンデンサＣｏの両端電圧としては、二次巻線部Ｎ2Aの交番電圧とコンデンサＣｃの充電電荷とにより、二次巻線部に得られる交番電圧レベルの２倍に対応するレベルが得られることになる。

このような整流動作から、この場合の整流回路においては、平滑コンデンサＣｏに対し、二次巻線Ｎ２に得られる交番電圧の各半周期に充電を行う動作が得られることになる。そして、その充電電位としては、上記のようにして二次巻線部に誘起される交番電圧の２倍に対応するレベルが得られる。
このことより、図１３に示す二次側の整流回路によっては倍電圧全波整流動作が得られていることが理解できる。

なお、このように二次側の整流回路として倍電圧全波整流回路を設ける場合としても、同じ二次側直流出力電圧Ｅｏのレベルを得るにあたっては、二次巻線Ｎ２全体の巻数を各図に示した回路の場合と同等とすることができる。従って、図１３の構成を採る場合にも各図の回路の場合と同様の絶縁コンバータトランスＰＩＴの小型化を図ることができる。

また、ここで確認のために述べておくと、図１３に示す二次側の構成としても、先の図１８の回路の場合と同様に二次巻線Ｎ２にセンタータップを施すようにされているが、この図１３の構成においては、従来の両波整流回路の場合のように二次側にて並列共振動作（部分電圧共振動作）が起こらないものとなる。これは、図１３の構成では、上記説明から理解されるように、各二次巻線部には交番電圧の各半周期で整流電流が流れ、従来の両波整流の場合とは異なり一方の巻線部に整流電流が流れない期間が存在しないことから、各二次巻線部間で線間静電容量が存在しないためである。
このように二次側において並列共振動作が生じないことから、図１３の構成によっても、電源回路の一次側と二次側の結合係数について所定以下に低下させることで、各図の電源回路の場合と同様の必要制御範囲Δｆｓの縮小化を図ることができるものである。

図１４は、実施の形態の電源回路の第三例としての変形例の構成を示している。
この図１４の変形例は、二次側の整流回路として４倍圧整流回路を備えるようにしたものである。
４倍圧整流回路としては、図示するようにして整流ダイオードＤo1〜Ｄo4による４つの整流ダイオードＤｏと、コンデンサＣｃ1、Ｃｃ2、平滑コンデンサＣｏ1、Ｃｏ2とを備えて形成される。
この場合、二次巻線Ｎ２の一方の端部（巻き終わり端部）に対しては、図示するようにコンデンサＣｃ1（負極端子→正極端子）→整流ダイオードＤo1（アノード→カソード）の直列接続を介し、平滑コンデンサＣｏ1の正極端子が接続される。そして、この平滑コンデンサＣｏ1の負極端子は、二次巻線Ｎ２の他方の端部（巻き終わり端部）に対して接続される。
また、これら平滑コンデンサＣｏ1の負極端子と二次巻線Ｎ２の他方端部の接続点に対しては、平滑コンデンサＣｏ2の正極端子が接続され、この平滑コンデンサＣｏ2の負極端子が二次側アースに接続されている。

さらに、二次巻線Ｎ２の上記した一方の端部と二次側アースとの間には、コンデンサＣｃ2（正極端子→負極端子）→整流ダイオードＤo4（カソード→アノード）の直列接続回路を挿入している。
これらコンデンサＣｃ2と整流ダイオードＤo4との接続点に対しては、図示するようにして整流ダイオードＤo3のアノードが接続される。そして、この整流ダイオードＤo3のカソードは、上記した平滑コンデンサＣo1・Ｃｏ2の接続点と、二次巻線Ｎ２の上記した他方の端部との接続点に対して接続される。
さらに、この整流ダイオードＤo3のカソードと二次巻線Ｎ２の他方の端部の接続点に対しては、整流ダイオードＤo2のアノードが接続される。そして、整流ダイオードＤo2のカソードは、上記したコンデンサＣｃ1と整流ダイオードＤo1の接続点に対して接続されている。

上記構成による４倍圧整流回路において、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧の一方の半周期では、整流電流は［二次巻線Ｎ２→整流ダイオードＤo2→コンデンサＣｃ1→二次巻線Ｎ２］の循環経路によって流れる。また、同様に上記交番電圧の他方の半周期においても、整流電流は循環経路によって［二次巻線Ｎ２→コンデンサＣｃ2→整流ダイオードＤo3→二次巻線Ｎ２］を流れる。
つまり、この場合としても、コンデンサＣｃ1、Ｃｃ2の両端には、それぞれ対応する半周期に、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧レベルの等倍に対応したレベルの直流電圧が得られることになる。

そして、この場合としても、各半周期において、整流電流は上記循環経路から分岐して、以下のような経路によっても流れる。
先ず、交番電圧の上記した一方の半周期では、整流電流は分岐して［平滑コンデンサＣｏ2→整流ダイオードＤo4→コンデンサＣｃ2→二次巻線Ｎ２］の経路によっても流れる。このとき、先の循環経路により、この期間には上記コンデンサＣｃ2の両端に充電電荷が得られている。このため、上記のような整流電流経路によっては、上記平滑コンデンサＣｏ2に対し、二次巻線Ｎ２に得られる交番電圧とこのコンデンサＣｃ2の充電電荷の重畳分とによる電位により充電が行われることになる。
つまり、これによって平滑コンデンサＣｏ2には、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧レベルの２倍に対応したレベルによる直流電圧が生成されることになる。

また、上記交番電圧の他方の半周期では、整流電流は分岐して［コンデンサＣｃ1→整流ダイオードＤo1→平滑コンデンサＣｏ1→二次巻線Ｎ２］の経路によっても流れ、この場合は先の循環経路によってコンデンサＣｃ1に得られた充電電荷の重畳分を受けた二次巻線Ｎ２の交番電圧について、平滑コンデンサＣｏ１に対する充電を行うようにされることになる。
すなわち、これによって平滑コンデンサＣｏ１としても、その両端電圧としては二次巻線Ｎ２に得られる交番電圧レベルの２倍に対応したレベルによる直流電圧が得られる。

このようにして、平滑コンデンサＣｏ１と平滑コンデンサＣｏ2の各両端には、それぞれ二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧レベルの２倍に対応したレベルによる直流電圧が生成される。そして、これによって平滑コンデンサＣｏ1と平滑コンデンサＣｏ2との直列接続の両端には、二次巻線Ｎ２に励起される交番電圧レベルの４倍に対応したレベルによる二次側直流出力電圧Ｅｏが得られることになる。

なお、このような４倍圧整流回路を採用する場合は、二次巻線Ｎ２の巻数についてはブリッジ整流回路とした各図の場合との比較で１／４程度に削減でき、これによってさらなる絶縁コンバータトランスＰＩＴの小型化を図ることが可能となる。

なお、本発明はこれまで説明した実施の形態に限定されるべきものではない。
例えば、絶縁コンバータトランスＰＩＴについては、コア形式などをはじめとして、その構造については適宜変更されて構わない。
また、実施の形態で例示したスイッチングコンバータは、他励式による電流共振形コンバータをその基礎としているが、例えば自励式による電流共振形コンバータを備えて構成することも可能である。この場合には、スイッチング素子として例えばバイポーラトランジスタを選定することができる。また、例えばスイッチングコンバータの一次側のスイッチング素子としては、ＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)など、他励式に使用可能な素子であれば、ＭＯＳ−ＦＥＴ以外の素子が採用されて構わない。
また、先に説明した各部品素子の定数なども、実際の条件等に応じて適宜変更されて構わないものである。また、電力回生方式、あるいは電圧帰還方式による力率改善回路としても、これまでの各実施の形態（及びその変形例）として示した構成に限定されるものではなく、適宜変更されてかまわない。

また、さらに二次側の整流回路の構成としても、実施の形態で例示したものに限らず、両波整流回路以外の構成であって二次巻線に線間静電容量を生じさせない構成とされていれば、他の整流回路の構成を採ることも可能である。

本発明の第１の実施の形態の電源回路の構成を示す回路図である。 実施の形態のスイッチング電源回路が備える絶縁コンバータトランスの構造例を示す断面図である。 第１の実施の形態の電源回路における要部の動作波形を示す波形図である。 実施の形態の電源回路の定電圧制御特性として、負荷変動に応じたスイッチング周波数制御範囲（必要制御範囲）を示す図である。 第１の実施の形態の電源回路の負荷変動に対する電力変換効率、力率、整流平滑電圧（直流入力電圧）の各特性について示した特性図である。 第１の実施の形態の変形例の構成について示した回路図である。 第２の実施の形態の電源回路の構成を示す回路図である。 第２の実施の形態の電源回路における要部の動作波形を示す波形図である。 第２の実施の形態の電源回路についての、負荷変動に対する整流平滑電圧（直流入力電圧）、力率、及びAC→DC電力変換効率の特性を示す図である。 第２の実施の形態の変形例の構成について示す回路図である。 第２の実施の形態の他の変形例の構成について示す回路図である。 実施の形態の電源回路の二次側の構成についての第一例としての変形例について示す回路図である。 実施の形態の電源回路の二次側の構成についての第二例としての変形例について示す回路図である。 実施の形態の電源回路の二次側の構成についての第三例としての変形例について示す回路図である。 アクティブフィルタの基本的回路構成を示す回路図である。 図１５に示すアクティブフィルタにおける動作を示す波形図である。 アクティブフィルタのコントロール回路系の構成を示す回路図である。 アクティブフィルタを実装した従来の電源回路の構成例を示す回路図である。 図１８に示す電源回路においてＡＣ１００Ｖ系時に対応して得られる交流入力電圧と交流入力電流の波形を示した波形図である。 図１８に示す電源回路においてＡＣ２００Ｖ系時に対応して得られる交流入力電圧と交流入力電流の波形を示した波形図である。 図１８に示す電源回路の負荷変動に対する電力変換効率、力率、整流平滑電圧（直流入力電圧）の各特性について示した特性図である。 図１８に示す電源回路の交流入力電圧変動に対する電力変換効率、力率、整流平滑電圧の各特性について示した特性図である。 一次側と二次側との結合係数を従来の設定とした場合での定電圧制御特性について示した図である。 二次側の整流回路を両波整流回路とした電源回路についての定電圧制御特性について示した図である。

符号の説明

１ 制御回路、２ 発振・ドライブ回路、３〜６ 力率改善回路、Ｄｉ ブリッジ整流回路、Ｃｉ，Ｃｉ1，Ｃｉ2 平滑コンデンサ、Ｑ1，Ｑ2，Ｑ3，Ｑ4 スイッチング素子、ＰＩＴ 絶縁コンバータトランス、Ｃ1 一次側直列共振コンデンサ、Ｃｐ，Ｃｐ1、Ｃｐ2 一次側部分共振コンデンサ、Ｎ1 一次巻線、Ｎ２ 二次巻線、Ｎ2A，Ｎ2B 二次巻線部、Ｄo1〜Ｄo4 （二次側）整流ダイオード、Ｃo、Ｃｏ1、Ｃｏ2 （二次側）平滑コンデンサ、Ｄ1 スイッチングダイオード、ＣN フィルタコンデンサ、Ｃ20 力率改善用コンデンサＣ20、Ｌ10、Ｌ11 高周波インダクタ、Ｌ11A，Ｌ11B 高周波巻線部、ＶＦＴ 力率改善用トランス、Ｎ11 一次巻線、Ｎ12 二次巻線

Claims (10)

1. 商用交流電源を入力して整流平滑電圧を生成する整流平滑手段と、
   上記整流平滑電圧を直流入力電圧として入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、
   上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
   上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、この一次巻線により交番電圧が誘起される二次巻線とが少なくとも巻装されて形成される絶縁コンバータトランスと、
   少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と、上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、
   両波整流回路以外の整流回路を備えるようにされて上記二次巻線に得られる交番電圧について整流動作を行って、その整流出力を二次側平滑コンデンサにより平滑化して二次側直流出力電圧を生成する二次側直流出力電圧生成手段と、
   上記二次側直流出力電圧のレベルに応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、上記二次側直流出力電圧について定電圧制御を行う定電圧制御手段と、
   上記スイッチング手段のスイッチング動作により上記一次側直列共振回路に得られるスイッチング出力を、上記整流平滑手段を形成する整流平滑回路の所定の整流電流経路に対して帰還し、この帰還されたスイッチング出力により整流電流を断続するようにして動作するもので、少なくとも力率改善用インダクタンス素子と力率改善用スイッチング素子とを有して形成される力率改善手段と、を備えると共に、
   上記絶縁コンバータトランスは、少なくともコアの所定位置に形成されるギャップ長の設定により、一次側と二次側との結合係数が所定以下となるようにされている、
   ことを特徴とするスイッチング電源回路。
2. さらに、上記絶縁コンバータトランスの一次側と二次側との結合係数を所定以下とするために、上記一次巻線に対して直列となる接続関係となるようにして設けられる結合係数設定用インダクタンス素子が備えられる、
   ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
3. 上記力率改善手段は、
   所定の巻線位置に施したタップにより第１巻線部と第２巻線部とに分割された１つのインダクタンス素子を備え、
   上記第１の巻線部を、上記結合係数設定用インダクタンス素子として上記一次巻線に対して直列となる関係が得られるように接続して設け、
   上記第２の巻線部を、上記力率改善用インダクタンス素子として、上記整流平滑手段を形成する整流平滑回路の所定の整流電流経路に対して挿入するようにして設ける、
   ことを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源回路。
4. 上記力率改善手段は、
   力率改善用一次巻線と力率改善用二次巻線とが少なくとも巻装された力率改善用トランスを備え、
   上記力率改善用一次巻線を、上記結合係数設定用インダクタンス素子として上記一次巻線に対して直列となる関係が得られるように接続して設け、
   上記力率改善用二次巻線を、上記力率改善用インダクタンス素子として、上記整流平滑手段を形成する整流平滑回路の所定の整流電流経路に対して挿入するようにして設ける、
   ことを特徴とする請求項２に記載のスイッチング電源回路。
5. 上記二次側直流出力電圧生成手段は、
   上記整流動作として、ブリッジ整流回路による全波整流動作を行うように構成される、
   ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
6. 上記二次側直流出力電圧生成手段は、
   上記整流動作として、
   上記二次巻線に励起される交番電圧の一方の半周期にのみ上記二次側平滑コンデンサに対する充電を行うと共に、上記交番電圧レベルの２倍に対応するレベルによる上記二次側直流出力電圧を生成するようにされた倍電圧半波整流動作を行うように構成されている、
   ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
7. 上記絶縁コンバータトランスは、上記二次巻線にセンタータップが施されて第１の二次巻線部と第２の二次巻線部が形成されると共に、
   上記二次側直流出力電圧生成手段は、上記整流動作として、
   上記二次巻線に励起される交番電圧の各半周期に上記二次側平滑コンデンサに対する充電を行うと共に、上記二次側平滑コンデンサの両端に、上記第１の二次巻線部と上記第２の二次巻線部とのそれぞれに得られる交番電圧レベルの２倍に対応するレベルによる上記二次側直流出力電圧を生成するようにされた倍圧全波整流動作を行うように構成されている、
   ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
8. 上記二次側直流出力電圧生成手段は、
   上記整流動作として、
   上記二次巻線に励起される交番電圧レベルの４倍に対応するレベルによる上記二次側直流出力電圧を生成するようにされた４倍圧整流動作を行うように構成されている、
   ことを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
9. 上記スイッチング手段は、２つのスイッチング素子がハーフブリッジ結合方式により接続されていることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。
10. 上記スイッチング手段は、４つのスイッチング素子がフルブリッジ結合方式により接続されていることを特徴とする請求項１に記載のスイッチング電源回路。

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