JP2006081396A - ３相モータ用の回転駆動制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 電気角１８０°毎に誘起電圧が一時的に極性反転を起すようなタイプのモータであっても逆転を起すことなく起動させることができる回転駆動装置を提供する。
【解決手段】 いずれか２つの相のコイルに電流を流し無通電相に誘起される電圧の極性を検出して、検出された誘起電圧の極性に基づいて起動時の通電相を決定するモータの起動制御において、無通電相の誘起電圧の極性の他に誘起電圧のレベルを検出してその大小関係を判定して誘起電圧の極性と誘起電圧のレベルの大小関係に基づいて起動時の通電相を決定する。
【選択図】 図７

Description

本発明は、ブラシレスモータの駆動制御技術さらには３相直流モータの起動制御および正弦波電流駆動に適用して有効な技術に関するものであって、たとえばハードディスク（ハード・ディスク・ドライブ）装置のようなディスク型記憶媒体を回転駆動するスピンドルモータの駆動制御装置に利用して有効な技術に関するものである。

ハードディスク装置における磁気ディスクの回転には、一般にスピンドルモータと呼ばれるブラシレスの３相直流モータが用いられており、スピンドルモータで磁気ディスクを高速で回転させ、この回転している磁気ディスクにリード／ライト用の磁気ヘッドを磁気ディスクの表面に近接させて径方向へ移動させながら情報の書込みまたは読み取りを行なっている。

従来、ブラシレスモータの駆動制御においては、ホール素子を用いてロータとステータとの位置関係を検出し、検出された位置関係から通電を開始するコイル相を決定することでモータの逆転を防止するようにした方式がある。しかしながら、ホール素子を用いたロータ位置検出器をモータに設けると小型化が困難になるため、ハードディスク装置ではセンサレスのモータが多用されるようになって来ている。このようなセンサレスモータは、回転を開始する際にロータとステータとの位置関係が分からないとロータが逆転するおそれがある。

そこで、いずれか２相のコイルにロータが反応しない程度の短いパルス電流をそれぞれ流して非通電相に現われる誘起電圧の極性を検出してロータとステータの位置関係を判定し、誘起電圧の極性が電気角で１８０°毎に切り替わる特性を利用して通電を開始する相を決定することにより、センサレスモータの起動時の逆転を回避するようにした制御方式が本出願人によって提案されている（特許文献１参照）。

一方、ハードディスク装置においては、高記録密度化を達成するためスピンドルモータの低振動化と、作業環境の向上のためスピンドルモータの低騒音化が要求されており、低振動化、低騒音化には正弦波電流駆動が有効である。そこで、各相のコイルに正弦波状の電流を流すことでロータを円滑に回転させるようにした発明が提案されている。

また、多相直流モータはコイルに生じる逆起電圧と同位相で駆動電流を流したときに最も大きなトルクが得られる。そこで、コイルの逆起電圧を検出して回転駆動制御を行なう方式が一般に採用されていた。

しかしながら、コイルの逆起電圧を検出して回転駆動制御を行なう方式においては、逆起電圧を検出するためにコイルに電流を流さない無通電期間を設けなくてはならず、それによって回転ムラが生じ、騒音や振動発生の原因となる。そこで、逆起電圧を検出せずにコイルの電流を検出して駆動波形を形成する方式が提案されている（例えば特許文献２参照）。
特開平２００１−２７５３８７号公報 特開平２００１−３１４０９０号公報

近年、多相直流モータには、構造的な工夫によって振動、騒音、回転ムラを抑制するため、ロータのマグネットの着磁方法や鉄心の形状等を変えたさまざまなモータが市場に出現している。本発明者らは、最近提供されるようになった幾つかの多相直流モータについて、非通電相に現われる誘起電圧の極性から通電開始相を決定する特許文献１に開示されている起動制御方式を適用したところ、モータが逆転を起すことがあることを見出しその原因を調べた。その結果、多くのモータは図２２（Ｂ）〜（Ｄ）に示すように電気角１８０°毎に誘起電圧の極性が切り替わるが、図２２（Ｅ）〜（Ｇ）に示すように、逆起電圧のゼロクロス点近傍で一時的に誘起電圧の極性が反転するモータがあり、かかるモータに特許文献１に開示されている起動制御方式を適用すると逆転を起すおそれがあることが明らかになった。

また、従来の３相直流モータの正弦波電流駆動方式には、以下に述べるような課題があることが本発明者らによって明らかにされた。図２３は、従来の正弦波電流駆動方式におけるコイルに流れる電流の検出タイミングを示す。図２３において、Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは各コイルに印加される電圧（＝逆起電力）の１周期分（電気角で３６０度）の波形、ＵＰＷＭ，ＶＰＷＭ，ＷＰＷＭは各コイルのドライバをＰＷＭ制御するパルス信号の波形、ＣＳは各コイルのドライバをＰＷＭ制御するパルス信号を生成するための三角波キャリア信号の波形をそれぞれ示す。

図２３に示されているように、電気角１周期はＶｕ，Ｖｖ，Ｖｗの大小関係に応じて６つの区間１〜６に分類される。また、各期間内はＵＰＷＭ，ＶＰＷＭ，ＷＰＷＭのハイ／ロウに応じて６つの状態が存在する。電流検出は電源からモータを介し流れる直流電流がこのＵＰＷＭ,ＶＰＷＭ,ＷＰＷＭの極性により異なることを利用して行われる。ＵＰＷＭ,ＶＰＷＭ,ＷＰＷＭが同一極性の場合には３相の出力が全てハイまたはロウになるため直流電流は流れない。またＵＰＷＭ,ＶＰＷＭ,ＷＰＷＭの極性のうち1相が異なる場合にはその1相のコイル電流に相当する直流電流が流れ、これによりコイル電流の検出が行われる。なお、各区間において、いずれか２つのコイルの電流が分かれば残りのコイル電流は計算（例えばｉｕ＝−ｉｖ−ｉｗ）により求めることができ、これにより３相のコイル電流の検出を実現する。

図２４には、図２３のうち区間２と区間３の境界部分を拡大した波形が示されている。従来の３相直流モータの正弦波電流駆動方式におけるコイルに流れる電流の検出は、図２４に示されているように、３つのコイル駆動電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗのうち中間の電圧（図２４ではＶｖ）がキャリア信号ＣＳと交差するタイミングｔ１と該タイミングから所定時間Δｔだけ遅延したタイミングｔ２に同期してサンプリングパルスＳＨを生成し、このサンプリングパルスＳＨによって行なうものであった。

このようなサンプリングタイミングは、Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの値がそれぞれ離れている各区間１〜６の中央付近では問題ないが、各区間の境界近傍ではＶｕ，Ｖｖ，Ｖｗのうちいずれか２つ（図２４ではＶｖとＶｗ）の値が近く直流電流を検出できる期間が短いため、僅かなサンプリングタイミングのずれによって誤ったコイルの電流を検出するおそれがある。特に、Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの値が小さい低回転数の状態においては、各コイルの駆動電圧の振幅が小さいため各電圧値の差が少なくなり正確な電流の検出がさらに困難になる。

本発明の目的は、電気角１８０°毎に誘起電圧が一時的に極性反転を起すようなタイプのモータであっても逆転を起すことなく起動させることができる回転駆動装置を提供することにある。

本発明の他の目的は、正弦波電流駆動方式による多相直流モータの同期駆動制御において、各コイルに流れる電流を正確に検出して精度の高い制御電圧を各コイルに印加してモータを円滑に回転させることができる回転駆動装置を提供することにある。

本発明の他の目的は、正確な正弦波波形の電流をコイルに流すことができ、これによって回転むらが少なく高密度の磁気記憶が可能になるとともに、低騒音で回転するスピンドルモータを備えた磁気ディスク装置を提供することにある。
本発明の前記ならびにそのほかの目的と特徴は、本明細書の記述および添付図面から明らかになるであろう。

本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、下記のとおりである。
すなわち、いずれか２つの相のコイルに電流を流し非通電相に誘起される電圧の極性を検出して、検出された誘起電圧の極性に基づいて起動時の通電相を決定するモータの起動制御において、非通電相の誘起電圧の極性の他に誘起電圧のレベルを検出してその大小関係を判定して誘起電圧の極性と誘起電圧のレベルの大小関係に基づいて起動時の通電相を決定するようにしたものである。

上記した手段によれば、誘起電圧の極性の検出結果のみならず誘起電圧のレベルの大小判定結果をも勘案して起動時の通電相を決定するため、電気角１８０°毎に誘起電圧が一時的に極性反転を起すような特殊なタイプのモータであっても逆転を起すことなく起動させることができるようになる。

本願の他の発明は、コイルに駆動電流を流すドライバ回路をＰＷＭ制御信号で制御してコイルに正弦波状の電流を流してモータを回転駆動する多相直流モータの回転駆動制御装置において、ＰＷＭ制御信号を生成するための比較用三角波キャリア信号として正相と逆相の信号を生成し、各相コイルのうちドライバ回路により中間のレベルの電圧が印加される相コイルのＰＷＭ制御信号は、他の相のコイルのＰＷＭ制御信号を生成するために用いる三角波キャリア信号と逆相をなすキャリア信号を用いて生成するようにしたものである。

上記した手段によれば、無通電期間を設けることなくモータを正弦波電流で駆動することができ、低振動、低騒音でモータを回転させることができる。また、正弦波電流駆動方式による多相直流モータの同期駆動制御において、各コイルに流れる電流を正確に検出して精度の高い制御電圧を各コイルに印加してモータを円滑に回転させることができる。さらに、各相のコイルに印加すべき電圧値が接近している低回転数状態においても正確な正弦波電流駆動が可能となり、これによりモータ起動直後の加速中においても最大の駆動トルクでモータを回転させることができ、相切替えタイミングの外部入力を行う同期駆動等による加速に比べて起動時間を短縮することができる。

本願において開示される発明のうち、代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、下記のとおりである。
すなわち、本発明に従うと、誘起電圧の極性のみならず誘起電圧のレベルを検出してその大小関係を判定して起動時の通電相を決定するため、誘起電圧が一時的に極性反転を起すようなタイプのモータであっても逆転を起すことなく起動させることができるようになる。

また、正弦波電流駆動方式による多相直流モータの駆動制御において、無通電期間を設けることなく各コイルに流れる電流を正確に検出して精度の高い制御電圧を各コイルに印加して正弦波電流を流してモータを円滑に回転させることができ、これによって回転むらが少なく低騒音、低振動でモータを回転させることができ、磁気ディスク装置のスピンドルモータの回転駆動制御装置に適用した場合には高密度の磁気記憶が可能になる。

さらに、各相のコイルに印加すべき電圧値が接近している低回転数状態においても正確な正弦波電流駆動が可能となり、これによりモータ起動直後の加速中においても最大の駆動トルクでモータを回転させることができ、相切替えタイミングの外部入力を行なう同期駆動等による加速に比べて定常回転状態に至るまでの起動時間を短縮することができるという効果が得られる。

以下、本発明の好適な実施態様を、図面を参照しながら説明する。
図１は、３相ブラシレス直流モータにおける駆動回路と起動制御回路の概略構成を示す。
図１において、Ｌｕ，Ｌｖ，ＬｗはそれぞれモータＭＴのＵ相、Ｖ相、Ｗ相の３つの相のステータコイル、Ｂ-emf(U)，Ｂ-emf(V)，Ｂ-emf(W)は各相コイルＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗの逆起電圧を電圧源として表わしたものである。また、１１０は各コイルの端子に電圧を印加して駆動電流を流すための出力ドライバ回路で、Ｍ１〜Ｍ３は各相のコイルに電流を流し込む高電位側の出力トランジスタ、Ｍ４〜Ｍ６は各相のコイルから電流を引き込む低電位側の出力トランジスタ、１１１〜１１３は出力トランジスタＭ１〜Ｍ６にゲート電圧を印加してコイルの駆動電流を制御するプリドライバである。上記低電位側の出力トランジスタＭ４〜Ｍ６のソース端子は共通接続されて電流センス抵抗Ｒsnsを介して接地電位点に接続されており、電源からモータを介し流れる直流電流がセンス抵抗Ｒsnsに流されるように構成されている。

１２０は、上記出力ドライバ回路１１０に対して出力電流を制御するＰＷＭ信号を生成し供給する出力電流制御部で、該出力電流制御部１２０には前記電流センス抵抗Ｒsnsにより検出された直流電流に応じた電圧がフィードバックされ、図示しないコントローラから供給される電流指令値と一致するように出力ドライバ回路１１０に対するＰＷＭ制御のためのパルス信号ＵＰＷＭ，ＶＰＷＭ，ＷＰＷＭを生成して出力する。

１３０は、いずれか２つの相コイルに流した電流に応じて非通電相のコイルに誘起される誘起電圧を検出する誘起電圧検出部で、この誘起電圧検出部１３０は、誘起電圧を検出しようとするコイルを選択する３つのスイッチからなる選択回路１３１と、該選択回路で選択されたコイルの一方の端子電圧と各コイルの一端が共通に接続されたセンタータップＣＴの電圧との電位差を増幅して出力する差動アンプ１３２と、差動アンプの出力に含まれるノイズをカットするフィルタ１３３と、差動アンプ１３３の出力電圧をＡＤ変換してディジタル信号に変換するＡＤ変換回路１３４とから構成されている。

１４０は誘起電圧検出部１３０により検出された誘起電圧の極性を判定するとともに、検出された誘起電圧が所定のレベルよりも大きいか小さいかを判定する極性検出部、１５０は極性検出部１４０の出力をデコードして電流を流す相を判定し通電相を示す信号を前記出力電流制御部１２０に対して供給するデコーダ部、１６０は所定の制御手順に従って制御部全体を制御するシーケンサで、このシーケンサ１６０には前記デコーダ部１５０から判定結果や正転を示す信号、逆転を示す信号が供給され、これらの信号に応じて各部を制御する信号を生成し出力する。

次に、本実施例の起動制御回路におけるモータ起動時の通電相の決定の仕方について説明する。本実施例では、例えば図２（ａ）に示すように、Ｖ相コイルＬｖからＷ相コイルＬｗに向ってロータが反応しないような微少電流を流してそのときＵ相コイルＬｕに生じる誘起電圧をＶｍ＋を検出し、続いて図２（ｂ）に示すように、Ｗ相コイルＬｗからＶ相コイルＬｖに向って電流を流してそのときＵ相コイルＬｕに生じる誘起電圧をＶｍ−を検出して、それらの和をとり、その値が「正」か「負」かを判定する。

次に、Ｕ相コイルＬｕからＶ相コイルＬｖに向って電流を流してそのときＷ相コイルＬｗに生じる誘起電圧をＶｍ＋を検出し、続いてＶ相コイルＬｖからＵ相コイルＬｕに向って電流を流してそのときＷ相コイルＬｗに生じる誘起電圧をＶｍ−を検出して、それらの和をとり、その値が「正」か「負」かを判定する。さらに、Ｗ相コイルＬｗからＵ相コイルＬｕに向って電流を流してそのときＶ相コイルＬｖに生じる誘起電圧をＶｍ＋を検出し、続いてＵ相コイルＬｕからＷ相コイルＬｗに向って電流を流してそのときＶ相コイルＬｖに生じる誘起電圧をＶｍ−を検出して、それらの和をとり、その値が「正」か「負」かを判定する。

現在提供されている一般的な３相直流モータの非通電相誘起電圧は、図３に示すように、逆起電圧の波形Ａに対して位相が電気角で約９０°進んだ波形Ｂとなる。誘起電圧が図３にような特性を有するモータを起動する場合には、図４に示されているように、各相の誘起電圧の極性を検出して、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相の誘起電圧の極性が「負」「負」「正」のときは通電相をＶ相→Ｕ相と、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相の誘起電圧の極性が「正」「負」「正」のときは通電相をＷ相→Ｕ相と、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相の誘起電圧の極性が「正」「負」「負」のときは通電相をＷ相→Ｖ相と、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相の誘起電圧の極性が「正」「正」「負」のときは通電相をＵ相→Ｖ相と、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相の誘起電圧の極性が「負」「正」「負」のときは通電相をＵ相→Ｗ相と、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相の誘起電圧の極性が「負」「正」「正」のときは通電相をＶ相→Ｗ相と決定して電流を流すように出力ドライバ回路を制御することによってモータを起動させることができる。かかる起動方法は、特開平２００１−２７５３８７号公報で開示されている起動方法である。

ところで、近年騒音や振動を低減するためさまざまな３相直流モータが提供されるようになって来ており、それらの中には、図５に示すように、逆起電圧の位相に対して誘起電圧の極性が切り替わるポイントは図３と同じ（電気角−９０°）であるが、逆起電圧の位相０°と１８０°の位置で誘起電圧の極性が一時的に反転するようなモータがあることが分かった。このような特性を有するモータの各相コイルの誘起電圧の極性は、図６の下の表のようになる。図４示されている表と比較すると明らかなように、図６の表でメッシュが付されている部分はすべて極性が「負」または「正」になっており極性判定結果が相違している。そのため、特開平２００１−２７５３８７号公報で開示されている起動方法ではモータを正しい方向へ回転させることができない場合が生じる。

本実施例の起動制御回路においては、検出された誘起電圧の極性のみならずそのレベルを図５に破線で示すような参照レベル±ＶTHで判定することにより、誘起電圧が図５のような特性を有するモータであっても確実に起動させることができるように構成されている。

図７には、本実施例の起動制御回路における誘起電圧の極性およびレベル判定結果と通電相を示す。図７より、電気角−１６０°〜−１４０°と−４０°〜−２０°と＋８０°〜＋１００°ではＵ，Ｖ，Ｗの各相の誘起電圧の極性がすべて「負」であり、極性だけではロータがどの位置にあるか識別できないが、Ｕ，Ｖ，Ｗの各相の誘起電圧のレベルはそれぞれ電気角−１６０°〜−１４０°では「大」「大」「小」、−４０°〜−２０°では「小」「大」「大」、＋８０°〜＋１００°では「大」「小」「大」と、異なっており、レベルの判定結果をも参照すれば通電相を決定できることが分かる。

本実施例の起動制御回路において、極性検出部１４０とデコーダ１５０とシーケンサ１６０によって、上記のような誘起電圧の極性およびレベル判定結果に基づく通電相の決定を行なうように構成されている。以下、極性検出部１４０とデコーダ部１５０の構成と動作を図８および図９を用いて、またシーケンサ１６０による起動制御手順を図１０のフローチャートを用いて説明する。

図８は、極性検出部１４０の構成例を示す。この実施例の極性検出部１４０は、誘起電圧検出部１３０で検出されＡＤコンバータ１３４でディジタル値に変換された誘起電圧値を累積加算する積算レジスタ１４１と、検出された誘起電圧の極性を判定する極性判定用コンパレータ１４２と、該コンパレータ１４２の判定結果を保持する極性レジスタ１４３と、検出された誘起電圧を絶対値に変換する絶対値回路１４４と、変換された絶対値と参照レベルＶTHとを比較して検出された誘起電圧が所定のレベル以上か否かを判定するレベル判定用コンパレータ１４５と、該コンパレータ１４５の判定結果を保持するレベル判定レジスタ１４６と、極性判定用コンパレータ１４２と極性レジスタ１４３との間に設けられたセレクタ１４７と、レベル判定用コンパレータ１４５とレベル判定レジスタ１４６との間に設けられたセレクタ１４８とを備えている。

極性レジスタ１４３とレベル判定レジスタ１４６はそれぞれ各相コイルＵ，Ｖ，Ｗに対応した判定結果を保持する３個のレジスタＲＥＧ−Ｕ，ＲＥＧ−Ｖ，ＲＥＧ−Ｗにより構成されており、シーケンサ１６０からのラッチ指令信号ＬＡＴ１により判定結果をラッチする。

セレクタ１４７とセレクタ１４８はそれぞれシーケンサ１６０から前記誘起電圧検出部１３０のセレクタ１３１へ供給される選択信号ＳＥＬによって制御され、前記誘起電圧検出部１３０によって検出された相の結果が対応するレジスタにそれぞれ格納され、極性レジスタ１４３からは各相の誘起電圧の極性を示す信号Ｕpole，Ｖpole，Ｗpoleがデコーダ部１５０へ、またレベル判定レジスタ１４６からは各相の誘起電圧のレベルが参照レベルＶTHよりも高いか低いかを示す信号Ｕlevel，Ｖlevel，Ｗlevelがデコーダ部１５０へ出力される。

図９は、デコーダ部１５０の構成例を示す。この実施例のデコーダ部１５０は、上記極性判定部１４０からの極性を示す信号Ｕpole，Ｖpole，Ｗpoleと誘起電圧のレベルの高低を示す信号Ｕlevel，Ｖlevel，Ｗlevelをデコードして図７の表の上２つの欄の状態（正負判定と大小レベル判定）に対応して３番目の欄のような各相の極性（正負）を示す信号Ｕpole2，Ｖpole2，Ｗpole2を生成し出力する第１デコーダ１５１と、該第１デコーダ１５１の結果を保持するレジスタ１５２と、第１デコーダ１５１の出力信号Ｕpole2，Ｖpole2，Ｗpole2に基づいて図７の表の最下欄の通電方向に従って各相のコイルを駆動制御させる信号ＵON，ＶON，ＷON，ＵHIZ，ＶHIZ，ＷHIZを生成し出力する第２デコーダ１５３と、第１デコーダ１５１の出力信号Ｕpole2，Ｖpole2，Ｗpole2とレジスタ１５２に保持されている一つ前の第１デコーダ１５１の出力信号Ｕpole2，Ｖpole2，Ｗpole2とに基づいてロータが正転しているか逆転しているか判定する回転判定部１５４とを備えている。レジスタ１５２はシーケンサ１６０からのラッチ指令信号ＬＡＴ２によりデコード結果をラッチする。

また、上記第１デコーダ１５１は、極性を示す信号Ｕpole，Ｖpole，Ｗpoleが図７の表のように３つとも同一状態（「正」「正」「正」または「負」「負」「負」）になる場合が生じていないときは、レベルの判定結果を参照しないで極性の判定結果のみに基づいて出力信号Ｕpole2，Ｖpole2，Ｗpole2を生成するように構成されている。これにより、一時的な極性反転を起す特殊なモータのみならず一時的な極性反転を起さない一般的なモータも正しく起動させることができる。

第２デコーダ１５３から出力される信号ＵON，ＶON，ＷONはそれがハイレベルの時は対応する相のコイル端子に電圧Ｖspnを印加して電流を流し込み、ロウレベルの時は対応する相のコイル端子を接地点に接続して電流を引き込むことを意味している。また、ＵHIZ，ＶHIZ，ＷHIZはハイレベルの時は対応する相のコイル端子をハイインピーダンスにするつまり非通電相とすることを意味する。回転判定部１５４は、ロータが正転していると判定した時は正転していることを示す信号を、また逆転していると判定したときは逆転アラーム信号を出力する。正転信号はシーケンサ１６０に、また逆転アラーム信号はシーケンサ１６０と図外のコントローラに供給される。

次に、シーケンサ１６０による起動制御手順を図１０のフローチャートを用いて説明する。
シーケンサ１６０は起動制御を開始すると、先ず、図８の極性判定部１４０に設けられているＡＤ変換結果を累積保持する積算レジスタ１４１をリセットする（ステップＳ１）。その後、ロータが反応しないような短いパルスの電流をＶ相からＷ相のコイルへ流しそのとき相互誘導現象で「Ｕ相」のコイルに現われる誘起電圧の検出を規定回数行ない、検出された誘起電圧をＡＤ変換回路１３４で変換した結果を上記積算レジスタ１４１に累積させるとともに、電流の向きを変えて同一動作を繰り返し、積算レジスタの値に基づいてＵ相の誘起電圧の極性とレベル判定を行ないその結果をレジスタ１４３，１４６にラッチさせる（ステップＳ２，Ｓ３）。

次に、再び積算レジスタ１４１をリセットしてから、ロータが反応しないような短いパルスの電流をＵ相からＷ相のコイルへ流し、今度は「Ｖ相」のコイルに現われる誘起電圧の検出を規定回数行ない、検出された誘起電圧をＡＤ変換回路１３４で変換した結果を上記積算レジスタ１４１に累積させるとともに、電流の向きを変えて同一動作を繰り返し、積算レジスタの値に基づいてＶ相の誘起電圧の極性とレベル判定を行ないその結果をレジスタ１４３，１４６にラッチさせる（ステップＳ４〜Ｓ６）。

その後さらに、積算レジスタ１４１をリセットしてから、ロータが反応しないような短いパルスの電流をＵ相からＶ相のコイルへ流し、今度は「Ｗ相」のコイルに現われる誘起電圧の検出を規定回数行ない、検出された誘起電圧をＡＤ変換回路１３４で変換した結果を上記積算レジスタ１４１に累積させるとともに、電流の向きを変えて同一動作を繰り返し、積算レジスタの値に基づいてＷ相の誘起電圧の極性とレベル判定を行ないその結果をレジスタ１４３，１４６にラッチさせる（ステップＳ７〜Ｓ９）。

続いて、レジスタ１４３，１４６の出力信号をデコーダ部１５０の第１デコーダ１５１でデコードして各相の誘起電圧の極性を確定するとともに極性判定結果をレジスタ１５２にラッチさせた後、第２デコーダ１５３で通電相（通電の方向）を決定する（ステップＳ１０，Ｓ１１）。それから、デコーダ部１５０の回転判定部１５４で現在の極性と前回の極性とを比較してロータが正転しているか否か判定する（ステップＳ１２）。

例えば、図４の表の電気０°〜６０°に着目すると、３相の極性検出結果は「正」「正」「負」である。従って、次に検出される３相の極性は「正」「正」「負」または「負」「正」「負」のはずである。ここで、３相の極性検出結果が「正」「負」「負」であれば、逆転していると判定することができる。他の電気角についても同様である。そして、逆転していると判定した時はアラーム信号を出力し、正転していると判定した時は正転カウンタをインクリメント（＋１）する（ステップＳ１３，Ｓ１４）。なお、逆転アラーム信号が出力された時は、しばらく時間をおいてロータが完全に停止した後、再度ステップＳ１から起動制御が実行される。

しかる後、正転カウンタの値を参照してロータが規定回数もしくは所定の電気角以上回転したか判定し、回転していないときは検出された３相の誘起電圧極性をレジスタ１５２にラッチさせる（ステップＳ１５，Ｓ１６）。それから、ステップＳ１１で確定した通電相に対して比較的短い所定時間の通電を行ない、通電カウンタをインクリメントして符号1に従ってステップＳ１へ戻る（ステップＳ１７，Ｓ１８）。そして、上記動作を繰返し、再びステップＳ１５へ来た時にロータが規定回数もしくは所定の電気角（例えば３６０°）以上回転したと判定したならば、符号2に従ってステップＳ１９へ移行する。

ステップＳ１９では、通電カウンタの値を参照して規定回数の通電が終了したか判定し、規定回数の通電が終了していないとき比較的短い所定時間の通電を行ない通電カウンタをインクリメントする（ステップＳ２０，Ｓ２１）。それから、シーケンサ１６０がデコーダ部１５０のレジスタに保持されている判定結果に基づいて次に誘起電圧を検出するセンス相を決定し、それに応じた選択信号ＳＥＬを出力する（ステップＳ２２）。

ここでは、図４の表に示されているように、通電を行なった相に対応して次期検出相を決定する。例えば、通電を行なった相が「Ｕ相→Ｖ相」であった場合、次に検出する相をＵ相とする。ロータが正転していれば次に極性が変化する相は一義的に決まるからであり、このステップＳ２２を実行する際には既にロータが正転していることが確定しているためである。

従って、始動時とは異なりそれ以降は１相のセンスのみで通電相を決定することが可能となる。図１０のフローでは、ステップＳ２２でセンス相を決定したなら次のステップＳ２３で極性検出部１４０内の積算レジスタ１４１をリセットしてから、決定されている相について誘起電圧の極性の検出とレベルの判定を行ない、判定結果をレジスタ１４３，１４６にラッチさせる（ステップＳ２４，Ｓ２５）。このように１相のみの検出に切り替えることにより、通電相の検出のための時間を減らしその分加速のための通電時間を長くすることができるので、定常回転に至るまでの時間を短縮することができる。

その後、ステップＳ２６で検出された極性とレベル判定結果とから次の通電相をシーケンサ１６０により決定してステップＳ１９へ戻り、上記動作を繰り返す。ここで、ステップＳ２５でラッチした判定結果が前回と同じであればステップＳ２２で前回と同じ相（例えばＵ相）がセンス相として選択されて同一の相に対する通電（例えばＵ相→Ｖ相）が行なわれ、ステップＳ２５でラッチした判定結果が前回と異なればステップＳ２２で次に期待される相（例えばＷ相）がセンス相として選択され、それに応じた相に対して通電（例えばＵ相→Ｗ相）がステップＳ２０にて行なわれる。これにより徐々にロータの回転速度が加速されて行く。そして、ステップＳ１９で規定回数の通電が終了したと判定したときは、起動制御を終了して通常駆動制御へ移行する。この実施例では、規定回数の通電が終了すると定常状態での回転数の約５％に以上になるように規定回数の値が設定されている。

なお、上記実施例では、誘起電圧の極性検出結果のみでは通電相を決定できない場合に誘起電圧のレベル判定結果を加味して通電相を決定するようにしているが、誘起電圧のレベル判定を省略し、３相の誘起電圧検出結果のうち２相の検出結果が予想される結果である時は残り１相の検出結果を無視して、ロータを回転させるために電流を流す相コイルと通電の方向を決定するようにしてもよい。

例えば、図７の表を参照すると分かるように、電気角−１６０°〜−１４０°と−４０°〜−２０°と＋８０°〜＋１００°ではＵ，Ｖ，Ｗの各相の誘起電圧の極性がすべて「負」であり、極性だけではロータがどの位置にあるか識別できないが、最初の判定でオール「負」またはオール「正」のときはいずれかの位置にあると擬制して通電相を決定しロータを少し動かしてやれば、正しく判定できる位置（３相のうち極性が１つだけ異なる位置）に移動する。従って、この状態から正しい相と向きに電流を流すことで、２相の検出結果が予想される結果である時は残り１相の検出結果を無視しても正しい方向へ回転させることができる。

図１１は、３相直流モータの定常時の駆動制御を行なう制御回路の概略構成を示す。出力ドライバ回路１１０は、図１に示されている出力ドライバ回路１１０と同じ回路である。図１の起動制御回路によりモータが所定の回転数以上になると、図１１の制御回路からの制御パルスＵＰＷＭ，ＶＰＷＭ，ＷＰＷＭが出力ドライバ回路１１０に供給されてコイルに正弦波駆動電流が流れモータを駆動する。

図１１の制御回路は、上記出力ドライバ回路１１０の低電位側の出力トランジスタＭ４〜Ｍ６の共通ソース端子に接続された電流センス抵抗Ｒsnsより変換された電圧に基づいて各コイルに流れる電流を再現する電流再現部２２０と、図示しないコントローラから供給される電流指令値と前記電流再現部２２０で再現された電流とに基づいて各相のコイルに印加する正弦波状の電圧値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを生成するベクトル制御部２３０と、該ベクトル制御部２３０で生成された電圧値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗと回転数を示す信号ωとから各相のドライバをＰＷＭ（パルス幅変調）制御するパルス信号ＵＰＷＭ，ＶＰＷＭ，ＷＰＷＭを生成して上記プリドライバ１１１〜１１３に供給するＰＷＭ信号生成部２４０と、電圧値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの中で中間の電位の相を示す信号ＭＵ，ＭＶ，ＭＷとＵＰＷＭ，ＶＰＷＭ，ＷＰＷＭを適切に遅延させた出力ドライバ回路１１０からのディレイ信号ＤＵ，ＤＶ，ＤＷとに基づいて電流再現部２２０におけるコイル電流値のサンプルホールド信号を生成するサンプルホールド信号生成部２５０とから構成されている。

ベクトル制御部２３０では電流再現部２２０により検出されたコイルの電流とコントローラ（ＣＰＵ）から供給される電流指示値との差を検出し、この差が「０」となるように電圧値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを生成し、ＰＷＭ信号生成部２４０により出力トランジスタを駆動するＰＷＭ信号が生成されてコイルに流される出力電流の制御が行われる。例えば検出された電流が電流指示値よりも少ないときは、電圧値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの振幅が大きくなることでＰＷＭ信号のデューティが大きくされてより多くの電流をコイルに流すように制御が行なわれ、検出された電流が電流指示値よりも多いときは、電圧値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの振幅が小さくなることでＰＷＭ信号のデューティが小さくされてコイルに流す電流を減らすように制御が行なわれる。

なお、ＰＷＭ信号は電気角３６０度の範囲で複数個（例えば４８個）のパルスで構成されるように生成する。つまり、ロータが電気角で３６０度回転する間に形成される４８個のパルスによって出力トランジスタが４８回オン、オフ制御され、その４８個のパルスのそれぞれの幅は正弦波状に発生させた電圧値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに応じて順に変化し、その正弦波振幅が制御される

図１２には、ＰＷＭ信号生成部２４０の構成例が示されている。
本実施例のＰＷＭ信号生成部２４０は、ベクトル制御部３０から供給されるモータの回転を示す信号ωに従って互いに位相が１８０°ずれた正相と逆相の三角波キャリア信号を生成する三角波生成回路２４１と、該三角波生成回路２４１により生成された正相の三角波キャリア信号と逆相の三角波キャリア信号のいずれかを選択するセレクタＳＥＬ１，ＳＥＬ２，ＳＥＬ３からなるキャリア選択回路２４２と、選択されたキャリア信号とベクトル制御部２３０で生成された電圧値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗとを比較して電圧値に応じたパルス幅を有するパルス信号ＵＰＷＭ，ＶＰＷＭ，ＷＰＷＭを出力するコンパレータ２４３ａ，２４３ｂ，２４３ｃと、ベクトル制御部２３０から供給される電圧値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを相互に比較して中間の電位の相を示す信号ＭＵ，ＭＶ，ＭＷを生成する中間電圧判定回路２４４とからなる。

中間電圧判定回路２４４は、ベクトル制御部２３０から供給される電圧値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを２つずつ比較して大小を判定するコンパレータＣＭＰ１，ＣＭＰ２，ＣＭＰ３と、これら３つのコンパレータの出力およびその反転信号のいずれか入力とする３入力ＡＮＤゲートＧ１〜Ｇ６と、これらのゲートのうちＧ１とＧ２、Ｇ３とＧ４、Ｇ５とＧ６の出力の論理和をとるＯＲゲートＧ１１，Ｇ１２，Ｇ１３とから構成されており、ＯＲゲートＧ１１，Ｇ１２，Ｇ１３から出力される信号ＭＵ，ＭＶ，ＭＷのうち電圧値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの中間の電位の相に対応したいずれか１つの信号がハイレベルにされるように構成されている。そして、これらの信号ＭＵ，ＭＶ，ＭＷが図１１のサンプルホールド信号生成部２５０に供給される。三角波生成回路２４１は、例えば発振回路と積分回路とインバータとから構成することができる。

次に、本実施例のモータ駆動制御回路の動作を、図１３〜図１５のタイムチャートを用いて説明する。
本実施例においては、三角波生成回路２４１により正相と逆相の２つの三角波キャリア信号が生成され、中間電圧判定回路２４４からの出力信号ＭＵ，ＭＶ，ＭＷによって制御されるセレクタＳＥＬ１〜ＳＥＬ３によりコンパレータ２４３ａ，２４３ｂ，２４３ｃに正相または逆相の三角波キャリア信号が供給される。具体的には、電圧値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗのうち中間の電位の相に対応したコンパレータには逆相の三角波キャリア信号が供給され、高い電位と低い電位の相に対応したコンパレータには正相の三角波キャリア信号が供給され、供給された三角波キャリア信号と電圧値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗとを比較してパルス信号ＵＰＷＭ，ＶＰＷＭ，ＷＰＷＭが生成される。

これによって、中間電圧判定回路４４の出力信号ＭＵ，ＭＶ，ＭＷは、電圧値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに応じて図１３に示すように変化する。また、パルス信号ＵＰＷＭ，ＶＰＷＭ，ＷＰＷＭは、例えば図１３の区間２と３の境界付近を拡大して示す図１４のように、電圧値Ｖｕ，Ｖｖ，ＶｗのうちＶ相の電圧Ｖｖが中間電位である場合には、Ｖ相のパルス信号ＶＰＷＭが正相の三角波キャリア信号のみに基づいて生成される図２４のパルス信号ＶＰＷＭと位相が１８０°ずれた信号となる。

そして、本実施例では、電圧値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの中間の電位の相を示す信号ＭＵ，ＭＶ，ＭＷが図１１のサンプルホールド信号生成部２５０に供給されて電流値のサンプリングタイミングを与える信号が生成される。そのため、サンプルホールド信号生成部２５０で生成されるサンプルホールド信号ＳＨは、図１４に示すように、逆相の三角波キャリア信号に基づいて生成されたパルス信号ＶＰＷＭの立上りと立下りに同期した信号の２つとなる。これにより、電圧値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗのうち２つの電圧（図１４ではＶｖとＶｗ）が近い場合にも、検出相（図１４ではＵ相とＷ相）のコイルの電流値を検出する期間を充分に確保することができるようになる。

また、本実施例のサンプルホールド信号生成部２５０では、これらのサンプルホールド信号ＳＨから所定時間遅延したサンプルホールド信号をさらに生成し、連続して２つの相のコイルの電流値をそれぞれ２回ずつ検出する。そして、電流再現部２２０では、１区間に検出された２つの電流値の平均をとって再現電流ｉｕｃ，ｉｖｃ，ｉｗｃとして出力するように構成されている。これによって、精度の高い電流検出とそれによる精度の高い回転駆動制御が可能になる。本実施例のように、逆相の三角波キャリア信号に基づいて生成されたパルス信号ＶＰＷＭの立上りと立下りに同期したサンプルホールド信号とそれから所定時間遅延したサンプルホールド信号の両方でコイルの電流の検出を行なう代わりに、パルス信号立上りと立下りに同期したサンプルホールド信号のみでコイルの電流の検出を行なうようにしてもよい。

図１４（Ｆ）には、本実施例のモータ駆動制御回路においてセンス抵抗Ｒsnsにより検出される電流の波形を示す。この電流波形と図２４（Ｆ）の従来のモータ駆動制御回路において検出される電流波形とを比較すると、本実施例の方が、サンプルホールド信号ＳＨにより余裕を持って正確な電流値をサンプリングできることが分かる。しかも、本実施例においては、図２３に対応するタイミングを示す図１５と図２３とを比較すると明らかなように、パルス信号ＵＰＷＭ，ＶＰＷＭ，ＷＰＷＭの位相関係がずれることにより、図２３では検出不能であった区間においてもそれぞれ計算で求めていた相の電流を検出することができるようになる。なお、本実施例においても、各区間で２つの相のコイル電流をセンス抵抗で検出し、残りの相のコイル電流は計算（例えばｉｕ＝−ｉｖ−ｉｗ）によって求めるようにしてもよい。

図１６には、サンプルホールド信号生成部２５０の構成例が示されている。図において、ＵＰＷＭ，ＶＰＷＭ，ＷＰＷＭはＰＷＭ信号生成部２２０から出力ドライバ回路１１０へ供給されるパルス信号、ＭＵ，ＭＶ，ＭＷはベクトル制御部２３０からＰＷＭ信号生成部２２０へ出力される電圧値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗのうち中間の電位である相を示す信号、ＤＵ，ＤＶ，ＤＷは出力ドライバ回路１１０から出力されるＰＷＭ信号の遅延信号である。

サンプルホールド信号生成部２５０は、パルス信号ＵＰＷＭ，ＶＰＷＭ，ＷＰＷＭと中間電位相を示す信号ＭＵ，ＭＶ，ＭＷをそれぞれ入力とするＡＮＤゲートＧ２１，Ｇ２２，Ｇ２３と、信号ＭＵ，ＭＶ，ＭＷと遅延信号ＤＵ，ＤＶ，ＤＷをそれぞれ入力とするＡＮＤゲートＧ２４，Ｇ２５，Ｇ２６と、ＡＮＤゲートＧ２１〜Ｇ２３の出力の論理和をとるＯＲゲートＧ３１と、ＡＮＤゲートＧ２４〜Ｇ２６の出力の論理和をとるＯＲゲートＧ３２と、ＯＲゲートＧ３１の出力信号ＭＰＷＭとＧ３２の出力信号ＤＰＷＭの立上りエッジおよび立下りエッジをそれぞれ検出してエッジトリガ信号を生成するエッジトリガ信号生成回路５１，５２と、生成されたエッジトリガ信号の論理和をとりサンプルホールド信号ＳＨとして出力するＯＲゲートＧ３３とから構成されている。

出力ドライバ回路１１０から帰還される遅延信号ＤＵ，ＤＶ，ＤＷは、それぞれ出力ドライバ回路１１０でパルス信号ＵＰＷＭ，ＶＰＷＭ，ＷＰＷＭを所定量（Δｔ）だけ遅延させた信号であるため、ＯＲゲートＧ３１の出力信号ＭＰＷＭの立上りエッジおよび立下りエッジを検出して生成されたエッジトリガ信号と、ＯＲゲートＧ３２の出力信号ＤＰＷＭの立上りエッジおよび立下りエッジを検出して生成されたエッジトリガ信号とは、図１７に示すように、常にΔｔだけ時間差をおいた信号となり、正確なサンプリングが可能になる。

図１８には、出力ドライバ回路１１０のうちＵ相のコイルに電圧を印加する出力トランジスタＭ１，Ｍ２に対応したプリドライバ回路１１１の構成例が示されている。
プリドライバ回路１１１は、ＰＷＭ信号生成部２２０から供給されるパルス信号ＵＰＷＭにより相補的にオン、オフされるスイッチＳＷ１，ＳＷ２と、該スイッチＳＷ１，ＳＷ２と直列に接続された定電流源Ｉｃ１，Ｉｃ２と、該定電流源Ｉｃ１，Ｉｃ２の接続ノードＮ１と接地点との間に接続された積分容量Ｃ３と、該ノードＮ１の電位が正相入力端子にまたコイルが接続される出力端子の電圧と基準電圧Ｖｒｅｆとの差電圧を抵抗Ｒ１とＲ２の比で分割した電圧が負相入力端子に入力され入力電位差に応じた電流を出力するｇｍアンプＡＭＰ０と、該ｇｍアンプの正相側出力電流を電圧に変換する抵抗Ｒ３と、ｇｍアンプの負相側出力電流を電圧に変換する抵抗Ｒ４と、変換された電圧に応じて出力トランジスタＭ１，Ｍ２のゲートを駆動するボルテージフォロワとして動作する一対のバッファアンプＡＭＰ１，ＡＭＰ２と、バッファアンプＡＭＰ１，ＡＭＰ２の非反転入力端子と電源電圧端子との間に接続された位相補償用の容量Ｃ１，Ｃ２と、定電流源Ｉｃ１，Ｉｃ２の接続ノードＮ１の電位と基準電圧Ｖｒｅｆとを比較するコンパレータＣＭＰ４とから構成されている。

ｇｍアンプＡＭＰ０の負相側入力端子には、コイルが接続される出力端子の電圧が抵抗Ｒ２を介してフィードバックされており、これにより出力電圧のスルーレートおよび動作遅延時間がｇｍアンプＡＭＰ０の正相側入力電位のスロープで決まるように動作する。バッファアンプＡＭＰ１，ＡＭＰ２を設けているのは、出力トランジスタＭ１，Ｍ２はそのサイズが大きいのでゲート容量も大きく、所望の特性を保持したままｇｍアンプＡＭＰ０の出力で直接駆動するには駆動力が足りなくなるためである。他のプリドライバ回路１１２，１１３も図１８のプリドライバ回路１１１と同様な構成を有する。

この実施例の出力ドライバ回路１１１は、上記積分容量Ｃ３によって、入力パルス信号ＵＰＷＭが立上り、立下りに所定の傾斜を有する信号に変換され、ｇｍアンプＡＭＰ０に入力される。また、ｇｍアンプＡＭＰ０に入力される信号の傾斜は、積分容量Ｃ３の容量値と定電流源Ｉｃ１，Ｉｃ２に流れる電流値によって決定される。この所定の傾斜を有する信号と基準電圧ＶｒｅｆとをコンパレータＣＭＰによって比較して遅延信号ＤＵが生成される。そのため、入力パルス信号ＵＰＷＭがずれるとそれに応じて遅延信号ＤＵもずれるため、図１７に示されているサンプルホールド信号ＳＨの時間差Δｔが常に一定にされ、最適のタイミングで検出電流をサンプリングすることができる。また、積分容量Ｃ３によって生成されるスロープがばらつくことで出力段の動作遅延時間がばらついても遅延信号ＤＵ，ＤＶ，ＤＷが同様にばらつくため、最適のタイミングを常に確保することができる。

図１９には、ベクトル制御部２３０の構成例を示す。
ベクトル制御部２３０は、再現電流ｉｕｃ，ｉｖｃ，ｉｗｃを２相ＤＣ電流ｉｄ，ｉｑに座標変換するｕｖｗ／ｄｑ変換回路２３１と、変換された電流ｉｄ，ｉｑと電流指令値とが等しくなるように電圧Ｖｄ，Ｖｑを調整する電流制御回路２３２と、Ｖｄ，Ｖｑを逆座標変換して３相交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを生成するｄｑ／ｕｖｗ変換回路２３３と、Ｖｄ，Ｖｑおよびｉｄ，ｉｑと回転信号ωとから軸誤差Δθを演算する軸誤差演算回路２３４と、位相制御回路２３５および積分回路２３６とから構成されており、位相制御回路２３５と積分回路２３６により軸誤差Δθが「０」になるようにＰＬＬ（フェーズロックドループ）制御が行なわれる。

なお、ベクトル制御部２３０は、適切なトルクでモータを駆動するために電流再現部２２０からの再現電流ｉｕｃ，ｉｖｃ，ｉｗｃとコントローラからの電流指令値に基づいて３相正弦波電圧値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗの振幅と位相を制御するもので、図１９のベクトル制御部２３０は公知のベクトル制御部と同様の構成であるので詳しい説明は省略する。位相制御回路２３５で検出された回転信号ωは図外のコントローラに対しても供給され、コントローラは検出された回転数に応じて電流指令値を送ってくる。

次に、正弦波駆動方式による回転駆動制御回路の他の実施例を、図２０を用いて説明する。
この実施例の回転駆動制御回路の構成は、図１１の実施例の回転駆動制御回路とほぼ同様である。図１１の実施例回路と異なる点は、ＰＷＭ制御を３相すべてに対して行なう代わりに、１相（図２０ではＵ相）はコイル指令電圧（Ｖｕ）をハイレベルに固定して制御信号（ＵＰＷＭ）をデューティ１００％に固定された信号として、２相（Ｖ相とＷ相）に対してのみデューティを変化させるＰＷＭ制御を行なうようにした回転駆動制御回路に本発明を適用したものである。

本発明を２相ＰＷＭ制御に適用した場合にも、正相と逆相の三角波キャリア信号が生成される。正相と逆相の三角波キャリア信号でＰＷＭ制御信号ＶＰＷＭ，ＷＰＷＭを生成することにより、電圧値ＶｖとＶｗが接近している場合にも電流検出を正確に行なうことができる。また、電流検出のためのサンプルホールド信号ＳＨは、各キャリア信号の頂点のタイミングに合わせて生成すればよい。この実施例を適用するとＰＷＭ制御信号の生成が２相分だけでよいとともに、サンプリングされた電流の平均化も不要であるため、回路が大幅に簡略化されるという利点がある。なお、１相をハイレベルに固定する代わりにロウレベルに固定させてもよい。

図２１は、本発明を適用したモータ駆動制御回路を用いたスピンドルモータ制御系の他、ボイスコイルモータ制御系および磁気ヘッド駆動制御系を有する磁気ディスクシステムの一例としてのハードディスク装置全体の一構成例をブロック図で示したものである。

図２１において、３１０は磁気ディスク３００を回転させるスピンドルモータ、３２０は先端に磁気ヘッド（書込み磁気ヘッドおよび読出し磁気ヘッドを含む）ＨＤを有するアーム、３３０はこのアーム３２０を回動可能に保持するキャリッジで、上記ボイスコイルモータ３４０はキャリッジ３３０を移動させることで磁気ヘッドを移動させるとともに、磁気ヘッドの中心をトラックの中心に一致させるようにモータ駆動制御回路４１０がサーボ制御を行なう。

モータ駆動制御回路４１０は、前記実施例で説明したような機能を有するスピンドルモータ駆動制御回路と磁気ヘッドをディスクの径方向へ移動させるボイスコイルモータ駆動制御回路とが一体となった半導体集積回路であり、コントローラ４２０から供給される制御信号に従って動作し、磁気ヘッドを所望のトラックへシーク移動させたり磁気ヘッドの相対速度を一定にするように、ボイスコイルモータ３４０とスピンドルモータ３１０をサーボ制御する。

４３０は上記磁気ヘッドＨＤによって検出された磁気の変化に応じた電流を増幅して読出し信号を信号処理回路（データチャネルプロセッサ）４４０へ送信したり信号処理回路４４０からの書込みパルス信号を増幅して磁気ヘッドＨＤの駆動電流を出力するリード・ライトＩＣである。

また、４５０は信号処理回路４４０から送信されてくる読出しデータを取り込んで誤り訂正処理を行なったりホストからの書込みデータに対して誤り訂正符号化処理を行なって信号処理回路４４０へ出力したりするハードディスク・コントローラである。上記信号処理回路４４０は、ディジタル磁気記録に適した変調／復調処理や磁気記録特性を考慮した波形整形等の信号処理を行なうとともに、上記磁気ヘッドＨＤの読出信号から位置情報を読み取る。

４６０は本システムと外部装置との間のデータの受渡しおよび制御等を行なうインタフェース・コントローラで、上記ハードディスク・コントローラ４５０はインタフェース・コントローラ４６０を介してパソコン本体のマイクロコンピュータなどのホストコンピュータに接続される。４７０は磁気ディスクから高速で読み出されたリードデータを一時的に記憶するバッファ用のキャッシュメモリである。マイクロコンピュータからなるシステムコントローラ４２０は、ハードディスク・コントローラ４５０からの信号に基づいて、いずれの動作モードか判定し、動作モードに対応してシステム各部の制御を行なうとともに、ハードディスク・コントローラ４５０から供給されるアドレス情報に基づいてセクタ位置などを算出したりする。

以上、本発明者によってなされた発明を実施態様にもとづき具体的に説明したが、本発明は上記実施態様に限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々変更可能であることはいうまでもない。例えば、上記実施例のモータ駆動制御回路では、３相直流モータを駆動制御する回路を例にとって説明したが、モータは３相以外の多相直流モータであっても本発明を適用することができる。

また、実施例においては、コイルに駆動電流を流すドライバ回路を制御するＰＷＭ制御信号を生成するための三角波キャリア信号として正相と逆相の信号を生成すると説明したが、三角波キャリア信号は波形信号として生成する必要はなく、例えばアップダウンカウンタを用いて三角波の信号と同等の機能を提供する三角波情報を生成して使用することができる。また、カウンタを用いる場合、三角波キャリア信号と指令電圧値とを比較してＰＷＭ信号を生成するコンパレータの代わりに演算回路を使用することができる。

また、以上の説明では主として、本発明者によってなされた発明をその背景となった利用分野であるハードディスク記憶装置のモータドライバ装置に適用した場合について説明したが、それに限定されるものではなく、例えばレーザビームプリンタのポリゴンミラーを回転させるモータや軸流ファンモータなどのブラシレスモータを駆動するモータ駆動制御装置に広く利用することができる。

本発明を適用して有効な３相直流モータにおける駆動回路と起動制御回路の概略構成を示す回路構成図である。 実施例の起動制御回路におけるロータの位置を検出するための通電方法と非通電相の誘起電圧の検出方法を示す説明図である。 一般的な３相直流モータにおける非通電相に誘起される電圧と逆起電圧の位相関係を示す波形図である。 一般的な３相直流モータにおける誘起電圧の極性と逆起電圧の位相関係を示す波形図である。 特殊な３相直流モータにおける非通電相に誘起される電圧と逆起電圧の位相関係を示す波形図である。 特殊な３相直流モータにおける誘起電圧の極性と逆起電圧の位相関係を示す波形図である。 特殊な３相直流モータにおける誘起電圧の極性およびレベルの大きさと逆起電圧の位相関係を示す波形図である。 実施例のモータ駆動制御回路の極性検出部の構成例を示すブロック図である。 実施例のモータ駆動制御回路のデコーダ部の構成例を示すブロック図である。 実施例のモータ駆動制御回路におけるシーケンサによる起動制御手順の一例を示すフローチャートである。 本発明を適用して有効な３相直流モータにおける起動後の駆動制御を行なう駆動制御回路の概略構成を示す回路構成図である。 図１１のモータ駆動制御回路におけるＰＷＭ信号生成部の構成例を示すブロック図である。 ＰＷＭ信号生成部により生成される中間電位の相を示す信号ＭＵ，ＭＶ，ＭＷのタイミングを示すタイムチャートである。 実施例のモータ駆動制御回路における三角波キャリア信号とＰＷＭ制御信号並びにサンプルホールド信号のタイミングを示すタイムチャートである。 実施例のモータ駆動制御回路における電気角３６０°を電圧値の大小に応じて６つに分けた各区間での各相のＰＷＭ制御信号のレベルと検出可能な電流との関係を示すタイムチャートである。 図１１のモータ駆動制御回路におけるサンプルホールド信号生成部の構成例を示すブロック図である。 図１６のサンプルホールド信号生成部内の信号と出力されるサンプルホールド信号との関係を示すタイムチャートである。 図１１のモータ駆動制御回路における出力ドライバ回路の構成例を示す回路構成図である。 図１１のモータ駆動制御回路におけるベクトル制御部の構成例を示すブロック図である。 本発明を適用した正弦波駆動方式による回転駆動制御回路の他の実施例における三角波キャリア信号とＰＷＭ制御信号並びにサンプルホールド信号のタイミングを示すタイムチャートである。 本発明を適用したモータ駆動制御回路を用いたシステムの一例としてのハードディスク装置の一構成例を示すブロック図である。 一般的な３相直流モータと特殊な３相直流モータにおける誘起電圧の極性と逆起電圧の位相関係を示す波形図である。 従来の３相直流モータの正弦波駆動方式における電気角３６０°を電圧値の大小に応じて６つに分けた各区間での各相のＰＷＭ制御信号のレベルと検出可能な電流との関係を示すタイムチャートである。 従来の３相直流モータの正弦波駆動方式における三角波キャリア信号とＰＷＭ制御信号並びにサンプルホールド信号のタイミングを示すタイムチャートである。

符号の説明

Ｌｕ，Ｌｖ，Ｌｗ コイル
１１０ 出力ドライバ回路
１２０ 出力電流制御回路
１３０ 誘起電圧検出部
１４０ 極性検出部
１５０ デコーダ部
１６０ シーケンサ
２２０ 電流再現部
２３０ ベクトル制御部
２４０ ＰＷＭ信号生成部
２４０ サンプルホールド信号生成部
３００ 磁気ディスク
３１０ スピンドルモータ
３２０ アーム
３３０ キャリッジ
３４０ ボイスコイルモータ

Claims (5)

1. ３相コイルを有する３相直流モータと、
   上記３相コイルの第一相、第二相、及び第三相に対応した第一、第二、及び第三指示電圧を生成するために上記３相コイルを流れる総電流を検出する電流検出部と、
   上記第一指示電圧が第二指示電圧と第三指示電圧との間の大きさである時に、逆相三角波と上記第一指示電圧とを比較することにより第一ＰＷＭ信号を生成し、正相三角波と上記第二指示電圧とを比較することにより第二ＰＷＭ信号を生成するＰＷＭ信号生成部と、
   上記第一及び第二ＰＷＭ信号に基づいて上記３相直流モータを駆動するドライバ回路と、を有し、
   上記ＰＷＭ信号生成部は、上記第二指示電圧が第一指示電圧と第三指示電圧との間の大きさである時に、上記逆相三角波と上記第二指示電圧とを比較することにより第二ＰＷＭ信号を生成し、上記正相三角波と上記第一指示電圧とを比較することにより第一ＰＷＭ信号を生成する３相モータ用の回転駆動制御装置。
2. 上記ＰＷＭ信号生成部は、上記第三指示電圧が第一指示電圧と第二指示電圧との間の大きさである時に、上記逆相三角波と上記第三指示電圧とを比較することにより第三ＰＷＭ信号を生成し、上記正相三角波と上記第一指示電圧とを比較することにより第一ＰＷＭ信号を生成し、上記正相三角波と上記第二指示電圧とを比較することにより第二ＰＷＭ信号を生成する請求項１に記載の３相モータ用の回転駆動制御装置。
3. 上記総電流を検出するタイミングを与えるサンプルホールド信号が、各相のうち指示電圧値が中間である相のＰＷＭ信号の立上りまたは立下りに同期するように生成されることを特徴とする請求項１または２のいずれかに記載の３相モータ用の回転駆動制御装置。
4. 上記ドライバ回路に供給される３相のＰＷＭ信号のうち上記第三ＰＷＭ信号はデューティが１００％に固定された信号とされ、残りの２つの相のＰＷＭ信号は互いに逆相関係の三角波を用いて生成されることを特徴とする請求項１記載の３相モータ用の回転駆動制御装置。
5. 上記総電流を検出するタイミングを与えるサンプルホールド信号が、上記逆相及び正相三角波それぞれのピーク点に同期するように生成されることを特徴とする請求項４に記載の３相モータ用の回転駆動制御装置。

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