JP2006074380A - 周波数混合器 - Google Patents

Abstract

【課題】 抵抗３の製造ばらつきに対して利得および雑音指数の特性を一定にする周波数混合器を得る。
【解決手段】 局部発振差動対２、抵抗３およびＲＦトランスコンダクタ４の複製回路からなり、抵抗３に流れる電流がＲＦトランスコンダクタ４に流れる電流に比例するように、局部発振差動対２のトランジスタ２ａ，２ｂにバイアス電圧を供給するバイアス電圧発生回路５を備えたので、抵抗３に製造ばらつきが生じても、抵抗３に流れる電流を一定にすることができ、よって、抵抗３の製造ばらつきに対して利得および雑音指数の特性を一定にすることができる。
【選択図】 図１

Description

この発明は、半導体集積回路により構成された周波数混合器に関するものである。

従来例として、例えば、特許文献１では、シングルバランス型ギルバートセル周波数混合器は、ＲＦトランスコンダクタおよび局部発振差動対により構成される。この回路において、特性改善のために局部発振差動対のテール電流、すなわち、ＲＦトランスコンダクタの出力電流の一部を、抵抗に流す電流により除去する手法がある。
この手法によれば、局部発振信号の小さい振幅で大きい利得、並びに、小さい雑音指数が得られる。なぜなら、一般のシングルバランス型ギルバートセル周波数混合器に比較して、局部発振信号のより小さい振幅で局部発振差動対が完全に切り替わるからである。

ここで、「局部発振差動対が完全に切り替わる」意味、「局部発振差動対が完全に切り替わると、局部発振信号のより小さい振幅で大きい利得が得られる」理由、「局部発振差動対が完全に切り替わると、局部発振信号のより小さい振幅で小さい雑音指数が得られる」理由を順に説明する。

「局部発振差動対が完全に切り替わる」意味
図５は従来のシングルバランス型ギルバートセル周波数混合器を示す回路図であり、図５（ａ）に示すように、通常の周波数混合器は、負荷抵抗１ａ，１ｂ、トランジスタ２ａ，２ｂからなる局部発振差動対２、およびＲＦトランスコンダクタ４から構成され、局部発振差動対２が局部発振信号ＬＯ_＋，ＬＯ₋に応じて動作すると共に、ＲＦトランスコンダクタ４が高周波信号ＲＦに応じて動作することにより、それら局部発振信号ＬＯ_＋，ＬＯ₋および高周波信号ＲＦが混合された中間周波出力信号ＩＦＯＵＴ₋，ＩＦＯＵＴ_＋が出力されるものである。
この図５（ａ）に示した周波数混合器の理想動作は、図５（ｂ）に示すように、局部発振差動対２におけるトランジスタ２ａ，２ｂを、局部発振信号ＬＯ_＋，ＬＯ₋に同期して動作するスイッチ２ｃ，２ｄに置換したものである。
図６は局部発振差動対のゲート入力電圧−ドレイン出力電流特性を示す特性図である。このように、図５（ａ）が図５（ｂ）と等価になるには、局部発振差動対２のゲート入力電圧−ドレイン出力電流特性が図６（ａ）のようになる必要がある。すなわち、局部発振信号入力交流振幅に対して局部発振差動対出力電流が伝達関数の最大値から最小値まで変化することである。この状態が完全に切り替わるという状態である。これに対して、図６（ｂ）の状態が不完全に切り替わる状態である。すなわち、局部発振信号入力交流振幅に対して局部発振差動対出力電流が伝達関数の最大値から最小値まで変化しないことである。この状態が不完全に切り替わるという状態である。

「局部発振差動対が完全に切り替わると、局部発振信号のより小さい振幅で大きい利得が得られる」理由
周波数混合器の高周波信号ＲＦの入力電圧→中間周波出力信号ＩＦの出力電圧への変換利得Ａ_Ｖ，Ｃは、次式（１）で与えられる。
Ａ_Ｖ，Ｃ＝Ｇ_ｍ，ＲＦＡ_i，ＣＺ_Ｌ （１）
但し、
Ｇ_ｍ，ＲＦ ＲＦトランスコンダクタ４のトランスコンダクタンス値
Ａ_i，Ｃ 局部発振差動対２のソース−ドレイン間変換電流利得
Ｖ_ＬＯ 局部発振信号振幅値
Ｖ_{ＬＯ，ｓａｔ} Ａ_i，Ｃ＝２／πとなる最小の局部発振信号振幅値
Ｚ_Ｌ 負荷抵抗１ａ，１ｂの抵抗値
である。
図７は局部発振差動対のソース−ドレイン間変換電流利得の局部発振信号振幅に対する特性を示す特性図である。上式（１）および図７により、局部発振差動対２が完全に切り替わると利得が大きくなり、局部発振信号のより小さい振幅Ｖ_{ＬＯ，ｓａｔ}で大きい利得が得られることが分かる。

「局部発振差動対が完全に切り替わると、局部発振信号のより小さい振幅で小さい雑音指数が得られる」理由
上述のように、局部発振差動対２が完全に切り替わると変換利得が大きくなる。変換利得が大きくなると、負荷抵抗１ａ，１ｂおよびその後段の回路から発生する雑音の雑音指数への寄与率が小さくなる。
図８は局部発振信号振幅に対する雑音指数の特性を示す特性図であり、例えば、局部発振信号振幅に対する雑音指数の特性は、一般にこの図８に示すような特性である。したがって、局部発振差動対２が完全に切り替わると、局部発振信号のより小さい振幅で小さい雑音指数が得られる。

ところで、局部発振差動対２を完全に切り替えるには、次の２つの方法が考えられる。
１．局部発振差動対２の入力範囲を小さくする。すなわち、オーバドライブ電圧を小さくする。
２．局部発振信号振幅を大きくする。
特許文献１は、この内、１．を実現するものである。
図９は従来のシングルバランス型ギルバートセル周波数混合器を示す回路図であり、特許文献１に示された他の回路である。この図９の回路では図５（ａ）に示された回路に加えて、抵抗３が接続されている。
この図９に示された回路によれば、抵抗３が接続されていない図５（ａ）に示された回路に比較して、局部発振差動対２のトランジスタ２ａ，２ｂのオーバドライブ電圧を小さくすることができる。なぜなら、オーバドライブ電圧Ｖ_ｅｆｆはＭＯＳトランジスタの二乗則モデルによれば、次式（２）にしたがうからである。
Ｖ_ｅｆｆ∝（Ｉ_ｄ）^１／２＝（Ｉ_ａ，ＤＣ−Ｉ_ｆ）^１／２ （２）
但し、
Ｉ_ａ，ＤＣ ＲＦトランスコンダクタ４の直流出力ドレイン電流値
Ｉ_ｆ 抵抗３に流れる電流値
である。

抵抗３に流れる電流値Ｉ_ｆは、次式（３）により決まる。
Ｉ_ｆ＝（Ｖ_ｄｄ−Ｖ_ｐ）／Ｒ_ｆ （３）
但し、
Ｖ_ｄｄ 電源電位
Ｖ_ｐ 局部発振差動対２の共通ソース電位
Ｒ_ｆ 抵抗３の抵抗値
である。
局部発振差動対２のゲート直流電圧Ｖ_{ＬＯ，ＤＣ}は、電源Ｖｄｄから一定値に決めるのが普通である。この場合、電源Ｖｄｄが決まることによってゲート直流電圧Ｖ_{ＬＯ，ＤＣ}が決まり、さらに、ゲート直流電圧Ｖ_{ＬＯ，ＤＣ}から局部発振差動対２のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓｄｃを差し引くことで共通ソース電位Ｖ_ｐが決まり、よって、Ｖ_ｄｄ−Ｖ_ｐからＩ_ｆが決まることから、抵抗３に流れる電流値Ｉ_ｆはゲート直流電圧Ｖ_{ＬＯ，ＤＣ}により決まる。

また、例えば、非特許文献１では、抵抗３を付加することで、より小さい局部発振信号振幅において局部発振差動対２が完全に切り替わり、雑音特性および変換利得の改善が期待できることが示されている。なぜなら、変換利得は上式（１）にしたがい、且つ変換電流利得のオーバドライブ電圧Ｖ_ｅｆｆの依存性は次式（４）にしたがうからである。
Ａ_i，Ｃ ＝２／π 局部発振信号振幅が大きく、局部発振差動対２が
完全に切り替わっている場合
∝ｖ_ＬＯ／Ｖ_ｅｆｆ 局部発振信号振幅が小さく、局部発振差動対２の
切り替わりが不完全な場合 （４）

特開２００２−１３５０５７号公報 Ｔ．Ｍｅｌｌｙ，Ａ．Ｓ．Ｐｏｒｒｅｎｔ，Ｃ．Ｃ．Ｅｎｚ ａｎｄ Ｅ．Ａ．Ｖｉｔｔｏｚ："Ａｎ Ａｎａｌｙｓｉｓ ｏｆ Ｆｌｉｃｋｅｒ Ｎｏｉｓｅ Ｒｅｊｅｃｔｉｏｎ ｉｎ Ｌｏｗ−Ｐｏｗｅｒ ａｎｄ Ｌｏｗ−Ｖｏｌｔａｇｅ ＣＭＯＳ Ｍｉｘｅｒｓ"，ＩＥＥＥ Ｊ．Ｓｏｌｉｄ−Ｓｔａｇｅ Ｃｉｒｃｕｉｔｓ Ｖｏｌ．ｓｃ−３６，Ｎｏ．１，ｐｐ．１０２−１０９（２００１）．

従来の周波数混合器は以上のように構成されているので、以下の２つの課題があった。
ａ．抵抗３の製造ばらつきにより、利得および雑音指数の特性が変動する。
ｂ．入力される高周波信号ＲＦに対する利得の線形性が劣化する。

抵抗３の製造ばらつきにより、利得および雑音指数の特性が変動する理由
抵抗３の製造ばらつきにより、抵抗３に流れる電流Ｉ_ｆが変動するが、抵抗３に流れる電流Ｉ_ｆが変動することにより、上式（２），（４）より、利得が変動するからである。また、利得が変動すると負荷抵抗１ａ，１ｂの後段の雑音寄与が変動し、雑音指数が変動するからである。

入力される高周波信号ＲＦに対する利得の線形性が劣化する理由
図１０はＲＦトランスコンダクタ４に流れる基準電流Ｉ_ａと抵抗３に流れる電流Ｉ_ｆとの差（Ｉ_ａ−Ｉ_ｆ）の関係を模式的に示した模式図である。
ここで、ＲＦトランスコンダクタ単独の出力電流は、ＲＦトランスコンダクタ４のゲートに、高周波信号ＲＦに直流のバイアス電圧が加えられた電圧が入力された場合に、そのＲＦトランスコンダクタ４に流れる基準電流Ｉ_ａである。
また、ＲＦ無信号時に抵抗に流れる電流は、ＲＦトランスコンダクタ４のゲートに、高周波信号ＲＦの振幅を０とし、直流のバイアス電圧のみが入力された場合に、抵抗３に流れる電流Ｉ_ｆ０である。
さらに、差は、ＲＦトランスコンダクタ４のゲートに、高周波信号ＲＦの振幅を０とし、直流のバイアス電圧のみが入力された場合に、局部発振差動対２に流れる電流（Ｉ_ａ−Ｉ_ｆ０）である。
さらに、ＲＦトランスコンダクタと抵抗を接続した場合の差は、ＲＦトランスコンダクタ４のゲートに、高周波信号ＲＦに直流のバイアス電圧が加えられた電圧が入力された場合に、局部発振差動対２に流れる電流（Ｉ_ａ−Ｉ_ｆ）である。
これらを、（ａ）高周波信号ＲＦの振幅が小さい場合と、（ｂ）高周波信号ＲＦの振幅が大きい場合とに分けて示したものである。

（ａ）高周波信号ＲＦの振幅が小さい場合では、局部発振差動対２の共通ソース電位Ｖ_ｐは、ＲＦトランスコンダクタ４の基準電流Ｉ_ａに対してほぼ線形に変動する。例えば、ＲＦトランスコンダクタ４の基準電流Ｉ_ａが正弦波である場合には、局部発振差動対２の共通ソース電位Ｖ_ｐもほぼ正弦波となる。したがって、抵抗３に流れる電流Ｉ_ｆは一定である。
（ｂ）高周波信号ＲＦの振幅が大きい場合では、ＲＦトランスコンダクタ４が完全に切り替わり、その出力電流は周期的に０になる。これは図１０中に○で示した箇所である。この時、局部発振差動対２の共通ソース電位Ｖ_ｐは、ＲＦトランスコンダクタ４の基準電流Ｉ_ａに対して強い歪を持って変動する。例えば、ＲＦトランスコンダクタ４の基準電流Ｉ_ａが正弦波である場合には、局部発振差動対２の共通ソース電位Ｖ_ｐは純粋な正弦波から形が大きく崩れた波形となる。したがって、抵抗３に流れる電流Ｉ_ｆは入力される高周波信号ＲＦに対して非線形性を示す。ゆえに、上式（２），（４）より、変換利得も入力される高周波信号ＲＦに対して非線形性を示す。

この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、抵抗の製造ばらつきに対して利得および雑音指数の特性を一定にする周波数混合器を得ることを目的とする。

この発明に係る周波数混合器は、局部発振差動対、第１の抵抗および第１のトランスコンダクタの複製回路からなり、第１の抵抗に流れる電流が第１のトランスコンダクタに流れる電流に比例するように、局部発振差動対の第１および第２のトランジスタにバイアス電圧を供給するバイアス電圧発生回路を備えたものである。

この発明によれば、第１の抵抗に製造ばらつきが生じても、第１の抵抗に流れる電流を一定にすることができ、よって、第１の抵抗の製造ばらつきに対して利得および雑音指数の特性を一定にすることができる効果がある。

実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１によるシングルバランス型ギルバートセル周波数混合器を示す回路図であり、図において、負荷抵抗１ａ，１ｂは、それぞれの一端が電源（第１の高電位電源）Ｖｄｄに接続され、互いに並列接続されたものである。
局部発振差動対２は、ドレインが負荷抵抗１ａの他端に接続されたトランジスタ（第１のトランジスタ）２ａ、およびドレインが負荷抵抗１ｂの他端に接続されたトランジスタ（第２のトランジスタ）２ｂからなり、それぞれゲートに入力される局部発振信号ＬＯ_＋，ＬＯ₋に応じて動作するものである。なお、負荷抵抗１ａおよびトランジスタ２ａ間から中間周波出力信号ＩＦＯＵＴ₋が、負荷抵抗１ｂおよびトランジスタ２ｂ間から中間周波出力信号ＩＦＯＵＴ_＋が取り出されるように構成されている。
抵抗（第１の抵抗）３は、一端が電源Ｖｄｄに接続されると共に他端が局部発振差動対２の共通ソースに接続されたものである。
ＲＦトランスコンダクタ（第１のトランスコンダクタ）４は、ドレインが局部発振差動対２の共通ソースに接続されると共にソースがグランド（低電位電源）に接続され、ゲートに入力される高周波信号（入力信号）ＲＦに応じて動作するものである。

局部発振差動対ゲートバイアス電圧発生回路（以下、バイアス電圧発生回路と言う）５は、局部発振差動対２、抵抗３およびＲＦトランスコンダクタ４の複製回路からなり、抵抗３に流れる電流Ｉ_ｆがＲＦトランスコンダクタ４に流れる基準電流Ｉ_ａに比例するように、局部発振差動対２のトランジスタ２ａ，２ｂのゲートにバイアス電圧を供給するものである。

そのバイアス電圧発生回路５において、トランジスタ（第３のトランジスタ）６は、局部発振差動対２のトランジスタ２ａ，２ｂと種類が同じでドレイン電流密度も同じな複製回路からなり、ドレインが電源Ｖｄｄに接続され、ゲートに入力される抵抗７を通じた局部発振信号に応じて動作するものである。電流源トランジスタ（第１の電流源トランジスタ）８は、ＲＦトランスコンダクタ４と種類が同じでドレイン電流密度も同じな複製回路からなり、ドレインがトランジスタ６のソースに接続されると共にソースがグランドに接続され、ゲートに入力される抵抗９を通じた高周波信号ＲＦに応じて動作するものである。抵抗（第２の抵抗）１０は、半導体製造において抵抗３の近傍で製造された複製回路からなり、一端が電源Ｖｄｄに接続されたものである。電流源トランジスタ（第２の電流源トランジスタ）１１は、ドレインが抵抗１０の他端に接続されると共にソースがグランドに接続され、ゲートに入力される抵抗９を通じた高周波信号ＲＦに応じて動作するものである。なお、電流源トランジスタ８，１１は、ＲＦトランスコンダクタ４と共にカレントミラー回路を構成する。また、それらＲＦトランスコンダクタ４および電流源トランジスタ８，１１のゲートには、高周波信号ＲＦと共にバイアス電圧Ｖｂｉａｓ１が供給される。演算増幅器１２は、＋入力が抵抗１０および電流源トランジスタ１１の接続部に接続されると共に−入力がトランジスタ６および電流源トランジスタ８の接続部に接続され、出力がトランジスタ６のゲートに接続され、それら２つの入力部の電位が等しくなるようにトランジスタ６にバイアス電圧を供給すると共に抵抗７を通じて局部発振差動対２のトランジスタ２ａ，２ｂにバイアス電圧を供給するものである。なお、トランジスタ６および演算増幅器１２により、ボルテージフォロア１３を構成する。

次に動作について説明する。
図１において、局部発振差動対２が局部発振信号ＬＯ_＋，ＬＯ₋に応じて動作すると共に、ＲＦトランスコンダクタ４が高周波信号ＲＦに応じて動作することにより、それら局部発振信号ＬＯ_＋，ＬＯ₋および高周波信号ＲＦが混合された中間周波出力信号ＩＦＯＵＴ₋，ＩＦＯＵＴ_＋が出力されるものである。また、抵抗３を付加することで、より小さい局部発振信号振幅において局部発振差動対２が完全に切り替わり、雑音特性および変換利得の改善が期待できる。
しかしながら、従来例では、抵抗３の製造ばらつきにより、抵抗３に流れる電流Ｉ_ｆが変動し、抵抗３に流れる電流Ｉ_ｆが変動することにより、利得および雑音指数の特性が変動する課題があった。

そこで、この実施の形態１では、局部発振差動対２、抵抗３およびＲＦトランスコンダクタ４の複製回路からなるバイアス電圧発生回路５を設け、バイアス電圧発生回路５内のボルテージフォロア１３は、＋入力と−入力との両電位が等しくなるようにトランジスタ６にバイアス電圧を供給すると共に局部発振差動対２のトランジスタ２ａ，２ｂにバイアス電圧を供給する。

ここで、ボルテージフォロア１３は、＋入力と−入力との両電位が等しくなるように動作するので、
Ｖ_ｄｄ−Ｒ_ｂＩ_ｂ＝Ｖ_ｐｐ （５）
但し、
Ｒ_ｂ 抵抗１０の抵抗値
Ｉ_ｂ 抵抗１０に流れる電流値
Ｖ_ｐｐ トランジスタ６および電流源トランジスタ８の接続部の電圧値
である。
一方、トランジスタ６および電流源トランジスタ８の接続部、トランジスタ６および局部発振差動対２のループにより、
Ｖ_ｐｐ＋Ｖ_{ｇｓｒｅｆ}＝Ｖ_ｐ＋Ｖ_ｇｓＬＯ （６）
但し、
Ｖ_{ｇｓｒｅｆ} トランジスタ６のゲート−ソース間電圧値
Ｖ_ｇｓＬＯ トランジスタ２ａ，２ｂのゲート−ソース間電圧値
である。ここで、トランジスタ６は、トランジスタ２ａ，２ｂの複製回路であるから、
Ｖ_{ｇｓｒｅｆ}＝Ｖ_ｇｓＬＯ （７）
ゆえに、
Ｖ_ｐｐ＝Ｖ_ｐ （８）
よって、
Ｖ_ｄｄ−Ｖ_ｐ＝Ｒ_ｂＩ_ｂ （９）
が成立する。すなわち、
Ｖ_ｄｄ−Ｖ_ｐ＝Ｖ_ｄｄ−Ｖ_ｐｐ＋Ｖ_{ｇｓｒｅｆ}−Ｖ_ｇｓＬＯ
＝Ｒ_ｂＩ_ｂ＝Ｒ_ｂ（１／ｍ）Ｉ_ａ （１０）
但し、
Ｉ_ａ ＲＦトランスコンダクタ４に流れる基準電流（＝ｍＩ_ｂ，ｍは定数）

上式（１０）を上式（３）に代入すると、次式（１１）が得られる。
Ｉ_ｆ＝（Ｒ_ｂ／Ｒ_ｆ）Ｉ_ｂ＝（Ｒ_ｂ／Ｒ_ｆ）（１／ｍ）Ｉ_ａ （１１）
このように、抵抗３に流れる電流Ｉ_ｆは、抵抗３の抵抗値Ｒ_ｆと抵抗１０の抵抗値Ｒ_ｂとの抵抗比と、定数ｍと、基準電流Ｉ_ａとにより決まる。
ここで、抵抗１０は、半導体製造において抵抗３の近傍で製造された複製回路からなることから、抵抗３の抵抗値Ｒ_ｆに製造ばらつきがあっても、抵抗１０の抵抗値Ｒ_ｂは、その抵抗３の抵抗値Ｒ_ｆの製造ばらつきと同じようにばらつく。したがって、Ｒ_ｂ／Ｒ_ｆは一定値となるので、抵抗３に製造ばらつきが生じても、抵抗３に流れる電流Ｉ_ｆを一定にすることができ、よって、抵抗３の製造ばらつきに対して利得および雑音指数の特性を一定にすることができる。

実施の形態２．
図２はこの発明の実施の形態２によるシングルバランス型ギルバートセル周波数混合器を示す回路図であり、図において、振幅電圧変換器２１は、入力される高周波信号ＲＦの振幅に反比例した直流電圧を発生するものである。
その振幅電圧変換器２１において、抵抗２２および容量２３は、一端が電源Ｖｄｄに接続され、互いに並列接続されたものである。これら抵抗２２および容量２３により、一端が電源Ｖｄｄに接続されると共に他端が抵抗３の一端に接続された低域通過フィルタ２４を構成する。
トランジスタ（第４のトランジスタ）２５は、ドレインが低域通過フィルタ２４の他端に接続され、容量２７を通じてゲートに入力される高周波信号ＲＦおよび抵抗２８を通じてゲートに入力されるバイアス電圧（第１のバイアス電圧）Ｖｂｉａｓ２に応じて動作するものである。トランジスタ（第５のトランジスタ）２６は、ドレインが電源Ｖｄｄに接続され、ゲートに入力されるバイアス電圧（第２のバイアス電圧）Ｖｂｉａｓ３に応じて動作するものである。なお、バイアス電圧Ｖｂｉａｓ２よりもバイアス電圧Ｖｂｉａｓ３が大きいものとする。また、トランジスタ２５，２６のソース同士は接続され、これらトランジスタ２５，２６により、振幅電圧変換器差動対を構成する。
ＲＦトランスコンダクタ（第２のトランスコンダクタ）２９は、ドレインが振幅電圧変換器差動対の共通ソースに接続されると共にソースがグランドに接続され、ゲートに入力される高周波信号ＲＦに応じて動作するものである。容量３０は、ＲＦ入力端子およびＲＦトランスコンダクタ４間に接続されたものである。
その他の構成については、図１と同一である。

次に動作について説明する。
図２において、抵抗２２および容量２３は、低域通過フィルタ２４を構成する。例えば、高周波信号ＲＦの周波数において、１／２πＲ_ｃＣ_ｃが十分小さくなるように、すなわち、インピーダンスが十分小さくなるように、抵抗２２の抵抗値Ｒ_ｃおよび容量２３の容量値Ｃ_ｃを定める。また、バイアス電圧Ｖｂｉａｓ２よりもバイアス電圧Ｖｂｉａｓ３が大きくなるように設定する。
振幅電圧変換器２１から抵抗３に供給される出力電圧をＶｏｕｔとすれば、以下のようなＶｏｕｔが出力される。
高周波信号ＲＦの振幅が十分に小さい場合、振幅電圧変換器差動対において、トランジスタ２６のみがオンし、トランジスタ２５はオンすることなく、トランジスタ２５のドレイン電流は０となる。したがって、出力電圧Ｖｏｕｔは一定で、Ｖｏｕｔ＝Ｖｄｄとなる。
高周波信号ＲＦの振幅が中程度になると、振幅電圧変換器差動対において、トランジスタ２５は周期的にオンし、出力電圧Ｖｏｕｔは次第に低下する。
高周波信号ＲＦの振幅が十分に大きくなると、振幅電圧変換器差動対において、トランジスタ２５，２６が同じ割合でオンし、この状態になると高周波信号ＲＦの振幅に関わらず、出力電圧Ｖｏｕｔは再び一定となる。

このように、高周波信号ＲＦの振幅が大きくなれば、振幅電圧変換器２１から抵抗３に供給される出力電圧Ｖｏｕｔは小さくなり、その結果、抵抗３に流れる電流Ｉ_ｆは小さくなる。すなわち、抵抗３に流れる電流Ｉ_ｆは、高周波信号ＲＦの振幅に対して単調減少する特性が得られる。
従来例で高周波信号ＲＦの振幅が大きい場合では、図１０（ｂ）に示したように、抵抗３に流れる電流Ｉ_ｆは入力される高周波信号ＲＦに対して非線形性を示したが、この実施の形態２では、抵抗３に流れる電流Ｉ_ｆが、高周波信号ＲＦの振幅に対して単調減少するようにしたので、高周波信号ＲＦの振幅が大きい場合でも、抵抗３に流れる電流Ｉ_ｆは入力される高周波信号ＲＦに対して線形性を維持し、変換利得も入力される高周波信号ＲＦに対して線形性を維持することができる。

次に、抵抗３に流れる電流Ｉ_ｆがＲＦトランスコンダクタ４の基準電流Ｉ_ａに比例する理由を示す。次式（１２）が成立する。
Ｉ_ｆ＝（Ｖ_ｄｄ−Ｒ_ｃ（Ｉ_ｃ＋Ｉ_ｆ）−Ｖ_ｐ）／Ｒ_ｆ
＝（Ｖ_ｄｄ−Ｒ_ｃ（（１／ｎ）Ｉ_ａ＋Ｉ_ｆ）−Ｖ_ｐ）／Ｒ_ｆ （１２）
但し、
Ｉ_ｃ トランジスタ２５のドレイン電流
とする。Ｉ_ｃ＝（１／ｎ）Ｉ_ａを適用した。
一方、上式（１０）が成立する。この式（１０）を上式（１２）に代入すると次式（１３）が得られる。
Ｉ_ｆ＝（１／（Ｒ_ｆ＋Ｒ_ｃ））（（Ｒ_ｂ／ｍ）−（Ｒ_ｃ／ｎ））Ｉ_ａ （１３）
よって、抵抗３に流れる電流Ｉ_ｆがＲＦトランスコンダクタ４の基準電流Ｉ_ａに比例する。

実施の形態３．
図３はこの発明の実施の形態３によるシングルバランス型ギルバートセル周波数混合器を示す回路図であり、図において、振幅電圧変換器３１は、入力される高周波信号ＲＦの振幅に反比例した直流電圧を発生するものである。
その振幅電圧変換器３１において、抵抗３２および容量３３は、一端が電源Ｖｄｄに接続され、互いに並列接続されたものである。これら抵抗３２および容量３３により、一端が電源Ｖｄｄに接続されると共に他端が抵抗３の一端に接続された低域通過フィルタ３４を構成する。
ＲＦトランスコンダクタ（第３のトランスコンダクタ）３５は、ドレインが低域通過フィルタ３４の他端に接続されると共にソースがグランドに接続され、ゲートに入力される高周波信号ＲＦに応じて動作するものである。
その他の構成については、図１と同一である。

次に動作について説明する。
図３に示した振幅電圧変換器３１は、図２に示した振幅電圧変換器２１構成と同等な効果が生じる回路を別の回路で示したものである。
図４はＲＦトランスコンダクタに入力される高周波信号ＲＦの振幅と直流出力電流との関係を模式的に示した模式図である。図に示すように、入力される高周波信号ＲＦの振幅が大きくなれば、ＲＦトランスコンダクタ３５の直流出力電流は増大し、振幅電圧変換器３１から抵抗３に供給される出力電圧Ｖｏｕｔは小さくなり、その結果、抵抗３に流れる電流Ｉ_ｆは小さくなる。すなわち、抵抗３に流れる電流Ｉ_ｆは、高周波信号ＲＦの振幅に対して単調減少する特性が得られる。
したがって、この実施の形態３でも、抵抗３に流れる電流Ｉ_ｆが、高周波信号ＲＦの振幅に対して単調減少するようにしたので、高周波信号ＲＦの振幅が大きい場合でも、抵抗３に流れる電流Ｉ_ｆは入力される高周波信号ＲＦに対して線形性を維持し、変換利得も入力される高周波信号ＲＦに対して線形性を維持することができる。
さらに、実施の形態２に対して、振幅電圧変換器３１の回路構成を簡単にすることができる。

この発明の実施の形態１によるシングルバランス型ギルバートセル周波数混合器を示す回路図である。 この発明の実施の形態２によるシングルバランス型ギルバートセル周波数混合器を示す回路図である。 この発明の実施の形態３によるシングルバランス型ギルバートセル周波数混合器を示す回路図である。 ＲＦトランスコンダクタに入力される高周波信号ＲＦの振幅と直流出力電流との関係を模式的に示した模式図である。 従来のシングルバランス型ギルバートセル周波数混合器を示す回路図である。 局部発振差動対のゲート入力電圧−ドレイン出力電流特性を示す特性図である。 局部発振差動対のソース−ドレイン間変換電流利得の局部発振信号振幅に対する特性を示す特性図である。 局部発振信号振幅に対する雑音指数の特性を示す特性図である。 従来のシングルバランス型ギルバートセル周波数混合器を示す回路図である。 ＲＦトランスコンダクタ４に流れる基準電流Ｉ_ａと抵抗３に流れる電流Ｉ_ｆとの差（Ｉ_ａ−Ｉ_ｆ）の関係を模式的に示した模式図である。

符号の説明

１ａ，１ｂ 負荷抵抗、２ 局部発振差動対、２ａ トランジスタ（第１のトランジスタ）、２ｂ トランジスタ（第２のトランジスタ）、２ｃ，２ｄ スイッチ、３ 抵抗（第１の抵抗）、４ ＲＦトランスコンダクタ（第１のトランスコンダクタ）、５ 局部発振差動対ゲートバイアス電圧発生回路（バイアス電圧発生回路）、６ トランジスタ（第３のトランジスタ）、７，９，２２，２８，３２ 抵抗、８ 電流源トランジスタ（第１の電流源トランジスタ）、１０ 抵抗（第２の抵抗）、１１ 電流源トランジスタ（第２の電流源トランジスタ）、１２ 演算増幅器、１３ ボルテージフォロア、２１，３１ 振幅電圧変換器、２３，２７，３０，３３ 容量、２４，３４ 低域通過フィルタ、２５ トランジスタ（第４のトランジスタ）、２６ トランジスタ（第５のトランジスタ）、２９ ＲＦトランスコンダクタ（第２のトランスコンダクタ）、３５ ＲＦトランスコンダクタ（第３のトランスコンダクタ）。

Claims (5)

1. 第１および第２のトランジスタからなり、それぞれ入力される局部発振信号に応じて動作する局部発振差動対と、
   一端が第１の高電位電源に接続されると共に他端が上記局部発振差動対の共通接続部に接続された第１の抵抗と、
   一端が上記局部発振差動対の共通接続部に接続されると共に他端が低電位電源に接続され、入力信号に応じて動作する第１のトランスコンダクタと、
   上記局部発振差動対、上記第１の抵抗および上記第１のトランスコンダクタの複製回路からなり、その第１の抵抗に流れる電流がその第１のトランスコンダクタに流れる電流に比例するように、その局部発振差動対の第１および第２のトランジスタにバイアス電圧を供給するバイアス電圧発生回路とを備えた周波数混合器。
2. 入力信号の振幅に対して減少した直流電圧を発生する振幅電圧変換器と、
   第１および第２のトランジスタからなり、それぞれ入力される局部発振信号に応じて動作する局部発振差動対と、
   一端が上記振幅電圧変換器の直流電圧出力部に接続されると共に他端が上記局部発振差動対の共通接続部に接続された第１の抵抗と、
   一端が上記局部発振差動対の共通接続部に接続されると共に他端が低電位電源に接続され、入力信号に応じて動作する第１のトランスコンダクタと、
   上記局部発振差動対、上記第１の抵抗および上記第１のトランスコンダクタの複製回路からなり、その第１の抵抗に流れる電流がその第１のトランスコンダクタに流れる電流に比例するように、その局部発振差動対の第１および第２のトランジスタにバイアス電圧を供給するバイアス電圧発生回路とを備えた周波数混合器。
3. バイアス電圧発生回路は、
   局部発振差動対の第１または第２のトランジスタの複製回路からなり、入力される局部発振信号に応じて動作する第３のトランジスタと、
   第１のトランスコンダクタの複製回路からなり、一端が上記第３のトランジスタに接続されると共に他端が低電位電源に接続され、入力信号に応じて動作する第１の電流源トランジスタと、
   半導体製造において上記第１の抵抗の近傍で製造され、一端が第１の高電位電源に接続された第２の抵抗と、
   一端が上記第２の抵抗の他端に接続されると共に他端が低電位電源に接続され、入力信号に応じて動作する第２の電流源トランジスタと、
   ２つの入力が上記第２の抵抗および上記第２の電流源トランジスタの接続部と上記第３のトランジスタおよび上記第１の電流源トランジスタの接続部とに接続され、それら２つの接続部の電位が等しくなるように上記局部発振差動対の第１および第２のトランジスタ、およびその第３のトランジスタにバイアス電圧を供給する演算増幅器とを備えたことを特徴とする請求項１または請求項２記載の周波数混合器。
4. 振幅電圧変換器は、
   一端が第１の高電位電源に接続されると共に他端が第１の抵抗の一端に接続された低域通過フィルタと、
   一端が上記低域通過フィルタの他端に接続され、入力信号および第１のバイアス電圧に応じて動作する第４のトランジスタと、
   一端が上記第１の高電位電源に接続され、上記第４のトランジスタと共に振幅電圧変換器差動対を構成し、第１のバイアス電圧よりも大きな第２のバイアス電圧に応じて動作する第５のトランジスタと、
   一端が上記振幅電圧変換器差動対の共通接続部に接続されると共に他端が低電位電源に接続され、入力信号に応じて動作する第２のトランスコンダクタとを備えたことを特徴とする請求項２記載の周波数混合器。
5. 振幅電圧変換器は、
   一端が第１の高電位電源に接続されると共に他端が第１の抵抗の一端に接続された低域通過フィルタと、
   一端が上記低域通過フィルタの他端に接続されると共に他端が低電位電源に接続され、入力信号に応じて動作する第３のトランスコンダクタとを備えたことを特徴とする請求項２記載の周波数混合器。

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