JP2006054995A - 交流電動機の駆動制御装置および駆動制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】制御誤差をより低減した駆動制御装置を提供する。
【解決手段】矩形波電圧の印加で回転駆動する交流モータ１２を制御する駆動制御装置１０は、交流モータ１２から出力される実トルク値Ｔを検出する実トルク値検出部２０と、交流モータ１２を模して設定されたモータモデル３８に基づいて推定トルク値Ｔｍを算出する推定トルク値算出部２２と、電圧位相算出部２４と、を有する。電圧位相算出部２４では、実トルク値Ｔと指令トルク値Ｔ^＊に基づいて第一電圧位相φｆｂを、推定トルク値Ｔｍと指令トルク値Ｔ^＊に基づいて第二電圧位相φｆｆを、算出し、これを重み付け加算した値を電圧位相φｖとして出力する。
【選択図】図５

Description

本発明は、矩形波電圧の印加で回転駆動する交流電動機を制御する駆動制御装置および駆動制御方法に関する。

電動機から所与の指令トルクを出力するために、電動機への印加電圧を制御する技術が広く知られている。例えば、特許文献１には、電動機の出力トルク値をフィードバックし、出力トルク値と指令トルク値との偏差がなくなるような電圧位相を算出する駆動制御装置が開示されている。なお、特許文献１では、検出器により検出した各相電流値と、指令電圧値と、角速度とに基づいて出力トルク値を取得している。特許文献２では、トルクセンサにより出力トルク値を取得している。

また、下記特許文献３には、指令トルク値が出力できるようにインバータ位相角度を制御する電動機の制御装置が開示されている。これは、出力トルク値と指令トルク値との偏差に基づきトルク補正角を、モータを模したモータモデルと指令トルク値を利用して電圧ベクトルの磁束軸方向に対する角度（電圧ベクトル角度）を、取得する。そして、取得したトルク補正角や電圧ベクトル角度などに基づいてインバータ位相を算出している。

特開２００１−２８８９２号公報 特開２０００−５０６８９号公報 特開平１０−１４２７３号公報

ところで、通常、出力トルクの検出過程には、ノイズを除去するローパスフィルタが設けられている。特に、各相電流値の検出値に基づいて出力トルク値を算出する場合は、電流の検出値に高調波成分が含まれているため、ローパスフィルタによるノイズ除去が必須となる。しかし、ローパスフィルタを用いた場合、得られる出力トルク値に時間遅れが発生し、トルク応答性を低下させる。そのため、特許文献１，２に開示の駆動制御装置のように、出力トルクをフィードバックするだけの制御装置では、電動機のトルク応答性が低いという問題がある。

特許文献３の制御装置は、フィードバック制御とフィードフォワード制御とを併用しており、出力トルクの時間遅れの影響は低減される可能性はある。しかし、特許文献３では、トルク指令値から電圧ベクトル角度を算出する。つまり、この電圧ベクトルは電動機の状態量を考慮していないパラメータと言える。そのため、指令トルク値がステップ状に変化した場合、電圧ベクトル角度もステップ状に変化し、電動機の出力トルクがオーバーシュートする問題があった。つまり、従来の電動機の駆動制御では、応答性の低さや、オーバーシュートが原因で、制御誤差、特に、過渡領域における制御誤差が大きいという問題があった。

そこで、本発明では、制御誤差をより低減できる駆動制御装置および駆動制御方法を提供することを目的とする。

本発明の駆動制御装置は、矩形波電圧の印加で回転駆動する交流電動機を制御する駆動制御装置であって、交流電動機から出力される実トルク値を検出する実トルク値検出手段と、交流電動機を模して設定された電動機モデルに基づいて推定トルク値を算出する推定トルク値算出手段と、実トルク値と推定トルク値と所与の指令トルク値とに基づいて電圧位相を算出する電圧位相算出手段であって、電圧位相の算出過程で算出される実トルク値に基づく実パラメータと推定トルク値に基づく推定パラメータとを所定の比率で加算し、得られた値に基づいて電圧位相を算出する電圧位相算出手段と、を有することを特徴とする。

好適な態様では、実パラメータは、実トルク値と指令トルク値との偏差を無くす電圧位相である第一電圧位相であって、推定パラメータは、推定トルク値と所与の指令トルク値との偏差を無くす電圧位相である第二電圧位相であって、電圧位相算出手段は、第一電圧位相と第二電圧位相を所定の比率で加算した値を指令電圧の電圧位相とする。望ましくは、第一電圧位相および第二電圧位相は、いずれも、指令トルク値との偏差を入力、電圧位相を出力とする制御系で算出される。より望ましくは、制御系は、比例積分（ＰＩ）制御系である。

別の好適な態様では、推定トルク値算出手段は、電動機に供給される電流値をインダクタンスと指令電圧値と角速度とで近似した数学モデルに基づいて、電流値の推定値である推定電流値を算出する推定電流値算出手段を有し、算出された推定電流値に基づいて推定トルク値を算出する。望ましくは、推定トルク値算出手段は、矩形波変換前の電圧値を用いる。別の好適な態様では、推定電流値算出手段の数学モデルは、実測値と推定値との誤差を逐次評価するオブザーバを含む。別の好適な態様では、実パラメータと推定パラメータとの加算の比率は、交流電動機の運転状況に応じて変動する可変値である。望ましくは、実パラメータと推定パラメータとの加算の比率は、指令トルク値の変化速度が大きいほど、推定パラメータの割合を高くする。

他の本発明である駆動制御装置は、矩形波電圧の印加で回転駆動する交流電動機を制御する駆動制御装置であって、交流電動機を模して設定された電動機モデルと、インバータ出力電圧と、に基づいて推定トルク値を算出する推定トルク値算出手段と、算出された推定トルク値と所与の指令トルク値とに基づいて指令電圧の電圧位相を算出する電圧位相算出手段と、を有することを特徴とする。

好適な態様で、推定トルク値算出手段は、インバータ出力電圧と電圧位相と回転子角度に基づいて指令電圧値を算出し、算出された指令電圧値を電動機モデルに適用することにより推定トルク値を算出する。他の好適な態様では、さらに、電動機モデルは、実測値と推定値との誤差を逐次評価するオブザーバを含む。

他の本発明である駆動制御方法は、矩形波電圧の印加で回転駆動する交流電動機を制御する駆動制御方法であって、交流電動機から出力される実トルク値を検出する実トルク値検出工程と、交流電動機を模して設定された電動機モデルに基づいて推定トルク値を算出する推定トルク値算出工程と、実トルク値と推定トルク値と所与の指令トルク値とに基づいて指令電圧の電圧位相を算出する電圧位相算出工程であって、電圧位相の算出過程で算出される実トルク値に基づく実パラメータと推定トルク値に基づく推定パラメータとを所定の比率で加算し、得られた値に基づいて電圧位相を算出する電圧位相算出工程と、を有することを特徴とする。

本発明によれば、実トルク値に基づく実パラメータと、推定トルク値に基づく推定パラメータとを所定の比率で加算し、得られた値に基づいて電圧位相を算出する。したがって、時間遅れを有する実トルク値の影響を低減できるのでトルク応答性をより向上できる。また推定パラメータおよび実パラメータは、いずれも、モータの状態量を反映したパラメータであるため、オーバーシュートを防止できる。つまり、本発明によれば、制御誤差をより低減できる。

また、他の本発明によれば、インバータ出力電圧を用いて推定トルク値を算出しているため、リップル等のない、安定した推定トルク値が得られる。そのため、ローパスフィルタ等が不要となり、応答性の高いモータ制御が可能となる。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。図１に本発明の実施の形態である交流モータ１２の駆動制御装置１０の基本的構成図を示す。なお、図１で示す各部の入出力関係は代表的な一例であり、図示以外の入出力関係であってもよい。この駆動制御装置１０は、矩形波電圧により駆動する交流モータ１２を制御するもので、所与の指令トルク値Ｔ^＊に応じた電圧位相φｖを算出し、この電圧位相φｖに応じた矩形波電圧を交流モータ１２に印加する。

交流モータ１２にはインバータ１４が接続されている。インバータ１４は、図示しない電源からの電力供給を受けて、交流モータ１２のＵ，Ｖ，Ｗ各相の固定子巻線に電流を流す。インバータ１４から交流モータ１２への電力供給ライン上には電流センサ２８が設けられており、交流モータ１２の各相巻線に現在供給されている電流値が検出される。インバータ１４には矩形波発生部１６が接続されており、この矩形波発生部１６が各相毎に矩形波電圧のＳＷ信号を発生し、このＳＷ信号によってインバータ１４がスイッチング制御される。

矩形波発生部１６は、後述する電圧位相算出部２４にて求められる電圧位相φｖと交流モータ１２に隣接して設けられたレゾルバ２６からの出力である回転子角度θとに基づき、ＳＷ信号の位相を制御する。

実トルク値検出部２０は、モータから実際に出力されるトルク値、実トルク値Ｔを検出する。実トルク値Ｔの検出は、種々の形態をとることができる。好適な態様では、電流センサ２８で検出された電流値に基づいて実トルク値Ｔを算出する。例えば、検出電流値および指令電圧値を積和して供給電力を算出し、これを角速度で割った値を実トルク値Ｔとする。また、別の方法として、検出電流値から磁石トルクおよびインダクタンストルクを算出し、これらの和を実トルク値Ｔとすることもできる。また、別の形態として交流モータ１２にトルクセンサを設け、トルクセンサの出力値を実トルク値Ｔとしてもよい。

この実トルク値検出部２０では、実トルク値Ｔの検出の過程でローパスフィルタによるノイズ除去が行われる。これは、交流モータ１２から検出された検出値にはノイズが含まれるためである。特に、電流センサ２８で検出した電流値には高周波成分が含まれているため、検出電流値に基づいて実トルク値Ｔを算出する場合は、ローパスフィルタが必須となる。このノイズ除去は、検出電流値に直接行ってもよいし、検出電流値から算出された実トルク値Ｔに対して行ってもよい。

ここで、通常、ローパスフィルタには一定の時定数が存在する。したがって、ローパスフィルタを通過した実トルク値Ｔには、常に、ローパスフィルタの時定数に対応した時間遅れが存在することになる。この時間遅れは、モータ制御のトルク応答性低下の原因となる。そこで本実施の形態では、以下で説明する推定トルク値算出部２２や電圧位相算出部２４を設け、応答性向上を図っている。

推定トルク値算出部２２は、交流モータ１２の推定トルク値Ｔｍを取得する。この推定トルク値Ｔｍは、交流モータ１２を模して設定されたモータモデルに基づいて算出される。モータモデルは、交流モータ１２に供給される電流値を、指令電圧値とインダクタンスと角速度とで近似した数学モデルを有している。この数学モデルに、指令電圧値とインダクタンスと角速度を入力することにより、交流モータ１２に供給される電流値の推定値（以下、「推定電流値」という）が算出できる。この推定電流値を算出する数学モデルは、好適な態様では、カルマンフィルタで構築されたオブザーバである。すなわち、オブザーバに、検出電流値も入力し、推定電流値と検出電流値との誤差を逐次評価しながら、推定電流値を算出する。そして、この推定電流値と指令電圧値との積和を角速度で割ることにより、交流モータ１２の推定トルク値Ｔｍが得られる。また、別の形態として、推定電流値に基づいて磁石トルクおよびインダクタンストルクを算出し、これらの和を推定トルク値Ｔｍとしてもよい。

なお、いずれの場合であっても、推定電流値、および、推定トルク値の算出に用いる指令電圧値は矩形波変換前の値である。すなわち、実際に交流モータ１２に入力される電圧値とは異なる値で推定電流値および推定トルク値を算出する。また、推定電流値および推定トルク値算出に用いるインダクタンスは、一定値でもよいし、可変値でもよい。特に磁束飽和が発生するモータの場合は、磁束飽和によるインダクタンス変化を推定値に反映させるために、モータ定数変化に対応して変動するインダクタンスを用いることが望ましい。また、指令電圧値および角速度は、瞬時値を用いてもよいし、基本波成分を用いてもよい。

次に、電圧位相算出部２４について図２を用いて説明する。図２は電圧位相算出部２４の詳細図である。電圧位相算出部２４は、交流モータ１２が指令トルク値Ｔ^＊を出力できるような電圧位相φｖを算出する。

具体的には、実トルク値Ｔと指令トルク値Ｔ^＊との偏差ΔＴを無くすような電圧位相である第一電圧位相φｆｂを算出する。また、推定トルク値Ｔｍと指令トルク値Ｔ^＊との偏差ΔＴｍを無くすような電圧位相である第二電圧位相φｆｆを算出する。そして、この第一電圧位相φｆｂと第二電圧位相φｆｆを、所定の比率で重み付け加算した値を電圧位相φｖとする。

ここで、この第一電圧位相φｆｂは、フィードバック制御により得られる電圧位相と言える。したがって、この第一電圧位相φｆｂだけでは、ローパスフィルタの時定数に対応した時間遅れが発生する。そこで、時間遅れのない推定トルク値から算出された第二電圧位相φｆｆと重み付け加算し、トルク応答性の向上を図っている。また、第二電圧位相φｆｆは、推定トルク値から算出されており、モータの状態量を考慮した電圧位相といえる。したがって、指令トルク値Ｔ^＊がステップ状に変化しても、第二電圧位相φｆｆはモータの状態量に応じて連続的に変化する。そのため、この第二電圧位相φｆｆと第一電圧位相φｆｂとを重み付け加算した電圧位相φｖも連続的な変化となり、オーバーシュートを防止できる。つまり、第一電圧位相φｆｂと第二電圧位相φｆｆを重み付け加算することで、トルクのオーバーシュートを防止しつつ、応答性を向上でき、ひいては、制御誤差を低減できる。

ここで第一電圧位相φｆｂ、第二電圧位相φｆｆの算出方法は、従来から多数提案されている種々の制御の技術を用いることができる。例えば、Ｐ制御やＰＩ制御、ＰＩＤ制御などの手法を用いることができる。

また、重み付け加算の比率は、固定値でもよいが、望ましくは、運転状況、例えば、指令トルク値の変化速度や大きさなどに応じて変動する可変値であることが望ましい。例えば、指令トルク値の変化速度が大きいほど、第二電圧位相φｆｆの比率が大きくなるような値であることが望ましい。

また、２種類の電圧位相φｆｆ、φｆｂの算出前に重み付け加算を行ってもよい。すなわち、図３に示すように実トルク値Ｔと推定トルク値Ｔｍとを重み付け加算し、この加算後のトルク値Ｔｐの値と指令トルク値Ｔ^＊との偏差ΔＴｐに基づいて電圧位相φｖを算出してもよい。また、図４に示すように、実トルク値Ｔと指令トルク値Ｔ^＊との偏差ΔＴ、および、推定トルク値Ｔｍと指令トルク値Ｔ^＊との偏差ΔＴｍを重み付け加算し、加算後の偏差ΔＴｐに基づいて電圧位相φｖを算出してもよい。

また、電圧位相φｖの算出後に、位相リミッタを設けてもよい。位相リミッタは、電圧位相φｖの値を所定の範囲、例えば９０°〜−９０°に制限する。そして、算出された電圧位相φｖが９０°を超えていた場合は、これを９０°にクリッピングする。

次に、駆動制御装置のより具体的な一例を図５を用いて説明する。図５は、駆動制御装置の一例を示す図である。この駆動制御装置１０では、実トルク値Ｔは、３相供給電流値（検出値）Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗ、３相指令電圧値Ｖｕｒｅｆ，Ｖｖｒｅｆ，Ｖｗｒｅｆ、角速度ωから算出される。したがって、実トルク値検出部２０には、電流センサ２８から３相電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが、角速度演算部１８から角速度ωが入力される。また、実トルク値検出部２０には、３相指令電圧値算出部３０が設けられており、３相指令電圧値Ｖｕｒｅｆ，Ｖｖｒｅｆ，Ｖｗｒｅｆが電池電圧Ｖｂａｔｔ、電圧位相φｖ（ｑ軸上を０°とする）から算出される。この３相指令電圧値Ｖｕｒｅｆ，Ｖｖｒｅｆ，Ｖｗｒｅｆは、次式で算出できる。

算出された３相指令電圧値Ｖｕｒｅｆ，Ｖｖｒｅｆ，Ｖｗｒｅｆは、実トルク値算出部３２に入力される。実トルク値算出部３２は、３相指令電圧値Ｖｕｒｅｆ，Ｖｖｒｅｆ，Ｖｗｒｅｆと３相供給電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの積和（電力値）を角速度ωで割ることにより実トルク値を算出する。すなわち、実トルク値Ｔは、次式で算出される。

算出された実トルク値Ｔは、ローパスフィルタ３４でノイズ除去された後、電圧位相算出部２４に入力される。

推定トルク値Ｔｍは、モータモデルに基づいて算出される。具体的には、式（３）で示す数学モデルに基づいてｄｑ軸推定電流値Ｉｄｓｉｍ，Ｉｑｓｉｍを算出し、さらに、このｄｑ軸推定電流値を式（４）に代入して推定トルク値Ｔｍを算出する。

ここで、Ｖｄ，Ｖｑは、ｄｑ軸指令電圧値、Ｌｄ，Ｌｑはｄｑ軸インダクタンス、Ｒは巻線抵抗、φは励起定数である。本実施の形態では、ｄｑ軸インダクタンスＬｄ，Ｌｑは、モータ定数変化に対応して可変する値を用いる。すなわち、予め、モータの磁界解析を行い、その磁界解析結果から得られたｄｑ軸電流値とインダクタンスマップで得られる値を用いる。これにより、磁束飽和などが原因のインダクタンス変化が生じても、推定電流値の誤差を低減できる。また、ｄｑ軸指令電圧値Ｖｄｒｅｆ，Ｖｑｒｅｆは、ｄｑ軸指令電圧値算出部３６において、次式で算出された値を用いる。

算出された推定トルク値Ｔｍは、実トルク値Ｔ、指令トルク値Ｔ^＊とともに電圧位相算出部２４に入力される。指令トルク値Ｔ^＊は、図示しない電子制御装置にて生成されたトルクの目標値である。

電圧位相算出部２４では、実トルク値Ｔと指令トルク値Ｔ^＊との偏差ΔＴを算出し、この偏差ΔＴを無くす第一電圧位相φｆｂを算出する。また、同じく、推定トルク値Ｔｍと指令トルク値Ｔ^＊との偏差ΔＴｍに基づき、偏差ΔＴｍを無くす第二電圧位相φｆｆが算出される。第一電圧位相φｆｂおよび第二電圧位相φｆｆは、いずれも、ＰＩ（比例積分）制御で、次式により算出される。

ここで、Ｋｐｆｂ、Ｋｐｆｆは比例ゲイン、Ｋｉｆｂ、Ｋｉｆｆは積分ゲインである。得られた第一電圧位相φｆｂ、第二電圧位相φｆｆは、重み付け加算部４０において、所定の比率で重み付け加算される。この加算後の値が、指令電圧の電圧位相φｖとなる。つまり電圧位相φｖは、次式で算出される。

ここで、α，βは、重み係数である。このαおよびβの比率は、指令トルク値Ｔ^＊の変化速度ｄＴが大きいほど、第二電圧位相φｆｆの比率（α）が大きくなるように変化させる。換言すれば、変化速度ｄＴが大きく高い応答性が求められる領域では、第一電圧位相φｆｂの比率を下げる。一方、変化速度ｄＴが小さく、高い応答性が求められない領域では、第一電圧位相φｆｂの比率を上げる。そして、このように変化速度ｄＴに応じて重み付け加算の比率を変化させることで、制御誤差をより低減できる。特に、従来に比べ、過渡領域での制御誤差を低減できる。

この重み付け加算の比率α，βの算出方法の一例を式（９）に示す。この算出方法では、指令トルク値Ｔ^＊の変化速度ｄＴの大きさに比例して、α（第二電圧位相φｆｆの比率）を上げる。また、指令トルク値Ｔ^＊の変化速度ｄＴについて上限閾値ｄＴｍａｘと下限閾値ｄＴｍｉｎを設け、変化速度ｄＴが上限閾値ｄＴｍａｘを超えればβ（第一電圧位相φｆｂの比率）を０に、変化速度ｄＴが下限閾値ｄＴｍｉｎを下回ればα（第二電圧位相φｆｆの比率）を０にする。

また、別のこの重み付け加算方法の一例を図６に示す。図６は、重み付け加算部４０の構成を示す図である。この加算方法でも、指令トルク値Ｔ^＊の変化速度ｄＴが大きいほど、換言すれば、指令トルク値Ｔ^＊の周波数が高くなるほど第二電圧位相φｆｆの比率が大きくなるようにしている。具体的には、第一電圧位相φｆｂにローパスフィルタ５４を、第二電圧位相φｆｆにハイパスフィルタ５２を適用し、その出力値を加算している。ここで、指令トルク値Ｔ^＊の周波数が高い場合（変化速度ｄＴが大きい場合）は、当然、２つの電圧位相φｆｆ，φｆｂの周波数も高くなる。この場合、第二電圧位相φｆｆはハイパスフィルタ５２を通過できるのに対し、第一電圧位相φｆｂはローパスフィルタ５４で殆どカットされる。したがって、図６の構成によれば、指令トルク値Ｔ^＊の周波数が高い場合には、第二電圧位相φｆｆの比率が高くなる。逆に指令トルク値Ｔ^＊の周波数が低い場合は、第一電圧位相φｆｂの比率を上げることができる。この重み付け加算の方法によっても、式（９）を用いた場合と同様に制御誤差を低減できる。

重み付け加算された電圧位相φｖは、位相リミッタ４２によって所定の範囲内にクリッピングされた後、矩形波発生部１６に入力される。矩形波発生部１６では記述したように電圧位相φｖと回転子角度θに基づいて、インバータ１４のＳＷ信号を生成する。そして、式（１０）に示すようなインバータ１４からの出力電圧をモータ１２に印加して、交流モータ１２を回転駆動させる。

以上、説明したように、本実施の形態によれば、実トルク値から求まる第一電圧位相φｆｂと推定トルク値から求まる第二電圧位相φｆｆとを重み付け加算することにより、制御誤差をより低減した電圧位相φｖを得ることができる。特に、過渡領域でのトルク応答性を向上でき、かつ、オーバーシュートを防止できる。なお、推定トルク値Ｔの算出は、式（４）に代えて、次式で算出してもよい。

ここでｐは極数、φは励起定数である。また、右辺第１項ｐ・φ・Ｉｑｓｉｍは、磁石トルクを表し、ｐ（Ｌｄ−Ｌｑ）Ｉｄｓｉｍ・Ｉｑｓｉｍは、インダクタンスが作るトルクを表す。

また、本実施の形態では、実トルク値Ｔの算出に用いる電流値として３相電流値、３相指令電圧値を用いているが、当然ながら、ｄｑ軸電流値、ｄｑ軸指令電圧値を用いてもよい。その場合は、図７に示すように、実トルク値検出部２０に３相／ｄｑ軸変換部４８、ｄｑ軸指令電圧値算出部５０を設け、ｄｑ軸に変換した電流値、電圧値を実トルク値算出部３２に入力する。また、ローパスフィルタは、図８に示すように検出された電流値に適用してもよい。

次に他の実施の形態について図９を用いて説明する。図９は、他の実施の形態の構成を示す図である。この実施の形態では、推定トルク値算出部２２以外の構成は上述の実施の形態と同様であるため、その説明は省略する。

本実施の形態では、推定電流値Ｉｄｓｉｍ，Ｉｑｓｉｍは、カルマンフィルタで構築したオブザーバで算出される。カルマンフィルタは、周知のように、計測値と推定値との誤差を逐次評価して推定精度を改善していくアルゴリズムである。したがって、このカルマンフィルタによるオブザーバで電流値Ｉｄ，Ｉｑを推定する場合は、モータモデル３８に、電流センサ２８で検出された検出電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが入力される。ただし、検出電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは３相電流値であるため、推定トルク値算出部２２に３相／ｄｑ軸変換部４４を設け、３相電流値をｄｑ軸電流値に変換した値をモータモデルに入力する。このオブザーバによる推定電流値Ｉｄｓｉｍ，Ｉｑｓｉｍは、次式で表すことができる。

ここで、Ｋ_１１，Ｋ_１２，Ｋ_２１，Ｋ_２２はカルマンゲインである。式（１１）では、右辺の３項目，４項目に推定値Ｉｄｓｉｍ，Ｉｑｓｉｍと検出値Ｉｄ，Ｉｑとの誤差を評価する項があるため、推定誤差が逐次修正される。そのため、より迅速に推定電流値、ひいては、推定トルク値を推定することができる。なお、オブザーバに入力される検出電流値Ｉｄ，Ｉｑは、ノイズ除去以前、ノイズ除去後のいずれでもよいが、ノイズを除去した値のほうが推定収束時間を短縮できる。

このオブザーバの利用、および、ノイズ除去の効果を図１０を用いて説明する。図１０（Ａ）は実トルク値（ノイズ除去前）を、図１０（Ｂ）は標準のモータモデル（式（３）と式（４））で算出した推定トルク値を、図１０（Ｃ），（Ｄ）はオブザーバ利用のモータモデル（式（１２）と式（４））で算出した推定トルク値を示している。なお、図１０（Ｃ）はノイズ除去前の検出電流値を、図１０（Ｄ）はノイズ除去後の検出電流値をオブザーバに入力して、求めた推定トルク値である。

図１０から明らかなように、標準のモータモデル（Ｂ）では、推定値収束までに約１３０ｍｓｅｃを要する。これに対し、オブザーバ利用のモータモデル（Ｃ，Ｄ）では、約１０ｍｓｅｃで推定値が収束する。つまり、オブザーバを利用することにより、標準のモータモデルに比べ、推定収束時間を大幅に短縮できる。そして、この推定トルク値を用いて電圧位相φｖを算出することにより、より迅速に制御誤差の少ない制御が実現できる。

また、オブザーバにノイズ除去前の検出値を入力した場合（図１０（Ｃ））は、検出電流値に含まれる高調波成分の影響で、推定トルク値に微小な振動が残留する。一方、オブザーバに高調波成分を除去した検出値を入力した場合（図１０（Ｄ））では、振動のない、好適な推定トルク値を得ることができる。そして、この振動がない推定トルク値を用いて電圧位相φｖを算出することにより、制御誤差をより低減できる。なお、ノイズ除去前の検出値をオブザーバに入力した場合、算出された推定電流値から高周波成分を除去すれば、図１０（Ｄ）と同様に振動の少ない推定トルク値が得られる。

以上、説明から分かるように、モータモデル３８にオブザーバを設けることにより、より迅速に制御誤差の少ない制御が実現できる。また、推定誤差評価用の検出値としてノイズ除去後の値を用いることにより、制御誤差をより低減できる。

次に、他の実施形態について図１１を用いて説明する。図１１において、上述の実施形態と同じ要素には同じ符号を付している。この駆動制御装置１０は、実トルク値Ｔは検出せず、推定トルク値Ｔｍと所与の指令トルク値Ｔ^＊に基づいて、交流モータ１２に印加する電圧位相Φｖを算出している。

推定トルク値Ｔｍは、推定トルク値算出部２２において算出される。推定トルク値算出部２２は、図５に図示した駆動制御装置の推定トルク値算出部とほぼ同様の構成となっており、ｄｑ軸指令電圧値算出部３６と、モータモデル３８と、を備えている。

ｄｑ軸指令電圧値算出部３６には、電池電圧Ｖｂａｔｔと電圧位相φｖ（ｑ軸上を０°とする）が入力される。そして、この両パラメータを式（５）に代入し、ｄｑ軸指令電圧値Ｖｄｒｅｆ，Ｖｑｒｅｆを算出する。算出された電圧指令値は、モータモデル３８に入力される。なお、電池電圧Ｖｂａｔｔは矩形波変換前の電圧であり、正弦波電圧である。

モータモデル３８は、モータ１２の出力トルクを、角速度ω、電圧指令値、電流値で近似した数学モデルである。具体的には、式（４）で示す数学モデルである。推定トルク値Ｔｍの算出に必要な角速度ωは、角速度演算部１８で算出され、入力される。また、電圧指令値は、ｄｑ軸指令電圧値算出部３６で算出されたｄｑ軸指令電圧値Ｖｄｒｅｆ，Ｖｑｒｅｆが代入される。電流値は、式（３）によって算出されるｄｑ軸推定電流値Ｉｄｓｉｍ，Ｉｑｓｉｍが代入される。

推定トルク値算出部２２で算出された推定トルク値Ｔｍは、指令トルク値Ｔ^＊との差分が得られる。得られた差分値ΔＴは、ＰＩ制御系に入力され、電圧位相Φｖが算出される。この電圧位相Φｖは、式（７）に基づいて算出される。そして、算出された電圧位相Φｖは、位相リミッタ４２に入力されて、必要に応じて、クリッピングされた後、矩形波発生部１６に入力される。矩形波発生部１６では、得られた電圧位相Φｖ、および、回転子角度θに基づいて、インバータ１４のＳＷ信号を生成する。インバータ１４は、このＳＷ信号に基づいて、スイッチングして矩形波電圧を生成し、交流モータ１２に印加する。
このように、モータモデル３８に基づいて推定トルク値Ｔｍを算出し、この推定トルク値Ｔｍに基づいて電圧位相Φｖを算出することにより、応答性の高いモータ制御が可能となる。特に、指令トルク値Ｔ^＊の変動が大きい場合、本実施形態の駆動制御装置１０によれば、迅速にその変動に追従できるため、制御誤差を低減できる。

また、本実施形態では、ｄｑ軸指令電圧値Ｖｄｒｅｆ，Ｖｑｒｅｆを正弦波電圧である電池電圧Ｖｂａｔｔに基づいて算出している。換言すれば、ｄｑ軸推定電流値Ｉｄｓｉｍ，Ｉｑｓｉｍや推定トルク値Ｔｍは、このｄｑ軸指令電圧値Ｖｄｒｅｆ，Ｖｑｒｅｆを正弦波電圧に基づいて算出していると言える。このように、正弦波電圧を用いることでリップルのない好適な推定トルク値Ｔｍを得られる。これについて、図１２を用いて説明する。図１２は、推定トルク値算出部に入力される電池電圧の形態と算出される推定トルク値との関係を示す図で、（Ａ）は矩形波電圧を用いた場合を、（Ｂ）は正弦波電圧を用いた場合を示す。

図１２から明らかなように、矩形電圧を用いた場合、各相電圧の立ち上がり、および、立ち下りに対応して、推定トルク値Ｔｍに急峻な変動、いわゆるリップルが発生する。かかるリップルが存在する推定トルク値Ｔｍは、そのまま、モータ制御に用いることはできず、リップル除去等の処理を施した後で電圧位相Φｖを算出するか、算出できない。そのため、高周波成分を除去するためのノイズ除去用フィルタ（例えば、ローパスフィルタ等）が必要となる。しかし、フィルタを用いた場合、得られる出力トルク値に時間遅れが発生し、トルク応答性を低下させる。

一方、インバータ出力電圧（正弦電圧）に基づいて推定トルク値Ｔｍを算出した場合は、リップルのない安定した推定トルク値Ｔｍが算出される。したがって、この場合は、得られた推定トルク値Ｔｍを、そのままモータ制御、すなわち、電圧位相Φｖの算出に用いることができる。その結果、ノイズ除去フィルタ等を用いる必要が無く、応答性の高いモータ制御が可能となる。

図１３は、モータの制御結果を示す図であり、（Ａ）は正弦波電圧を用いてモータ制御（推定トルク値算出）した結果を、（Ｂ）は矩形波電圧を用いてモータ制御した結果を示している。また、各図において、上段は算出された推定トルク値にローパスフィルタを適用して高周波成分を除去した場合の結果を、下段はノイズ除去することなく算出された推定トルク値をそのまま制御に適用した結果を示している。さらに、グラフにおいて、実線は実トルク値を、破線は指令トルク値を示している。

図１３（Ａ）から明らかなように、正弦波電圧を用いてモータ制御を行った場合、実トルクは、迅速に指令トルクに追従できることがわかる。また、ローパスフィルタを用いなくても、高精度でのモータ制御が実現されていることがわかる。

一方、矩形波電圧を用いた場合は、ローパスフィルタを適用しないと、実トルク値は高周波成分の影響を受けて、大きく変動することがわかる（（Ｂ）上段）。一方、ローパスフィルタを適用すれば、実トルク値の高周波成分は低減できる（（Ｂ）下段）。しかし、この場合は、ローパスフィルタの影響により、トルク応答性が大幅に低下する。つまり、矩形波電圧を用いた場合には、高精度でのモータ制御が困難になる。

以上の説明からわかるとおり、正弦波電圧を用いて推定トルク値Ｔｍを算出する本実施形態によれば、より応答性の高い高精度のモータ制御が可能となる。なお、本実施形態では、単純なモータモデルに基づいて推定トルク値Ｔｍを算出しているが、このモータモデルに、カルマンフィルタ等で構成されたオブザーバを設けてもよい。この場合、推定値の評価基準となる実測値もモータモデルに入力する。例えば、推定電流値の精度を向上させる場合は、実電流値をモータモデルに入力し、この実電流値と推定電流値との誤差をオブザーバで逐次評価する。オブザーバを設けることにより、より高精度のモータ制御が可能となる。

本発明の実施の形態である駆動制御装置の基本的構成を示す図である。 図１における電圧位相算出部の詳細図である。 電圧位相算出部の他の構成を示す図である。 電圧位相算出部の他の構成を示す図である。 駆動制御装置のより具体的な構成を示す図である。 加算部の他の構成を示す図である。 実トルク値検出部の他の構成を示す図である。 実トルク値検出部の他の構成を示す図である。 駆動制御装置のより具体的な構成を示す図である。 トルク値の推定結果を示すグラフである。 他の実施形態である駆動制御装置の構成を示す図である。 推定トルク値算出部に入力される電池電圧の形態と算出される推定トルク値との対応を示す図であり、（Ａ）は矩形電圧を入力した場合を、（Ｂ）は正弦波電圧を入力した場合を示す。 モータの制御結果を示す図であり、（Ａ）は正弦波電圧を、（Ｂ）は矩形波電圧を、それぞれ用いてモータ制御した結果を示している。

符号の説明

１０ 駆動制御装置、１２ 交流モータ、１４ インバータ、１６ 矩形波発生部、１８ 角速度演算部、２０ 実トルク値検出部、２２ 推定トルク値算出部、２４ 電圧位相算出部、２６ レゾルバ、２８ 電流センサ、３０ 相指令電圧値算出部、３２ 実トルク値算出部、３４ ローパスフィルタ、３６ 軸指令電圧値算出部、３８ モータモデル、４０ 加算部、４２ 位相リミッタ、４４ 軸変換部、４８ 軸変換部、５０ 軸指令電圧値算出部、５２ ハイパスフィルタ、５４ ローパスフィルタ。

Claims (13)

1. 矩形電圧の印加で回転駆動する交流電動機を制御する駆動制御装置であって、
   交流電動機から出力される実トルク値を検出する実トルク値検出手段と、
   交流電動機を模して設定された電動機モデルに基づいて推定トルク値を算出する推定トルク値算出手段と、
   実トルク値と推定トルク値と所与の指令トルク値とに基づいて指令電圧の電圧位相を算出する電圧位相算出手段であって、電圧位相の算出過程で算出される実トルク値に基づく実パラメータと推定トルク値に基づく推定パラメータとを所定の比率で加算し、得られた値に基づいて電圧位相を算出する電圧位相算出手段と、
   を有することを特徴とする駆動制御装置。
2. 請求項１に記載の駆動制御装置であって、
   実パラメータは、実トルク値と指令トルク値との偏差を無くす電圧位相である第一電圧位相であって、
   推定パラメータは、推定トルク値と指令トルク値との偏差を無くす電圧位相である第二電圧位相であって、
   電圧位相算出手段は、第一電圧位相と第二電圧位相を所定の比率で加算した値を電圧位相として算出することを特徴とする駆動制御装置。
3. 請求項２に記載の駆動制御装置であって、
   第一電圧位相および第二電圧位相は、いずれも、指令トルク値との偏差を入力、電圧位相を出力とする制御系で算出されることを特徴とする駆動制御装置。
4. 請求項３に記載の駆動制御装置であって、
   制御系は、比例積分（ＰＩ）制御系であることを特徴とする駆動制御装置。
5. 請求項１から４のいずれか１項に記載の駆動制御装置であって、
   推定トルク値算出手段は、電動機に供給される供給電流値をインダクタンスと指令電圧値と角速度とで近似した数学モデルに基づいて、供給電流値の推定値である推定電流値を算出する推定電流値算出手段を有し、算出された推定電流値に基づいて推定トルク値を算出することを特徴とする駆動制御装置。
6. 請求項１から５のいずれか１項に記載の駆動制御装置であって、
   推定トルク値算出手段は、矩形波変換前の電圧値を用いて推定トルク値を算出することを特徴とする駆動制御装置。
7. 請求項５または６に記載の駆動制御装置であって、
   推定電流値算出手段の数学モデルは、実測値と推定値との誤差を逐次評価するオブザーバを含むことを特徴とする駆動制御装置。
8. 請求項１から７のいずれか１項に記載の駆動装置であって、
   実パラメータと推定パラメータとの加算の比率は、交流電動機の運転状況に応じて変動する可変値であることを特徴とする駆動制御装置。
9. 請求項８に記載の駆動制御装置であって、
   実パラメータと推定パラメータとの加算の比率は、指令トルク値の変化速度が大きいほど、推定パラメータの割合を高くすることを特徴とする駆動制御装置。
10. 矩形電圧の印加で回転駆動する交流電動機を制御する駆動制御装置であって、
    交流電動機を模して設定された電動機モデルと、インバータ出力電圧と、に基づいて推定トルク値を算出する推定トルク値算出手段と、
    算出された推定トルク値と所与の指令トルク値とに基づいて指令電圧の電圧位相を算出する電圧位相算出手段と、
    を有することを特徴とする駆動制御装置。
11. 請求項１０に記載の駆動制御装置であって、
    推定トルク値算出手段は、
    インバータ出力電圧と電圧位相と回転子角度に基づいて指令電圧値を算出し、算出された指令電圧値を電動機モデルに適用することにより推定トルク値を算出することを特徴とする駆動制御装置。
12. 請求項１０または１１に記載の駆動制御装置であって、さらに、
    電動機モデルは、実測値と推定値との誤差を逐次評価するオブザーバを含むことを特徴とする駆動制御装置。
13. 矩形波電圧の印加で回転駆動する交流電動機を制御する駆動制御方法であって、
    交流電動機から出力される実トルク値を検出する実トルク値検出工程と、
    交流電動機を模して設定された電動機モデルに基づいて推定トルク値を算出する推定トルク値算出工程と、
    実トルク値と推定トルク値と所与の指令トルク値とに基づいて指令電圧の電圧位相を算出する電圧位相算出工程であって、電圧位相の算出過程で算出される実トルク値に基づく実パラメータと推定トルク値に基づく推定パラメータとを所定の比率で加算し、得られた値に基づいて電圧位相を算出する電圧位相算出工程と、
    を有することを特徴とする駆動制御方法。

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