JP2005283517A - 受信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】未知局１０２からの電波を複数の受信装置１００で受信し、その受信時間の差から未知局１０２の測位を行う際、各受信装置１００内部の遅延時間を合わせる必要がある。
【解決手段】電波検出用の受信機に加え、第２の受信機であるＧＰＳ受信機を設ける。ＧＰＳ衛星から時刻信号を受信し、これを測位のためのデータに関連づける。未知局１０２からの電波は受信され、増幅器とＡ／Ｄ変換器を経てデジタル信号処理回路へ入力される。この回路でＦＦＴを施し、信号を周波数成分へ展開する。注目周波数の振幅をもとに増幅器の増幅率を制御する。ローパスフィルタはデジタル信号処理回路内に設ける。
【選択図】図１

Description

この発明は受信技術、とくに電波源が発した電波を受信してベースバンド信号を生成する受信装置に関する。

移動体その他の未知の電波源（以下「未知局」という）の位置を特定する技術は、保安や防犯の目的から必要な場合がある。特許文献１には、間隔をおいて複数の受信装置を配備し、各受信装置に到達する電波の時間差をもとに未知局の位置を推定する技術が提案されている。この技術では、各受信装置が電波を受信したとき、その受信時刻を測位センタへ通知し、測位センタで受信時刻を比較して未知局の存在しうる位置を特定している。
特開２００２−４０１２０号公報

複数配備された受信装置の内部処理の遅延時間にばらつきが生じると、測位センタで検出される受信装置間の受信時間差にばらつきが生じ、未知局の位置の推定精度を悪化させる。複数の受信装置における同一電波の受信時間差という非常に小さな数値を検出するため、こうしたばらつきは抑えなければならない。

本発明はこうした課題の認識から生まれたものであり、その目的は、受信処理系の遅延時間を正しく合わせる受信技術の提供にある。本発明の別の目的は、遅延時間合わせをより容易にするために、受信を効率化する受信技術の提供にある。

（１）本発明の受信装置のある態様は、電波源が発した電波（以下単に「電波」という）の受信信号を所定のキャリア周波数で受信する受信機と、受信機の出力をデジタル信号へ変換するＡ／Ｄ変換器と、Ａ／Ｄ変換器の出力をベースバンド信号へ変換する検波器とを備え、Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数をキャリア周波数より低い値に設定したものである。Ａ／Ｄ変換器の前に増幅器その他の構成が入る場合も、Ａ／Ｄ変換器は「第１受信機の出力をデジタル信号へ変換する」と表現する。以下同様である。

「キャリア周波数」はこの受信装置内で生成する周波数でよく、電波源のキャリア周波数とは同じである必要はない。あくまでも電波を受信できればよい。同様に、「ベースバンド信号」も電波源におけるベースバンド信号である必要はない。この受信装置が電波源の測位に利用されるケースを考えれば、キャリア周波数が受信装置間で合っていれば目的を達する。

本発明のこの態様によれば、キャリア周波数とサンプリング周波数の差の周波数を中心とする中間周波数の変調信号が検波器に入る。すなわち、Ａ／Ｄ変換器がダウンコンバータの機能をかねており、全体の回路規模を小さくすることができる。その結果、受信装置のコストを下げることが可能となる。

（２）本発明の受信装置の別の態様は、電波源が発した電波の受信信号を所定のキャリア周波数で受信する第１受信機と、時刻同期用信号を受信する第２受信機と、第１受信機の出力をデジタル信号へ変換するＡ／Ｄ変換器と、Ａ／Ｄ変換器の出力をベースバンド信号へ変換する検波器と、時刻同期信号に基づいて受信時刻情報が付されたベースバンド信号を所定の送信先に送信する通信ユニットを備えるものである。

第２受信機の例はＧＰＳ（Global Positioning System）受信機であり、例えばＧＰＳ衛星から１秒毎に発信される信号を時刻同期用信号として利用できる。この信号は受信装置間で同期しているため、電波の受信時刻の同期化が実現し、測位が可能となる。
（３）（２）の受信装置は、Ａ／Ｄ変換器のサンプリングクロックを時刻同期用信号に同期させる基準信号生成回路をさらに備えてもよい。この場合、さらに時刻合わせの精度が高まる。もちろん、基準信号生成回路は、キャリア周波数その他のクロックについても同様の同期化を図ってもよく、その場合、さらに精度を高めることができる。

（４）本発明の受信装置のさらに別の態様は、電波源が発した電波の受信信号を所定のキャリア周波数で受信する受信機と、受信機の出力を指定の増幅率で増幅する増幅器と、増幅器の出力をデジタル信号へ変換するＡ／Ｄ変換器と、Ａ／Ｄ変換器の出力を同相成分と直交成分からなるベースバンド信号へ変換する検波器と、検波器で得られた同相成分および直交成分にフーリエ変換を施し、複素周波数成分に展開するフーリエ変換器と、フーリエ変換器の出力から所定の周波数の信号の振幅を求め、前記増幅器の増幅率を定める増幅率制御器を備える。

この態様の受信装置によれば、周波数成分に基づいて増幅器の制御ができるため、電波の受信時刻を特定するうえで注目したい周波数の信号の振幅に基づいて増幅器を制御することができる。すなわち、ある周波数に関する「ピンポイント」のＡＧＣ（Auto Gain Control）が実現し、測位の精度を高めることができる。

（５）以上のいずれかの受信装置において、検波器は同相成分と直交成分のうち所望の周波数帯域の信号を抽出するＦＩＲフィルタを備えてもよい。検波器はＡ／Ｄ変換器を通ったあとのデジタル信号処理系にあるため、ＦＩＲフィルタは、構成上処理時間は一定であり、アナログのフィルタのように処理時間に個体差がないか、あってもきわめて小さい。その結果、受信装置間で受信時刻の誤差が減り、測位精度が上がる。

（６）以上の任意の態様の組合せも本発明として有効である。例えば、（１）と（２）の特徴を組み合わせたもののごとく任意の２項の組合せ、（１）と（２）と（４）の特徴を組み合わせたもののごとくに任意の３項の組合せ、その他、何項の組合せであっても、本発明として有効である。さらに、本発明の表現を方法、装置、システム、記録媒体、コンピュータプログラムなどの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明によれば、受信装置における遅延時間の個体差を抑制できる。また、受信を効率的に実施できる。

実施の形態の概要
実施の形態に係る受信装置は、未知局が発した電波を受信し、その受信信号の変調波の周波数成分を測定して測位センタへ通知する。測位センタは、複数の受信装置から前記周波数成分の通知を受け、その位相差をもとに未知局の位置を特定する。その際、電波に含まれるいずれかの周波数に注目すれば足りるため、未知局がどのような変調方式を利用していても、原理的には位置の特定が可能である。

各受信装置で受信された電波はベースバンド信号へ落とされる。このとき、同相成分と直交成分が別々に生成される。同相成分と直交成分は、それぞれ高速フーリエ変換（以下単にＦＦＴとよぶ）によって複素周波数成分へ展開される。測位センタはこの周波数成分中の特定の周波数に注目し、後述の「到達時間差算出の原理」に基づき、到達時間差を算出する。

しかし、電波の受信は受信装置間で同期して行われなければ、受信機間の周波数成分の比較ができない。そのため、実施の形態ではＧＰＳの時刻を利用する。また、せっかく時計が同期していても、受信電波を処理する受信処理系の遅延時間が異なるようでは正確な測位はできない。そのため、群遅延等の個体差の問題をなくすべく、ローパスフィルタをデジタルのＦＩＲフィルタとする。

ＦＦＴ後の信号中の注目したい周波数（以下「注目周波数」という）の振幅をもとにＡＧＣをかけることにより、その周波数の受信処理に最適なＡＧＣが実現する。これも最終的には測位精度の向上に寄与できる。注目周波数を受信装置間で合わせるために、後述の振幅検出／ＡＧＣ部は、受信装置間で同一の注目周波数特定アルゴリズムをもつか、または測位センタからの指示に応じて注目周波数を設定する構成とすればよい。注目周波数の例として、その電波において優位な、すなわち振幅の大きな周波数が考えられる。

実施の形態ではさらに、Ａ／Ｄ変換器におけるサンプリング周波数を受信機におけるキャリア周波数より低い値にする。これにより、両周波数の和および差の周波数を中心とする信号が出力される。このうち差のほうを直交検波器でベースバンド信号に落とす。したがって、Ａ／Ｄ変換器はダウンコンバータの機能を併せ持ち、全体回路を小さくすることができる。

到達時間差算出の原理
受信装置は、電波を検出するセンサとして機能するため、以下「センサ局」とよぶことがある。各センサ局において、ＧＰＳによる基準時刻にあわせて同相成分と直交成分（以下これらをＩ／Ｑ成分とも略す）による複素ベースバンドへの周波数変換を行い、高速フーリエ変換した信号を、有線または無線回線により、測位センタに伝送する。測位センタでは、各受信信号の周波数オフセットを補償した後に複素共役積を計算し、共役積の周波数軸方向における位相回転量からセンサ局間電波到達時間差を検出する。

いま、キャリア周波数をｆｃとおく。送信信号のうち周波数ｆｃ＋ｆｋの周波数成分を式１で示す。

未知局から発射された信号は、センサ局１では、雑音を無視すると式２の信号として受信される。

ここで添字「１」はセンサ局の番号であり、τ_１は未知の未知局からセンサ局１への伝搬遅延時間である。受信信号は、各センサ局でＩ／Ｑ成分に分けられ、複素ベースバンド信号に周波数変換される。センサ局１において、ベースバンド周波数ｆｋの信号を式３に示す。

ここで、無線周波数信号の位相Ψ_１＝２πｆｃ（ｔ−τ_１）である。式３をフーリエ変換して式４を得る。

センサ局２についても同様に、ベースバンド周波数ｆｋの信号をフーリエ変換して式５を得る。

つぎに、受信信号の検波を行うことなく無線周波数信号の位相Ψを除去する。式４、５の共役積を式６に示す。

式６と同様、ベースバンド周波数ｆｋのフーリエ変換出力について、式７のセンサ局間の共役積を得る。

式６、７から式８の共役積を求めることにより無線周波数信号の位相Ψを除去する。

電波到達時間差ｄ_１２＝τ_２−τ_１は、式８の偏角を２π（ｆ_ｋ’−ｆ_ｋ）で除すことにより得られる。

以上の原理によれば、センサ局間の無線周波数位相差に依存することなく時間差検出を行うことができ、未知局の送信周波数および電波形式の適用範囲が限定されない。

実施の形態
図１は実施の形態に係る測位システム２００の全体構成を示す。測位システム２００は、センサ局である複数の受信装置１００と測位センタ１０４を含み、受信装置１００がそれぞれ測位センタ１０４と有線または無線回線によって接続されている。受信装置１００はそれぞれ未知局１０２からの電波を受信し、ベースバンド信号へ変換したのちＦＦＴを施し、その結果得られたデータを測位センタ１０４へ通知する。測位センタ１０４は通知されたデータと「到達時間差算出の原理」に基づき、未知局１０２の存在しうる位置を特定する。原理的には、３以上の受信装置１００からの通知を得れば、測位センタ１０４は未知局１０２の位置を一意に特定できる。

図２は、ひとつの受信装置１００の内部構成を示す。以下の構成は、いずれも図示しないＣＰＵその他の制御回路および制御ソフトウェアから制御されるものとする。アンテナ１０は未知局１０２からの電波を受信する。受信電波は受信機１４へ入力される。受信機１４はこの信号をキャリア周波数ｆｃで受信し、中間周波信号を増幅器１５へ出力する。増幅器１５の出力はＡ／Ｄコンバータ１６へ入力される。

Ａ／Ｄコンバータ１６はキャリア周波数ｆｃのナイキスト周波数より低いサンプリング周波数ｆｓで入力信号をアンダーサンプリングし、デジタル信号へ変換する。変換後の信号はデジタル信号処理回路１８へ入力される。実施の形態では、キャリア周波数を１０．７ＭＨｚ、サンプリング周波数ｆｓを１０ＭＨｚとする。

デジタル信号処理回路１８へ入力された信号にはＦＦＴが施され、デジタル信号Ｄｏｕｔ（以下「最終信号Ｄｏｕｔ」ともいう）が出力される。最終信号Ｄｏｕｔが測位センタ１０４へ送るべき信号であり、その送信は通信ユニット２５によって行われる。デジタル信号処理回路１８はさらにＡＧＣ機能をもち、Ｄ／Ａコンバータ２３を介して増幅器１５の増幅率を制御する。

ＧＰＳ受信機２２はＧＰＳアンテナ２１を介してＧＰＳ衛星から時刻同期用の信号、具体的には１秒毎の信号（以下「毎秒信号」とよび、図中「１ＰＰＳ」と表記する）を受信する。ＧＰＳ受信機２２の出力は基準信号生成回路２４に入力される。基準信号生成回路２４は同期基準周波数ｆｓｙｎｃを生成して受信機１４へ出力し、図示しないＰＬＬ（Phase Locked Loop）で同期基準周波数ｆｓｙｎｃに同期したサンプリング周波数ｆｓを生成してＡ／Ｄコンバータ１６へ出力し、毎秒信号をデジタル信号処理回路１８へ出力する。ＧＰＳ受信機２２はさらに自身の位置情報Ｌを受信し、これをデジタル信号処理回路１８へ出力する。

デジタル信号処理回路１８は受信した電波のＦＦＴによる周波数展開の結果のデータと、その電波の受信時刻と受信位置を送信フォーマットに格納し、これを毎秒信号をトリガとして最終データＤｏｕｔとして通信ユニット２５へ出力する。通信ユニット２５は最終データＤｏｕｔを測位センタ１０４へ送る。図３は最終データＤｏｕｔのフォーマットを示す。このフォーマットは管理情報その他を含むヘッダ７０、ＦＦＴ後の周波数成分の情報７２、受信時刻の情報７４、および受信位置７６を含む。ただし、毎秒信号をトリガとする送信が行われるため、受信時刻の情報７４は省略することもできる。

図４は、デジタル信号処理回路１８の内部構成を示す。デジタル信号処理回路１８は、直交検波器３０と、その出力にＦＦＴを施す高速フーリエ変換器４２と、ＦＦＴの結果の信号の振幅を求め増幅器１５の増幅率を制御する振幅検出／ＡＧＣ部４５と、高速フーリエ変換器４２の出力と基準信号生成回路２４の出力とを併せて最終データＤｏｕｔを生成するデータ生成器４７とを備える。なお、高速フーリエ変換器４２以下の信号も実部と虚部をもつ複素数であるが、図上は便宜的に一本の信号線で示している。

直交検波器３０は、Ａ／Ｄコンバータ１６の出力をベースバンド化するとともにＩ／Ｑ成分化するもので、サンプリング周波数ｆｓを入力する複素数値制御発振器（以下ＮＣＯ）３２とその出力をπ／２だけ遅らせる移相器３４を有する。ＮＣＯ３２の出力はＡ／Ｄコンバータ１６の出力と乗算器３６で掛け合わされ、移相器３４の出力はＡ／Ｄコンバータ１６と別の乗算器３８で掛け合わされ、それぞれの乗算器の出力が同相成分Ｉと直交成分Ｑとして得られる。Ｉ／Ｑ成分は、ＣＩＣ（Cascaded Integrator-Comb：カスケード積分櫛型フィルタ）／ＦＩＲ４０へ入力される。ＣＩＣ／ＦＩＲフィルタ４０の前段のＣＩＣフィルタは、ベースバンド化されたＩ／Ｑ成分のデータレートを落とし、後段のＦＩＲフィルタはベースバンド化に必要な帯域のみを抽出するデジタルのローパスフィルタである。

こうして必要な帯域処理がされたＩ／Ｑ成分（以下「ＦＦＴ前のＩ／Ｑ成分」ともいう）は高速フーリエ変換器４２へ投入される。ＦＦＴ前のＩ／Ｑ成分から、高速フーリエ変換器４２において周波数成分が得られる。振幅検出／ＡＧＣ部４５は注目周波数の（Ｉ^２＋Ｑ^２）^０．５から振幅を求め、その振幅をもとに既知の手法で増幅率を制御する。

以上の構成による動作は以下のとおりである。まず、任意の電波源１０２が任意の位置で電波を発する。この電波は受信機１４で受信される。受信は１０．７ＭＨｚのキャリア周波数ｆｃで行われる。受信機１４の出力は増幅器１５に入力され、この信号が振幅検出／ＡＧＣ部４５で指示された増幅率で増幅され、Ａ／Ｄコンバータ１６でデジタル化される。この際、１０ＭＨｚのサンプリング周波数ｆｓでダウンコンバートされ、結果的にＡ／Ｄコンバータ１６から７００ｋＨｚを中心とする中間周波数の信号が出力される。この信号はデジタル信号処理回路１８へ入力される。

デジタル信号処理回路１８の直交検波器３０はＡ／Ｄコンバータ１６の出力信号に直交検波を施し、Ｉ／Ｑ成分が生じ、これが高速フーリエ変換器４２へ入力される。高速フーリエ変換器４２はＦＦＴを施し、周波数軸へ変換された信号がデータ生成器４７と振幅検出／ＡＧＣ部４５へ出力される。振幅検出／ＡＧＣ部４５は周波数成分から注目周波数の信号の振幅を計算し、これをもとに増幅器１５の増幅率を制御する。データ生成器４７は図４に従うフォーマットで最終データＤｏｕｔを生成し、これを通信ユニット２５へ出力する。通信ユニット２５はこれを測位センタ１０４へ通知する。測位センタ１０４は複数の受信装置１００から得られた最終データＤｏｕｔをもとに、前述の原理で未知局１０２の位置を特定する。

この実施の形態によれば、以下の効果が得られる。まず、ＡＧＣのための振幅検出信号としてデジタルのＦＩＲフィルタの出力を利用する。ＦＩＲフィルタは等遅延であるため、受信装置１００間の遅延時間差がなくなり、測位精度が高まる。また、デジタルフィルタであるから制御ソフトウェアから容易に帯域中心と帯域幅の選択ができ、フィードバック電圧、更新間隔等のフィードバック条件も容易に設定および変更できる。

Ａ／Ｄコンバータ１６においてアンダーサンプリングするため、デジタル信号処理回路１８は低い中間周波数を処理すればよく、回路全体の利用効率が高まる。その結果、回路規模の低減が可能になる。

ＧＰＳ受信機２２で受信された毎秒信号で内部のクロックを同期化するため、受信装置１００間での同期誤差を低くすることができる。

以上、本発明を実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。

一例として、実施の形態ではサンプリング周波数ｆｓを同期基準周波数ｆｓｙｎｃでロックしたが、同期基準周波数ｆｓｙｎｃを直接利用してもよい。

実施の形態に係る測位システムの全体構成を示す図である。 実施の形態に係る受信装置の構成を示す図である。 測位センタに送信する最終データのフォーマットを示す図である。 受信装置のデジタル信号処理回路の構成を示す図である。

符号の説明

１４ 受信機、 １５ 増幅器、 １６ Ａ／Ｄ変換器、 １８ デジタル信号処理回路、２２ ＧＰＳ受信機、 ２３ Ｄ／Ａ変換器、 ２４ 基準信号生成回路、 ２５ 通信ユニット、 ３０ 直交検波器、 ４２ 高速フーリエ変換器、 ４５ 振幅検出／ＡＧＣ部、 ４７ データ生成器、 １００ 受信装置、 １０４ 測位センタ、 ２００ 測位システム。

Claims (5)

1. 電波源が発した電波の受信信号を所定のキャリア周波数で受信する受信機と、
   受信機の出力をデジタル信号へ変換するＡ／Ｄ変換器と、
   Ａ／Ｄ変換器の出力をベースバンド信号へ変換する検波器と、
   を備え、前記Ａ／Ｄ変換器のサンプリング周波数を前記キャリア周波数より低い値に設定したことを特徴とする受信装置。
2. 電波源が発した電波の受信信号を所定のキャリア周波数で受信する第１受信機と、
   時刻同期用信号を受信する第２受信機と、
   第１受信機の出力をデジタル信号へ変換するＡ／Ｄ変換器と、
   Ａ／Ｄ変換器の出力をベースバンド信号へ変換する検波器と、
   前記時刻同期信号に基づいて受信時刻情報が付されたベースバンド信号を所定の送信先に送信する通信ユニットと、
   を備えることを特徴とする受信装置。
3. 請求項２に記載の装置において、前記Ａ／Ｄ変換器のサンプリングクロックを前記時刻同期用信号に同期させる基準信号生成回路をさらに備えることを特徴とする受信装置。
4. 電波源が発した電波の受信信号を所定のキャリア周波数で受信する受信機と、
   受信機の出力を指定の増幅率で増幅する増幅器と、
   増幅器の出力をデジタル信号へ変換するＡ／Ｄ変換器と、
   Ａ／Ｄ変換器の出力を同相成分と直交成分からなるベースバンド信号へ変換する検波器と、
   検波器で得られた同相成分および直交成分にフーリエ変換を施し、前記同相成分および直交成分を複素周波数成分に展開するフーリエ変換器と、
   フーリエ変換器の出力から所定の周波数の信号の振幅を求め、前記増幅器の増幅率を定める増幅率制御器と、
   を備えることを特徴とする受信装置。
5. 請求項１から４のいずれかに記載の装置において、前記検波器は前記同相成分と直交成分のうち所望の周波数帯域の信号を抽出するＦＩＲフィルタを備えることを特徴とする受信装置。

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