JP4854003B2 - 測距システム - Google Patents

Description

互いに異なる２地点の距離をパルス信号の到着時間差に基づいて測定する測距システムに関するものである。

従来より、互いに異なる２地点の距離を測定するいわゆる測距方法として、電波を利用した測距システムが提案されている。

この測距システムでは、例えば図８に示すように、Ｆ地点からＧ地点に至るまでの距離ｌにつき測定を望む場合には、無線局としての送信装置６１、受信装置６２をそれぞれＦ地点、Ｇ地点に設置する。そして、この送信装置６１からパルス信号により構成される電波を発信し、受信装置６２によりこの電波を受信する。このとき、送信装置６１から発信されたパルス信号が受信装置６２により受信されるまでの到達時間Ｔｄを測定する。この測定した到達時間Ｔｄに電波の伝搬速度Ｖｃを乗算することにより距離ｌを算出することができる。電波の伝搬速度Ｖｃが一定であるため、この到達時間Ｔｄのみを測定することにより、距離ｌを正確に測定することが可能となる。

この伝播時間Ｔｄを測定する方法としては、上記パルス信号の０クロスする時刻を計測する方法や、パルス信号の位相差を識別することにより到達時間Ｔｄを測定する方法に加え、送受信における拡散符号の位相タイミングにより無線機間の距離を測定するスペクトル拡散技術を利用する方法も提案されている。

図９は、このスペクトル拡散技術を利用した従来のシステム構成を示している。本システムは、異なる２地点に設置された無線機７１から無線機７２に至るまでの距離ｄを測定するものであって、無線機７１には、パルス列等で構成される信号を送信する送信部８２と、送信部８２に接続されるアンテナ８３とが実装され、さらに無線機７２からの電波を受信するためのアンテナ８４と、このアンテナ８４に接続される受信部８５と、受信部８５に接続される相関演算部８６と、相関演算部８６に接続される相関位置判定部８７とがさらに実装され、さらに最終的に距離ｄを測定する距離測定部８８がそれぞれ上記送信部８２と相関位置判定部８７に接続されて構成されている。また、この送信部８２並びに受信部８５には、局部発振器８１から局部発信信号が供給される。

また、無線機７２には、無線機７１におけるアンテナ８３から送信されてきた電波を受信するためのアンテナ９１と、このアンテナ９１に接続される受信部９２と、データを送信する送信部９４と、この送信部９４に接続されるとともに電波を発信するためのアンテナ９５とが実装されている。また、この送信部９２並びに受信部９４には、局部発振器９３から局部発信信号が供給される。

この無線機７１における信号生成部８１において、例えばベースバンドの拡散符号と拡散符号の位相タイミングとで表される信号を生成し、生成した信号は、送信部８２で中心周波数ｆｌの高周波信号に変換され、アンテナ８３を介して無線機７２へ送信されることになる。

また、無線機７２では、アンテナ９１を介して受信した高周波の拡散符号を受信部９２で増幅し、図示しない周波数変換部で中心周波数ｆ２に変換した後、無線機７１へ送信すべき信号を作り出し、これを送信部９４を介して無線機７１へ返信する。この無線機７１では、アンテナ８４および受信部８５を介して再送信された拡散符号を受信し、高周波の拡散符号を直交検波によりベースバンドに変換する。更に、相関演算部８６において、拡散符号の自己相関演算を行い、相関位置判定部８７にて、自己相関ピーク位置をもとに、受信した拡散符号の位相タイミングを検出する。距離測定部８８では、送信した拡散符号の位相タイミングと受信した拡散符号の位相タイミングの差Ｔ１を検出し、無線機７１、７２間の距離ｄを算出する。即ち、この図９に示すシステム構成は、無線機７１、無線機７２との間で信号を往復させ、得られた時間差を２で割ることにより距離ｄを算出する、いわゆるＴＷＲ（Two Way Ranging）方式の測距を行うことになる。

ところで、送受信すべき信号を送り出す送信部８２、９４は、時を正確に刻むための発振器により構成された局部発振器８１、９３より局部発振信号が作り出され、これを加算することによりパルス列を作り出している。このため、理想的には局部発振器８１と局部発振器９３が刻む時間が同一であることが望ましいが、実際には、ｐｐｍ単位(１００万分の１単位)でズレが生じていることが多い。

図１０は、この局部発振器８１のオフセットＡ（ｐｐｍ）と、局部発振器９３のオフセットＢ（ｐｐｍ）に対する測距誤差の関係を示している。

この図１０に示すように、局部発振器８１と局部発振器９３との間における相対的な時間差が１０ｐｐｍ程度存在する場合には、実際の距離に対して、測定距離は、３ｍもの誤差が生じてしまう。

このような測距誤差を解消するための技術も従来において提案されている（例えば、非特許文献１〜３参照。）。
V. Brethour, "Two Way Ranging using tracking information to manage crystal offset," IEEE 802.15 WPAN documents, 15-05-0336-r00 R. Hach, "Symmetric double side- Two Way Ranging," IEEE 802.15 WPAN documents, 15-05-0334-r00 R. Roberts, "Ranging subcommittee final report," IEEE 802.15 WPAN documents, 15-04-0581-r07

しかしながら、これら非特許文献１において開示される従来技術は、図９でいう無線機７２のように受信信号を返信するデバイスが、局部発振器を持たない、いわゆる非コヒーレントなデバイスである場合には、これに適用することができず、汎用性が低いという問題点があった。一般に非コヒーレントなデバイスは、コヒーレントなものよりも安価であるため、システム全体のコストを削減するためには、極力、非コヒーレントなデバイスをも適用可能なシステムとする必要があった。

また、非特許文献２において開示される従来技術は、少なくとも３回のパケット変換処理が必要となることからシステム構成が煩雑化し、その分多くの帯域や電力が必要になるという問題点がある。

さらに、非特許文献３において開示されている従来技術では、少なくとも４回のパケット変換処理が必要となることから、非特許文献３の開示技術よりもさらに多くの帯域や電力が必要となるという問題点があった。

そこで、本発明は、上述した問題点に鑑みて案出されたものであり、いわゆるＴＷＲ方式の測距システムにおいて、できるだけ少ない帯域、電力で測距誤差を１万分の１オーダまで小さくすることが可能な測距システムを提供することにある。

本発明に係る測距システムは、上述した課題を解決するために、互いに等振幅で構成されるパルス信号につき等時間間隔で並べたパルス列を電波として発信する発信手段と、返信されてきた上記パルス列を受信する受信手段とを有する発信装置と、上記発信装置から発信された電波としてのパルス列を受信し、上記発信装置に対してこれを返信する返信手段と、上記パルス列を受信してから上記パルス列を返信するまでの返信遅れ時間を演算する演算手段と、上記演算手段により演算された返信遅れ時間を上記発信装置へ通知する通知手段とを有する返信装置とを備え、上記受信手段を介して受信した上記パルス列を構成するパルス信号数をカウントすることにより、上記パルス信号を生成する発振器につき、当該発信装置と上記返信装置との間で相対的な時間差を求める相対時間差算出手段と、上記パルス列を構成する一のパルス信号が上記発信手段により発信されてから上記受信手段により受信されるまでの到達時間を求め、上記通知手段から通知されてきた返信遅れ時間と上記求めた到達時間とに基づいて上記返信装置からの距離を算出するとともに、上記相対時間差算出手段により算出された相対的な時間差に基づいて上記算出した距離を補正する距離算出手段とをさらに有し、上記距離算出手段は、同期が取られた後の最初のパルス信号から検出を開始し、プリアンブルの後に続く実データ領域に至るまでパルス信号の検出を継続するパルス検出ブロックと、上記パルス検出ブロックにより検出されたパルス信号の数を検出するカウンタとを有し、上記相対時間差算出手段は、上記カウンタにより検出されたプリアンブルを構成するパルス列のパルス数に基づいて、上記相対的な時間差を求めることを特徴とする。

本発明に係る測距システムは、いわゆるＴＷＲ方式の測距システムにおいて、できるだけ少ない帯域、電力で測距誤差を１万分の１オーダまで小さくすることが可能となる。

以下、本発明を実施するための最良の形態として、２地点間の距離をいわゆるＴＷＲ（Two Way Ranging）方式に基づいて測定する測距システムにつき、図面を参照しながら詳細に説明する。

図１は、本発明を適用した測距システム１のシステム構成につき示している。この測距システム１は、Ａ地点からＢ地点に至るまでの距離Ｌを測定するシステムであって、Ａ地点に設置された発信装置２と、Ｂ地点に設置された返信装置３とを備えている。

発信装置２並びに返信装置３は、ＵＷＢ（Ultra Wide Band）通信技術を利用して互いに電波を送受信することが可能な無線通信機である。このＵＷＢ通信では、１ナノ秒という非常に短い時間幅のパルス信号を利用し、そのパルス信号の時間軸上の位置や位相を変化させることで搬送波を用いることなく情報を伝送する。１ナノ秒以下という非常に短い時間幅のパルス信号を用いることから、ＵＷＢ通信用の信号が占有する信号帯域は数ＧＨｚと非常に広くなるが、搬送波を用いた変調処理そのものが不要となり、スペクトル電力密度を低減させることができる。このため、これをノイズの信号レベル以下まで抑えることができることから、他の通信システムや各種機器による影響を受けることもなくなり、高いデータ伝送特性が実現されることになる。

また、このＵＷＢ通信では、また、電波を送出する搬送波を用いた通信方式とは異なり、きわめて短いパルスを送出するだけで通信を実現することが可能となることから、消費電力を非常に小さくすることができ、パルス信号の送出間隔を短くすることで非常に高速な通信を実現することも可能となる。

実際にこの測距システム１において、距離Ｌを測定する場合には、発信装置２は、先ず図２に示すようなパケットＰ１１を送信する。この送信されたパケットＰ１１は、時間Δ_ｔ後に返信装置３により受信される。返信装置３は、このパケット１１を受信してから返信遅れ時間Ｔ_ｒｄ後に返信用のパケットＰ１２を発信装置２へ返信する。パケットＰ１２は、時間Δ_ｔ後に発信装置２により受信される。発信装置２は、この受信したパケットＰ１２に基づいて距離Ｌを算出していくことになる。

ここでパケットＰ１１における一のパルス信号の発信装置２からの発信時をＴ１とし、パケットＰ１１における上記一のパルス信号の返信装置３による受信時をＴ２とし、上記一のパルス信号に対応するパケットＰ１２における一のパルス信号の上記返信装置３からの発信時をＴ３とし、パケットＰ１２における上記一のパルス信号の発信装置２による受信時をＴ４とする。ちなみに、これら発信時、受信時は、それぞれプリアンブルの末端のパルス信号についてである。

ここでΔ_ｔは以下の式（１）で表される。
Δ_ｔ＝{（Ｔ２−Ｔ１）＋（Ｔ４−Ｔ３）}／２
＝{（Ｔ４−Ｔ１）−（Ｔ３−Ｔ２）}／２・・・・・・・・・・・（１）

即ち、この（１）式でいうＴ４−Ｔ１は、発信装置２が上記一のパルス信号を送信してから受信するまでの時間Ｔ_ｔａであり、発信装置２側において計測することができる時間である。また、Ｔ３−Ｔ２は、返信遅れ時間Ｔ_ｒｄに相当する。即ち、このΔ_ｔは、（Ｔ_ｔａ−Ｔ_ｒｄ）／２で表されることになる。

しかしながら、この（１）式は、発信装置２、返信装置３に対してそれぞれ実装されている発振器間で発振時間の相対的なズレが無い場合において成立する式である。この発振器における発信時間は、温度や負荷抵抗等により揺らぐ場合がある。即ち、発信装置２と返信装置３との間における各発振器の相対的な時間差を無くすため、本発明を適用した測距システム１における発信装置２では以下に説明するような構成を新たに設けている。

図３は、この発信装置２の詳細なブロック構成を示している。

発信装置２は、ＵＷＢ通信に基づくパルス信号を生成するパルス生成部２１と、このパルス生成部２１に接続されてなるとともに、パルス生成部２１により生成されたパルス信号が送られてくるパルスシェーピング部２２と、パルスシェーピング部２２から出力されるパルス信号につき後述する基準信号に基づいて周波数変換を施すためのミキサ回路２４と、生成した基準信号を上記ミキサ回路２４に対して供給するための局部発信器２３と、ミキサ回路２４において周波数変換された信号につき通過帯域を制限するためのフィルタ２５と、このフィルタ２５に接続されたアンプ２６と、少なくともアンプ２６に接続された切替回路５１と、この切替回路５１に接続されたアンテナ２７とを備えている。

また、この発信装置２は、ＵＷＢ通信に基づくパルス信号を受信装置２から受信した信号が、アンテナ２７、切替回路５１を介して送られてくるフィルタ３２と、フィルタ３２から出力されたパルス列につき、高周波信号処理を施す低雑音増幅器（ＬＮＡ）３３と、このＬＮＡ３３に接続されてなるミキサ回路５２と、コヒーレント信号を処理する復調回路４１と、非コヒーレントを処理するための自乗回路４２と、これら復調回路４１、自乗回路４２に接続されるローパスフィルタ（ＬＰＦ）４３と、アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）４４と、逆拡散回路４５とを備え、さらにこの逆拡散回路は、距離算出部２１２に接続されている。

パルス生成部２１は、ＵＷＢ方式に基づき、数ＧＨｚにもわたる広帯域にわたって短い時間幅のパルス信号を生成する。実際にこのパルス信号を生成する場合において、パルス生成部２１は、互いに等振幅で構成されるパルス信号につき等時間間隔で並べたパルス列を順次生成していくことになる。このパルス生成部２１により生成されたパルス列は、そのままパルスシェーピング部２２へと送信されることになる。

パルスシェーピング部２２は、パルス生成部２１から送信されてきた拡散系列のパルス列を構成する各パルス信号につき所定のシェーピング処理を施す。

局部発振器２３は、変調用の基準信号を生成する。この局部発振器２３によって生成される基準信号の局部発振周波数は、この局部発信器２３内において可変となるように構成されていてもよい。また、この局部発信器２３は、発生すべき局部発振周波数につき、図示しないＰＬＬ回路等に基づいて増強され、減衰されるように制御可能とされていてもよい。

また、この局部発振器２３は、ベースバンドの基準信号としての同相信号（Ｉ信号）及び直交信号（Ｑ信号）を生成する。この局部発振器２３は、生成したＩ信号をミキサ回路５２へ出力する。

ミキサ回路２４は、パルスシェーピング部２２においてシェーピング処理が施されたパルス列を構成する各パルス信号を、局部発信器２３により送出されてきた基準信号に基づいて周波数変換する。このミキサ回路２４は、この周波数変換されたパルス信号からなるパルス列につき、フィルタ２５へ出力する。

フィルタ２５は、ミキサ回路２４から出力されてきたＵＷＢ方式に基づくパルス列につき、所望の帯域のみ通過させるととともに、不要な帯域をカットする。このときフィルタ２５は、ミキサ回路２４における周波数変換時において発生した不要な周波数成分を除去することができるように通過帯域が設定されていてもよい。このフィルタ２５を通過した帯域成分からなるパルス列は、そのままアンプ２６へと出力されることになる。

アンプ２６は、このフィルタ２５から出力されてきたパルス列を増幅し、さらに帯域内で周波数特性がフラットになるように補正する。

切替回路５１は、返信装置３に対して送信すべき信号のアンテナ２７への出力と、返信装置３から送られてきた信号のフィルタ３２への出力を切り替える。

アンテナ２７は、アンプ２６により増幅された電気信号としてのパルス信号より構成されるパルス列につき、電磁的な電波としてのパルス列に変換し、これを空中に放射する。アンテナ２７は、返信装置２から返信されてきた電波としてのパルス列を受信し、これを電気的なパルス信号からなるパルス列に変換する。なお、この発信装置２において、このアンテナ２７から電波としてのパルス列を放射する際の時刻をカウントする機能、並びにアンテナ２７によりパルス列を受信する際の時刻をカウントする機能は予め実装されているものとする。

フィルタ３２は、アンテナ２７により受信したパルス列につきＵＷＢ帯域外の信号を除去する。即ち、発信装置２から返信装置３へ電波が送られる過程において、ＵＷＢ帯域外の信号が重畳される場合もあることから、かかる信号をこのフィルタ３２において精度よく除去する。

ＬＮＡ３３は、アンテナ２７により受信され、フィルタ３２を介して送られてきたパルス列につき、低雑音増幅する。ＵＷＢ方式に基づくパルス信号は、ノイズの信号レベル以下の微弱なものであるため、これを通常のアンプで増幅してもノイズとＵＷＢ信号とを見分けることができなくなる。このため、ＬＮＡ３３を実装することにより、ＵＷＢ方式に基づく所望のパルス信号のみを選択的に増幅させることで、ノイズの影響を除去したパルス列を得ることが可能となる。ＬＮＡ３３により低雑音増幅されたパルス列は、接続されたミキサ回路５２に供給されることになる。

ミキサ回路５２は、ＬＮＡ３３から送信されてきたパルス列を構成する各パルス信号と、局部発振器２３より出力されてきたＩ信号、Ｑ信号とをミキシングして、これを復調部４１へと出力する。ちなみに、非コヒーレント信号としてのパルス列が供給されてきた場合に、かかるパルス列は、自乗回路４２へ送られて自乗処理が施されることになる。

復調部４１は、コヒーレント信号としてのパルス列をＩ信号、Ｑ信号に基づいて復調する。

ＬＰＦ４３は、コヒーレント信号、又は非コヒーレント信号としてのＵＷＢ方式のパルス列につき、高周波成分を除去するとともに、低周波成分のみを通過させる。

ＡＤＣ４４は、ＬＰＦ４３から送出されてきたアナログベースバンドのパルス信号をサンプリングしてデジタル信号化し、このデジタル化されたパルス列を逆拡散回路４５へと送信する。

逆拡散回路４５は、入力されてきたパルス信号につき、所定のコードの波形をテンプレートとして、逆拡散処理を施す。この逆拡散処理が施された信号は、距離算出部２１２へと送られる。

図４は、この距離算出部２１２におけるアルゴリズムの手順を示すブロック構成を示している。

距離算出ブロック２１２は、エッジ検出ブロック４６と、パルス検出ブロック４９につながる。エッジ検出ブロック４６に連結されるカウンタ４８とこのカウンタ４８に接続される開始制御ブロック４７とにより、距離Ｌを算出するための測距カウンタが構成され、またパルス検出部４９とこれにつながるカウンタ５０とにより誤差検出カウンタが構成されている。ちなみに各カウンタ４８、５０は距離算出ブロック５３と時計５１とに繋がることになる。

開始制御ブロック４７並びにエッジ検出ブロック４６は、パルス列におけるいわゆるプリアンブルを構成する部分についてパルス信号を検出する。図４は、この開始制御ブロック４７並びにエッジ検出ブロック４６により検出されるパルス列のフレーム構成を示している。開始制御ブロック４７により、このフレームの先頭に位置するパルス信号から検出が開始される。そして、エッジ検出ブロック４６による制御の下、このパルス信号の検出を終了する。ちなみに、この開始制御ブロック４７は、同期が取られた後の最初のパルス信号から検出を開始することとし、実際には、スタートコマンドによってカウントが可能となる。また、エッジ検出ブロック４６は、返信装置２においてパルス信号に付加されたエッジ部分を識別したときに、このパルス信号の検出を終了する。即ち、このエッジ検出ブロック４６は、図５に示すＣｒ０の領域を構成するパルス信号を検出していくことになる。カウンタ４８は、検出されたパルス信号をカウントすることにより、図２におけるＴ４を求める。このカウンタ４８は、高レートのＧＨｚまでの精度を持つ時計５１により制御されることとなる。このカウンタ４８によるパルス信号の到達時間の検出結果は、距離算出ブロック５３へと通知される。

パルス検出ブロック４９は、パルス列におけるいわゆるプリアンブルを構成する部分について、図５に示す領域Ｃｒ１を構成するパルス信号を検出する。このパルス検出ブロック４９は、同期が取られた後の最初のパルス信号から検出を開始し、プリアンブルの後に続く実データ領域に至るまでパルス信号の検出を継続する。カウンタ５０は、このパルス検出ブロック４９により検出されたパルス信号の数を検出する。このプリアンブルを構成するパルス列は、実データ部とは異なり、パルス信号を規則的に並べた領域である。このため、このプリアンブルを構成するパルス列のパルス数をカウントすることにより、実際にパルス列を作り出す局部発振器２３につき、発信装置２と返信装置３との間で相対的な時間差を求めることができる。以下、パルス信号を生成する局部発信器２３につき、発信装置２と返信装置３との間の相対的な時間差を相対時間差という。

距離算出ブロック５３は、上記（１）式に基づいてΔ_ｔを算出し、これから実際の距離Ｌを算出する。このとき、距離算出ブロック５３は、カウンタ５０から送られてくる相対時間差に基づいてこの距離Ｌを補正する。

なお、上述した例においては、あくまで発信装置２を例に挙げて説明をしたが、返信装置３についても、この図３、４の構成を適用するようにしてもよい。

図６は、本発明を適用した測距システム１の動作フローを示している。

先ず、ステップＳ１１において、発信装置２からパルス列を送信する。ステップＳ１２において返信装置３はこのパルス列を受け、更にステップＳ１３において、今度は、返信装置３から発信装置２へとパルス列を返信する。このとき、返信装置３は、返信遅れ時間Ｔ_ｒｄをステップＳ１４において求める。

発信装置２は、返信装置３から返信されてきたパルス列をステップＳ１５において受け、測距カウンタにより時間Ｔ_ｔａ（＝Ｔ４−Ｔ１）を測定する。また、ステップＳ１６において返信装置３から送信されてきた返信遅れ時間Ｔｒｄを取得する。そしてステップＳ１７において（１）式に基づいてΔ_ｔを算出する。また発信装置２は、ステップＳ１８において、誤差検出カウンタを介して、パルス信号を生成する局部発信器２３の相対時間差を求める。そして、距離算出ブロック５３において、求めた相対時間差を縮小する方向で、上記算出したΔ_ｔに補正をかける（ステップＳ１９）。ちなみに、ステップＳ２０において、発信装置２は、返信装置３からの要求に基づいて、この補正したΔ_ｔを返信装置３へ送信するようにしてもよい。

ここで、発信装置２における局部発振器２３のオフセット量をδrとし、返信装置３における局部発振器２３のオフセット量をδtとする。

返信装置３側のオフセット量δtが存在する場合に、パルス信号を構成するパケットの測定時間Ｔ´は、オフセット量δtが存在しない場合の測定時間Ｔに対して以下の（２）式のように表すことができる。

更に、発信装置２においてオフセット量がδtであるとき、発振装置２は、以下の（３）式により、測定時間Ｔ^ｍを表すことができる。

ここで、δr,δt＜＜１であるとき、（３）式をテイラー展開することにより、以下の（４）式を得ることができる。

高次数の項を無視したとき、発信装置２と返信装置３における相対的なオフセット量は、以下の（５）式に近似させることができる。

また、時間Ｔｔａは、以下の（６）式で与えられる。

算出したΔｔを補正したΔ_ｔ ^ｍは、以下の（７）式で表すことができる。

この（７）式は、発振器間の絶対的なオフセット量の値と、Ｔ_ｒｄと、相対的なオフセット量の差に支配されることが分かる。

この（７）式で表されるΔ_ｔ ^ｍに基づいて、距離Ｌを算出することにより、発信装置２側の発振器と、返信装置３側の発振器との時間的なズレ（オフセット量の差）を解消することが可能となる。

このように本発明を適用した測距システム１は、受信したパルス列を構成するパルス信号数をカウントすることにより、パルス信号を生成する発振器につき、発信装置２と返信装置３との間で相対的な時間差を求め、この相対的な時間差に基づいて算出した距離を補正する。これにより、発信装置２側の発振器と、返信装置３側の発振器との時間的なズレ（オフセット量の差）を解消することが可能となり、できるだけ少ない帯域、電力で測距誤差を１万分の１オーダまで小さくすることが可能となる。

図７は、発信装置２と返信装置３における相対的な時間差（オフセットＣ）を横軸に、測距誤差を縦軸に示している。従来技術と比較して測距誤差を１万分の１オーダまで小さくすることができることがこのシミュレーションの結果から裏付けられることがわかる。

なお、上述した例においては、あくまでＵＷＢ方式に基づいて通信する場合を例にとり説明をしたが、かかる構成に限定されるものではなく、他の通信方式に基づいて測距を行う場合においても適用可能であることは勿論である。

本発明を適用した測距システムの構成図である。 本発明を適用した測距システムの測距原理について説明するための図である。 本発明を適用した測距システムを構成する発信装置のブロック構成図である。 距離算出部におけるアルゴリズムの手順を示すブロック構成を示す図である。 送受信するパルス列の例を示す図である。 本発明を適用した測距システムにおける測距方法について説明するためのフローチャートである。 本発明の効果について説明するための図である。 従来例につき説明するための図である。 従来における測距システムにつき示すブロック構成図である。 従来における測距方法の問題点について説明するための図である。

符号の説明

１ 測距システム
２ 発信装置
３ 返信装置
２１ パルス生成部
２２ パルスシェーピング部
２３ 局部発信器
２４ ミキサ回路
２５ フィルタ
２６ アンプ
５１ 切替回路
２７ アンテナ
３２ フィルタ
３３ 低雑音増幅器（ＬＮＡ）
５２ ミキサ回路
４１ 復調回路
４２ 自乗回路
４３ ローパスフィルタ（ＬＰＦ）４３
４４ アナログ−デジタル変換器（ＡＤＣ）４４
４５ 逆拡散回路
４６ エッジ検出ブロック
４７ 開始制御ブロック
４８ カウンタ
４９ パルス検出ブロック
５０ カウンタ
５１ 時計
５３ 距離算出ブロック

Claims (2)

1. 互いに等振幅で構成されるパルス信号につき等時間間隔で並べたパルス列を電波として発信する発信手段と、返信されてきた上記パルス列を受信する受信手段とを有する発信装置と、
   上記発信装置から発信された電波としてのパルス列を受信し、上記発信装置に対してこれを返信する返信手段と、上記パルス列を受信してから上記パルス列を返信するまでの返信遅れ時間を演算する演算手段と、上記演算手段により演算された返信遅れ時間を上記発信装置へ通知する通知手段とを有する返信装置とを備え、
   上記受信手段を介して受信した上記パルス列を構成するパルス信号数をカウントすることにより、上記パルス信号を生成する発振器につき、当該発信装置と上記返信装置との間で相対的な時間差を求める相対時間差算出手段と、
   上記パルス列を構成する一のパルス信号が上記発信手段により発信されてから上記受信手段により受信されるまでの到達時間を求め、上記通知手段から通知されてきた返信遅れ時間と上記求めた到達時間とに基づいて上記返信装置からの距離を算出するとともに、上記相対時間差算出手段により算出された相対的な時間差に基づいて上記算出した距離を補正する距離算出手段とをさらに有し、
   上記相対時間差算出手段は、同期が取られた後の最初のパルス信号から検出を開始し、プリアンブルの後に続く実データ領域に至るまでパルス信号の検出を継続するパルス検出ブロックと、上記パルス検出ブロックにより検出されたパルス信号の数を検出するカウンタとを有し、上記カウンタにより検出されたプリアンブルを構成するパルス列のパルス数に基づいて、上記相対的な時間差を求めること
   を特徴とする測距システム。
2. 上記発信手段は、ＵＷＢ（Ultra Wide Band）通信方式に基づくパルス列を発信することを特徴とする請求項１記載の測距システム。

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