JP2005142659A - エコーキャンセラ - Google Patents

Abstract

【課題】従来帯域よりも通信帯域が広い音声信号を利用し得る音声通話で、オフセット成分を効率的に除去して通信品質が高く安定した通話を提供できるエコーキャンセラを提供する。
【課題手段】本発明のエコーキャンセラは、適応アルゴリズムを用いてエコー成分を除去するエコーキャンセラにおいて、擬似エコー信号を生成する擬似エコー生成部と、タップ係数を更新する係数更新部とを有する擬似エコー形成手段と、近端入力信号成分に含まれる低域周波数成分を除去する送信用フィルタ手段と、擬似エコー形成手段からの擬似エコー信号に含まれる低域周波数成分を除去する擬似エコー用フィルタ手段と、送信用フィルタ手段を経由した近端入力信号成分に含まれるエコー成分と、擬似エコー用フィルタ手段を経由した擬似エコー信号に基づいて、エコー成分を除去するエコー除去手段とを備えることを特徴とする。
【代表図面】 図１

Description

本発明は、エコーキャンセラに関し、例えば、広い音声帯域を利用し得る音声通話で、低い周波数帯域成分を除去するエコーキャンセラに適用し得る。

近年、急速に普及しているＶｏＩＰ（Ｖｏｉｃｅ Ｏｖｅｒ ＩＰ）通信（以下、ＶｏＩＰ、ＩＰ電話等という）では、通話品質を劣化させる原因として音声信号に含まれるエコー成分がある。

これは、ＶｏＩＰ通信が従来のアナログ回線を利用した音声通信よりも遅延が大きく、しかもこの遅延が不可避的に発生してしまうため、従来のアナログ回線を利用した音声通信よりもエコー感を際立たせるという特性を持っているからである。

従って、ＶｏＩＰ通信においてエコー除去処理は音声品質を良くする上でますます重要なものになってきている。そのため、ＶｏＩＰ通信装置の多くは、エコー成分を除去の為に「エコーキャンセラ」を採用しているものがほとんどである。

ここで、図２を参照して、従来のＶｏＩＰ通信におけるエコーキャンセラによるエコー成分除去について説明する。

図２に示すように、従来のエコーキャンセラ１３は、遠方通話者（以下、遠端という）からのディジタル音声信号を入力する入力端子Ｒｉｎ１、入力端子Ｒｉｎ１からのディジタル音声信号を受信者（以下、近端という）側に与える出力端子Ｒｏｕｔ２、近端からのディジタル音声信号を入力する入力端子Ｓｉｎ７、入力端子Ｓｉｎ７からのディジタル音声信号を遠端に与える出力端子Ｓｏｕｔ９、加算器８、双方向通信検出器１０、係数更新部１４及びフィルタ部１２を有する適応フィルタ１４を備える。

なお、図２では、近端側の電話機５、電話機５と接続するハイブリッド回路４、出力端子Ｒｏｕｔ２からのディジタル音声信号をアナログ信号に変換してハイブリッド回路４に与えるＤ／Ａ変換器３、ハイブリッド回路４からのアナログ信号をディジタル音声信号に変換して入力端子Ｓｉｎ７に与えるＡ／Ｄ変換器６を示す。

図２において、入力端子Ｒｉｎ１に入力した広帯域信号（ディジタル音声信号）は、出力端子Ｒｏｕｔ２に与えられ、Ｄ／Ａ変換器３を経由しアナログ信号に変換され、更にハイブリッド回路４を経由して電話機５に与えられる。これにより、受信者（近端）は遠端の音声を聞き入れることができる。

その一方で、出力端子Ｒｏｕｔ２からの出力は、ハイブリッド回路４で信号の一部が反射され、Ａ／Ｄ変換器６でディジタル信号に変換され、入力端子Ｓｉｎ７に入力される。これにより、出力端子Ｓｏｕｔ９からの出力に、入力端子Ｓｉｎ７が捉えた信号を遠端話者（図示しない）に与えることとなり、遠端話者は自身の声がエコー成分ｙとして聞こえるようになり耳障りになる。

一方、入力端子Ｒｉｎ１に入力した広帯域信号（ディジタル音声信号）は、適応フィルタ１４に与えられ、フィルタ部１２が、エコー成分ｙを打ち消すためのエコーレプリカ（擬似エコー）信号ｙ’を生成して加算器８に与える。

そして、加算器８において、入力端子Ｓｉｎ７からのエコー成分ｙと、フィルタ部１２からのエコーレプリカ信号ｙ’とを減算することでエコー成分ｙを除去することができる。

ここで、フィルタ部１２によるエコーレプリカ信号ｙ’の生成方法の従来例を説明する。ここでは、エコーレプリカ信号ｙ’の生成アルゴリズムで最も良く用いられる公知のアルゴリズムである”学習同定法（ＮＬＭＳ法：Ｎｏｒｍａｌｉｚｅｄ ＬＭＳ）”を用いて説明する。

入力端子Ｒｉｎ１から入力された信号ｘはフィルタ部１２に入力される。フィルタ部１２は、公知のＦＩＲ（有限インパルス応答長）フィルタで構成されている。適応フィルタ１４のタップ係数（以下単に「係数」ともいう。）ｈは後述するように時間と共に変化する。

次に、タップ係数ｈの変化の様子を説明する。いまフィルタ部１２において、時刻ｋで、第ｍ番目のタップ係数をｈ（ｋ，ｍ）とする。入力端子Ｒｉｎ１からの時刻ｋでの入力をｘ（ｋ）とすると、フィルタ部１２では（１）式のようにエコーレプリカ信号ｙ’を作成する。

ここで、Ｍはフィルタ部１２のタップ長であり、設計者がエコー経路の応答長を考慮してあらかじめ適当に定める定数であり、タップ長が大きければ長いエコー長に対応できるがエコーキャンセラ１３の収束がおそくなり、タップ長が小さければ収束は早いが短いエコー長にしか対応できない。

次に、適応フィルタ１４の係数制御方法を説明する。フィルタ部１２のタップ係数は（２）式を用いて制御され時間と共に変化する。

ｈやｘの初期値は０である。（２）式でμはエコーキャンセラ１３の追従速度を決める定数であり、０≦μ≦１の定数であり、μが大きければ収束は早いが定常状態でのエコー消去の精度が悪く、μが小さければ収束が遅い半面、定常状態でのエコー消去の精度がよい。

ここで、ｅ（ｋ）は加算器８の出力であり、時刻ｋでのｙをｙ（ｋ）、同様にｙ’をｙ’（ｋ）とすると（３）式のようになる。

ｅ（ｋ）＝ｙ（ｋ）−ｙ’（ｋ） …（３）
（１）式、（２）式及び（３）式を用いて行うタップ係数更新制御が、いわゆる公知の”学習同定法”であり、タップ係数ｈ（ｋ，ｍ）は、（３）式のｅ（ｋ）、又はｅ（ｋ）のパワーが徐々に０になるように変化していく。つまり、フィルタ部１２のタップ係数は、エコー成分ｙが時間と共に加算器８で徐々に除去されるように更新されていく（適応フィルタ１４が収束するという）。

以上のようにして、エコー経路であるハイブリッド回路４の特性をフィルタ部１２のタップ係数として推定し、エコー成分ｙの除去を行う。

しかし、上述したような係数更新制御は、入力端子Ｓｉｎ７にエコー以外に近端話者信号ｓが入り込むと、（３）式の右辺に近端話者信号ｓが混入してしまい、その結果、下記の（４）式のようになってしまい係数の更新がうまくいかない。

なお、下記の（４）におけるｓ（ｋ）は、例えば時刻ｋでの近端話者の発声や、大きな背景雑音を発生する雑音源によって入力端子Ｓｉｎ７に入力された信号（以後、近端話者信号）である。

ｅ（ｋ）＝ｙ（ｋ）−ｙ’（ｋ）＋ｓ（ｋ） …（４）
したがって、（４）式のように近端話者信号ｓ（ｋ）がある時は係数更新を停止する必要がある。あるいは、別法として、あらかじめ定めた初期収束期間の後、係数の更新を止めて、信号ｓ（ｋ）の影響がないようにしてしまうなどの方法が取られる。

図２では、双方向通信検出器１０が、近端話者信号ｓがある時に係数更新を停止させるものとして示す。双方向通信検出器１０の検出動作は、入力端子Ｓｉｎ７から出力端子Ｓｏｕｔ９への経路上の話者信号を検出して、（４）式の時に係数更新を止められる方法であればどのような方法でも良く、ここでは詳細を述べない。

図２では、双方向通信検出器１０の入力に加算器８の後の信号ｅを用いる従来例を図示したが、双方向検出器１０の入力は送信経路、受信経路上であればどこからとってもよい。

以上が、ＶｏＩＰ通信におけるエコーキャンセラによるエコー除去の動作である。

また、従来のエコーを除去する装置、方法として下記の特許文献１及び２並びに非特許文献１がある。
特開２００３−１９８４３４号公報 特開２０００−１１５０３３号公報 国際勧告ＩＴＵ−Ｔ Ｇ．７２２ ７ｋＨｚ ＡＵＤＩＯ−ＣＯＤＩＮＧ ＷＩＴＨＩＮ６４ ＫＢＩＴ／Ｓ

ところで、従来のアナログ回線を利用した音声通信では、音声信号の通信帯域に制限（３００〜３４００Ｈｚ、以下、従来帯域という）があったが、ＶｏＩＰ通信においては、ＶｏＩＰ回線での音声信号の帯域制限が取り払われたことから、より高品質の音質を提供することが可能であり、需要者からも求められている。

非特許文献１等では、従来帯域（３００〜３４００Ｈｚ）よりも広帯域（５０〜７０００Ｈｚ）の音声符号化技術の勧告が公布されており、実際、専用回線を敷設した上、ヘッドホンとマイクを装着した特殊な端末同士でなら、広帯域の音声符号化を採用した高品位通話装置が実用化されている。

しかし、いわゆる電話機型の広帯域ＶｏＩＰ電話は、次のような理由により、エコーが発生し音質を劣化してしまうので、高品位通話の実用化を図ることが困難である。

つまり、既存の通信設備との兼ね合いから、電話型の広帯域ＶｏＩＰ電話を設置する場合、通信経路中に２線４線変換器であるハイブリッド回路を介在させることがほとんどであるが、上述したように、ハイブリッド回路はエコーを発生源であるから、このような回線系では、不可避的にエコーが発生してしまう。

従って、いわゆる電話型の広帯域ＶｏＩＰ電話に、エコーを除去するエコーキャンセラ技術を適用することが必要となるが、上述したような従来のエコーキャンセラ技術は、はじめから広帯域音声を扱うことを意図していないため、従来のエコーキャンセラ技術を広帯域ＶｏＩＰ電話に適用してもエコーをうまく除去できないという問題点があった。

かかる問題について、本願特許出願人等は、広帯域ＶｏＩＰ電話に適用したエコーキャンセラの性能劣化の要因として次のような要因を見出した。

一般的に、エコーキャンセラは、入力信号に直流オフセット成分が加わると、この直流オフセット成分が信号波形に重畳する固定の直流値として現れ、エコー経路の線形性が失われることから、エコー除去性能が劣化することと知られている。このオフセット成分は専ら、アナログ−ディジタル変換器の特性や、背景ノイズ（例えば、入力端子Ｓｉｎ７からのノイズ成分）が原因であるとされていた。

しかし、広帯域で通信を行う場合においては、Ａ／Ｄ変換器などが正常であっても、広帯域信号自体の特性によって、エコーキャンセラが、オフセット成分又はオフセットとみなせる成分の影響を受けるように振る舞うことがあり、これによりエコーキャンセラの性能が発揮できない場合がある。

これは、広帯域ＶｏＩＰ通信が従来の音声通話に比べて音声信号の周波数帯域が広くなったことによる。広帯域ＶｏＩＰ通信における音声信号は、５０Ｈｚ〜３００Ｈｚの非常に低い周波数帯域成分を含むものとなる。そして、この低い周波数帯域成分がエコーキャンセラの性能に影響を与えることとなる。

本願特許出願人等が見出した、上記の低い周波数帯域成分がエコーキャンセラの性能に与える影響について、図２及び図３を参照して説明する。

図３は、広帯域信号（音声信号）の低い周波数帯域成分（すなわち長周期波形）がエコーキャンセラに与える影響を説明する説明図である。

エコーキャンセラ１３におけるフィルタ部１２のタップ係数（図示せず）は係数更新が進行すると真のエコー経路関数を模擬するように収束する。

しかし、入力信号に直流成分、又は、ほとんど直流とみなせるような低周波数成分がある場合、収束性能が劣化するのは上述したとおりである。

このような低域周波数による振幅オフセット成分（以下、単に「オフセット」という）は、一定区間の信号サンプルの平均値で表現できる。従来技術が対象にした直流オフセット成分は、Ａ／Ｄ変換器が加える時間不変の固定値の直流オフセット成分であったが、広帯域音声信号では、エコーキャンセラが処理するデータ区間において、重畳値が時刻で変動するオフセット成分としてエコーキャンセラに影響を与える。（図３における区間ａ及び区間ｃ）。

図３の区間ｂでは、運良く、オフセット成分（平均値）が無くなるのでエコーキャンセラ１３のフィルタ部１２のタップ係数は真のエコー経路関数にうまく収束する。

さらに具体例を挙げて説明する。広帯域ＶｏＩＰにおいて、国際勧告ＩＴＵ
−Ｔ Ｇ.７２２（非特許文献１）に開示されるように、サンプリング周波数１６ｋＨｚとする。

このとき、エコーキャンセラ１３のタップ長を２５６タップとすると、波形がフィルタタップ長に収まる波形の周波数までであり、それより長い周期の波形（周波数）は表現できない。具体的には、この場合、下限周波数は、１／（２５６×（１／１６０００））＝６２．５Ｈｚであり、これ以下の周波数成分は、フィルタ部１２は表現できない。

また、広帯域ＶｏＩＰ電話では、より臨場感を再現するために、更に低い周波数帯域（２０Ｈｚ〜７０Ｈｚ）の成分も、その他の周波数帯域と同様に通信に用いられる場合がしばしばであり、固定値の直流オフセット成分しか処理できない従来のエコーキャンセラ１３では低域周波数を表現することができず、あたかも信号にオフセット成分がのったと同様になり、エコーキャンセラの性能が著しく劣化してしまうこととなる。

かかる課題を解決する方法として、エコーキャンセラ１３（フィルタ部１２）のタップ長を大きくしてエコーキャンセラ１３が表現できる周波数をさらに低域側に拡大することが考えられる。

しかし、フィルタ部１２のタップ長を大きくすることは、（１）式及び（２）式に示したように、即座に積和演算量の増大を意味しているから、エコーキャンセラ１３をたとえば図示しないディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）で実現する場合などでは、演算量の増大を招いたり、ハードウエア規模が大きくなるなどの弊害が生じてしまうという問題が生じてしまう。

また、エコーキャンセラは、適応フィルタにおいて、（１）式〜（３）式に示した係数更新アルゴリズムに従うように、信号ｘ（ｋ）、信号ｅ（ｋ）及びエコー成分ｙ（ｋ）の時間タイミングを一致させることが、高品質の音声を提供するためには重要である。

そのため、従来帯域よりも通信帯域が広い音声信号を利用し得る音声通話で、オフセット成分を効率的に除去することができると共に、エコー除去に係る時間タイミングのずれをなくし、通信品質が高く安定した通話を提供できるエコーキャンセラが求められている。

かかる課題を解決するために、本発明のエコーキャンセラは、適応アルゴリズムを用いてエコー成分を除去するエコーキャンセラにおいて、タップ係数と遠端入力信号とに基づいて擬似エコー信号を生成する擬似エコー生成部と、タップ係数を更新する係数更新部とを有する擬似エコー形成手段と、近端入力信号成分に含まれる低域周波数成分を除去する送信用フィルタ手段と、擬似エコー形成手段からの擬似エコー信号に含まれる低域周波数成分を除去する擬似エコー用フィルタ手段と、送信用フィルタ手段を経由した近端入力信号成分に含まれるエコー成分と、擬似エコー用フィルタ手段を経由した擬似エコー信号に基づいて、エコー成分を除去するエコー除去手段とを備えることを特徴とする。

本発明のエコーキャンセラによれば、従来帯域よりも通信帯域が広い音声信号を利用し得る音声通話で、発生し得る非固定的なオフセット成分を効率的に除去することができると共に、エコー除去に係る時間タイミングのずれをなくし、通信品質が高く安定した通話を提供できる。

また、本発明のエコーキャンセラによれば、既存する従来電話機を利用する通話に対しても、エコー除去処理を効率的に行なうことができる。

以下では、本発明のエコーキャンセラを実施するための最良の形態について説明する。

以下の実施形態は、広帯域音声信号を利用し得る通話において、広帯域通信の場合にオフセット成分の影響力が少なく、精度よくエコーを除去でき、通話品質の優れた高品位電話用エコーキャンセラについて説明する。

また、以下で説明する実施形態は、音声符号化技術の国際勧告である非特許文献１が勧告する５０Ｈｚ〜７０００Ｈｚの周波数帯域を持つ音声信号の通信を取り扱う場合について説明するが、これに限定されることなく、音声信号の周波数帯域の拡大に伴う、低い周波数帯域成分の除去に広く適用できる。

また、以下で説明する実施形態では、次のような点を考慮する。

以下で説明する実施形態は、上述した課題で説明したオフセット成分によるエコーキャンセラの性能劣化を解決するために、近端入力端子と加算器の間に低域周波数成分を除去するＨＰＦを備える。従って、低域周波数成分のみを強力に除去するＨＰＦをエコー経路に実装するエコーキャンセラも有効である。

しかし、以下の実施形態では、低域周波数成分を強力に除去するＨＰＦを用いるのではなく、従来のＨＰＦを用いて効率的にオフセット成分によるエコーキャンセラの性能劣化を防止する方法を考慮した。

これは、強力なＨＰＦエコー経路に実装する場合、強力なＨＰＦ自体の構成規模が大きくなるので、エコー経路の応答長をＨＰＦ分の応答長だけ延長することとなり、エコーキャンセラがエコー経路のＨＰＦのフィルタ特性をも同時に推測することが必要となるので、エコーキャンセラのタップ長がＨＰＦまでもカバーするように大きくする必要があり、エコーキャンセラとしての装置規模が大きくなることが考えられるからである。

これを回避するために、特許文献２のように、エコー経路が長いとき、エコーキャンセラの演算を節約する技術があるが、遠端出力端子からハイブリッド回路までの純遅延を検出して、当該純遅延に当たる処理を節約するに過ぎず、上述のように近端入力端子と加算器の間に「実応答を有する」フィルタを挿入した場合のように、実際にエコー経路のサンプル長が延長してしまった場合には効果がない。

また、特許文献１のように、エコー経路中に波形加工機能ブロックを挿入しつつ、その波形加工機能ブロックがエコーキャンセラのタップに影響を与えないようにした技術があるが、波形加工機能は、その仕組み上、信号増幅器のように処理遅延がないものに限定される。つまり、ＨＰＦのように波形加工機能が処理遅延を伴うものに関しては効果がない。なぜなら、前述したエコーキャンセラ１３の係数更新アルゴリズムは（１）式〜（３）式に示したように、信号ｘ（ｋ）、信号ｅ（ｋ）、エコー成分ｙ（ｋ）の時間的タイミングが一致していなければ成立しないからである。

具体的には、従来技術の場合、近端入力端子と加算器の間に増幅器を設け、フィルタ部と加算器の間に同様の増幅器を設けてエコーレプリカを増幅し、加算器でエコー減算したのち、こんどは減算後信号を減衰器で減衰して振幅を元に戻してから係数更新部に入力するので、同定アルゴリズム（例えば、学習同同定法）を用いても時間の食い違いは発生しない。したがってこのような場合に限って、エコーキャンセラはうまく動作する。

しかし、もしも波形加工機能がＨＰＦのように遅延がある処理だと、フィルタ部から出力された信号がＨＰＦで遅延（時間的におくれ）をうけ、加算器でエコー減算したのち、こんどは係数更新部に入力する際に、減算後信号の時間を逆方向（時間を進ませる）に上げる必要があり、実現不可能である。

従って、以下の実施形態では、従来のＨＰＦを用いて、低域周波数オフセット成分を効率的に除去することができると共に、エコー除去に係る時間タイミングのずれをなくし、通信品質が高く安定した通話を提供できるエコーキャンセラについて説明する。

（Ａ）第１の実施形態
以下では、本発明のエコーキャンセラの第１の実施形態について図面を参照して説明する。

（Ａ−１）第１の実施形態の構成
図１は、本実施形態のエコーキャンセラを含む全体構成を示すブロック図である。なお、図１では遠端側の話者は図示しない。

図１に示すように、エコーキャンセラを含む全体構成は、入力端子Ｒｉｎ１、出力端子Ｒｏｕｔ２、Ｄ／Ａ変換器３、ハイブリッド回路４、Ａ／Ｄ変換器６、入力端子Ｓｉｎ７、加算器８、出力端子Ｓｏｕｔ９、適応フィルタ１５、通話状態判定部１８、受信ハイパスフィルタ１９ａ（以下、受信ＨＰＦという）、レプリカ用ハイパスフィルタ１９ｂ（以下レプリカＨＰＦという）、送信ハイパスフィルタ１９ｃ（以下、送信ＨＰＦという）を備える。また、ハイブリッド回路４は、電話機５と接続している。

なお、受信ＨＰＦ１９ａ、レプリカＨＰＦ１９ｂ及び送信ＨＰＦ１９ｃ（以下、これらをまとめて説明する場合、単に「ＨＰＦ１９ａ〜１９ｃ」ともいう）は、同じタイプのＨＰＦを適用することが望ましく、本実施形態では、これらＨＰＦ１９ａ〜１９ｃのゲインは１．０として説明する。

また、ＨＰＦ１９ａ〜１９ｃがゲインを持つフィルタを備える場合には、例えば、加算器８と係数更新部１６の間に減衰器を設け、ゲインとはちょうど逆の減衰を加えるような構成であってもよい。

入力端子Ｒｉｎ１は、遠端からのディジタル音声信号を入力し、入力したディジタル音声信号を、受信ＨＰＦ１９ａを介して、通話状態判定部１８、適応フィルタ１５及び出力端子Ｒｏｕｔ２に与えるものである。

受信ＨＰＦ１９ａは、入力端子Ｒｉｎ１からのディジタル音声信号について、所定の周波数以下（例えば、５０Ｈｚ以下）の低域周波数成分を除去し、通話状態判定部１８、適応フィルタ１５及び出力端子Ｒｏｕｔ２に与えるものである。なお、本実施形態では受信ＨＰＦ１９ａから出力されるディジタル音声信号をｘ（以下では、単に「信号ｘ」ともいう）として説明する。

出力端子Ｒｏｕｔ２は、ディジタル音声信号ｘを受け取り、Ｄ／Ａ変換器３に与えるものである。

Ｄ／Ａ変換器３は、出力端子Ｒｏｕｔ２からのディジタル音声信号をアナログ信号に変換して、そのアナログ信号をハイブリッド回路４に与えるものである。

ハイブリッド回路４は、２線４線変換機能を持つ回路である。ハイブリッド回路４は、電話機５との接続回線（２線）での信号の整合性を図りつつ、Ｄ／Ａ変換器３からのアナログ信号を電話機５に与えたり、又は電話機５からの音声信号（アナログ信号）をＡ／Ｄ変換器６に与えるものである。

Ａ／Ｄ変換器６は、ハイブリッド回路４からの音声信号をディジタル信号に変換して入力端子Ｓｉｎ７に与えるものである。

入力端子Ｓｉｎ７は、Ａ／Ｄ変換器６からのディジタル音声信号を、送信ＨＰＦ１９ｃに与えるものである。

送信ＨＰＦ１９ｃは、入力端子１９ｃからのディジタル音声信号について、所定の周波数以下（例えば、５０Ｈｚ以下）の低周波数帯域成分を除去し、加算器８に与えるものである。なお、本実施形態では、送信ＨＰＦ１９ｃから出力されるエコー成分をｙとする。

加算器８は、送信ＨＰＦ１９ｃからのエコー成分ｙと、後述するレプリカＨＰＦ１９ｂにより所定の低周波数成分が除去されたエコーレプリカ信号（以下では、レプリカともいう）ｙ’とを受け取り、エコー成分ｙとエコーレプリカ信号ｙ’とを減算し、その結果エコー成分が除去された信号ｅを、適応フィルタ１５、通話状態判定部１８及び出力端子Ｓｏｕｔ９に与えるものである。

出力端子Ｓｏｕｔ９は、加算器８からのエコー成分が除去された信号ｅを、図示しない遠端話者の電話機に向けて送出するものである。

通話状態判定部１８は、受信経路（入力端子Ｒｉｎ１から出力端子Ｒｏｕｔ２に至る信号経路）と送信経路（入力端子Ｓｉｎ７から出力端子Ｓｏｕｔ９に至るまでの信号経路）を監視し、受信経路にのみ音声信号がある状態を検出するものである。

また、通話状態判定部１８は、受信経路にのみ音声信号がある状態を検出した場合には、係数更新停止信号ｎｔを適応フィルタ１５に出力せず、それ以外の状態の場合（すなわち、送信経路にのみ音声信号がある状態、受信経路及び送信経路の両者に音声信号がない状態、又は、受信経路及び送信経路の両者に音声信号がある状態）、係数更新停止信号ｎｔを適応フィルタ１５に出力するものである。

通話状態判定部１８が、受信経路及び送信経路の両者に音声信号がない状態でも係数更新停止信号ｎｔを出力するのは、受信経路に音声信号がなければエコー成分自体も発生しないから、適応フィルタ１５の係数更新をする必要がないからである。

ここで、通話状態判定部１８が、受信経路及び送信経路に音声信号がある状態を検出する通話状態検出方法、及び、受信経路にのみ音声信号がある状態を検出する通話状態判定方法について説明する。

まず、通話状態判定部１８における通話状態検出方法について説明する。

通話状態判定部１８は、受信ＨＰＦ１９ａを介し入力端子Ｒｉｎ１からのディジタル音声信号ｘと、加算器８からエコー成分が除去された信号ｅとを受け取り、サンプル毎に、受信経路と送信経路とのいずれかに音声信号があるかを検出する。

通話状態判定部１８は、受け取った入力端子Ｒｉｎ１の出力（ディジタル音声信号ｘ）と加算器８の出力（信号ｅ）とに基づいて、下記の（５）式及び（６）式のようにして、これらの音声信号のパワー平均値を求める。

ｐｏｗ＿ｘ（ｋ）＝（ｐｏｗ＿ｘ（ｋ−１）×δ）＋（ｘ^２（ｋ）×（１−δ））
…（５）
ｐｏｗ＿ｅ（ｋ）＝（ｐｏｗ＿ｅ（ｋ−１）×δ）＋（ｅ^２（ｋ）×（１−δ））…（６）
なお、ｋはサンプル番号を表し、ｘ（ｋ）及びｅ（ｋ）は第ｋサンプル番目の信号ｘ及びｅを意味する。また、δは平滑の滑らかさを表わす定数であり、１≧δ≧０なる定数である（なお、本実施形態では、δ＝０．５とするがこれに限定されない）。

（５）式及び（６）式より、δが大きければディジタル音声信号ｘ及びｅの大まかな変化を反映するようになり、背景雑音の影響が小さくなる。一方、δが小さければ信号ｘ、ｅの急峻な変化に敏感に反応するが、背景雑音の影響も受けやすくなる。

次に、通話状態判定部１８における通話状態判定方法について説明する。

通話状態判定部１８は、上記の（５）式及び（６）式により求めたＰｏｗ＿ｘ（ｋ）とＰｏｗ＿ｅ（ｋ）とに基づいて通話状態判定を行ない、その結果受信経路にのみ音声信号がある状態を判定することで、係数更新停止信号ｎｔの出力を行なわないようにする。

つまり、通話状態判定部１８は、Ｐｏｗ＿ｘ（ｋ）とＰｏｗ＿ｅ（ｋ）とに基づいて、「ｐｏｗ＿ｘ（ｋ）＞無音閾値、かつ、ｐｏｗ＿ｘ（ｋ）＞ｐｏｗ＿ｅ（ｋ）＋マージン値」という条件が成立するときは、「受信経路にのみ音声信号がある状態」と判定する。本実施形態では、無音閾値＝−３８ｄＢｍ０とし、マージン値＝６ｄＢとするが、勿論これに限定しない。

なお、本実施形態では、通話状態判定部１８が、ｘ（ｋ）及びｅ（ｋ）のパワー平滑を用いて入力端子Ｒｉｎ１の出力信号と入力端子Ｓｉｎ７の出力信号との検出を行ったが、ｘ（ｋ）及びｅ（ｋ）のパワー絶対値を用いて通話状態を判定してもよい。つまり、通話状態判定部１８は、入力端子Ｒｉｎ１からの出力信号と入力端子Ｓｉｎ７からの出力信号の有無を検出し、通話状態の判定が行える方法であれば、広く適用できる。

続いて、適応フィルタ１５の構成について説明する。適応フィルタ１５は、受信ＨＰＦ１９ａからのディジタル音声信号ｘと、加算器８からエコー成分が除去された残差信号ｅとを受け取り、後述する方法によりエコーレプリカ信号ｙ’’を作成して、レプリカＨＰＦ１９ｂに与えるものである。

適応フィルタ１５は、係数更新部１６とフィルタ部１７とを有し、その詳細な構成を図４に示す。なお、図４では、図１に対応する構成については対応する符号を付して示す。

図４に示すように、適応フィルタ１５は、積和加算部２０、フィルタ係数２１、乗算器２２、遅延レジスタ２３を備える。

ここで、図４においては、受信ＨＰＦ１９ａからの信号ｘ、エコー成分ｙ及びエコーが除去された信号ｅの時間タイミングが重要になるので、必要に応じて各信号を時間タイミングが明確になるように説明する。

まず、フィルタ部１７に関して説明する。図４において、フィルタ部１７は、加算器８、積和加算部２０、係数レジスタ２１、乗算器２２、遅延レジスタ２３を構成する。

遅延レジスタ２３は、受信ＨＰＦ１９ａから信号ｘ（ｋ）をサンプル毎に受け取り、遅延を与えて、乗算器２２に与えるものである。なお、遅延レジスタ２３の段数は、係数レジスタ２１の段数に、後述するフィルタ処理による遅延応じた分の段数（ｄ段数）を余分に有する。すなわち、本実施形態では、遅延レジスタ２３は（ｎ＋ｄ）段数を有する。

係数レジスタ２１は、各サンプル毎の係数を格納するものであって、係数更新部１６によりその係数を更新し得るものである。なお、図４では、係数レジスタ２１が格納する係数をｈ（ｋ，ｎ）のように示し、ｋはサンプル番号、ｎは第ｎ番目の係数を意味する。

乗算器２２は、遅延レジスタ２３からの各サンプル毎の出力信号を受け取り、また各サンプル毎の係数を係数レジスタ２１から受け取り、各サンプル毎の出力信号に遅延に応じた係数を乗算するものである。また、乗算器２２は、各サンプル毎の乗算結果を積和加算部２０に与えるものである。

積和加算部２０は、乗算部２２からの各サンプル毎の乗算結果を受け取り、積和加算して、第1のエコーレプリカ信号ｙ’’（ｋ）を生成するものである。また、積和加算部２２は、生成した第1のエコーレプリカ信号ｙ’’（ｋ）をレプリカＨＰＦ１９ｂに与えるものである。

ここで、乗算器２２及び積和加算部２０で行なう演算は、下記の（７）式に基づいて行ない、第1のエコーレプリカ信号ｙ’’（ｋ）が生成される。

レプリカＨＰＦ１９ｂは、積和加算部２０から第1のエコーレプリカ信号ｙ’’（ｋ）を受け取り、所定の周波数以下（例えば５０Ｈｚ以下）の低周波数成分を除去し、第２のエコーレプリカ信号ｙ’を加算器８に与えるものである。

ここで、レプリカＨＰＦ１９ｂから出力信号は、第1のエコーレプリカ信号ｙ’’に対するフィルタ処理により、あるサンプル時間の遅延が生じる。本実施形態では、この遅延をｄサンプルとして説明する。

この遅延により、加算器８が、第２のエコーレプリカ信号ｙ’（ｋ）を受け取るのは、積和加算部２０からの第１のエコーレプリカ信号ｙ’’（ｋ）の出力に対してｄサンプル後である。

ここで、加算器８は、第１のエコーレプリカ信号ｙ’’（ｋ）に対してｄサンプル遅延が生じた第２のエコーレプリカ信号ｙ’（ｋ−ｄ）と、送信ＨＰＦ１９ｃによるフィルタ処理で同一の遅延が生じたエコー成分ｙ（ｋ−ｄ）とが入力され、これら第２のエコーレプリカ信号ｙ’（ｋ−ｄ）とエコー成分ｙ（ｋ−ｄ）とに基づいて、下記の（８）式のようにして、エコー成分が除去された信号ｅ（ｋ−ｄ）を出力する。

ｅ（ｋ−ｄ）＝ｙ（ｋ−ｄ）−ｙ’（ｋ−ｄ） …（８）
当然のこととして、信号ｅも送信ＨＰＦ１９ｃ、レプリカＨＰＦ１９ｂがない時よりもｄサンプル遅れることになるため（８）式のようになるのである。

なお、受信ＨＰＦ１９ａによるフィルタ処理によっても遅延は生じるが、加算器８でエコー成分ｙと第２のエコーレプリカ信号ｙ’との減算処理で問題となる時間タイミングは、フィルタ部１７及び通話状態判定部１８が信号ｘを取り込み、処理を開始する時間が基準となるから、受信ＨＰＦ１９ａで生じる遅延については無視することができる。

次に、係数更新部１６について説明する。係数更新部１６は、通話状態判定部１８からの係数更新停止信号ｎｔに応じて、フィルタ部１７の係数を更新するものである。具体的には、係数更新部１６は、通話状態判定部１８から、係数更新信号ｎｔを受けた場合にはフィルタ部１７の係数を更新せず、係数更新信号ｎｔを受けない場合にはフィルタ部１７の係数を更新するものである。

また図４において、係数更新部１６は、通話状態判定部１８から係数更新信号ｎｔを受けない場合（すなわち係数更新を行なう場合）、加算器８からエコー成分が除去された信号ｅ（ｋ−ｄ）を受け取り、下記の（９）式のようにして係数レジスタ２１の係数を更新するものである。

なお、図４では、説明便宜上、複数の係数レジスタ２１を備え、それぞれの係数レジスタ２１が、ｈ（ｋ＋１，ｍ（０≦ｍ≦ｎ））又はｈ（ｋ,ｍ（０≦ｍ≦ｎ））のように、サンプル別の係数を別々に格納するもののように示すが、実際は同一の係数レジスタ２１が格納する係数である。つまり、係数レジスタ２１の実際の動作は、格納する係数ｈ（ｋ，ｍ）に対して、上記（９）式に従って更新したｈ（ｋ＋１，ｍ）を上書きするものである。

また、上記（９）式において、（ｋ−ｄ）をＬとして書き直すと、（９）式は下記の（１０）式のようになる。

上記（１０）式を（２）式と比較すると、エコー成分が除去された信号ｅ、信号ｘ及びエコー成分ｙの時間タイミングが完全に一致していることからも、同定アルゴリズムの時間的な整合性がとれているのがわかる。

（Ａ−２）第１の実施形態の動作
次に、本実施形態のエコーキャンセラの動作について説明する。

入力端子Ｒｉｎ１に入力したディジタル音声信号（広帯域音声信号）は、受信ＨＰＦ１９ａにより所定の低周波数帯域が除去されて、通話状態判定部１８、フィルタ部１７及び出力端子Ｒｏｕｔ２に与えられる。なお、通話状態判定部１８、フィルタ部１７の動作に関しては後述する。

出力端子Ｒｏｕｔ２に与えられたディジタル音声信号ｘは、出力端子Ｒｏｕｔ２からＤ／Ａ変換器３に与えられ、アナログ信号に変換される。Ｄ／Ａ変換器３からのアナログ信号は、ハイブリッド４を経由して、電話機５に与えられる。

その一方で、Ｄ／Ａ変換器３から出力されるアナログ信号は、ハイブリッド回路４で反射し、一部の信号（アナログ信号）がＡ／Ｄ変換器６によりディジタル信号に変換され入力端子Ｓｉｎ７に与えられる。

入力端子Ｓｉｎ７から出力するディジタル音声信号は、加算器８及び出力端子Ｓｏｕｔ９を経由して遠端にいる図示しない遠端話者に至る。

また、入力端子Ｓｉｎ７に入力しエコー成分として発生したエコー成分ｙは、送信ＨＰＦ１９ｃにより、所定の低域カットオフ周波数以下（例えば５０Ｈｚ以下）が除去されて加算器８に与えられる。

加算器８において、エコー成分ｙは、レプリカＨＰＦ１９ｂから第２のエコーレプリカ信号ｙ’と減算され、そのエコー成分が除去された残差信号ｅが、出力端子Ｓｏｕｔ９に与えられて、図示しないＩＰ網などの信号経路を通り、これも図示しない遠端の話者電話に向かって出力される。このようにしてエコー成分を除去された音声信号が遠端話者に到達する。

ここで、第２のエコーレプリカ信号ｙ’は、フィルタ部１７で作成された第１のエコーレプリカ信号ｙ’’が、レプリカＨＰＦ１９ｂによって低域カットオフ周波数以下（例えば５０Ｈｚ以下）の周波数が除去された信号である。なお、第１のエコーレプリカ信号ｙ’’の作成方法に関しては後述する。

また、加算器８によりエコー成分が除去された信号ｅは、通話状態判定部１８及び係数更新部１６に与えられる。

通話状態判定部１８では、加算器８からエコー成分が除去された信号ｅと、入力端子Ｒｉｎ１から信号ｘとが入力し、受信経路と送信経路との音声信号があるか否かの検出が行なわれる。

通話状態判定部１８において、入力端子Ｒｉｎ１からの信号ｘと加算器８からの信号ｅはそれぞれ、（５）式及び（６）式に従って、サンプル毎のパワー平滑値が求められる。

通話状態判定部１８により、信号ｘ及び信号ｅのそれぞれの平滑値ｐｏｗ＿ｘ（ｋ）及びｐｏｗ＿ｅ（ｋ）が求められると、通話状態判定部１８において、ｐｏｗ＿ｘ（ｋ）及びｐｏｗ＿ｅ（ｋ）が所定条件を満たしているか否かが判断される。

この所定条件とは、「ｐｏｗ＿ｘ（ｋ）＞無音閾値、かつ、ｐｏｗ＿ｘ（ｋ）＞ｐｏｗ＿ｅ（ｋ）＋マージン値」とする。

所定条件を満たしている場合、通話状態判定部１８により「受信経路にのみ音声信号がある状態」と判定されて、係数更新部１６に係数更新停止信号ｎｔが出力しないようにする。また、所定条件を満たしていない場合には、係数更新部１６に係数更新停止信号ｎｔが出力される。

係数更新停止信号ｎｔが係数更新部１６に出力されない場合、係数更新部１６により、フィルタ部１７の係数レジスタ２１で格納している係数が更新される。

また、係数更新停止信号ｎｔが係数更新部１６に出力される場合、係数更新部１６による係数更新が実行されず、フィルタ部１７の係数レジスタ２１で格納している係数が保持される。なお、係数更新部１６における係数更新の動作に関しては後述する。

ところで、上述したように、入力端子Ｒｉｎ１からのディジタル音声信号ｘは、適応フィルタ１５のフィルタ部１７にも与えられる。フィルタ部１７に信号ｘが入力し、エコーレプリカ信号ｙ’を生成する動作については図４も参照して説明する。

信号ｘ（ｋ）が適応フィルタ１５に入力すると、フィルタ部１７の遅延レジスタ２３に与えられ、遅延レジスタ２３により遅延を受ける。

遅延レジスタ２３により遅延を受けた信号ｘ（ｋ）は、各サンプル毎の乗算器２２に与えられる。

また、係数レジスタ２１が格納している各サンプル毎の各係数は、遅延レジスタの遅延に応じてそれぞれ対応する乗算器２２に与えられる。

乗算器２２において、遅延レジスタ２３からの各信号ｘ（ｋ）は、それぞれ対応する係数レジスタ２１からの各係数と乗算され、その乗算結果が各サンプル毎に積和加算部２０に与えられる。

乗算器２２からの各乗算結果は、積和加算部２０において、積和加算されて第1のエコーレプリカ信号ｙ’’（ｋ）として生成されて、レプリカＨＰＦ１９ｂに与えられる。

なお、このとき、加算器２２及び積和加算部２０において生成される第1のエコーレプリカ信号ｙ’’（ｋ）は、（７）式に従って求められる。

積和加算部２０からの第1のエコーレプリカ信号ｙ’’（ｋ）は、レプリカＨＰＦ１９ｂにより、所定の周波数以下（例えば５０Ｈｚ以下）の低周波数成分が除去され、その低周波数成分が除去された第２のエコーレプリカ信号ｙ’（ｋ）が加算器８与えられる。

ここで、レプリカＨＰＦ１９ｂのフィルタ処理により、第２のエコーレプリカ信号ｙ’（ｋ）は、積和加算部２０から出力される第1のエコーレプリカ信号ｙ’’（ｋ）に対し、ｄサンプル時間だけ遅延が生じたものとなる。

しかし、加算器８においては、エコー成分ｙについても、送信ＨＰＦ１９ｃのフィルタ処理による同一のｄサンプル時間だけの遅延が生じており、（８）式に示すように、エコー成分が除去された残差信号ｅ（ｋ−ｄ）を得ることができる。

また、上述したように、加算器８から出力する信号ｅ（ｋ−ｄ）は、係数更新部１６に与えられる。

以下では、係数更新部１６における動作について説明する。また、ここでは係数更新部１６が、通話状態判定部１８から係数更新停止信号ｎｔを受けていない場合（すなわち係数更新を実行する場合）について説明する。

加算器８からの信号ｅ（ｋ−ｄ）が係数更新部１６に与えられると、係数更新部１６により係数レジスタ２１の係数がサンプル周期毎に更新される。

係数更新部１６において係数レジスタ２１が格納する係数の更新は、（９）式に従って行われる。

また、（１０）式に示されるように、係数更新部１６における係数の更新は、信号ｅ、信号ｘ及びエコー成分ｙとの関係において、時間タイミングが完全に一致しており、同定アルゴリズムの時間的な整合性をとることができる。

すなわち、係数レジスタ２１の係数更新にだけは時間後れをさせた信号を用い、一方でフィルタ部１７のエコーレプリカ作成には時間後れのない信号を用いるという時間的な２段構造を適用することで、遅延が生じてしまうＨＰＦを、レプリカ経路と、エコー経路の両方に備えても、同定アルゴリズム上のｘ（ｋ）、ｅ（ｋ）のタイミングを狂わすことなく、公知の学習同定法を用いてエコーキャンセラを駆動するできることができる。

（Ａ−３）第１の実施形態の効果
以上、本実施形態によれば、受信経路に受信ＨＰＦ１９ａを設け、送信経路（入力端子Ｓｉｎ７と加算器８との間）に送信ＨＰＦ１９ｃを設けることで、エコーキャンセラの性能劣化の原因となる低域周波数成分を除去すると共に、適応フィルタ１５と加算器８との間にレプリカＨＰＦ１９ｂを設けることにより、送信フィルタ１９ｃのフィルタ処理に係る遅延をエコーキャンセラに影響がないように補償することができ、フィルタ部１７のフィルタ処理サンプルと係数更新部１６の処理サンプルとを異なる時間のサンプル列を使うようにしたので、広帯域音声信号が入力しても、低い周波数成分が原因で発生する、あたかもオフセット成分のごとき擾乱を受けることがなく、安定にエコー成分の除去を行い、通話品質を良好にすることができるのである。

（Ｂ）第２の実施形態
次に、本発明のエコーキャンセラの第２の実施形態について説明する。

第１の実施形態では、通話経路の両端に広帯域電話機が繋がっていることを想定して説明したが、実際の利用では、発呼側と着呼側の電話機が広帯域電話機であるか又は従来電話機（通信帯域が３００〜３４００Ｈｚ対応の電話機をいう）であるかを知ることができない。通信端の一端又は両端が従来電話機である場合もある。

第２の実施形態は、かかる点を考慮したものであり、通信端の一端又は両端に従来電話機が繋がった場合でも、フィルタ処理の遅延による時間的整合性を維持しつつ、従来電話機に繋がった場合には無用な処理を軽減させ得るエコーキャンセラについて説明する。

本実施形態のように、通信端に繋がる電話機に応じて無用の処理を軽減することは、例えば、エコーキャンセラをディジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ：図示せず）で実現する場合、ＤＳＰの演算処理量、メモリ量、消費電力を節約する上で有効である。

（Ｂ−１）第２の実施形態の構成
図５は、第２の実施形態のエコーキャンセラを含む全体構成を示すブロック図である。

図５に示す第２の実施形態の構成が、図１に示す第１の実施形態の構成と異なる点は、第２の実施形態が、スイッチ３１、スイッチ３２、スイッチ３５、受信ＬＰＦ３４、送信ＬＰＦ３０、電話機判定部３３を新たに備えると共に、適応フィルタ３６、係数更新部３７、スイッチ部３８の動作である。

なお、図５では、図１の第１の実施形態の構成と対応する構成については対応する符号を付し、これら対応する構成についての詳細な説明は省略する。

受信ＬＰＦ３４は、予め定められた所定の周波数以下（例えば、３００Ｈｚ以下）の低域周波数成分を通過させる低域通過フィルタである。受信ＬＰＦ３４は、入力端子Ｒｉｎ１から入力したディジタル音声信号を受け取り、その入力したディジタル音声信号について、予め定めされた所定の周波数以下（例えば、３００Ｈｚ以下）の低域周波数成分を通過させて、電話機判定部３４に与えるものである。これにより、遠端側からの従来帯域よりも通信帯域が広い受話音声がある場合には、所定以上のパワーを持つ低域周波数成分を電話機判定部３３に与えることができる。

また、送信ＬＰＦ３０も、予め定められた所定の周波数以下（例えば、３００Ｈｚ）の低域周波数成分を通過させるフィルタであり、入力端子Ｓｉｎ７からのディジタル音声信号についての低域周波数成分を通過させて、電話機判定部３４に与えるものである。これにより、近端（電話機５側）からの従来帯域よりも通信帯域が広い送話音声がある場合には、所定以上のパワーを持つ低域周波数成分を電話機判定部３３に与えることができる。

電話機判定部３３は、受信ＬＰＦ３４及び送信ＬＰＦ３０から入力した信号のパワーに基づいて、通信端に繋がっている電話機が広帯域電話機であるか又は従来電話機であるかを判定し、その判定結果に応じたスイッチの切替え信号を、スイッチ３１、３２及び３５並びに適応フィルタ３６のスイッチ部３８に与えるものである。

具体的には、電話機判定部３３は、電話機判定をするための検出閾値（例えば、−４０ｄＢｍ０）が予め定められており、受信ＬＰＦ３４及び送信ＬＰＦ３０から入力した信号のパワーと検出閾値とを比較し、いずれかの信号パワーが検出閾値を超えている場合、検出閾値を超えている側の通信端に広帯域電話機が繋がっていると判定し、その判定結果に応じて切替え信号を出力する。

つまり、電話機判定部３３は、通信端のいずれか一方又は両端に広帯域電話機が繋がっていると判定した場合、スイッチ３１、３２及び３５並びに適応フィルタ３６のスイッチ部３８に切替え信号を出力し、それぞれのスイッチを接点ｂ側に切り換えさせる。

また、通信端の両端に従来電話機が繋がっていると判定した場合、スイッチ３１、３２及び３５並びにスイッチ部３８には出力しない。すなわち、接点ａを閉じるようにさせる。

スイッチ３１は、送信経路に設置されており、入力端子Ｓｉｎ７からの信号を加算器８に与えるか又は送信ＨＰＦ１９ｃからの信号を加算器８に与えるかを切替えるスイッチである。また、スイッチ３１は、初期状態では入力端子Ｓｉｎ７側（接点ａ側）に閉じており、電話機判定部３３からの切替え信号の受信により、送信ＨＰＦ１９ｃ側（接点ｂ側）に切替える。

スイッチ３２は、レプリカ経路に設置されており、フィルタ部３９からの信号を加算器８に与えるか又はレプリカＨＰＦ１９ｂからの信号を加算器８に与えるかを切替えるスイッチである。また、スイッチ３２は、初期状態ではフィルタ部３９側（接点ａ側）に閉じており、電話機判定部３３からの切替え信号の受信により、レプリカＨＰＦ１９ｂ側（接点ｂ側）に切替える。

スイッチ３５は、受信経路に設置されており、入力端子Ｒｉｎ１からの信号を受信経路に出力するか又は受信ＨＰＦ１９ａからの信号を受信経路に出力するかを切替えるスイッチである。また、スイッチ３５は、初期状態では入力端子Ｒｉｎ１側（接点ａ側）に閉じており、電話機判定部３３からの切替え信号の受信により、受信ＨＰＦ１９ａ側（接点ｂ側）に切替える。

なお、本実施形態では、電話機判定部３３の判定結果に応じて、ＨＰＦ１９ａ〜１９ｃを介在させる通信経路と、ＨＰＦ１９ａ〜１９ｃを介在させない通信経路とを切替えることとするが、このような構成に限らず、例えば、ＨＰＦ１９ａ〜１９ｃが例えば複数のフィルタを備える等の可変フィルタであり、電話機判定部３３が、低域周波数成分のパワーに応じて、スイッチ３１、３２及び３５を切替えるように制御してもよい。

次に、適応フィルタ部３６の構成について説明する。図６は、適応フィルタの詳細な構成を示す説明図である。

スイッチ部３８は、遅延レジスタ２３により遅延を受けた信号ｘ（ｋ）をサンプル毎に係数レジスタ２１に与えるものである。スイッチ部３８は、初期状態は各係数レジスタ２１に対応する各遅延レジスタ２３側（接点ａ側）に閉じており、電話機判定部３３からの切替え信号の受信により、ｄサンプル遅延を考慮した各遅延レジスタ２３側（接点ｂ側）に切替える。

（Ｂ−２）第２の実施形態の動作
スイッチ３１、３２及び３５並びにスイッチ部３８の初期状態は、接点ａ側に閉じている。

入力端子Ｒｉｎ１にディジタル音声信号が入力すると、スイッチ３５を介してそれ以降の受信経路に出力される。

一方、入力端子Ｒｉｎ１に入力したディジタル音声信号は、受信ＬＰＦ３４に与えられ、所定の低周波数以下（例えば、３００Ｈｚ以下）の低周波数成分が電話機判定部３３に与えられる。

また、電話機５からの音声は、Ａ／Ｄ変換器６によりディジタル変換されて入力端子Ｓｉｎ７に入力し、スイッチ３３を介して加算器８に与えられる。

一方、入力端子Ｓｉｎ７に入力したディジタル音声信号は、送信ＬＰＦ３０に与えられ、所定の低周波数以下（例えば、３００Ｈｚ以下）の低周波数成分が電話機判定部３３に与えられる。

電話機判定部３３において、受信ＬＰＦ３４からの信号パワー及び送信ＬＰＦ３０からの信号パワーが、予め定められた検出閾値（例えば、−４０ｄＢｍ０）と比較され、その検出閾値を超えている場合、その信号側の通信端に広帯域電話機が繋がっていると判定される。

そして、電話機判定部３３により、通信端のいずれか一端又は両端に広帯域電話機が繋がっていると判定された場合、スイッチ３１、３２及び３５並びにスイッチ部３８にスイッチを切替えすことを指示する切替え信号が出力される。

また、電話機判定部３３により、通信端の両端に従来電話機が繋がっていると判定された場合、スイッチ３１、３２及び３５並びにスイッチ部３８に切替え信号は出力されない。

つまり、スイッチ３１、３２及び３５並びにスイッチ部３８は、電話機判定部３３により、通信端のいずれか一端に広帯域電話機が繋がっていると判断した場合、接点ｂを閉じるように切替え、第1の実施形態で説明した動作が行われる。

なお、スイッチ３１、３２及び３５並びにスイッチ部３８のスイッチが接点ｂに閉じた後、一度呼が切断されるまでの通話中、スイッチは固定され、呼が終了した後、スイッチ３１、３２及び３５並びにスイッチ部３８は、初期状態に戻る。

スイッチ３１、３２及び３５が接点ｂに閉じた場合の動作は、第1の実施形態で説明したので、以下では、通信端の両端に従来電話機が繋がる場合について説明する。

電話機判定部３３において、受信ＬＰＦ３４及び送信ＬＰＦ３０からの信号パワーと検出閾値との比較により、通信端の両端に従来電話機が繋がっていると判定した場合、電話機判定部３３からスイッチ３１、３２及び３５並びにスイッチ部３８に切替え信号は出力されず、スイッチ３１、３２及び３５並びにスイッチ部３８は接点ａを閉じたままとなる。

これにより、入力端子Ｒｉｎ１からの信号ｘ、入力端子Ｓｉｎ７からのエコー成分ｙ及び適応フィルタ３６からのエコーレプリカ信号ｙ’’は、それぞれ受信ＨＰＦ１９ａ、送信ＨＰＦ１９ｃ及びレプリカＨＰＦ１９ｂを通過しなくなる。

これは、通信端の両端に従来電話機と繋がっている場合、受信ＨＰＦ１９ａ、送信ＨＰＦ１９ｃ及びレプリカＨＰＦ１９ｂを、それぞれのフィルタ処理の必要性がないばかりでなく、信号経路上に遅延を与えてしまうので、これを回避するためである。

次に、通信端の両端に従来電話機が繋がっていると判断した場合の係数更新部３７の動作について図４を参照して説明する。

この場合、スイッチ部３８は接点ａを閉じている。勿論、上述したスイッチ３１、３２及び３５も接点ａに閉じられている。

図４において、スイッチ３５から出力した信号ｘ（ｋ）は、フィルタ部３９の遅延レジスタ２３に入力し、遅延を受ける。

遅延レジスタ２３からの信号ｘ（ｋ）は、乗算器２２に与えられ、乗算器２２において、各サンプル毎に係数レジスタ２１からの遅延に応じた係数が乗算され、積和加算部２０与えられ、エコーレプリカ信号ｙ’’（ｋ）が生成され、スイッチ３２を介して加算器８に与えられる。

加算器８においては、エコーレプリカ信号ｙ’（ｋ）（ここでは、フィルタ処理されないのでｙ’’（ｋ）に相当する）と、入力端子Ｓｉｎ７からのエコー成分ｙ（ｋ）とが減算され、エコー成分が除去された残差信号ｅ（ｋ）が出力される。

なお、これまでの動作では、レプリカＨＰＦ１９ｂ及び送信ＨＰＦ１９ｃを介していないので、時間的遅延は生じていないのでタイミングのずれもない。

係数更新部３７において、加算器８からの信号ｅ（ｋ）と、遅延レジスタ２３からスイッチ部３８（接点ａに閉じている）から信号ｘ（ｋ）と受け取り、（２）式に従って、係数更新が行われる。

なお、スイッチ部３８と、各スイッチ３１、３２及び３５とは、それぞれ接点ａ側に閉じられているので、この場合、送信経路、受信経路及びエコーレプリカ出力経路には遅延が存在しないので、時間軸でのタイミングずれが無い。

従って、この場合、エコーキャンセラの同定アルゴリズムは、信号ｅ（ｋ）、エコー成分ｙ（ｋ）の時間タイミングが合っているので、（２）式が実行可能であり、エコー成分を除去できる。

以上のように、電話機判定部２３による通信端に繋がっている電話機の判定をし、通信端の両端が従来電話機である場合、自動的に余分な処理を節約して、ディジタルシグナルプロセッサの資源と消費電力を節約するように動作することができる。

（Ｂ−３）第２の実施形態の効果
以上、本実施形態によれば、スイッチ３１、３２及び３５により、受信ＨＰＦ１９ａ、レプリカＨＰＦ１９ｂ及び送信ＨＰＦ１９ｃを有する広帯域用信号経路と、これらを有しない従来帯域用信号経路を設け、通信端に接続する電話機の種類を判定する電話機判定部３３の判定結果に応じて、広帯域用信号経路と従来帯域用信号経路を選択させると共に、通信端の両端が従来電話機である場合に、遅延のない信号を用いて係数更新させることで、通信端の両端に従来電話機が繋がっている場合であっても、特段の設計変更なしで効率よく、エコー成分を除去でき、しかも、電力、ディジタル処理量などを節約できるのである。

（Ｃ）第３の実施形態
次に、本発明のエコーキャンセラの第３の実施形態について説明する。

第１の実施形態では、非特許文献１（国際規格ＩＴＵ−Ｔ，Ｇ７２２）の音声ＣＯＤＥＣ（広帯域音声符号化：音声帯域５０〜７０００Ｈｚ）に準じた音声帯域を用いた場合について説明した。

しかし、実際の通信経路が独自に敷設された回線である場合も多く、このような場合には、通信帯域の下限周波数が非特許文献１の下限周波数に限定されない場合もなる。つまり、実際の通信帯域の下限周波数は、上記非特許文献１に示されるような下限周波数となることが明確に分かっていない場合も多く、ＨＰＦの下限周波数の設定ができない場合もある。

そこで、本実施形態では、回線の許容下限周波数が未知であっても、広帯域周波数成分のうち、エコーキャンセラにオフセット成分の影響を与えるような、望ましくない低域周波数成分を自動的に除去し、優れたエコー成分除去特性をもつエコーキャンセラについて説明する。

（Ｃ−１）第３の実施形態の構成
図７は、第３の実施形態のエコーキャンセラを含む全体構成のブロック図である。

図７に示す第３の実施形態の構成が、図１に示す第１の実施形態の構成と異なる点は、ＨＰＦ特性制御部５０を備える点と、フィルタ部１９に代えフィルタ部５２、受信ＨＰＦ１９ａに代え受信ＨＰＦ５３ａ、送信ＨＰＦ１９ｃに代え送信ＨＰＦ５３ｃ、レプリカＨＰＦ１９ｂに代えレプリカＨＰＦ５３ｂを備える点である。なお、図１の第１の実施形態の構成と対応する構成については、対応する符号を付し、ここでの詳細な説明は省略する。

フィルタ部５２は、設計者によりタップ長が設定されており、このタップ長がＨＰＦ特性制御部５０に与えられる。このタップ長は、設計者により自由に設定され得るものであり、ハイブリッド回路４の応答長の予測値等を適当に設定してもよい。

ＨＰＦ特性制御部５０は、フィルタ部５２に設定されているタップ長を受け取り、タップ長に基づいて受信ＨＰＦ５３ａ、レプリカＨＰＦ５３ｂ及び送信ＨＰＦ５３ｃのカットオフ周波数（ＣＦ）を求め、受信ＨＰＦ５３ａ、レプリカＨＰＦ５３ｂ及び送信ＨＰＦ５３ｃのカットオフ周波数の特性を制御するものである。

ＨＰＦ特性制御部５０は、フィルタ部５２のタップ長に基づいて、例えば次のような（１１）式の演算を行なうことにより各ＨＰＦ５３ａ〜５３ｃのカットオフ周波数（ＣＦ）を求める。

ＣＦ（Ｈｚ）＝Ｍ／ｓｆ （１１）
なお、Ｍはフィルタ部５２のタップ長であり、ｓｆはサンプリング周波数である。例えば、本実施形態ではｓｆを１６０００Ｈｚとして用いたがこれに限定するものではない。

受信ＨＰＦ５３ａ、レプリカＨＰＦ５３ｂ及び送信ＨＰＦ５３ｃは、ＨＰＦ特性制御部５０の制御により、ＨＰＦ特性制御部５０が求めたカットオフ周波数（ＣＦ）を持つようにするものである。

例えば、受信ＨＰＦ５３ａ、レプリカＨＰＦ５３ｂ及び送信ＨＰＦ５３ｃはそれぞれ、カットオフ周波数が異なる複数のフィルタを有し、ＨＰＦ特性制御部５０の制御により、それら複数のフィルタの中から１個のフィルタを選択するフィルタ部を適用するようにしてもよい。

また例えば、受信ＨＰＦ５３ａ、レプリカＨＰＦ５３ｂ及び送信ＨＰＦ５３ｃそれぞれ、カットオフ周波数を可変させる可変フィルタを適用するにしてもよい。この場合、例えば、ＨＰＦを１個有し、ＨＰＦの低域カットオフ周波数を決定する時定数パラメータを可変しておき、ＨＰＦ特性制御部５０からの制御により、その時定数パラメータを変更することで、カットオフ周波数を変更するようにしてもよい。

なお、本実施形態では、フィルタ部５２に予め３個のタップ長（１２８、２５６、５１２）を設定し、これら３個のタップ長の中から１個を選択して、ＨＰＦ特性制御部５０がカットオフ周波数を求め、それに対応して、受信ＨＰＦ５３ａ、レプリカＨＰＦ５３ｂ及び送信ＨＰＦ５３ｃのそれぞれが、１３０Ｈｚ、６３Ｈｚ、３５Ｈｚの３個のカットオフ周波数を持つフィルタの中から１個選択するようにする。勿論、フィルタ部５０に設定するタップ長、各ＨＰＦ５３ａ〜５３ｃに設定するカットオフ周波数の組み合せはこれに限られない。

（Ｃ−２）第３の実施形態の動作
次に、第３の実施形態のエコーキャンセラの動作について説明する。

入力端子Ｒｉｎ１からの信号ｘは、適応フィルタ５１に与えられる。

適応フィルタ５１におけるフィルタ処理に係るタップ長Ｍが、ＨＰＦ特性制御部５０に与えられる。

タップ長Ｍは、前述したように、設置者が適当に定められばよく、ハイブリッド回路４の応答長の予測値などを適当に設定すればよい。本実施形態では２５６としたが、もちろんこれに限定しない。

ＨＰＦ特性制御部５０において、フィルタ部５２のタップ長Ｍから各ＨＰＦ５３ａ〜５３ｃのカットオフ周波数ＣＦを（１１）式のように求める
ここで、ｓｆはサンプリング周波数であり、１６０００Ｈｚとする。

ＨＰＦ特性制御部５０においてカットオフ周波数（ＣＦ）が求められると、各ＨＰＦ５３ａ〜５３ｃのカットオフ周波数を、求めたカットオフ周波数に対応できるように送信ＨＰＦ５３ｃ、レプリカＨＰＦ５３ｂ、受信ＨＰＦ５３ａの特性が、ＨＰＦ特性制御部５０により制御される。

このようにして、受信ＨＰＦ５３ａ、レプリカＨＰＦ５３ｂ及び送信ＨＰＦ５３ｃのカットオフ周波数が設定され、第１の実施形態で説明した場合と同様に、望ましくない低域周波数成分が除去される。

低域周波数成分の除去後の信号の入出力、係数更新動作は、第１の実施例と同様であるのでここでは説明しない。

（Ｃ−３）第３の実施形態の効果
以上、本実施形態によれば、ＨＰＦ特性制御部５０を設け、フィルタ部５２のタップ長ＭをＨＰＦ特性制御部５０に出力して、ＨＰＦ特性制御部５０が送信ＨＰＦ５３ｃ、受信ＨＰＦ５３ａ、レプリカＨＰＦ５３ｂの低域カットオフ周波数を計算し、送信ＨＰＦ５３ｃ、受信ＨＰＦ５３ａ、レプリカＨＰＦ５３ｂは回線の種別に関係なく、エコーキャンセラのタップ長ＭをもとにＨＰＦ特性制御部５０で計算された低域カットオフ周波数になるようにしたので、フィルタ部５２で表現できないような低域周波数成分を自動的に除去できるようになり、たとえ回線種類、電話機種類が未知あっても、エコー成分打ち消し特性が劣化することはなく、エコーのない通話品質を提供できるのである。

（Ｄ）第４の実施形態
次に、本発明のエコーキャンセラの第４の実施形態について図８を参照して説明する。

第２の実施形態では、電話判定部３３が、固定のＬＰＦ３０、３４からの低域成分の検出に基づいて通話経路の両端にある電話の種別を調べることを説明した。

しかし、実際には、通話帯域が、従来帯域であるのか、広帯域であるのか分からないこともしばしばである。また、広帯域であるにしても、上述の広帯域音声符号の非特許文献１（規絡Ｇ．７２２）等に準拠しない独自の帯域回線を用いている場合もある。

このようなとき、第２の実施形態のように、既存の規格を参考にした既知の固定値（例えば５０Ｈｚ以下など）の低域カットオフ周波数の信号パワーだけでは、両端の電話機種別を判定することができない。

また、図３を用いて説明したように、広帯域信号をそのままエコーキャンセラを駆動すると、フィルタ部３９の係数は時間と共にオフセット成分が加えられたかのごとく変化する。

そこで、本実施形態では、上記の点を考慮して、オフセット成分の特性を利用し、係数がオフセット成分を持っているかどうかで通話経路の端に広帯域電話がつながっているかどうかを検出し、自動的にオフセット成分の影響がないように動作する。

（Ｄ−１）第４の実施形態の構成及び動作
図８は、本実施形態のエコーキャンセラを含む全体構成を示すブロック図である。

図８に示す第４の実施形態の構成が、図５に示す第２の実施形態の構成と異なる点は、受信ＬＰＦ３４、送信ＬＰＦ３０及び電話機判定部３３の代わりに係数オフセット計算部６０を備える点である。なお、図８では、図５に示す構成と対応する構成については対応する符号を付し、これら構成についての詳細な説明は省略する。

係数オフセット計算部６０は、適応フィルタ部３６の係数更新回数をカウントするカウンタ（図示しない）を有し、係数サンプルの平均値を下記の（１２）式のようにして求め、その係数サンプルの平均値に基づいて、係数がオフセット成分を含んでいるか否かを判定するものである。

なお、カウンタは、例えば、予め定められた時間（例えば１秒）における係数更新実行回数を計数するカウンタや、又は係数更新回数（例えば１０００回）自体を計数するカウンタ等を適用することができる。

また、係数オフセット計算部６０は、（１２）式で計算したＨ＿ＡＶをあらかじめ定めたレベル閾値ｔｈ＿Ｈ＿ＡＶ（本発明では４０ｄＢｍ０レベル）と比較し、
ｔｈ＿Ｈ＿ＡＶ＜Ｈ＿ＡＶ （１３）
であれば、係数にオフセットありと判断し、それ以外は係数にオフセット成分なしとする。

係数オフセット計算部６０は、オフセット成分ありの時、スイッチ３１、３２及び３５並びにスイッチ部４０に対して、スイッチを接点ｂに閉じるように切替え信号を出力する。なお、スイッチ３１、３２及び３５並びにスイッチ部４０が、接点ｂに閉じたときの動作は第２の実施形態で説明したのでここでは改めて説明しない。

また、係数オフセット計算部６０で係数オフセットなしの場合、スイッチ３１、３２及び３５並びにスイッチ部４０に対して、スイッチをａに閉じるように信号を出力する。なお、スイッチ３１、３２及び３５並びにスイッチ部４０が、接点ａに閉じたときの動作は第２の実施形態で説明したのでここでは改めて説明しない。

また、本実施形態では、係数オフセット計算部６０の計算結果に応じて、ＨＰＦ１９ａ〜１９ｃを介在させる通信経路と、ＨＰＦ１９ａ〜１９ｃを介在させない通信経路とを切替えることとするが、このような構成に限らず、例えば、ＨＰＦ１９ａ〜１９ｃが例えば複数のフィルタを備える等の可変フィルタであり、係数オフセット計算部６０が、係数の平均値の大きさに応じて、スイッチ３１、３２及び３５を切替えるように制御してもよい。

（Ｄ−２）第４の実施形態の効果
以上、本実施形態によれば、係数オフセット計算部６０を備え、係数オフセット計算部６０が、所定時間又は所定係数更新回数後に、フィルタ部３９が更新した係数の平均値を求め、その平均値が予め定めた閾値より大きい場合、係数オフセット成分ありと判断し、スイッチ３１、３２及び３５並びにスイッチ部４０に対して、スイッチをｂに閉じるように信号を出力して、係数にオフセットがある場合は自動的にオフセットの除去を行い、係数オフセット計算部６０で係数オフセットなしの場合には、スイッチ３１、３２及び３５並びにスイッチ部４０に対して、スイッチをａに閉じるように信号を出力して、自動的に余分なフィルタの処理をなくすようにしたので、あらかじめ回線の種類、両端に接続された電話機の種類などが不明であっても適切にオフセット成分を除去してエコーキャンセラの性能劣化を防ぎ、エコー成分を除去して通話品質を向上することができるのである。

（Ｅ）第５の実施形態
次に、本発明のエコーキャンセラの第５の実施形態について図９を参照して説明する。

図９に示すように第５の実施形態の構成は、図８に示す第４の実施形態の構成に、第３の実施形態で説明したＨＰＦ特性制御部５０を備えることとした点である。

なお、図９において、図８に示す第４の実施形態の構成及び図７に示す第３の実施形態の構成に対応する構成については対応する符号を付す。

このように、第４の実施形態の構成に、ＨＰＦ特性制御部５０を備えることにより、回線種別が不明であっても、ＨＰＦの特性を最適にできるので、回線の種類や、電話機の種類に関わりなく、第４の実施形態よりも更に、エコー成分を適切に除去し、エコー感のない優れた音声通話を実現できる。

より具体的には、第３の実施形態に加え、第４の実施形態で計算した（１２）式のオフセット成分に応じて、あらかじめ定めた閾値と比較し、第３の実施形態でタップ長から算出したＨＰＦのタップ長をさらに変更（短縮）させるようにするよう演算処理量を最小にするようにもできる、結果、回線の種類、電話機の種類に関わりなく、ＤＳＰの演算処理においても最適な処理でエコー感のない優れた音声通話を実現できるのである。

（Ｆ）他の実施形態
（Ｆ−１）上述した第１〜第５の実施形態は、ＶｏＩＰ通信に対応するＩＰ電話に適用する場合に限らず、既存する従来帯域に対応可能な従来電話機にも適用することができる。

(Ｆ−２)上述した第１〜第５の実施形態では、ハイブリッド回路４での処理により生じる回線系エコー成分を除去することとして説明したが、電話機のスピーカとマイクとの間で生じるエコー成分の除去にも適用できる。

第１の実施形態のエコーキャンセラを説明するブロック図である。 従来のエコーキャンセラを説明するブロック図である。 広帯域音声信号の低域周波数カットオフによる影響を説明する説明図である。 第１の実施形態の適応フィルタの構成を説明する構成図である。 第２の実施形態のエコーキャンセラを説明するブロック図である。 第２の実施形態の適応フィルタの構成を説明する構成図である。 第３の実施形態のエコーキャンセラを説明するブロック図である。 第４の実施形態のエコーキャンセラを説明するブロック図である。 第５の実施形態のエコーキャンセラを説明するブロック図である。

符号の説明

１…入力端子（遠端側）、７…入力端子（近端側）、１５…適応フィルタ、
１６…係数更新部、１７…フィルタ部、１９ｂ…レプリカＨＰＦ、
１９ｃ…送信ＨＰＦ。

Claims (8)

1. 適応アルゴリズムを用いてエコー成分を除去するエコーキャンセラにおいて、
   タップ係数と遠端入力信号とに基づいて擬似エコー信号を生成する擬似エコー生成部と、タップ係数を更新する係数更新部とを有する擬似エコー形成手段と、
   近端入力信号成分に含まれる低域周波数成分を除去する送信用フィルタ手段と、
   上記擬似エコー形成手段からの上記擬似エコー信号に含まれる低域周波数成分を除去する擬似エコー用フィルタ手段と、
   上記送信用フィルタ手段を経由した近端入力信号成分に含まれるエコー成分と、上記擬似エコー用フィルタ手段を経由した擬似エコー信号に基づいて、エコー成分を除去するエコー除去手段と
   を備えることを特徴とするエコーキャンセラ。
2. 上記係数更新部が、上記送信用フィルタ手段及び上記擬似エコー用フィルタ手段のフィルタ処理に係る遅延に応じた時間だけ後らせた遠端入力信号に基づいて、タップ係数の更新を実行することを特徴とする請求項１に記載のエコーキャンセラ。
3. 遠端入力端子と上記擬似エコー形成手段との間に、遠端入力信号成分に含まれる低域周波数成分を除去する受信用フィルタ手段を備えることを特徴とする請求項１又は２に記載のエコーキャンセラ。
4. 上記送信用フィルタ手段、上記擬似エコー用フィルタ手段及び受信用フィルタ手段は可変フィルタであり、
   第１の音声信号より通信帯域が広い第２の音声信号を通話経路上で検出し、その検出結果に応じて、上記送信用フィルタ手段、上記擬似エコー用フィルタ手段及び受信用フィルタ手段が除去する周波数帯域を制御する切替制御手段を備えることを特徴とする請求項１〜３のいずれかに記載のエコーキャンセラ。
5. 上記切替制御手段は、遠端入力信号成分及び近端入力信号成分に含まれる低域周波数成分を検知し、検知した低域周波数成分のパワーに応じて、上記送信用フィルタ手段、上記擬似エコー用フィルタ手段及び受信用フィルタ手段が除去する周波数帯域を制御することを特徴とする請求項４に記載のエコーキャンセラ。
6. 上記切替制御手段は、上記係数更新部により更新されたタップ係数が、遠端入力信号が有する低域周波数成分における非固定的なオフセット成分による影響度に応じて、上記送信用フィルタ手段、上記擬似エコー用フィルタ手段及び受信用フィルタ手段が除去する周波数帯域を制御することを特徴とする請求項４に記載のエコーキャンセラ。
7. 上記切替制御手段は、上記係数更新部により更新されたタップ係数の平均値を求め、そのタップ係数の平均値と所定値との比較結果に応じて、タップ係数が、遠端入力信号が有する低域周波数成分におけるオフセット成分による影響度を判定することを特徴とする請求項６に記載のエコーキャンセラ。
8. 上記送信用フィルタ手段、上記擬似エコー用フィルタ手段及び受信用フィルタ手段は可変フィルタであり、
   上記擬似エコー形成手段に設定されるタップ長に基づいて、上記送信用フィルタ手段、上記擬似エコー用フィルタ手段及び受信用フィルタ手段が除去する周波数帯域を制御するフィルタ特性制御手段を備えることを特徴とする請求項１〜７のいずれかに記載のエコーキャンセラ。
   

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