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JP2005094282A - 通信用半導体集積回路 - Google Patents

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聡 荒屋敷
Hirotaka Osawa
弘孝 大澤
Noriyuki Kuragami
典之 倉上
Akira Okasaka
明 岡坂
Yasuyuki Kimura
泰之 木村
Toshiya Uozumi
俊弥 魚住
Hirokazu Miyagawa
裕和 宮川
Satoshi Tanaka
聡 田中
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Abstract

【課題】送信用発振回路を半導体チップに内蔵させる場合に、広い周波数範囲に亘って発振動作することができるとともに、発振周波数の精度を、送信スペクトラムの劣化を防止することができる通信用半導体集積回路（高周波ＩＣ）を提供する。
【解決手段】送信用発振回路（ＴＸＶＣＯ２４０）のＫＶ特性のばらつきを、位相制御ループ内のチャージポンプ（２３７）の電流Ｉcpを調整することで補正するようにした。より具体的には、送信用ＶＣＯのＫＶ値Ｋｖを測定して、Ｋｖ・Ｉcpが所定の値になるようにチャージポンプの電流Ｉcpを調整するようにした。
【選択図】図２

Description

本発明は、発振周波数を切り替えることが可能な電圧制御発振回路（ＶＣＯ）を半導体チップに内蔵させる場合に適用して有効な技術に関し、例えば、複数バンドの信号を送受信可能な携帯電話機のような無線通信装置に用いられて送信信号を変調したりアップコンバートしたりする高周波用半導体集積回路における送信用ＶＣＯの制御ループに利用して有効な技術に関する。
携帯電話機等の無線通信装置（移動体通信装置）の方式の一つに、ＧＳＭ（Global System for Mobile Communication）と呼ばれる方式がある。このＧＳＭ方式においては、搬送波の位相を送信データに応じてシフトするＧＭＳＫ（Gaussian Minimum Shift Keying ）と呼ばれる位相変調方式が用いられている。
ところで、近年のＧＳＭ方式等の携帯電話機においては、ＧＭＳＫ変調モードの他に、搬送波の位相成分と振幅成分を変調する３π／８rotating８−ＰＳＫ（Phase Shift Keying）変調モードを有するＥＤＧＥ（Enhanced Data Rates for GMS Evolution）と呼ばれるシステムが実用化されつつある。１シンボル当たり１ビットの情報を送るＧＭＳＫ変調に対し、３π／８rotating８−ＰＳＫ（以下、８−ＰＳＫと称する）変調では１シンボル当たり３ビットの情報を送ることができるため、ＥＤＧＥモードはＧＭＳＫモードに比べて高い伝送レート（３８４ｋｂｐｓ）による通信が可能である。
送信信号の位相成分と振幅成分にそれぞれ情報を持たせる変調方式の実現方法としては、送信したい信号を位相成分と振幅成分に分離した後、位相制御ループと振幅制御ループでそれぞれフィードバックをかけて制御した後、アンプで合成して出力するポーラループと呼ばれる方式が従来より知られている（例えば、ARTECH HOUSE,INC.が１９７９年に出版の"High Linearity RF Amplifier Design "by Kenington,Peter B.の第１６２頁）。
ところで、近年、無線通信システムにおいては、部品点数を減らしてシステムの小型化および低コスト化を図るため、できるだけ多くの回路を１つあるいは数個の半導体集積回路内に取り込む努力がなされている。その一つに、送信用発振器を、変復調機能を有する半導体集積回路（以下、高周波ＩＣと称する）に内蔵させる試みがあり、ＧＳＭ方式の通信システムを構成する高周波ＩＣに関しては、送信用発振器をオンチップ化させたものが、本出願人等によって開発され提案されている（特許文献１）。
特願２００３−０４８６３１号
本発明者等は、ＥＤＧＥ方式の通信システムを構成する高周波ＩＣに送信用発振器を内蔵させる技術について検討を行なった。その結果、以下のような問題点があることが明らかになった。なお、本発明者等が検討したＥＤＧＥシステムにおけるポーラループ方式は、位相制御ループに関しては送信用発振器の出力または高周波電力増幅回路（以下、パワーアンプと称する）の出力を検出して基準信号と比較する位相比較回路にフィードバックさせ、振幅制御ループに関してはパワーアンプの出力を検出して基準信号と比較する振幅比較回路にフィードバックさせる方式である。かかるポーラループ方式については、本出願人等によって提案された特許出願（特願２００３−５４０４２号）に開示されている。
ところで、従来、携帯電話機においては、例えば８８０〜９１５ＭＨｚ帯のＧＳＭと１７１０〜１７８５ＭＨｚ帯のＤＣＳ（Digital Cellular System）のような２つの周波数帯の信号を扱えるデュアルバンド方式の携帯電話機がある。また、かかるデュアルバンド方式の携帯電話機においては、それぞれの周波数帯に対応した送信用発振器（以下、送信用ＶＣＯと称する）を２つ設け、送信用ＶＣＯを切り替えることにより２つの方式に対応することができるようにしたものがある。
ところが、近年においては、ＧＳＭやＤＣＳの他に例えば１８５０〜１９１５ＭＨｚ帯のＰＣＳ（Personal Communication System）の信号を扱えるトリプルバンド方式の携帯電話機に対する要求がある。また、携帯電話機は今後さらに多くの方式に対応できるものが要求されると予想される。このような複数の方式に対応できる携帯電話機に使用される送信用ＶＣＯは発振帯域（発振可能な周波数範囲）が広いことが必要である。
一方、半導体チップに内蔵させた送信用ＶＣＯの性能を決める大きな要因に、インダクタなどの受動素子のＱ値がある。受動素子のＱ値は、現在の半導体製造技術では半導体チップ上に形成された素子の方がディスクリートの部品で構成された素子よりも低くなってしまう。そこで、インダクタとして外付け素子を用いるようにしているものもある。しかしながら、それでは部品点数の削減が充分に達成されない。従って、インダクタをも含めてオンチップ化することが重要である。
しかし、オンチップ化されたＶＣＯの発振帯域は、受動素子のＱ値が低いため、ディスクリート部品である発振モジュールの発振帯域よりも狭くなるという不具合がある。かかる課題を解決するため、前記先願発明（特願２００３−４８６３１号）では、送信用ＶＣＯの容量値を段階的に変更可能な構成を設け、使用周波数帯に応じていずれかの容量値を選択して発振周波数を切り替えるようにしたマルチバンド方式の送信用ＶＣＯを採用している。
ただし、前記先願発明はＧＭＳＫ変調のみをサポートするＧＳＭシステム用の高周波ＩＣに送信用ＶＣＯを内蔵させるための技術に留まる。本発明者らは、ＥＤＧＥシステム用の高周波ＩＣにマルチバンド方式の送信用ＶＣＯを内蔵させる際に生じる技術的課題について検討した。その結果、製造ばらつきにより送信用ＶＣＯを構成するオンチップの容量素子の容量値が設計値からずれると、各バンドのＫＶ特性（電圧−周波数感度）が所望の特性からずれて制御ループのループゲインが変化してしまい、ＥＶＭ（エラーベクトルマグニチュード）が劣化するとともに、搬送波の周波数から０．４ＭＨｚ離れた周波数の信号レベルの減衰量を意味するスペクトラル・リグロース（送信スペクトラム）が劣化してしまうことが明らかとなった。
ここで、ＥＶＭが劣化すると変調精度が低下し、スペクトラル・リグロースが劣化すると隣接チャネルへのノイズの漏れ量が多くなるため、ＥＶＭの劣化も送信スペクトラムの劣化もできるだけ防止する必要がある。なお、位相制御と振幅制御を別々に行なうポーラループ方式では、送信用ＶＣＯの信号は位相変調成分のみ有し振幅変調成分を持たないのに送信用ＶＣＯのＫＶ特性のばらつきでＥＶＭが劣化するのは、ＰＳＫ変調では位相と振幅との間に密接な関係があり、位相の誤差は振幅の誤差に影響を与えるためであると考えられる。
この発明の目的は、送信用発振回路を半導体チップに内蔵させる場合に、広い周波数範囲に亘って発振動作することができるとともに、発振周波数の精度を高めることができる通信用半導体集積回路（高周波ＩＣ）を提供することにある。
この発明の他の目的は、送信用発振回路を半導体チップに内蔵させる場合に、製造ばらつきに伴う送信用発振回路のＫＶ特性の変化によるＥＶＭの劣化および送信スペクトラムの劣化を防止することができる通信用半導体集積回路を提供することにある。
この発明のさらに他の目的は、特に位相変調と振幅変調を行なうＥＤＧＥシステムを構成する通信用半導体集積回路に送信用発振回路を内蔵させる場合に利用して有効な技術を提供することにある。
この発明の前記ならびにそのほかの目的と新規な特徴については、本明細書の記述および添附図面から明らかになるであろう。
本願において開示される発明のうち代表的なものの概要を簡単に説明すれば下記の通りである。
すなわち、送信用発振回路（送信用ＶＣＯ）を含むＰＬＬ制御ループにおいて、送信用ＶＣＯのＫＶ特性のばらつきを、制御ループ内のチャージポンプの電流Ｉcpを調整することで補正するようにしたものである。より具体的には、送信用ＶＣＯのＫＶ値Ｋｖ（＝発振周波数範囲／制御電圧範囲）を測定して、Ｋｖ・Ｉcpが所定の値になるようにチャージポンプの電流Ｉcpを調整する。また、送信用ＶＣＯのＫＶ特性のばらつきをチャージポンプの電流Ｉcpで補正する場合、チャージポンプの電流Ｉcpがずれていたのでは正しい調整が行なえないので、送信用ＶＣＯのＫＶ特性を補正する前に、先ずチャージポンプの電流を測定して電流のずれを補正する。
上記した手段によれば、送信用ＶＣＯを含むＰＬＬ制御ループにおいて、送信用ＶＣＯのＫＶ特性がばらついても、Ｋｖ・Ｉcp＝一定となるようにチャージポンプの電流Ｉcpを調整することにより、ＥＶＭの劣化を防止して変調精度を高めることができる。
本発明は、特にポーラループ方式で８−ＰＳＫ変調の位相制御と振幅制御を行なうＥＤＧＥシステムを構成する通信用半導体集積回路に送信用発振回路を内蔵させる場合に利用すると有効である。その理由は、以下のとおりである。
ポーラループ方式では、送信用ＶＣＯのＫＶ特性がずれると、位相制御ループのループゲインが変動するため、送信スペクトラムが劣化するおそれがある。具体的には、２つの極ωp1，ωp2と１つのゼロ点ωｚを有する位相制御ループのループゲインの周波数特性を図示すると、図１２のようになり、極とゼロ点の位置はループフィルタによって固定されているため、送信用ＶＣＯのＫＶ特性がずれると、ループゲインの周波数特性は同図に破線で示すように上下にシフトする。そのため、ＫＶ特性のばらつきで位相制御ループの雑音抑圧度が変動し、送信スペクトラムの劣化を招いてしまう。従って、上記した手段により送信用ＶＣＯのＫＶ特性のばらつきを補正することにより、送信スペクトラムを向上させることができる。
また、ポーラループでは、送信信号が位相成分と振幅成分に分離され、それぞれ位相制御ループと振幅制御ループにより制御された後、パワーアンプにて合成されて出力されるため、位相成分と振幅成分の周波数帯域が合っていないと変調精度が悪化する。表１に、ポーラループ方式を採用した送信回路において位相制御ループと振幅制御ループの周波数帯域を色々変えて８−ＰＳＫ変調モードで動作させたときの変調精度（ＥＶＭ）のシミュレーション結果を示す。
Figure 2005094282
また、表２には、同様の条件でシミュレーションを行なって得られたスペクトラル・リグロースを示す。
Figure 2005094282
表１および表２においては、左上から右下に向かう対角線上の数値が２つのループの周波数帯域が合っている状態での数値を示している。表１および表２より、位相制御ループと振幅制御ループの周波数帯域が合っているほど変調精度およびスペクトラル・リグロースは良好になることが分かる。従って、位相制御ループの周波数帯域と振幅制御ループの周波数帯域を、それぞれのループフィルタで同一の帯域（例えば搬送波の周波数±１．８ＭＨｚ）に設定するのがよい。
しかし、そのように設定した場合であっても、送信用ＶＣＯのＫＶ特性がばらついてＶＣＯの発振周波数範囲と位相制御ループのループ帯域との関係が所望の関係からずれると、ＶＣＯの発振周波数範囲と振幅制御ループのループ帯域との関係も所望の関係からずれてしまう。そのため、位相制御精度および振幅制御精度が低下するおそれがあるが、ＶＣＯのＫｖ・Ｉcpを補正することによりＶＣＯの発振周波数範囲と位相制御ループのループ帯域との関係およびＶＣＯの発振周波数範囲と振幅制御ループのループ帯域との関係が所望の関係となるようにすることができ、それによって位相制御精度のみならず振幅制御精度も向上させることができる。
本願において開示される発明のうち代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば下記のとおりである。
すなわち、本発明に従うと、送信用発振回路（ＴＸＶＣＯ）を多バンド構成にしたことによりＴＸＶＣＯを半導体チップに内蔵させた場合にも、広い周波数範囲に亘って発振動作することができるとともに、容量素子のばらつきによりＫＶ値がずれたとしてもこれを補正することができるため発振周波数の精度を高めることができる。
また、位相成分の変調と振幅成分の変調を行なうＥＤＧＥシステムを構成する通信用半導体集積回路（高周波ＩＣ）にＴＸＶＣＯを内蔵させた場合には、製造ばらつきでＴＸＶＣＯのＫＶ特性が所望の特性からずれると、ＥＶＭが劣化するとともに送信スペクトラムが劣化するおそれがあるが、上記実施例を適用することによってＴＸＶＣＯのＫＶ値のずれを補正することができるためＥＶＭを良好にして変調精度を向上させるとともに、送信スペクトラムの劣化を防止することができる。
次に、本発明の実施例について図面を用いて説明する。
図１は、本発明に係る送信用発振回路を内蔵した通信用半導体集積回路（高周波ＩＣ）及びそれを用いた無線通信システムの一実施例を示すブロック図である。この実施例は、位相制御ループと振幅制御ループを有するいわゆるポーラループ方式で８−ＰＳＫ変調を行なうＥＤＧＥ方式の無線システムに適用したものである。
図１に示す無線通信システムは、信号電波を送受信するアンテナ１００と、送受信を切り替えるスイッチ１１０と、受信信号から不要波を除去するＳＡＷフィルタなどからなるバンドパスフィルタ１２０と、送信信号を増幅する高周波電力増幅回路（パワーアンプ）１３０と、受信信号を復調したり送信信号を変調したりする高周波ＩＣ２００と、送信データをＩ，Ｑ信号に変換したり高周波ＩＣ２００を制御したりするベースバンド回路３００とからなる。この実施例では、高周波ＩＣ２００およびベースバンド回路３００は、各々別個の半導体チップ上にそれぞれ半導体集積回路として構成されている。
特に制限されるものでないが、この実施例の高周波ＩＣ２００は、ＧＳＭ８５０とＧＳＭ９００、ＤＣＳ１８００、ＰＣＳ１９００の４つの通信方式による信号の変復調が可能に構成されている。また、これに応じて、バンドパスフィルタ１２０は、ＧＳＭ系の周波数帯の受信信号を通過させるフィルタと、ＤＣＳ１８００の周波数帯の受信信号を通過させるフィルタと、ＰＣＳ１９００の周波数帯の受信信号を通過させるフィルタとからなる。
本実施例の高周波ＩＣ２００は、大きく分けると、受信系回路と、送信系回路と、それ以外の制御回路やクロック系回路などの送受信系に共通の回路からなる制御系回路とで構成される。
受信系回路は、受信信号を増幅するロウノイズアンプ２１０と、高周波用発振回路（ＲＦＶＣＯ）２５０で生成された発振信号φRFを分周し互いに９０°位相がずれた直交信号を生成する分周移相回路２１１と、ロウノイズアンプ２１０で増幅された受信信号に分周移相回路２１１で分周された直交信号を合成することで復調を行なうミキサからなる復調回路２１２ａ，２１２ｂと、復調されたＩ，Ｑ信号をそれぞれ増幅してベースバンド回路３００へ出力する高利得増幅部（ＰＧＡ）２２０Ａ，２２０Ｂなどからなる。
送信系回路ＴＸＣは、例えば６４０ＭＨｚのような中間周波数の発振信号φIFを生成する発振回路（ＩＦＶＣＯ）２３０と、該発振回路２３０で生成された発振信号φIFを分周しかつ互いに９０°位相がずれた直交信号を生成する分周移相回路２３２と、生成された直交信号をベースバンド回路３００から供給されるＩ信号とＱ信号により変調をかけるミキサからなる変調回路２３３ａ，２３３ｂと、変調された信号を合成する加算器２３４と、所定の周波数の送信信号φTXを発生する送信用発振回路（ＴＸＶＣＯ）２４０ａ，２４０ｂと、送信用発振回路２４０ａ，２４０ｂから出力される送信信号φTX（フィードバック信号）と高周波用発振回路（ＲＦＶＣＯ）２５０で生成された発振信号φRFを分周した信号φRF'とを合成することでそれらの周波数差に相当する周波数の信号を生成するオフセットミキサ２５３ａと、該オフセットミキサ２５３ａの出力と前記加算器２３４で合成された信号TXIFとを比較して周波数差および位相差を検出する位相比較回路２３６と、該位相検出回路２３６の出力に応じた電圧を生成するチャージポンプ&ループフィルタ２３７と、高周波電力増幅回路１３０から出力される送信出力をカプラ等で抽出したフィードバック信号と高周波用発振回路（ＲＦＶＣＯ）２５０で生成された発振信号φRF'とを合成することでそれらの周波数差に相当する周波数の信号を生成する第２のオフセットミキサ２３５ｂと、該オフセットミキサ２３５ｂの出力と前記加算器２３４で合成された信号TXIFとを比較して振幅差を検出する振幅比較回路２３８と、検出された振幅差に応じた電圧とベースバンドＩＣ３００からの出力レベル指示信号Ｖrampとから高周波電力増幅回路１３０の利得を制御する信号Ｖapcを生成するＰＡ出力制御回路２３９などから構成されている。
送信用発振回路２４０ａ，２４０ｂのうち一方はＧＳＭ用の８５０〜９００ＭＨｚ帯の信号を生成する回路、他方はＤＣＳおよびＰＣＳ用の１８００〜１９００ＭＨｚ帯の信号を生成する回路である。
また、この実施例の高周波ＩＣ２００のチップ上には、チップ全体を制御する制御回路２６０と、前記高周波用発振回路（ＲＦＶＣＯ）２５０と共にＲＦ用ＰＬＬ回路を構成するＲＦシンセサイザ２６１と、前記中間周波数の発振回路（ＩＦＶＣＯ）２３０と共にＩＦ用ＰＬＬ回路を構成するＩＦシンセサイザ２６２と、これらのシンセサイザ２６１および２６２の基準クロックとなるクロック信号φrefを生成する基準発振回路（ＶＣＸＯ）２６４とが設けられている。シンセサイザ２６１および２６２は、それぞれ位相比較回路とチャージポンプとループフィルタなどで構成される。
なお、基準発振信号φrefは周波数精度の高いことが要求されるため、基準発振回路２６４には外付けの水晶振動子Ｘtalが接続される。基準発振信号φrefとしては、２６ＭＨｚあるいは１３ＭＨｚのような周波数が選択される。かかる周波数の水晶振動子は汎用部品であり容易に手に入れることができるためである。
制御回路２６０には、コントロールレジスタが設けられ、このレジスタにはベースバンドＩＣ３００からの信号に基づいて設定が行なわれる。具体的には、ベースバンドＩＣ３００から高周波ＩＣ２００に対して同期用のクロック信号ＣＬＫと、データ信号ＳＤＡＴＡと、制御信号としてロードイネーブル信号ＬＥＮとが供給されており、制御回路２６０は、ロードイネーブル信号ＬＥＮが有効レベルにアサートされると、ベースバンドＩＣ３００から伝送されてくるデータ信号ＳＤＡＴＡをクロック信号ＣＬＫに同期して順次取り込んで、上記コントロールレジスタにセットする。特に制限されるものでないが、データ信号ＳＤＡＴＡはシリアルで伝送される。ベースバンドＩＣ３００はマイクロプロセッサなどから構成される。
制御回路２６０内のコントロールレジスタは、特に制限されるものでないが、高周波用発振回路（ＲＦＶＣＯ）２５０や中間周波数の発振回路（ＩＦＶＣＯ）２３０におけるＶＣＯの周波数測定を開始させる制御ビットや、受信モード、送信モード、アイドルモードなどのモードを指定するビットフィールドなどが設けられる。ここで、アイドルモードは待受け時等ごく一部の回路のみ動作し少なくとも発振回路を含む大部分の回路が停止するスリープ状態となるモードである。
この実施例では、位相検出回路２３６と、チャージポンプ&ループフィルタ２３７、送信用発振回路（ＴＸＶＣＯ）２４０ａ，２４０ｂおよびオフセットミキサ２３６によって周波数変換を行なう送信用ＰＬＬ回路（ＴＸＰＬＬ）が構成される。本実施例のマルチバンド方式の無線通信システムでは、例えばベースバンドＩＣ３００からの指令によって制御回路２６０が、送受信時に高周波用発振回路２５０の発振信号の周波数φRFを、使用するチャネルに応じて変更すると共に、ＧＳＭモードかＤＣＳ／ＰＣＳモードかに応じて、オフセットミキサ２３５ａ，２３５ｂに供給される信号の周波数を変更することによって送信周波数の切り替えが行なわれる。
一方、高周波用発振回路（ＲＦＶＣＯ）２５０の発振周波数は、受信モードと送信モードとで異なる値に設定される。高周波用発振回路（ＲＦＶＣＯ）２５０の発振周波数ｆRFは、送信モードでは、例えばＧＳＭ８５０の場合３６１６〜３７１６ＭＨｚに、ＧＳＭ９００の場合３８４０〜３９８０ＭＨｚに、またＤＣＳの場合３６１０〜３７３０ＭＨｚに、さらにＰＣＳの場合３８６０〜３９８０ＭＨｚに設定され、この発振周波数ｆRFが分周回路でＧＳＭの場合は１／４に分周され、またＤＣＳとＰＣＳの場合は１／２に分周されてオフセットミキサ２３５ａ，２３５ｂに供給される。
オフセットミキサ２３５ａは、ＲＦＶＣＯ２５０からの発振信号φRFと送信用発振回路（ＴＸＶＣＯ）ＴＸＶＣＯ２４０ａ，２４０ｂからの送信用発振信号φTXの周波数の差（ｆRF−ｆTX）に相当する信号を出力し、この差信号の周波数が変調信号TXIFの周波数と一致するように送信用ＰＬＬ（ＴＸＰＬＬ）が動作する。言いかえると、ＴＸＶＣＯ２４０ａ，２４０ｂは、ＲＦＶＣＯ２５０からの発振信号φRFの周波数（ＧＳＭの場合はｆRF／４，ＤＣＳとＰＣＳの場合はｆRF／２）と変調信号TXIFの周波数との差に相当する周波数で発振するように制御される。
また、この実施例においては、ＴＸＶＣＯ２４０ａ，２４０ｂの周波数のキャリブレーションおよび使用バンドの選択を行なうため、ＴＸＶＣＯ２４０ａ，２４０ｂの出力φTXがＩＦシンセサイザ２６２に供給され、ＩＦシンセサイザ２６２からのバンド選択信号ＶＢ３〜ＶＢ０がＴＸＶＣＯ２４０ａ，２４０ｂへ供給されるように構成されている。
本実施例の高周波ＩＣにおいては、送信用ＶＣＯのＫＶ値Ｋｖ（＝発振周波数範囲／制御電圧範囲）を測定してＫｖ・Ｉcpが所定の値になるようにチャージポンプの電流Ｉcpを調整することで送信用ＶＣＯのＫＶ特性のばらつきを補正するようにしている。ここで、送信用ＶＣＯのＫＶ特性のばらつきをチャージポンプの電流Ｉcpで補正する場合、チャージポンプの電流Ｉcpがずれていたのでは正しい調整が行なえない。そこで、送信用ＶＣＯのＫＶ特性の補正の前に先ずチャージポンプの電流を測定してずれを補正しておく必要がある。
図２を用いて、本実施例におけるチャージポンプの電流Ｉcpのずれの補正の仕方を説明する。図２は、図１におけるチャージポンプ&ループフィルタ２３７のうちチャージポンプ２３７ａの部分の詳細を示す。
チャージポンプ２３７ａは、チャージアップ用の電流源ＩＰと、チャージダウン用の電流源ＩＮと、これらの電流源ＩＰ，ＩＮと出力ノードＮ０との間に接続され送信時には位相比較回路２３６からのアップ信号ＵＰまたはダウン信号DOWNによりオン、オフされるスイッチＳ１，Ｓ２と、上記電流源ＩＰと並列に設けられた電流補正用の電流源ＴＩ１〜ＴＩｎと、これらの電流源ＴＩ１〜ＴＩｎとスイッチＳ１との間に設けられた調整用スイッチＳ１１〜Ｓ１ｎなどから構成されている。
チャージポンプ２３７ａの出力ノードＮ０と接地点との間にループフィルタを構成する容量ＣLFが接続されている。特に制限されるものでないが、この実施例においては、容量ＣLFは外付け容量とされている。ループフィルタは、一次のフィルタの場合、上記容量ＣLFと配線寄生抵抗等から構成することができるが、二次以上の高次のフィルタの場合には、さらに容量と抵抗が設けられる。このうち、容量ＣLFを除く抵抗と容量は位相比較回路２３６よりも前段に設けるようにしてもよい。
この実施例のチャージポンプ２３７には、電流源ＩＰの電流値を測定して電流ばらつきを補正できるようにするため、チャージポンプ２３７ａの出力ノードＮ０の電位を検出するコンパレータ３７１と、該コンパレータ３７１の出力によってラッチ動作するＤ型フリップフロップ３７２と、基準クロックφrefを計数することにより計時動作を行なうタイマカウンタ３７３と、該タイマカウンタ３７３の計数値と規定値とに基づいて電流Ｉcpの補正値を算出する演算回路３７４と、算出された補正値を記憶するレジスタ３７５などからなる電流測定補正回路３７０が設けられている。そして、演算回路３７４からチャージポンプ２３７ａ内の調整用スイッチＳ１１〜Ｓ１ｎを制御する信号ＴＤ１〜ＴＤｎが供給されて、電流源ＩＰの電流値のずれが補正されるようにされている。また、チャージポンプ２３７ａの出力ノードＮ０と接地点との間には、容量ＣLFの電荷をディスチャージするリセット用のスイッチＳ０が設けられている。
次に、チャージポンプ２３７の電流源ＩＰの電流値の測定および補正動作について、図３を用いて説明する。
電流値の測定に際しては、先ず、測定開始信号TX_ONをロウレベルにして、スイッチＳ０をオンさせて容量ＣLFの電荷をディスチャージした状態で、信号ICPDEF_ONをハイレベルに変化させてコンパレータ３７１を活性化する（タイミングｔ１）。また、チャージポンプ２３７内のスイッチＳ１をオン、スイッチＳ２およびＳ１１〜Ｓ１ｎをオフの状態に設定する。そして、例えば１μ秒のような時間をおいて測定開始信号TX_ONをハイレベルに変化させる（タイミングｔ２）。すると、スイッチＳ０がオフされて、電流源ＩＰからの電流によって容量ＣLFが充電され、出力ノードＮ０の電位Ｖcapが徐々に増加する。これとともに、タイマカウンタ３７３では、クロックφrefによる計時動作が開始される。
コンパレータ３７１には、電流源ＩＰの電流値が設定通りの値である場合に、充電開始後所定時間後に出力ノードＮ０の電位Ｖcapが到達すべき電圧が比較電圧ＶBGとして印加されており、出力ノードＮ０の電位Ｖcapがこの比較電圧ＶBGに達すると、コンパレータ３７１の出力が変化してフリップフロップ３７２の出力がハイレベルに変化される（タイミングｔ３）。これにより、タイマカウンタ３７３が計時動作を停止し、演算回路３７４がそのときのタイマカウンタの係数値を読み込んで予め与えられている規定値と比較することで、電流源ＩＰの電流値Ｉcpが設計値からどの程度ずれているか検出し、検出したずれ量に応じて制御信号ＴＤ１〜ＴＤｎを生成する。
本実施例では、電流源ＩＰの電流値が設計通りのときの値をＩcp、ずれた電流値をＩcp'とおいて、Ｉcpで容量ＣLFを充電して比較電圧ＶBGに達した時のカウンタ３７３の計数値ＣＮＴと、Ｉcp'で容量ＣLFを充電して比較電圧ＶBGに達した時のカウンタ３７３の計数値ＣＮＴ'との比ＣＮＴ'／ＣＮＴを電流補正係数Ａとしたときに、Ａが「＋１」のときに電流Ｉcpを１％、Ａが「＋２」のときに電流Ｉcpを２％……のように、補正できるよう演算回路３７４と調整用電流源ＴＩ１〜ＴＩｎが構成されている。これにより、電流補正係数Ａから容易にチャージポンプ２３７内のスイッチＳ１１〜Ｓ１ｎの制御信号ＴＤ１〜ＴＤｎを生成することができる。
この制御信号ＴＤ１〜ＴＤｎによってスイッチＳ１１〜Ｓ１ｎのオン、オフ状態が決定され、調整用電流源ＴＩ１〜ＴＩｎのうち電流源ＩＰと並列に接続されるものが決定される。調整用電流源ＴＩ１〜ＴＩｎは、電流源ＩＰよりも小さい電流値を有し２のｎ乗の重み付けをしたものを用いることにより、少ない調整用電流源で比較的多段階の電流調整が可能になる。
図４には、本実施例において使用する送信用ＶＣＯの構成が示されている。 この実施例の送信用ＶＣＯはＬＣ共振型発振回路であり、ソースが共通接続されかつ互いにゲートとドレインとが交差結合された一対のＮチャネルＭＯＳトランジスタＱ１，Ｑ２と、該トランジスタＱ１，Ｑ２の共通ソースと接地点ＧＮＤとの間に接続された定電流源Ｉ０と、各トランジスタＱ１，Ｑ２のドレインと電源電圧端子Ｖｃｃとの間にそれぞれ接続されたインダクタＬ１，Ｌ２と、上記トランジスタＱ１，Ｑ２のドレイン端子間に直列に接続された容量Ｃ１，可変容量素子としてのバラクタ・ダイオードＤｖ１，Ｄｖ２および容量Ｃ２と、容量Ｃ１とバラクタ・ダイオードＤｖ１の接続ノードｎ１と接地点との間に接続され基準ＤＣ電圧のＧＮＤ化用のインダクタＬ１１と、バラクタ・ダイオードＤｖ２と容量Ｃ２の接続ノードｎ２と接地点との間に接続されたインダクタＬ１２と、トランジスタＱ１１，Ｑ１２のドレイン端子間に直列に接続された容量Ｃ１１，Ｃ１２と、容量Ｃ１１，Ｃ１２と並列に接続された容量Ｃ２１，Ｃ２２；Ｃ３１，Ｃ３２；Ｃ４１，Ｃ４２とから構成されている。
そして、この実施例の発振回路においては、バラクタ・ダイオードＤｖ１とＤｖ２の接続ノードｎ０に図１のチャージポンプ&ループフィルタ２３７からの制御電圧Ｖｔが印加されて発振周波数が連続的に変化される一方、容量Ｃ１１，Ｃ１２の接続ノードｎ１１と、容量Ｃ２１，Ｃ２２の接続ノードｎ１２と、容量Ｃ３１，Ｃ３２の接続ノードｎ１３と、容量Ｃ４１，Ｃ４２の接続ノードｎ１４には、適合バンド決定回路１９からのバンド選択信号ＶＢ３〜ＶＢ０が供給され、ＶＢ３〜ＶＢ０がハイレベルかロウレベルのいずれかにされることによって発振周波数が段階的に変化されるように構成されている。
また、容量Ｃ１１とＣ１２は同一容量値、Ｃ２１とＣ２２、Ｃ３１とＣ３２、Ｃ４１とＣ４２もそれぞれ同一容量値である。ただし、容量Ｃ１１，とＣ２１とＣ３１とＣ４１の容量値はそれぞれ２のｍ乗（ｍは３，２，１，０）の重みを有するように設定されており、ＶＢ３〜ＶＢ０の組合せに応じて容量値が１６段階で変化され、発振回路は図５に示す１６バンドの周波数特性のいずれかで動作するようにされる。
ＶＣＯがカバーすべき周波数範囲を広くしたい場合、制御電圧Ｖｔによるバラクタ・ダイオードＤｖ１，Ｄｖ２の容量値の変化のみで行なおうとすると、図５に破線Ａで示すように、Ｖｔ−ｆTF特性が急峻になり、ＶＣＯの感度すなわち周波数変化量と制御電圧変化量との比（Δｆ／ΔＶｔ）が大きくなってノイズに弱くなる。つまり、制御電圧Ｖｃに僅かなノイズがのっただけでＶＣＯの発振周波数が大きく変化してしまう。
この問題を解決するために、この実施例のＴＸＶＣＯ２４０ａ，２４０ｂは、ＬＣ共振回路を構成する容量素子を複数個並列に設けて、バンド切替え信号ＶＢ３〜ＶＢ０で接続する容量素子を１６段階に切り替えてＣの値を変化させることで、図５に実線で示すように、１６本のＶｔ−ｆTF特性線に従った発振制御を行なえるように構成され、送信時には使用する周波数帯に応じていずれかの特性を選択して動作させるようにされている。
なお、この実施例のＬＣ共振型発振回路においては、容量Ｃ１１〜Ｃ４２はＮチャネルＭＯＳトランジスタのゲート電極と基板間の容量で構成されている。容量Ｃ１１〜Ｃ４２を構成するＭＯＳトランジスタのゲート幅の比により所望の容量比（２のｍ乗）を得ることができる。以下、容量Ｃ１１〜Ｃ４２をバンド切替え容量と称し、バラクタ・ダイオードＤｖ１とＤｖ２を可変容量と称する。容量Ｃ１１〜Ｃ４２として、半導体基板上に形成された金属膜−絶縁膜−金属膜のサンドイッチ構造の容量を用いても良い。
また、本実施例においては、インダクタＬ１，Ｌ２およびＬ１１，Ｌ１２はオンチップの素子が使用されているが、これは部品点数を減らすためであり、外付け素子を使用することも可能である。インダクタＬ１，Ｌ２の他にインダクタＬ１１，Ｌ１２を設けているのは発振周波数の電源電圧Ｖｃｃ依存性を減らすためであり、Ｌ１１，Ｌ１２,Ｃ１,Ｃ２は省略することも可能である。その場合、バラクタ・ダイオードの接続は反転させる。
次に、送信用ＶＣＯの各バンドの周波数の測定およびＫＶ特性の補正動作について説明する。送信用ＶＣＯのＫＶ特性のばらつきは、可変容量Ｄｖ１，Ｄｖ２のばらつきとバンド切替え容量Ｃ１１〜Ｃ４２のばらつきによるところが大きい。まず、図６〜図８を用いて可変容量Ｄｖ１，Ｄｖ２のばらつきとＫＶ特性のばらつきとの関係について説明する。
可変容量Ｄｖ１，Ｄｖ２のばらつきによるＶＣＯの周波数ばらつきは、ノードｎ１１〜ｎ１４にハイレベルの電圧を印加してバンド切替え容量Ｃ１１〜Ｃ４２をすべて見えなくしたときに最も大きく現われる。このときのＶＣＯの周波数特性は、図５に示されているバンド＃０〜＃１５のうちバンド＃１５である。図６にバンド＃１５の特性を拡大して示す。図６において、破線は可変容量Ｄｖ１，Ｄｖ２にばらつきがないときの特性を、実線はＤｖ１，Ｄｖ２が設計値からずれたときの特性の例を示す。
また、図７には、送信用ＶＣＯ２４０ａ，２４０ｂのうちＧＳＭ用のＶＣＯ２４０ａの２つの制御電圧Ｖｔ１（０Ｖ），Ｖｔ２（Ｖｃｃ）に対応した発振周波数ｆ１'，ｆ２'の差ｆ１'−ｆ２'とＫＶ偏差との関係を、図８にはＤＣＳとＰＣＳ用のＶＣＯ２４０ｂの発振周波数ｆ１'，ｆ２'の差ｆ１'−ｆ２'とＫＶ偏差との関係を、シミュレーションにより調べた結果を示す。なお、ここで、ＫＶ偏差とは、Ｋｖを可変容量Ｄｖ１，Ｄｖ２にばらつきがないときのＫＶ値すなわち設計値、Ｋｖ'を実際のＶＣＯのＫＶ値とすると、Ｋｖ'／Ｋｖで表わされる値である。図７および図８より、図４のような送信用ＶＣＯにおいては、発振周波数ｆ１'，ｆ２'の差ｆ１'−ｆ２'（以下、Δｆ'と記す）とＫＶ偏差とは比例関係にあることが分かる。
本実施例においては、バラクタ・ダイオードＤｖ１，Ｄｖ２のカソード側ノードｎ０に制御電圧Ｖｔとして例えば０Ｖを印加した時のＶＣＯのバンド＃１５の発振周波数ｆ１'と、制御電圧Ｖｔとして２．８Ｖを印加した時のバンド＃１５の発振周波数ｆ２'とを測定し、２つの測定周波数の差Δｆ'からＫＶ値のずれ量さらにはこのＫＶ値のずれを補正するのに必要なチャージポンプの電流源ＩＰの電流値Ｉcp'を補正するための容量補償係数Ｂを決定することとした。
具体的には、Ｋｖ・Ｉcp＝Ｋｖ'・Ｉcp'となるように、チャージポンプの電流源ＩＰの電流値Ｉcp'を調整する。上式を変形すると、Ｉcp'＝Ｉcp・（Ｋｖ／Ｋｖ'）となる。ここで、上述したように、周波数差Δｆ'とＫＶ偏差（Ｋｖ'／Ｋｖ）とは比例関係、つまりΔｆ'とＫｖ／Ｋｖ'とは反比例の関係にあるので、上式は周波数差Δｆ'を用いて、Ｉcp'＝Ｉcp・｛Ｂ／Δｆ'｝で表わすことができる。
これより、制御電圧ＶｔをＶｔ１（０Ｖ）とＶｔ２（Ｖｃｃ）にした時のＴｘＶＣＯの周波数ｆ１'，ｆ２'を測定により検出すれば、Ｋｖ・Ｉcp＝Ｋｖ'・Ｉcp'となるように、Ｉcp'を調整できることが分かる。しかも、この実施例の高周波ＩＣでは、容量補償係数Ｂが「＋１」のときに電流Ｉcpを＋１％、容量補償係数Ｂが「＋２」のときに電流Ｉcpを＋２％のように、補正できるようにされている。これにより、容量補償係数Ｂから容易にチャージポンプ２３７内のスイッチＳ１１〜Ｓ１ｎの制御信号ＴＤ１〜ＴＤｎを生成することができる。なお、Ｖｃｃはこの実施例では２．８Ｖにされているが、これに限定されるものではない。
さらに、この実施例の高周波ＩＣでは、ＴＸＶＣＯと同様にマルチバンド構成にされたＩＦＶＣＯにおける使用バンドを決定するためＩＦＶＣＯのＰＬＬ回路に周波数を測定する機能が設けられており、この機能を利用してＴＸＶＣＯの周波数ｆ１'，ｆ２'を測定しＴＸＶＣＯにおける使用バンドを決定するとともに、その際に得られた周波数測定値を利用してバラクタ・ダイオードＤｖ１，Ｄｖ２の容量ばらつきに伴うＴＸＶＣＯのＫＶ特性のずれを補正できるように構成されている。ＩＦＶＣＯおよびＴＸＶＣＯの周波数の測定については、後に改めて説明する。
ところで、上記ＫＶ補正は、ＴＸＶＣＯが有する図５に示されているような１６個のバンドのＫＶ特性のうち最も周波数の高いバンド＃１５に関するものである。他のバンド＃０〜＃１４のＫＶ特性は、前述したようにバンド切替え容量Ｃ１１〜Ｃ４２の接続状態によって決定されるが、バンド切替え容量Ｃ１１〜Ｃ４２がばらつきを有すると制御電圧−発振周波数特性もずれることになる。そこで、次に、ＴＸＶＣＯ内のバンド切替え容量Ｃ１１〜Ｃ４２のばらつきにより生じるＫＶ特性のばらつきの補正の仕方について説明する。なお、バンド切替え容量Ｃ１１〜Ｃ４２は、半導体チップ上に形成されているためいずれか一つの容量値がばらつくと他の容量も同じ割合でばらつくことになる。
図９に、各バンド＃０〜＃１５のＫＶ特性を示す。このうち（Ａ）はバンド切替え容量Ｃ１１〜Ｃ４２が設計値通りに形成された場合のＫＶ特性を、また（Ｂ）はバンド切替え容量Ｃ１１〜Ｃ４２が設計値よりも小さい方向へずれた場合のＫＶ特性を示す。本実施例では、特に制限されるものでないが、バンド＃１５のＫＶ値Ｋｖ(#15)とバンド＃０のＫＶ値Ｋｖ(#0)の比Ｋｖ(#15)／Ｋｖ(#0)は、ＧＳＭ用のＴＸＶＣＯ２４０ａで１．５５、ＤＣＳとＰＣＳ用のＴＸＶＣＯ２４０ｂで１．３０となるように設定されている。
図９（Ａ）と（Ｂ）とを比較すると分かるように、バンド切替え容量Ｃ１１〜Ｃ４２が設計値よりも小さい方向へずれると、特性の分布全体が、Ｋｖ(#15)／Ｋｖ(#0)が１．５５や１．３０のときよりも小さくなる方向へ比例縮小する。図示しないが、バンド切替え容量Ｃ１１〜Ｃ４２が設計値よりも大きい方向へずれると、特性の分布全体が、Ｋｖ(#15)／Ｋｖ(#0)が１．５５や１．３０よりも大きくなる方向へ比例拡張する。
なお、図９（Ｂ）のバンド＃１５（全ての容量Ｃ１１〜Ｃ４２がオフの状態）のＫＶ値Ｋｖ(#15）'は図９（Ａ）のバンド＃１５のＫＶ値Ｋｖ(#15）とずれている。これは、図９のＫＶ特性を可変容量Ｄｖ１，Ｄｖのばらつきを含めて表わしたためであり、前述の補正方法で可変容量Ｄｖ１，Ｄｖのばらつきに伴うＫＶ値のずれを補正すれば、バンド＃１５のＫＶ値Ｋｖ(#15）'は設計値のＫｖ(#15）と一致する。よって、上記補正後のＴＸＶＣＯのＫＶ特性分布は、理想のＴＸＶＣＯのＫＶ特性分布とほぼ比例した関係となることが分かる。
ところで、図９に示されているように、各バンドのＫＶ特性を示す放物線のボトム（ＫＶの最小値）は直線上に並ぶ。また、設計値のバンド＃１５のＫＶ値Ｋｖ(#15）とバンド＃０のＫＶ値Ｋｖ(#0）は予め計算によって知ることができる。従って、実際のＶＣＯのバンド＃１５の周波数ｆ15'とバンド＃０の周波数ｆ０'を測定すれば、バンド＃１５のＫＶ値Ｋｖ(#15）は計算によって求めることができる。また、バンド＃１５と＃０以外のいずれか２つのバンド例えば＃６，＃７に着目すると、(ｆ0−ｆ15)：(ｆ6−ｆ7)＝(ｆ0'−ｆ15')：(ｆ6'−ｆ7')が成り立つ。
従って、バンド＃１５と＃０以外のいずれか任意の２つのバンドの周波数を測定することによってもＫＶ値のずれを算出し、チャージポンプの電流源の電流Ｉcpの補正値を決定することができる。なお、上記説明では、各バンドの周波数をＫＶ特性曲線のボトム位置での周波数としたが、各バンドのＫＶ特性曲線は略同一であるので、図９（Ａ）における仮想線Ｂを平行移動した線Ｂ'と各バンドのＫＶ特性曲線との交点はそれぞれ各特性曲線の同一位置になる。従って、Ｂ'線と各バンドのＫＶ特性曲線との交点の周波数つまり制御電圧Ｖｔが同じであれば任意の制御電圧（例えば１．０Ｖ）での各バンドの周波数測定値を用いても補正値を決定することができる。
さらに、可変容量Ｄｖ１，Ｄｖ２のばらつきを補正せずに測定したＴＸＶＣＯの周波数ｆ6'，ｆ7'に基づいて補正値を決定しても、決定した補正値に、前記可変容量Ｄｖ１，Ｄｖ２のばらつきに起因するＫＶ値を補正するために決定した補正値を合算したものを新たな補正値として用いれば、可変容量Ｄｖ１，Ｄｖ２のばらつきに起因するＫＶ値のずれとバンド切替え用容量Ｃ１１〜Ｃ４２のばらつきに起因するＫＶ値のずれを同時に補正することができる。その場合、合算後の補正値をレジスタ３７に記憶させておき、適合バンドが決定した時に対応する補正値を読み出してチャージポンプへ供給させるようにすることができる。具体的には、レジスタ３７に記憶されている各バンドの周波数測定値毎に補正値を算出して、テーブル形式のデータとしてレジスタ３７に格納しておくのが望ましい。
チャージポンプの電流源の電流Ｉcpのばらつきに関しても同様であり、ばらつきを含む電流のままチャージポンプを動作させて測定した周波数から得られたＫＶ値の補正値に、図２を用いて説明した前記チャージポンプの電流源の電流Ｉcpのばらつきを検出して決定した補正値を加算（減算を含む）したものを新たな補正値として用いれば、チャージポンプの電流源の電流Ｉcpのばらつきに起因するＫＶ値のずれと可変容量Ｄｖ１，Ｄｖ２のばらつきに起因するＫＶ値のずれとバンド切替え用容量Ｃ１１〜Ｃ４２のばらつきに起因するＫＶ値のずれを同時に補正することができる。この場合にも、合算後の補正値をレジスタ３７に記憶させておくようにすることができる。
また、バンド切替え用容量Ｃ１１〜Ｃ４２のばらつきに起因するＫＶ値のずれを前述したチャージポンプの電流源の電流Ｉcpの調整で補正する場合においても、補正値のカウント「１」が電流Ｉcpの１％に相当していると便利である。そこで、本実施例では、周波数差から補正値を決める時に、電流Ｉcpの１％に相当する周波数差になっている２つのバンドを見つけ、その２つのバンドの周波数測定値を使用してＫＶ値の補正値を決定することとした。さらに、この実施例の高周波ＩＣでは、ＩＦＶＣＯのＰＬＬ回路に使用バンドを決定するために周波数の測定するカウンタ機能を設け、このカウンタ機能を利用してＩＦＶＣＯの周波数とＴＸＶＣＯの周波数をそれぞれ測定し使用バンドを決定するとともに、ＴＸＶＣＯでは測定された周波数値の中からＫＶ値の補正値を決定するのに利用するものを選択することとした。
次に、ＴＸＶＣＯの周波数の測定とＫＶ値のキャリブレーションを行なう回路の具体例を説明する。図１０には、ＶＣＯの周波数測定機能と測定結果に基づいてＶＣＯの使用バンドを選択する機能とを備えたＰＬＬ回路の具体例が示されている。なお、図１０において、図１に示されている回路や素子と同一の回路や素子には同一の符号を付して重複した説明は省略する。
図１０の実施例においては、電流測定補正回路３７０'は図２における電流測定補正回路３７０から演算回路３７４およびレジスタ３７５を除いたものとされている。演算回路３７４およびレジスタ３７５の機能を後述の使用バンド決定用の演算回路３８とレジスタ３７に含ませているためである。また、図１０においては、チャージポンプ２３７に相当する回路の図示が省略されている。これは、位相比較回路２３７の出力段をチャージポンプと同様な機能を有する回路として構成することができるからである。
一方、図１０には、容量と抵抗とからなるループフィルタ２３７ｂの構成例が示されている。ループフィルタ２３７ｂを構成する容量や抵抗は外付け素子として接続される。さらに、図１０の実施例においては、ＴＸＶＣＯ２４０ａ，２４０ｂの周波数測定時やＰＬＬ引込み時に、スイッチＳＷ０'によってチャージポンプからの電圧Ｖｔの代わりに直流電圧源２１７からの所定の直流電圧ＶDCをループフィルタ２３８に供給できるように構成されている。
図１０に示すＰＬＬ回路は、図１に示されているＩＦシンセサイザ２６２の部分の具体的な構成例を示したもので、この実施例ではこのＩＦシンセサイザ２６２を用いて中間周波数の発振信号φIFを生成する発振回路（ＩＦＶＣＯ）２３０のみならず送信用発振回路（ＴＸＶＣＯ）２４０ａ，２４０ｂの周波数をそれぞれ測定できるように構成されている。ＧＳＭ用のＴＸＶＣＯ２４０ａと、ＤＣＳ／ＰＣＳ用のＴＸＶＣＯ２４０ｂは、周波数測定時および送信時に、制御回路２６０からの制御信号によっていずれか一方が動作状態にされる。
ＩＦシンセサイザ２６２は、ＩＦＶＣＯ２３０の発振信号φIFを１／２分周する分周回路ＤＶＤ１と、該分周回路で分周された信号またはＴＸＶＣＯ２４０ａ（２４０ｂ）の発振信号φTXを１／２（または１／４）に分周する分周回路ＤＶＤ２の出力信号を選択するセレクタ３１と、選択された信号を分周する可変分周回路３２と、基準発振回路２６４からの２６ＭＨｚの基準発振信号φrefを１ＭＨｚに分周する固定分周回路３３と、ＩＦＰＬＬ回路３０などを備えている。
ＩＦＰＬＬ回路３０は、詳細は図示しないが、送信用ＰＬＬと同様に位相比較回路と、チャージポンプと、ループフィルタなどからなる。可変分周回路３２は、１／１６分周または１／１７分周が可能なプリスケーラ３２１と、モジュロカウンタを構成するＮカウンタ３２２およびＡカウンタ３２３からなる。
また、ＩＦシンセサイザ２６２は、ＶＣＯの周波数測定時にＮカウンタ３２２が計数した値とＲＯＭ（リードオンリメモリ）４０に記憶されている基準データ（周波数情報）とを比較する比較回路３５、この比較回路３５における比較結果に基づいてＩＦＶＣＯ２３０の使用バンド情報を保持するカウンタレジスタ３６、ＩＦＶＣＯ，ＴＸＶＣＯの周波数測定時にＮカウンタ３２２が計数した値を記憶するレジスタ３７、ベースバンド回路から供給されるＲＦＶＣＯとＩＦＶＣＯの周波数設定値ＲＦ／ＩＦ（Ｎ，Ａ）に基づいてＩＦＶＣＯ，ＴＸＶＣＯの目標発振周波数値ＴＸ（Ｎ，Ａ）を算出する演算回路３８、該演算回路３８による算出値と前記レジスタ３７に記憶されている値とを比較してＩＦＶＣＯ，ＴＸＶＣＯにおける使用バンドを指定するコードＶＢ２'〜ＶＢ０'，ＶＢ３〜ＶＢ０を生成する適合バンド決定回路３９を備えている。なお、この適合バンド決定回路３９は前記制御回路２６０の一部として構成することも可能である。また、演算回路３８は図２に示されている演算回路３７４と共通の回路、レジスタ３７は図２に示されているレジスタ３７５と共通の回路とすることができる。
周波数測定時、スイッチＳＷ０によりループフィルタ１６に供給される直流電圧ＶDCは、制御電圧Ｖｃの有効可変範囲内であればどのような電圧値であってもよい。本実施例では、制御電圧Ｖｔの可変範囲のほぼ中間の例えば１．０Ｖのような電圧が直流電圧ＶDCとして選択される。直流電圧ＶDCは、１．０Ｖに限定されず１．２Ｖや１．４Ｖなど制御電圧Ｖｔの可変範囲であれば任意の電圧とすることができる。周波数測定中、直流電圧ＶDCは、バンドを切り替えても同一の値とされる。上記スイッチＳＷ０、可変分周回路３２、比較回路３５、レジスタ３７、演算回路３８および適合バンド決定回路３９は、前記制御回路２６０によって制御される。
ＩＦＶＣＯ２３０は、図４に示されているＴＸＶＣＯと同様なＬＣ共振型発振回路で構成されるとともに、ＬＣ共振回路を構成する容量素子が複数個並列に設けられており、その容量素子をバンド切り替え信号ＶＢ１〜ＶＢ０で選択的に接続させることにより、ＬＣ共振回路のＣの値を切り替えることで発振周波数を４段階に切り替えることができるように構成されている。この実施例では、レジスタ３７と適合バンド決定回路３９とをＩＦシンセサイザ２６２内に設けたことにより、従来のＰＬＬ回路で行なわれている周波数の合わせ込みという調整作業が不要になっている。
すなわち、従来のＰＬＬ回路では、ＶＣＯを動作させて周波数を測定し制御電圧−周波数特性（Ｖｔ−ｆIF特性）が所定の初期値と所定の傾きとなるように、周波数の合わせ込みを行なっていた。これに対し、本実施例のＰＬＬ回路は、予めスイッチＳＷ０を切り替えて所定の直流電圧ＶDCをＩＦＶＣＯ２３０に印加して各バンドでの周波数を測定してレジスタ３７に記憶しておき、実際の使用に際しては、外部からカウンタ３２２，３２３に与えられる指定バンドに応じた設定値とレジスタ３７に記憶されている測定値を比較して、その指定バンドの周波数範囲をカバーできるものを、複数（８個）のＶｔ−ｆIF特性線の中から１つだけ選んでその特性線に従って発振制御動作するように、ＩＦＶＣＯ２３０の切り替え（容量素子の切り替え）を行なう。
このような方式によれば、予めカバーしたい周波数範囲よりもバラツキを考慮した分だけ少し広めの範囲をカバーするとともに、８段階のＶｔ−ｆIF特性線を隣接するもの同士で少しずつ（望ましくは半分ずつ）周波数範囲が重なるようにＩＦＶＣＯを設計しておけば、必ず指定された周波数範囲をカバーできる特性線が存在することになる。従って、測定によって分かった実際の特性に基づいて、各指定バンドに対応しているＶｔ−ｆIF特性線を選択すればよく、周波数の合わせ込みが不要となるとともに、予め使用バンドとＩＦＶＣＯの切り替え状態とを１対１で対応させておく必要がない。ＴＸＶＣＯ２４０ａ，２４０ｂについても同様である。
プリスケーラ３２１とＮカウンタ３２２およびＡカウンタ３２３からなるモジュロカウンタとによる発振信号の分周の仕方は既に公知の技術である。プリスケーラ３２１は、例えば１／１６分周と１／１７分周のように、分周比の異なる２種類の分周が可能に構成されており、Ｎカウンタ３２２のカウント終了信号で一方の分周比から他方への切り替えが行なわれる。Ｎカウンタ３２２とＡカウンタ３２３はプログラマブルカウンタで、Ｎカウンタ３２２には、所望の周波数（出力として得たいＶＣＯの発振周波数ｆIF）を基準発振信号φref'の周波数ｆref'とプリスケーラ２２１の第１の分周比（実施例では１７）とで割り算したときの整数部が、またＡカウンタ３２３には、その余り（ＭＯＤ）が設定され、各カウンタはその設定された値を計数するとカウント動作を終了し、再度設定値のカウントを行なう。
このような手順でプリスケーラ３２１とモジュロカウンタが動作すると、プリスケーラ３２１は先ずＩＦＶＣＯ２３０の発振信号を１／（２＊１６）分周し、その出力をＡカウンタ３２３が設定値まで計数すると、Ａカウンタ３２３からカウント終了信号ＭＣが出力され、この信号ＭＣによってプリスケーラ２１の動作が切り替えられ、再びＡカウンタ３２３が設定値を計数するまでプリスケーラ３２１はＲＦＶＣＯ２５０の発振信号を１／（２＊１７）分周する。このような動作をすることによって、モジュロカウンタ２は整数比でなく、小数部を有する比で発振信号の分周を行なうことができるようになる。
さらに、この実施例では、セレクタ３１を切り替えてプリスケーラ３２１にＴＸＶＣＯ２４０ａまたは２４０ｂからの発振信号を入力するとともに、Ｎカウンタ３２２はＴＸＶＣＯの周波数の測定時に１１ビットのカウンタとして動作できるように構成されている。これにより、１６バンドすなわち１６段階で発振周波数を切り替えることができるように構成されたＴＸＶＣＯ２４０ａ，２４０ｂの１６バンドのうちバンド＃０〜＃１４の１５バンドのそれぞれについて測定された周波数が、レジスタ３７にを記憶されるようになっている。つまり、ＴＸＶＣＯが１６個の切り替えバンドを有している場合、１５バンドのキャリブレーション値を測定するだけでよい。送信時に使用する周波数帯がバンド＃０〜＃１４が合致しないときは、自動的にバンド＃１５を選択すればよいためである。
制御回路２６０は、ＩＦＶＣＯの周波数測定時にはＩＦＶＣＯ２３０に対して８個のバンドを順番に選択するように切り替え信号ＶＢ２'〜ＶＢ０'を生成して出力し、ＴＸＶＣＯの周波数測定時にはＴＸＶＣＯ２４０ａ，２４０ｂに対して１６個のバンドを順番に選択するように切り替え信号ＶＢ３〜ＶＢ０を生成して出力する。また、制御回路２６０は、電源投入時等に電流測定補正回路３７０を動作させてチャージポンプ２３７ａの電流源の電流値を測定し、電流のばらつきを検出して電流補正値を決定してレジスタ３７に記憶させる。
送信時には、適合バンド決定回路３９は、レジスタ３７に記憶されている測定値と演算回路３８に供給されるＮカウンタ３２２およびＡカウンタ３２３の設定コードＩＦ（Ｎ，Ａ）とを比較してＩＦＶＣＯ２３０に対するバンド切り替え信号として３ビットのコードＶＢ２'〜ＶＢ０'を生成し出力するとともに、設定コードＲＦ（Ｎ，Ａ）およびＩＦ（Ｎ，Ａ）に基づいて演算回路３８により算出された値と前記レジスタ３７に記憶されている値とを比較してＴＸＶＣＯ２４０ａ，２４０ｂに対するバンド切り替え信号として４ビットのコードＶＢ３〜ＶＢ０を生成し出力するように構成されている。演算回路３８を設けたことにより、ベースバンド回路３００がＩＦＶＣＯ，ＴＸＶＣＯの周波数設定値を供給しなくて済み、短時間にＩＦＶＣＯ，ＴＸＶＣＯの使用バンドを決定することができるようになる。
また、送信時には、制御回路２６０は、レジスタ３７に記憶されているＴＸＶＣＯの選択バンドの周波数測定値を演算回路３８へ送って、周波数測定値に基づいてＫＶ値のずれ量を算出させ、そのずれを補正するのに必要なチャージポンプ２３７ａの電流源の電流補正値を決定してチャージポンプ２３７ａへ送り、電流を補正させる。なお、このときチャージポンプ２３７ａへ送られる電流補正値は、可変容量Ｄｖ１，Ｄｖ２のばらつきに起因するＫＶ値のずれを補正するための補正値とバンド切替え用容量Ｃ１１〜Ｃ４２のばらつきに起因するＫＶ値のずれを補正するための補正値を合算したものである。このような補正値の合算は、演算回路３８がリアルタイムで行なっても良いが、周波数測定値が得られた時点で行なうとともに、合算後の補正値はレジスタ３７に格納しておくようにすることができる。
次に、この実施例の高周波ＩＣを用いた無線通信システムにおけるＩＦＶＣＯとＴＸＶＣＯの周波数測定およびＴＸＶＣＯのＫＶ値の補正の手順を、図１１を用いて説明する。図１１において、"Initial State"は電源立ち上げから送受信が可能になるまでの状態、"Dedicated Mode"は"Initial State"後の送受信が可能な状態の１フレーム期間を示したものである。各フレームは、８個のスロットからなり、第１スロット＄０に受信モード"Ｒｘ"が、第７スロット＄６に送信モード"Ｔｘ"が割り当てられている。第５スロット＄４の"Ｍｏｎｉ"は、一定の受信電波状態を基準にして基地局からの距離を測定し、受信時の高利得増幅部のゲインを決定するための測定を行なうモードである。これらのモードは、ベースバンド回路３００から高周波ＩＣ２００の制御回路２６０に対して供給されるコマンドによって開始される。コマンドは例えば８ビットのような所定のビット長のコード（Ｗｏｒｄと呼ばれる）によって構成されており、予め複数種類のコマンドコードが用意されている。
前記実施例のＩＦＶＣＯの周波数測定とＴＸＶＣＯの周波数測定は、例えば図１１に示すＧＳＭのタイムスロットにおけるイニシャルステート"Initial State"のタイムスロット"＄７"あるいは"Dedicated Mode"中の送信も受信も行なわないスロット＄０〜＄３や＄７のようなアイドルモード中に、ベースバンド回路３００から所定のコマンド（Ｗｏｒｄ７）が入力されると実行される。一方、周波数測定結果に基づくバンドの選択とＫＶ値の補正は、送信モード"Ｔｘ"の開始時に行なわれる。なお、図１１において、"Ｒｘ"は受信モードコマンドを送信した後に受信バーストになる期間を表している。
電源投入後に、ベースバンド回路３００から高周波ＩＣ２００に対して"System Reset Word"なるコマンドが供給されると、イニシャルステート"Initial State"に入り、制御回路２６０によって先ず基準発振回路（ＶＣＸＯ）２６４が起動され、高周波ＩＣ２００内部のレジスタなどの回路が初期状態に設定された後、コマンド（Ｗｏｒｄ７）が入力されるとチャージポンプの電流源の電流Ｉcpの測定とＩＦＶＣＯおよびＴＸＶＣＯの周波数測定が実行される。
なお、この周波数測定が終了すると、ベースバンド回路３００から高周波ＩＣ２００に対して、カウンタ３２２に設定する値（使用チャネルの周波数情報）を含む"Synthesizer Control Word"が供給される。すると、制御回路２６０は、ベースバンド回路３００からの周波数情報とレジスタ３７に記憶されている周波数測定結果に基づいてＲＦＶＣＯ２５０の使用バンドを選択するとともにカウンタ３２２に周波数値を設定する。そして、制御回路２６０は、ＲＦＶＣＯ２５０を発振動作させ、受信用ＰＬＬループをロック状態にさせる。
この"Synthesizer Control Word"は、高周波ＩＣに次のアクティブスロットが送信スロットであるか受信スロットであるかを知らせるために用いられるシングル制御バイト［ＴＲ］を含んでいる。受信モードが選択されると、"Synthesizer Control Word"が高周波ＩＣに送られてもＩＦＶＣＯ，ＩＦシンセサイザはオンされない。ベースバンド回路３００は送信モードを指定するコマンドを送り、それから"Receive Word"を送ることもでき、高周波ＩＣが"Synthesizer Control Word"を受信したときに、ＩＦＶＣＯ，ＩＦシンセサイザがアクティブになり、正しい周波数にロックされて受信スロットが開始される。また、"Receive Word"が高周波ＩＣに送られたときに、ＩＦＶＣＯ，ＩＦシンセサイザは自動的にオフされる。一方、送信モードが指令されると、"Synthesizer Control Word"を高周波ＩＣに送ることでＩＦＶＣＯ，ＩＦシンセサイザをオンさせる。ＩＦＶＣＯを含むＰＬＬループは送信スロットの前にロックされる。
ベースバンド回路３００が高周波ＩＣ２００に対して、受信動作を指令する"Receiver Control Word"を送って来ると、制御回路２６０は、高利得増幅部２２０Ａ，２２０Ｂ内のオフセットキャンセル回路を起動させてアンプの入力ＤＣオフセットキャンセルを行なわせる。このＤＣオフセットキャンセルの後、制御回路２６０は受信モードに入り、受信系回路を動作させて受信信号の増幅、復調を行なわせる。また、制御回路２６０は、受信信号がＧＳＭかＤＣＳ／ＰＣＳかに応じて切替え制御も行なう。
受信モードが終了すると、ベースバンド回路３００はカウンタ３２２および３２３に設定する値（使用チャネルの周波数情報）を含むウォームアップモードを指令するコマンド"Synthesizer Control Word"を送って来る。すると、制御回路２６０はウォームアップモードに入り、ベースバンド回路３００からの周波数情報とレジスタに記憶されている周波数測定結果に基づいてＲＦＶＣＯ２５０の使用バンドを選択するとともに、カウンタ３２２および３２３に周波数値を設定する。そして、制御回路２６０は、ＲＦＶＣＯ２５０とＩＦＶＣＯ２３０を発振動作させ、ＲＦＰＬＬおよびＩＦＰＬＬループをロック状態にさせる。
その後、ベースバンド回路３００は高周波ＩＣ２００に対して、送信動作を指令するコマンド"Transmitter Control Word"を送って来ると、制御回路２６０は送信モードに入り、演算回路３８からの周波数情報とレジスタ３７に記憶されている周波数測定結果に基づいてＴＸＶＣＯ２４０の使用バンドを選択させ、ＴＸＶＣＯ２４０ａまたは２４０ｂを動作させるとともに、適合バンド決定回路３９は選択したバンドに応じた電流補正値をレジスタ３７から読み出してチャージポンプ２３７ａに電流補正値を送って電流Ｉcpを補正させ、送信用ＰＬＬループをロック状態に持って行き、送信信号の変調、増幅を行なわせる。また、制御回路２６０は、送信切替えスイッチＳＷ４をオンさせると共に、送信信号がＧＳＭかＤＣＳ／ＰＣＳかに応じてＴＸＶＣＯの切替え制御も行なう。ＴＸＶＣＯ２４０ａまたは２４０ｂのいずれを使用するかは、ベースバンド回路３００から供給されるコマンドに含まれる所定のコードで決定される。
図１１の下半分には、イニシャルステート"Initial State"のタイムスロット"＄７"中に行なわれるＩＦＶＣＯ２３０、ＴＸＶＣＯ２４０ａ，２４０ｂの周波数測定のより詳細なタイミングが示されている。図１１に示されているように、所定のコマンド"Ｗｏｒｄ７"が入力されると、チャージポンプの電流源の電流Ｉcpの測定とＩＦＶＣＯの周波数測定が開始され、ＩＦＶＣＯの周波数測定が終了するとＴＸＶＣＯ２４０ａ（ＧＳＭ）の各バンド＃０〜＃１４の周波数測定とＴＸＶＣＯ２４０ｂ（ＤＣＳ）の各バンド＃０〜＃１４の周波数測定が順次実行される（期間Ｔ２）。そして、その後、ＴＸＶＣＯのＫＶ値のばらつき検出のためのＴＸＶＣＯ２４０ａ（ＧＳＭ）のバンド＃１５のＶｔ＝０における周波数測定（期間Ｔ３）と、ＴＸＶＣＯ２４０ｂ（ＤＣＳ）のバンド＃１５のＶｔ＝２．８Ｖにおける周波数測定（期間Ｔ４）が順次実行される。
そして、これらの測定値に基づいて決定された適合バンド選択信号ＶＢ２'〜ＶＢ０'が送信モードの開始時点でＩＦＶＣＯに、また測定値に基づいて決定された適合バンド選択信号ＶＢ３〜ＶＢ０とチャージポンプ電流補正値が送信モードの開始時点でＴＸＶＣＯに、それぞれ供給される。バンド切替え用容量Ｃ１１〜Ｃ４２のばらつきに起因するＫＶ値のずれを補正するために測定される周波数は、適合バンドを決定するため期間Ｔ２で行なわれる制御電圧Ｖｔを１．０Ｖにして行なわれた周波数測定値が兼用される。
以上本発明者によってなされた発明を実施例に基づき具体的に説明したが、本発明はそれに限定されるものでない。例えば前記実施例においては、ＴＸＶＣＯ２４０ａ，２４０ｂの周波数測定を、ＩＦＶＣＯ２３０のために設けられているカウンタ３２２，３２３を用いて行なっているが、ＲＦＶＣＯ２５０のために設けられているカウンタを用いて行なうようにしても良い。また、ＴＸＶＣＯ２４０ａ，２４０ｂの周波数測定をすべてのバンドについて行なう代わりに、奇数バンドのみまたは偶数バンドのみ測定を行ない、未測定のバンドの周波数は前後のバンドの周波数測定値からその平均値を演算して得るようにしてもよい。実施例では、ＩＦＶＣＯ２３０のバンド数は８バンドしたが、４バンドあるいは１６バンド等であっても良い。ＴＸＶＣＯ２４０ａ，２４０ｂも１６バンドに限定されず、８バンドあるいは３２バンド等であっても良い。
さらに、前記実施例においては、回路規模の増大を抑制する観点からＴＸＶＣＯ２４０ａ，２４０ｂの周波数測定をＩＦＶＣＯ２３０のために設けられている可変分周回路３２を用いて行なっているが、ＴＸＶＣＯ２４０ａ，２４０ｂの周波数測定を行なうための可変分周回路（カウンタ）を別途設け、１つのコマンドに応じてＴＸＶＣＯ２４０ａ，２４０ｂの周波数測定をＩＦＶＣＯ２３０の周波数測定と並行して行なうようにしても良い。カウンタを追加することにより、回路規模は多少増大するが複数のＶＣＯの周波数測定を短時間に終了することができるという効果が得られる。
また、前記実施例においては、ＫＶ値のずれを補正するための補正値のカウント「１」がチャージポンプの電流源の電流Ｉcpの１％に相当するようにしていると説明したが、本発明はそれに限定されるものでなく、補正値のカウント「１」がチャージポンプの電流源の電流Ｉcpの０．５％とか０．８％などに相当していても何ら構わない。
以上の説明では主として本発明者によってなされた発明をその背景となった利用分野であるＥＤＧＥ方式による通信が可能な携帯電話機の無線通信システムに用いられる高周波ＩＣに適用した場合について説明したが、本発明はＥＤＧＥ方式の高周波ＩＣに限定されるものでなく、位相変調と振幅変調が必要な１６ＱＡＭや６４ＱＡＭのような変調を行なう無線ＬＡＮ用の高周波ＩＣであって、変調方法として位相制御ループと振幅制御ループを有するポーラループ方式と呼ばれる方式を採用した送信系回路を有する高周波ＩＣの送信用ＶＣＯに対しても本発明を適用することができる。
本発明の一実施例に係るマルチバンド方式の通信用半導体集積回路（高周波ＩＣ）及びそれを用いた無線通信システムの構成例を示すブロック図である。 図１の実施例の通信用半導体集積回路（高周波ＩＣ）におけるＴＸＶＣＯを含むＰＬＬループ上のチャージポンプとその電流源の電流を測定し電流補正値を生成する電流測定補正回路の一実施例を示すブロック図である。 図２の電流測定補正回路の動作タイミングを示すタイミングチャートである。 ＴＸＶＣＯの具体例を示す回路図である。 ＴＸＶＣＯにおける制御電圧Ｖｔと発振周波数ｆTXとの関係を示す特性図である。 ＴＸＶＣＯにおける制御電圧−発振周波数特性の一部を拡大して示す特性図である。 ＧＳＭ用のＴＸＶＣＯにおける同一バンドの２点の発振周波数差とＫＶ偏差との関係を示す特性図である。 ＤＣＳ／ＰＣＳ用のＴＸＶＣＯにおける同一バンドの２点の発振周波数差とＫＶ偏差との関係を示す特性図である。 ＴＸＶＣＯの各バンド＃０〜＃１５のＫＶ特性の関係を示す特性図である。 図１の実施例の通信用半導体集積回路（高周波ＩＣ）におけるＩＦＶＣＯを含むＰＬＬ回路とＴＸＶＣＯを含むＰＬＬ回路の一実施例を示すブロック図である。 本発明の一実施例による高周波ＩＣを用いた無線通信システムにおける各ＶＣＯの周波数測定および測定結果に基づく使用バンドの決定と電流値の補正のタイミングを示すタイミングチャートである。 ポーラループ方式における位相制御ループのループゲインの周波数特性を示す特性図である。
符号の説明
１００ 送受信用アンテナ
１１０ 送受信切り替え用のスイッチ
１２０ フィルタ
１３０ 高周波電力増幅回路
２００ 高周波ＩＣ
２１０ ロウノイズアンプ
２１１，２３２ 分周移相回路
２１２ａ，２１２ｂ 復調用ミキサ
２２０Ａ，２２０Ｂ 高利得増幅回路
２３３ａ，２３３ｂ 変調用ミキサ
２３０ 中間周波数発振回路（ＩＦＶＣＯ）
２３６ 位相比較回路
２３７ａ 送信用ＰＬＬのチャージポンプ
２３７ｂ 送信用ＰＬＬのループフィルタ
２３８ 振幅比較回路
２４０ａ，２４０ｂ 送信用発振回路（ＴＸＶＣＯ）
２５０ 高周波発振回路（受信用ＶＣＯ，ＲＦＶＣＯ）
２６１ ＲＦＰＬＬ用シンセサイザ回路
２６２ ＩＦＰＬＬ用シンセサイザ回路
２６４ 基準発振回路
３００ ベースバンド回路

Claims (10)

  1. 複数の周波数帯で発振動作可能に構成され位相変調された信号を出力する送信用発振回路と、該送信用発振回路の出力信号の位相と位相変調および振幅変調された信号の位相とを比較する位相比較回路と、該位相比較回路の出力に応じた電圧を生成するチャージポンプとを含み該チャージポンプにより生成された電圧により前記送信用発振回路の発振周波数を制御する位相制御ループと、
    送信信号を電力増幅する電力増幅回路の出力信号の振幅と位相変調および振幅変調された信号の振幅とを比較する振幅比較回路と、該振幅比較回路で検出された振幅差に応じた電圧を生成し前記電力増幅回路へ出力レベル制御信号として出力する振幅制御ループと、
    を備え、前記送信用発振回路の制御電圧−発振周波数特性のずれが前記チャージポンプの電流を調整することで補正されるようにされていることを特徴とする通信用半導体集積回路。
  2. 前記送信用発振回路の各周波数帯での発振周波数範囲／制御電圧範囲の値（Ｋｖ）と前記チャージポンプの電流値（Ｉcp）との積（Ｋｖ・Ｉcp）が所定の範囲に入るように、前記チャージポンプの電流を調整することを特徴とする請求項１に記載の通信用半導体集積回路。
  3. 前記送信用発振回路の発振周波数を測定可能な周波数測定回路と、
    該周波数測定回路により前記送信用発振回路の各周波数帯ごとに測定された周波数情報を記憶する記憶手段と、
    前記送信用発振回路の２つの所定制御電圧における発振周波数測定値に基づいて前記チャージポンプの電流の補正値を決定する演算回路と、を備えていることを特徴とする請求項２に記載の通信用半導体集積回路。
  4. 前記チャージポンプの電流の補正値は、前記発振周波数測定値ごとにそれぞれ適切な値がテーブルデータとして前記記憶手段に格納されていることを特徴とする請求項３に記載の通信用半導体集積回路。
  5. 前記送信用発振回路は、前記チャージポンプにより生成された電圧により容量値が変化される可変容量素子と、複数の固定容量素子と、該固定容量素子を接続離反可能な切替え手段とを備え、該切替え手段により固定容量素子の接続数が切り替えられることにより発振周波数帯が変更されるようにされ、
    各発振周波数帯に対応したチャージポンプの電流補正値が前記記憶手段に格納されていることを特徴とする請求項４に記載の通信用半導体集積回路。
  6. 前記補正値は、前記可変容量素子のばらつきによるＫｖ値のばらつきを補正する値と、前記固定容量素子のばらつきによるＫｖ値のばらつきを補正する値とを含んでいることを特徴とする請求項５に記載の通信用半導体集積回路。
  7. 前記周波数測定回路による前記送信用発振回路の周波数の測定は、電源投入時と、送信動作および受信動作のいずれもなされていない期間に、それぞれ実行されることを特徴とする請求項６に記載の通信用半導体集積回路。
  8. 前記送信用発振回路は、ＧＳＭ方式の送信信号を生成する第１の発振回路と、ＤＣＳ方式およびＰＣＳ方式の送信信号を生成する第２の発振回路であることを特徴とする請求項１〜７のいずれかに記載の通信用半導体集積回路。
  9. 中間周波数の信号を生成する第３の発振回路と、送信データに基づいて生成されたＩ，Ｑ信号により前記第３の発振回路により生成された中間周波数の信号を直交変調する変調回路を備え、該変調回路により位相変調および振幅変調された信号が前記位相比較回路および振幅比較回路に供給されるようにされていることを特徴とする請求項３〜８のいずれかに記載の通信用半導体集積回路。
  10. 前記周波数測定回路は、前記送信用発振回路または前記第１の発振回路および第２の発振回路の発振周波数と、前記第３の発振回路の発振周波数を測定可能にされている請求項９に記載の通信用半導体集積回路。
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US11/651,993 US7450921B2 (en) 2003-09-17 2007-01-11 Communication semiconductor integrated circuit device for use in a mobile communication device for correcting variations in the oscillation frequency of a transmission oscillator by calibrating a current of the charge pump

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Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2007029513A1 (ja) * 2005-09-09 2007-03-15 Advantest Corporation タイミング発生器、試験装置、及びタイミング発生方法
JP2009164939A (ja) * 2008-01-08 2009-07-23 Toyota Industries Corp Ｐｌｌ回路
JP5672415B2 (ja) * 2012-10-05 2015-02-18 株式会社村田製作所 通信端末装置
JP2017195456A (ja) * 2016-04-19 2017-10-26 ザインエレクトロニクス株式会社 Ｐｌｌ周波数シンセサイザ
CN110663186A (zh) * 2017-05-24 2020-01-07 哉英电子股份有限公司 Pll频率合成器
KR20210025044A (ko) * 2018-06-11 2021-03-08 스위프트링크 테크놀로지스 인코포레이티드 광대역 밀리미터-파 프론트엔드 집적 회로

Families Citing this family (41)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8107901B2 (en) * 2001-08-20 2012-01-31 Motorola Solutions, Inc. Feedback loop with adjustable bandwidth
GB2389253B (en) * 2002-05-31 2005-09-21 Hitachi Ltd Transmitter and semiconductor integrated circuit for communication
AU2003303597A1 (en) 2002-12-31 2004-07-29 Therasense, Inc. Continuous glucose monitoring system and methods of use
DE10320177B3 (de) * 2003-05-06 2004-06-17 Siemens Ag HF-Schaltungsanordnung zur Modulation eines HF-Trägersignals
US8066639B2 (en) 2003-06-10 2011-11-29 Abbott Diabetes Care Inc. Glucose measuring device for use in personal area network
US8249533B2 (en) * 2003-12-19 2012-08-21 Vixs Systems, Inc. Rapidly adjustable local oscillation module and applications thereof
EP1718198A4 (en) 2004-02-17 2008-06-04 Therasense Inc METHOD AND SYSTEM FOR PROVIDING DATA COMMUNICATION IN A CONTINUOUS BLOOD SUGAR MONITORING AND MANAGEMENT SYSTEM
JP4214098B2 (ja) * 2004-09-09 2009-01-28 株式会社ルネサステクノロジ シグマデルタ送信回路及びそれを用いた送受信機
US7983632B2 (en) * 2004-09-24 2011-07-19 Broadcom Corporation Feedback control loop for amplitude modulation in a polar transmitter with a translational loop
US7766829B2 (en) * 2005-11-04 2010-08-03 Abbott Diabetes Care Inc. Method and system for providing basal profile modification in analyte monitoring and management systems
US7620438B2 (en) 2006-03-31 2009-11-17 Abbott Diabetes Care Inc. Method and system for powering an electronic device
US20090171178A1 (en) * 2006-03-31 2009-07-02 Abbott Diabetes Care, Inc. Method and System for Powering an Electronic Device
US8226891B2 (en) 2006-03-31 2012-07-24 Abbott Diabetes Care Inc. Analyte monitoring devices and methods therefor
US20090054749A1 (en) * 2006-05-31 2009-02-26 Abbott Diabetes Care, Inc. Method and System for Providing Data Transmission in a Data Management System
US7697903B2 (en) * 2006-12-06 2010-04-13 Broadcom Corporation Method and system for level detector calibration for accurate transmit power control
US20080199894A1 (en) 2007-02-15 2008-08-21 Abbott Diabetes Care, Inc. Device and method for automatic data acquisition and/or detection
US8123686B2 (en) 2007-03-01 2012-02-28 Abbott Diabetes Care Inc. Method and apparatus for providing rolling data in communication systems
CA2683721C (en) 2007-04-14 2017-05-23 Abbott Diabetes Care Inc. Method and apparatus for providing dynamic multi-stage signal amplification in a medical device
US8665091B2 (en) 2007-05-08 2014-03-04 Abbott Diabetes Care Inc. Method and device for determining elapsed sensor life
US8461985B2 (en) 2007-05-08 2013-06-11 Abbott Diabetes Care Inc. Analyte monitoring system and methods
US20080278332A1 (en) * 2007-05-08 2008-11-13 Abbott Diabetes Care, Inc. Analyte monitoring system and methods
US7928850B2 (en) 2007-05-08 2011-04-19 Abbott Diabetes Care Inc. Analyte monitoring system and methods
US20080281179A1 (en) * 2007-05-08 2008-11-13 Abbott Diabetes Care, Inc. Analyte monitoring system and methods
US8456301B2 (en) 2007-05-08 2013-06-04 Abbott Diabetes Care Inc. Analyte monitoring system and methods
US7551020B2 (en) * 2007-05-31 2009-06-23 Agere Systems Inc. Enhanced output impedance compensation
KR100937402B1 (ko) * 2007-09-19 2010-01-18 한국전자통신연구원 넓은 발진 주파수 범위와 선형 특성을 갖는 전압 제어발진기
JP4867891B2 (ja) * 2007-10-31 2012-02-01 アイコム株式会社 Ａｍ送信機及びその変調方法
JP5102603B2 (ja) * 2007-12-21 2012-12-19 ルネサスエレクトロニクス株式会社 半導体集積回路
US20090227273A1 (en) * 2008-03-06 2009-09-10 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Split analog-digital radio systems and methods
WO2010127050A1 (en) 2009-04-28 2010-11-04 Abbott Diabetes Care Inc. Error detection in critical repeating data in a wireless sensor system
US9184490B2 (en) 2009-05-29 2015-11-10 Abbott Diabetes Care Inc. Medical device antenna systems having external antenna configurations
EP2473098A4 (en) 2009-08-31 2014-04-09 Abbott Diabetes Care Inc ANALYTICAL SIGNAL PROCESSING APPARATUS AND METHOD
WO2011026148A1 (en) 2009-08-31 2011-03-03 Abbott Diabetes Care Inc. Analyte monitoring system and methods for managing power and noise
US20110299644A1 (en) * 2010-06-08 2011-12-08 Bing Xu Emission Suppression for Wireless Communication Devices
JP5694696B2 (ja) * 2010-07-15 2015-04-01 ラピスセミコンダクタ株式会社 周波数シンセサイザ装置及び変調周波数変位調整方法
CN102857221B (zh) * 2011-06-30 2017-07-21 中兴通讯股份有限公司 锁相环、宽带发射机及宽带发射机的载波泄露校准方法
US8536899B1 (en) * 2012-03-30 2013-09-17 Intel Corporation Calibration circuit apparatus and method
US9968306B2 (en) 2012-09-17 2018-05-15 Abbott Diabetes Care Inc. Methods and apparatuses for providing adverse condition notification with enhanced wireless communication range in analyte monitoring systems
CN104469457B (zh) * 2013-09-24 2017-08-29 扬智科技股份有限公司 数字视频广播接收器
US10135478B2 (en) 2017-04-10 2018-11-20 Speedlink Technology, Inc. Wideband millimeter-wave frontend integrated circuit
US10014901B1 (en) 2017-04-10 2018-07-03 Speedlink Technology Inc. Fully integrated complete multi-band RF frontend system integrated circuit (IC) chip

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US224740A (en) * 1880-02-17 Cyeus g
US51095A (en) * 1865-11-21 Improvement in looms for weaving embroidered fabrics
US5631587A (en) * 1994-05-03 1997-05-20 Pericom Semiconductor Corporation Frequency synthesizer with adaptive loop bandwidth
US6826246B1 (en) * 1999-10-15 2004-11-30 Agere Systems, Inc. Phase locked loop with control voltage centering
DE10056472A1 (de) * 2000-11-15 2002-05-29 Infineon Technologies Ag Polar-Loop-Sendeschaltung
GB2370435A (en) * 2000-12-22 2002-06-26 Nokia Mobile Phones Ltd A polar loop transmitter for a mobile phone
GB2374476B (en) * 2001-04-12 2003-05-21 Mitel Semiconductor Ltd A polar loop transmitter
GB2380880B (en) * 2001-10-10 2004-02-11 Zarlink Semiconductor Ltd A polar loop transmitter
US7088968B2 (en) * 2001-12-12 2006-08-08 Intel Corporation Method and polar-loop transmitter with origin offset for zero-crossing signals
US7120412B2 (en) * 2002-05-31 2006-10-10 Broadcom Corporation Calibration circuit for VCO
GB2389253B (en) 2002-05-31 2005-09-21 Hitachi Ltd Transmitter and semiconductor integrated circuit for communication
GB2393050B (en) 2002-09-13 2006-11-15 Hitachi Ltd Communication semiconductor integrated circuit and radio communication system
US7174144B2 (en) * 2002-09-13 2007-02-06 Broadcom Corporation Calibration of a phase locked loop

Cited By (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2007029513A1 (ja) * 2005-09-09 2007-03-15 Advantest Corporation タイミング発生器、試験装置、及びタイミング発生方法
KR101004427B1 (ko) 2005-09-09 2010-12-28 가부시키가이샤 어드밴티스트 타이밍 발생기, 시험 장치, 및 타이밍 발생 방법
JP5201991B2 (ja) * 2005-09-09 2013-06-05 株式会社アドバンテスト タイミング発生器、試験装置、及びタイミング発生方法
JP2009164939A (ja) * 2008-01-08 2009-07-23 Toyota Industries Corp Ｐｌｌ回路
JP5672415B2 (ja) * 2012-10-05 2015-02-18 株式会社村田製作所 通信端末装置
US9232034B2 (en) 2012-10-05 2016-01-05 Murata Manufacturing Co., Ltd. Communication terminal device including a UHF-band RFID system
JP2017195456A (ja) * 2016-04-19 2017-10-26 ザインエレクトロニクス株式会社 Ｐｌｌ周波数シンセサイザ
CN110663186A (zh) * 2017-05-24 2020-01-07 哉英电子股份有限公司 Pll频率合成器
US10819356B2 (en) 2017-05-24 2020-10-27 Thine Electronics, Inc. PLL frequency synthesizer
CN110663186B (zh) * 2017-05-24 2022-10-04 哉英电子股份有限公司 Pll频率合成器
KR20210025044A (ko) * 2018-06-11 2021-03-08 스위프트링크 테크놀로지스 인코포레이티드 광대역 밀리미터-파 프론트엔드 집적 회로
KR102444887B1 (ko) * 2018-06-11 2022-09-16 스위프트링크 테크놀로지스 컴퍼니 리미티드 광대역 밀리미터-파 프론트엔드 집적 회로

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US7187911B2 (en) 2007-03-06
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