JP2004015892A - インバータの制御装置及び電気自動車 - Google Patents
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Abstract
【課題】極力簡単な制御方式によってコンデンサの充電電荷を放電させることができるインバータの制御装置を提供する。
【解決手段】インバータ制御装置２０の放電制御部２２は、コンタクタ２によってバッテリ１と平滑コンデンサ６との接続が開離されると、インバータ主回路３を制御して電動機９の固定子巻線１１ｕ〜１１ｗに高周波電圧を印加することで平滑コンデンサ６に蓄積されている電荷を放電させる。
【選択図】 図１
【解決手段】インバータ制御装置２０の放電制御部２２は、コンタクタ２によってバッテリ１と平滑コンデンサ６との接続が開離されると、インバータ主回路３を制御して電動機９の固定子巻線１１ｕ〜１１ｗに高周波電圧を印加することで平滑コンデンサ６に蓄積されている電荷を放電させる。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、バッテリと平滑用のコンデンサとの接続が断たれた場合に、コンデンサに蓄積されている電荷を放電させるインバータの制御装置、及びその制御装置を備えてなる電気自動車に関する。
【０００２】
【発明が解決しようとする課題】
バッテリを電源として電動機をインバータにより駆動する構成においては、電動機の運転を停止した場合、バッテリの消耗を極力防止するために、通常は平滑コンデンサとの接続を断つようになっている。ところが、その時点で平滑コンデンサには電荷が充電されているため、その充電電荷は速やかに放電させることが好ましい。
【０００３】
従来、上記の場合に平滑コンデンサを放電させるには、両端に放電抵抗を接続することで行なっているが、放電抵抗を配置するとインバータ全体が大型になってしまうという問題がある。このような問題を解決する技術として、特開平９−７０１９６号公報には、電気自動車の走行用電動機をベクトル制御する場合に、トルク電流成分Ｉｑをゼロとし励磁電流成分Ｉｄを所定値とすることで、電動機を回転させることなく平滑コンデンサの充電電荷を放電させる構成が開示されている。
【０００４】
この従来技術では、例えば、事故や故障が発生した際に回転位置センサや電流センサの出力信号が得られなくなった場合は、所期どおりの放電が行なえなくなったり、或いは、放電が全く不能になるといったおそれがある。
【０００５】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、極力簡単な制御方式によってコンデンサの充電電荷を放電させることができるインバータの制御装置、及びその制御装置を備えてなる電気自動車を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、請求項１記載のインバータの制御装置は、バッテリより出力される直流電源電圧を平滑するコンデンサと、
このコンデンサによって平滑された直流電源を三相交流電源に変換して電動機を駆動するインバータ主回路と、
前記バッテリと前記コンデンサとの接続を開閉するための開閉手段とを備えてなるインバータを制御するものにおいて、
前記開閉手段によって前記バッテリと前記コンデンサとの接続が開離されると、前記インバータ主回路を制御して前記電動機の固定子巻線に高周波電圧を印加することで前記コンデンサに蓄積されている電荷を放電させる制御回路を備えたことを特徴とする。
【０００７】
即ち、開閉手段によってバッテリとコンデンサとの接続が開離される場合、システムの運転が停止された場合であるから、電動機の回転も停止状態となっている。その状態で、制御回路が固定子巻線に高周波電圧を印加すると電動機の固定子には回転磁界が発生するが、停止している回転子が有する慣性が抗力となるため、電動機は回転磁界に同期して回転することがない。そして、巻線に高周波電流が流れることで発生する鉄損や銅損によりコンデンサに蓄積されている電荷を放電消費させることができる。また、この場合の回転磁界は電動機を回転させることを目的としないものであるから、電動機を回転駆動させる場合の駆動系とは全く無関係な位相に基づいて発生させれば良い。従って、電動機の回転状態を検出するためのセンサなどを使用することなくコンデンサを放電させることができる。
【０００８】
この場合、請求項２に記載したように、電動機を、通常駆動時にはベクトル制御するように構成し、
制御回路を、ｑ軸電圧指令値とｄ軸電圧指令値とを夫々所定値に設定することで高周波電圧を印加するように構成すると良い。
【０００９】
即ち、特開平９−７０１９６号公報に開示されている技術では、トルク電流成分Ｉｑをゼロとし励磁電流成分Ｉｄを所定値とすることで平滑コンデンサを放電させるが、この場合、通常駆動時と同様のベクトル制御を行い二次側の回転磁界の位相θを得なければ、各電流成分Ｉｑ，Ｉｄを設定することができない。
【００１０】
これに対して、請求項２の構成では、ベクトル制御の電圧指令値を直接設定するので、前記位相θに依存することなく設定を行うことができる。また、位相θに無関係に設定を行うので電動機が回転するような回転磁界が発生することもない。
【００１１】
また、請求項３に記載したように、電動機を、通常駆動時にはベクトル制御するように構成し、
制御回路を、ｑ軸電圧指令値またはｄ軸電圧指令値の何れか一方をゼロとして高周波電圧を印加するように構成しても良い。斯様に構成した場合も、請求項２と同様の効果が得られる。
【００１２】
また、請求項４に記載したように、制御回路を、電動機の固定子に交番磁界を発生させるように高周波電圧を印加する構成としても良い。斯様に構成した場合も、電動機は回転することなくコンデンサを放電させることができる。
【００１３】
更に、請求項５に記載したように、制御回路を、電動機の固定子に方向が交互に切替わる回転磁界を発生させるように高周波電圧を印加する構成とするのが好ましい。斯様に構成すれば、電動機の回転子には、方向が交互に変化するトルクが作用しその平均はほぼゼロとなるので、出力トルクを極力抑制することができる。
【００１４】
また、請求項６に記載したように、制御回路を、電動機の固定子巻線の内二相だけに高周波電圧を印加するように構成しても良い。即ち、三相の内何れか一相に係る巻線若しくは信号線が断線した場合であっても残りの二相に通電を行なえば、コンデンサを放電させることができる。
【００１５】
以上の場合において、請求項７に記載したように、制御回路を、高周波電圧の振幅を印加開始時から変化させる構成としても良い。斯様に構成すれば、電動機に発生するトルクが一様でなくなるので、電動機の回転を一層抑制することができる。
【００１６】
また、請求項８に記載したように、制御回路を、高周波電圧の周波数を印加開始時から変化させる構成としても良い。即ち、印加電圧の周波数が変化すれば巻線の通電電流も変化するので、請求項７と同様の効果が得られる。
【００１７】
更に、請求項９に記載したように、制御回路を、高周波電圧を印加する際に、インバータ主回路の上アームと下アームとのオンオフが切替わる間に微小な短絡電流が流れるようにスイッチングのタイミングを調整する構成としても良い。即ち、通常のインバータ制御では、上アームと下アームとのオンオフを切替える際に短絡電流が流れることを回避するため、上アーム及び下アームが同時にオフとなる所謂デッドタイムを挿入している。従って、例えばそのデッドタイムが通常よりも小さくなるように設定したり、或いは、完全にゼロとなるようにすれば、上記オンオフの切替え時に短絡電流が流れるようになり、コンデンサの放電をより短時間で行なうことができる。
【００１８】
加えて、請求項１０に記載したように、インバータ主回路を、ＰＷＭ制御されるように構成し、
制御回路は、開閉手段によってバッテリとコンデンサとの接続が開離されると、前記ＰＷＭ制御の搬送波周波数を通常動作時よりも上昇させるように構成しても良い。
【００１９】
即ち、ＰＷＭ制御の搬送波周波数を上昇させれば、インバータ主回路を構成するスイッチング素子が行なうスイッチングの回数が上昇するため、スイッチング損失が増加する。従って、スイッチング損失が増加する分だけコンデンサの充電電荷をより多く消費することが出来、放電をより早く行なうことが可能となる。
【００２０】
請求項１１記載のインバータの制御装置は、バッテリより出力される直流電源電圧を平滑するコンデンサと、
このコンデンサによって平滑された直流電源を三相交流電源に変換して電動機を駆動するインバータ主回路と、
前記バッテリと前記コンデンサとの接続を開閉するための開閉手段とを備えてなるインバータを制御するものにおいて、
前記開閉手段によって前記バッテリと前記コンデンサとの接続が開離されると、前記インバータ主回路の上アームと下アームとのオンオフが切替わる間に微小な短絡電流を流すようにスイッチングを行うことで、前記コンデンサに蓄積されている電荷を放電させる制御回路を備えたことを特徴とする。
【００２１】
斯様に構成すれば、請求項９と同様の作用により、電動機の回転状態を検出するためのセンサなどを使用することなく、且つ、電動機を回転させることなしにコンデンサを放電させることができる。
【００２２】
請求項１２記載のインバータの制御装置は、バッテリより出力される直流電源電圧を平滑するコンデンサと、
このコンデンサによって平滑された直流電源を三相交流電源に変換して電動機を駆動するインバータ主回路と、
前記バッテリと前記コンデンサとの接続を開閉するための開閉手段とを備えてなるインバータを制御するものにおいて、
前記開閉手段によって前記バッテリと前記コンデンサとの接続が開離されると、前記インバータ主回路を構成するスイッチング素子を全て同時にオンすることで上アームと下アームとの間に短絡電流を流し、前記コンデンサに蓄積されている電荷を放電させる制御回路を備えたことを特徴とする。
斯様に構成すれば、請求項１等と同様に、電動機の回転状態を検出するためのセンサなどを使用することなく、且つ、電動機を回転させることなしにコンデンサを放電させることができる。
【００２３】
以上の場合において、請求項１３に記載したように、電動機を、埋込み型永久磁石電動機とすると良い。即ち、埋込み型永久磁石電動機は、永久磁石が回転子鉄心内に埋め込まれた構成であるため鉄損が大きくなる。従って、その鉄損によりコンデンサの電荷を消費させることで、放電を速く行なうことができる。
【００２４】
またこの場合、請求項１４に記載したように、電動機を、永久磁石が発生するトルクよりもリラクタンストルクのほうが大となるように構成するのが好ましい。即ち、このタイプの電動機は、永久磁石が磁束障壁となる形態で回転子鉄心内に埋め込まれているので、界磁磁束は鉄心の鉄の部分をより多く貫通するようになる。従って、鉄損が更に大きくなるので、コンデンサの放電をより速く行なうことができる。
【００２５】
請求項１５記載の電気自動車は、請求項１乃至１４の何れかに記載のインバータ及び制御装置が搭載されることを特徴とする。即ち、電気自動車は、走行用電動機やオルタネータ，或いは、カーエアコン用のコンプレッサ電動機やファン電動機など、様々な電動機や発電機を備えて構成されている。従って、それらの何れかを、請求項１乃至１４の何れかに記載のインバータ及び制御装置によって駆動制御すれば、それらの電動機若しくは発電機を回転させることなく、コンデンサの充電電荷を放電させることができる。
【００２６】
この場合、請求項１６に記載したように、複数の電動機と、
これら複数の電動機を夫々駆動する複数のインバータ主回路とを備え、
制御回路を、コンデンサの放電時に、前記複数のインバータ主回路の内２つ以上を並列に制御する構成とするのが好ましい。
【００２７】
即ち、複数の電動機が複数のインバータ主回路によって夫々駆動される構成であれば、それらの内２つ以上を並列に制御してコンデンサを放電させれば、放電をより速く行うことができる。
【００２８】
【発明の実施の形態】
（第１実施例）
以下、本発明を電気自動車に適用した場合の第１実施例について、図１乃至図６を参照して説明する。図１は、電気自動車の駆動制御系に係る電気的構成を概略的に示すものである。バッテリ１は、二次電池単位セルを複数個直列に接続することで３００Ｖ程度の直流電圧が出力可能に構成されている。そのバッテリ１の正側端子は、コンタクタ（開閉手段）２を介してインバータ主回路３の正側直流母線４に接続されており、負側端子は負側直流母線５に接続されている。
【００２９】
直流母線４，５間には平滑コンデンサ６が接続されている。そして、インバータ主回路３は、６個のＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：スイッチング素子）７ｕ，７ｖ，７ｗ，７ｘ，７ｙ，７ｚが三相ブリッジ接続されている。また、各ＩＧＢＴ７ｕ〜７ｚのコレクタエミッタ間には、フライホイールダイオード８ｕ〜８ｚが逆方向に接続されている。尚、コンタクタ２，インバータ主回路３及び平滑コンデンサ６はインバータ１００を構成している。
【００３０】
インバータ主回路３の各相出力端子は、電気自動車の走行用電動機９の固定子鉄心１０に巻装されている各相固定子巻線１１ｕ，１１ｖ，１１ｗ（図５参照）に夫々接続されている。走行用電動機９は、図５に示すように、回転子鉄心１２内部に形成された４つのスロット内に永久磁石１３を挿入して埋込み型永久磁石電動機として構成されている。
【００３１】
電動機９の回転軸１４は、減速機１５に接続されており、電気自動車のタイヤ１６に回転駆動力を伝達するようになっている。また、電動機９には、ロータリエンコーダやレゾルバ等からなる回転位置センサ１７が配置されている。回転位置センサ１７は、電動機９の回転子の位置（位相角）θを検出してＥＣＵ（Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｕｎｉｔ）１８に出力するようになっている。
【００３２】
また、インバータ主回路３と電動機９との間には、変流器などで構成される電流センサ１９（三相分）が介挿されている。そして、電流センサ１９は、電動機９の各相巻線１１ｕ，１１ｖ，１１ｗに流れる電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出してＥＣＵ１８に出力するようになっている。また、バッテリ１，平滑コンデンサ６には、夫々の端子電圧を検出するための電圧センサ１０１，１０２が配置されている。
【００３３】
ＥＣＵ１８は、ＣＰＵ１８ａを中心とするマイクロコンピュータで構成されており、電気自動車の運転に係る各種制御を行うようになっている。ＥＣＵ１８には、車両側よりアクセル情報，ブレーキ情報，イグニッション（ＩＧ）キー情報，ホイール回転情報などの各種情報が与えられており、また、図示しないエアバッグ機構の一部である加速度センサが出力するセンサ信号も与えられている。
【００３４】
また、ＥＣＵ１８はインバータ制御装置２０を内蔵しており、そのインバータ制御装置２０は、駆動制御部２１，放電制御部（制御回路）２２及びセレクタ２３などで構成されている。駆動制御部２１は、インバータ主回路３により電動機９の駆動制御を行うようになっている。そして、放電制御部２２は、電動機９の駆動が停止されコンタクタ２が開離した場合などに、その時点で平滑コンデンサ６に充電されている電荷を放電させるための制御を行う。セレクタ２３は、駆動制御部２１，放電制御部２２が夫々出力する駆動信号ｕ，ｖ，ｗ，ｘ，ｙ，ｚの何れか一方側を、制御状態に応じてインバータ主回路３に選択的に出力するものである。
【００３５】
図２は、駆動制御部２１の構成を概略的に示す機能ブロック図である。駆動制御部２１は、インバータ主回路３を介して電動機９をベクトル制御するように構成されている。上述したようにＥＣＵ１８に与えられている各種情報は、トルク指令生成部２４に出力されている。トルク指令生成部２４は、これらの情報に基づいて電動機９に出力させるべきトルク指令Ｔ＊を生成すると、電流指令出力部２５に出力する。
【００３６】
電流指令出力部２５は、トルク指令Ｔ＊が与えられると、回転位置センサ１７が出力する回転子位置信号θの時間微分で得られる回転角速度や自身が保持しているデータテーブルなどに基づいて、励磁電流指令Ｉｄ＊，トルク電流指令Ｉｑ＊を減算器２６ｄ，２６ｑに夫々被減算値として出力するようになっている。
【００３７】
ＵＶＷ／ｄｑ変換部２７には、電流センサ１９によって出力される電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと位置信号θとが与えられている。そして、ＵＶＷ／ｄｑ変換部２７は、三相電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの直交座標変換とｄ（ｄｉｒｅｃｔ）軸，ｑ（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ）軸変換とを同時に行い、ｄ軸，ｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑを得るようになっている。ｄ軸，ｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑは、減算器２６ｄ，２６ｑに夫々減算値として出力される。
【００３８】
減算器２６ｄ，２６ｑは、入力された値の差分ΔＩｄ，ΔＩｑをＡＣＲ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｒｅｇｕｌａｔｏｒ）２８ｄ，２８ｑに夫々出力する。ＡＣＲ２８ｄ，２８ｑは、ＰＩ（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ−Ｉｎｔｅｇｒａｌ：比例積分）制御を行うブロックであり、入力される差分ΔＩｄ，ΔＩｑに基づき、ｄ軸，ｑ軸電圧指令Ｖｄ，Ｖｑを生成してｄｑ／ＵＶＷ変換部２９に出力する。
【００３９】
ｄｑ／ＵＶＷ変換部２９には、位置信号θが与えられている。そして、ｄｑ／ＵＶＷ変換部２９は、ｄ軸，ｑ軸電圧指令Ｖｄ，Ｖｑの直交座標変換と三相座標変換とを同時に行なうことで三相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを得るようになっている。この場合、ｄ軸，ｑ軸電圧指令Ｖｄ，Ｖｑと電動機９の相電圧振幅Ｖとの関係は、（１）式となる。
【数１】
また、変換式は（２）式となる。
【数２】
また、ＵＶＷ／ｄｑ変換部２７において用いられる変換式には、（１）式右辺の行列の逆行列が用いられる。
【００４０】
三相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、ＰＷＭ制御部３０に与えられている。ＰＷＭ制御部３０は、三相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，ＶｗをＰＷＭ変調し、インバータ主回路３を構成する各ＩＧＢＴ７ｕ〜７ｚのゲートにゲート信号ｕ〜ｚを出力するようになっている。
【００４１】
図３は、放電制御部２２の内部構成をＵ相についてのみ示す機能ブロック図であり、図４は、各部の信号波形を示すタイミングチャートである。周波数発生回路３１は、発振回路３２に位相基準値を出力する（図４（ａ）参照）。
【００４２】
発振回路３２は、加算器３２ａと遅延回路３２ｂとで構成されている。加算器３２ａの加算結果は遅延回路３２ｂにより単位時間だけ遅延され、加算器３２ａは、上記加算結果と周波数発生回路３１によって出力された単位データとを加算するようになっている。即ち、発振回路３２の出力データ波形は図４（ｂ）に示すように線形に増加し、最大値に達すると加算器３２ａがゼロクリアされることで鋸歯状波をなす。
【００４３】
発振回路３２の出力データは加算器３３に出力され、初期位相発生回路３４より出力される初期位相値（図４（ｃ）参照）と加算される。その結果、加算器３３の出力データ波形は、図４（ｄ）に示すように発振回路３２の出力データ波形を初期位相値分だけ進み側にシフトしたものとなっている。尚、初期位相発生回路３４は、電動機９の回転子位置が検出可能な状態にある場合は、最適な位相から放電制御を開始する目的で初期位相を設定するために使用することができる（勿論、必須の構成ではない）。
【００４４】
正弦波発生回路３５は、加算器３３の出力データを位相値として正弦波データを乗算器３６に出力する（図４（ｅ）参照）。尚、正弦波の周波数は、例えば数ｋＨｚ程度の高周波領域となるように設定される。乗算器３６は、加算器３３の出力データと振幅発生回路３７が出力する振幅設定データ（図４（ｆ）参照）とを乗算したデータを、電圧指令ＶｕとしてＰＷＭ制御回路３８に出力する（図４（ｇ）参照）。
【００４５】
ＰＷＭ制御回路３８は、周知のように、内部で発生させたＰＷＭ搬送波と電圧指令Ｖｕとのレベルを比較することでＵ相ＰＷＭ信号ｕを生成出力する（図４（ｈ）参照）。また、Ｕ相ＰＷＭ信号ｕの反転として、下アーム側のＰＷＭ信号ｘを生成出力する（図４（ｉ）参照）。
尚、Ｖ相，Ｗ相についても基本的構成は同様である。また、図４に示す波形は、周波数発生回路３１の出力データが途中で変化しているが、これは各部の動作の理解を容易にするために示したものであり、実際のケースでは必ずしもこのように変化させる必要はない。
【００４６】
次に、本実施例の作用について図６をも参照して説明する。図６は、ＥＣＵ１８のＣＰＵ１８ａが、本発明の要旨に係る部分に関して行う制御内容を示すフローチャートである。
【００４７】
ＣＰＵ１８ａは、イグニッション情報を参照し、イグニッションがＯＮになるまで待機しており（ステップＳ０）、ＯＮになると（「ＹＥＳ」）コンタクタ２をＯＮしてバッテリ１の直流電源をインバータ主回路３側に供給させる（ステップＳ１）。そして、インバータ制御装置２０のセレクタ２３により駆動制御部２１を選択し、アクセル情報やブレーキ情報などに基づいて通常制御を行う（ステップＳ１）。即ち、ベクトル制御によって電動機９を駆動することで、電気自動車を走行させる。
【００４８】
続いて、ＣＰＵ１８ａは、イグニッションがＯＦＦになったか（ステップＳ３）、また、加速度センサの信号やＣＡＮ（Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ Ａｒｉａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）から得られる情報によって車両に事故が発生したか否かを判断する（ステップＳ４）。そして、何れのステップでも「ＮＯ」である場合はステップＳ２に戻り、何れかのステップで「ＹＥＳ」である場合はコンタクタ２をＯＦＦし（ステップＳ５）、セレクタ２３により放電制御部２２を選択して放電制御を行わせる（ステップＳ６）。
【００４９】
即ち、コンタクタ２をＯＦＦした時点では、例えば５０００μＦ程度の容量を有する平滑コンデンサ６は電荷が充電された状態にある。そこで、放電制御部２２を起動して平滑コンデンサ６の充電電荷を放電させる。放電制御部２２は、図４に示すように、駆動制御部２１が行うベクトル制御とは全く独立に位相を生成して数ｋＨｚ程度の高い周波数で正弦波を出力する。すると、電動機９の各相巻線１１ｕ，１１ｖ，１１ｗには高周波電圧が印加され、平滑コンデンサ６の充電電荷は鉄損及び銅損によって消費されるので、平滑コンデンサ６の端子電圧は低下して行く。この場合、高周波電圧Ｖが印加されることで電動機９の巻線１１に流れる電流Ｉは、抵抗成分を無視し、電動機９のインダクタンスをＬとすると、（３）式となる。
Ｉ＝Ｖ／ωＬ ・・・（３）
この時、電動機９の固定子には高速の回転磁界が発生するが、コンタクタ２がＯＦＦとなった時点で停止している電動機９は、慣性が抗力となって同期することが出来ず回転することはない。そして、ＣＰＵ１８ａは、平滑コンデンサ６の端子電圧が十分低下するまでは（ステップＳ７，「ＮＯ」）ステップＳ６に戻り放電制御を継続し、電圧が十分低下すると（「ＹＥＳ」）ステップＳ０に戻る。
【００５０】
以上のように本実施例によれば、インバータ制御装置２０の放電制御部２２は、コンタクタ２によってバッテリ１と平滑コンデンサ６との接続が開離されると、インバータ主回路３を制御して電動機９の固定子巻線１１ｕ〜１１ｗに高周波電圧を印加することで平滑コンデンサ６に蓄積されている電荷を放電させるようにした。
【００５１】
従って、電動機９を回転させることなく、巻線１１ｕ〜１１ｗに高周波電流が流れることで発生する鉄損や銅損により平滑コンデンサ６に蓄積されている電荷を放電消費させることができる。また、この場合、固定子に発生する回転磁界は電動機９を回転させることを目的としないので、電動機９を通常時に駆動するベクトル制御とは全く無関係に位相を発生させれば良い。従って、回転位置センサ１７や電流センサ１９が故障したり信号線が断線した場合であっても、平滑コンデンサ６を放電させることができる。
【００５２】
更に、本実施例によれば、電動機９を、鉄損が大きくなる埋込み型永久磁石電動機としたので、その鉄損により平滑コンデンサ６の電荷を消費させることで、放電をより速く行なうことができる。
加えて、電気自動車を、インバータ１００及び制御装置２０を搭載して構成し、走行用電動機９を駆動制御するように構成したので、電気自動車９の停車時等に、電動機９を回転させることなく、平滑コンデンサ６の充電電荷を放電させることができる。
【００５３】
（第２実施例）
図７及び図８は本発明の第２実施例であり、第１実施例と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分についてのみ説明する。第２実施例では、駆動制御部２１を構成するｄｑ／ＵＶＷ変換部２９の２つの電圧入力端子は、切替えスイッチ３９ｄ，３９ｑの可動接点に接続されている。また、ＡＣＲ２８ｄ，２８ｑの出力端子は、切替えスイッチ３９ｄ，３９ｑの一方の固定接点に接続されており、他方の固定接点には、ｄ軸電圧発生回路４０ｄ，ｑ軸電圧発生回路４０ｑの出力端子が接続されている。
【００５４】
また、ｄｑ／ＵＶＷ変換部２９の位相入力端子は、切替えスイッチ４１の可動接点に接続されており、切替えスイッチ４１の一方の固定接点には、回転位置センサ１７が出力する位置信号θが与えられている。周波数発生回路３１，発振回路３２，加算器３３及び初期位相発生回路３４は、第１実施例における放電制御部２２の構成要素であり、加算器３３より出力される位相信号θは、切替えスイッチ４１の他方の固定接点に与えられている。尚、切替えスイッチ３９ｄ，３９ｑ及び４１の切替えは、ＥＣＵ１８のＣＰＵ１８ａにより連動して行なわれるようになっている。
【００５５】
以上において、周波数発生回路３１，発振回路３２，加算器３３，初期位相発生回路３４，切替えスイッチ３９ｄ，３９ｑ及び４１，ｄ軸電圧発生回路４０ｄ，ｑ軸電圧発生回路４０ｑ，切替えスイッチ４１は、放電制御部（制御回路）４２を構成している。
【００５６】
次に、第２実施例の作用について説明する。ＣＰＵ１８ａが行う制御内容は、基本的に第１実施例において図６に示したものと同様であるが、ステップＳ２の通常制御時には、切替えスイッチ３９ｄ，３９ｑ及び４１の可動接点は、ＡＣＲ２８ｄ，２８ｑ及び回転位置センサ１７側の固定接点に接続されている。そして、ステップＳ６における放電制御時には、上記可動接点は、ｄ軸電圧発生回路４０ｄ，ｑ軸電圧発生回路４０ｑ，加算器３３側の固定接点に接続されるように切替えられる。
【００５７】
即ち、第１実施例では、放電時の制御形態を、駆動制御部２１が行うベクトル制御と全く別のものに切替えたが、第２実施例では、放電時には駆動制御部２１が行うベクトル制御の構成を一部変更して制御するように構成される。
【００５８】
図８は、放電制御部４２のタイミングチャートを示す。加算器３３は、第１実施例と同様に回転を停止している電動機９に対して依存しない位相信号θ´をｄｑ／ＵＶＷ変換部２９の位相入力端子に出力する（図８（ａ）参照）。そして、ｄ軸電圧発生回路４０ｄ，ｑ軸電圧発生回路４０ｑは、ＡＣＲ２８ｄ，２８ｑに代わって例えば電圧指令Ｖｄ，Ｖｑを夫々所定レベルの一定値，０としてｄｑ／ＵＶＷ変換部２９に出力する（図８（ｂ），（ｃ）参照）。
【００５９】
ｄｑ／ＵＶＷ変換部２９は、電圧指令Ｖｄ，Ｖｑと位相信号θ´とに基づいて三相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを生成し（図８（ｄ）参照）、ＰＷＭ制御部３０は、三相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに基づいてＰＷＭゲート信号ｕ〜ｚを生成する（図８（ｅ）参照）。
【００６０】
すると、第１実施例と同様に、電動機９の巻線１１ｕ〜１１ｗには高周波電圧が印加され固定子には高速回転磁界が発生するが、やはり電動機９がその高速回転磁界に同期して回転することはなく、巻線１１ｕ〜１１ｗに高周波電流が流れることで発生する鉄損や銅損により、平滑コンデンサ６に蓄積されている電荷は放電される。
尚、上記構成において巻線１１ｕ〜１１ｗに過電流が発生することが想定される場合には、電流制限を行うように対応すれば良い。
【００６１】
以上のように第２実施例によれば、放電制御部４２は、平滑コンデンサ６を放電させる場合に、ｄ軸電圧発生回路４０ｄ，ｑ軸電圧発生回路４０ｑにより電圧指令Ｖｄ，Ｖｑを夫々所定レベルの一定値，０としてｄｑ／ＵＶＷ変換部２９に出力するので、第１実施例と同様の効果が得られる。
【００６２】
また、特開平９−７０１９６号公報に開示されている技術では、トルク電流成分Ｉｑをゼロとし励磁電流成分Ｉｄを所定値とすることで平滑コンデンサ６を放電させるが、この場合、通常駆動時と同様のベクトル制御を行い二次側の回転磁界の位相θを得なければ、各電流成分Ｉｑ，Ｉｄを設定することができない。
【００６３】
これに対して、第２実施例の構成では、ベクトル制御の電圧指令Ｖｄ，Ｖｑを直接設定するので、前記位相θに依存することなく設定を行うことができる。そして、位相θに無関係に設定を行うので電動機９が回転するような回転磁界は発生しない。
【００６４】
（第３実施例）
図９乃至図１１は本発明の第３実施例であり、第１または第２実施例と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分についてのみ説明する。尚、図９は、放電制御部（制御回路）４３に係る部分の構成のみ（第２実施例のように、切替えスイッチ３９ｄ，３９ｑ及び４１により、放電制御側に切り替えられた構成部分）を示すものである。
【００６５】
ｄｑ／ＵＶＷ変換部２９のｄ軸側入力端子には、第１実施例の各回路３１〜３７と同様の構成が配置されている。また、ｑ軸側入力端子には固定値０が与えられており、位相入力端子には固定位相値θが与えられている。また、ＰＷＭ制御回路３０ｕ〜３０ｗはＰＷＭ制御部３０の内部構成であり、各相に対応するＰＷＭ信号を生成するものである。
【００６６】
次に、第３実施例の作用について図１０及び図１１をも参照して説明する。乗算器３６が出力するｄ軸電圧指令Ｖｄは、図１１（ａ）に示すように正弦波データとして出力される。図１０は、ＵＶＷ三相座標とｄｑ軸座標の関係を示すベクトル図である。即ち、ｄ軸電圧指令Ｖｄは、固定位相値θの値に応じて三相座標軸に射影されるので、その値でどの相の磁極に交番磁界が印加されるかが決まることになる。
【００６７】
図１１は、固定位相値θ＝０のケースであり、三相座標のＵ軸とｄｑ軸座標のｄ軸は一致することになる。そして、電圧指令Ｖｕはｄ軸電圧指令Ｖｄと同相で出力され、電圧指令Ｖｖ，Ｖｗは、電圧指令Ｖｕの逆相で出力される（図１１（ｂ）参照）。即ち、（２）式において、Ｖｄ＝ｓｉｎω，Ｖｑ＝０，θ＝０とすると（但し、右辺の係数√（２／３）は無視する）、
Ｖｕ＝ｓｉｎω，Ｖｖ＝−ｓｉｎω／２，Ｖｗ＝−ｓｉｎω／２・・・（４）
、となるからである。
【００６８】
その結果、電動機９の固定子に発生する磁界は、各相に対応する磁極の極性が交互にＮ，Ｓ，Ｎ，Ｓ，・・・に切り替わる交番磁界となり、回転磁界が発生しないので、電動機９が起動されることはない。
尚、電動機９の磁極位置が検出できる状態にある場合は、回転子がｄ軸方向（磁極方向）に一致するようにθを設定すれば、インダクタンスが小さくなるため平滑コンデンサ６の放電をより速く行なうことができる。
【００６９】
以上のように第３実施例によれば、放電制御部４３は、電動機９の固定子に交番磁界を発生させるように高周波電圧を印加するので、電動機９は回転することなく平滑コンデンサ６を放電させることができる。
【００７０】
（第４実施例）
図１２は本発明の第４実施例であり、第１実施例と異なる部分のみ説明する。第４実施例の放電制御部（制御回路）４４は、第１実施例の放電制御部２２における振幅発生回路３７と乗算器３６との間に、変化率リミッタ回路４５を介挿したものである。変化率リミッタ回路４５は、放電制御の開始時における電圧は０Ｖとなるようにし、その時点から線形に増加して放電が終了すると想定される例えば数１００ｍ秒後には数１００Ｖに達するように、振幅発生回路３７の出力データを変化させるものである。
【００７１】
即ち、（３）式より、電圧Ｖを徐々に大きくすれば電流Ｉ、つまりトルクも漸増する。従って、起動時初期における突入電流を抑制することが出来、また、放電の初期時に減速機１５のギヤなどで生じるガタツキ音を抑制することも可能となる。加えて、放電電流量も漸増するので放電時間を短縮することもできる。
【００７２】
（第５実施例）
図１３は本発明の第５実施例であり、第２実施例と異なる部分のみ説明する。第５実施例の放電制御部（制御回路）４６は、第２実施例の放電制御部４２におけるｄ軸電圧発生回路４０ｄ，ｑ軸電圧発生回路４０ｑとｄｑ／ＵＶＷ変換部２９との間に、第４実施例と同様の変化率リミッタ回路４５ｄ，４５ｑが介挿されたものである（但し、Ｖｑ＝０に設定する場合、回路４５ｑは不要である）。
斯様に構成された第５実施例によれば、第４実施例と同様の効果を得ることができる。
【００７３】
（第６実施例）
図１４は本発明の第６実施例であり、第３実施例と異なる部分のみ説明する。第６実施例の放電制御部（制御回路）４７は、第３実施例の放電制御部４３における振幅発生回路３７と乗算器３６との間に、第４実施例等と同様の変化率リミッタ回路４５を介挿したものである。
斯様に構成された第６実施例によれば、第４実施例と同様の効果を得ることができる。
【００７４】
（第７実施例）
図１５及び図１６は本発明の第７実施例であり、第１実施例と異なる部分のみ説明する。第７実施例の放電制御部（制御回路）４８は、第１実施例の放電制御部２２における周波数発生回路３１と発振回路３２との間に、第４実施例等と同様の変化率リミッタ回路４５，減算器４９及びリミッタ５０を介挿したものである。尚、これらは周波数漸減回路５１を構成している。
【００７５】
即ち、周波数発生回路３１の出力データは、変化率リミッタ回路４５と減算器４９とに与えられており、変化率リミッタ回路４５の出力データは、減算器４９に減算値として与えられている。そして、減算器４９の出力データは、リミッタ５０を介して発振回路３２に与えられている。
【００７６】
図１６は、放電制御部４８における上記構成部分の各信号波形を示すタイミングチャートである。図１６（ｃ）に示す減算器４９の出力データは、図１６（ａ），（ｂ）の差分であるから線形に減少することになる。そして、図１６（ｄ）に示すリミッタ５０は、減算器４９の出力データの下限をリミットする。即ち、発振回路３２に与えられるデータがゼロになると、加算器３３が出力する位相データが変化しなくなるからである。
【００７７】
このように、発振回路３２に与えられるデータが漸減すると、電圧指令Ｖｕの周波数が次第に低下するので、（３）式より、それに伴って電流Ｉは次第に増加する。
以上のように構成された第７実施例によれば、第４実施例等と同様の効果を得ることができる。
【００７８】
（第８実施例）
図１７は本発明の第８実施例であり、第２実施例と異なる部分のみ説明する。第８実施例の放電制御部（制御回路）５２は、第２実施例の放電制御部４２における周波数発生回路３１と発振回路３２との間に、第７実施例等と同様の周波数漸減回路５１を介挿したものである。
以上のように構成された第８実施例によれば、第７実施例と同様の効果が得られる。
【００７９】
（第９実施例）
図１８は本発明の第９実施例であり、第３実施例と異なる部分のみ説明する。第９実施例の放電制御部（制御回路）５３は、第３実施例の放電制御部４３における周波数発生回路３１と発振回路３２との間に、第７実施例等と同様の周波数漸減回路５１を介挿したものである。
以上のように構成された第９実施例によれば、第７実施例と同様の効果が得られる。
【００８０】
（第１０実施例）
図１９は本発明の第１０実施例であり、第４実施例と異なる部分のみ説明する。第１０実施例の放電制御部（制御回路）５４は、第４実施例の放電制御部４４における周波数発生回路３１と発振回路３２との間に、第７実施例等と同様の周波数漸減回路５１を介挿したものである。
以上のように構成された第１０実施例によれば、第７実施例と同様の効果が得られる。
【００８１】
（第１１実施例）
図２０は本発明の第１１実施例であり、第５実施例と異なる部分のみ説明する。第１１実施例の放電制御部（制御回路）５５は、第５実施例の放電制御部４６における周波数発生回路３１と発振回路３２との間に、第７実施例等と同様の周波数漸減回路５１を介挿したものである。
以上のように構成された第１１実施例によれば、第７実施例と同様の効果が得られる。
【００８２】
（第１２実施例）
図２１は本発明の第１２実施例であり、第６実施例と異なる部分のみ説明する。第１２実施例の放電制御部（制御回路）５６は、第６実施例の放電制御部４７における周波数発生回路３１と発振回路３２との間に、第７実施例等と同様の周波数漸減回路５１を介挿したものである。
以上のように構成された第１２実施例によれば、第７実施例と同様の効果が得られる。
【００８３】
（第１３実施例）
図２２は本発明の第１３実施例であり、第２実施例と異なる部分のみ説明する。第１３実施例の放電制御部（制御回路）５７は、第３実施例の放電制御部４３における周波数発生回路３１と発振回路３２との間に乗算器５８を介挿し、周波数発生回路３１の出力データに単位矩形波発振回路５９の出力データを乗じたものを発振回路３２に出力するようになっている。
【００８４】
単位矩形波発振回路５９は、振幅が周期的に±１に切替わる矩形波信号を出力する。その結果、発振回路３２より出力される位相信号は増減を繰り返すことになるので、ｄｑ／ＵＶＷ変換部２９，ＰＷＭ制御部３０及びインバータ主回路３を介して電動機９の固定子巻線１１ｕ〜１１ｗに出力される高周波電圧は、固定子に回転方向が交互に正逆反転する回転磁界を発生させる。
【００８５】
以上のように構成された第１３実施例によれば、放電制御部５７は、電動機９の固定子に方向が交互に切替わる回転磁界を発生させるように高周波電圧を印加するので、電動機９の回転子には、方向が交互に変化するトルクが作用しその平均はほぼゼロとなる。従って、電動機９の出力トルクを極力抑制することができる。
【００８６】
（第１４実施例）
図２３は本発明の第１４実施例である。第１４実施例は、第５実施例の構成と第１３実施例の構成とを組み合わせることで、放電制御部（制御回路）６０を構成したものである。斯様に構成された第１４実施例によれば、第５実施例により得られる効果と第１３実施例により得られる効果とを同時に得ることができる。
【００８７】
（第１５実施例）
図２４は本発明の第１５実施例である。第１５実施例は、第８実施例の放電制御部５２に、第１３実施例と同様の乗算器５８及び単位矩形波発振回路５９を加えて放電制御部（制御回路）６１を構成したものである。即ち、周波数漸減回路５１のリミッタ５０と発振回路３２との間に、乗算器５８及び単位矩形波発振回路５９よりなる構成部分を介挿したものである。斯様に構成された第１５実施例によれば、第８実施例により得られる効果と第１３実施例により得られる効果とを同時に得ることができる。
【００８８】
（第１６実施例）
図２５は本発明の第１６実施例である。第１６実施例は、第１１実施例の放電制御部５５の一部をなす周波数漸減回路５１について、第１５実施例と同様に乗算器５８及び単位矩形波発振回路５９を加えて放電制御部（制御回路）６２を構成したものである。斯様に構成された第１６実施例によれば、第１１実施例により得られる効果と第１３実施例により得られる効果とを同時に得ることができる。
【００８９】
（第１７実施例）
図２６及び図２７は本発明の第１７実施例である。第１７実施例は、放電時の三相電圧指令Ｖｕ〜Ｖｗを出力する基本的な構成は、第１実施例の放電制御部２２と同様である。各相に対応する変調波発生回路（本実施例では、このように称する）２２ｕ，２２ｖ，２２ｗとＰＷＭ制御回路３８ｕ，３８ｖ，３８ｗとの間には、三点切替えスイッチ６３ｕ，６３ｖ，６３ｗが介挿されている。
【００９０】
スイッチ６３ｕ，６３ｖ，６３ｗの固定接点ａ，ｂ，ｃには、変調波発生回路２２ｕ，２２ｖ，２２ｗの出力端子が夫々接続されている。また、スイッチ６３ｕ，６３ｖ，６３ｗの固定接点ｂ，ｃ，ａには、指令値ゼロを与えるゲートブロック（ＧＢ）出力が夫々接続されている。
【００９１】
また、各変調波発生回路２２ｕ，２２ｖ，２２ｗが出力する電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、係数「−１」を乗ずる乗算器６４ｕ，６４ｖ，６４ｗに夫々与えられており、乗算器６４ｕの出力信号はスイッチ６３ｖの固定接点ａに、乗算器６４ｖの出力信号はスイッチ６３ｗの固定接点ｂに、乗算器６４ｗの出力信号は、スイッチ６３ｕの固定接点ｃに、夫々接続されている。即ち、乗算器６４は、各相電圧指令Ｖの逆相信号を出力する。
そして、スイッチ６３ｕ，６３ｖ，６３ｗの可動接点ｄは、ＰＷＭ制御回路３８ｕ，３８ｖ，３８ｗの入力端子に接続されており、スイッチ６３の切替えは、ＥＣＵ１８のＣＰＵ１８ａによって行なわれるようになっている。以上が、放電制御部（制御回路）６５を構成している。
【００９２】
次に、第１７実施例の作用について図２７をも参照して説明する。尚、初期状態において、スイッチ６３ｕ，６３ｖ，６３ｗの可動接点ｄは、夫々の固定接点ａ，ｂ，ｃに接続されている。
図２７は、ＣＰＵ１８ａが、第１実施例における図６のフローチャートのステップＳ６で行なう処理内容を示すものである。ＣＰＵ１８ａは、先ず、電動機９の各相巻線１１ｕ〜１１ｗについて、駆動信号系統に断線が発生しているか否かを判断する（ステップＳ１１）。即ち、電動機９を通常駆動制御している際に、電流センサ１９による検出信号が変化しなくなった相がある場合は断線が発生したものと判断する。
【００９３】
ステップＳ１１において、断線が発生していない場合は（「ＮＯ」）、ステップＳ１２に移行して第１実施例と同様に三相電圧指令Ｖｕ〜Ｖｗによる高周波電圧が出力されるようにする。一方、断線が発生した場合（「ＹＥＳ」）、断線相Ｃに対応するスイッチ６３をゲートブロック側に切替える（ステップＳ１３）。そして、健全相の一方であるＡ相のスイッチ６３を電圧指令ＶＡ側に切替え（ステップＳ１４）、もう一方のＢ相のスイッチ６３をＡ相の乗算器６４側（ＶＡバー側）に切替える（ステップＳ１５）。尚、Ａ，Ｂ，ＣはＵ，Ｖ，Ｗの何れかである。
【００９４】
例えば、Ｗ相が断線した場合は、スイッチ６３ｕ，６３ｖ，６３ｗの可動接点ｄを何れも固定接点ａ側に接続するように切替える。すると、ＰＷＭ制御回路３８ｕには電圧指令Ｖｕが、制御回路３８ｖにはその逆相信号が出力され、制御回路３８ｗに対する信号はブロックされる。即ち、この場合、インバータ主回路３は単相インバータとして動作し、Ｕ，Ｖ相だけに高周波電圧が印加されるので、電動機９が回転することはない。
【００９５】
以上のように第１７実施例によれば、放電制御部６５は、電動機９の固定子巻線１１ｕ〜１１ｗの内二相だけに高周波電圧を印加するので、三相の内何れか一相に係る巻線１１若しくは信号線が断線した場合であっても残りの二相に通電を行なうことで、平滑コンデンサ６を放電させることができる。
【００９６】
（第１８実施例）
図２８は本発明の第１８実施例である。第１８実施例は、第１７実施例の変調波発生回路２２における振幅発生回路３７と乗算器３６との間に、第４実施例における変化率リミッタ回路４５を介挿することで放電制御部（制御回路）６６が構成されている。即ち、第４実施例と第１７実施例とを組み合わせた構成である。斯様に構成された第１８実施例によれば、第４実施例と第１７実施例とにより得られる効果を同時に得ることができる。
【００９７】
（第１９実施例）
図２９は本発明の第１９実施例である。第１９実施例は、第７実施例と第１７実施例とを組み合わせた構成であり、以って放電制御部（制御回路）６７が構成されている。斯様に構成された第１９実施例によれば、第７実施例と第１７実施例とにより得られる効果を同時に得ることができる。
【００９８】
（第２０実施例）
図３０は本発明の第２０実施例である。第２０実施例は、第１２実施例と第１７実施例とを組み合わせた構成であり、以って放電制御部（制御回路）６８が構成されている。斯様に構成された第１９実施例によれば、第１２実施例と第１７実施例とにより得られる効果を同時に得ることができる。
【００９９】
（第２１実施例）
図３１乃至図３３は本発明の第２１実施例である。第２１実施例は、第１７実施例の構成を発展させたものである。即ち、三点切替えスイッチ６３ｖ，６３ｗは、四点切替えスイッチ６９ｖ，６９ｗに置き換わっているが、それらの各接点ａ〜ｄの接続はスイッチ６３ｖ，６３ｗと同様である。そして、スイッチ６９ｖ，６９ｗの四点目の固定接点ｅは、変調波発生回路２２ｕの出力端子に接続されている。
【０１００】
また、デッドタイム発生回路７０は、インバータ主回路３の上アームと下アームとのＩＧＢＴ７のオンオフが切替わる場合に付与するデッドタイムを設定するものである。デッドタイムＴｄは、図３３に示すように、上アームと下アームとのＩＧＢＴ７が同時にオンして短絡電流が流れることを防止するために、両者が同時にオフする期間として設定される。そして、デッドタイム発生回路７０は、そのデッドタイムの設定が、ＣＰＵ１８ａの指令により変化可能となるように構成されている。以上が放電制御部（制御回路）７１を構成している。
【０１０１】
図３２は、ＣＰＵ１８ａが行なう制御内容を示すフローチャートである。ＣＰＵ１８ａは、断線を検出しステップＳ１１で「ＹＥＳ」と判断すると、その断線が三相の内二相について発生しているか否かを判断する（ステップＳ１６）。そして、一相のみが断線している場合は（「ＮＯ」）第１７実施例と同様にステップＳ１３〜Ｓ１５を実行し、二相（Ｂ，Ｃ）が断線している場合は（「ＹＥＳ」）全ての相のスイッチ６３ｕ，６９ｖ，６９ｗを電圧指令ＶＡ側に切替える（ステップＳ１７）。それから、デッドタイム発生回路７０におけるデッドタイムを、通常制御時よりも小さくなるように設定する（ステップＳ１８）。例えば、通常制御時の設定が６μ秒である場合に、１μ秒程度まで減少させる。
【０１０２】
即ち、ＩＧＢＴ７はゲート電圧が印加されてからターンオンするまで、若しくは、ゲート電圧が印加されなくなってからターンオフするまでに若干の時間を要する。そのため、デッドタイムが短くなると、例えば、上アームのターンオフ期間と下アーム側のターンオフ期間とが重なることで、両者間に微小な短絡電流が流れる。従って、三相の内二相に断線が発生した場合は、三相全てに健全相と同じ電圧指令を出力すれば、上記短絡電流によって平滑コンデンサ６の充電電荷を放電させることができる。
【０１０３】
尚、本実施例では、三相全てが断線した場合は想定していない。また、図示の都合上、断線はＶ，Ｗ相に発生することを前提とした構成となっているが、切替えスイッチの切替え点数を増加させることで、何れの二相が断線した場合にも対応できることは言うまでもない。
【０１０４】
以上のように第２１実施例によれば、放電制御部７１は、平滑コンデンサ６の放電を行う場合に、三相の内二相に断線が発生した場合は、三相全てについてインバータ主回路３の上アームと下アームとのオンオフが切替わる間に微小な短絡電流が流れるようにデッドタイムの設定値を減少させるようにしたので、短絡電流を流すことで平滑コンデンサ６の放電を行なうことができる。
【０１０５】
（第２２実施例）
図３４は本発明の第２２実施例である。第２２実施例は、例えば第１実施例のＰＷＭ発生回路３８に、キャリア周波数設定回路７２を付加した構成である。キャリア周波数設定回路７２は、ＰＷＭ制御に用いる搬送波信号（キャリア）の周波数設定が、ＣＰＵ１８ａの指令により変化可能となるように構成されている。以上が放電制御部（制御回路）７３を構成している。そして、ＣＰＵ１８ａは、平滑コンデンサ６の放電制御を行う場合は、キャリア周波数を上昇させるように制御する。
【０１０６】
即ち、キャリア周波数を上昇させれば、インバータ主回路３を構成するＩＧＢＴ７が行なうスイッチングの回数が増加するので、スイッチング損失が上昇する。従って、その損失が上昇した分だけ平滑コンデンサ６の充電電荷をより多く消費し、放電をより速く行なうことができるようになる。
【０１０７】
（第２３実施例）
図３５は本発明の第２３実施例である。第２３実施例の放電制御部（制御回路）７４は（Ｕ相についてのみ示す）、デューティ設定回路７５及び矩形波発生回路７６で構成されている。そして、矩形波発生回路７６の出力信号は、ゲートｕ，ｘ共通の信号である。
【０１０８】
即ち、上アームと下アームとに共通のゲート信号が与えられるため、インバータ主回路３においては、両者が同時にオンすることで短絡電流が流れる。デューティ設定回路７５はＩＧＢＴ７のオンデューティ（オン時間Ｔｏｎ）を設定するものである。オン時間Ｔｏｎは、バッテリ１の直流電圧をＶｄｃ，インバータ主回路３の直流母線４，５のストレーインダクタンスをＬｓ，ＩＧＢＴ７の許容電流をＩｍａｘとすると、
Ｔｏｎ＝Ｌｓ／Ｖｄｃ＊Ｉｍａｘ ・・・（５）
（５）式で定まる値よりも小さくなるように設定する。斯様にオン時間Ｔｏｎを設定すれば、短絡電流を流してもＩＧＢＴ７が破壊されることはない。
【０１０９】
以上のように構成された第２３実施例によれば、放電制御部７４は、コンタクタ２によってバッテリ１と平滑コンデンサ６との接続が開離されると、インバータ主回路３を構成するＩＧＢＴ７を全て同時にオンすることで上アームと下アームとの間に短絡電流を流し、平滑コンデンサ６に蓄積されている電荷を放電させるようにした。従って、第２２実施例などと同様に、三相の内何れかの相に断線が発生した場合でも、平滑コンデンサ６の放電を行なうことができる。
【０１１０】
（第２４実施例）
図３６は本発明の第２４施例である。第２４実施例は、電動機９に代えて、永久磁石電動機７７を用いるようにしたものである。永久磁石電動機７７は、電動機９と同様に埋込み型として構成されているが、回転子鉄心７８の外周側４箇所には、扇形形状の打抜き部７９が形成されている。その打抜き部７９の直線部分に沿って、スロットが２箇所ずつ計８箇所形成されており、それらのスロットに永久磁石８１が配置されている。
【０１１１】
斯様な形態で構成された永久磁石電動機７７は、永久磁石８１が磁束障壁として作用するため、界磁磁束は鉄心の鉄の部分をより多く貫通するようになる。その結果、永久磁石８１が発生するトルクよりもリラクタンストルクの方が大となり、電動機９に比較して鉄損がより大きくなるという特性を備えている。従って、永久磁石電動機７７を用いることで、鉄損が大きい分だけ平滑コンデンサ６の充電電荷をより速く消費して放電を完了させることができる。
【０１１２】
（第２５実施例）
図３７及び図３８は本発明の第２５実施例である。第２５実施例は、本発明をガソリンエンジンをも備えてなるハイブリッド方式の電気自動車（ＨＥＶ）に適用した場合である。図３７は、ＨＥＶの駆動系を概略的に示すものである。尚、説明の都合上、基本的に第１実施例の構成と相違ないものについては同一符号を用いる。
【０１１３】
ＨＥＶは、第１実施例と同様に、バッテリ１，インバータ２０，電動機９，減速機１５，タイヤ１６を備えると共に、エンジン８２，遊星歯車などを有して構成される動力分割機構８３，発電機８４などを備えている。動力分割機構８３は、エンジン８２の駆動力を減速機１５を介してタイヤ１６側に伝達したり、発電機８４側に伝達するものである。また、発電機８４によって発電された電力は、ＰＷＭコンバータ（インバータ）８５を介してバッテリ１側に回生されるようになっている。
【０１１４】
図３８は、図１相当図である。上記構成のようなＨＥＶの場合、１つのバッテリ１と平滑コンデンサ６に対して、インバータ主回路３及び電動機９，ＰＷＭコンバータ８５の主回路８７及び発電機８４の２系統の駆動系が存在する。そして、夫々について、駆動制御を行うための制御装置２０Ａ，２０Ｂが配置される。
【０１１５】
発電機８４は、コンタクタ２が開離され平滑コンデンサ６の放電を行う場合は、発電機として機能する状態にない。従って、ＰＷＭコンバータ主回路８７をインバータ主回路とし、発電機８４を電動機とすることで第１実施例と同様の作用を成すことが可能であるから、両系統を並列に動作させれば、平滑コンデンサ６の放電をより速く完了することができる。
【０１１６】
本発明は上記し且つ図面に記載した実施例にのみ限定されるものではなく、以下のような変形または拡張が可能である。
電流センサ１９に代えて、例えばシャント抵抗によって電流検出を行なうセンサレス方式のベクトル制御に適用しても良い。
第１実施例の構成は、通常の駆動制御がベクトル制御でない場合でも同様に適用することができる。
例えば、第２実施例において、Ｖｑに０ではない所定値を設定しても良い。また、Ｖｄ＝０として、Ｖｑに所定値を設定しても良い。
初期位相発生回路３４は、必要に応じて設ければ良い。
変化率リミッタ回路４５の特性は、単調増加するものに限らず、非線形に増加したり、若しくは、増加減少を繰り返すような特性でも良い。
第２１実施例において、デッドタイムをゼロに設定しても良い。
【０１１７】
第２１実施例は、第１乃至第２０実施例と同時に行なっても良く、その場合、平滑コンデンサ６の放電をより速く行なうことが可能となる。
電気自動車に適用する場合、電動機は走行用モータに限ることなく、その他の駆動部に使用される電動機、例えば、エアコンのコンプレッサモータやファンモータなどを制御する系に適用しても良い。そして、３つ以上の制御系を並列に動作させてコンデンサの放電を行っても良い。
また、電気自動車に限ることなく、直流電源平滑用のコンデンサが電源より切り離され、放電を行なう必要があるものに広く適用することができる。
開閉手段はコンタクタ２に限ることなく、リレーなどを用いても良い。
電動機は、埋込み型永久磁石電動機に限ることなく、一般的なＤＣブラシレスモータや誘導電動機などでも良い。
【０１１８】
【発明の効果】
請求項１記載のインバータの制御装置によれば、制御回路は、開閉手段によってバッテリとコンデンサとの接続が開離されると、インバータ主回路を制御して電動機の固定子巻線に高周波電圧を印加することでコンデンサに蓄積されている電荷を放電させるので、電動機を回転させず、また、電動機の回転状態を検出するためのセンサなどを使用することなしに、電動機において発生する鉄損や銅損によりコンデンサに蓄積されている電荷を放電消費させることができる。
【０１１９】
請求項１１記載のインバータの制御装置によれば、制御回路は、開閉手段によってバッテリとコンデンサとの接続が開離されると、インバータ主回路の上アームと下アームとのオンオフが切替わる間に微小な短絡電流を流すようにスイッチングを行うことで、コンデンサに蓄積されている電荷を放電させるので、請求項１と同様に、電動機の回転状態を検出するためのセンサなどを使用することなく、且つ、電動機を回転させることなしにコンデンサを放電させることができる。
【０１２０】
請求項１２記載のインバータの制御装置によれば、制御回路は、開閉手段によってバッテリとコンデンサとの接続が開離されると、インバータ主回路を構成するスイッチング素子を全て同時にオンすることで上アームと下アームとの間に短絡電流を流し、コンデンサに蓄積されている電荷を放電させるので、請求項１等と同様に、電動機の回転状態を検出するためのセンサなどを使用することなく、且つ、電動機を回転させることなしにコンデンサを放電させることができる。
【０１２１】
請求項１５記載の電気自動車によれば、請求項１乃至１４の何れかに記載のインバータ及び制御装置が搭載されて構成されるので、各部に使用されている様々な電動機を利用して、コンデンサの充電電荷を放電させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を電気自動車に適用した場合の第１実施例であり、電気自動車の駆動制御系に係る電気的構成を概略的に示す図
【図２】駆動制御部の構成を概略的に示す機能ブロック図
【図３】放電制御部の内部構成をＵ相についてのみ示す機能ブロック図
【図４】各部の信号波形を示すタイミングチャート
【図５】電動機の構成を示す平面図
【図６】ＥＣＵのＣＰＵが、本発明の要旨に係る部分に関して行う制御内容を示すフローチャートである
【図７】本発明の第２実施例を示す図２相当図
【図８】放電制御部のタイミングチャート
【図９】本発明の第３実施例であり、放電制御部に係る部分の構成のみを示す図
【図１０】ＵＶＷ三相座標とｄｑ軸座標の関係を示すベクトル図
【図１１】θ＝０の場合における、各部の信号波形を示すタイミングチャート
【図１２】本発明の第４実施例を示す図３相当図
【図１３】本発明の第５実施例を示す図９相当図
【図１４】本発明の第６実施例を示す図９相当図
【図１５】本発明の第７実施例を示す図３相当図
【図１６】放電制御部における各部の信号波形を示すタイミングチャート
【図１７】本発明の第８実施例を示す図９相当図
【図１８】本発明の第９実施例を示す図９相当図
【図１９】本発明の第１０実施例を示す図３相当図
【図２０】本発明の第１１実施例を示す図９相当図
【図２１】本発明の第１２実施例を示す図９相当図
【図２２】本発明の第１３実施例を示す図９相当図
【図２３】本発明の第１４実施例を示す図９相当図
【図２４】本発明の第１５実施例を示す図９相当図
【図２５】本発明の第１６実施例を示す図９相当図
【図２６】本発明の第１７実施例を示す図３相当図
【図２７】ＣＰＵが、図６のステップＳ６で行なう処理内容を示すフローチャート
【図２８】本発明の第１８実施例を示す図３相当図
【図２９】本発明の第１９実施例を示す図３相当図
【図３０】本発明の第２０実施例を示す図３相当図
【図３１】本発明の第２１実施例を示す図３相当図
【図３２】ＣＰＵが行なう制御内容を示すフローチャート
【図３３】デッドタイムを示すタイミングチャート
【図３４】本発明の第２２実施例を示す図３相当図
【図３５】本発明の第２３実施例を示す図３相当図
【図３６】本発明の第２４実施例を示す図５相当図
【図３７】本発明の第２５実施例であり、ハイブリッド方式の電気自動車の駆動系を概略的に示す図
【図３８】図１相当図
【符号の説明】
１はバッテリ、２はコンタクタ（開閉手段）、３はインバータ主回路、６は平滑コンデンサ、７はＩＧＢＴ（スイッチング素子）、９は電動機（埋込み型永久磁石電動機）、１１は固定子巻線、１８ａはＣＰＵ、２０はインバータ制御装置、２２は放電制御部（制御回路）、４２，４３，４４，４６，４７，５２，５３，５４，５５，５６，５７，６０，６１，６２，６５，６６，６７，６８，７１，７３，７４は放電制御部（制御回路）、７７は永久磁石電動機（埋込み型永久磁石電動機）、８４は発電機（電動機）、８５はＰＷＭコンバータ（インバータ）、８７はコンバータ主回路（インバータ主回路）、１００はインバータを示す。
【発明の属する技術分野】
本発明は、バッテリと平滑用のコンデンサとの接続が断たれた場合に、コンデンサに蓄積されている電荷を放電させるインバータの制御装置、及びその制御装置を備えてなる電気自動車に関する。
【０００２】
【発明が解決しようとする課題】
バッテリを電源として電動機をインバータにより駆動する構成においては、電動機の運転を停止した場合、バッテリの消耗を極力防止するために、通常は平滑コンデンサとの接続を断つようになっている。ところが、その時点で平滑コンデンサには電荷が充電されているため、その充電電荷は速やかに放電させることが好ましい。
【０００３】
従来、上記の場合に平滑コンデンサを放電させるには、両端に放電抵抗を接続することで行なっているが、放電抵抗を配置するとインバータ全体が大型になってしまうという問題がある。このような問題を解決する技術として、特開平９−７０１９６号公報には、電気自動車の走行用電動機をベクトル制御する場合に、トルク電流成分Ｉｑをゼロとし励磁電流成分Ｉｄを所定値とすることで、電動機を回転させることなく平滑コンデンサの充電電荷を放電させる構成が開示されている。
【０００４】
この従来技術では、例えば、事故や故障が発生した際に回転位置センサや電流センサの出力信号が得られなくなった場合は、所期どおりの放電が行なえなくなったり、或いは、放電が全く不能になるといったおそれがある。
【０００５】
本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、極力簡単な制御方式によってコンデンサの充電電荷を放電させることができるインバータの制御装置、及びその制御装置を備えてなる電気自動車を提供することにある。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するため、請求項１記載のインバータの制御装置は、バッテリより出力される直流電源電圧を平滑するコンデンサと、
このコンデンサによって平滑された直流電源を三相交流電源に変換して電動機を駆動するインバータ主回路と、
前記バッテリと前記コンデンサとの接続を開閉するための開閉手段とを備えてなるインバータを制御するものにおいて、
前記開閉手段によって前記バッテリと前記コンデンサとの接続が開離されると、前記インバータ主回路を制御して前記電動機の固定子巻線に高周波電圧を印加することで前記コンデンサに蓄積されている電荷を放電させる制御回路を備えたことを特徴とする。
【０００７】
即ち、開閉手段によってバッテリとコンデンサとの接続が開離される場合、システムの運転が停止された場合であるから、電動機の回転も停止状態となっている。その状態で、制御回路が固定子巻線に高周波電圧を印加すると電動機の固定子には回転磁界が発生するが、停止している回転子が有する慣性が抗力となるため、電動機は回転磁界に同期して回転することがない。そして、巻線に高周波電流が流れることで発生する鉄損や銅損によりコンデンサに蓄積されている電荷を放電消費させることができる。また、この場合の回転磁界は電動機を回転させることを目的としないものであるから、電動機を回転駆動させる場合の駆動系とは全く無関係な位相に基づいて発生させれば良い。従って、電動機の回転状態を検出するためのセンサなどを使用することなくコンデンサを放電させることができる。
【０００８】
この場合、請求項２に記載したように、電動機を、通常駆動時にはベクトル制御するように構成し、
制御回路を、ｑ軸電圧指令値とｄ軸電圧指令値とを夫々所定値に設定することで高周波電圧を印加するように構成すると良い。
【０００９】
即ち、特開平９−７０１９６号公報に開示されている技術では、トルク電流成分Ｉｑをゼロとし励磁電流成分Ｉｄを所定値とすることで平滑コンデンサを放電させるが、この場合、通常駆動時と同様のベクトル制御を行い二次側の回転磁界の位相θを得なければ、各電流成分Ｉｑ，Ｉｄを設定することができない。
【００１０】
これに対して、請求項２の構成では、ベクトル制御の電圧指令値を直接設定するので、前記位相θに依存することなく設定を行うことができる。また、位相θに無関係に設定を行うので電動機が回転するような回転磁界が発生することもない。
【００１１】
また、請求項３に記載したように、電動機を、通常駆動時にはベクトル制御するように構成し、
制御回路を、ｑ軸電圧指令値またはｄ軸電圧指令値の何れか一方をゼロとして高周波電圧を印加するように構成しても良い。斯様に構成した場合も、請求項２と同様の効果が得られる。
【００１２】
また、請求項４に記載したように、制御回路を、電動機の固定子に交番磁界を発生させるように高周波電圧を印加する構成としても良い。斯様に構成した場合も、電動機は回転することなくコンデンサを放電させることができる。
【００１３】
更に、請求項５に記載したように、制御回路を、電動機の固定子に方向が交互に切替わる回転磁界を発生させるように高周波電圧を印加する構成とするのが好ましい。斯様に構成すれば、電動機の回転子には、方向が交互に変化するトルクが作用しその平均はほぼゼロとなるので、出力トルクを極力抑制することができる。
【００１４】
また、請求項６に記載したように、制御回路を、電動機の固定子巻線の内二相だけに高周波電圧を印加するように構成しても良い。即ち、三相の内何れか一相に係る巻線若しくは信号線が断線した場合であっても残りの二相に通電を行なえば、コンデンサを放電させることができる。
【００１５】
以上の場合において、請求項７に記載したように、制御回路を、高周波電圧の振幅を印加開始時から変化させる構成としても良い。斯様に構成すれば、電動機に発生するトルクが一様でなくなるので、電動機の回転を一層抑制することができる。
【００１６】
また、請求項８に記載したように、制御回路を、高周波電圧の周波数を印加開始時から変化させる構成としても良い。即ち、印加電圧の周波数が変化すれば巻線の通電電流も変化するので、請求項７と同様の効果が得られる。
【００１７】
更に、請求項９に記載したように、制御回路を、高周波電圧を印加する際に、インバータ主回路の上アームと下アームとのオンオフが切替わる間に微小な短絡電流が流れるようにスイッチングのタイミングを調整する構成としても良い。即ち、通常のインバータ制御では、上アームと下アームとのオンオフを切替える際に短絡電流が流れることを回避するため、上アーム及び下アームが同時にオフとなる所謂デッドタイムを挿入している。従って、例えばそのデッドタイムが通常よりも小さくなるように設定したり、或いは、完全にゼロとなるようにすれば、上記オンオフの切替え時に短絡電流が流れるようになり、コンデンサの放電をより短時間で行なうことができる。
【００１８】
加えて、請求項１０に記載したように、インバータ主回路を、ＰＷＭ制御されるように構成し、
制御回路は、開閉手段によってバッテリとコンデンサとの接続が開離されると、前記ＰＷＭ制御の搬送波周波数を通常動作時よりも上昇させるように構成しても良い。
【００１９】
即ち、ＰＷＭ制御の搬送波周波数を上昇させれば、インバータ主回路を構成するスイッチング素子が行なうスイッチングの回数が上昇するため、スイッチング損失が増加する。従って、スイッチング損失が増加する分だけコンデンサの充電電荷をより多く消費することが出来、放電をより早く行なうことが可能となる。
【００２０】
請求項１１記載のインバータの制御装置は、バッテリより出力される直流電源電圧を平滑するコンデンサと、
このコンデンサによって平滑された直流電源を三相交流電源に変換して電動機を駆動するインバータ主回路と、
前記バッテリと前記コンデンサとの接続を開閉するための開閉手段とを備えてなるインバータを制御するものにおいて、
前記開閉手段によって前記バッテリと前記コンデンサとの接続が開離されると、前記インバータ主回路の上アームと下アームとのオンオフが切替わる間に微小な短絡電流を流すようにスイッチングを行うことで、前記コンデンサに蓄積されている電荷を放電させる制御回路を備えたことを特徴とする。
【００２１】
斯様に構成すれば、請求項９と同様の作用により、電動機の回転状態を検出するためのセンサなどを使用することなく、且つ、電動機を回転させることなしにコンデンサを放電させることができる。
【００２２】
請求項１２記載のインバータの制御装置は、バッテリより出力される直流電源電圧を平滑するコンデンサと、
このコンデンサによって平滑された直流電源を三相交流電源に変換して電動機を駆動するインバータ主回路と、
前記バッテリと前記コンデンサとの接続を開閉するための開閉手段とを備えてなるインバータを制御するものにおいて、
前記開閉手段によって前記バッテリと前記コンデンサとの接続が開離されると、前記インバータ主回路を構成するスイッチング素子を全て同時にオンすることで上アームと下アームとの間に短絡電流を流し、前記コンデンサに蓄積されている電荷を放電させる制御回路を備えたことを特徴とする。
斯様に構成すれば、請求項１等と同様に、電動機の回転状態を検出するためのセンサなどを使用することなく、且つ、電動機を回転させることなしにコンデンサを放電させることができる。
【００２３】
以上の場合において、請求項１３に記載したように、電動機を、埋込み型永久磁石電動機とすると良い。即ち、埋込み型永久磁石電動機は、永久磁石が回転子鉄心内に埋め込まれた構成であるため鉄損が大きくなる。従って、その鉄損によりコンデンサの電荷を消費させることで、放電を速く行なうことができる。
【００２４】
またこの場合、請求項１４に記載したように、電動機を、永久磁石が発生するトルクよりもリラクタンストルクのほうが大となるように構成するのが好ましい。即ち、このタイプの電動機は、永久磁石が磁束障壁となる形態で回転子鉄心内に埋め込まれているので、界磁磁束は鉄心の鉄の部分をより多く貫通するようになる。従って、鉄損が更に大きくなるので、コンデンサの放電をより速く行なうことができる。
【００２５】
請求項１５記載の電気自動車は、請求項１乃至１４の何れかに記載のインバータ及び制御装置が搭載されることを特徴とする。即ち、電気自動車は、走行用電動機やオルタネータ，或いは、カーエアコン用のコンプレッサ電動機やファン電動機など、様々な電動機や発電機を備えて構成されている。従って、それらの何れかを、請求項１乃至１４の何れかに記載のインバータ及び制御装置によって駆動制御すれば、それらの電動機若しくは発電機を回転させることなく、コンデンサの充電電荷を放電させることができる。
【００２６】
この場合、請求項１６に記載したように、複数の電動機と、
これら複数の電動機を夫々駆動する複数のインバータ主回路とを備え、
制御回路を、コンデンサの放電時に、前記複数のインバータ主回路の内２つ以上を並列に制御する構成とするのが好ましい。
【００２７】
即ち、複数の電動機が複数のインバータ主回路によって夫々駆動される構成であれば、それらの内２つ以上を並列に制御してコンデンサを放電させれば、放電をより速く行うことができる。
【００２８】
【発明の実施の形態】
（第１実施例）
以下、本発明を電気自動車に適用した場合の第１実施例について、図１乃至図６を参照して説明する。図１は、電気自動車の駆動制御系に係る電気的構成を概略的に示すものである。バッテリ１は、二次電池単位セルを複数個直列に接続することで３００Ｖ程度の直流電圧が出力可能に構成されている。そのバッテリ１の正側端子は、コンタクタ（開閉手段）２を介してインバータ主回路３の正側直流母線４に接続されており、負側端子は負側直流母線５に接続されている。
【００２９】
直流母線４，５間には平滑コンデンサ６が接続されている。そして、インバータ主回路３は、６個のＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：スイッチング素子）７ｕ，７ｖ，７ｗ，７ｘ，７ｙ，７ｚが三相ブリッジ接続されている。また、各ＩＧＢＴ７ｕ〜７ｚのコレクタエミッタ間には、フライホイールダイオード８ｕ〜８ｚが逆方向に接続されている。尚、コンタクタ２，インバータ主回路３及び平滑コンデンサ６はインバータ１００を構成している。
【００３０】
インバータ主回路３の各相出力端子は、電気自動車の走行用電動機９の固定子鉄心１０に巻装されている各相固定子巻線１１ｕ，１１ｖ，１１ｗ（図５参照）に夫々接続されている。走行用電動機９は、図５に示すように、回転子鉄心１２内部に形成された４つのスロット内に永久磁石１３を挿入して埋込み型永久磁石電動機として構成されている。
【００３１】
電動機９の回転軸１４は、減速機１５に接続されており、電気自動車のタイヤ１６に回転駆動力を伝達するようになっている。また、電動機９には、ロータリエンコーダやレゾルバ等からなる回転位置センサ１７が配置されている。回転位置センサ１７は、電動機９の回転子の位置（位相角）θを検出してＥＣＵ（Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｕｎｉｔ）１８に出力するようになっている。
【００３２】
また、インバータ主回路３と電動機９との間には、変流器などで構成される電流センサ１９（三相分）が介挿されている。そして、電流センサ１９は、電動機９の各相巻線１１ｕ，１１ｖ，１１ｗに流れる電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを検出してＥＣＵ１８に出力するようになっている。また、バッテリ１，平滑コンデンサ６には、夫々の端子電圧を検出するための電圧センサ１０１，１０２が配置されている。
【００３３】
ＥＣＵ１８は、ＣＰＵ１８ａを中心とするマイクロコンピュータで構成されており、電気自動車の運転に係る各種制御を行うようになっている。ＥＣＵ１８には、車両側よりアクセル情報，ブレーキ情報，イグニッション（ＩＧ）キー情報，ホイール回転情報などの各種情報が与えられており、また、図示しないエアバッグ機構の一部である加速度センサが出力するセンサ信号も与えられている。
【００３４】
また、ＥＣＵ１８はインバータ制御装置２０を内蔵しており、そのインバータ制御装置２０は、駆動制御部２１，放電制御部（制御回路）２２及びセレクタ２３などで構成されている。駆動制御部２１は、インバータ主回路３により電動機９の駆動制御を行うようになっている。そして、放電制御部２２は、電動機９の駆動が停止されコンタクタ２が開離した場合などに、その時点で平滑コンデンサ６に充電されている電荷を放電させるための制御を行う。セレクタ２３は、駆動制御部２１，放電制御部２２が夫々出力する駆動信号ｕ，ｖ，ｗ，ｘ，ｙ，ｚの何れか一方側を、制御状態に応じてインバータ主回路３に選択的に出力するものである。
【００３５】
図２は、駆動制御部２１の構成を概略的に示す機能ブロック図である。駆動制御部２１は、インバータ主回路３を介して電動機９をベクトル制御するように構成されている。上述したようにＥＣＵ１８に与えられている各種情報は、トルク指令生成部２４に出力されている。トルク指令生成部２４は、これらの情報に基づいて電動機９に出力させるべきトルク指令Ｔ＊を生成すると、電流指令出力部２５に出力する。
【００３６】
電流指令出力部２５は、トルク指令Ｔ＊が与えられると、回転位置センサ１７が出力する回転子位置信号θの時間微分で得られる回転角速度や自身が保持しているデータテーブルなどに基づいて、励磁電流指令Ｉｄ＊，トルク電流指令Ｉｑ＊を減算器２６ｄ，２６ｑに夫々被減算値として出力するようになっている。
【００３７】
ＵＶＷ／ｄｑ変換部２７には、電流センサ１９によって出力される電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗと位置信号θとが与えられている。そして、ＵＶＷ／ｄｑ変換部２７は、三相電流信号Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの直交座標変換とｄ（ｄｉｒｅｃｔ）軸，ｑ（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ）軸変換とを同時に行い、ｄ軸，ｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑを得るようになっている。ｄ軸，ｑ軸電流Ｉｄ，Ｉｑは、減算器２６ｄ，２６ｑに夫々減算値として出力される。
【００３８】
減算器２６ｄ，２６ｑは、入力された値の差分ΔＩｄ，ΔＩｑをＡＣＲ（Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｒｅｇｕｌａｔｏｒ）２８ｄ，２８ｑに夫々出力する。ＡＣＲ２８ｄ，２８ｑは、ＰＩ（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎａｌ−Ｉｎｔｅｇｒａｌ：比例積分）制御を行うブロックであり、入力される差分ΔＩｄ，ΔＩｑに基づき、ｄ軸，ｑ軸電圧指令Ｖｄ，Ｖｑを生成してｄｑ／ＵＶＷ変換部２９に出力する。
【００３９】
ｄｑ／ＵＶＷ変換部２９には、位置信号θが与えられている。そして、ｄｑ／ＵＶＷ変換部２９は、ｄ軸，ｑ軸電圧指令Ｖｄ，Ｖｑの直交座標変換と三相座標変換とを同時に行なうことで三相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを得るようになっている。この場合、ｄ軸，ｑ軸電圧指令Ｖｄ，Ｖｑと電動機９の相電圧振幅Ｖとの関係は、（１）式となる。
【数１】
【数２】
【００４０】
三相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、ＰＷＭ制御部３０に与えられている。ＰＷＭ制御部３０は、三相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，ＶｗをＰＷＭ変調し、インバータ主回路３を構成する各ＩＧＢＴ７ｕ〜７ｚのゲートにゲート信号ｕ〜ｚを出力するようになっている。
【００４１】
図３は、放電制御部２２の内部構成をＵ相についてのみ示す機能ブロック図であり、図４は、各部の信号波形を示すタイミングチャートである。周波数発生回路３１は、発振回路３２に位相基準値を出力する（図４（ａ）参照）。
【００４２】
発振回路３２は、加算器３２ａと遅延回路３２ｂとで構成されている。加算器３２ａの加算結果は遅延回路３２ｂにより単位時間だけ遅延され、加算器３２ａは、上記加算結果と周波数発生回路３１によって出力された単位データとを加算するようになっている。即ち、発振回路３２の出力データ波形は図４（ｂ）に示すように線形に増加し、最大値に達すると加算器３２ａがゼロクリアされることで鋸歯状波をなす。
【００４３】
発振回路３２の出力データは加算器３３に出力され、初期位相発生回路３４より出力される初期位相値（図４（ｃ）参照）と加算される。その結果、加算器３３の出力データ波形は、図４（ｄ）に示すように発振回路３２の出力データ波形を初期位相値分だけ進み側にシフトしたものとなっている。尚、初期位相発生回路３４は、電動機９の回転子位置が検出可能な状態にある場合は、最適な位相から放電制御を開始する目的で初期位相を設定するために使用することができる（勿論、必須の構成ではない）。
【００４４】
正弦波発生回路３５は、加算器３３の出力データを位相値として正弦波データを乗算器３６に出力する（図４（ｅ）参照）。尚、正弦波の周波数は、例えば数ｋＨｚ程度の高周波領域となるように設定される。乗算器３６は、加算器３３の出力データと振幅発生回路３７が出力する振幅設定データ（図４（ｆ）参照）とを乗算したデータを、電圧指令ＶｕとしてＰＷＭ制御回路３８に出力する（図４（ｇ）参照）。
【００４５】
ＰＷＭ制御回路３８は、周知のように、内部で発生させたＰＷＭ搬送波と電圧指令Ｖｕとのレベルを比較することでＵ相ＰＷＭ信号ｕを生成出力する（図４（ｈ）参照）。また、Ｕ相ＰＷＭ信号ｕの反転として、下アーム側のＰＷＭ信号ｘを生成出力する（図４（ｉ）参照）。
尚、Ｖ相，Ｗ相についても基本的構成は同様である。また、図４に示す波形は、周波数発生回路３１の出力データが途中で変化しているが、これは各部の動作の理解を容易にするために示したものであり、実際のケースでは必ずしもこのように変化させる必要はない。
【００４６】
次に、本実施例の作用について図６をも参照して説明する。図６は、ＥＣＵ１８のＣＰＵ１８ａが、本発明の要旨に係る部分に関して行う制御内容を示すフローチャートである。
【００４７】
ＣＰＵ１８ａは、イグニッション情報を参照し、イグニッションがＯＮになるまで待機しており（ステップＳ０）、ＯＮになると（「ＹＥＳ」）コンタクタ２をＯＮしてバッテリ１の直流電源をインバータ主回路３側に供給させる（ステップＳ１）。そして、インバータ制御装置２０のセレクタ２３により駆動制御部２１を選択し、アクセル情報やブレーキ情報などに基づいて通常制御を行う（ステップＳ１）。即ち、ベクトル制御によって電動機９を駆動することで、電気自動車を走行させる。
【００４８】
続いて、ＣＰＵ１８ａは、イグニッションがＯＦＦになったか（ステップＳ３）、また、加速度センサの信号やＣＡＮ（Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｒ Ａｒｉａ Ｎｅｔｗｏｒｋ）から得られる情報によって車両に事故が発生したか否かを判断する（ステップＳ４）。そして、何れのステップでも「ＮＯ」である場合はステップＳ２に戻り、何れかのステップで「ＹＥＳ」である場合はコンタクタ２をＯＦＦし（ステップＳ５）、セレクタ２３により放電制御部２２を選択して放電制御を行わせる（ステップＳ６）。
【００４９】
即ち、コンタクタ２をＯＦＦした時点では、例えば５０００μＦ程度の容量を有する平滑コンデンサ６は電荷が充電された状態にある。そこで、放電制御部２２を起動して平滑コンデンサ６の充電電荷を放電させる。放電制御部２２は、図４に示すように、駆動制御部２１が行うベクトル制御とは全く独立に位相を生成して数ｋＨｚ程度の高い周波数で正弦波を出力する。すると、電動機９の各相巻線１１ｕ，１１ｖ，１１ｗには高周波電圧が印加され、平滑コンデンサ６の充電電荷は鉄損及び銅損によって消費されるので、平滑コンデンサ６の端子電圧は低下して行く。この場合、高周波電圧Ｖが印加されることで電動機９の巻線１１に流れる電流Ｉは、抵抗成分を無視し、電動機９のインダクタンスをＬとすると、（３）式となる。
Ｉ＝Ｖ／ωＬ ・・・（３）
この時、電動機９の固定子には高速の回転磁界が発生するが、コンタクタ２がＯＦＦとなった時点で停止している電動機９は、慣性が抗力となって同期することが出来ず回転することはない。そして、ＣＰＵ１８ａは、平滑コンデンサ６の端子電圧が十分低下するまでは（ステップＳ７，「ＮＯ」）ステップＳ６に戻り放電制御を継続し、電圧が十分低下すると（「ＹＥＳ」）ステップＳ０に戻る。
【００５０】
以上のように本実施例によれば、インバータ制御装置２０の放電制御部２２は、コンタクタ２によってバッテリ１と平滑コンデンサ６との接続が開離されると、インバータ主回路３を制御して電動機９の固定子巻線１１ｕ〜１１ｗに高周波電圧を印加することで平滑コンデンサ６に蓄積されている電荷を放電させるようにした。
【００５１】
従って、電動機９を回転させることなく、巻線１１ｕ〜１１ｗに高周波電流が流れることで発生する鉄損や銅損により平滑コンデンサ６に蓄積されている電荷を放電消費させることができる。また、この場合、固定子に発生する回転磁界は電動機９を回転させることを目的としないので、電動機９を通常時に駆動するベクトル制御とは全く無関係に位相を発生させれば良い。従って、回転位置センサ１７や電流センサ１９が故障したり信号線が断線した場合であっても、平滑コンデンサ６を放電させることができる。
【００５２】
更に、本実施例によれば、電動機９を、鉄損が大きくなる埋込み型永久磁石電動機としたので、その鉄損により平滑コンデンサ６の電荷を消費させることで、放電をより速く行なうことができる。
加えて、電気自動車を、インバータ１００及び制御装置２０を搭載して構成し、走行用電動機９を駆動制御するように構成したので、電気自動車９の停車時等に、電動機９を回転させることなく、平滑コンデンサ６の充電電荷を放電させることができる。
【００５３】
（第２実施例）
図７及び図８は本発明の第２実施例であり、第１実施例と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分についてのみ説明する。第２実施例では、駆動制御部２１を構成するｄｑ／ＵＶＷ変換部２９の２つの電圧入力端子は、切替えスイッチ３９ｄ，３９ｑの可動接点に接続されている。また、ＡＣＲ２８ｄ，２８ｑの出力端子は、切替えスイッチ３９ｄ，３９ｑの一方の固定接点に接続されており、他方の固定接点には、ｄ軸電圧発生回路４０ｄ，ｑ軸電圧発生回路４０ｑの出力端子が接続されている。
【００５４】
また、ｄｑ／ＵＶＷ変換部２９の位相入力端子は、切替えスイッチ４１の可動接点に接続されており、切替えスイッチ４１の一方の固定接点には、回転位置センサ１７が出力する位置信号θが与えられている。周波数発生回路３１，発振回路３２，加算器３３及び初期位相発生回路３４は、第１実施例における放電制御部２２の構成要素であり、加算器３３より出力される位相信号θは、切替えスイッチ４１の他方の固定接点に与えられている。尚、切替えスイッチ３９ｄ，３９ｑ及び４１の切替えは、ＥＣＵ１８のＣＰＵ１８ａにより連動して行なわれるようになっている。
【００５５】
以上において、周波数発生回路３１，発振回路３２，加算器３３，初期位相発生回路３４，切替えスイッチ３９ｄ，３９ｑ及び４１，ｄ軸電圧発生回路４０ｄ，ｑ軸電圧発生回路４０ｑ，切替えスイッチ４１は、放電制御部（制御回路）４２を構成している。
【００５６】
次に、第２実施例の作用について説明する。ＣＰＵ１８ａが行う制御内容は、基本的に第１実施例において図６に示したものと同様であるが、ステップＳ２の通常制御時には、切替えスイッチ３９ｄ，３９ｑ及び４１の可動接点は、ＡＣＲ２８ｄ，２８ｑ及び回転位置センサ１７側の固定接点に接続されている。そして、ステップＳ６における放電制御時には、上記可動接点は、ｄ軸電圧発生回路４０ｄ，ｑ軸電圧発生回路４０ｑ，加算器３３側の固定接点に接続されるように切替えられる。
【００５７】
即ち、第１実施例では、放電時の制御形態を、駆動制御部２１が行うベクトル制御と全く別のものに切替えたが、第２実施例では、放電時には駆動制御部２１が行うベクトル制御の構成を一部変更して制御するように構成される。
【００５８】
図８は、放電制御部４２のタイミングチャートを示す。加算器３３は、第１実施例と同様に回転を停止している電動機９に対して依存しない位相信号θ´をｄｑ／ＵＶＷ変換部２９の位相入力端子に出力する（図８（ａ）参照）。そして、ｄ軸電圧発生回路４０ｄ，ｑ軸電圧発生回路４０ｑは、ＡＣＲ２８ｄ，２８ｑに代わって例えば電圧指令Ｖｄ，Ｖｑを夫々所定レベルの一定値，０としてｄｑ／ＵＶＷ変換部２９に出力する（図８（ｂ），（ｃ）参照）。
【００５９】
ｄｑ／ＵＶＷ変換部２９は、電圧指令Ｖｄ，Ｖｑと位相信号θ´とに基づいて三相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを生成し（図８（ｄ）参照）、ＰＷＭ制御部３０は、三相電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに基づいてＰＷＭゲート信号ｕ〜ｚを生成する（図８（ｅ）参照）。
【００６０】
すると、第１実施例と同様に、電動機９の巻線１１ｕ〜１１ｗには高周波電圧が印加され固定子には高速回転磁界が発生するが、やはり電動機９がその高速回転磁界に同期して回転することはなく、巻線１１ｕ〜１１ｗに高周波電流が流れることで発生する鉄損や銅損により、平滑コンデンサ６に蓄積されている電荷は放電される。
尚、上記構成において巻線１１ｕ〜１１ｗに過電流が発生することが想定される場合には、電流制限を行うように対応すれば良い。
【００６１】
以上のように第２実施例によれば、放電制御部４２は、平滑コンデンサ６を放電させる場合に、ｄ軸電圧発生回路４０ｄ，ｑ軸電圧発生回路４０ｑにより電圧指令Ｖｄ，Ｖｑを夫々所定レベルの一定値，０としてｄｑ／ＵＶＷ変換部２９に出力するので、第１実施例と同様の効果が得られる。
【００６２】
また、特開平９−７０１９６号公報に開示されている技術では、トルク電流成分Ｉｑをゼロとし励磁電流成分Ｉｄを所定値とすることで平滑コンデンサ６を放電させるが、この場合、通常駆動時と同様のベクトル制御を行い二次側の回転磁界の位相θを得なければ、各電流成分Ｉｑ，Ｉｄを設定することができない。
【００６３】
これに対して、第２実施例の構成では、ベクトル制御の電圧指令Ｖｄ，Ｖｑを直接設定するので、前記位相θに依存することなく設定を行うことができる。そして、位相θに無関係に設定を行うので電動機９が回転するような回転磁界は発生しない。
【００６４】
（第３実施例）
図９乃至図１１は本発明の第３実施例であり、第１または第２実施例と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、以下異なる部分についてのみ説明する。尚、図９は、放電制御部（制御回路）４３に係る部分の構成のみ（第２実施例のように、切替えスイッチ３９ｄ，３９ｑ及び４１により、放電制御側に切り替えられた構成部分）を示すものである。
【００６５】
ｄｑ／ＵＶＷ変換部２９のｄ軸側入力端子には、第１実施例の各回路３１〜３７と同様の構成が配置されている。また、ｑ軸側入力端子には固定値０が与えられており、位相入力端子には固定位相値θが与えられている。また、ＰＷＭ制御回路３０ｕ〜３０ｗはＰＷＭ制御部３０の内部構成であり、各相に対応するＰＷＭ信号を生成するものである。
【００６６】
次に、第３実施例の作用について図１０及び図１１をも参照して説明する。乗算器３６が出力するｄ軸電圧指令Ｖｄは、図１１（ａ）に示すように正弦波データとして出力される。図１０は、ＵＶＷ三相座標とｄｑ軸座標の関係を示すベクトル図である。即ち、ｄ軸電圧指令Ｖｄは、固定位相値θの値に応じて三相座標軸に射影されるので、その値でどの相の磁極に交番磁界が印加されるかが決まることになる。
【００６７】
図１１は、固定位相値θ＝０のケースであり、三相座標のＵ軸とｄｑ軸座標のｄ軸は一致することになる。そして、電圧指令Ｖｕはｄ軸電圧指令Ｖｄと同相で出力され、電圧指令Ｖｖ，Ｖｗは、電圧指令Ｖｕの逆相で出力される（図１１（ｂ）参照）。即ち、（２）式において、Ｖｄ＝ｓｉｎω，Ｖｑ＝０，θ＝０とすると（但し、右辺の係数√（２／３）は無視する）、
Ｖｕ＝ｓｉｎω，Ｖｖ＝−ｓｉｎω／２，Ｖｗ＝−ｓｉｎω／２・・・（４）
、となるからである。
【００６８】
その結果、電動機９の固定子に発生する磁界は、各相に対応する磁極の極性が交互にＮ，Ｓ，Ｎ，Ｓ，・・・に切り替わる交番磁界となり、回転磁界が発生しないので、電動機９が起動されることはない。
尚、電動機９の磁極位置が検出できる状態にある場合は、回転子がｄ軸方向（磁極方向）に一致するようにθを設定すれば、インダクタンスが小さくなるため平滑コンデンサ６の放電をより速く行なうことができる。
【００６９】
以上のように第３実施例によれば、放電制御部４３は、電動機９の固定子に交番磁界を発生させるように高周波電圧を印加するので、電動機９は回転することなく平滑コンデンサ６を放電させることができる。
【００７０】
（第４実施例）
図１２は本発明の第４実施例であり、第１実施例と異なる部分のみ説明する。第４実施例の放電制御部（制御回路）４４は、第１実施例の放電制御部２２における振幅発生回路３７と乗算器３６との間に、変化率リミッタ回路４５を介挿したものである。変化率リミッタ回路４５は、放電制御の開始時における電圧は０Ｖとなるようにし、その時点から線形に増加して放電が終了すると想定される例えば数１００ｍ秒後には数１００Ｖに達するように、振幅発生回路３７の出力データを変化させるものである。
【００７１】
即ち、（３）式より、電圧Ｖを徐々に大きくすれば電流Ｉ、つまりトルクも漸増する。従って、起動時初期における突入電流を抑制することが出来、また、放電の初期時に減速機１５のギヤなどで生じるガタツキ音を抑制することも可能となる。加えて、放電電流量も漸増するので放電時間を短縮することもできる。
【００７２】
（第５実施例）
図１３は本発明の第５実施例であり、第２実施例と異なる部分のみ説明する。第５実施例の放電制御部（制御回路）４６は、第２実施例の放電制御部４２におけるｄ軸電圧発生回路４０ｄ，ｑ軸電圧発生回路４０ｑとｄｑ／ＵＶＷ変換部２９との間に、第４実施例と同様の変化率リミッタ回路４５ｄ，４５ｑが介挿されたものである（但し、Ｖｑ＝０に設定する場合、回路４５ｑは不要である）。
斯様に構成された第５実施例によれば、第４実施例と同様の効果を得ることができる。
【００７３】
（第６実施例）
図１４は本発明の第６実施例であり、第３実施例と異なる部分のみ説明する。第６実施例の放電制御部（制御回路）４７は、第３実施例の放電制御部４３における振幅発生回路３７と乗算器３６との間に、第４実施例等と同様の変化率リミッタ回路４５を介挿したものである。
斯様に構成された第６実施例によれば、第４実施例と同様の効果を得ることができる。
【００７４】
（第７実施例）
図１５及び図１６は本発明の第７実施例であり、第１実施例と異なる部分のみ説明する。第７実施例の放電制御部（制御回路）４８は、第１実施例の放電制御部２２における周波数発生回路３１と発振回路３２との間に、第４実施例等と同様の変化率リミッタ回路４５，減算器４９及びリミッタ５０を介挿したものである。尚、これらは周波数漸減回路５１を構成している。
【００７５】
即ち、周波数発生回路３１の出力データは、変化率リミッタ回路４５と減算器４９とに与えられており、変化率リミッタ回路４５の出力データは、減算器４９に減算値として与えられている。そして、減算器４９の出力データは、リミッタ５０を介して発振回路３２に与えられている。
【００７６】
図１６は、放電制御部４８における上記構成部分の各信号波形を示すタイミングチャートである。図１６（ｃ）に示す減算器４９の出力データは、図１６（ａ），（ｂ）の差分であるから線形に減少することになる。そして、図１６（ｄ）に示すリミッタ５０は、減算器４９の出力データの下限をリミットする。即ち、発振回路３２に与えられるデータがゼロになると、加算器３３が出力する位相データが変化しなくなるからである。
【００７７】
このように、発振回路３２に与えられるデータが漸減すると、電圧指令Ｖｕの周波数が次第に低下するので、（３）式より、それに伴って電流Ｉは次第に増加する。
以上のように構成された第７実施例によれば、第４実施例等と同様の効果を得ることができる。
【００７８】
（第８実施例）
図１７は本発明の第８実施例であり、第２実施例と異なる部分のみ説明する。第８実施例の放電制御部（制御回路）５２は、第２実施例の放電制御部４２における周波数発生回路３１と発振回路３２との間に、第７実施例等と同様の周波数漸減回路５１を介挿したものである。
以上のように構成された第８実施例によれば、第７実施例と同様の効果が得られる。
【００７９】
（第９実施例）
図１８は本発明の第９実施例であり、第３実施例と異なる部分のみ説明する。第９実施例の放電制御部（制御回路）５３は、第３実施例の放電制御部４３における周波数発生回路３１と発振回路３２との間に、第７実施例等と同様の周波数漸減回路５１を介挿したものである。
以上のように構成された第９実施例によれば、第７実施例と同様の効果が得られる。
【００８０】
（第１０実施例）
図１９は本発明の第１０実施例であり、第４実施例と異なる部分のみ説明する。第１０実施例の放電制御部（制御回路）５４は、第４実施例の放電制御部４４における周波数発生回路３１と発振回路３２との間に、第７実施例等と同様の周波数漸減回路５１を介挿したものである。
以上のように構成された第１０実施例によれば、第７実施例と同様の効果が得られる。
【００８１】
（第１１実施例）
図２０は本発明の第１１実施例であり、第５実施例と異なる部分のみ説明する。第１１実施例の放電制御部（制御回路）５５は、第５実施例の放電制御部４６における周波数発生回路３１と発振回路３２との間に、第７実施例等と同様の周波数漸減回路５１を介挿したものである。
以上のように構成された第１１実施例によれば、第７実施例と同様の効果が得られる。
【００８２】
（第１２実施例）
図２１は本発明の第１２実施例であり、第６実施例と異なる部分のみ説明する。第１２実施例の放電制御部（制御回路）５６は、第６実施例の放電制御部４７における周波数発生回路３１と発振回路３２との間に、第７実施例等と同様の周波数漸減回路５１を介挿したものである。
以上のように構成された第１２実施例によれば、第７実施例と同様の効果が得られる。
【００８３】
（第１３実施例）
図２２は本発明の第１３実施例であり、第２実施例と異なる部分のみ説明する。第１３実施例の放電制御部（制御回路）５７は、第３実施例の放電制御部４３における周波数発生回路３１と発振回路３２との間に乗算器５８を介挿し、周波数発生回路３１の出力データに単位矩形波発振回路５９の出力データを乗じたものを発振回路３２に出力するようになっている。
【００８４】
単位矩形波発振回路５９は、振幅が周期的に±１に切替わる矩形波信号を出力する。その結果、発振回路３２より出力される位相信号は増減を繰り返すことになるので、ｄｑ／ＵＶＷ変換部２９，ＰＷＭ制御部３０及びインバータ主回路３を介して電動機９の固定子巻線１１ｕ〜１１ｗに出力される高周波電圧は、固定子に回転方向が交互に正逆反転する回転磁界を発生させる。
【００８５】
以上のように構成された第１３実施例によれば、放電制御部５７は、電動機９の固定子に方向が交互に切替わる回転磁界を発生させるように高周波電圧を印加するので、電動機９の回転子には、方向が交互に変化するトルクが作用しその平均はほぼゼロとなる。従って、電動機９の出力トルクを極力抑制することができる。
【００８６】
（第１４実施例）
図２３は本発明の第１４実施例である。第１４実施例は、第５実施例の構成と第１３実施例の構成とを組み合わせることで、放電制御部（制御回路）６０を構成したものである。斯様に構成された第１４実施例によれば、第５実施例により得られる効果と第１３実施例により得られる効果とを同時に得ることができる。
【００８７】
（第１５実施例）
図２４は本発明の第１５実施例である。第１５実施例は、第８実施例の放電制御部５２に、第１３実施例と同様の乗算器５８及び単位矩形波発振回路５９を加えて放電制御部（制御回路）６１を構成したものである。即ち、周波数漸減回路５１のリミッタ５０と発振回路３２との間に、乗算器５８及び単位矩形波発振回路５９よりなる構成部分を介挿したものである。斯様に構成された第１５実施例によれば、第８実施例により得られる効果と第１３実施例により得られる効果とを同時に得ることができる。
【００８８】
（第１６実施例）
図２５は本発明の第１６実施例である。第１６実施例は、第１１実施例の放電制御部５５の一部をなす周波数漸減回路５１について、第１５実施例と同様に乗算器５８及び単位矩形波発振回路５９を加えて放電制御部（制御回路）６２を構成したものである。斯様に構成された第１６実施例によれば、第１１実施例により得られる効果と第１３実施例により得られる効果とを同時に得ることができる。
【００８９】
（第１７実施例）
図２６及び図２７は本発明の第１７実施例である。第１７実施例は、放電時の三相電圧指令Ｖｕ〜Ｖｗを出力する基本的な構成は、第１実施例の放電制御部２２と同様である。各相に対応する変調波発生回路（本実施例では、このように称する）２２ｕ，２２ｖ，２２ｗとＰＷＭ制御回路３８ｕ，３８ｖ，３８ｗとの間には、三点切替えスイッチ６３ｕ，６３ｖ，６３ｗが介挿されている。
【００９０】
スイッチ６３ｕ，６３ｖ，６３ｗの固定接点ａ，ｂ，ｃには、変調波発生回路２２ｕ，２２ｖ，２２ｗの出力端子が夫々接続されている。また、スイッチ６３ｕ，６３ｖ，６３ｗの固定接点ｂ，ｃ，ａには、指令値ゼロを与えるゲートブロック（ＧＢ）出力が夫々接続されている。
【００９１】
また、各変調波発生回路２２ｕ，２２ｖ，２２ｗが出力する電圧指令Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、係数「−１」を乗ずる乗算器６４ｕ，６４ｖ，６４ｗに夫々与えられており、乗算器６４ｕの出力信号はスイッチ６３ｖの固定接点ａに、乗算器６４ｖの出力信号はスイッチ６３ｗの固定接点ｂに、乗算器６４ｗの出力信号は、スイッチ６３ｕの固定接点ｃに、夫々接続されている。即ち、乗算器６４は、各相電圧指令Ｖの逆相信号を出力する。
そして、スイッチ６３ｕ，６３ｖ，６３ｗの可動接点ｄは、ＰＷＭ制御回路３８ｕ，３８ｖ，３８ｗの入力端子に接続されており、スイッチ６３の切替えは、ＥＣＵ１８のＣＰＵ１８ａによって行なわれるようになっている。以上が、放電制御部（制御回路）６５を構成している。
【００９２】
次に、第１７実施例の作用について図２７をも参照して説明する。尚、初期状態において、スイッチ６３ｕ，６３ｖ，６３ｗの可動接点ｄは、夫々の固定接点ａ，ｂ，ｃに接続されている。
図２７は、ＣＰＵ１８ａが、第１実施例における図６のフローチャートのステップＳ６で行なう処理内容を示すものである。ＣＰＵ１８ａは、先ず、電動機９の各相巻線１１ｕ〜１１ｗについて、駆動信号系統に断線が発生しているか否かを判断する（ステップＳ１１）。即ち、電動機９を通常駆動制御している際に、電流センサ１９による検出信号が変化しなくなった相がある場合は断線が発生したものと判断する。
【００９３】
ステップＳ１１において、断線が発生していない場合は（「ＮＯ」）、ステップＳ１２に移行して第１実施例と同様に三相電圧指令Ｖｕ〜Ｖｗによる高周波電圧が出力されるようにする。一方、断線が発生した場合（「ＹＥＳ」）、断線相Ｃに対応するスイッチ６３をゲートブロック側に切替える（ステップＳ１３）。そして、健全相の一方であるＡ相のスイッチ６３を電圧指令ＶＡ側に切替え（ステップＳ１４）、もう一方のＢ相のスイッチ６３をＡ相の乗算器６４側（ＶＡバー側）に切替える（ステップＳ１５）。尚、Ａ，Ｂ，ＣはＵ，Ｖ，Ｗの何れかである。
【００９４】
例えば、Ｗ相が断線した場合は、スイッチ６３ｕ，６３ｖ，６３ｗの可動接点ｄを何れも固定接点ａ側に接続するように切替える。すると、ＰＷＭ制御回路３８ｕには電圧指令Ｖｕが、制御回路３８ｖにはその逆相信号が出力され、制御回路３８ｗに対する信号はブロックされる。即ち、この場合、インバータ主回路３は単相インバータとして動作し、Ｕ，Ｖ相だけに高周波電圧が印加されるので、電動機９が回転することはない。
【００９５】
以上のように第１７実施例によれば、放電制御部６５は、電動機９の固定子巻線１１ｕ〜１１ｗの内二相だけに高周波電圧を印加するので、三相の内何れか一相に係る巻線１１若しくは信号線が断線した場合であっても残りの二相に通電を行なうことで、平滑コンデンサ６を放電させることができる。
【００９６】
（第１８実施例）
図２８は本発明の第１８実施例である。第１８実施例は、第１７実施例の変調波発生回路２２における振幅発生回路３７と乗算器３６との間に、第４実施例における変化率リミッタ回路４５を介挿することで放電制御部（制御回路）６６が構成されている。即ち、第４実施例と第１７実施例とを組み合わせた構成である。斯様に構成された第１８実施例によれば、第４実施例と第１７実施例とにより得られる効果を同時に得ることができる。
【００９７】
（第１９実施例）
図２９は本発明の第１９実施例である。第１９実施例は、第７実施例と第１７実施例とを組み合わせた構成であり、以って放電制御部（制御回路）６７が構成されている。斯様に構成された第１９実施例によれば、第７実施例と第１７実施例とにより得られる効果を同時に得ることができる。
【００９８】
（第２０実施例）
図３０は本発明の第２０実施例である。第２０実施例は、第１２実施例と第１７実施例とを組み合わせた構成であり、以って放電制御部（制御回路）６８が構成されている。斯様に構成された第１９実施例によれば、第１２実施例と第１７実施例とにより得られる効果を同時に得ることができる。
【００９９】
（第２１実施例）
図３１乃至図３３は本発明の第２１実施例である。第２１実施例は、第１７実施例の構成を発展させたものである。即ち、三点切替えスイッチ６３ｖ，６３ｗは、四点切替えスイッチ６９ｖ，６９ｗに置き換わっているが、それらの各接点ａ〜ｄの接続はスイッチ６３ｖ，６３ｗと同様である。そして、スイッチ６９ｖ，６９ｗの四点目の固定接点ｅは、変調波発生回路２２ｕの出力端子に接続されている。
【０１００】
また、デッドタイム発生回路７０は、インバータ主回路３の上アームと下アームとのＩＧＢＴ７のオンオフが切替わる場合に付与するデッドタイムを設定するものである。デッドタイムＴｄは、図３３に示すように、上アームと下アームとのＩＧＢＴ７が同時にオンして短絡電流が流れることを防止するために、両者が同時にオフする期間として設定される。そして、デッドタイム発生回路７０は、そのデッドタイムの設定が、ＣＰＵ１８ａの指令により変化可能となるように構成されている。以上が放電制御部（制御回路）７１を構成している。
【０１０１】
図３２は、ＣＰＵ１８ａが行なう制御内容を示すフローチャートである。ＣＰＵ１８ａは、断線を検出しステップＳ１１で「ＹＥＳ」と判断すると、その断線が三相の内二相について発生しているか否かを判断する（ステップＳ１６）。そして、一相のみが断線している場合は（「ＮＯ」）第１７実施例と同様にステップＳ１３〜Ｓ１５を実行し、二相（Ｂ，Ｃ）が断線している場合は（「ＹＥＳ」）全ての相のスイッチ６３ｕ，６９ｖ，６９ｗを電圧指令ＶＡ側に切替える（ステップＳ１７）。それから、デッドタイム発生回路７０におけるデッドタイムを、通常制御時よりも小さくなるように設定する（ステップＳ１８）。例えば、通常制御時の設定が６μ秒である場合に、１μ秒程度まで減少させる。
【０１０２】
即ち、ＩＧＢＴ７はゲート電圧が印加されてからターンオンするまで、若しくは、ゲート電圧が印加されなくなってからターンオフするまでに若干の時間を要する。そのため、デッドタイムが短くなると、例えば、上アームのターンオフ期間と下アーム側のターンオフ期間とが重なることで、両者間に微小な短絡電流が流れる。従って、三相の内二相に断線が発生した場合は、三相全てに健全相と同じ電圧指令を出力すれば、上記短絡電流によって平滑コンデンサ６の充電電荷を放電させることができる。
【０１０３】
尚、本実施例では、三相全てが断線した場合は想定していない。また、図示の都合上、断線はＶ，Ｗ相に発生することを前提とした構成となっているが、切替えスイッチの切替え点数を増加させることで、何れの二相が断線した場合にも対応できることは言うまでもない。
【０１０４】
以上のように第２１実施例によれば、放電制御部７１は、平滑コンデンサ６の放電を行う場合に、三相の内二相に断線が発生した場合は、三相全てについてインバータ主回路３の上アームと下アームとのオンオフが切替わる間に微小な短絡電流が流れるようにデッドタイムの設定値を減少させるようにしたので、短絡電流を流すことで平滑コンデンサ６の放電を行なうことができる。
【０１０５】
（第２２実施例）
図３４は本発明の第２２実施例である。第２２実施例は、例えば第１実施例のＰＷＭ発生回路３８に、キャリア周波数設定回路７２を付加した構成である。キャリア周波数設定回路７２は、ＰＷＭ制御に用いる搬送波信号（キャリア）の周波数設定が、ＣＰＵ１８ａの指令により変化可能となるように構成されている。以上が放電制御部（制御回路）７３を構成している。そして、ＣＰＵ１８ａは、平滑コンデンサ６の放電制御を行う場合は、キャリア周波数を上昇させるように制御する。
【０１０６】
即ち、キャリア周波数を上昇させれば、インバータ主回路３を構成するＩＧＢＴ７が行なうスイッチングの回数が増加するので、スイッチング損失が上昇する。従って、その損失が上昇した分だけ平滑コンデンサ６の充電電荷をより多く消費し、放電をより速く行なうことができるようになる。
【０１０７】
（第２３実施例）
図３５は本発明の第２３実施例である。第２３実施例の放電制御部（制御回路）７４は（Ｕ相についてのみ示す）、デューティ設定回路７５及び矩形波発生回路７６で構成されている。そして、矩形波発生回路７６の出力信号は、ゲートｕ，ｘ共通の信号である。
【０１０８】
即ち、上アームと下アームとに共通のゲート信号が与えられるため、インバータ主回路３においては、両者が同時にオンすることで短絡電流が流れる。デューティ設定回路７５はＩＧＢＴ７のオンデューティ（オン時間Ｔｏｎ）を設定するものである。オン時間Ｔｏｎは、バッテリ１の直流電圧をＶｄｃ，インバータ主回路３の直流母線４，５のストレーインダクタンスをＬｓ，ＩＧＢＴ７の許容電流をＩｍａｘとすると、
Ｔｏｎ＝Ｌｓ／Ｖｄｃ＊Ｉｍａｘ ・・・（５）
（５）式で定まる値よりも小さくなるように設定する。斯様にオン時間Ｔｏｎを設定すれば、短絡電流を流してもＩＧＢＴ７が破壊されることはない。
【０１０９】
以上のように構成された第２３実施例によれば、放電制御部７４は、コンタクタ２によってバッテリ１と平滑コンデンサ６との接続が開離されると、インバータ主回路３を構成するＩＧＢＴ７を全て同時にオンすることで上アームと下アームとの間に短絡電流を流し、平滑コンデンサ６に蓄積されている電荷を放電させるようにした。従って、第２２実施例などと同様に、三相の内何れかの相に断線が発生した場合でも、平滑コンデンサ６の放電を行なうことができる。
【０１１０】
（第２４実施例）
図３６は本発明の第２４施例である。第２４実施例は、電動機９に代えて、永久磁石電動機７７を用いるようにしたものである。永久磁石電動機７７は、電動機９と同様に埋込み型として構成されているが、回転子鉄心７８の外周側４箇所には、扇形形状の打抜き部７９が形成されている。その打抜き部７９の直線部分に沿って、スロットが２箇所ずつ計８箇所形成されており、それらのスロットに永久磁石８１が配置されている。
【０１１１】
斯様な形態で構成された永久磁石電動機７７は、永久磁石８１が磁束障壁として作用するため、界磁磁束は鉄心の鉄の部分をより多く貫通するようになる。その結果、永久磁石８１が発生するトルクよりもリラクタンストルクの方が大となり、電動機９に比較して鉄損がより大きくなるという特性を備えている。従って、永久磁石電動機７７を用いることで、鉄損が大きい分だけ平滑コンデンサ６の充電電荷をより速く消費して放電を完了させることができる。
【０１１２】
（第２５実施例）
図３７及び図３８は本発明の第２５実施例である。第２５実施例は、本発明をガソリンエンジンをも備えてなるハイブリッド方式の電気自動車（ＨＥＶ）に適用した場合である。図３７は、ＨＥＶの駆動系を概略的に示すものである。尚、説明の都合上、基本的に第１実施例の構成と相違ないものについては同一符号を用いる。
【０１１３】
ＨＥＶは、第１実施例と同様に、バッテリ１，インバータ２０，電動機９，減速機１５，タイヤ１６を備えると共に、エンジン８２，遊星歯車などを有して構成される動力分割機構８３，発電機８４などを備えている。動力分割機構８３は、エンジン８２の駆動力を減速機１５を介してタイヤ１６側に伝達したり、発電機８４側に伝達するものである。また、発電機８４によって発電された電力は、ＰＷＭコンバータ（インバータ）８５を介してバッテリ１側に回生されるようになっている。
【０１１４】
図３８は、図１相当図である。上記構成のようなＨＥＶの場合、１つのバッテリ１と平滑コンデンサ６に対して、インバータ主回路３及び電動機９，ＰＷＭコンバータ８５の主回路８７及び発電機８４の２系統の駆動系が存在する。そして、夫々について、駆動制御を行うための制御装置２０Ａ，２０Ｂが配置される。
【０１１５】
発電機８４は、コンタクタ２が開離され平滑コンデンサ６の放電を行う場合は、発電機として機能する状態にない。従って、ＰＷＭコンバータ主回路８７をインバータ主回路とし、発電機８４を電動機とすることで第１実施例と同様の作用を成すことが可能であるから、両系統を並列に動作させれば、平滑コンデンサ６の放電をより速く完了することができる。
【０１１６】
本発明は上記し且つ図面に記載した実施例にのみ限定されるものではなく、以下のような変形または拡張が可能である。
電流センサ１９に代えて、例えばシャント抵抗によって電流検出を行なうセンサレス方式のベクトル制御に適用しても良い。
第１実施例の構成は、通常の駆動制御がベクトル制御でない場合でも同様に適用することができる。
例えば、第２実施例において、Ｖｑに０ではない所定値を設定しても良い。また、Ｖｄ＝０として、Ｖｑに所定値を設定しても良い。
初期位相発生回路３４は、必要に応じて設ければ良い。
変化率リミッタ回路４５の特性は、単調増加するものに限らず、非線形に増加したり、若しくは、増加減少を繰り返すような特性でも良い。
第２１実施例において、デッドタイムをゼロに設定しても良い。
【０１１７】
第２１実施例は、第１乃至第２０実施例と同時に行なっても良く、その場合、平滑コンデンサ６の放電をより速く行なうことが可能となる。
電気自動車に適用する場合、電動機は走行用モータに限ることなく、その他の駆動部に使用される電動機、例えば、エアコンのコンプレッサモータやファンモータなどを制御する系に適用しても良い。そして、３つ以上の制御系を並列に動作させてコンデンサの放電を行っても良い。
また、電気自動車に限ることなく、直流電源平滑用のコンデンサが電源より切り離され、放電を行なう必要があるものに広く適用することができる。
開閉手段はコンタクタ２に限ることなく、リレーなどを用いても良い。
電動機は、埋込み型永久磁石電動機に限ることなく、一般的なＤＣブラシレスモータや誘導電動機などでも良い。
【０１１８】
【発明の効果】
請求項１記載のインバータの制御装置によれば、制御回路は、開閉手段によってバッテリとコンデンサとの接続が開離されると、インバータ主回路を制御して電動機の固定子巻線に高周波電圧を印加することでコンデンサに蓄積されている電荷を放電させるので、電動機を回転させず、また、電動機の回転状態を検出するためのセンサなどを使用することなしに、電動機において発生する鉄損や銅損によりコンデンサに蓄積されている電荷を放電消費させることができる。
【０１１９】
請求項１１記載のインバータの制御装置によれば、制御回路は、開閉手段によってバッテリとコンデンサとの接続が開離されると、インバータ主回路の上アームと下アームとのオンオフが切替わる間に微小な短絡電流を流すようにスイッチングを行うことで、コンデンサに蓄積されている電荷を放電させるので、請求項１と同様に、電動機の回転状態を検出するためのセンサなどを使用することなく、且つ、電動機を回転させることなしにコンデンサを放電させることができる。
【０１２０】
請求項１２記載のインバータの制御装置によれば、制御回路は、開閉手段によってバッテリとコンデンサとの接続が開離されると、インバータ主回路を構成するスイッチング素子を全て同時にオンすることで上アームと下アームとの間に短絡電流を流し、コンデンサに蓄積されている電荷を放電させるので、請求項１等と同様に、電動機の回転状態を検出するためのセンサなどを使用することなく、且つ、電動機を回転させることなしにコンデンサを放電させることができる。
【０１２１】
請求項１５記載の電気自動車によれば、請求項１乃至１４の何れかに記載のインバータ及び制御装置が搭載されて構成されるので、各部に使用されている様々な電動機を利用して、コンデンサの充電電荷を放電させることができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明を電気自動車に適用した場合の第１実施例であり、電気自動車の駆動制御系に係る電気的構成を概略的に示す図
【図２】駆動制御部の構成を概略的に示す機能ブロック図
【図３】放電制御部の内部構成をＵ相についてのみ示す機能ブロック図
【図４】各部の信号波形を示すタイミングチャート
【図５】電動機の構成を示す平面図
【図６】ＥＣＵのＣＰＵが、本発明の要旨に係る部分に関して行う制御内容を示すフローチャートである
【図７】本発明の第２実施例を示す図２相当図
【図８】放電制御部のタイミングチャート
【図９】本発明の第３実施例であり、放電制御部に係る部分の構成のみを示す図
【図１０】ＵＶＷ三相座標とｄｑ軸座標の関係を示すベクトル図
【図１１】θ＝０の場合における、各部の信号波形を示すタイミングチャート
【図１２】本発明の第４実施例を示す図３相当図
【図１３】本発明の第５実施例を示す図９相当図
【図１４】本発明の第６実施例を示す図９相当図
【図１５】本発明の第７実施例を示す図３相当図
【図１６】放電制御部における各部の信号波形を示すタイミングチャート
【図１７】本発明の第８実施例を示す図９相当図
【図１８】本発明の第９実施例を示す図９相当図
【図１９】本発明の第１０実施例を示す図３相当図
【図２０】本発明の第１１実施例を示す図９相当図
【図２１】本発明の第１２実施例を示す図９相当図
【図２２】本発明の第１３実施例を示す図９相当図
【図２３】本発明の第１４実施例を示す図９相当図
【図２４】本発明の第１５実施例を示す図９相当図
【図２５】本発明の第１６実施例を示す図９相当図
【図２６】本発明の第１７実施例を示す図３相当図
【図２７】ＣＰＵが、図６のステップＳ６で行なう処理内容を示すフローチャート
【図２８】本発明の第１８実施例を示す図３相当図
【図２９】本発明の第１９実施例を示す図３相当図
【図３０】本発明の第２０実施例を示す図３相当図
【図３１】本発明の第２１実施例を示す図３相当図
【図３２】ＣＰＵが行なう制御内容を示すフローチャート
【図３３】デッドタイムを示すタイミングチャート
【図３４】本発明の第２２実施例を示す図３相当図
【図３５】本発明の第２３実施例を示す図３相当図
【図３６】本発明の第２４実施例を示す図５相当図
【図３７】本発明の第２５実施例であり、ハイブリッド方式の電気自動車の駆動系を概略的に示す図
【図３８】図１相当図
【符号の説明】
１はバッテリ、２はコンタクタ（開閉手段）、３はインバータ主回路、６は平滑コンデンサ、７はＩＧＢＴ（スイッチング素子）、９は電動機（埋込み型永久磁石電動機）、１１は固定子巻線、１８ａはＣＰＵ、２０はインバータ制御装置、２２は放電制御部（制御回路）、４２，４３，４４，４６，４７，５２，５３，５４，５５，５６，５７，６０，６１，６２，６５，６６，６７，６８，７１，７３，７４は放電制御部（制御回路）、７７は永久磁石電動機（埋込み型永久磁石電動機）、８４は発電機（電動機）、８５はＰＷＭコンバータ（インバータ）、８７はコンバータ主回路（インバータ主回路）、１００はインバータを示す。
Claims (16)
- バッテリより出力される直流電源電圧を平滑するコンデンサと、
このコンデンサによって平滑された直流電源を三相交流電源に変換して電動機を駆動するインバータ主回路と、
前記バッテリと前記コンデンサとの接続を開閉するための開閉手段とを備えてなるインバータを制御するための制御装置において、
前記開閉手段によって前記バッテリと前記コンデンサとの接続が開離されると、前記インバータ主回路を制御して前記電動機の固定子巻線に高周波電圧を印加することで前記コンデンサに蓄積されている電荷を放電させる制御回路を備えたことを特徴とするインバータの制御装置。 - 電動機は、通常駆動時にはベクトル制御されるように構成されており、
制御回路は、ｑ（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ）軸電圧指令値とｄ（ｄｉｒｅｃｔ）軸電圧指令値とを夫々任意の値に設定することで高周波電圧を印加することを特徴とする請求項１記載のインバータの制御装置。 - 電動機は、通常駆動時にはベクトル制御されるように構成されており、
制御回路は、ｑ（ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ）軸電圧指令値及びｄ（ｄｉｒｅｃｔ）軸電圧指令値のいずれか一方をゼロに設定することで高周波電圧を印加することを特徴とする請求項１記載のインバータの制御装置。 - 制御回路は、電動機の固定子に交番磁界を発生させるように高周波電圧を印加することを特徴とする請求項１記載のインバータの制御装置。
- 制御回路は、電動機の固定子に方向が交互に切替わる回転磁界を発生させるように高周波電圧を印加することを特徴とする請求項１乃至３の何れかに記載のインバータの制御装置。
- 制御回路は、電動機の固定子巻線の内二相だけに高周波電圧を印加することを特徴とする請求項１記載のインバータの制御装置。
- 制御回路は、高周波電圧の振幅を印加開始時から変化させることを特徴とする請求項１乃至６の何れかに記載のインバータの制御装置。
- 制御回路は、高周波電圧の周波数を印加開始時から変化させることを特徴とする請求項１乃至７の何れかに記載のインバータの制御装置。
- 制御回路は、高周波電圧を印加する際に、インバータ主回路の上アームと下アームとのオンオフが切替わる間に微小な短絡電流が流れるようにスイッチングのタイミングを調整することを特徴とする請求項１乃至８の何れかに記載のインバータの制御装置。
- インバータ主回路は、ＰＷＭ制御されるように構成されており、
制御回路は、開閉手段によってバッテリとコンデンサとの接続が開離されると、前記ＰＷＭ制御の搬送波周波数を通常動作時よりも上昇させることを特徴とする請求項１乃至９の何れかに記載のインバータの制御装置。 - バッテリより出力される直流電源電圧を平滑するコンデンサと、
このコンデンサによって平滑された直流電源を三相交流電源に変換して電動機を駆動するインバータ主回路と、
前記バッテリと前記コンデンサとの接続を開閉するための開閉手段とを備えてなるインバータを制御するための制御装置において、
前記開閉手段によって前記バッテリと前記コンデンサとの接続が開離されると、前記インバータ主回路の上アームと下アームとのオンオフが切替わる間に微小な短絡電流を流すようにスイッチングを行うことで、前記コンデンサに蓄積されている電荷を放電させる制御回路を備えたことを特徴とするインバータの制御装置。 - バッテリより出力される直流電源電圧を平滑するコンデンサと、
このコンデンサによって平滑された直流電源を三相交流電源に変換して電動機を駆動するインバータ主回路と、
前記バッテリと前記コンデンサとの接続を開閉するための開閉手段とを備えてなるインバータを制御するための制御装置において、
前記開閉手段によって前記バッテリと前記コンデンサとの接続が開離されると、前記インバータ主回路を構成するスイッチング素子を全て同時にオンすることで上アームと下アームとの間に短絡電流を流し、前記コンデンサに蓄積されている電荷を放電させる制御回路を備えたことを特徴とするインバータの制御装置。 - 電動機は、埋込み型永久磁石電動機であることを特徴とする請求項１乃至１２の何れかに記載のインバータの制御装置。
- 電動機は、永久磁石が発生するトルクよりもリラクタンストルクのほうが大となるように構成されていることを特徴とする請求項１３記載のインバータの制御装置。
- 請求項１乃至１４の何れかに記載のインバータ及び制御装置が搭載されることを特徴とする電気自動車。
- 複数の電動機と、
これら複数の電動機を夫々駆動する複数のインバータ主回路とを備え、
制御回路は、コンデンサの放電時に、前記複数のインバータ主回路の内２つ以上を並列に制御することを特徴とする請求項１５記載の電気自動車。
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Cited By (27)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005261127A (ja) * | 2004-03-12 | 2005-09-22 | Aisin Aw Co Ltd | 電動車両異常判定装置 |
| JP2008154431A (ja) * | 2006-12-20 | 2008-07-03 | Toshiba Corp | モータ制御装置 |
| JP2009017750A (ja) * | 2007-07-09 | 2009-01-22 | Honda Motor Co Ltd | 制御装置 |
| JP2010130841A (ja) * | 2008-11-28 | 2010-06-10 | Nissan Motor Co Ltd | インバータの放電装置 |
| JP2010130845A (ja) * | 2008-11-28 | 2010-06-10 | Nissan Motor Co Ltd | インバータの放電装置 |
| JP2010220287A (ja) * | 2009-03-13 | 2010-09-30 | Aisin Seiki Co Ltd | モータ制御装置および車両システム |
| JP2010233310A (ja) * | 2009-03-26 | 2010-10-14 | Nissan Motor Co Ltd | 電力変換装置及び電力変換装置の放電方法 |
| JP2010288369A (ja) * | 2009-06-11 | 2010-12-24 | Toyota Industries Corp | インバータ装置 |
| JP2011089625A (ja) * | 2009-10-26 | 2011-05-06 | Honda Motor Co Ltd | 電気自動車の油温上昇制御方法及びその装置、並びに電気自動車 |
| CN102082532A (zh) * | 2009-11-28 | 2011-06-01 | 比亚迪股份有限公司 | 一种电机驱动控制系统及其控制方法 |
| JP2011259570A (ja) * | 2010-06-08 | 2011-12-22 | Denso Corp | モータ制御装置 |
| JP2011259517A (ja) * | 2010-06-04 | 2011-12-22 | Toyota Motor Corp | 車両の電力変換装置およびそれを備える車両 |
| JP2012110200A (ja) * | 2010-10-25 | 2012-06-07 | Toyota Motor Corp | 車両およびその制御方法 |
| US8446116B2 (en) | 2010-03-11 | 2013-05-21 | Denso Corporation | Discharge control device for power conversion system |
| JP2014050212A (ja) * | 2012-08-31 | 2014-03-17 | Hitachi Automotive Systems Ltd | 電力変換装置 |
| KR20140100385A (ko) * | 2013-02-06 | 2014-08-14 | 삼성에스디아이 주식회사 | 모터 제어 방법 및 모터 제어 시스템 |
| JP2015006113A (ja) * | 2013-06-24 | 2015-01-08 | 日産自動車株式会社 | 電力変換装置及び電力変換装置の制御方法 |
| KR20150007098A (ko) * | 2013-07-10 | 2015-01-20 | 한라비스테온공조 주식회사 | 전기자동차의 강제방전방법 |
| JP2016146718A (ja) * | 2015-02-09 | 2016-08-12 | 株式会社ジェイテクト | 電気回路 |
| JP2016171619A (ja) * | 2015-03-11 | 2016-09-23 | 株式会社デンソー | 電力変換装置の制御装置 |
| KR20160141978A (ko) * | 2015-06-02 | 2016-12-12 | 엘에스산전 주식회사 | 인버터 제어 방법 |
| JP2016226132A (ja) * | 2015-05-29 | 2016-12-28 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | 電力変換装置 |
| JP2018160972A (ja) * | 2017-03-22 | 2018-10-11 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | モータ駆動回路の制御装置及びモータ駆動回路の診断方法 |
| CN108900108A (zh) * | 2017-05-10 | 2018-11-27 | 法雷奥西门子新能源汽车(德国)有限公司 | 用于电动车辆的换流器及其运行方法 |
| US10250124B2 (en) | 2015-01-29 | 2019-04-02 | Mitsubishi Electric Corporation | Power converter for controlling switching elements during regenerative control of an inverter |
| JP2020005429A (ja) * | 2018-06-28 | 2020-01-09 | 新電元工業株式会社 | 電力変換装置及び放電制御方法 |
| JP2021002943A (ja) * | 2019-06-21 | 2021-01-07 | 新電元工業株式会社 | 電力変換装置、及び、電力変換装置の制御方法 |
Families Citing this family (57)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4418259B2 (ja) * | 2004-02-27 | 2010-02-17 | 株式会社日立製作所 | 電動ブレーキ装置 |
| JP4275614B2 (ja) * | 2004-12-10 | 2009-06-10 | 三菱電機株式会社 | 車両用回転電機 |
| JP3876914B2 (ja) * | 2005-07-12 | 2007-02-07 | ダイキン工業株式会社 | 多相インバータ及びその制御方法、並びに送風機及び多相電流出力システム |
| US7397141B2 (en) * | 2006-01-30 | 2008-07-08 | Deere & Company | Power generator using traction drive electronics of a vehicle |
| KR20090113241A (ko) * | 2006-06-28 | 2009-10-29 | 가부시키가이샤 야스카와덴키 | 인버터 제어 장치 및 그 운전 방법 |
| JP4586034B2 (ja) * | 2007-03-16 | 2010-11-24 | 株式会社日立製作所 | モータ駆動用半導体装置とそれを有する３相モータ及びモータ駆動装置並びにファンモータ |
| DE102007022515A1 (de) * | 2007-05-14 | 2008-11-20 | Siemens Ag | Verfahren und Vorrichtung zum Betreiben einer Steuereinheit zur Ansteuerung einer elektrischen Maschine |
| JP4277919B2 (ja) * | 2007-05-22 | 2009-06-10 | 株式会社デンソー | モータ駆動装置及びモータ駆動制御方法 |
| DE102008043943A1 (de) * | 2007-12-27 | 2009-07-02 | Robert Bosch Gmbh | Verfahren zum Betreiben eines elektrischen Netzwerks, insbesondere eines Kraftfahrzeugs |
| JP5260090B2 (ja) * | 2008-03-10 | 2013-08-14 | 株式会社日立産機システム | 電力変換装置 |
| US8269434B2 (en) * | 2008-09-23 | 2012-09-18 | GM Global Technology Operations LLC | Electrical system using phase-shifted carrier signals and related operating methods |
| US8115433B2 (en) * | 2008-09-23 | 2012-02-14 | GM Global Technology Operations LLC | Electrical system for pulse-width modulated control of a power inverter using phase-shifted carrier signals and related operating methods |
| US8022569B2 (en) * | 2008-10-23 | 2011-09-20 | GM Global Technology Operations LLC | Systems and methods for discharging bus voltage using semiconductor devices |
| JP5317188B2 (ja) * | 2009-02-20 | 2013-10-16 | 株式会社安川電機 | 電動車両のインバータ装置及びその保護方法 |
| JP5283549B2 (ja) * | 2009-03-27 | 2013-09-04 | 本田技研工業株式会社 | 放電制御装置 |
| DE102009002860A1 (de) * | 2009-05-06 | 2010-11-18 | Robert Bosch Gmbh | Wechselrichteranordnung mit einem Entkopplungsschaltelement |
| JP4835743B2 (ja) * | 2009-10-07 | 2011-12-14 | 株式会社デンソー | 電力変換回路の制御装置 |
| FR2951333B1 (fr) * | 2009-10-08 | 2011-10-28 | Schneider Electric Ind Sas | Convertisseur de puissance utilisant des transistors a effet de champ normalement fermes |
| KR101543039B1 (ko) * | 2009-10-26 | 2015-08-10 | 현대자동차주식회사 | 임피던스 매칭법을 이용한 인버터 커패시터 모듈의 회로 구성방법 |
| US8378528B2 (en) * | 2009-12-07 | 2013-02-19 | GM Global Technology Operations LLC | Systems and methods for discharging bus voltage using semiconductor devices |
| JP5562702B2 (ja) * | 2010-03-31 | 2014-07-30 | 株式会社デンソー | 電力変換システムの放電制御装置 |
| JP5567381B2 (ja) * | 2010-04-27 | 2014-08-06 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | 電力変換装置 |
| JP5168328B2 (ja) * | 2010-08-27 | 2013-03-21 | 株式会社デンソー | モータ制御装置 |
| DE102010050347B3 (de) * | 2010-11-05 | 2012-05-03 | Sew-Eurodrive Gmbh & Co. Kg | Vorrichtung und Verfahren zur Herstellung eines sicheren Betriebszustands eines Hochspannungszwischenkreises eines Elektrofahrzeugs |
| DE102011015977A1 (de) * | 2011-04-04 | 2012-10-04 | Andreas Stihl Ag & Co. Kg | Verfahren zur Inbetriebnahme einer elektronischen Ansteuerschaltung eines elektrischen Motors und Schaltungsanordnung hierzu |
| FR2975243B1 (fr) | 2011-05-13 | 2013-04-26 | Michelin Soc Tech | Dispositif et procede de gestion du freinage electrique d'un vehicule |
| FR2975244B1 (fr) * | 2011-05-13 | 2013-04-26 | Michelin Soc Tech | Installation comprenant une source d'energie electrique comportant au moins deux elements de technologies differentes et un onduleur de pilotage d'un moteur electrique a courant alternatif |
| US8866515B2 (en) * | 2011-06-02 | 2014-10-21 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Drive unit for driving voltage-driven element |
| EP2648329A1 (en) * | 2012-04-04 | 2013-10-09 | Volvo Car Corporation | Three-phase inverter for driving an electric motor having cascode power switches |
| JP5692185B2 (ja) * | 2012-08-09 | 2015-04-01 | トヨタ自動車株式会社 | 半導体モジュール |
| DE102012224336A1 (de) * | 2012-12-21 | 2014-06-26 | Ge Energy Power Conversion Gmbh | Verfahren zum Betreiben eines elektrischen Stromrichters sowie elektrischer Stromrichter |
| US9246419B2 (en) * | 2013-02-06 | 2016-01-26 | Samsung Sdi Co., Ltd. | Method and system for controlling motor |
| JP2014236530A (ja) * | 2013-05-30 | 2014-12-15 | 富士電機株式会社 | 電力変換装置 |
| JP5839011B2 (ja) * | 2013-09-18 | 2016-01-06 | 株式会社デンソー | 電力変換装置、および、これを用いた電動パワーステアリング装置 |
| KR101491933B1 (ko) * | 2013-11-19 | 2015-02-09 | 엘에스산전 주식회사 | 병렬 인버터 제어 장치 |
| JP6301240B2 (ja) * | 2014-02-07 | 2018-03-28 | 本田技研工業株式会社 | 車両用バッテリ充電装置 |
| JP6413905B2 (ja) * | 2014-04-21 | 2018-10-31 | トヨタ自動車株式会社 | 車両用電力変換装置の制御装置 |
| JP6015712B2 (ja) * | 2014-05-19 | 2016-10-26 | 株式会社デンソー | 回転機の制御装置 |
| JP6365112B2 (ja) | 2014-08-20 | 2018-08-01 | 株式会社デンソー | 車載電動機用の制御装置 |
| DE102015004309A1 (de) * | 2015-04-01 | 2016-10-06 | Man Truck & Bus Ag | Verfahren zum Entladen eines elektrischen Energiespeichers eies Kraftfahrzeugs |
| JP6644502B2 (ja) * | 2015-09-10 | 2020-02-12 | Ntn株式会社 | 電動ブレーキ装置 |
| WO2017119214A1 (ja) * | 2016-01-08 | 2017-07-13 | 株式会社村田製作所 | 電力変換装置 |
| JP6220904B2 (ja) * | 2016-01-14 | 2017-10-25 | 本田技研工業株式会社 | 蓄電装置 |
| US10252618B2 (en) * | 2016-09-06 | 2019-04-09 | Ford Global Technologies, Llc | Backup electrical supply for main capacitor discharge |
| US10384561B2 (en) | 2016-09-19 | 2019-08-20 | Ford Global Technologies, Llc | Active discharge circuit for link capacitor using phase leg switches |
| US9774279B1 (en) * | 2017-03-02 | 2017-09-26 | Borgwarner Inc. | Brushless DC motor control and method |
| US11177648B2 (en) * | 2017-12-26 | 2021-11-16 | Eaton Intelligent Power Limited | System and method for compact motor control with redundant power structures |
| JP2019161714A (ja) * | 2018-03-08 | 2019-09-19 | 株式会社東芝 | モータ制御装置およびプログラム |
| US10924001B2 (en) * | 2018-08-22 | 2021-02-16 | Texas Instruments Incorporated | Gate driver controller and associated discharge method |
| JP6703643B1 (ja) * | 2018-11-14 | 2020-06-03 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 電力変換装置 |
| DE102018221209A1 (de) * | 2018-12-07 | 2020-06-10 | Zf Friedrichshafen Ag | Vorrichtung und Verfahren zur Entladung eines Zwischenkreiskondensators |
| FR3092451B1 (fr) * | 2019-02-01 | 2021-01-29 | Commissariat Energie Atomique | Convertisseur de puissance comportant au moins un transistor normalement fermé |
| CN111641198B (zh) * | 2019-03-01 | 2023-06-13 | 杭州比亚迪汽车有限公司 | 电机控制器及其高压母线电容的泄放方法、装置和车辆 |
| EP3726719A1 (en) * | 2019-04-15 | 2020-10-21 | Infineon Technologies Austria AG | Power converter and power conversion method |
| KR102111092B1 (ko) * | 2019-07-31 | 2020-05-15 | 주식회사 이지트로닉스 | 인버터-충전기 통합 장치 및 이를 제어하는 제어방법 |
| JP7228494B2 (ja) * | 2019-09-19 | 2023-02-24 | 株式会社東芝 | 半導体集積回路、半導体集積回路装置およびモータ駆動制御システム |
| CN111711389B (zh) * | 2020-06-16 | 2022-03-25 | 上海电气风电集团股份有限公司 | 风力发电机及其功率转换电路的控制方法和装置 |
Family Cites Families (19)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4879639A (en) * | 1987-05-11 | 1989-11-07 | Fuji Electric Co., Ltd. | Power converter for driving an AC motor at a variable speed |
| JP2954333B2 (ja) * | 1990-11-28 | 1999-09-27 | 株式会社日立製作所 | 交流電動機可変速システム |
| JP3226599B2 (ja) * | 1992-05-19 | 2001-11-05 | 東芝アイティー・コントロールシステム株式会社 | バッテリーカーの制御方法及び装置 |
| US5369540A (en) * | 1993-02-11 | 1994-11-29 | General Electric Company | Electric vehicle drive train with contactor protection |
| US5563479A (en) * | 1993-10-29 | 1996-10-08 | Aisin Seiki Kabushiki Kaisha | Power supply apparatus for electric vehicle |
| JP3107344B2 (ja) * | 1994-07-13 | 2000-11-06 | 本田技研工業株式会社 | 電気車両用モータの制御装置 |
| US5592371A (en) * | 1995-05-17 | 1997-01-07 | General Motors Corporation | DC link inverter |
| JPH0919003A (ja) * | 1995-06-27 | 1997-01-17 | Honda Motor Co Ltd | 電動車両におけるコンデンサの劣化判定装置 |
| JP3289567B2 (ja) | 1995-08-31 | 2002-06-10 | トヨタ自動車株式会社 | インバータ内部蓄電手段の放電装置 |
| JPH09215102A (ja) | 1996-02-09 | 1997-08-15 | Hitachi Ltd | 電気車の制御装置及び制御方法 |
| US5914582A (en) * | 1997-01-27 | 1999-06-22 | Hitachi, Ltd. | Permanent magnet synchronous motor controller and electric vehicle controller |
| JP3330049B2 (ja) * | 1997-03-07 | 2002-09-30 | 本田技研工業株式会社 | 電気自動車の制御装置 |
| JP3330050B2 (ja) * | 1997-03-11 | 2002-09-30 | 本田技研工業株式会社 | 電気自動車の制御装置 |
| JP3301360B2 (ja) * | 1997-09-26 | 2002-07-15 | トヨタ自動車株式会社 | モータ制御装置および方法 |
| JP3680619B2 (ja) * | 1999-03-10 | 2005-08-10 | 株式会社日立製作所 | 冷凍装置 |
| JP3515460B2 (ja) * | 1999-12-24 | 2004-04-05 | 本田技研工業株式会社 | 交流モータの制御装置 |
| JP3566163B2 (ja) * | 2000-01-07 | 2004-09-15 | 株式会社東芝 | モータ制御装置 |
| JP3721116B2 (ja) * | 2000-11-14 | 2005-11-30 | 株式会社豊田中央研究所 | 駆動装置，動力出力装置およびその制御方法 |
| JP3480843B2 (ja) * | 2001-09-04 | 2003-12-22 | 三菱電機株式会社 | 電動パワーステアリング制御装置及び制御方法 |
-
2002
- 2002-06-05 JP JP2002164201A patent/JP2004015892A/ja active Pending
-
2003
- 2003-06-03 US US10/452,930 patent/US7057361B2/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (37)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005261127A (ja) * | 2004-03-12 | 2005-09-22 | Aisin Aw Co Ltd | 電動車両異常判定装置 |
| JP4492160B2 (ja) * | 2004-03-12 | 2010-06-30 | アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 | 電動車両異常判定装置 |
| JP2008154431A (ja) * | 2006-12-20 | 2008-07-03 | Toshiba Corp | モータ制御装置 |
| JP2009017750A (ja) * | 2007-07-09 | 2009-01-22 | Honda Motor Co Ltd | 制御装置 |
| JP2010130841A (ja) * | 2008-11-28 | 2010-06-10 | Nissan Motor Co Ltd | インバータの放電装置 |
| JP2010130845A (ja) * | 2008-11-28 | 2010-06-10 | Nissan Motor Co Ltd | インバータの放電装置 |
| JP2010220287A (ja) * | 2009-03-13 | 2010-09-30 | Aisin Seiki Co Ltd | モータ制御装置および車両システム |
| JP2010233310A (ja) * | 2009-03-26 | 2010-10-14 | Nissan Motor Co Ltd | 電力変換装置及び電力変換装置の放電方法 |
| JP2010288369A (ja) * | 2009-06-11 | 2010-12-24 | Toyota Industries Corp | インバータ装置 |
| US8618753B2 (en) | 2009-06-11 | 2013-12-31 | Kabushiki Kaisha Toyota Jidoshokki | Inverter device |
| JP2011089625A (ja) * | 2009-10-26 | 2011-05-06 | Honda Motor Co Ltd | 電気自動車の油温上昇制御方法及びその装置、並びに電気自動車 |
| CN102082532A (zh) * | 2009-11-28 | 2011-06-01 | 比亚迪股份有限公司 | 一种电机驱动控制系统及其控制方法 |
| US8446116B2 (en) | 2010-03-11 | 2013-05-21 | Denso Corporation | Discharge control device for power conversion system |
| JP2011259517A (ja) * | 2010-06-04 | 2011-12-22 | Toyota Motor Corp | 車両の電力変換装置およびそれを備える車両 |
| JP2011259570A (ja) * | 2010-06-08 | 2011-12-22 | Denso Corp | モータ制御装置 |
| JP2012110200A (ja) * | 2010-10-25 | 2012-06-07 | Toyota Motor Corp | 車両およびその制御方法 |
| JP2014050212A (ja) * | 2012-08-31 | 2014-03-17 | Hitachi Automotive Systems Ltd | 電力変換装置 |
| KR20140100385A (ko) * | 2013-02-06 | 2014-08-14 | 삼성에스디아이 주식회사 | 모터 제어 방법 및 모터 제어 시스템 |
| KR101683207B1 (ko) * | 2013-02-06 | 2016-12-06 | 삼성에스디아이 주식회사 | 모터 제어 방법 및 모터 제어 시스템 |
| JP2015006113A (ja) * | 2013-06-24 | 2015-01-08 | 日産自動車株式会社 | 電力変換装置及び電力変換装置の制御方法 |
| KR20150007098A (ko) * | 2013-07-10 | 2015-01-20 | 한라비스테온공조 주식회사 | 전기자동차의 강제방전방법 |
| KR102112209B1 (ko) | 2013-07-10 | 2020-05-19 | 한온시스템 주식회사 | 전기자동차의 강제방전방법 |
| US10250124B2 (en) | 2015-01-29 | 2019-04-02 | Mitsubishi Electric Corporation | Power converter for controlling switching elements during regenerative control of an inverter |
| JP2016146718A (ja) * | 2015-02-09 | 2016-08-12 | 株式会社ジェイテクト | 電気回路 |
| JP2016171619A (ja) * | 2015-03-11 | 2016-09-23 | 株式会社デンソー | 電力変換装置の制御装置 |
| JP2016226132A (ja) * | 2015-05-29 | 2016-12-28 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | 電力変換装置 |
| KR102024303B1 (ko) * | 2015-06-02 | 2019-09-23 | 엘에스산전 주식회사 | 인버터 제어 방법 |
| US9812998B2 (en) | 2015-06-02 | 2017-11-07 | Lsis Co., Ltd. | Method for controlling inverter |
| JP2016226284A (ja) * | 2015-06-02 | 2016-12-28 | エルエス産電株式会社Lsis Co., Ltd. | インバータ制御方法 |
| CN106230243B (zh) * | 2015-06-02 | 2019-05-28 | Ls 产电株式会社 | 用于控制逆变器的方法 |
| CN106230243A (zh) * | 2015-06-02 | 2016-12-14 | Ls产电株式会社 | 用于控制逆变器的方法 |
| KR20160141978A (ko) * | 2015-06-02 | 2016-12-12 | 엘에스산전 주식회사 | 인버터 제어 방법 |
| JP2018160972A (ja) * | 2017-03-22 | 2018-10-11 | 日立オートモティブシステムズ株式会社 | モータ駆動回路の制御装置及びモータ駆動回路の診断方法 |
| CN108900108A (zh) * | 2017-05-10 | 2018-11-27 | 法雷奥西门子新能源汽车(德国)有限公司 | 用于电动车辆的换流器及其运行方法 |
| JP2020005429A (ja) * | 2018-06-28 | 2020-01-09 | 新電元工業株式会社 | 電力変換装置及び放電制御方法 |
| JP2021002943A (ja) * | 2019-06-21 | 2021-01-07 | 新電元工業株式会社 | 電力変換装置、及び、電力変換装置の制御方法 |
| JP7309472B2 (ja) | 2019-06-21 | 2023-07-18 | 新電元工業株式会社 | 電力変換装置、及び、電力変換装置の制御方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
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| US7057361B2 (en) | 2006-06-06 |
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