JP2004007631A

JP2004007631A - 出力電力制御システム

Info

Publication number: JP2004007631A
Application number: JP2003124921A
Authority: JP
Inventors: Bartholomeus H W E Jansen; バルトロメウス・エイチ・ダブリュー・イー・ヤンセン; Ray Myron Parkhurst Jr; レイ・マイロン・パークハースト，ジュニア
Original assignee: Agilent Technologies Inc
Current assignee: Agilent Technologies Inc
Priority date: 2002-05-01
Filing date: 2003-04-30
Publication date: 2004-01-08
Also published as: US6727760B2; US20030206064A1

Abstract

【課題】優れた比例追従正確度が得られ、かつ出力信号電力の立ち上がり時間の早い出力電力制御システムを提供する。
【解決手段】出力電力制御システム４０は、電力増幅器７２と、電力増幅器７２の一方の電力供給ライン７８の電流を検出する抵抗８４と、電流・電圧変換器８６と、誤差増幅器９０で負帰還をかけるフィードバックループ６８から構成される。
【効果】無線周波送信機に用いることにより、出力パワーレベルと、出力信号の立ち上がりを早くできる。
【選択図】　　図３

Description

【０００１】
【発明が属する技術分野】
本発明は、出力電力制御システムに関するものであり、とりわけ、無線周波送信機内の電力増幅器からの出力電力を制御するための出力電力制御システムに関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
無線周波送信機は、さまざまな用途において無線周波信号の送信に用いられている。一般に、送信機は、出力パワー・レベルと、出力信号の立ち上がり及び立下り時間を指定した規格に適合するように設計されている。多くの用途では、出力電力制御回路またはシステムによって、無線周波送信機に用いられている電力増幅器からの出力電力が制御される。あるタイプの出力電力制御回路には、出力信号の一部を電力増幅器の入力にフィードバックして、出力電力を制御するフィードバック・ループが含まれている。用いられる規格の１つに、ＥＩＡ機構の８００ＭＨｚセルラ加入者部門（ｃｅｌｌｕｌａｒ　ｓｕｂｓｃｒｉｂｅｒ　ｕｎｉｔ）のための１９８８年１月のＥＩＡ暫定規格ＩＳ−１９Ｂ、３．１．３．３（米国）がある。例えば、この規格には、送信される出力電力信号の立ち上がり及び立下り時間が２ミリ秒未満と指定されている。
【０００３】
図１には、電力増幅器１２の出力電力を制御するための従来の出力電力制御回路１０が例示されている。出力電力制御回路１０は、検出ダイオード回路（ｄｅｔｅｃｔｏｒ　ｄｉｏｄｅ　ｃｉｒｃｕｉｔ）を介して送信される出力電力信号の一部を結合する、電圧制御式出力電力制御回路である。電力増幅器１２は、電圧供給部１８と、接地接続２０を備えている。電力増幅器１２は、入力１４において受信した入力信号を伝送し、出力２２に出力信号を送り出す。出力２２の出力信号は、カプラ２４によって、２６に出力信号を送り出すように経路指定される。カプラ２４を介して送られる出力電力の一部は、信号検出器３０の入力２８に経路指定される。信号検出器３０は、２６における出力信号のピーク・ベルに応答する。信号検出器３０は、検出ダイオードを含み、３４に検出信号を送り出す。コンパレータ３２は、３６の基準電圧と３４の検出信号を比較する。コンパレータ３２は、電力増幅器１２の入力１６に自動電力制御電圧（Ｖａｐｃ）を供給し、３４の検出信号を３６の基準電圧に一致させる。
【０００４】
出力電力制御回路１０によって用いられる従来の出力電力制御アプローチの欠点の１つは、利用可能な出力電力及びシステム効率を低減する損失である。一般に、無線周波増幅システムに利用可能なカプラは、大形で、高価であり、かつ指向特性が悪い。カプラの指向特性が悪いと、とりわけ、無線周波負荷インピーダンスが変動する場合に、出力電力の正確度が低くなる。このアプローチでは、電力増幅器のピーク電流負荷がモニタされないので、動作条件によっては、公称レベルをかなり上回る電流が供給され、その結果、システム効率がさらに低下することになる場合もある。例えば、携帯電話用といったバッテリ用途の場合、その結果は、通話可能時間の短縮ということである。
【０００５】
図２には、電力増幅器４２の出力電力を制御するために用いられるもう１つの従来式アプローチが例示されている。図２には、５６の電圧供給部と直列をなすセンス抵抗器５４を利用して、電力増幅器４２の電流に比例した電圧を生じさせる、従来の電流制御式出力電力制御回路４０が例示されている。電力増幅器４２は、４４において入力信号を受け取り、５２に出力信号を送り出す。電力増幅器４２は、センス抵抗器５４の一方の端部に結合された電圧供給接続部４８と、接地接続部５０を備えている。センス抵抗器５４は、もう一方の端部が、電圧供給接続部５６に結合されている。瞬間電流を分流して、センス抵抗器５４を迂回させるべく、電圧供給接続部５６と電力増幅器４２の電圧供給接続部４８との間における、センス抵抗器５４の両端間にコンデンサ５７が結合されている。これにより、センス抵抗器５４に平均電流が流れる。
【０００６】
図２に例示のアプローチでは、フィードバック・ループを利用して、センス抵抗器５４を通る電流を４６の電力制御電圧に変換する。コンパレータ５８は、センス抵抗器５４を通る電流に対応する電圧を５０に発生する。コンパレータ６２は、５０の電圧と６４の基準電圧とを比較して、４６に自動電力制御電圧（Ｖａｐｃ）を生じさせ、電力増幅器４２の利得を制御する。
【０００７】
この第２のアプローチの欠点の１つは、利用可能な出力電力及びシステム効率を低下させる損失である。センス抵抗器は、コストが高くつき、物理的に大きくなる可能性がある。センス抵抗器によって、大幅な電圧降下が生じ、その結果、電力増幅器の出力電力利用可能度及び効率が低下する可能性もある。このアプローチには、制御ループ内において、全電力増幅器電流をフィードバックさせるという欠点もある。全電流が、必ずしも、出力電力に正比例して変動するとは限らない。この結果、電力制御の正確度が損なわれる可能性がある。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
以上に鑑みて、本発明の目的は、例えば、無線周波送信機の電力増幅器からの出力電力を制御するために用いられるような、改良された出力電力制御システムを提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明の態様の１つによれば、第１の電流を供給するように構成された増幅器と、第１の電流に比例しかつ該電流よりも小さい第２の電流を供給するように構成された基準源（ｒｅｆｅｒｅｎｃｅ　ｓｏｕｒｃｅ）と、第２の電流に応答して、増幅器の利得を制御するフィードバック変換器とを含む、出力電力制御システムが得られる。
【００１０】
【発明の実施の形態】
望ましい実施態様に関する以下の詳細な説明では、その一部をなし、本発明の実施可能な特定の実施態様を例証するために示された、添付の図面が参照される。もちろん、他の実施態様を利用することも可能であり、本発明の範囲を逸脱することなく、構造上または論理上の変更を加えることも可能である。従って、以下の詳細な説明は、制限を意味するものと解釈すべきではなく、本発明の範囲は、付属の請求項によって規定される。
【００１１】
図３は、本発明による、電力増幅器７２の出力電力を制御するための出力電力制御回路またはシステム４０に関する典型的な実施態様の１つを例示したダイアグラムである。例示の実施態様の場合、電力増幅器７２は、７４において送信入力信号を受け取り、８２に出力信号を送り出す。実施態様の１つでは、７４の送信入力信号及び８２の出力信号は、無線周波信号であり、電力増幅器７２は、無線周波増幅器である。典型的な実施態様では、電力増幅器７２は、８３でアースに結合されている。
【００１２】
電力増幅器７２には、ノード８０に施される電圧供給接続部（Ｖｓｕｐｐｌｙ）に対する２つの接続が含まれている。ノード８０における電圧供給接続部は、第１の電流すなわち出力電流（Ｉ_１）を電力増幅器７２の出力段９４（図４に示された）に伝導するライン８１を介して、電力増幅器７２に結合されている。フィードバック抵抗器８４は、ノード８０における電圧供給接続部とライン７８の間に結合されており、ライン７８は、電力増幅器７２の第２の電圧供給接続部に結合されている。瞬間電流を分流して、フィードバック抵抗器８４を迂回させるべく、ノード８０の電圧供給接続とライン７８との間における、フィードバック抵抗器８４の両端間にコンデンサ８５が結合されている。これにより、フィードバック抵抗器８４に平均電流が流れる。フィードバック抵抗器８４によって、第２の電流すなわち基準電流（Ｉ_２）である前記平均電流が、電力増幅器７２内の基準電流源９６（図４に示された）に伝導される。典型的な実施態様の場合、基準電流Ｉ_２は、出力電流Ｉ_１に比例し、それよりも小さい。
【００１３】
典型的な実施態様の場合、全体が６８で表示された電流・電圧変換フィードバック・ループによって、電力増幅器７２の利得が制御される。典型的な実施態様の場合、電流・電圧変換フィードバック・ループ６８は、基準電流Ｉ_２を電力制御電圧に変換して、電力増幅器７２の利得を制御する。典型的な実施態様の場合、フィードバック抵抗器８４、第１のコンパレータ８６、及び、第２のコンパレータ９０が、共同して、負のフィードバック・ループを構成する。フィードバック抵抗器８４は、該抵抗器８４の両端間に電圧降下を生じさせる基準電流Ｉ_２を導通させる。第１のコンパレータ８６は、正の入力がノード８０に結合され、負の入力がフィードバック抵抗器８４の反対側において７８に結合されている。第１のコンパレータ８６は、ノード８０の供給電圧と抵抗器８４によって降下された電圧とを比較して、比較された電圧の差を電圧としてライン８８に送り出す。第２のコンパレータ９０は、負の入力がライン８８の電圧に結合され、正の入力が９２における基準電圧（Ｖｒｅｆ）に結合されている。第２のコンパレータ９０では、９２の基準電圧Ｖｒｅｆとライン８８の電圧が比較され、比較された電圧の差が自動電力制御電圧（Ｖａｐｃ）として７６に送り出される。自動電力制御電圧は、電力増幅器７２の入力に加えられて、電力増幅器７２の出力電力を制御することになる。
【００１４】
典型的な実施態様の場合、電流・電圧変換フィードバック・ループ６８によって、８２の出力信号が９２の基準電圧Ｖｒｅｆと一致するように、電力増幅器７２の利得が制御される。基準電圧Ｖｒｅｆが増／減すると、出力電流Ｉ_１及び電力出力レベルに対応する基準電流Ｉ_２が、増／減した基準電圧Ｖｒｅｆに追従する。
【００１５】
典型的な実施態様の場合、基準電流Ｉ_２は、出力電流Ｉ_１に比例し、それよりも小さい。多くの実施態様において、基準電流Ｉ_２は、出力電流Ｉ_１より小さく、これにより、電流・電圧変換フィードバック・ループ６８に小形で経済的なフィードバック抵抗器８４を用いることが可能になる。結果として、いっそう多様な抵抗器のタイプを用いて、小形で経済的なフィードバック抵抗器８４を実施することが可能になる。これによって、抵抗器の実施態様の選択、及び、ループ利得パラメータの最適化に関する柔軟性が増すことになる。多くの実施態様において、基準電流Ｉ_２が、８２における出力信号の出力電力の変動にしっかりと追従し、この結果、より優れた比例追従正確度が得られる。
【００１６】
図４は、電力増幅器７２の典型的な実施態様の１つを例示したダイアグラムである。電力増幅器７２には、増幅器または出力段９４、基準電流源９６、及び、入力段９８が含まれている。典型的な実施態様の場合、入力段９８は、第１の入力が７６において電力制御電圧Ｖａｐｃに結合され、第２の入力が７４において送信入力信号に結合されている。実施態様の１つでは、７６の電力制御電圧Ｖａｐｃは、入力段９８内で用いられる電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）の１つ以上のゲートを制御する。ゲート電圧を変化させて、増幅利得を変化させることによって、７６の電力制御電圧Ｖａｐｃに対応する所定の出力信号が発生することになる。
【００１７】
典型的な実施態様の場合、入力段９８は、出力１０８が基準電流源９６における基準トランジスタ１０４のゲート１０６と、出力段９４における出力トランジスタ１００のゲート１０２に結合されている。基準電流源９６は、ライン７８を介して、基準電流Ｉ_２をアース８３に伝導する。出力段９４は、ライン８０を介して、出力電流Ｉ_１をアース８３に伝導する。出力トランジスタ１００には、８２に出力信号を送り出すドレインが含まれている。実施態様の１つでは、基準トランジスタ１０４及び出力トランジスタ１００は、相補型金属酸化膜半導体（ＣＭＯＳ）トランジスタである。実施態様の１つでは、基準トランジスタ１０４及び出力トランジスタ１００は、エンハンスメント・モード・スードモルフィック高電子移動度（Ｅ−ｐＨＥＭＴ）トランジスタである。実施態様の１つでは、基準トランジスタ１０４及び出力トランジスタ１００は、シリコン・バイポーラ・トランジスタである。実施態様の１つでは、基準トランジスタ１０４及び出力トランジスタ１００は、ヘテロ接合バイポーラ・トランジスタである。
【００１８】
典型的な実施態様の場合、基準トランジスタ１０４は、より小さい電流を導通するため、出力トランジスタ１００より小さくなるように、比例したサイズが付与されている。ＣＭＯＳトランジスタのような半導体素子のゲートの幅対長さ（今後は「Ｗ／Ｌ」と称する）の比によって、トランジスタ・サイズ、及び、トランジスタによって導通可能な最大電流が決まる。一般に、ゲートの長さＬは、トランジスタの製作に用いられる半導体製作プロセスの最小特徴サイズに対応する固定値である。従って、トランジスタ・サイズは、一般に、トランジスタのゲート幅Ｗを変更することによって変更可能である。２つの異なるゲートＷ／Ｌ比を有し、ある特定のウェーハ上にごく近接して製作される２つの特定のトランジスタは、その相対電流比が、製作されるある特定ロットのウェーハ内におけるウェーハ毎の最小限の変動に一致する。実施態様の１つでは、基準トランジスタ１０４及び出力トランジスタ１００は、シリコン・バイポーラ・トランジスタであり、トランジスタが導通する最大電流は、トランジスタのエミッタ幅を変更することによって制御される。実施態様の１つでは、基準トランジスタ１０４及び出力トランジスタ１００は、ヘテロ接合バイポーラ・トランジスタであり、トランジスタが導通する最大電流は、トランジスタのエミッタ幅を変更することによって制御される。
【００１９】
例示の実施態様では、出力トランジスタ１００の幅はαＷであり、基準トランジスタ１０４の幅はＷである。因数αは、基準電流Ｉ_２対出力電流Ｉ_１の電流比を指定するために用いられる定数である。多くの実施態様において、回路に対する損失を最小限に抑え、フィードバック抵抗器８４によって生じる電力損失を低減するため、基準電流Ｉ_２は、出力電流Ｉ_１よりも小さい。基準トランジスタ１０４のゲート１０６は、出力トランジスタ１００のゲート１０２に結合されているので、基準電流Ｉ_２の値は、出力電流Ｉ_１の１／α倍にほぼ等しい。典型的な実施態様の場合、ゲート長Ｌは、基準トランジスタ１０４及び出力トランジスタ１００の両方ともほぼ同じである。他の実施態様には、基準トランジスタ１０４のゲート長Ｌが、出力トランジスタ１００のゲート長Ｌと同じにはならないものもある。
【００２０】
基準トランジスタ１０４と出力トランジスタ１００のゲートＷ／Ｌ比は、任意の適合する値とすることが可能である。ある実施態様では、出力トランジスタ１００が出力信号を８２に送り出すので、出力トランジスタ１００のＷ／Ｌ比は、５０００を超える比較的大きい値になる。この実施態様の場合、基準トランジスタ１０４と出力トランジスタ１００のＷ／Ｌ比は５０００より小さい。ある実施態様では、αの値は１０であり、従って、基準トランジスタ１０４のＷ／Ｌ比が出力トランジスタ１００のＷ／Ｌ比の１／１０になって、基準電流Ｉ_２が出力電流Ｉ_１の１／１０倍にほぼ等しくなる。ある実施態様では、αの値が１００である。従って、基準トランジスタ１０４のＷ／Ｌ比が出力トランジスタ１００のＷ／Ｌ比の１／１００になり、基準電流Ｉ_２が出力電流Ｉ_１の１／１００倍にほぼ等しくなる。
【００２１】
図５Ａは、出力電力制御回路４０の典型的な実施態様に関する出力信号電力対時間を例示したダイアグラムである。図５Ｂは、出力電力制御回路４０の典型的な実施態様に関する出力電流Ｉ_１及び基準電流Ｉ_２対時間を例示したダイアグラムである。図５Ｃは、出力電力制御回路４０の典型的な実施態様に関する自動電力制御電圧Ｖａｐｃ対時間を例示したダイアグラムである。
【００２２】
典型的な実施態様の場合、時間Ｔ_０から時間Ｔ_１までは、電力増幅器７２は起動せず、出力信号を８２に送り出さない；基準トランジスタ１０４及び出力トランジスタ１００は、オフになる；図５Ｂに例示の基準電流Ｉ_２及び出力電流Ｉ_１はゼロである；図５Ａに例示の出力信号電力はゼロである；図５Ｃに例示の自動電力制御電圧Ｖａｐｃはゼロである。
【００２３】
典型的な実施態様の場合、時間Ｔ_１において、７４の送信入力信号が電力増幅器７２によって受信される。７４の送信入力信号は、電力増幅器７２によってある利得が得られるように増幅され、出力信号８２における送信電力が、時間Ｔ_１〜時間Ｔ_２間において増大し始める。典型的な実施態様の場合、Ｔ_１からＴ_２まで、出力トランジスタ１００が、出力電流Ｉ_１を導通し始め、出力電流Ｉ_１の値が増大し始める。基準トランジスタ１０４のゲート１０６は、出力トランジスタ１００のゲート１０２に結合されているので、基準電流Ｉ_２も同様に増大し始める。典型的な実施態様の場合、基準電流Ｉ_２の量は、出力電流Ｉ_１の量よりも少ない。図５Ｂには、出力電流Ｉ_１が点線で例示され、α＝１０及びα＝１００の場合の基準電流Ｉ_２の２つの値が実線で例示されている。典型的な実施態様の場合、基準電流Ｉ_２が出力電流Ｉ_１よりかなり小さいので、本発明の例証を単純化するため、電流軸は、中絶した軸として示されている。典型的な実施態様では、Ｔ_１からＴ_２まで、α＝１０及びα＝１００の場合の基準電流Ｉ_２の値は、それぞれ、出力電流Ｉ_１の１／１０及び１／１００の値にほぼ等しい。
【００２４】
典型的な実施態様の場合、図５Ｃに例示の電力制御電圧Ｖａｐｃは、フィードバック抵抗器８４、第１のコンパレータ８６、及び、第２のコンパレータ９０を含む負のフィードバック・ループの出力である。典型的な実施態様の場合、負のフィードバック・ループの遅延は、ごくわずかであるため、電力制御電圧Ｖａｐｃは、基準電流Ｉ_２にほぼ正比例して上昇し、従って、図５Ａにおける出力信号電力の立ち上がり時間は最短に抑えられる。結果として、電力増幅器７２の８２における出力信号電力レベルは、８２における出力信号レベルが７６における自動電力制御電圧Ｖａｐｃに一致する時間Ｔ_２まで、自動電力制御電圧Ｖａｐｃの変化に迅速に追従する。典型的な実施態様の場合、７６の自動電力制御電圧Ｖａｐｃは、８２における出力信号電力レベルが、やはり、９２における基準電圧Ｖｒｅｆに一致するように、９２における基準電圧Ｖｒｅｆによって制御される。
【００２５】
典型的な実施態様の場合、Ｔ_２において、８２における所望の出力信号電力レベルに達し、図５Ｃに例示の７６における電力制御電圧Ｖａｐｃは、定常状態に達する。図５Ｂに例示の出力電流Ｉ_１及び基準電流Ｉ_２も定常状態に達する。出力電流Ｉ_１が定常状態値のため、図５Ａに例示の出力信号は定常状態値である。
【００２６】
本明細書では、望ましい実施態様の解説を目的として、特定の実施態様について例証し、説明してきたが、通常の当業者には明らかなように、本発明の範囲を逸脱することなく、図示され、解説された特定の実施態様の代わりに、同じ目的の達成が見込まれる、多種多様な代替及び／または同等実施例を用いることが可能である。化学、機械、電気機械、電気、及び、コンピュータの技術者には容易に明らかになるように、本発明は多種多様な実施態様で実施することが可能である。本出願は、本明細書において論述した望ましい実施態様に対するいかなる改変または変更をも包含することを意図したものである。従って、本発明は、明らかに、請求項及びその同等物による制限だけしか受けないことを意図したものである。
【図面の簡単な説明】
【図１】従来の電圧制御式出力電力制御回路を例示した図である。
【図２】従来の電圧制御式出力電流制御回路を例示した図である。
【図３】本発明による出力電力制御回路の典型的な実施態様の１つを例示したダイアグラムである。
【図４】電力増幅器の典型的な実施態様の１つを例示したダイアグラムである。
【図５Ａ】出力電力制御回路の典型的な実施態様に関する出力信号電力対時間を例示したダイアグラムである。
【図５Ｂ】出力電力制御回路の典型的な実施態様に関する出力電流Ｉ_１及び基準電流Ｉ_２対時間を例示したダイアグラムである。
【図５Ｃ】出力電力制御回路の典型的な実施態様に関する電力制御電圧対時間を例示したダイアグラムである。
【符号の説明】
６８　電流・電圧変換フィードバック・ループ
７２　電力増幅器
８４　フィードバック抵抗器
８６，９０　コンパレータ
１００，１０４　トランジスタ

Claims

第１の電流を供給するように構成された増幅器と、
前記第１の電流に比例しかつ該電流よりも小さい第２の電流を供給するように構成された基準源と、
前記第２の電流に応答して、前記増幅器の利得を制御するフィードバック変換器と、
を含む出力電力制御システム。
前記フィードバック変換器は、前記第２の電流を電力制御電圧に変換するための電流・電圧変換器を備えることを特徴とする、請求項１に記載の出力電力制御システム。
前記電流・電圧変換器は、
供給電圧に結合されて、前記第２の電流を導通する抵抗器と、
前記供給電圧と前記抵抗器によって降下された電圧とを比較して、それらの差を出力電圧として出力するように構成された第１のコンパレータと、
前記出力電圧と基準電圧とを比較して、それらの差を前記電力制御電圧として出力するように構成された第２のコンパレータと、
を備えることを特徴とする、請求項２に記載の出力電力制御システム。
前記第２の電流が、前記第１の電流の１／α（αは１より大きい定数である）倍にほぼ等しいことを特徴とする、請求項１に記載の出力電力制御システム。
前記増幅器は、前記第１の電流を導通する幅αＷの第１のトランジスタを含むことを特徴とする、請求項４に記載の出力電力制御システム。
前記基準源は、前記抵抗器に結合されて前記第２の電流を導通する幅Ｗの第２のトランジスタを含み、前記第２のトランジスタのゲートを前記第１のトランジスタのゲートに結合して、前記第２の電流が前記第１の電流の１／α倍にほぼ等しくなるようにしたことを特徴とする、請求項５に記載の出力電力制御システム。
αが１０以上であることを特徴とする、請求項６に記載の出力電力制御システム。
前記第１及び第２のトランジスタが、相補型金属酸化膜半導体トランジスタであることを特徴とする、請求項６に記載の出力電力制御システム。
前記第１及び第２のトランジスタが、エンハンスメント・モード・スードモルフィック高電子移動度トランジスタであることを特徴とする、請求項６に記載の出力電力制御システム。
前記増幅器は、前記電力制御電圧を印加して利得を制御するように構成された入力段をさらに含むことを特徴とする、請求項２に記載の出力電力制御システム。
前記増幅器が無線周波増幅器であることを特徴とする、請求項１に記載の出力電力制御システム。
電力制御電圧に対応する利得が得られるように入力信号を増幅して、出力信号を送り出すように構成された増幅器と、
第１の電流、及び、該第１の電流に比例しかつ該電流より小さい第２の電流を供給するように構成されたミラー基準電流源と、
前記第２の電流を前記電力制御電圧に変換して、前記利得を制御するように構成された負のフィードバック変換器と、
を備える出力電力制御システム。
前記負のフィードバック変換器は、
供給電圧に結合されて第２の電流を導通する抵抗器と、
前記供給電圧と前記抵抗器によって降下された電圧とを比較して、それらの差を出力電圧として出力するように構成された第１のコンパレータと、
前記出力電圧と基準電圧とを比較して、それらの差を前記電力制御電圧として出力するように構成された第２のコンパレータと、
を備えることを特徴とする、請求項１２に記載の出力電力制御システム。
前記ミラー基準電流源は、
前記第１の電流を導通する幅αＷの第１のトランジスタと、
前記抵抗器に結合されて前記第２の電流を導通する幅Ｗの第２のトランジスタとを含み、
前記第１のトランジスタのゲートを前記第２のトランジスタのゲートに結合して、前記第２の電流が前記第１の電流の１／α倍にほぼ等しくなるようにしたことを特徴とする、請求項１３に記載の出力電力制御システム。
αが１０以上であることを特徴とする、請求項１４に記載の出力電力制御システム。
前記第１及び第２のトランジスタが相補型金属酸化膜半導体トランジスタであることを特徴とする、請求項１４に記載の出力電力制御システム。
前記第１及び第２のトランジスタが、エンハンスメント・モード・スードモルフィック高電子移動度トランジスタであることを特徴とする、請求項１４に記載の出力電力制御システム。
前記第１及び第２のトランジスタが、シリコン・バイポーラ・トランジスタであることを特徴とする、請求項１４に記載の出力電力制御システム。
前記第１及び第２のトランジスタが、ヘテロ接合バイポーラ・トランジスタであることを特徴とする、請求項１４に記載の出力電力制御システム。
電力制御電圧入力を備え、前記電力制御電圧に対応する利得が得られるように無線周波入力信号を増幅する無線周波電力増幅器と、
基準電流を導通する幅Ｗの基準トランジスタと、
前記基準電流より大きい出力電流を導通して（ここで、前記基準電流は出力電流に比例する）、無線周波出力信号を生じるように構成された幅αＷの出力トランジスタと、
前記基準電流を前記電力制御電圧に変換するように構成された負のフィードバック回路と、
を備える電流ミラー電力制御回路。
前記負のフィードバック変換器は、
供給電圧に結合されて前記基準電流を導通する抵抗器と、
前記供給電圧と前記抵抗器によって降下された電圧とを比較して、それらの差を出力電圧として出力するように構成された第１の比較回路と、
前記出力電圧と基準電圧とを比較して、それらの差を前記電力制御電圧として出力するように構成された第２の比較回路と、
を備えることを特徴とする、請求項２０に記載の電流ミラー電力制御回路。
αが１０以上であることを特徴とする、請求項２０に記載の電流ミラー電力制御回路。
前記基準及び出力トランジスタが相補型金属酸化膜半導体トランジスタであることを特徴とする、請求項２０に記載の電流ミラー電力制御回路。
前記基準及び出力トランジスタが、エンハンスメント・モード・スードモルフィック高電子移動度トランジスタであることを特徴とする、請求項２０に記載の電流ミラー電力制御回路。
電力制御電圧信号に対応する利得が得られるように、無線周波入力信号の送信を制御するように構成された入力段と、
出力電流及び無線周波出力信号を送り出すように構成された出力段と、
前記出力電流に比例しかつ該電流よりも小さい基準電流を送り出すように構成された基準段と、
前記基準電流を前記電力制御電圧信号に変換するように構成された電流・電圧フィードバック変換器と、
を備える無線周波電力増幅器。
前記電流・電圧フィードバック変換器は、
供給電圧に結合されて前記基準電流を導通する抵抗器と、
前記供給電圧と、前記抵抗器によって降下された電圧とを比較して、それらの差を出力電圧として出力するように構成された第１のコンパレータと、
前記出力電圧と基準電圧とを比較して、それらの差を前記電力制御電圧信号として出力するように構成された第２のコンパレータと、
を備えることを特徴とする、請求項２５に記載の無線周波電力増幅器。
前記出力段は、出力電流を導通する幅αＷの出力トランジスタを含むことを特徴とする、請求項２６に記載の無線周波電力増幅器。
前記基準段は、前記抵抗器に結合されて前記基準電流を導通する幅Ｗの基準トランジスタを含み、前記基準トランジスタのゲートを前記出力トランジスタのゲートに結合して、前記基準電流が前記出力電流の１／α倍にほぼ等しくなるようにしたことを特徴とする、請求項２７に記載の無線周波電力増幅器。
αが１０以上であることを特徴とする、請求項２８に記載の無線周波電力増幅器。
前記基準及び出力トランジスタが、相補型金属酸化膜半導体トランジスタであることを特徴とする、請求項２８に記載の無線周波電力増幅器。
前記基準及び出力トランジスタが、エンハンスメント・モード・スードモルフィック高電子移動度トランジスタであることを特徴とする、請求項２８に記載の無線周波電力増幅器。
前記基準及び出力トランジスタが、シリコン・バイポーラ・トランジスタであることを特徴とする、請求項２８に記載の無線周波電力増幅器。
前記基準及び出力トランジスタが、ヘテロ接合バイポーラ・トランジスタであることを特徴とする、請求項２８に記載の無線周波電力増幅器。
第１の電流を制御するように構成された増幅器と、
前記第１の電流に比例しかつ該電流よりも小さい第２の電流を供給するように構成された基準手段と、
前記第２の電流に応答して、前記増幅器の利得を制御するフィードバック手段と、
を備える出力電力制御システム。
前記フィードバック手段は、前記第２の電流を電力制御電圧に変換するための電流・電圧変換器を含むことを特徴とする、請求項３４に記載の出力電力制御システム。
前記フィードバック手段は、さらに、
供給電圧に結合されて前記第２の電流を導通する抵抗器と、
前記供給電圧と、前記抵抗器によって降下された電圧とを比較して、それらの差を出力電圧として出力するように構成された第１のコンパレータと、
前記出力電圧と基準電圧とを比較して、それらの差を前記電力制御電圧として出力するように構成された第２のコンパレータと、
を備えることを特徴とする、請求項３５に記載の出力電力制御システム。
前記増幅器は、前記第１の電流を導通する幅αＷの第１のトランジスタを含むことを特徴とする、請求項３６に記載の出力電力制御システム。
前記基準手段は、前記抵抗器に結合されて前記第２の電流を導通する幅Ｗの第２のトランジスタを含み、前記第２のトランジスタのゲートを前記第１のトランジスタのゲートに結合して、前記第２の電流が前記第１の電流の１／α倍にほぼ等しくなるようにしたことを特徴とする、請求項３３に記載の出力電力制御システム。
αが１０以上であることを特徴とする、請求項３８に記載の出力電力制御システム。
増幅器の出力電力を制御する方法であって、
出力電流を供給するステップと、
前記出力電流に比例しかつ該電流よりも小さい基準電流を供給するステップと、
前記基準電流を電力制御電圧に変換して前記増幅器の利得を制御するステップと、
を含む方法。
前記基準電流を前記電力制御電圧に変換するステップは、
供給電圧と抵抗器によって降下された電圧とを比較して、それらの差を出力電圧として送り出すステップと、
前記出力電圧と基準電圧とを比較して、それらの差を前記電力制御電圧として送り出すステップと、
を含むことを特徴とする、請求項４０に記載の方法。
前記出力電流を供給するステップは、
幅αＷの出力トランジスタを設けるステップと、
前記出力トランジスタに前記出力電流を導通させるステップと、
を含むことを特徴とする、請求項４１に記載の方法。
前記基準電流を供給するステップは、
幅Ｗの基準トランジスタを設けるステップと、
前記基準トランジスタのゲートを前記出力トランジスタのゲートに結合するステップと、
前記基準トランジスタに前記基準電流を導通させるステップと、
を含み、
前記基準電流が、前記出力電流の１／α倍にほぼ等しいことを特徴とする、請求項４２に記載の方法。