JP2002354826A - インバータ制御方法およびその装置 - Google Patents
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 コンデンサ電流を抑制するように制御して電
源電流の歪みを抑制する。 【解決手段】 従来コンデンサレスインバータ制御部１
１と、モータトルクτm、モータ回転数ωm、電源電圧Ｖ
1、係数ηを入力として数１０の演算を行って電源電流
ｉ1を算出し、電源電流指令値ｉ1＊として出力するＩ１
演算部１２と、電源電流指令値ｉ1＊と実電流ｉ1とを入
力として、両者の偏差が０になるような演算（例えば、
ＰＩ演算）を行って補正用のトルク指令もしくはトルク
分電流指令を出力するフィードバック演算部１３と、従
来コンデンサレスインバータ制御部１１からの仮のトル
ク指令もしくはトルク分電流指令からフィードバック演
算部１３が出力する補正用のトルク指令もしくはトルク
分電流指令を減算して最終的なトルク指令もしくはトル
ク分電流指令を得る減算部１４とを有している。
源電流の歪みを抑制する。 【解決手段】 従来コンデンサレスインバータ制御部１
１と、モータトルクτm、モータ回転数ωm、電源電圧Ｖ
1、係数ηを入力として数１０の演算を行って電源電流
ｉ1を算出し、電源電流指令値ｉ1＊として出力するＩ１
演算部１２と、電源電流指令値ｉ1＊と実電流ｉ1とを入
力として、両者の偏差が０になるような演算（例えば、
ＰＩ演算）を行って補正用のトルク指令もしくはトルク
分電流指令を出力するフィードバック演算部１３と、従
来コンデンサレスインバータ制御部１１からの仮のトル
ク指令もしくはトルク分電流指令からフィードバック演
算部１３が出力する補正用のトルク指令もしくはトルク
分電流指令を減算して最終的なトルク指令もしくはトル
ク分電流指令を得る減算部１４とを有している。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明はインバータ制御方
法およびその装置に関し、さらに詳細にいえば、単相整
流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力
電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、
単相整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサの容
量を設定し、３相インバータの出力電圧または出力電流
をモータに供給すべく３相インバータを制御するための
方法およびその装置に関する。
法およびその装置に関し、さらに詳細にいえば、単相整
流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力
電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、
単相整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサの容
量を設定し、３相インバータの出力電圧または出力電流
をモータに供給すべく３相インバータを制御するための
方法およびその装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来から知られているように、インバー
タ回路はトランジスタのスイッチング制御により直流電
源を可変周波数、可変電圧の交流電力に高効率に変換す
る回路である。
タ回路はトランジスタのスイッチング制御により直流電
源を可変周波数、可変電圧の交流電力に高効率に変換す
る回路である。
【０００３】そして、インバータ回路は、例えば、モー
タの回転数やトルクを制御する必要のある家電機器や産
業機器に広く応用されている。
タの回転数やトルクを制御する必要のある家電機器や産
業機器に広く応用されている。
【０００４】また、一般には、交流電源を直流電源に変
換するために回路構成が簡単なダイオードブリッジ回路
が採用され、整流後の電圧リプルを除去するために大容
量の平滑用コンデンサが使用されている。
換するために回路構成が簡単なダイオードブリッジ回路
が採用され、整流後の電圧リプルを除去するために大容
量の平滑用コンデンサが使用されている。
【０００５】そして、この場合には、電源側の力率低下
や高調波の増大などの不都合が発生するため、このよう
な不都合の発生を防止し、もしくは抑制するために、ダ
イオードブリッジ回路の入力側もしくは直流側にインダ
クタンスの大きな力率改善リアクトルを接続する（図１
８参照）。
や高調波の増大などの不都合が発生するため、このよう
な不都合の発生を防止し、もしくは抑制するために、ダ
イオードブリッジ回路の入力側もしくは直流側にインダ
クタンスの大きな力率改善リアクトルを接続する（図１
８参照）。
【０００６】また、最近では、電源力率や電源高調波に
対する特性の高性能化を目的として、スイッチングトラ
ンジスタおよびダイオードなどからなるチョッパをダイ
オードブリッジ回路の直流側に設けることが提案されて
いる（図２０参照）。
対する特性の高性能化を目的として、スイッチングトラ
ンジスタおよびダイオードなどからなるチョッパをダイ
オードブリッジ回路の直流側に設けることが提案されて
いる（図２０参照）。
【０００７】このようなインバータ回路を採用した場合
には、大容量の平滑用コンデンサ、力率改善リアクトル
が必要であり、これらを採用することに伴ってサイズが
大型化し、しかもコストアップを招いてしまうという不
都合がある。
には、大容量の平滑用コンデンサ、力率改善リアクトル
が必要であり、これらを採用することに伴ってサイズが
大型化し、しかもコストアップを招いてしまうという不
都合がある。
【０００８】また、電源高調波特性の高性能化を達成す
るためにはチョッパ回路が必要であり、さらなるコスト
アップを招いてしまうという不都合がある。
るためにはチョッパ回路が必要であり、さらなるコスト
アップを招いてしまうという不都合がある。
【０００９】さらに、大容量の平滑用コンデンサとして
は一般的に電解コンデンサが採用されるので、電解コン
デンサの寿命が短いことに起因してダイオードブリッジ
回路を含むインバータ回路の寿命が短くなり、しかも電
解コンデンサの温度特性に起因してダイオードブリッジ
回路を含むインバータ回路の使用環境が制約されるとい
う不都合がある。
は一般的に電解コンデンサが採用されるので、電解コン
デンサの寿命が短いことに起因してダイオードブリッジ
回路を含むインバータ回路の寿命が短くなり、しかも電
解コンデンサの温度特性に起因してダイオードブリッジ
回路を含むインバータ回路の使用環境が制約されるとい
う不都合がある。
【００１０】このような不都合を解消するために、整流
部の大容量な平滑用コンデンサを省略し、ｄ軸電流を電
源周波数の２倍周波で変化させ、弱め界磁制御によりモ
ータ端子電圧を低下させ、これにより、直流電圧が脈動
し、大きく低下した場合にも、モータ電流を流し込める
ようにし、インバータ入力（整流回路入力）の電流通電
幅を広げることによって、高入力力率化、および電源高
調波特性の高性能化を達成するようにしたインバータ制
御方法（「高入力力率のダイオード整流回路を持つＰＭ
モータのインバータ制御法」、高橋勲、平成１２年電気
学会全国大会、ｐ１５９１参照、以下、論文１と略称す
る）が提案されている。
部の大容量な平滑用コンデンサを省略し、ｄ軸電流を電
源周波数の２倍周波で変化させ、弱め界磁制御によりモ
ータ端子電圧を低下させ、これにより、直流電圧が脈動
し、大きく低下した場合にも、モータ電流を流し込める
ようにし、インバータ入力（整流回路入力）の電流通電
幅を広げることによって、高入力力率化、および電源高
調波特性の高性能化を達成するようにしたインバータ制
御方法（「高入力力率のダイオード整流回路を持つＰＭ
モータのインバータ制御法」、高橋勲、平成１２年電気
学会全国大会、ｐ１５９１参照、以下、論文１と略称す
る）が提案されている。
【００１１】この方法を採用すれば、整流回路に接続さ
れたインバータ出力を所望の波形に制御することによ
り、整流回路の入力力率を向上でき、さらには、電源高
調波の低減も期待でき、従来これらを達成するために必
要とされていた大容量電解コンデンサ、リアクトル、チ
ョッパを不要にすることができる。
れたインバータ出力を所望の波形に制御することによ
り、整流回路の入力力率を向上でき、さらには、電源高
調波の低減も期待でき、従来これらを達成するために必
要とされていた大容量電解コンデンサ、リアクトル、チ
ョッパを不要にすることができる。
【００１２】また、論文１をベースとした制御方法とし
て、例えば、「ＩＰＭモータの弱め界磁を利用した高効
率インバータ制御方法」、芳賀仁、高橋勲、平成１３年
電気学会全国大会、ｐ．１２１４（以下、論文２と略称
する）も提案されている。
て、例えば、「ＩＰＭモータの弱め界磁を利用した高効
率インバータ制御方法」、芳賀仁、高橋勲、平成１３年
電気学会全国大会、ｐ．１２１４（以下、論文２と略称
する）も提案されている。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】図１８の構成のインバ
ータ回路を採用した場合には、ダイオードブリッジ整流
回路により交流電源を整流し、これを大容量な電解コン
デンサ（例えば、モータ容量２．２ｋＷでは２０００μ
Ｆ程度）により平滑している。そして、この平滑出力は
モータ駆動用のインバータに供給される。
ータ回路を採用した場合には、ダイオードブリッジ整流
回路により交流電源を整流し、これを大容量な電解コン
デンサ（例えば、モータ容量２．２ｋＷでは２０００μ
Ｆ程度）により平滑している。そして、この平滑出力は
モータ駆動用のインバータに供給される。
【００１４】また、家庭用機器にインバータ回路を採用
する場合には、力率改善のために、整流回路とコンデン
サとの間、もしくは交流電源と整流回路との間にリアク
トル（コンデンサ容量が２０００μＦの場合、３．５ｍ
Ｈ程度）が接続される。
する場合には、力率改善のために、整流回路とコンデン
サとの間、もしくは交流電源と整流回路との間にリアク
トル（コンデンサ容量が２０００μＦの場合、３．５ｍ
Ｈ程度）が接続される。
【００１５】図１９は図１８のインバータ回路の直流電
圧（電解コンデンサ両端電圧）Ｖdc、電源電流（交流電
源から整流回路に流れ込む電流）ｉ1、整流回路により
整流されて得られる電源電圧の絶対値｜ｖ1｜、電源電
流ｉ1の基本波成分を示す図である。ただし、電源電圧
の絶対値｜ｖ1｜、電源電流ｉ1の基本波成分は直接的に
インバータ回路から測定できるものではない。
圧（電解コンデンサ両端電圧）Ｖdc、電源電流（交流電
源から整流回路に流れ込む電流）ｉ1、整流回路により
整流されて得られる電源電圧の絶対値｜ｖ1｜、電源電
流ｉ1の基本波成分を示す図である。ただし、電源電圧
の絶対値｜ｖ1｜、電源電流ｉ1の基本波成分は直接的に
インバータ回路から測定できるものではない。
【００１６】また、図１９中Φは電源電圧ｖ1と電源電
流ｉ1の基本波との間の位相差、すなわち力率を示して
いる。
流ｉ1の基本波との間の位相差、すなわち力率を示して
いる。
【００１７】図１８のインバータ回路の力率ｃｏｓΦは
最大８０％程度（Φ＝３７°）と低い。また、図１９に
示すように、交流電圧の絶対値｜ｖ1｜の振幅が平滑さ
れた電解コンデンサ両端電圧ｖdcを越えた場合に、整流
回路のダイオードがオン動作し、電源電流ｉ1が流れ込
むため、電源電流ｉ1の波形が歪み、そして、図示して
いないが、電源電流ｉ1の調波解析により得られる低次
高調波（３次、５次、７次など）成分の振幅が特に大き
い。そして、低次高調波を除去するフィルタ回路には、
インダクタンス値の大きなリアクトルなどが必要とな
り、コストアップやインバータ装置全体のサイズを大型
化するなどの不都合がある。
最大８０％程度（Φ＝３７°）と低い。また、図１９に
示すように、交流電圧の絶対値｜ｖ1｜の振幅が平滑さ
れた電解コンデンサ両端電圧ｖdcを越えた場合に、整流
回路のダイオードがオン動作し、電源電流ｉ1が流れ込
むため、電源電流ｉ1の波形が歪み、そして、図示して
いないが、電源電流ｉ1の調波解析により得られる低次
高調波（３次、５次、７次など）成分の振幅が特に大き
い。そして、低次高調波を除去するフィルタ回路には、
インダクタンス値の大きなリアクトルなどが必要とな
り、コストアップやインバータ装置全体のサイズを大型
化するなどの不都合がある。
【００１８】図２０のインバータ回路は、トランジスタ
ＴcおよびダイオードＤcを含むチョッパ回路をさらに接
続してなるものであり、このトランジスタＴcをオン制
御することによって、図１８のインバータ回路では電源
電流ｉ1が流れ込まなかった期間（電解コンデンサ両端
電圧ｖdcが交流電圧の絶対値｜ｖ1｜の振幅より大きい
期間）についても電流を流し込める。そして、トランジ
スタＴcのオンデューティーを適切に制御することで電
源電流ｉ1を正弦波状にすることができる。なお、コン
デンサからトランジスタＴc側への電流逆流はダイオー
ドＤcにより防止される。
ＴcおよびダイオードＤcを含むチョッパ回路をさらに接
続してなるものであり、このトランジスタＴcをオン制
御することによって、図１８のインバータ回路では電源
電流ｉ1が流れ込まなかった期間（電解コンデンサ両端
電圧ｖdcが交流電圧の絶対値｜ｖ1｜の振幅より大きい
期間）についても電流を流し込める。そして、トランジ
スタＴcのオンデューティーを適切に制御することで電
源電流ｉ1を正弦波状にすることができる。なお、コン
デンサからトランジスタＴc側への電流逆流はダイオー
ドＤcにより防止される。
【００１９】しかし、図２０のインバータ回路は、図１
８のインバータ回路と比較して、トランジスタＴcおよ
びダイオードＤcのみならず、トランジスタＴcを制御す
る回路が必要になるので、特にコストが重視される家電
機器での採用が困難になってしまう。
８のインバータ回路と比較して、トランジスタＴcおよ
びダイオードＤcのみならず、トランジスタＴcを制御す
る回路が必要になるので、特にコストが重視される家電
機器での採用が困難になってしまう。
【００２０】図２１はこれらの不都合を解消するために
論文１で示されたインバータ回路を示す図である。
論文１で示されたインバータ回路を示す図である。
【００２１】図２１のインバータ回路が図１８のインバ
ータ回路と異なる点は、大容量電解コンデンサに代え
て、小容量のコンデンサ（例えば、１／１００程度の容
量のコンデンサ）を採用した点のみである。
ータ回路と異なる点は、大容量電解コンデンサに代え
て、小容量のコンデンサ（例えば、１／１００程度の容
量のコンデンサ）を採用した点のみである。
【００２２】図２１のインバータ回路（以下、これをコ
ンデンサレスインバータ回路と称する）を採用した場合
には、コンデンサの容量が極めて小さいため、インバー
タを介してモータに流れる電流を適切に制御すると、図
２２に示すように、ほぼ電源電圧の絶対値｜ｖ1｜に沿
って、Ｖmax（電源電圧ｖ1の最大値）からモータが発生
する誘起電圧に対応して定まるＶminまで変動する。こ
こで、Ｖminはモータの界磁制御により調整することが
できる。
ンデンサレスインバータ回路と称する）を採用した場合
には、コンデンサの容量が極めて小さいため、インバー
タを介してモータに流れる電流を適切に制御すると、図
２２に示すように、ほぼ電源電圧の絶対値｜ｖ1｜に沿
って、Ｖmax（電源電圧ｖ1の最大値）からモータが発生
する誘起電圧に対応して定まるＶminまで変動する。こ
こで、Ｖminはモータの界磁制御により調整することが
できる。
【００２３】この結果、電源電流ｉ1の波形歪みは図１
９の場合と比較して小さくなる。
９の場合と比較して小さくなる。
【００２４】電源電流ｉ1の流れる期間をθとすると、
力率ｃｏｓΦは、数１により算出できる。
力率ｃｏｓΦは、数１により算出できる。
【００２５】
【数１】
【００２６】数１から、Ｖmax／Ｖmin｛＝ｃｏｓ（θ／
２）｝＞２の場合、力率（ｃｏｓΦ）は９７％以上にな
る。
２）｝＞２の場合、力率（ｃｏｓΦ）は９７％以上にな
る。
【００２７】図２３は、図２１のインバータ回路により
ＩＰＭモータを制御し、所望の性能を得るために論文２
で示された制御方法を実施するためのインバータ制御装
置の構成を示すブロック図である。
ＩＰＭモータを制御し、所望の性能を得るために論文２
で示された制御方法を実施するためのインバータ制御装
置の構成を示すブロック図である。
【００２８】このインバータ制御装置は、速度指令ωm
＊とモータ実速度ωmとの偏差を入力としてＰＩ演算
（比例・積分演算）を行って値｜ｉq＊｜を出力するＰ
Ｉ演算部１１１と、電源電圧Ｖ1を入力として、これに
同期した信号ｓｉｎ2θ1を出力するｓｉｎ2θ1発生部１
１２と、信号ｓｉｎ2θ1と値｜ｉq＊｜との積をとり、
ｑ軸電流指令ｉq＊として出力する乗算器１１３とを含
むｑ軸電流指令演算部１１０を有している。
＊とモータ実速度ωmとの偏差を入力としてＰＩ演算
（比例・積分演算）を行って値｜ｉq＊｜を出力するＰ
Ｉ演算部１１１と、電源電圧Ｖ1を入力として、これに
同期した信号ｓｉｎ2θ1を出力するｓｉｎ2θ1発生部１
１２と、信号ｓｉｎ2θ1と値｜ｉq＊｜との積をとり、
ｑ軸電流指令ｉq＊として出力する乗算器１１３とを含
むｑ軸電流指令演算部１１０を有している。
【００２９】そして、直流電圧ｖdc、ｑ軸電流ｉq、モ
ータ実速度ωmを入力として数２の演算を行ってｄ軸電
流指令ｉd＊を出力するｉｄ＊演算部１１４と、ｄｑ軸
電流指令ｉd＊、ｉq＊とｄｑ軸実電流ｉd、ｉqとの偏差
を入力としてＰＩ演算を行って第１のｄｑ軸電圧指令ｖ
d＊’、ｖq＊’を出力するｄ軸用、ｑ軸用のＰＩ演算部
１１５、１１６と、第１のｄｑ軸電圧指令ｖd＊’、ｖq
＊’を入力として数３の演算を行って第２のｄｑ軸電圧
指令ｖd＊、ｖq＊を出力する非干渉制御部１１７とを有
している。なお、λaは速度起電圧定数、Ｌdはｄ軸イン
ダクタンス、Ｌqはｑ軸インダクタンス、ｎは極対数で
ある。
ータ実速度ωmを入力として数２の演算を行ってｄ軸電
流指令ｉd＊を出力するｉｄ＊演算部１１４と、ｄｑ軸
電流指令ｉd＊、ｉq＊とｄｑ軸実電流ｉd、ｉqとの偏差
を入力としてＰＩ演算を行って第１のｄｑ軸電圧指令ｖ
d＊’、ｖq＊’を出力するｄ軸用、ｑ軸用のＰＩ演算部
１１５、１１６と、第１のｄｑ軸電圧指令ｖd＊’、ｖq
＊’を入力として数３の演算を行って第２のｄｑ軸電圧
指令ｖd＊、ｖq＊を出力する非干渉制御部１１７とを有
している。なお、λaは速度起電圧定数、Ｌdはｄ軸イン
ダクタンス、Ｌqはｑ軸インダクタンス、ｎは極対数で
ある。
【００３０】
【数２】
【００３１】
【数３】
【００３２】図２３に示すインバータ制御装置を採用す
れば、ｑ軸電流をｉq＊・ｓｉｎ2θ 1と制御すること
で、図２２に示す電源電流ｉ1を得ることができると考
えられていた。
れば、ｑ軸電流をｉq＊・ｓｉｎ2θ 1と制御すること
で、図２２に示す電源電流ｉ1を得ることができると考
えられていた。
【００３３】図２４は、モータの界磁制御により直流電
圧（コンデンサ両端電圧）ｖdcをＶ maxから０に制御し
た場合の波形を示す図である。便宜上、位相θ2を、直
流電圧ｖdcの最大値をとる位相を０°（３６０°）とし
てフーリエ変換を行うと、数４となる。
圧（コンデンサ両端電圧）ｖdcをＶ maxから０に制御し
た場合の波形を示す図である。便宜上、位相θ2を、直
流電圧ｖdcの最大値をとる位相を０°（３６０°）とし
てフーリエ変換を行うと、数４となる。
【００３４】
【数４】
【００３５】また、直流電圧ｖdcの交流成分によりコン
デンサに流れる電流振幅の大きさは数５となる。
デンサに流れる電流振幅の大きさは数５となる。
【００３６】
【数５】
【００３７】さて、Ｖmax＝２８３Ｖ（電源電圧実効値
＝２００Ｖ、電源周波数５０Ｈｚ）の場合、電源周波数
の２倍周波数成分（数４のｎ＝１）の振幅Ｖdch1は１２
０Ｖになる。
＝２００Ｖ、電源周波数５０Ｈｚ）の場合、電源周波数
の２倍周波数成分（数４のｎ＝１）の振幅Ｖdch1は１２
０Ｖになる。
【００３８】また、コンデンサ容量を従来の１／１００
の２０μＦに選ぶと、数５からその電流の大きさは、｜
ｉch1｜＝１．５Ａとなる。そして、位相は図２４に示
すとおりとなる。
の２０μＦに選ぶと、数５からその電流の大きさは、｜
ｉch1｜＝１．５Ａとなる。そして、位相は図２４に示
すとおりとなる。
【００３９】図２５は、論文２で考えられていた理想的
な制御波形（直流電圧ｖdcを０からＶmaxで調整できた
ときの電源電流ｉ1）と、コンデンサ電流ｉch1と、論文
２の制御のみを行った場合、すなわち、コンデンサ電流
ｉch1の補償がない場合に得られる電源電流波形の歪み
を示している。なお、実際にはｉch2、ｉch3、・・・も
流れるが、ここでは便宜上、図示を省略している。
な制御波形（直流電圧ｖdcを０からＶmaxで調整できた
ときの電源電流ｉ1）と、コンデンサ電流ｉch1と、論文
２の制御のみを行った場合、すなわち、コンデンサ電流
ｉch1の補償がない場合に得られる電源電流波形の歪み
を示している。なお、実際にはｉch2、ｉch3、・・・も
流れるが、ここでは便宜上、図示を省略している。
【００４０】すなわち、図２１のインバータ制御装置で
は、直流電圧ｖdcが大きく脈動し、振幅の大きな交流成
分を含むため、電源から単相整流回路を介してコンデン
サに流れ込む電流ｉch1、ｉch2、ｉch3、・・・が生
じ、電源電流波形を歪ませてしまう。
は、直流電圧ｖdcが大きく脈動し、振幅の大きな交流成
分を含むため、電源から単相整流回路を介してコンデン
サに流れ込む電流ｉch1、ｉch2、ｉch3、・・・が生
じ、電源電流波形を歪ませてしまう。
【００４１】したがって、このコンデンサ電流を補償し
なければ、電源電流（入力電流）ｉ 1の高調波を少なく
制御する（理想的には正弦波となるように制御する）こ
とができないという不都合があった。
なければ、電源電流（入力電流）ｉ 1の高調波を少なく
制御する（理想的には正弦波となるように制御する）こ
とができないという不都合があった。
【００４２】
【発明の目的】この発明は上記の問題点に鑑みてなされ
たものであり、電源から単相整流回路を介して、コンデ
ンサに流れ込む電流を抑制するように制御できるインバ
ータ制御方法およびその装置を提供することを目的とし
ている。
たものであり、電源から単相整流回路を介して、コンデ
ンサに流れ込む電流を抑制するように制御できるインバ
ータ制御方法およびその装置を提供することを目的とし
ている。
【００４３】
【課題を解決するための手段】請求項１のインバータ制
御方法は、単相整流回路と３相インバータとを含み、単
相整流回路の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく
脈動するように、単相整流回路の出力端子間に接続され
るコンデンサの容量を設定し、３相インバータの出力電
圧または出力電流をモータに供給すべく３相インバータ
を制御するに当たって、電源から単相整流回路を介し
て、コンデンサに流れ込む電流を抑制すべく制御を行う
方法である。
御方法は、単相整流回路と３相インバータとを含み、単
相整流回路の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく
脈動するように、単相整流回路の出力端子間に接続され
るコンデンサの容量を設定し、３相インバータの出力電
圧または出力電流をモータに供給すべく３相インバータ
を制御するに当たって、電源から単相整流回路を介し
て、コンデンサに流れ込む電流を抑制すべく制御を行う
方法である。
【００４４】請求項２のインバータ制御方法は、電源か
ら単相整流回路を介して、コンデンサに流れ込む電流を
抑制すべくモータを制御する方法である。
ら単相整流回路を介して、コンデンサに流れ込む電流を
抑制すべくモータを制御する方法である。
【００４５】請求項３のインバータ制御方法は、電源か
ら単相整流回路を介して、コンデンサに流れ込む電流を
抑制すべくトルクもしくはトルク分電流を制御する方法
である。
ら単相整流回路を介して、コンデンサに流れ込む電流を
抑制すべくトルクもしくはトルク分電流を制御する方法
である。
【００４６】請求項４のインバータ制御装置は、単相整
流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力
電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、
単相整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサの容
量を設定し、３相インバータの出力電圧または出力電流
をモータに供給すべく３相インバータを制御するもので
あって、電源から単相整流回路を介してコンデンサに流
れ込む電流を抑制する抑制手段を含むものである。
流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力
電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、
単相整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサの容
量を設定し、３相インバータの出力電圧または出力電流
をモータに供給すべく３相インバータを制御するもので
あって、電源から単相整流回路を介してコンデンサに流
れ込む電流を抑制する抑制手段を含むものである。
【００４７】請求項５のインバータ制御装置は、単相整
流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力
電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、
単相整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサの容
量を設定し、３相インバータの出力電圧または出力電流
をモータに供給すべく３相インバータを制御するもので
あって、電源から単相整流回路を介してコンデンサに流
れ込む電流を抑制すべく制御を行う制御手段を含むもの
である。
流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力
電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、
単相整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサの容
量を設定し、３相インバータの出力電圧または出力電流
をモータに供給すべく３相インバータを制御するもので
あって、電源から単相整流回路を介してコンデンサに流
れ込む電流を抑制すべく制御を行う制御手段を含むもの
である。
【００４８】請求項６のインバータ制御装置は、前記制
御手段として、電源から単相整流回路を介してコンデン
サに流れ込む電流を抑制すべくモータを制御するものを
採用するものである。
御手段として、電源から単相整流回路を介してコンデン
サに流れ込む電流を抑制すべくモータを制御するものを
採用するものである。
【００４９】請求項７のインバータ制御装置は、前記制
御手段として、電源から単相整流回路を介してコンデン
サに流れ込む電流を抑制すべくトルクもしくはトルク分
電流を制御するものを採用するものである。
御手段として、電源から単相整流回路を介してコンデン
サに流れ込む電流を抑制すべくトルクもしくはトルク分
電流を制御するものを採用するものである。
【００５０】請求項８のインバータ制御装置は、単相整
流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力
電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、
単相整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサの容
量を設定し、３相インバータの出力電圧または出力電流
をモータに供給すべく３相インバータを制御するもので
あって、電源から単相整流回路を介してコンデンサに流
れ込むコンデンサ電流を演算するコンデンサ電流演算手
段と、得られたコンデンサ電流をトルク分電流から減算
することによりトルク分電流を補正するトルク分電流補
正手段とを含むものである。
流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出力
電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するように、
単相整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサの容
量を設定し、３相インバータの出力電圧または出力電流
をモータに供給すべく３相インバータを制御するもので
あって、電源から単相整流回路を介してコンデンサに流
れ込むコンデンサ電流を演算するコンデンサ電流演算手
段と、得られたコンデンサ電流をトルク分電流から減算
することによりトルク分電流を補正するトルク分電流補
正手段とを含むものである。
【００５１】請求項９のインバータ制御装置は、前記コ
ンデンサ電流演算手段として、電源電流の調波分析演算
を行うものを採用するものである。
ンデンサ電流演算手段として、電源電流の調波分析演算
を行うものを採用するものである。
【００５２】請求項１０のインバータ制御装置は、前記
調波分析の結果として、電源の２倍周波数の成分を採用
するものである。
調波分析の結果として、電源の２倍周波数の成分を採用
するものである。
【００５３】請求項１１のインバータ制御装置は、前記
コンデンサ電流演算手段として、記憶したパターンに基
づいてコンデンサ電流を出力するものを採用するもので
ある。
コンデンサ電流演算手段として、記憶したパターンに基
づいてコンデンサ電流を出力するものを採用するもので
ある。
【００５４】請求項１２のインバータ制御装置は、記憶
したパターンに基づいて出力するコンデンサ電流を直流
電圧検出値に基づいて補正する補正手段をさらに含むも
のである。
したパターンに基づいて出力するコンデンサ電流を直流
電圧検出値に基づいて補正する補正手段をさらに含むも
のである。
【００５５】請求項１３のインバータ制御装置は、前記
制御手段として、トルク分電流の位相を遅れ位相に設定
する位相設定手段を含むものを採用するものである。
制御手段として、トルク分電流の位相を遅れ位相に設定
する位相設定手段を含むものを採用するものである。
【００５６】
【作用】請求項１のインバータ制御方法であれば、単相
整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出
力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するよう
に、単相整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサ
の容量を設定し、３相インバータの出力電圧または出力
電流をモータに供給すべく３相インバータを制御するに
当たって、電源から単相整流回路を介してコンデンサに
流れ込む電流を抑制すべく制御を行うのであるから、電
源電流の高調波を少なくすることができる。
整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路の出
力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するよう
に、単相整流回路の出力端子間に接続されるコンデンサ
の容量を設定し、３相インバータの出力電圧または出力
電流をモータに供給すべく３相インバータを制御するに
当たって、電源から単相整流回路を介してコンデンサに
流れ込む電流を抑制すべく制御を行うのであるから、電
源電流の高調波を少なくすることができる。
【００５７】請求項２のインバータ制御方法であれば、
電源から単相整流回路を介してコンデンサに流れ込む電
流を抑制すべくモータを制御するのであるから、モータ
のトルク制御、モータの速度制御などを行うことによっ
て請求項１と同様の作用を達成することができる。
電源から単相整流回路を介してコンデンサに流れ込む電
流を抑制すべくモータを制御するのであるから、モータ
のトルク制御、モータの速度制御などを行うことによっ
て請求項１と同様の作用を達成することができる。
【００５８】請求項３のインバータ制御方法であれば、
電源から単相整流回路を介してコンデンサに流れ込む電
流を抑制すべくトルクもしくはトルク分電流を制御する
のであるから、トルクもしくはトルク分電流を制御する
ことによって請求項１と同様の作用を達成することがで
きる。
電源から単相整流回路を介してコンデンサに流れ込む電
流を抑制すべくトルクもしくはトルク分電流を制御する
のであるから、トルクもしくはトルク分電流を制御する
ことによって請求項１と同様の作用を達成することがで
きる。
【００５９】請求項４のインバータ制御装置であれば、
単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路
の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するよ
うに、単相整流回路の出力端子間に接続されるコンデン
サの容量を設定し、３相インバータの出力電圧または出
力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御する
に当たって、抑制手段によって、電源から単相整流回路
を介して流れ込む電流を抑制することができる。
単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路
の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するよ
うに、単相整流回路の出力端子間に接続されるコンデン
サの容量を設定し、３相インバータの出力電圧または出
力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御する
に当たって、抑制手段によって、電源から単相整流回路
を介して流れ込む電流を抑制することができる。
【００６０】したがって、電源電流の高調波を少なくす
ることができる。
ることができる。
【００６１】請求項５のインバータ制御装置であれば、
単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路
の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するよ
うに、単相整流回路の出力端子間に接続されるコンデン
サの容量を設定し、３相インバータの出力電圧または出
力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御する
に当たって、制御手段によって、電源から単相整流回路
を介して流れ込む電流を抑制すべく制御を行うことがで
きる。
単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路
の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するよ
うに、単相整流回路の出力端子間に接続されるコンデン
サの容量を設定し、３相インバータの出力電圧または出
力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御する
に当たって、制御手段によって、電源から単相整流回路
を介して流れ込む電流を抑制すべく制御を行うことがで
きる。
【００６２】したがって、電源電流の高調波を少なくす
ることができる。
ることができる。
【００６３】請求項６のインバータ制御装置であれば、
前記制御手段として、電源から単相整流回路を介して流
れ込む電流を抑制すべくモータを制御するものを採用す
るのであるから、モータのトルク制御、モータの速度制
御などを行うことによって請求項５と同様の作用を達成
することができる。
前記制御手段として、電源から単相整流回路を介して流
れ込む電流を抑制すべくモータを制御するものを採用す
るのであるから、モータのトルク制御、モータの速度制
御などを行うことによって請求項５と同様の作用を達成
することができる。
【００６４】請求項７のインバータ制御装置であれば、
前記制御手段として、電源から単相整流回路を介して流
れ込む電流を抑制すべくトルクもしくはトルク分電流を
制御するものを採用するのであるから、トルクもしくは
トルク分電流を制御することによって請求項５と同様の
作用を達成することができる。
前記制御手段として、電源から単相整流回路を介して流
れ込む電流を抑制すべくトルクもしくはトルク分電流を
制御するものを採用するのであるから、トルクもしくは
トルク分電流を制御することによって請求項５と同様の
作用を達成することができる。
【００６５】請求項８のインバータ制御装置であれば、
単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路
の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するよ
うに、単相整流回路の出力端子間に接続されるコンデン
サの容量を設定し、３相インバータの出力電圧または出
力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御する
に当たって、コンデンサ電流演算手段により、電源から
単相整流回路を介して流れ込むコンデンサ電流を演算
し、トルク分電流補正手段により、得られたコンデンサ
電流をトルク分電流から減算してトルク分電流を補正す
ることができる。
単相整流回路と３相インバータとを含み、単相整流回路
の出力電圧が電源周波数の２倍周波で大きく脈動するよ
うに、単相整流回路の出力端子間に接続されるコンデン
サの容量を設定し、３相インバータの出力電圧または出
力電流をモータに供給すべく３相インバータを制御する
に当たって、コンデンサ電流演算手段により、電源から
単相整流回路を介して流れ込むコンデンサ電流を演算
し、トルク分電流補正手段により、得られたコンデンサ
電流をトルク分電流から減算してトルク分電流を補正す
ることができる。
【００６６】したがって、コンデンサ電流を打ち消して
電源電流の高調波を少なくすることができる。
電源電流の高調波を少なくすることができる。
【００６７】請求項９のインバータ制御装置であれば、
前記コンデンサ電流演算手段として、電源電流の調波分
析演算を行うものを採用するのであるから、請求項８と
同様の作用を達成することができる。
前記コンデンサ電流演算手段として、電源電流の調波分
析演算を行うものを採用するのであるから、請求項８と
同様の作用を達成することができる。
【００６８】請求項１０のインバータ制御装置であれ
ば、前記調波分析の結果として、電源の２倍周波数の成
分を採用するのであるから、演算負荷を低減できるほ
か、請求項９と同様の作用を達成することができる。
ば、前記調波分析の結果として、電源の２倍周波数の成
分を採用するのであるから、演算負荷を低減できるほ
か、請求項９と同様の作用を達成することができる。
【００６９】請求項１１のインバータ制御装置であれ
ば、前記コンデンサ電流演算手段として、記憶したパタ
ーンに基づいてコンデンサ電流を出力するものを採用す
るのであるから、演算負荷を低減できるほか、請求項８
と同様の作用を達成することができる。
ば、前記コンデンサ電流演算手段として、記憶したパタ
ーンに基づいてコンデンサ電流を出力するものを採用す
るのであるから、演算負荷を低減できるほか、請求項８
と同様の作用を達成することができる。
【００７０】請求項１２のインバータ制御装置であれ
ば、記憶したパターンに基づいて出力するコンデンサ電
流を直流電圧検出値に基づいて補正する補正手段をさら
に含むのであるから、コンデンサ電流を精度よく演算す
ることができるほか、請求項１１と同様の作用を達成す
ることができる。
ば、記憶したパターンに基づいて出力するコンデンサ電
流を直流電圧検出値に基づいて補正する補正手段をさら
に含むのであるから、コンデンサ電流を精度よく演算す
ることができるほか、請求項１１と同様の作用を達成す
ることができる。
【００７１】請求項１３のインバータ制御装置であれ
ば、前記制御手段として、トルク分電流の位相を遅れ位
相に設定する位相設定手段を含むものを採用するのであ
るから、簡単にコンデンサ電流の補償を行うことができ
るほか、請求項７と同様の作用を達成することができ
る。
ば、前記制御手段として、トルク分電流の位相を遅れ位
相に設定する位相設定手段を含むものを採用するのであ
るから、簡単にコンデンサ電流の補償を行うことができ
るほか、請求項７と同様の作用を達成することができ
る。
【００７２】
【発明の実施の形態】以下、添付図面を参照して、この
発明のインバータ制御方法およびその装置の実施の態様
を詳細に説明する。
発明のインバータ制御方法およびその装置の実施の態様
を詳細に説明する。
【００７３】図１はこの発明のインバータ制御装置を含
む制御システムを概略的に示す図である。
む制御システムを概略的に示す図である。
【００７４】この制御システムは、交流電源１を入力と
するダイオード全波整流回路（単相整流回路）２と、ダ
イオード全波整流回路２の出力端子間に接続された小容
量コンデンサ（例えば、フィルムコンデンサ）３と、ダ
イオード全波整流回路２の出力電圧を入力とするインバ
ータ（３相インバータ）４と、インバータ４の出力が固
定子巻線５ａに供給されるＩＰＭモータ５と、ＩＰＭモ
ータ５の回転子５ｂの回転位置（磁極位置）を検出する
位置検出部５ｃと、モータ電流を検出するモータ電流検
出部５ｄと、ダイオード全波整流回路２の入力電圧を検
出する入力電圧検出部２ａと、ダイオード全波整流回路
２の電源電流を検出する電源電流検出部２ｂと、ダイオ
ード全波整流回路２の出力側における電圧を検出する直
流電圧検出部２ｃと、入力電圧のゼロクロスを検出する
ゼロクロス検出部２ｄと、位置検出信号、モータ電流、
ゼロクロス検出信号、電源電流、直流電圧、および外部
から与えられる速度指令ω＊もしくはｑ軸電流振幅指令
Ｉqm＊を入力として所定の制御演算を行って制御信号を
出力する制御マイコン６と、制御信号を入力としてスイ
ッチング信号を出力し、インバータ４の各スイッチング
トランジスタに供給するベース駆動回路６ａとを有して
いる。
するダイオード全波整流回路（単相整流回路）２と、ダ
イオード全波整流回路２の出力端子間に接続された小容
量コンデンサ（例えば、フィルムコンデンサ）３と、ダ
イオード全波整流回路２の出力電圧を入力とするインバ
ータ（３相インバータ）４と、インバータ４の出力が固
定子巻線５ａに供給されるＩＰＭモータ５と、ＩＰＭモ
ータ５の回転子５ｂの回転位置（磁極位置）を検出する
位置検出部５ｃと、モータ電流を検出するモータ電流検
出部５ｄと、ダイオード全波整流回路２の入力電圧を検
出する入力電圧検出部２ａと、ダイオード全波整流回路
２の電源電流を検出する電源電流検出部２ｂと、ダイオ
ード全波整流回路２の出力側における電圧を検出する直
流電圧検出部２ｃと、入力電圧のゼロクロスを検出する
ゼロクロス検出部２ｄと、位置検出信号、モータ電流、
ゼロクロス検出信号、電源電流、直流電圧、および外部
から与えられる速度指令ω＊もしくはｑ軸電流振幅指令
Ｉqm＊を入力として所定の制御演算を行って制御信号を
出力する制御マイコン６と、制御信号を入力としてスイ
ッチング信号を出力し、インバータ４の各スイッチング
トランジスタに供給するベース駆動回路６ａとを有して
いる。
【００７５】先ず、図１の制御システムのコンデンサ３
の容量を０に設定した場合の制御法を考える。
の容量を０に設定した場合の制御法を考える。
【００７６】図１中のモータ効率をηM、主回路効率
（整流回路とインバータとの効率）をηINVとすると、
インバータ瞬時入力ｐ1とモータ瞬時出力ｐmとの間に数
６の関係が成り立つ。
（整流回路とインバータとの効率）をηINVとすると、
インバータ瞬時入力ｐ1とモータ瞬時出力ｐmとの間に数
６の関係が成り立つ。
【００７７】
【数６】
【００７８】また、モータ瞬時出力ｐmはモータ速度
ωm、トルクτmにより数７として表すことができる。
ωm、トルクτmにより数７として表すことができる。
【００７９】
【数７】
【００８０】インバータ瞬時入力ｐ1は、力率を１００
％と仮定すると電源電圧ｖ1、電源電流ｉ1により数８と
して表すことができる。
％と仮定すると電源電圧ｖ1、電源電流ｉ1により数８と
して表すことができる。
【００８１】
【数８】
【００８２】ここで、ｔは時間、ω1は電源角周波数、
Ｖ1、Ｉ1はそれぞれ電源電圧と電流の実効値である。
Ｖ1、Ｉ1はそれぞれ電源電圧と電流の実効値である。
【００８３】ここで、モータ効率ηM、主回路効率ηINV
はインバータの波形制御法やモータ出力に応じて変化す
るが、各動作点では一定であり、以下の議論で式を簡素
化するために、それぞれの値を１００％と仮定する。さ
らに、モータ回転数ωmを一定とすれば、数６から数８
により、数９に基づいてモータトルクを電源周波数の２
倍で変動するように制御することができれば、インバー
タ電源電流は正弦波（歪みのない波形）で、力率１００
％の制御を達成することができる。
はインバータの波形制御法やモータ出力に応じて変化す
るが、各動作点では一定であり、以下の議論で式を簡素
化するために、それぞれの値を１００％と仮定する。さ
らに、モータ回転数ωmを一定とすれば、数６から数８
により、数９に基づいてモータトルクを電源周波数の２
倍で変動するように制御することができれば、インバー
タ電源電流は正弦波（歪みのない波形）で、力率１００
％の制御を達成することができる。
【００８４】
【数９】
【００８５】なお、数９に基づいてモータのトルク制御
を行えば、電源周波数の２倍周波のトルクリプルに伴う
速度リプルが発生するが、イナーシャの効果によりその
大きさは高速回転時には無視できる程に小さくなる。
を行えば、電源周波数の２倍周波のトルクリプルに伴う
速度リプルが発生するが、イナーシャの効果によりその
大きさは高速回転時には無視できる程に小さくなる。
【００８６】例として、小形空気調和機用に使われてい
る圧縮機メカとモータの慣性モーメント：０．５×１０
-3ｋｇｍ2について電源周波数５０Ｈｚの場合で試算し
てみると、平均トルク２Ｎｍ（すなわち、トルクリプル
振幅Ｔm／２＝２Ｎｍ）において速度リプルの振幅は１
ｒｐｓとなる。モータ回転数を６０ｒｐｓに制御した場
合の速度リプルは約１．６％程度であった。これによ
り、速度は一定と仮定できることを確認している。
る圧縮機メカとモータの慣性モーメント：０．５×１０
-3ｋｇｍ2について電源周波数５０Ｈｚの場合で試算し
てみると、平均トルク２Ｎｍ（すなわち、トルクリプル
振幅Ｔm／２＝２Ｎｍ）において速度リプルの振幅は１
ｒｐｓとなる。モータ回転数を６０ｒｐｓに制御した場
合の速度リプルは約１．６％程度であった。これによ
り、速度は一定と仮定できることを確認している。
【００８７】一方、コンデンサの容量が０でない場合に
ついては、数９のように制御するだけでは数５で与えら
れるコンデンサ電流ｉcによる電源電流の歪みが発生す
る。
ついては、数９のように制御するだけでは数５で与えら
れるコンデンサ電流ｉcによる電源電流の歪みが発生す
る。
【００８８】この不都合を解消させるためには、数９に
より制御を行う場合には、コンデンサ電流ｉcを除去す
るためのフィルタを入力側に設ければよい。この場合に
は、コンデンサ電流ｉcを除去（抑制）するよう、フィ
ルタにより結果的に制限される。また、電源電流の歪み
を制御により解消する場合には、電源電流に重畳された
コンデンサ電流ｉcを抑制すべく、モータトルクもしく
はモータ速度を制御すればよい。
より制御を行う場合には、コンデンサ電流ｉcを除去す
るためのフィルタを入力側に設ければよい。この場合に
は、コンデンサ電流ｉcを除去（抑制）するよう、フィ
ルタにより結果的に制限される。また、電源電流の歪み
を制御により解消する場合には、電源電流に重畳された
コンデンサ電流ｉcを抑制すべく、モータトルクもしく
はモータ速度を制御すればよい。
【００８９】そして、制御の構成方式としては、 ａ）数９のトルク発生時に、コンデンサ容量が０の場合
に流れる理想的な電源電流ｉ1’を数６から数８により
算出し、この算出結果に電源電流ｉ1の検出値が追従す
るようにフィードバック制御する方式、および ｂ）コンデンサ電流ｉcと逆相となるような電流が流れ
るようにトルクτcもしくはトルク分電流を設定し、フ
ィードフォワード制御する方式が考えられる。
に流れる理想的な電源電流ｉ1’を数６から数８により
算出し、この算出結果に電源電流ｉ1の検出値が追従す
るようにフィードバック制御する方式、および ｂ）コンデンサ電流ｉcと逆相となるような電流が流れ
るようにトルクτcもしくはトルク分電流を設定し、フ
ィードフォワード制御する方式が考えられる。
【００９０】以下、トルクを制御する場合の実施態様に
基づいて詳細に説明する。
基づいて詳細に説明する。
【００９１】図２はこの発明のインバータ制御装置の一
実施態様の要部を示すブロック図である。なお、このイ
ンバータ制御装置はフィードバック制御を行うためのも
のである。
実施態様の要部を示すブロック図である。なお、このイ
ンバータ制御装置はフィードバック制御を行うためのも
のである。
【００９２】このインバータ制御装置は、従来のコンデ
ンサレスインバータを制御すべく仮のトルク指令もしく
はトルク分電流指令を出力する従来コンデンサレスイン
バータ制御部１１と、モータトルクτm、モータ回転数
ωm、電源電圧ｖ1、係数ηを入力として数１０の演算を
行って電源電流ｉ1を算出し、電源電流指令値ｉ1＊とし
て出力するｉ1＊演算部１２と、電源電流指令値ｉ1＊と
実電流ｉ1とを入力として、両者の偏差が０になるよう
な演算（例えば、ＰＩ演算）を行って補正用のトルク指
令もしくはトルク分電流指令を出力するフィードバック
演算部１３と、従来コンデンサレスインバータ制御部１
１からの仮のトルク指令もしくはトルク分電流指令から
フィードバック演算部１３が出力する補正用のトルク指
令もしくはトルク分電流指令を減算して最終的なトルク
指令もしくはトルク分電流指令を得る減算部１４とを有
している。
ンサレスインバータを制御すべく仮のトルク指令もしく
はトルク分電流指令を出力する従来コンデンサレスイン
バータ制御部１１と、モータトルクτm、モータ回転数
ωm、電源電圧ｖ1、係数ηを入力として数１０の演算を
行って電源電流ｉ1を算出し、電源電流指令値ｉ1＊とし
て出力するｉ1＊演算部１２と、電源電流指令値ｉ1＊と
実電流ｉ1とを入力として、両者の偏差が０になるよう
な演算（例えば、ＰＩ演算）を行って補正用のトルク指
令もしくはトルク分電流指令を出力するフィードバック
演算部１３と、従来コンデンサレスインバータ制御部１
１からの仮のトルク指令もしくはトルク分電流指令から
フィードバック演算部１３が出力する補正用のトルク指
令もしくはトルク分電流指令を減算して最終的なトルク
指令もしくはトルク分電流指令を得る減算部１４とを有
している。
【００９３】
【数１０】
【００９４】上記の構成のインバータ制御装置の作用は
次のとおりである。
次のとおりである。
【００９５】数９のトルクになるような制御を行った場
合の電源電流ｉ1は、数６から数８を用いて、数１０と
なる。そして、これを電源電流の指令値ｉ1＊とし、こ
れと実電流ｉ1との偏差が０となるような制御（例え
ば、ＰＩ制御）を行って補正用のトルク指令もしくはト
ルク分電流指令を得、これを用いて仮のトルク指令もし
くはトルク分電流指令を補正することにより、コンデン
サ電流を抑制するようにトルクもしくはトルク分電流を
制御することができ、ひいては電源電流の歪みを低減す
ることができる。
合の電源電流ｉ1は、数６から数８を用いて、数１０と
なる。そして、これを電源電流の指令値ｉ1＊とし、こ
れと実電流ｉ1との偏差が０となるような制御（例え
ば、ＰＩ制御）を行って補正用のトルク指令もしくはト
ルク分電流指令を得、これを用いて仮のトルク指令もし
くはトルク分電流指令を補正することにより、コンデン
サ電流を抑制するようにトルクもしくはトルク分電流を
制御することができ、ひいては電源電流の歪みを低減す
ることができる。
【００９６】なお、数１０中、係数ηは、主回路効率や
モータ効率、力率を考慮するための定数であり、歪みを
皆無にするためには、負荷トルクや回転数に応答して変
化させてもよいが、制御演算処理を簡単化するために、
例えば、応用機器の運転条件を加味して、代表的な負荷
条件における値で代表させることができる。
モータ効率、力率を考慮するための定数であり、歪みを
皆無にするためには、負荷トルクや回転数に応答して変
化させてもよいが、制御演算処理を簡単化するために、
例えば、応用機器の運転条件を加味して、代表的な負荷
条件における値で代表させることができる。
【００９７】図３はこの発明のインバータ制御装置の他
の実施態様を示すブロック図である。
の実施態様を示すブロック図である。
【００９８】このインバータ制御装置は、速度指令ωm
＊とモータ実速度ωmとの偏差を入力としてＰＩ演算
（比例・積分演算）を行って値｜ｉq＊｜を出力するＰ
Ｉ演算部２１と、電源電圧ｖ1を入力として、これに同
期した信号ｓｉｎ2θ1を出力するｓｉｎ2θ1発生部２２
と、信号ｓｉｎ2θ1と値｜ｉq＊｜との積をとり、ｑ軸
電流指令ｉq＊として出力する乗算器２３と、直流電圧
ｖdc、ｑ軸電流ｉq、モータ実速度ωmを入力として数２
の演算を行ってｄ軸電流指令ｉd＊を出力するｉd＊演算
部２４と、ｄｑ軸電流指令ｉd＊、ｉq＊とｄｑ軸実電流
ｉd、ｉqとの偏差を入力としてＰＩ演算を行って第１の
ｄｑ軸電圧指令ｖd＊’、ｖq＊’を出力するｄ軸用、ｑ
軸用のＰＩ演算部２５、２６と、第１のｄｑ軸電圧指令
ｖd＊’、ｖq＊’を入力として数３の演算を行って第２
のｄｑ軸電圧指令ｖd＊、ｖq＊を出力する非干渉制御部
２７とを有している。なお、上記の構成は従来のインバ
ータ制御装置の構成と同様である。
＊とモータ実速度ωmとの偏差を入力としてＰＩ演算
（比例・積分演算）を行って値｜ｉq＊｜を出力するＰ
Ｉ演算部２１と、電源電圧ｖ1を入力として、これに同
期した信号ｓｉｎ2θ1を出力するｓｉｎ2θ1発生部２２
と、信号ｓｉｎ2θ1と値｜ｉq＊｜との積をとり、ｑ軸
電流指令ｉq＊として出力する乗算器２３と、直流電圧
ｖdc、ｑ軸電流ｉq、モータ実速度ωmを入力として数２
の演算を行ってｄ軸電流指令ｉd＊を出力するｉd＊演算
部２４と、ｄｑ軸電流指令ｉd＊、ｉq＊とｄｑ軸実電流
ｉd、ｉqとの偏差を入力としてＰＩ演算を行って第１の
ｄｑ軸電圧指令ｖd＊’、ｖq＊’を出力するｄ軸用、ｑ
軸用のＰＩ演算部２５、２６と、第１のｄｑ軸電圧指令
ｖd＊’、ｖq＊’を入力として数３の演算を行って第２
のｄｑ軸電圧指令ｖd＊、ｖq＊を出力する非干渉制御部
２７とを有している。なお、上記の構成は従来のインバ
ータ制御装置の構成と同様である。
【００９９】そして、平均トルクＴm、直流電圧の最大
値Ｖmax、係数ηを入力として数１０の演算を行い、電
源電流指令値ｉ1＊を出力するｉ1指令演算部２８と、電
源電流指令値ｉ1＊を実電流ｉ1から減算する減算部２９
と、減算部２９の出力を入力としてＰ演算を行って補正
用のｑ軸電流を出力するＰ演算部２０とを有している。
また、ｑ軸電流指令ｉq＊とｑ軸実電流ｉqとの偏差か
ら、補正用のｑ軸電流を減算してＰＩ演算部２６に供給
するようにしている。
値Ｖmax、係数ηを入力として数１０の演算を行い、電
源電流指令値ｉ1＊を出力するｉ1指令演算部２８と、電
源電流指令値ｉ1＊を実電流ｉ1から減算する減算部２９
と、減算部２９の出力を入力としてＰ演算を行って補正
用のｑ軸電流を出力するＰ演算部２０とを有している。
また、ｑ軸電流指令ｉq＊とｑ軸実電流ｉqとの偏差か
ら、補正用のｑ軸電流を減算してＰＩ演算部２６に供給
するようにしている。
【０１００】したがって、このインバータ制御装置を採
用した場合にも、コンデンサ電流を抑制するようにトル
ク分電流を制御することができ、ひいては電源電流の歪
みを低減することができる。
用した場合にも、コンデンサ電流を抑制するようにトル
ク分電流を制御することができ、ひいては電源電流の歪
みを低減することができる。
【０１０１】図４はこの発明のインバータ制御装置のさ
らに他の実施態様の要部を示すブロック図である。な
お、このインバータ制御装置は、フィードフォワード制
御を行うためのものである。
らに他の実施態様の要部を示すブロック図である。な
お、このインバータ制御装置は、フィードフォワード制
御を行うためのものである。
【０１０２】このインバータ制御装置は、従来のコンデ
ンサレスインバータを制御すべく仮のトルク指令もしく
はトルク分電流指令を出力する従来コンデンサレスイン
バータ制御部１１と、電源電流ｉ1または直流電圧ｖdc
を入力としてコンデンサ電流ｉcを演算するコンデンサ
電流演算部３１と、コンデンサ電流ｉc、係数η、電源
電圧Ｖ1、およびモータ回転数ωmを入力として、コンデ
ンサ電流ｉcを補正用のトルク指令またはトルク分電流
指令に換算する換算部３２と、従来コンデンサレスイン
バータ制御部１１からの仮のトルク指令もしくはトルク
分電流指令から換算部３２が出力する補正用のトルク指
令もしくはトルク分電流指令を減算して最終的なトルク
指令もしくはトルク分電流指令を得る減算部３３とを有
している。
ンサレスインバータを制御すべく仮のトルク指令もしく
はトルク分電流指令を出力する従来コンデンサレスイン
バータ制御部１１と、電源電流ｉ1または直流電圧ｖdc
を入力としてコンデンサ電流ｉcを演算するコンデンサ
電流演算部３１と、コンデンサ電流ｉc、係数η、電源
電圧Ｖ1、およびモータ回転数ωmを入力として、コンデ
ンサ電流ｉcを補正用のトルク指令またはトルク分電流
指令に換算する換算部３２と、従来コンデンサレスイン
バータ制御部１１からの仮のトルク指令もしくはトルク
分電流指令から換算部３２が出力する補正用のトルク指
令もしくはトルク分電流指令を減算して最終的なトルク
指令もしくはトルク分電流指令を得る減算部３３とを有
している。
【０１０３】図４のインバータ制御装置の作用は次のと
おりである。
おりである。
【０１０４】フィードフォワード制御を行う場合には、
数９を数１１と書き換え、コンデンサ電流ｉcとは逆相
になるようなトルクτcをトルク指令に重畳すればよ
い。
数９を数１１と書き換え、コンデンサ電流ｉcとは逆相
になるようなトルクτcをトルク指令に重畳すればよ
い。
【０１０５】
【数１１】
【０１０６】このとき、トルクτcは数６から数８によ
り数１２とすればよい。
り数１２とすればよい。
【０１０７】
【数１２】
【０１０８】さらに詳細にいえば、コンデンサ容量が０
でない場合の電源電流ｉ1は数１３と記すことができ
る。
でない場合の電源電流ｉ1は数１３と記すことができ
る。
【０１０９】
【数１３】
【０１１０】ここで、ｉ1’はコンデンサ容量が０の場
合の電源電流であり、数１０で与えられる。また、ｓｉ
ｇｎ（）は符号を返す関数である。
合の電源電流であり、数１０で与えられる。また、ｓｉ
ｇｎ（）は符号を返す関数である。
【０１１１】数１３を数８に代入し得られた結果のう
ち、コンデンサ電流ｉcを含む電力項に対し、これを打
ち消すトルクは数６と数７の関係から数１２となる。
ち、コンデンサ電流ｉcを含む電力項に対し、これを打
ち消すトルクは数６と数７の関係から数１２となる。
【０１１２】ここで、係数ηは、主回路効率やモータ効
率、力率を考慮するための定数であり、歪みを皆無にす
るためには、負荷トルクや回転数に応答して変化させて
もよいが、制御演算処理を簡単化するために、例えば、
応用機器の運転条件を加味して、代表的な負荷条件にお
ける値で代表させることができる。
率、力率を考慮するための定数であり、歪みを皆無にす
るためには、負荷トルクや回転数に応答して変化させて
もよいが、制御演算処理を簡単化するために、例えば、
応用機器の運転条件を加味して、代表的な負荷条件にお
ける値で代表させることができる。
【０１１３】次に、電流制御によりトルクを制御する場
合について、論文２で示されたＩＰＭモータを例に示
す。ＩＰＭモータのトルクτmは、数１４と表すことが
できる。
合について、論文２で示されたＩＰＭモータを例に示
す。ＩＰＭモータのトルクτmは、数１４と表すことが
できる。
【０１１４】
【数１４】
【０１１５】数１４中の（Ｌd−Ｌq）・ｉdの項はｄ軸
電流により変化するが、簡単のためにｄ軸電流の変化幅
が小さく、トルクはｑ軸電流に比例すると仮定すれば、
数９と数１４からは従来制御で示されたｑ軸電流指令ｉ
q＊（数１５参照）が得られる。
電流により変化するが、簡単のためにｄ軸電流の変化幅
が小さく、トルクはｑ軸電流に比例すると仮定すれば、
数９と数１４からは従来制御で示されたｑ軸電流指令ｉ
q＊（数１５参照）が得られる。
【０１１６】
【数１５】
【０１１７】一方、これに対して、図４のインバータ制
御装置は、数１１から数１４を用い得られる数１６によ
りｑ軸電流指令ｉq＊を算出している。
御装置は、数１１から数１４を用い得られる数１６によ
りｑ軸電流指令ｉq＊を算出している。
【０１１８】
【数１６】
【０１１９】数１６中、第２項がコンデンサ電流を補償
するためのトルク分電流である。また、Ｉd0は電源波形
の１／２〜１０周期程度のｄ軸電流の移動平均値であ
る。
するためのトルク分電流である。また、Ｉd0は電源波形
の１／２〜１０周期程度のｄ軸電流の移動平均値であ
る。
【０１２０】したがって、コンデンサ電流を抑制するよ
うにトルク分電流を制御することができ、ひいては電源
電流の歪みを低減することができる。
うにトルク分電流を制御することができ、ひいては電源
電流の歪みを低減することができる。
【０１２１】なお、図４では電源電流ｉ1もしくは直流
電圧ｖdcの検出値からコンデンサ電流ｉcを算出する構
成を採用しているが、コンデンサ電流ｉcを直接検出す
るように電流センサを設け、その検出値を直接、換算部
３２に供給してもよい。
電圧ｖdcの検出値からコンデンサ電流ｉcを算出する構
成を採用しているが、コンデンサ電流ｉcを直接検出す
るように電流センサを設け、その検出値を直接、換算部
３２に供給してもよい。
【０１２２】図５はこの発明のインバータ制御装置のさ
らに他の実施態様を示すブロック図である。
らに他の実施態様を示すブロック図である。
【０１２３】このインバータ制御装置が図３のインバー
タ制御装置と異なる点は、ｉ1指令演算部２８、減算部
２９、およびＰ演算部２０に代えて、電源電流ｉ1また
は直流電圧ｖdcを入力としてコンデンサ電流ｉcを演算
するコンデンサ電流演算部３１と、コンデンサ電流
ｉc、電源電圧ｖ1、およびモータ回転数ωmを入力とし
て、コンデンサ電流ｉcを補正用のトルク指令またはト
ルク分電流指令に換算するコンデンサ電流補償演算部３
２’とを採用した点のみである。
タ制御装置と異なる点は、ｉ1指令演算部２８、減算部
２９、およびＰ演算部２０に代えて、電源電流ｉ1また
は直流電圧ｖdcを入力としてコンデンサ電流ｉcを演算
するコンデンサ電流演算部３１と、コンデンサ電流
ｉc、電源電圧ｖ1、およびモータ回転数ωmを入力とし
て、コンデンサ電流ｉcを補正用のトルク指令またはト
ルク分電流指令に換算するコンデンサ電流補償演算部３
２’とを採用した点のみである。
【０１２４】したがって、このインバータ制御装置にお
いても、コンデンサ電流を抑制するようにトルク分電流
を制御することができ、ひいては電源電流の歪みを低減
することができる。
いても、コンデンサ電流を抑制するようにトルク分電流
を制御することができ、ひいては電源電流の歪みを低減
することができる。
【０１２５】図６はこの発明のインバータ制御装置のさ
らに他の実施態様の要部を示すブロック図である。
らに他の実施態様の要部を示すブロック図である。
【０１２６】このインバータ制御装置は、ＦＦＴ（調波
分析）演算部３１ａおよび波形発生部３１ｂで図５のコ
ンデンサ電流演算部３１を構成している。
分析）演算部３１ａおよび波形発生部３１ｂで図５のコ
ンデンサ電流演算部３１を構成している。
【０１２７】前記ＦＦＴ演算部３１ａは、絶対値演算部
３１ｆにより算出された電源電流の絶対値｜ｉ1｜およ
び電源電圧の絶対値位相θ2（＝２・θ1）｛なお、θ2
は図２５のように電源電圧の絶対値｜ｖ1｜のピーク点
を０位相としている｝を入力としてＦＦＴ演算を行い、
コンデンサ電流ｉcに対応する−ｓｉｎθ2と同相な高調
波ｉch1、ｉch2、・・・の振幅成分｜ｉch1｜、｜ｉch2
｜、・・・を出力する。前記波形発生部３１ｂは、高調
波ｉch1、ｉch2、・・・の振幅成分｜ｉch1｜、｜ｉch2
｜、・・・と電源電圧の絶対値位相θ2を入力として数
１７によりコンデンサ電流ｉcを発生する。
３１ｆにより算出された電源電流の絶対値｜ｉ1｜およ
び電源電圧の絶対値位相θ2（＝２・θ1）｛なお、θ2
は図２５のように電源電圧の絶対値｜ｖ1｜のピーク点
を０位相としている｝を入力としてＦＦＴ演算を行い、
コンデンサ電流ｉcに対応する−ｓｉｎθ2と同相な高調
波ｉch1、ｉch2、・・・の振幅成分｜ｉch1｜、｜ｉch2
｜、・・・を出力する。前記波形発生部３１ｂは、高調
波ｉch1、ｉch2、・・・の振幅成分｜ｉch1｜、｜ｉch2
｜、・・・と電源電圧の絶対値位相θ2を入力として数
１７によりコンデンサ電流ｉcを発生する。
【０１２８】
【数１７】
【０１２９】したがって、このインバータ制御装置を採
用すれば、コンデンサ電流ｉcを正確に算出することが
でき、コンデンサ電流を抑制するようにトルク分電流を
制御することができ、ひいては電源電流の歪みを低減す
ることができる。
用すれば、コンデンサ電流ｉcを正確に算出することが
でき、コンデンサ電流を抑制するようにトルク分電流を
制御することができ、ひいては電源電流の歪みを低減す
ることができる。
【０１３０】図７はこの発明のインバータ制御装置のさ
らに他の実施態様の要部を示すブロック図である。
らに他の実施態様の要部を示すブロック図である。
【０１３１】このインバータ制御装置が図６のインバー
タ制御装置と異なる点は、波形発生部３１ｂに代えて、
電源の２倍周波数の高調波ｉch1の振幅成分｜ｉch1｜お
よび電源電圧の絶対値位相２・θ1のみを入力としてコ
ンデンサ電流ｉcを発生する波形発生部３１ｃを採用し
た点のみである。もちろん、ＦＦＴ演算部３１ａとし
て、電源の２倍周波数の成分のみを出力するものを採用
することができる。
タ制御装置と異なる点は、波形発生部３１ｂに代えて、
電源の２倍周波数の高調波ｉch1の振幅成分｜ｉch1｜お
よび電源電圧の絶対値位相２・θ1のみを入力としてコ
ンデンサ電流ｉcを発生する波形発生部３１ｃを採用し
た点のみである。もちろん、ＦＦＴ演算部３１ａとし
て、電源の２倍周波数の成分のみを出力するものを採用
することができる。
【０１３２】数４から分かるように、直流電圧ｖdcの高
調波振幅は調波次数ｎの増加に従って減少するのである
から、図７に示すようにＦＦＴを適用する次数を電源の
２倍周波数のみにしてもかなり高精度にコンデンサ電流
ｉcを発生することができる。 したがって、このイン
バータ制御装置を採用すれば、演算負荷を大幅に低減し
てコンデンサ電流ｉcをかなり正確に算出することがで
き、コンデンサ電流を抑制するようにトルク分電流を制
御することができ、ひいては電源電流の歪みを低減する
ことができる。
調波振幅は調波次数ｎの増加に従って減少するのである
から、図７に示すようにＦＦＴを適用する次数を電源の
２倍周波数のみにしてもかなり高精度にコンデンサ電流
ｉcを発生することができる。 したがって、このイン
バータ制御装置を採用すれば、演算負荷を大幅に低減し
てコンデンサ電流ｉcをかなり正確に算出することがで
き、コンデンサ電流を抑制するようにトルク分電流を制
御することができ、ひいては電源電流の歪みを低減する
ことができる。
【０１３３】図８はこの発明のインバータ制御装置のさ
らに他の実施態様の要部を示すブロック図である。
らに他の実施態様の要部を示すブロック図である。
【０１３４】このインバータ制御装置が図６のインバー
タ制御装置と異なる点は、ＦＦＴ演算部３１ａおよび波
形発生部３１ｂに代えて、コンデンサ電流パターン記憶
部３１ｄを採用した点のみである。
タ制御装置と異なる点は、ＦＦＴ演算部３１ａおよび波
形発生部３１ｂに代えて、コンデンサ電流パターン記憶
部３１ｄを採用した点のみである。
【０１３５】前記コンデンサ電流パターン記憶部３１ｄ
は、数５からコンデンサ電流ｉcを予め演算して記憶
し、電源電圧の絶対値位相２・θ1によりルックアップ
するものである。
は、数５からコンデンサ電流ｉcを予め演算して記憶
し、電源電圧の絶対値位相２・θ1によりルックアップ
するものである。
【０１３６】したがって、演算負荷を極小化してコンデ
ンサ電流ｉcを正確に算出することができ、コンデンサ
電流を抑制するようにトルク分電流を制御することがで
き、ひいては電源電流の歪みを低減することができる。
ンサ電流ｉcを正確に算出することができ、コンデンサ
電流を抑制するようにトルク分電流を制御することがで
き、ひいては電源電流の歪みを低減することができる。
【０１３７】図９はこの発明のインバータ制御装置のさ
らに他の実施態様の要部を示すブロック図である。
らに他の実施態様の要部を示すブロック図である。
【０１３８】このインバータ制御装置が図８のインバー
タ制御装置と異なる点は、コンデンサ電流パターン記憶
部３１ｄから出力されるコンデンサ電流ｉc’および直
流電圧ｖdcの最大値ｖmaxと最小値ｖminとの差を入力と
して数１８の演算を行ってコンデンサ電流を補正するコ
ンデンサ電流補正部３１ｅをさらに含む点のみである。
タ制御装置と異なる点は、コンデンサ電流パターン記憶
部３１ｄから出力されるコンデンサ電流ｉc’および直
流電圧ｖdcの最大値ｖmaxと最小値ｖminとの差を入力と
して数１８の演算を行ってコンデンサ電流を補正するコ
ンデンサ電流補正部３１ｅをさらに含む点のみである。
【０１３９】
【数１８】
【０１４０】この構成のインバータ制御装置の作用を、
図１０を参照して説明する。
図１０を参照して説明する。
【０１４１】図１０（Ａ）は界磁制御で直流電圧ｖdcの
最小値をｖminに設定した場合の直流電圧ｖdcの波形
を、図１０（Ｂ）は軽負荷時の直流電圧ｖdcの波形を、
それぞれ示している。
最小値をｖminに設定した場合の直流電圧ｖdcの波形
を、図１０（Ｂ）は軽負荷時の直流電圧ｖdcの波形を、
それぞれ示している。
【０１４２】すなわち、図１０から分かるように、負荷
や制御状態によって直流電圧ｖdcの調波成分の振幅が変
化する。
や制御状態によって直流電圧ｖdcの調波成分の振幅が変
化する。
【０１４３】そして、図９のインバータ制御装置におい
ては、コンデンサ電流補正部３１ｅによって数１８の演
算を行ってコンデンサ電流を補正するのであるから、負
荷や制御条件に拘わらずコンデンサ電流を精度よく、し
かも簡単な演算で得ることができ、コンデンサ電流を抑
制するようにトルク分電流を制御することができ、ひい
ては電源電流の歪みを低減することができる。
ては、コンデンサ電流補正部３１ｅによって数１８の演
算を行ってコンデンサ電流を補正するのであるから、負
荷や制御条件に拘わらずコンデンサ電流を精度よく、し
かも簡単な演算で得ることができ、コンデンサ電流を抑
制するようにトルク分電流を制御することができ、ひい
ては電源電流の歪みを低減することができる。
【０１４４】図１１はこの発明のインバータ制御装置の
さらに他の実施態様の要部を示すブロック図である。
さらに他の実施態様の要部を示すブロック図である。
【０１４５】このインバータ制御装置が図３、図５のイ
ンバータ制御装置と異なる点は、電源電圧の位相θ１か
ら補正用の位相（ｑ軸電流位相指令）ξを減算して補正
後の位相θを得てｓｉｎ2θ発生部２２に供給する減算
部２２ａをさらに含む点のみである。
ンバータ制御装置と異なる点は、電源電圧の位相θ１か
ら補正用の位相（ｑ軸電流位相指令）ξを減算して補正
後の位相θを得てｓｉｎ2θ発生部２２に供給する減算
部２２ａをさらに含む点のみである。
【０１４６】この構成のインバータ制御装置の作用は次
のとおりである。
のとおりである。
【０１４７】θが小さい場合には、ｃｏｓθは１、ｓｉ
ｎθはθに、それぞれ近似できるので、数１９の関係を
得る。
ｎθはθに、それぞれ近似できるので、数１９の関係を
得る。
【０１４８】
【数１９】
【０１４９】数１９の第２項はξを遅れ位相すなわち、
負に設定すればコンデンサ電流ｉcと逆相になり、その
振幅はｑ軸電流位相指令の大きさ│ξ│により制御する
ことができる。
負に設定すればコンデンサ電流ｉcと逆相になり、その
振幅はｑ軸電流位相指令の大きさ│ξ│により制御する
ことができる。
【０１５０】したがって、図１１の構成を採用すること
によって、より簡便にコンデンサ電流ｉcの補償を行う
ことができる。
によって、より簡便にコンデンサ電流ｉcの補償を行う
ことができる。
【０１５１】図１２から図１７は制御マイコン６におけ
る処理を説明するフローチャートである。
る処理を説明するフローチャートである。
【０１５２】図１２は電源位相同期処理を説明するフロ
ーチャートであり、電源電圧の立ち上がり（入力電圧の
ゼロクロス検出信号の立ち上がり）に応答して処理が開
始し、ステップＳＰ１において位相角θ1（ｊ）を０に
セットし、そのまま元の処理に戻る。なお、ここで、お
よび以下において、添え字（ｊ）はサンプル点を識別す
るものである。
ーチャートであり、電源電圧の立ち上がり（入力電圧の
ゼロクロス検出信号の立ち上がり）に応答して処理が開
始し、ステップＳＰ１において位相角θ1（ｊ）を０に
セットし、そのまま元の処理に戻る。なお、ここで、お
よび以下において、添え字（ｊ）はサンプル点を識別す
るものである。
【０１５３】図１３は電源位相発生処理を説明するフロ
ーチャートであり、所定の割込周期Ｔｓで起動され、ス
テップＳＰ１において、位相角θ1（ｋ−１）を入力
し、ステップＳＰ２において、θ1（ｋ）＝θ1（ｋ−
１）＋Δθの演算を行って現在の位相角θ1（ｋ）を発
生し、そのまま元の処理に戻る。
ーチャートであり、所定の割込周期Ｔｓで起動され、ス
テップＳＰ１において、位相角θ1（ｋ−１）を入力
し、ステップＳＰ２において、θ1（ｋ）＝θ1（ｋ−
１）＋Δθの演算を行って現在の位相角θ1（ｋ）を発
生し、そのまま元の処理に戻る。
【０１５４】なお、前記定数Δθは、例えば、次のよう
に設定する。
に設定する。
【０１５５】電源周波数ｆ1＝５０Ｈｚの場合、ｓｉｎ
演算処理上、θ1＝３６００を電源位相３６０°とし、
割込周期Ｔsを２００μｓとすれば、Δθ（＝θ1・ｆ1
・Ｔs）は３６となる。
演算処理上、θ1＝３６００を電源位相３６０°とし、
割込周期Ｔsを２００μｓとすれば、Δθ（＝θ1・ｆ1
・Ｔs）は３６となる。
【０１５６】図１４は電流制御処理を説明するフローチ
ャートであり、所定の割込周期Ｔs毎に行われる。
ャートであり、所定の割込周期Ｔs毎に行われる。
【０１５７】ステップＳＰ１において、回転位置信号θ
m（ｎ）、回転速度ωm（ｎ）、直流電圧vdc（ｎ）、モ
ータ電流ｉu（ｎ）、ｉv（ｎ）、ｉw（ｎ）を入力し
（なお、ｎは処理毎にインクリメントされる整数であ
る）、ステップＳＰ２において、３相→ｄｑ座標変換演
算処理を行ってｄｑ軸電流ｉd（ｎ）、ｉq（ｎ）を算出
し、ステップＳＰ３において、ｄｑ軸指令電流演算処理
を行い、ステップＳＰ４において、ｄｑ軸電流指令Ｉd
（ｎ）＊、ｉq（ｎ）＊を入力し、ステップＳＰ５にお
いて、εd（ｎ）＝ｉd（ｎ）＊−ｉd（ｎ）、εq（ｎ）
＝ｉq（ｎ）＊−ｉq（ｎ）の演算を行ってｄｑ軸電流偏
差εd（ｎ）、εq（ｎ）を算出し、ステップＳＰ６にお
いて、vd’（ｎ）＝Ｋpd・εd（ｎ）＋Ｋid・Σε
d（ｎ）、vq’（ｎ）＝Ｋpq・εq（ｎ）＋Ｋiq・Σεq
（ｎ）の演算を行ってｄｑ軸電圧をＰＩ演算し、ステッ
プＳＰ７において、非干渉制御演算［vd（ｎ）＝vd’
（ｎ）−Ｌq・ｉq（ｎ）・ｎ・ωm、およびvq（ｎ）＝v
q’（ｎ）＋｛λa＋Ｌd・ｉd（ｎ）｝・ｎ・ωm］を行
ってｄｑ軸電圧指令vd（ｎ）、vq（ｎ）を算出し、ステ
ップＳＰ８において、ｄ−ｑ→３相座標変換演算処理を
行って各相電圧指令vu(n)＊、vv(n)＊、vw(n)＊を算出
し、ステップＳＰ９において、数２０の演算を行って各
相パルス幅τu（ｎ＋１）、τv（ｎ＋１）、τw（ｎ＋
１）を算出し、ＰＷＭタイマに記憶し、そのまま元の処
理に戻る。
m（ｎ）、回転速度ωm（ｎ）、直流電圧vdc（ｎ）、モ
ータ電流ｉu（ｎ）、ｉv（ｎ）、ｉw（ｎ）を入力し
（なお、ｎは処理毎にインクリメントされる整数であ
る）、ステップＳＰ２において、３相→ｄｑ座標変換演
算処理を行ってｄｑ軸電流ｉd（ｎ）、ｉq（ｎ）を算出
し、ステップＳＰ３において、ｄｑ軸指令電流演算処理
を行い、ステップＳＰ４において、ｄｑ軸電流指令Ｉd
（ｎ）＊、ｉq（ｎ）＊を入力し、ステップＳＰ５にお
いて、εd（ｎ）＝ｉd（ｎ）＊−ｉd（ｎ）、εq（ｎ）
＝ｉq（ｎ）＊−ｉq（ｎ）の演算を行ってｄｑ軸電流偏
差εd（ｎ）、εq（ｎ）を算出し、ステップＳＰ６にお
いて、vd’（ｎ）＝Ｋpd・εd（ｎ）＋Ｋid・Σε
d（ｎ）、vq’（ｎ）＝Ｋpq・εq（ｎ）＋Ｋiq・Σεq
（ｎ）の演算を行ってｄｑ軸電圧をＰＩ演算し、ステッ
プＳＰ７において、非干渉制御演算［vd（ｎ）＝vd’
（ｎ）−Ｌq・ｉq（ｎ）・ｎ・ωm、およびvq（ｎ）＝v
q’（ｎ）＋｛λa＋Ｌd・ｉd（ｎ）｝・ｎ・ωm］を行
ってｄｑ軸電圧指令vd（ｎ）、vq（ｎ）を算出し、ステ
ップＳＰ８において、ｄ−ｑ→３相座標変換演算処理を
行って各相電圧指令vu(n)＊、vv(n)＊、vw(n)＊を算出
し、ステップＳＰ９において、数２０の演算を行って各
相パルス幅τu（ｎ＋１）、τv（ｎ＋１）、τw（ｎ＋
１）を算出し、ＰＷＭタイマに記憶し、そのまま元の処
理に戻る。
【０１５８】
【数２０】
【０１５９】次いで、図１４のステップＳＰ３の処理を
説明する。
説明する。
【０１６０】図１５は図１４のステップＳＰ３の従来の
処理を説明するフローチャートである。
処理を説明するフローチャートである。
【０１６１】ステップＳＰ１において、電源位相θ
1（ｎ）、およびｑ軸電流平均値指令｜ｉq（ｎ）＊｜を
入力し、ステップＳＰ２において、ｉq（ｎ）＊＝｜ｉq
（ｎ）＊｜・ｓｉｎ2θ1（ｎ）の演算を行ってｑ軸電流
指令ｉq（ｎ）＊を算出し、ステップＳＰ３において、
ｉd（ｎ）＊＝−λa／Ｌd＋（１／Ｌd）［｛ｖdc／ｎ／
ωm（ｎ）｝2−｛Ｌq・ｉq（ｎ）｝2］1/2の演算を行っ
てｄ軸電流指令ｉd（ｎ）＊を算出し、そのまま元の処
理に戻る。
1（ｎ）、およびｑ軸電流平均値指令｜ｉq（ｎ）＊｜を
入力し、ステップＳＰ２において、ｉq（ｎ）＊＝｜ｉq
（ｎ）＊｜・ｓｉｎ2θ1（ｎ）の演算を行ってｑ軸電流
指令ｉq（ｎ）＊を算出し、ステップＳＰ３において、
ｉd（ｎ）＊＝−λa／Ｌd＋（１／Ｌd）［｛ｖdc／ｎ／
ωm（ｎ）｝2−｛Ｌq・ｉq（ｎ）｝2］1/2の演算を行っ
てｄ軸電流指令ｉd（ｎ）＊を算出し、そのまま元の処
理に戻る。
【０１６２】したがって、コンデンサ電流の補償を行う
ことができない。
ことができない。
【０１６３】図１６はこの発明による図１４のステップ
ＳＰ３の処理の一例を説明するフローチャートである。
ＳＰ３の処理の一例を説明するフローチャートである。
【０１６４】ステップＳＰ１において、電源位相θ
1（ｎ）、ｑ軸電流平均値指令｜ｉq（ｎ）＊｜、および
コンデンサ電流ｉc（ｎ）を入力し、ステップＳＰ２に
おいて、ｉq（ｎ）＊＝｜ｉq（ｎ）＊｜・ｓｉｎ2θ
1（ｎ）−ｉcの演算を行ってｑ軸電流指令ｉq（ｎ）＊
を算出し、ステップＳＰ３において、ｉd（ｎ）＊＝−
λa／Ｌd＋（１／Ｌd）［｛ｖdc／ｎ／ωm（ｎ）｝2−
｛Ｌq・ｉq（ｎ）｝2］1/2の演算を行ってｄ軸電流指令
ｉd（ｎ）＊を算出し、そのまま元の処理に戻る。
1（ｎ）、ｑ軸電流平均値指令｜ｉq（ｎ）＊｜、および
コンデンサ電流ｉc（ｎ）を入力し、ステップＳＰ２に
おいて、ｉq（ｎ）＊＝｜ｉq（ｎ）＊｜・ｓｉｎ2θ
1（ｎ）−ｉcの演算を行ってｑ軸電流指令ｉq（ｎ）＊
を算出し、ステップＳＰ３において、ｉd（ｎ）＊＝−
λa／Ｌd＋（１／Ｌd）［｛ｖdc／ｎ／ωm（ｎ）｝2−
｛Ｌq・ｉq（ｎ）｝2］1/2の演算を行ってｄ軸電流指令
ｉd（ｎ）＊を算出し、そのまま元の処理に戻る。
【０１６５】したがって、コンデンサ電流の補償を行う
ことができる。
ことができる。
【０１６６】図１７はこの発明による図１４のステップ
ＳＰ３の処理の他の例を説明するフローチャートであ
る。
ＳＰ３の処理の他の例を説明するフローチャートであ
る。
【０１６７】ステップＳＰ１において、電源位相θ
1（ｎ）、ｑ軸電流位相指令ξ（ｎ）、およびｑ軸電流
平均値指令｜ｉq（ｎ）＊｜を入力し、ステップＳＰ２
において、ｉq（ｎ）＊＝｜ｉq（ｎ）＊｜・ｓｉｎ2θ1
（ｎ）−ξ（ｎ）の演算を行ってｑ軸電流指令ｉ
q（ｎ）＊を算出し、ステップＳＰ３において、ｉ
d（ｎ）＊＝−λa／Ｌd＋（１／Ｌd）［｛ｖdc／ｎ／ω
m（ｎ）｝2−｛Ｌq・ｉq（ｎ）｝2］1/ 2の演算を行って
ｄ軸電流指令ｉd（ｎ）＊を算出し、そのまま元の処理
に戻る。
1（ｎ）、ｑ軸電流位相指令ξ（ｎ）、およびｑ軸電流
平均値指令｜ｉq（ｎ）＊｜を入力し、ステップＳＰ２
において、ｉq（ｎ）＊＝｜ｉq（ｎ）＊｜・ｓｉｎ2θ1
（ｎ）−ξ（ｎ）の演算を行ってｑ軸電流指令ｉ
q（ｎ）＊を算出し、ステップＳＰ３において、ｉ
d（ｎ）＊＝−λa／Ｌd＋（１／Ｌd）［｛ｖdc／ｎ／ω
m（ｎ）｝2−｛Ｌq・ｉq（ｎ）｝2］1/ 2の演算を行って
ｄ軸電流指令ｉd（ｎ）＊を算出し、そのまま元の処理
に戻る。
【０１６８】したがって、より簡便にコンデンサ電流の
補償を行うことができる。
補償を行うことができる。
【０１６９】
【発明の効果】請求項１の発明は、電源電流の高調波を
少なくすることができるという特有の効果を奏する。
少なくすることができるという特有の効果を奏する。
【０１７０】請求項２の発明は、モータのトルク制御、
モータの速度制御などを行うことによって請求項１と同
様の効果を奏する。
モータの速度制御などを行うことによって請求項１と同
様の効果を奏する。
【０１７１】請求項３の発明は、トルクもしくはトルク
分電流を制御することによって請求項１と同様の効果を
奏する。
分電流を制御することによって請求項１と同様の効果を
奏する。
【０１７２】請求項４の発明は、電源電流の高調波を少
なくすることができるという特有の効果を奏する。
なくすることができるという特有の効果を奏する。
【０１７３】請求項５の発明は、電源電流の高調波を少
なくすることができるという特有の効果を奏する。
なくすることができるという特有の効果を奏する。
【０１７４】請求項６の発明は、モータのトルク制御、
モータの速度制御などを行うことによって請求項５と同
様の効果を奏する。
モータの速度制御などを行うことによって請求項５と同
様の効果を奏する。
【０１７５】請求項７の発明は、トルクもしくはトルク
分電流を制御することによって請求項５と同様の効果を
奏する。
分電流を制御することによって請求項５と同様の効果を
奏する。
【０１７６】請求項８の発明は、コンデンサ電流を打ち
消して電源電流の高調波を少なくすることができるとい
う特有の効果を奏する。
消して電源電流の高調波を少なくすることができるとい
う特有の効果を奏する。
【０１７７】請求項９の発明は、請求項８と同様の効果
を奏する。
を奏する。
【０１７８】請求項１０の発明は、演算負荷を低減でき
るほか、請求項９と同様の効果を奏する。
るほか、請求項９と同様の効果を奏する。
【０１７９】請求項１１の発明は、演算負荷を低減でき
るほか、請求項８と同様の効果を奏する。
るほか、請求項８と同様の効果を奏する。
【０１８０】請求項１２の発明は、コンデンサ電流を精
度よく演算することができるほか、請求項１１と同様の
効果を奏する。
度よく演算することができるほか、請求項１１と同様の
効果を奏する。
【０１８１】請求項１３の発明は、簡単にコンデンサ電
流の補償を行うことができるほか、請求項７と同様の効
果を奏する。
流の補償を行うことができるほか、請求項７と同様の効
果を奏する。
【図１】この発明のインバータ制御装置を含む制御シス
テムを概略的に示す図である。
テムを概略的に示す図である。
【図２】この発明のインバータ制御装置の一実施態様の
要部を示すブロック図である。
要部を示すブロック図である。
【図３】この発明のインバータ制御装置の他の実施態様
を示すブロック図である。
を示すブロック図である。
【図４】この発明のインバータ制御装置のさらに他の実
施態様の要部を示すブロック図である。
施態様の要部を示すブロック図である。
【図５】この発明のインバータ制御装置のさらに他の実
施態様を示すブロック図である。
施態様を示すブロック図である。
【図６】この発明のインバータ制御装置のさらに他の実
施態様の要部を示すブロック図である。
施態様の要部を示すブロック図である。
【図７】この発明のインバータ制御装置のさらに他の実
施態様の要部を示すブロック図である。
施態様の要部を示すブロック図である。
【図８】この発明のインバータ制御装置のさらに他の実
施態様の要部を示すブロック図である。
施態様の要部を示すブロック図である。
【図９】この発明のインバータ制御装置のさらに他の実
施態様の要部を示すブロック図である。
施態様の要部を示すブロック図である。
【図１０】界磁制御で直流電圧Ｖdcの最小値をＶminに
設定した場合の直流電圧Ｖdcの波形、および軽負荷時の
直流電圧Ｖdcの波形を示す図である。
設定した場合の直流電圧Ｖdcの波形、および軽負荷時の
直流電圧Ｖdcの波形を示す図である。
【図１１】この発明のインバータ制御装置のさらに他の
実施態様の要部を示すブロック図である。
実施態様の要部を示すブロック図である。
【図１２】電源位相同期処理を説明するフローチャート
である。
である。
【図１３】電源位相発生処理を説明するフローチャート
である。
である。
【図１４】電流制御処理を説明するフローチャートであ
る。
る。
【図１５】図１４のステップＳＰ３の従来の処理を説明
するフローチャートである。
するフローチャートである。
【図１６】この発明による図１４のステップＳＰ３の処
理の一例を説明するフローチャートである。
理の一例を説明するフローチャートである。
【図１７】この発明による図１４のステップＳＰ３の処
理の他の例を説明するフローチャートである。
理の他の例を説明するフローチャートである。
【図１８】従来のインバータ回路の構成の一例を示す電
気回路図である。
気回路図である。
【図１９】図１８のインバータ回路における直流電圧波
形および電源電流波形を示す図である。
形および電源電流波形を示す図である。
【図２０】従来のインバータ回路の構成の他の例を示す
電気回路図である。
電気回路図である。
【図２１】従来のコンデンサレスインバータ回路の構成
を示す電気回路図である。
を示す電気回路図である。
【図２２】コンデンサレスインバータ回路の制御原理を
説明する図である。
説明する図である。
【図２３】従来のコンデンサレスインバータ回路を制御
するインバータ制御装置の構成を示すブロック図であ
る。
するインバータ制御装置の構成を示すブロック図であ
る。
【図２４】コンデンサレスインバータ回路の直流部電圧
とコンデンサに流れる電源の２倍周波成分を示す図であ
る。
とコンデンサに流れる電源の２倍周波成分を示す図であ
る。
【図２５】コンデンサレスインバータ回路制御時の電源
電流を示す図である。
電流を示す図である。
【符号の説明】 ２ ダイオード全波整流回路 ３ 小容量コンデンサ ４ インバータ ５ ＩＰＭモータ １２ ｉ１演算部 １３ フィードバック演算部 １４ 減算部 ２０ Ｐ演算部 ２２ａ 減算部 ２８ ｉ１指令演算部 ２９ 減算部 ３１ コンデンサ電流演算部 ３１ａ ＦＦＴ演算部 ３１ｂ、３１ｃ 波形発生部 ３１ｄ コンデンサ電
流パターン記憶部 ３１ｅ コンデンサ電流補正部 ３２ 換算部 ３２’ コンデンサ電流補償演算部 ３３ 減算部
流パターン記憶部 ３１ｅ コンデンサ電流補正部 ３２ 換算部 ３２’ コンデンサ電流補償演算部 ３３ 減算部
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 山井 広之 滋賀県草津市岡本町字大谷1000番地の２ 株式会社ダイキン空調技術研究所内 Ｆターム(参考） 5H007 AA08 BB06 CA01 CB05 DA05 DB02 DC02 DC05
Claims (13)
- 【請求項１】 単相整流回路（２）と３相インバータ
（４）とを含み、単相整流回路（２）の出力電圧が電源
周波数の２倍周波で大きく脈動するように、単相整流回
路（２）の出力端子間に接続されるコンデンサ（３）の
容量を設定し、３相インバータ（４）の出力電圧または
出力電流をモータ（５）に供給すべく３相インバータ
（４）を制御する方法であって、 電源から単相整流回路（２）を介してコンデンサ（３）
に流れ込む電流を抑制すべく制御を行うことを特徴とす
るインバータ制御方法。 - 【請求項２】 電源から単相整流回路（２）を介してコ
ンデンサ（３）に流れ込む電流を抑制すべくモータ
（５）を制御する請求項１に記載のインバータ制御方
法。 - 【請求項３】 電源から単相整流回路（２）を介してコ
ンデンサ（３）に流れ込む電流を抑制すべくトルクもし
くはトルク分電流を制御する請求項１に記載のインバー
タ制御方法。 - 【請求項４】 単相整流回路（２）と３相インバータ
（４）とを含み、単相整流回路（２）の出力電圧が電源
周波数の２倍周波で大きく脈動するように、単相整流回
路（２）の出力端子間に接続されるコンデンサ（３）の
容量を設定し、３相インバータ（４）の出力電圧または
出力電流をモータ（５）に供給すべく３相インバータ
（４）を制御する装置であって、 電源から単相整流回路（２）を介してコンデンサ（３）
に流れ込む電流を抑制する抑制手段を含むことを特徴と
するインバータ制御装置。 - 【請求項５】 単相整流回路（２）と３相インバータ
（４）とを含み、単相整流回路（２）の出力電圧が電源
周波数の２倍周波で大きく脈動するように、単相整流回
路（２）の出力端子間に接続されるコンデンサ（３）の
容量を設定し、３相インバータ（４）の出力電圧または
出力電流をモータ（５）に供給すべく３相インバータ
（４）を制御する装置であって、 電源から単相整流回路（２）を介してコンデンサ（３）
に流れ込む電流を抑制すべく制御を行う制御手段（１
２）（１３）（１４）（２０）（２２ａ）（２８）（２
９）（３１）（３１ａ）（３１ｂ）（３１ｃ）（３１
ｄ）（３１ｅ）（３２）（３２’）（３３）を含むこと
を特徴とするインバータ制御装置。 - 【請求項６】 前記制御手段（１２）（１３）（１４）
（２０）（２２ａ）（２８）（２９）（３１）（３１
ａ）（３１ｂ）（３１ｃ）（３１ｄ）（３１ｅ）（３
２）（３２’）（３３）は、電源から単相整流回路
（２）を介してコンデンサ（３）に流れ込む電流を抑制
すべくモータ（５）を制御するものである請求項５に記
載のインバータ制御装置。 - 【請求項７】 前記制御手段（１２）（１３）（１４）
（２０）（２２ａ）（２８）（２９）（３１）（３１
ａ）（３１ｂ）（３１ｃ）（３１ｄ）（３１ｅ）（３
２）（３２’）（３３）は、電源から単相整流回路
（２）を介してコンデンサ（３）に流れ込む電流を抑制
すべくトルクもしくはトルク分電流を制御するものであ
る請求項５に記載のインバータ制御装置。 - 【請求項８】 単相整流回路（２）と３相インバータ
（４）とを含み、単相整流回路（２）の出力電圧が電源
周波数の２倍周波で大きく脈動するように、単相整流回
路（２）の出力端子間に接続されるコンデンサ（３）の
容量を設定し、３相インバータ（４）の出力電圧または
出力電流をモータ（５）に供給すべく３相インバータ
（４）を制御する装置であって、 電源から単相整流回路（２）を介してコンデンサ（３）
に流れ込むコンデンサ電流を演算するコンデンサ電流演
算手段（３１）（３１ａ）（３１ｂ）（３１ｃ）（３１
ｄ）と、 得られたコンデンサ電流をトルク分電流から減算するこ
とによりトルク分電流を補正するトルク分電流補正手段
（３２）（３２’）（３３）とを含むことを特徴とする
インバータ制御装置。 - 【請求項９】 前記コンデンサ電流演算手段（３１ａ）
は、電源電流の調波分析演算を行うものである請求項８
に記載のインバータ制御装置。 - 【請求項１０】 前記調波分析の結果として、電源の２
倍周波数の成分を採用する請求項９に記載のインバータ
制御装置。 - 【請求項１１】 前記コンデンサ電流演算手段（３１
ｄ）は、記憶したパターンに基づいてコンデンサ電流を
出力するものである請求項８に記載のインバータ制御装
置。 - 【請求項１２】 記憶したパターンに基づいて出力する
コンデンサ電流を直流電圧検出値に基づいて補正する補
正手段（３１ｅ）をさらに含む請求項１１に記載のイン
バータ制御装置。 - 【請求項１３】 前記制御手段（２２ａ）は、トルク分
電流の位相を遅れ位相に設定する位相設定手段（２２
ａ）を含む請求項７に記載のインバータ制御装置。
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