JP2002257877A - 抵抗検知装置 - Google Patents
抵抗検知装置Info
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 標準抵抗と比較することにより抵抗を測定す
る４線式抵抗測定において、高速、高精度、及び高分解
能で抵抗を検知できる抵抗検知装置を提供する。 【解決手段】 抵抗検知装置に用いられている複数の増
幅器の入出力特性関数の逆関数を与える演算処理を行
い、また、デジタルーアナログ変換器のダイナミック・
レンジの十分な活用のため、標準抵抗に接続された増幅
器の出力電圧を利用する。更に、抵抗比較測定用の標準
抵抗を定電流回路の標準抵抗として併用し、定電流の極
性をマイクロコンピュータを用いて切替えることによ
り、被測定抵抗の生じる熱起電力の影響を打消す。
る４線式抵抗測定において、高速、高精度、及び高分解
能で抵抗を検知できる抵抗検知装置を提供する。 【解決手段】 抵抗検知装置に用いられている複数の増
幅器の入出力特性関数の逆関数を与える演算処理を行
い、また、デジタルーアナログ変換器のダイナミック・
レンジの十分な活用のため、標準抵抗に接続された増幅
器の出力電圧を利用する。更に、抵抗比較測定用の標準
抵抗を定電流回路の標準抵抗として併用し、定電流の極
性をマイクロコンピュータを用いて切替えることによ
り、被測定抵抗の生じる熱起電力の影響を打消す。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、一般的には、超精密抵
抗を検知する抵抗検知装置、及び測温抵抗体等の抵抗変
化型温度センサを備える温度検知装置に関し、特に、検
出回路や定電流回路の特性のばらつきや熱起電力の影響
を受けないで、高精度、高速、高安定度で抵抗値を検知
する抵抗検知装置に関する。
抗を検知する抵抗検知装置、及び測温抵抗体等の抵抗変
化型温度センサを備える温度検知装置に関し、特に、検
出回路や定電流回路の特性のばらつきや熱起電力の影響
を受けないで、高精度、高速、高安定度で抵抗値を検知
する抵抗検知装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】例えば、半導体製造において、シリコン
・ウエハー上の温度分布を高精度、高速で測定すること
が必要とされている。通常、高精度な温度測定には温度
センサとして測温抵抗体が用いられる。温度センサのリ
ード線の抵抗による誤差と定電流Iの変動による誤差を
取除くため、一般には４線式抵抗測定法と、被測定抵抗
Ｒｔと標準抵抗Ｒｒに定電流源１により電流Iを流し、
それらに生じる電圧ＶRt、ＶRrを比較する方法を用い
る。この関係を式（１）で示す。
・ウエハー上の温度分布を高精度、高速で測定すること
が必要とされている。通常、高精度な温度測定には温度
センサとして測温抵抗体が用いられる。温度センサのリ
ード線の抵抗による誤差と定電流Iの変動による誤差を
取除くため、一般には４線式抵抗測定法と、被測定抵抗
Ｒｔと標準抵抗Ｒｒに定電流源１により電流Iを流し、
それらに生じる電圧ＶRt、ＶRrを比較する方法を用い
る。この関係を式（１）で示す。
【０００３】
【数１】
【０００４】また、この測定回路を図１に示す。rta1、r
ta2、rtb1、rtb2は被測定抵抗Ｒｔのリード線の抵抗であ
り、rra1.rra2.rrb1.rrb2は標準抵抗Ｒｒのリード線の抵
抗である。しかしながら、電圧ＶRt、ＶRrをアナログ・
スイッチＳＷ１，ＳＷ２で切替えて電圧計、またはアナ
ログ−デジタル変換器２に入力する場合、アナログ・ス
イッチＳＷ１，ＳＷ２の漏れ電流、切替ノイズにより、
誤差が生じる等の問題があった。特に高速でアナログ・
スイッチSW１、ＳＷ2を切替える場合において、誤差が
著しく大きくなる問題があった。
ta2、rtb1、rtb2は被測定抵抗Ｒｔのリード線の抵抗であ
り、rra1.rra2.rrb1.rrb2は標準抵抗Ｒｒのリード線の抵
抗である。しかしながら、電圧ＶRt、ＶRrをアナログ・
スイッチＳＷ１，ＳＷ２で切替えて電圧計、またはアナ
ログ−デジタル変換器２に入力する場合、アナログ・ス
イッチＳＷ１，ＳＷ２の漏れ電流、切替ノイズにより、
誤差が生じる等の問題があった。特に高速でアナログ・
スイッチSW１、ＳＷ2を切替える場合において、誤差が
著しく大きくなる問題があった。
【０００５】一般的に、この問題を解決するため、電圧
ＶRt、ＶRrを特性が全く同じである２つの増幅器Ｇ１，
Ｇ２により増幅し、それらの出力電圧VｏRt，ＶｏRrを
アナログ・スイッチSW３により切替えて、アナログーデ
ジタル変換器２に入力する。これを図２に示す。
ＶRt、ＶRrを特性が全く同じである２つの増幅器Ｇ１，
Ｇ２により増幅し、それらの出力電圧VｏRt，ＶｏRrを
アナログ・スイッチSW３により切替えて、アナログーデ
ジタル変換器２に入力する。これを図２に示す。
【０００６】次に、アナログ−デジタル変換器２により
アナログ信号はデジタル信号に変換され、デジタル信号
の分解能はアナログーデジタル変換器２のビット数によ
り決まる。よりビット数の高いアナログ−デジタル変換
器を用いれば、より高い分解能を実現できるが、反面、
原価の上昇、耐ノイズ性等の信頼性低下の問題が生じ
る。よって、単に高いビット数のアナログ−デジタル変
換器を用いるのではなく、その入力レンジ幅を十分に使
う最適化設計が必要である。
アナログ信号はデジタル信号に変換され、デジタル信号
の分解能はアナログーデジタル変換器２のビット数によ
り決まる。よりビット数の高いアナログ−デジタル変換
器を用いれば、より高い分解能を実現できるが、反面、
原価の上昇、耐ノイズ性等の信頼性低下の問題が生じ
る。よって、単に高いビット数のアナログ−デジタル変
換器を用いるのではなく、その入力レンジ幅を十分に使
う最適化設計が必要である。
【０００７】具体的に説明すると、図３に示すように、
増幅器Ｇ３と安定化電圧Ｖｒを持つ新たな安定化電圧源
３を設け、抵抗の検知下限RMINと上限RMAXに対応する増
幅器Ｇ３の出力値が、アナログ−デジタル変換器２の入
力範囲の下限と上限に合わせるように、増幅器Ｇ３の入
出力特性関数の定数ａ、ｂを設定する。定数ｂは安定化
電圧Ｖｒに比例する。入力電圧ＶｏRtと出力電圧Ｖｏの
関係を示す増幅器Ｇ３の入出力特性関数は式（２）で示
される。
増幅器Ｇ３と安定化電圧Ｖｒを持つ新たな安定化電圧源
３を設け、抵抗の検知下限RMINと上限RMAXに対応する増
幅器Ｇ３の出力値が、アナログ−デジタル変換器２の入
力範囲の下限と上限に合わせるように、増幅器Ｇ３の入
出力特性関数の定数ａ、ｂを設定する。定数ｂは安定化
電圧Ｖｒに比例する。入力電圧ＶｏRtと出力電圧Ｖｏの
関係を示す増幅器Ｇ３の入出力特性関数は式（２）で示
される。
【０００８】
【数２】
【０００９】以上は被測定抵抗Ｒｔに生じる電圧を増幅
する側の構成に関してであったが、次に被測定抵抗Ｒｔ
と基準抵抗Ｒｒに定電流Iを供給する側の構成について
考える。この一例を図４に示す。この回路は安定化電圧
ＶｒIを持つ安定化電圧源４、オペアンプOP1、トランジ
スタ５、そして標準抵抗Ｒｒ'により構成され、定電流I
は（３）式で示される。
する側の構成に関してであったが、次に被測定抵抗Ｒｔ
と基準抵抗Ｒｒに定電流Iを供給する側の構成について
考える。この一例を図４に示す。この回路は安定化電圧
ＶｒIを持つ安定化電圧源４、オペアンプOP1、トランジ
スタ５、そして標準抵抗Ｒｒ'により構成され、定電流I
は（３）式で示される。
【００１０】
【数３】
【００１１】また、抵抗の両端に生じる熱起電力ＥRtは
小さい値であるが、抵抗値Ｒｔを高精度、高分解能で検
知する場合、誤差の要因になる。一般に、この問題を解
決するため、一回、測定を行った後、電流Ｉの接続を逆
にしてもう一回測定し、それらの読みを平均化する。式
(４)に示すように、熱起電力ＥRtはキャンセルされる。
小さい値であるが、抵抗値Ｒｔを高精度、高分解能で検
知する場合、誤差の要因になる。一般に、この問題を解
決するため、一回、測定を行った後、電流Ｉの接続を逆
にしてもう一回測定し、それらの読みを平均化する。式
(４)に示すように、熱起電力ＥRtはキャンセルされる。
【００１２】
【数４】
【００１３】しかしながら、図５に示すように、新たな
アナログ・スイッチＳＷ４，ＳＷ５が必要になり、ま
た、アナログ・スイッチの切替えにより、その漏れ電
流、切替えノイズによる問題が生じる。この問題を解決
するため、一般には、交流の電流源を使用する方法を採
用する場合もある。
アナログ・スイッチＳＷ４，ＳＷ５が必要になり、ま
た、アナログ・スイッチの切替えにより、その漏れ電
流、切替えノイズによる問題が生じる。この問題を解決
するため、一般には、交流の電流源を使用する方法を採
用する場合もある。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図２の
同一特性の増幅器Ｇ１，Ｇ２を得るには、それらの回路
を構成している各素子、特に、抵抗のばらつきを抑える
必要がある。そのためには抵抗の許容値が非常に小さい
超精密抵抗を用いなければならなく、非常に高価にな
り、実用上、好ましくない。
同一特性の増幅器Ｇ１，Ｇ２を得るには、それらの回路
を構成している各素子、特に、抵抗のばらつきを抑える
必要がある。そのためには抵抗の許容値が非常に小さい
超精密抵抗を用いなければならなく、非常に高価にな
り、実用上、好ましくない。
【００１５】アナログ−デジタル変換器のダイナミック
・レンジを十分に活用するため、図３のように、新たな
安定化電圧源３を設けることは、原価が上昇し、また、
耐環境温度安定性等の信頼性が低下する問題が新たに発
生する。
・レンジを十分に活用するため、図３のように、新たな
安定化電圧源３を設けることは、原価が上昇し、また、
耐環境温度安定性等の信頼性が低下する問題が新たに発
生する。
【００１６】図４において２つの標準抵抗ＲｒとＲｒ'
を用いているが、標準抵抗は非常に高価であり、複数個
用いることは、実用上、好ましくない。
を用いているが、標準抵抗は非常に高価であり、複数個
用いることは、実用上、好ましくない。
【００１７】熱起電力をキャンセルする場合、図５の構
成ではアナログ・スイッチの漏れ電流、切替えノイズに
よる問題が生じるが、この方法に代えて、交流の電流源
を用いる方法がある。しかしながら、回路を複雑にする
ため、原価の上昇や信頼性の低下等の新たな問題が生じ
てしまう。
成ではアナログ・スイッチの漏れ電流、切替えノイズに
よる問題が生じるが、この方法に代えて、交流の電流源
を用いる方法がある。しかしながら、回路を複雑にする
ため、原価の上昇や信頼性の低下等の新たな問題が生じ
てしまう。
【００１８】従って、本発明の目的は、高価な同一特性
の増幅器や高価な２つの標準抵抗を用いないで、熱起電
力の影響もない、高精度、高分解能で高速に抵抗を検出
できる抵抗検知装置を提供することである。
の増幅器や高価な２つの標準抵抗を用いないで、熱起電
力の影響もない、高精度、高分解能で高速に抵抗を検出
できる抵抗検知装置を提供することである。
【００１９】
【課題を解決するための手段】上記目的は本発明に係わ
る抵抗検知装置によって達成される。要約すれば、本発
明１は、測温抵抗体等の低抵抗を検知する抵抗検知装置
において、被測定抵抗と標準抵抗に生じる電圧を増幅す
る2つの異なる特性を持つ増幅器と、それらの入出力特
性関数の逆関数を与える演算処理を備え、本発明２は、
上記増幅器の２つの出力電圧を減算する増幅器と、その
入出力特性関数の逆関数を与える演算処理を備え、本発
明3は、抵抗測定用の標準抵抗と定電流回路の標準抵抗
を１つの標準抵抗により兼用し、本発明3は、被測定抵
抗に生じる熱起電力の影響をキャンセルするためにマイ
クロコンピュータ等の制御による電流の極性を切替える
手段を備え、これらの発明により、高精度、高分解能
で、かつ、高速に抵抗を検知することを特徴とする抵抗
検知装置である。
る抵抗検知装置によって達成される。要約すれば、本発
明１は、測温抵抗体等の低抵抗を検知する抵抗検知装置
において、被測定抵抗と標準抵抗に生じる電圧を増幅す
る2つの異なる特性を持つ増幅器と、それらの入出力特
性関数の逆関数を与える演算処理を備え、本発明２は、
上記増幅器の２つの出力電圧を減算する増幅器と、その
入出力特性関数の逆関数を与える演算処理を備え、本発
明3は、抵抗測定用の標準抵抗と定電流回路の標準抵抗
を１つの標準抵抗により兼用し、本発明3は、被測定抵
抗に生じる熱起電力の影響をキャンセルするためにマイ
クロコンピュータ等の制御による電流の極性を切替える
手段を備え、これらの発明により、高精度、高分解能
で、かつ、高速に抵抗を検知することを特徴とする抵抗
検知装置である。
【００２０】
【実施例】以下、本発明の実施例について、添付図面を
参照して詳細に説明する。
参照して詳細に説明する。
【００２１】高精度計測のための増幅器の回路として
は、一般に、図６で示す2つのオペアンプOP２、OP３で
構成される計装用差動増幅回路を採用する場合が多い。
被測定抵抗Ｒｔのマイナス側の電圧をＶｏRt -、プラス
側の電圧をＶｏRt +とすると、この回路の出力電圧Ｖｏ
Rtは式（５）で示される。
は、一般に、図６で示す2つのオペアンプOP２、OP３で
構成される計装用差動増幅回路を採用する場合が多い。
被測定抵抗Ｒｔのマイナス側の電圧をＶｏRt -、プラス
側の電圧をＶｏRt +とすると、この回路の出力電圧Ｖｏ
Rtは式（５）で示される。
【００２２】
【数５】
【００２３】理想的な差動増幅回路は２つの抵抗比(R1/
R2)と(R1'/R2')の値が一致する場合であり、この理想差
動増幅器の特性関数は式(６)で示される。
R2)と(R1'/R2')の値が一致する場合であり、この理想差
動増幅器の特性関数は式(６)で示される。
【００２４】
【数６】
【００２５】各抵抗が理想的な抵抗値R1、R2、R1'、R2'
からｄR1、ｄR2、ｄR1'、ｄR2'だけ値がずれた場合、出
力電圧のずれｄＶｏRtは式(７)で示される。
からｄR1、ｄR2、ｄR1'、ｄR2'だけ値がずれた場合、出
力電圧のずれｄＶｏRtは式(７)で示される。
【００２６】
【数７】
【００２７】理想的な差動増幅回路の出力ＶｏRtに対し
て、上記の抵抗の値のばらつきが生じた場合の出力電圧
ＶｏRt'(＝ＶｏRt+ｄＶｏRt)は式（８）で示される。
て、上記の抵抗の値のばらつきが生じた場合の出力電圧
ＶｏRt'(＝ＶｏRt+ｄＶｏRt)は式（８）で示される。
【００２８】
【数８】
【００２９】式(８)の右辺には電圧ＶRt-(‐I[Ｒｒ+r
ta2+rra1+rra2])の値が入っている2項が残り、定電流I
とリード抵抗による影響を再び、受けることになってし
まう。しかしながら、詳細に検討すると、式（８）の2
項の値は非常に小さいことがわかる。この2項の値と電
圧ＶｏRtの値の比は式（９）で示される。
ta2+rra1+rra2])の値が入っている2項が残り、定電流I
とリード抵抗による影響を再び、受けることになってし
まう。しかしながら、詳細に検討すると、式（８）の2
項の値は非常に小さいことがわかる。この2項の値と電
圧ＶｏRtの値の比は式（９）で示される。
【００３０】
【数９】
【００３１】式（９）に一般的な値、増幅率(1+Ｒ2/
Ｒ1)を５０、抵抗Ｒ1，Ｒ2の許容値の相対値として０．
０５％を代入すると、その値は１０-5となり、非常に小
さい値になる。定電流Iの変動とリード線抵抗は小さい
ので、それらの影響はほとんど受けないことがわかる。
すなわち、適度の増幅度と抵抗の相対的許容値を与えれ
ば、増幅器の入出力特性関数は、式(１０)で示す、単純
な1次式で与えることが出来る。
Ｒ1)を５０、抵抗Ｒ1，Ｒ2の許容値の相対値として０．
０５％を代入すると、その値は１０-5となり、非常に小
さい値になる。定電流Iの変動とリード線抵抗は小さい
ので、それらの影響はほとんど受けないことがわかる。
すなわち、適度の増幅度と抵抗の相対的許容値を与えれ
ば、増幅器の入出力特性関数は、式(１０)で示す、単純
な1次式で与えることが出来る。
【００３２】
【数１０】
【００３３】ｃ1，ｄ1は各増幅器により異なる固有な値
であるが、変動しない定数である。一般に、定数ｃ1，
ｄ1を求めるには、被測定抵抗Ｒｔの代わり、値の異な
る２つの標準抵抗を接続することによる校正作業により
求めることが出来る。入出力特性関数が高次式の場合で
は、逆関数を求めることは非常に困難であるが、増幅器
の特性関数(式(１０))が単純な1次式で表わせたので、
その逆関数を求めることが出来る。これを式（１１）に
示す。
であるが、変動しない定数である。一般に、定数ｃ1，
ｄ1を求めるには、被測定抵抗Ｒｔの代わり、値の異な
る２つの標準抵抗を接続することによる校正作業により
求めることが出来る。入出力特性関数が高次式の場合で
は、逆関数を求めることは非常に困難であるが、増幅器
の特性関数(式(１０))が単純な1次式で表わせたので、
その逆関数を求めることが出来る。これを式（１１）に
示す。
【００３４】
【数１１】
【００３５】同様に、標準抵抗Ｒｒに接続している増幅
器Ｇ２の逆関数も求められる。よって、アナログ−デジ
タル変換器内臓のマイクロコンピュータ６の各種の演算
処理を含めた抵抗検知装置のシステムを図７に示す。シ
ステムの基本動作を簡単に説明すると、マイクロコンピ
ュータ６により制御されているアナログ・スイッチ(物
理スイッチ)ＳＷ３とマイクロコンピュータ６のプログ
ラム上の論理スイッチSW３'は増幅器Ｇ１側とその逆関
数演算処理７側に切替えられ、その演算結果として、被
測定抵抗Ｒｔに生じている電圧と同じ値ＶＲｔが出力さ
れる。そして、次の瞬間、スイッチＳＷ３とＳＷ３'は
反対側に切替えられるため、Ｇ２の逆関数演算処理８か
らは標準抵抗Ｒｒの電圧と同じ値ＶＲｒが出力される。
演算の結果として得られた2つの値ＶＲｔ，ＶＲｒを式
（１）の演算を行う比の演算処理９に入力することによ
り、被測定抵抗値と同じ値Ｒｔを出力する。
器Ｇ２の逆関数も求められる。よって、アナログ−デジ
タル変換器内臓のマイクロコンピュータ６の各種の演算
処理を含めた抵抗検知装置のシステムを図７に示す。シ
ステムの基本動作を簡単に説明すると、マイクロコンピ
ュータ６により制御されているアナログ・スイッチ(物
理スイッチ)ＳＷ３とマイクロコンピュータ６のプログ
ラム上の論理スイッチSW３'は増幅器Ｇ１側とその逆関
数演算処理７側に切替えられ、その演算結果として、被
測定抵抗Ｒｔに生じている電圧と同じ値ＶＲｔが出力さ
れる。そして、次の瞬間、スイッチＳＷ３とＳＷ３'は
反対側に切替えられるため、Ｇ２の逆関数演算処理８か
らは標準抵抗Ｒｒの電圧と同じ値ＶＲｒが出力される。
演算の結果として得られた2つの値ＶＲｔ，ＶＲｒを式
（１）の演算を行う比の演算処理９に入力することによ
り、被測定抵抗値と同じ値Ｒｔを出力する。
【００３６】図3の新たな増幅器Ｇ３と安定化電圧源３
により、ダイナミック・レンジを十分に活用し、十分な
分解能を確保する方法において、増幅器Ｇ３の入出力特
性関数の逆関数を与える演算処理１０も備えている抵抗
検知装置のシステムを図8に示す。また、この逆関数は
式（１２）で示される。
により、ダイナミック・レンジを十分に活用し、十分な
分解能を確保する方法において、増幅器Ｇ３の入出力特
性関数の逆関数を与える演算処理１０も備えている抵抗
検知装置のシステムを図8に示す。また、この逆関数は
式（１２）で示される。
【００３７】
【数１２】
【００３８】環境温度の変化や経時変化で安定化電圧Ｖ
ｒがＶｒ'=Ｖｒ＋ｄＶｒに変化した場合、演算処理１０
の出力もＶｏRt'に変わり、この関係を式（１３）で示
す。
ｒがＶｒ'=Ｖｒ＋ｄＶｒに変化した場合、演算処理１０
の出力もＶｏRt'に変わり、この関係を式（１３）で示
す。
【００３９】
【数１３】
【００４０】すなわち、演算処理１０は完全な逆関数を
与えることが出来ないため、その演算結果に誤差が生じ
てしまう。また、式(１3)右辺2項は、電流値Iとは無関
係な項であり、電圧比から被測定抵抗Rｔを求める演算
処理９の出力値に電流値Iの項が残るため、電流Iの変動
による誤差が生じてしまう。
与えることが出来ないため、その演算結果に誤差が生じ
てしまう。また、式(１3)右辺2項は、電流値Iとは無関
係な項であり、電圧比から被測定抵抗Rｔを求める演算
処理９の出力値に電流値Iの項が残るため、電流Iの変動
による誤差が生じてしまう。
【００４１】しかしながら、安定化電源３の代わりに増
幅器Ｇ２の出力電圧ＶｏRrを増幅器Ｇ３に加え、図９に
示す検知システムを構成すれば、例え、電圧ＶｏRrが変
動したとしても、逆関数演算処理１０で用いるＶｏRrの
値も変化するので、常に、正確に増幅器Ｇ３の逆関数を
与えることが出来る。この改良により、新たな安定化電
圧源を設けないで、環境温度変化と電流Iの変動にも影
響されずに、十分な分解能を確保することが出来る。
幅器Ｇ２の出力電圧ＶｏRrを増幅器Ｇ３に加え、図９に
示す検知システムを構成すれば、例え、電圧ＶｏRrが変
動したとしても、逆関数演算処理１０で用いるＶｏRrの
値も変化するので、常に、正確に増幅器Ｇ３の逆関数を
与えることが出来る。この改良により、新たな安定化電
圧源を設けないで、環境温度変化と電流Iの変動にも影
響されずに、十分な分解能を確保することが出来る。
【００４２】図4の構成は2つの基準抵抗Ｒｒ、Ｒｒ'が
直列に接続され、同じ電流Ｉが流れている。基準抵抗は
回路基板内部に配置するためリード抵抗ｒra1、ｒra2、
ｒrb 2が無視できるくらい小さくすることは可能であ
り、図10の様に配線することにより、標準抵抗はＲｒの
1個のみですむことになる。
直列に接続され、同じ電流Ｉが流れている。基準抵抗は
回路基板内部に配置するためリード抵抗ｒra1、ｒra2、
ｒrb 2が無視できるくらい小さくすることは可能であ
り、図10の様に配線することにより、標準抵抗はＲｒの
1個のみですむことになる。
【００４３】被測定抵抗Ｒｔに生じる熱起電力をキャン
セルする方法の一例として、定電流回路として図１１を
用いる。オペアンプＯＰ５，ＯＰ６はバッファ用であ
り、オペアンプＯＰ４により差動増幅回路を構成する。
電流Iの流れる方向を逆転するための2連のアナログ・ス
イッチＳＷ４を安定化電圧源４の両端に接続する。一般
に、その電圧ＶｒIの値は大きいため、図１１の構成で
はアナログ・スイッチＳＷ４の漏れ電流、切替えノイズ
の影響は非常に小さいため、無視できる。また、交流電
流方式と異なり、アナログ・スイッチＳＷ４はマイクロ
コンピュータ６に制御されているため、容易に切替え時
間と、アナログ−デジタル変換器２の取込時間のタイミ
ングを取ることが出来る。例えば、図12に示すような、
切替えた直後の電圧Voの不安定な過渡的状態を避けて、
電圧を取込むことが出来る。オペアンプＯＰ４の順方向
の出力電圧Ｖｏｒと逆方向の出力電圧Ｖｏｒ(R)は式(１
４)で示すことが出来る。
セルする方法の一例として、定電流回路として図１１を
用いる。オペアンプＯＰ５，ＯＰ６はバッファ用であ
り、オペアンプＯＰ４により差動増幅回路を構成する。
電流Iの流れる方向を逆転するための2連のアナログ・ス
イッチＳＷ４を安定化電圧源４の両端に接続する。一般
に、その電圧ＶｒIの値は大きいため、図１１の構成で
はアナログ・スイッチＳＷ４の漏れ電流、切替えノイズ
の影響は非常に小さいため、無視できる。また、交流電
流方式と異なり、アナログ・スイッチＳＷ４はマイクロ
コンピュータ６に制御されているため、容易に切替え時
間と、アナログ−デジタル変換器２の取込時間のタイミ
ングを取ることが出来る。例えば、図12に示すような、
切替えた直後の電圧Voの不安定な過渡的状態を避けて、
電圧を取込むことが出来る。オペアンプＯＰ４の順方向
の出力電圧Ｖｏｒと逆方向の出力電圧Ｖｏｒ(R)は式(１
４)で示すことが出来る。
【００４４】
【数１４】
【００４５】抵抗の比(Ｒ6／Ｒ5)と(Ｒ8／Ｒ7)が一致し
ていれば、順方向と逆方向の出力電圧の絶対値は一致す
る。(Ｒ6／Ｒ5)の値に対して(Ｒ8／Ｒ7)の値がばらつ
き、(Ｒ8／Ｒ7)＝(Ｒ6／Ｒ5)＋ｄ(Ｒ8／Ｒ7)である場合
において、式（４）から求められる電圧値ＶRrのばらつ
きは式(１５)で示される。
ていれば、順方向と逆方向の出力電圧の絶対値は一致す
る。(Ｒ6／Ｒ5)の値に対して(Ｒ8／Ｒ7)の値がばらつ
き、(Ｒ8／Ｒ7)＝(Ｒ6／Ｒ5)＋ｄ(Ｒ8／Ｒ7)である場合
において、式（４）から求められる電圧値ＶRrのばらつ
きは式(１５)で示される。
【００４６】
【数１５】
【００４７】例えば、(Ｒ6／Ｒ5)＝４、相対的許容値が
０．０５％の抵抗を用いたとすると、ｄＶRt＝５＊１０
‐ 5ＶRtとなり非常に小さい値である。すなわち、適度
の増幅度と抵抗の相対的許容値を与えれば、電流逆転時
の電流値のずれによる影響を無視することが出来る。
０．０５％の抵抗を用いたとすると、ｄＶRt＝５＊１０
‐ 5ＶRtとなり非常に小さい値である。すなわち、適度
の増幅度と抵抗の相対的許容値を与えれば、電流逆転時
の電流値のずれによる影響を無視することが出来る。
【００４８】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
測温抵抗体等の低抵抗を検知する抵抗検知装置におい
て、被測定抵抗と標準抵抗に生じる電圧を増幅する２つ
の特性の異なる増幅器、及び、それらの電圧の減算増幅
器、合計３つの増幅器の入出力特性関数の逆関数を与え
る演算処理を備え、抵抗測定用の標準抵抗と定電流回路
の標準抵抗を１つの標準抵抗により兼用し、また、被測
定抵抗に生じる熱起電力の影響をキャンセルできる手段
を備えることにより、高精度、高分解能で、かつ、高速
に抵抗を検知することが出来き、また、安価、高信頼性
の特徴も有する。
測温抵抗体等の低抵抗を検知する抵抗検知装置におい
て、被測定抵抗と標準抵抗に生じる電圧を増幅する２つ
の特性の異なる増幅器、及び、それらの電圧の減算増幅
器、合計３つの増幅器の入出力特性関数の逆関数を与え
る演算処理を備え、抵抗測定用の標準抵抗と定電流回路
の標準抵抗を１つの標準抵抗により兼用し、また、被測
定抵抗に生じる熱起電力の影響をキャンセルできる手段
を備えることにより、高精度、高分解能で、かつ、高速
に抵抗を検知することが出来き、また、安価、高信頼性
の特徴も有する。
【図１】４線式抵抗測定、及び標準抵抗と比較測定法の
構成図である。(従来の技術１)
構成図である。(従来の技術１)
【図２】２つの増幅器を用いた抵抗測定の構成図であ
る。(従来の技術２)
る。(従来の技術２)
【図３】安定化電圧源を用いた抵抗測定の構成図であ
る。
る。
【図４】定電流専用の標準抵抗を用いた定電流回路であ
る。
る。
【図５】抵抗の熱起電力が生じている回路構成図であ
る。
る。
【図６】計装用差動増幅回路の構成図である。
【図７】２つの増幅器の入出力特性関数の逆関数を与え
る演算処理を備えている抵抗測定の構成図である。（実
施例１）
る演算処理を備えている抵抗測定の構成図である。（実
施例１）
【図８】基準電圧源を設け、３つの増幅器の入出力特性
関数の逆関数を与える演算処理を備えている抵抗測定の
構成図である。
関数の逆関数を与える演算処理を備えている抵抗測定の
構成図である。
【図９】基準電圧源を設けなくてもアナログーデジタル
変換器のダイナミック・レンジを十分に活用した、３つ
の増幅器の入出力特性関数の逆関数を与える演算処理を
備えている抵抗測定の構成図である。（実施例２）
変換器のダイナミック・レンジを十分に活用した、３つ
の増幅器の入出力特性関数の逆関数を与える演算処理を
備えている抵抗測定の構成図である。（実施例２）
【図１０】抵抗比較のための標準抵抗を定電流回路の標
準抵抗に併用した場合の定電流回路の構成図である。
（実施例３）
準抵抗に併用した場合の定電流回路の構成図である。
（実施例３）
【図１１】マイクロコンピュータの制御により定電流の
極性を切替える定電流回路の構成図である。（実施例
４）
極性を切替える定電流回路の構成図である。（実施例
４）
【図１２】定電流の極性が切替えられた場合の過渡状態
を示している定電流の波形である。
を示している定電流の波形である。
１ 定電流源 ２ アナログーデジタル変換器 ３、４ 安定化電圧源 ５ トランジスタ ６ マイクロコンピュータ（アナログーデジタル
変換器内臓） ７、８ 逆関数演算処理 ９ 比の演算処理 １０ 逆関数演算処理 Ｒｔ 被測定抵抗 Ｒｒ 比較抵抗測定用標準抵抗 Ｒｒ‘ 定電流回路用標準抵抗 ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４ アナログ・スイッチ ＳＷ３‘ 論理スイッチ Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３ 増幅器 ＯＰ１，ＯＰ２，ＯＰ３，ＯＰ４，ＯＰ５，ＯＰ６ ア
ナログ・スイッチ ｒta1，ｒta2，ｒtb1，ｒtb2 被測定抵抗のリード線抵
抗 ｒra1，ｒra2，ｒrb1，ｒrb2 標準抵抗のリード線抵抗 ＥRt、ＥRr 熱起電力
変換器内臓） ７、８ 逆関数演算処理 ９ 比の演算処理 １０ 逆関数演算処理 Ｒｔ 被測定抵抗 Ｒｒ 比較抵抗測定用標準抵抗 Ｒｒ‘ 定電流回路用標準抵抗 ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４ アナログ・スイッチ ＳＷ３‘ 論理スイッチ Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３ 増幅器 ＯＰ１，ＯＰ２，ＯＰ３，ＯＰ４，ＯＰ５，ＯＰ６ ア
ナログ・スイッチ ｒta1，ｒta2，ｒtb1，ｒtb2 被測定抵抗のリード線抵
抗 ｒra1，ｒra2，ｒrb1，ｒrb2 標準抵抗のリード線抵抗 ＥRt、ＥRr 熱起電力
Claims (4)
- 【請求項１】 測温抵抗体等の低抵抗を検知する抵抗検
知装置において、被測定抵抗と標準抵抗に生じる電圧を
２つの異なる特性の増幅器と、アナログ−デジタル変換
手段と、２つの増幅器の入出力特性の逆関数を与える演
算処理とを備え、２つの演算結果を比較することによ
り、正確な被測定抵抗値をデジタル信号として出力する
マイクロコンピュータを具備することを特徴とする抵抗
検知装置。 - 【請求項２】 上記増幅器の２つの出力電圧を減算増幅
する回路と、その入出力特性の逆関数を与える演算処理
を備えることによりアナログーデジタル変換器のダイナ
ミック・レンジを十分に活用できることを特徴とする請
求項１の抵抗検知装置。 - 【請求項３】 上記標準抵抗を定電流回路用の基準抵抗
として共用する定電流回路を備える請求項1、２の抵抗
検知装置。 - 【請求項４】 上記定電流回路において、被測定抵抗に
生じる熱起電力による影響を取除くため、マイクロコン
ピュータ等により制御された基準電圧の極性を逆転する
ことにより、電流の極性を逆転できる手段を備える請求
項3の抵抗検知装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001061122A JP2002257877A (ja) | 2001-03-06 | 2001-03-06 | 抵抗検知装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001061122A JP2002257877A (ja) | 2001-03-06 | 2001-03-06 | 抵抗検知装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2002257877A true JP2002257877A (ja) | 2002-09-11 |
Family
ID=18920464
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001061122A Pending JP2002257877A (ja) | 2001-03-06 | 2001-03-06 | 抵抗検知装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2002257877A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009300177A (ja) * | 2008-06-11 | 2009-12-24 | Taiyo Denki Sangyo Kk | 半田鏝のアース抵抗測定装置及び半田鏝のアース抵抗測定方法 |
| JP2013167520A (ja) * | 2012-02-15 | 2013-08-29 | Yokogawa Electric Corp | 抵抗値測定回路 |
| JP2020106468A (ja) * | 2018-12-28 | 2020-07-09 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | 半導体装置 |
-
2001
- 2001-03-06 JP JP2001061122A patent/JP2002257877A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009300177A (ja) * | 2008-06-11 | 2009-12-24 | Taiyo Denki Sangyo Kk | 半田鏝のアース抵抗測定装置及び半田鏝のアース抵抗測定方法 |
| JP2013167520A (ja) * | 2012-02-15 | 2013-08-29 | Yokogawa Electric Corp | 抵抗値測定回路 |
| JP2020106468A (ja) * | 2018-12-28 | 2020-07-09 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | 半導体装置 |
| JP7148394B2 (ja) | 2018-12-28 | 2022-10-05 | ルネサスエレクトロニクス株式会社 | 半導体装置 |
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