JP2002064461A

JP2002064461A - 通信装置および通信方法

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Publication number: JP2002064461A
Application number: JP2000248099A
Authority: JP
Inventors: Wataru Matsumoto; 渉松本
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2000-08-18
Filing date: 2000-08-18
Publication date: 2002-02-28
Also published as: EP1211836A1; WO2002017530A1; CN1389037A; US20020172147A1

Abstract

(57)【要約】【課題】マルチキャリア変復調方式におけるハーフシ
ンボル化の実現により、伝送レートのさらなる向上を実
現可能な通信装置を得ること。【解決手段】送信シンボルをハーフシンボル化し、偶
数サブキャリアと奇数サブキャリアとの間に所定の電力
差を持たせた状態で通信を行う送信部と、受信シンボル
に対してフーリエ変換を行い、当該サブキャリアに割り
当てられたデータを復調し、一方で、前記復調データに
対して逆フーリエ変換を行い、偶数サブキャリアに対応
した第１のシンボルを生成し、つぎに、受信シンボルか
ら第１のシンボル成分を除去し、奇数サブキャリアに対
応した第２のシンボルを生成し、最後に、第２のシンボ
ルに対してフーリエ変換を行い、当該サブキャリアに割
り当てられたデータを復調する受信部と、を備える構成
とする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、マルチキャリア変
復調方式を採用する通信装置に関するものであり、特
に、ＤＭＴ（Discrete Multi Tone）変復調方式やＯＦ
ＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex）変
復調方式等により、既存の通信回線を用いたデータ通信
を実現可能とする通信装置および通信方法に関するもの
である。ただし、本発明は、ＤＭＴ変復調方式によりデ
ータ通信を行う通信装置に限らず、通常の通信回線を介
して、マルチキャリア変復調方式およびシングルキャリ
ア変復調方式により有線通信および無線通信を行うすべ
ての通信装置に適用可能である。

【０００２】

【従来の技術】以下、従来の通信装置の動作について説
明する。まず、マルチキャリア変復調方式として、ＯＦ
ＤＭ変復調方式を採用する従来の通信装置の、送信系の
動作を簡単に説明する。たとえば、ＯＦＤＭ変復調方式
によるデータ通信を行う場合、送信系では、トーンオー
ダリング処理、すなわち、予め設定された周波数帯の複
数のトーン（マルチキャリア）に、伝送可能なビット数
の伝送データを割り振る処理を行う。具体的にいうと、
たとえば、各周波数のｔｏｎｅ０〜ｔｏｎｅＸ（Ｘはト
ーン数を示す整数）に、予め決められたビット数の伝送
データを割り振っている。そして、上記トーンオーダリ
ング処理、および符号化処理が行われることにより、１
フレーム毎に伝送データが多重化される。

【０００３】さらに、送信系では、多重化された伝送デ
ータに対して逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）を行い、
逆高速フーリエ変換後のパラレルデータをシリアルデー
タに変換し、その後、Ｄ／Ａコンバータを通してディジ
タル波形をアナログ波形に変換し、最後にローパスフィ
ルタをかけて伝送データを伝送路上に送信する。

【０００４】つぎに、マルチキャリア変復調方式とし
て、ＯＦＤＭ変復調方式を採用する従来の通信装置の、
受信系の動作を簡単に説明する。上記と同様に、ＯＦＤ
Ｍ変復調方式によるデータ通信を行う場合、受信系で
は、受信データ（前述の伝送データ）に対し、ローパス
フィルタをかけ、その後、Ａ／Ｄコンバータを通してア
ナログ波形をディジタル波形に変換し、タイムドメイン
イコライザにて時間領域の適応等化処理を行う。

【０００５】さらに、受信系では、時間領域の適応等化
処理後のデータをシリアルデータからパラレルデータに
変換し、当該パラレルデータに対して高速フーリエ変換
を行い、その後、周波数ドメインイコライザにて周波数
領域の適応等化処理を行う。

【０００６】そして、周波数領域の適応等化処理後のデ
ータは、複合処理（最尤複合法）およびトーンオーダリ
ング処理によりシリアルデータに変換され、その後、レ
ートコンバート処理、ＦＥＣ（forward error correcti
on：前方誤り訂正）、デスクランブル処理、ＣＲＣ（cy
clic redundancy check：巡回冗長検査）等の処理が行
われ、最終的に伝送データが再生される。

【０００７】このように、ＯＦＤＭ変復調方式を採用す
る従来の通信装置では、ＣＤＭＡやシングルキャリア変
復調方式では得ることのできない、たとえば、伝送効率
の良さおよび機能のフレキシビリティを利用して、高レ
ートの通信を可能としている。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記、
ＯＦＤＭ変復調方式を採用する従来の通信装置において
は、たとえば、「伝送レートのさらなる向上」という観
点から、送信系および受信系の構成に改善の余地があ
り、ＯＦＤＭ変復調方式の特徴である「伝送効率の良
さ」および「機能のフレキシビリティ」を最大限に利用
し、最適な伝送レートを実現しているとはいえない、と
いう問題があった。

【０００９】本発明は、上記に鑑みてなされたものであ
って、マルチキャリア変復調方式におけるハーフシンボ
ル化の実現により、伝送レートのさらなる向上を実現可
能な通信装置、およびその通信方法を得ることを目的と
する。

【００１０】

【課題を解決するための手段】上述した課題を解決し、
目的を達成するために、本発明にかかる通信装置にあっ
ては、マルチキャリア変復調方式を採用する構成とし、
さらに、送信シンボルをハーフシンボル化し、偶数番目
のサブキャリアと復調時に干渉成分となる奇数番目のサ
ブキャリアとの間に所定の電力差を持たせた状態で、通
信を行う送信手段と、ハーフシンボル化された受信シン
ボルに対して偶数番目のサブキャリアを抽出するための
所定のフーリエ変換を行い、当該サブキャリアに割り当
てられたデータを復調し、一方で、前記偶数番目のサブ
キャリアに割り当てられたデータに対して逆フーリエ変
換を行い、偶数番目のサブキャリアの時間波形によって
構成された第１のシンボルを生成し、つぎに、前記受信
シンボルから前記第１のシンボル成分を除去し、奇数番
目のサブキャリアの時間波形によって構成された第２の
シンボルを生成し、前記第２のシンボルの後ろに当該シ
ンボルを複写および反転したシンボルを付加することで
第３のシンボルを生成し、最後に、前記第３のシンボル
に対して奇数番目のサブキャリアを抽出するための所定
のフーリエ変換を行い、当該サブキャリアに割り当てら
れたデータを復調する受信手段と、を備えることを特徴
とする。

【００１１】つぎの発明にかかる通信装置において、さ
らに、前記受信手段は、前記奇数番目のサブキャリアに
割り当てられたデータに対して逆フーリエ変換を行い、
奇数番目のサブキャリアの時間波形によって構成された
第４のシンボルを生成し、その後、前記受信シンボルか
ら当該第４のシンボル成分を除去し、以降、当該第４の
シンボル成分除去後の受信シンボルを用いて復調処理を
行うことを特徴とする。

【００１２】つぎの発明にかかる通信装置において、さ
らに、前記送信手段は、隣接する（２ｉ−１）番目のサ
ブキャリアと２ｉ番目のサブキャリアに割り当てられた
送信データを所定の拡散符号で拡散（多重化）し、拡散
後の信号に対して逆フーリエ変換を行うことで前記送信
シンボルを生成し、さらに、受信手段は、前記復調デー
タを前記拡散符号で逆拡散（分離）し、前記隣接する
（２ｉ−１）番目のサブキャリアと２ｉ番目のサブキャ
リアに割り当てられた元の送信データを再生することを
特徴とする。

【００１３】つぎの発明にかかる通信装置にあっては、
マルチキャリア変復調方式を採用する送信機として動作
し、さらに、送信シンボルをハーフシンボル化し、さら
に、偶数番目のサブキャリアと復調時に干渉成分となる
奇数番目のサブキャリアとの間に所定の電力差を持たせ
た状態で、通信を行う送信手段、を備えることを特徴と
する。

【００１４】つぎの発明にかかる通信装置にあっては、
さらに、隣接する（２ｉ−１）番目のサブキャリアと２
ｉ番目のサブキャリアに割り当てられた送信データを所
定の拡散符号で拡散（多重化）する多重化手段（後述す
る実施の形態の多重化部６１に相当）、を備え、前記送
信手段は、拡散後の信号に対して逆フーリエ変換を行う
ことで前記送信シンボルを生成することを特徴とする。

【００１５】つぎの発明にかかる通信装置にあっては、
マルチキャリア変復調方式を採用する受信機として動作
し、さらに、ハーフシンボル化された受信シンボルに対
して偶数番目のサブキャリアを抽出するための所定のフ
ーリエ変換を行い、当該サブキャリアに割り当てられた
データを復調する第１の復調手段（ＴＥＱ２、１２８複
素ＦＦＴ３、ＦＥＱ４、復号部５に相当）と、前記偶数
番目のサブキャリアに割り当てられたデータに対して逆
フーリエ変換を行い、偶数番目のサブキャリアの時間波
形によって構成された第１のシンボルを生成する第１の
シンボル生成手段（ＦＥＱ逆変換部６、１２８複素ＩＦ
ＦＴ７、ＴＥＱ逆変換部８に相当）と、前記受信シンボ
ルから前記第１のシンボル成分を除去し、奇数番目のサ
ブキャリアの時間波形によって構成された第２のシンボ
ルを生成する第２のシンボル生成手段（減算器９に相
当）と、前記第２のシンボルの後ろに当該シンボルを複
写および反転したシンボルを付加することで第３のシン
ボルを生成する第３のシンボル生成手段（シンボル生成
部１０に相当）と、前記第３のシンボルに対して奇数番
目のサブキャリアを抽出するための所定のフーリエ変換
を行い、当該サブキャリアに割り当てられたデータを復
調する第２の復調手段（ＴＥＱ１１、２５６複素ＦＦＴ
１２、ＦＥＱ１３、復号部１４に相当）と、を備えるこ
とを特徴とする。

【００１６】つぎの発明にかかる通信装置にあっては、
さらに、前記奇数番目のサブキャリアに割り当てられた
データに対して逆フーリエ変換を行い、奇数番目のサブ
キャリアの時間波形によって構成された第４のシンボル
を生成する第４のシンボル生成手段（ＦＥＱ逆変換部１
５、２５６複素ＩＦＦＴ１６、ＴＥＱ逆変換部１７に相
当）と、前記受信シンボルから前記第４のシンボル成分
を除去する除去手段（減算器１に相当）と、を備え、以
降、当該第４のシンボル成分除去後の受信シンボルを用
いて復調処理を行うことを特徴とする。

【００１７】つぎの発明にかかる通信装置にあっては、
さらに、前記復調データを前記拡散符号で逆拡散（分
離）し、隣接する（２ｉ−１）番目のサブキャリアと２
ｉ番目のサブキャリアに割り当てられた元の送信データ
を再生する分離手段（分離部７４に相当）、を備えるこ
とを特徴とする。

【００１８】つぎの発明にかかる通信方法にあっては、
送信シンボルをハーフシンボル化し、偶数番目のサブキ
ャリアと復調時に干渉成分となる奇数番目のサブキャリ
アとの間に所定の電力差を持たせた状態で、通信を行う
送信ステップと、ハーフシンボル化された受信シンボル
に対して偶数番目のサブキャリアを抽出するための所定
のフーリエ変換を行い、当該サブキャリアに割り当てら
れたデータを復調する第１の復調ステップと、前記偶数
番目のサブキャリアに割り当てられたデータに対して逆
フーリエ変換を行い、偶数番目のサブキャリアの時間波
形によって構成された第１のシンボルを生成する第１の
シンボル生成ステップと、つぎに、前記受信シンボルか
ら前記第１のシンボル成分を除去し、奇数番目のサブキ
ャリアの時間波形によって構成された第２のシンボルを
生成する第２のシンボル生成ステップと、前記第２のシ
ンボルの後ろに当該シンボルを複写および反転したシン
ボルを付加することで第３のシンボルを生成する第３の
シンボル生成ステップと、前記第３のシンボルに対して
奇数番目のサブキャリアを抽出するための所定のフーリ
エ変換を行い、当該サブキャリアに割り当てられたデー
タを復調する第２の復調手段と、を含むことを特徴とす
る。

【００１９】つぎの発明にかかる通信方法にあっては、
さらに、前記奇数番目のサブキャリアに割り当てられた
データに対して逆フーリエ変換を行い、奇数番目のサブ
キャリアの時間波形によって構成された第４のシンボル
を生成する第４のシンボル生成手段と、前記受信シンボ
ルから当該第４のシンボル成分を除去する除去ステップ
と、を含み、以降、当該第４のシンボル成分除去後の受
信シンボルを用いて復調処理を行うことを特徴とする。

【００２０】つぎの発明にかかる通信方法にあっては、
さらに、隣接する（２ｉ−１）番目のサブキャリアと２
ｉ番目のサブキャリアに割り当てられた送信データを所
定の拡散符号で拡散（多重化）し、拡散後の信号に対し
て逆フーリエ変換を行うことで前記送信シンボルを生成
する多重化ステップと、前記復調データを前記拡散符号
で逆拡散（分離）し、前記隣接する（２ｉ−１）番目の
サブキャリアと２ｉ番目のサブキャリアに割り当てられ
た元の送信データを再生する分離ステップと、を含むこ
とを特徴とする。

【００２１】

【発明の実施の形態】以下に、本発明にかかる通信装置
および通信方法の実施の形態を図面に基づいて詳細に説
明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定さ
れるものではない。

【００２２】実施の形態１．図１は、本発明にかかる通
信装置の実施の形態１の構成を示す図であり、詳細に
は、本実施の形態の特徴である受信側の構成を示す図で
ある。

【００２３】本実施の形態における通信装置において
は、上記送信側および受信側の両方の構成を備えること
とし、さらに、ターボ符号器およびターボ復号器による
高精度なデータ誤り訂正能力をもつことにより、データ
通信および音声通信において優れた伝送特性を得る。な
お、本実施の形態においては、説明の便宜上、上記両方
の構成を備えることとしたが、たとえば、送信側の構成
だけを備える送信機を想定することとしてもよいし、一
方、受信側の構成だけを備える受信機を想定することと
してもよい。

【００２４】たとえば、図１の受信側の構成において、
１は減算器であり、２はタイムドメインイコライザ部
（ＴＥＱ）であり、３は、たとえば、１２８本のサブキ
ャリアのなかから６４本の偶数サブキャリアだけを抽出
する高速フーリエ変換部（１２８複素ＦＦＴ）であり、
４は周波数ドメインイコライザ部（ＦＥＱ）であり、５
は偶数サブキャリアを復号する復号器であり、６はＦＥ
Ｑ逆変換部であり、７は６４本の偶数サブキャリアを逆
高速フーリエ変換する逆高速フーリエ変換部（１２８複
素ＩＦＦＴ）であり、８はＴＥＱ逆変換部であり、９は
減算器であり、１０はシンボル生成部であり、１１はＴ
ＥＱであり、１２は、たとえば、６４本の奇数サブキャ
リアを抽出する高速フーリエ変換部（２５６複素ＦＦ
Ｔ）であり、１３はＦＥＱであり、１４は復号器であ
り、１５はＦＥＱ逆変換部であり、１６は６４本の奇数
サブキャリアを逆高速フーリエ変換する逆高速フーリエ
変換部（２５６複素ＩＦＦＴ）であり、１７はＴＥＱ逆
変換部である。

【００２５】ここで、上記本発明の特徴となる送信側の
動作、および受信側の動作を説明する前に、本発明にか
かる通信装置の基本動作を図面に基づいて簡単に説明す
る。たとえば、マルチキャリア変復調方式として、ＤＭ
Ｔ（Discrete Multi Tone）変復調方式を採用する有線
系ディジタル通信方式としては、既設の電話回線を使用
して数メガビット／秒の高速ディジタル通信を行うＡＤ
ＳＬ（Asymmetric Digital Subscriber Line）通信方
式、およびＨＤＳＬ（high-bit-rate Digital Subscrib
er Line）通信方式等のｘＤＳＬ通信方式がある。な
お、この方式は、ＡＮＳＩのＴ１．４１３等において標
準化されている。

【００２６】図２は、上記ＤＭＴ変復調方式を採用する
通信装置の送信系の全体構成例を示す図である。図２に
おいて、送信系では、送信データをマルチプレックス／
シンクコントロール（図示のMUX/SYNC CONTROLに相当）
４１にて多重化し、多重化された送信データに対してサ
イクリックリダンダンシィチェック（ＣＲＣ：Cyclicre
dundancy checkに相当）４２、４３にて誤り検出用コー
ドを付加し、さらに、フォワードエラーコレクション
（SCRAM&FECに相当）４４、４５にてＦＥＣ用コードの
付加およびスクランブル処理を行う。

【００２７】なお、マルチプレックス／シンクコントロ
ール４１から、トーンオーダリング４９に至るまでには
２つの経路があり、一つはインタリーブ（INTERLEAVE）
４６が含まれるインタリーブドデータバッファ（Interl
eaved Data Buffer）経路であり、もう一方はインタリ
ーブを含まないファーストデータバッファ（Fast Data
Buffer）経路であり、ここでは、インタリーブ処理を行
うインタリーブドデータバッファ経路の方の遅延が大き
くなる。

【００２８】その後、送信データは、レートコンバータ
（RATE-CONVERTORに相当）４７、４８にてレートコンバ
ート処理を行い、トーンオーダリング（TONE ORDERING
に相当）４９にてトーンオーダリング処理を行う。そし
て、トーンオーダリング処理後の送信データに基づい
て、コンスタレーションエンコーダ／ゲインスケーリン
グ（CONSTELLATION ENCODER AND GAIN SCALLNGに相当）
５０にてコンスタレーションデータを作成し（ターボ復
号を含む）、逆高速フーリエ変換部（IFFT：Inverse Fa
st Fourier transformに相当）５１にて逆高速フーリエ
変換を行う。

【００２９】最後に、インプットパラレル／シリアルバ
ッファ（INPUT PARALLEL/SERIAL BUFFERに相当）５２に
てフーリエ変換後のパラレルデータをシリアルデータに
変換し、アナログプロセッシング／ディジタル−アナロ
グコンバータ（ANALOG PROCESSING AND DACに相当）５
３にてディジタル波形をアナログ波形に変換し、フィル
タリング処理を実行後、送信データを電話回線上に送信
する。

【００３０】図３は、上記ＤＭＴ変復調方式を採用する
通信装置の受信系の全体構成例を示す図である。図３に
おいて、受信系では、受信データ（前述の送信データ）
に対し、アナログプロセッシング／アナログ−ディジタ
ルコンバータ（図示のANALOGPROCESSING AND ADCに相
当）１４１にてフィルタリング処理を実行後、アナログ
波形をディジタル波形に変換し、タイムドメインイコラ
イザ（TEQに相当）１４２にて時間領域の適応等化処理
を行う。

【００３１】時間領域の適応等化処理が実行されたデー
タについては、インプットシリアル／パラレルバッファ
（INPUT SERIAL / PARALLEL BUFFERに相当）１４３にて
シリアルデータからパラレルデータに変換され、そのパ
ラレルデータに対して高速フーリエ変換部（FFT：Fast
Fourier transformに相当）１４４にて高速フーリエ変
換を行い、その後、周波数ドメインイコライザ（FEQに
相当）１４５にて周波数領域の適応等化処理を行う。

【００３２】そして、周波数領域の適応等化処理が実行
されたデータについては、コンスタレーションデコーダ
／ゲインスケーリング（CONSTELLATION DECODER AND GA
IN SCALLNGに相当）１４６およびトーンオーダリング
（TONE ORDERINGに相当）１４７にて行われる復号処理
（ターボ復号）およびトーンオーダリング処理により、
シリアルデータに変換される。その後、レートコンバー
タ（RATE-CONVERTORに相当）１４８，１４９によるレー
トコンバート処理、デインタリーブ（DEINTERLEAVEに相
当）１５０によるデインタリーブ処理、フォワードエラ
ーコレクション（DESCRAM&FECに相当）１５１，１５２
によるＦＥＣ処理およびデスクランブル処理、およびサ
イクリックリダンダンシィチェック（ＣＲＣ：cyclic r
edundancycheckに相当）１５３，１５４による巡回冗長
検査等の処理が行われ、最終的にマルチプレックス／シ
ンクコントロール(MUX/SYNC CONTROLに相当)１５５から
受信データが再生される。

【００３３】上記に示すような通信装置においては、受
信系と送信系においてそれぞれ２つの経路を備え、この
２つの経路を使い分けることにより、またはこの２つの
経路を同時に動作させることにより、低伝送遅延および
高レートのデータ通信を実現可能としている。

【００３４】なお、上記では、説明の便宜上、マルチキ
ャリア変復調方式として、ＤＭＴ変復調方式を採用する
有線系ディジタル通信方式の動作について説明したが、
これに限らず、この構成は、マルチキャリア変復調方式
（たとえば、ＯＦＤＭ変復調方式）により有線通信およ
び無線通信を行うすべての通信装置に適用可能である。
また、符号化処理として、ターボ符号を採用した場合の
通信装置について説明したが、これに限らず、たとえ
ば、既知の畳み込み符号を採用することとしてもよい。
また、本実施の形態においては、上記タイムドメインイ
コライザ１４２が図１のＴＥＱ２に対応し、インプット
シリアル／パラレルバッファ１４３および高速フーリエ
変換部１４４が図１の１２８複素ＦＦＴ３に対応し、周
波数ドメインイコライザ１４５が図１のＦＥＱ４に対応
し、それ以降の回路が復号器５に対応する。

【００３５】以下、上記マルチキャリア変復調方式を採
用する通信装置における符号器（送信系）および復号器
（受信系）の動作を図面にしたがって説明する。図４
は、本発明にかかる通信装置で使用される符号器（ター
ボ符号器）、および復号器（ターボ復号器と硬判定器と
Ｒ／Ｓ（リードソロモン符号）デコーダの組み合わせ）
の構成を示す図であり、詳細には、図４（ａ）が本実施
の形態における符号器の構成を示す図であり、図４
（ｂ）が本実施の形態における復号器の構成を示す図で
ある。

【００３６】たとえば、図４（ａ）の符号器において、
２１は誤り訂正符号としてターボ符号を採用することに
よりシャノン限界に近い性能を得ることが可能なターボ
符号器であり、たとえば、ターボ符号器２１では、２ビ
ットの情報ビットの入力に対して、２ビットの情報ビッ
トと２ビットの冗長ビットとを出力する。さらに、ここ
では、受信側において各情報ビットに対する訂正能力が
均一になるように、各冗長ビットを生成する。

【００３７】一方、図４（ｂ）の復号器において、２２
は受信信号：Ｌｃｙ（後述の受信信号：ｙ₂，ｙ₁，ｙ_a
に相当）から対数尤度比を算出する第１の復号器であ
り、２３および２７は加算器であり、２４および２５は
インタリーバであり、２６は受信信号：Ｌｃｙ（後述の
受信信号：ｙ₂，ｙ₁，ｙ_bに相当）から対数尤度比を算
出する第２の復号器であり、２８はデインタリーバであ
り、２９は第１の復号器２２の出力を判定して元の情報
ビット系列の推定値を出力する第１の判定器であり、３
０はリードソロモン符号を復号してより精度の高い情報
ビット系列を出力する第１のＲ／Ｓデコーダであり、３
１は第２の復号器２６の出力を判定して元の情報ビット
系列の推定値を出力する第２の判定器であり、３２はリ
ードソロモン符号を復号してさらに精度の高い情報ビッ
ト系列を出力する第２のＲ／Ｓデコーダであり、３３は
Ｌｃｙ（後述の受信信号：ｙ₃，ｙ₄…に相当）を硬判定
して元の情報ビット系列の推定値を出力する第３の判定
器である。

【００３８】まず、図４（ａ）に示す符号器の動作につ
いて説明する。なお、本実施の形態では、多値直交振幅
変調（ＱＡＭ：Quadrature Amplitude Modulation）と
して、たとえば、１６ＱＡＭ方式を採用する。また、本
実施の形態の符号器においては、下位２ビットの入力デ
ータに対してのみターボ符号化を実施し、他の上位ビッ
トについては入力データをそのままの状態で出力する。
すなわち、本実施の形態においては、特性が劣化する可
能性のある４つの信号点（すなわち、信号点間距離が最
も近い４点）の下位２ビットに対して、優れた誤り訂正
能力をもつターボ符号化を実施し、受信側で軟判定を行
う。一方、特性が劣化する可能性の低いその他の上位ビ
ットについては、そのままの状態で出力し、受信側で硬
判定を行う構成とした。

【００３９】続いて、入力された下位２ビットの送信デ
ータ：ｕ₁，ｕ₂に対してターボ符号化を実施する、図４
（ａ）に示すターボ符号器２１の動作の一例について説
明する。たとえば、図５は、ターボ符号器２１の構成例
を示す図である。なお、ここでは、再帰的組織畳込み符
号器の構成として、既知の再帰的組織畳込み符号器を用
いることとする。

【００４０】図５において、３５は情報ビット系列に相
当する送信データ：ｕ₁，ｕ₂を畳込み符号化して冗長デ
ータ：ｕ_aを出力する第１の再帰的組織畳込み符号化器
であり、３６および３７はインタリーバであり、３８は
インタリーブ処理後のデータ：ｕ_1t，ｕ_2tを畳込み符号
化して冗長データ：ｕ_bを出力する第２の再帰的組織畳
込み符号化器である。ターボ符号器２１では、同時に、
送信データ：ｕ₁，ｕ₂と、第１の再帰的組織畳込み符号
化器３５の処理により送信データ：ｕ₁，ｕ₂を符号化し
た冗長データ：ｕ_aと、第２の再帰的組織畳込み符号化
器３８の処理によりインタリーブ処理後のデータ：
ｕ_1t，ｕ_2tを符号化した（他のデータとは時刻の異な
る）冗長データ：ｕ_bと、を出力する。

【００４１】そして、ターボ符号器２１においては、冗
長データ：ｕ_a，ｕ_bを用いた受信側での送信データ：ｕ
₁とｕ₂の推定精度が均一になるように、各冗長ビットに
おける重みに偏りが発生しないようにしている。

【００４２】このように、図４（ａ）に示す符号器を用
いた場合には、インタリーブの効果として、バースト的
なデータの誤りに対して誤り訂正能力を向上させること
が可能となり、さらに、送信データ：ｕ₁の系列の入力
と送信データ：ｕ₂の系列の入力とを、第１の再帰的組
織畳込み符号化器３５と第２の再帰的組織畳込み符号化
器３８との間で入れ替えることにより、受信側における
送信データ：ｕ₁とｕ₂の推定精度の均一化が可能とな
る。

【００４３】つぎに、図４（ｂ）に示す復号器の動作に
ついて説明する。なお、本実施の形態では、多値直交振
幅変調（ＱＡＭ）として、たとえば、１６ＱＡＭ方式を
採用する場合について説明する。また、本実施の形態の
復号器においては、受信データの下位２ビットに対して
ターボ復号を実施し、軟判定により元の送信データを推
定し、他の上位ビットについては、受信データを第３の
判定器３３で硬判定することにより、元の送信データを
推定する。ただし、受信信号Ｌｃｙ：ｙ₄，ｙ₃，ｙ₂，
ｙ₁，ｙ_a，ｙ_bは、それぞれ前記送信側の出力：ｕ₄，ｕ
₃，ｕ₂，ｕ₁，ｕ _a，ｕ_bに伝送路のノイズやフェージン
グの影響を与えた信号である。

【００４４】まず、受信信号Ｌｃｙ：ｙ₂，ｙ₁，ｙ_a，
ｙ_bを受け取ったターボ復号器では、第１の復号器２２
が、受信信号Ｌｃｙ：ｙ₂，ｙ₁，ｙ_aを抽出し、これら
の受信信号から推定される情報ビット（元の送信デー
タ：ｕ_1k，ｕ_2kに相当）：ｕ_1k´，ｕ_2k´の対数尤度
比：Ｌ（ｕ_1k´），Ｌ（ｕ_2k´）を算出する（ｋは時刻
を表す）。すなわち、ここでは、ｕ_2kが０である確率に
対するｕ_2kが１である確率と、ｕ_1kが０である確率に対
するｕ_1kが１である確率と、を求めることとなる。な
お、以降の説明では、ｕ_1k，ｕ_2kのことを単にｕ_kと呼
び、ｕ_1k´，ｕ_2k´のことを単にｕ_k´と呼ぶ。

【００４５】ただし、図４（ｂ）において、Ｌｅ
（ｕ_k）は外部情報を表し、Ｌａ（ｕ_k）は１つ前の外部
情報である事前情報を表す。また、対数尤度比を算出す
る復号器としては、たとえば、既知の最大事後確率復号
器（ＭＡＰアルゴリズム：MaximumA-Posteriori）が用
いられることが多いが、たとえば、既知のビタビ復号器
を用いることとしてもよい。

【００４６】つぎに、加算器２３では、前記算出結果で
ある対数尤度比から、第２の復号器２６に対する外部情
報：Ｌｅ（ｕ_k）を算出する。ただし、１回目の復号に
おいては、事前情報が求められていないため、Ｌａ（ｕ
_k）＝０である。

【００４７】つぎに、インタリーバ２４および２５で
は、受信信号Ｌｃｙと外部情報：Ｌｅ（ｕ_k）に対して
信号の並べ替えを行う。そして、第２の復号器２６で
は、第１の復号器２２と同様に、受信信号Ｌｃｙ、およ
び先に算出しておいた事前情報：Ｌａ（ｕ_k）に基づい
て、対数尤度比：Ｌ（ｕ_k´）を算出する。

【００４８】その後、加算器２７では、加算器２３と同
様に、外部情報：Ｌｅ（ｕ_k）を算出する。このとき、
デインタリーバ２８にて並べ替えられた外部情報は、事
前情報：Ｌａ（ｕ_k）として、前記第１の復号器２２に
フィードバックされる。

【００４９】そして、上記ターボ復号器では、上記処理
を、所定の回数（イテレーション回数）にわたって繰り
返し実行することにより、より精度の高い対数尤度比を
算出し、そして、第１の判定器２９および第２の判定器
３１が、この対数尤度比に基づいて信号の判定を行い、
もとの送信データを推定する。具体的にいうと、たとえ
ば、対数尤度比が“Ｌ（ｕ_k´）＞０”であれば、推定
情報ビット：ｕ_k´を１と判定し、“Ｌ（ｕ_k´）≦０”
であれば、推定情報ビット：ｕ_k´を０と判定する。な
お、同時に受信する受信信号Ｌｃｙ：ｙ₃，ｙ₄…につい
ては、第３の判定器３３を用いて硬判定する。

【００５０】最後に、第１のＲ／Ｓデコーダ３０および
第２のＲ／Ｓデコーダ３２では、所定の方法でリードソ
ロモン符号を用いたエラーのチェックを行い、推定精度
がある特定の基準を超えたと判断された段階で上記繰り
返し処理を終了させる。そして、リードソロモン符号を
用いて、各判定器にて前記推定されたもとの送信データ
の誤り訂正を行い、より推定精度の高い送信データを出
力する。

【００５１】ここで、第１のＲ／Ｓデコーダ３０および
第２のＲ／Ｓデコーダ３２によるもとの送信データの推
定方法を具体例にしたがって説明する。ここでは、具体
例として、３つの方法をあげる。第１の方法としては、
たとえば、第１の判定器２９または第２の判定器３１に
てもとの送信データが推定される毎に、対応する第１の
Ｒ／Ｓデコーダ３０、または第２のＲ／Ｓデコーダ３２
が、交互にエラーのチェックを行い、いずれか一方のＲ
／Ｓデコーダが「エラーがない」と判断した段階でター
ボ符号器による上記繰り返し処理を終了させ、そして、
リードソロモン符号を用いて前記推定されたもとの送信
データの誤り訂正を行い、より推定精度の高い送信デー
タを出力する。

【００５２】また、第２の方法としては、第１の判定器
２９または第２の判定器３１にてもとの送信データが推
定される毎に、対応する第１のＲ／Ｓデコーダ３０、ま
たは第２のＲ／Ｓデコーダ３２が、交互にエラーのチェ
ックを行い、両方のＲ／Ｓデコーダが「エラーがない」
と判断した段階でターボ符号器による上記繰り返し処理
を終了させ、そして、リードソロモン符号を用いて前記
推定されたもとの送信データの誤り訂正を行い、より推
定精度の高い送信データを出力する。

【００５３】また、第３の方法としては、上記第１およ
び第２の方法にて誤って「エラーがない」と判断され、
繰り返し処理が実施されなかった場合に誤訂正をしてし
まうという問題を改善し、たとえば、予め決めておいた
所定回数分の繰り返し処理を実施し、ある程度、ビット
誤り率を低減しておいてから、リードソロモン符号を用
いて前記推定されたもとの送信データの誤り訂正を行
い、より推定精度の高い送信データを出力する。

【００５４】このように、図４（ｂ）に示す復号器を用
いた場合には、変調方式の多値化に伴ってコンスタレー
ションが増大する場合においても、特性劣化の可能性が
ある受信信号の下位２ビットに対する軟判定処理および
リードソロモン符号による誤り訂正を実施するターボ復
号器と、受信信号におけるその他のビットに対して硬判
定を行う判定器と、を備えることで、計算量の多い軟判
定処理の削減と、良好な伝送特性と、を実現することが
可能となる。

【００５５】また、第１のＲ／Ｓデコーダ３０および第
２のＲ／Ｓデコーダ３２を用いて送信データを推定する
ことにより、イテレーション回数を低減することがで
き、計算量の多い軟判定処理およびその処理時間をさら
に削減することが可能となる。なお、ランダム誤りとバ
ースト誤りが混在するような伝送路においては、シンボ
ル単位での誤り訂正を行うＲ−Ｓ符号（リードソロモ
ン）や他の既知の誤り訂正符号等との併用により優れた
伝送特性が得られることが一般的に知られている。

【００５６】以上、ここまでの説明では、マルチキャリ
ア変復調方式を採用する通信装置の基本的な動作と、良
好な伝送特性および高伝送レートを得るためにターボ符
号を用いた場合の通信装置の動作について説明した。以
降の説明では、「伝送レートのさらなる向上」という観
点から、マルチキャリア変復調方式の特徴である「伝送
効率の良さ」および「機能のフレキシビリティ」を最大
限に利用し、最適な伝送レートを実現した通信装置を、
図１を用いて説明する。なお、ここでは、説明の便宜
上、１２８本のサブキャリアを想定し、たとえば、１２
８本のサブキャリアの復調に２５６複素ＦＦＴを使用
し、１２８本のサブキャリアのなかから６４本の偶数サ
ブキャリアだけを復調する場合に１２８複素ＦＦＴを使
用するものとする。

【００５７】たとえば、ＤＭＴ変復調方式を用いて、１
２８本のサブキャリアによるデータ通信を想定した場合
（図６参照）、偶数のサブキャリアは前半部と後半部で
同一の波形となり、その合成波も前半部と後半部で同一
の波形となる（図７（ａ）参照）。一方、奇数のサブキ
ャリアは前半部と後半部とで波形が反転し、その合成波
も前半部と後半部とで波形が反転している（図７（ｂ）
参照）。なお、図６は、１２８本のサブキャリアを示す
図であり、図７は、各サブキャリアの波形およびその合
成波形を示す図である。

【００５８】そこで、本実施の形態の送信系では、上記
の特徴を利用して、各サブキャリアに割り当てるビット
数を変えずに、送信シンボルをハーフシンボル化し、伝
送レートの向上を図る。ただし、送信シンボルのハーフ
シンボル化を実施すると、ＯＦＤＭシンボルの直交性が
維持できなくなる。そのため、本実施の形態では、干渉
が発生した場合においても復調できるように、偶数番目
のサブキャリアのパワーを上げ、干渉成分となる奇数番
目のサブキャリアのパワーを下げる。通常、ターボ符号
およびＢＰＳＫを適用した場合、ＳＮＲは、１ｄＢあれ
ば復調できるといわれている。また、ターボ符号および
ＱＰＳＫを適用した場合、ＳＮＲは、３，４ｄＢあれば
復調できるといわれている。

【００５９】なお、図６に示すＳＮＲ_codedは、符号化
を実施した場合の、たとえば、１０^- ⁷を満たすＳＮＲで
ある。ただし、１０^-7を満たしていれば、符号化されて
いなくてもよい。

【００６０】一方、受信系では、最初に、偶数番目のサ
ブキャリアだけを復調し、その後、奇数番目のサブキャ
リアを復調する。具体的にいうと、まず、ＴＥＱ２が、
フィルタリング処理およびＡ／Ｄ変換処理後のディジタ
ル波形（ハーフシンボル化された受信シンボル）に対し
て時間領域の適応等化処理を行う。

【００６１】つぎに、１２８複素ＦＦＴ３が、受け取っ
たシリアルデータをパラレルデータに変換し、当該パラ
レルデータに対してフーリエ変換を実施する。すなわ
ち、ここでは、１２８本のサブキャリアのなかから６４
本の偶数サブキャリアだけを抽出することとなる。通
常、１２８本のサブキャリアをフーリエ変換するため
に、フルの２５６複素ＦＦＴを使用していたが、ここで
は、ハーフシンボル化された受信シンボルの偶数サブキ
ャリアだけをフーリエ変換するため、半分の１２８複素
ＦＦＴを使用している。なお、奇数サブキャリアは、直
交性が維持できなくなりノイズとなる。

【００６２】つぎに、ＦＥＱ４が、抽出された６４本の
偶数サブキャリアに対して周波数領域の適応等化処理を
行い、復号器５が、上記所定の方法（図４（ｂ）参照）
で復号処理を行い、判定後、元の送信データを再生す
る。なお、偶数サブキャリアに割り当てられたデータに
ついては、そのまま出力する。

【００６３】また、受信系では、ＦＥＱ逆変換部６が、
上記偶数サブキャリアに割り当てられたデータに対して
ＦＥＱ逆変換を行い、その後、１２８複素ＩＦＦＴ７
が、ＦＥＱ逆変換後のデータに対して逆高速フーリエ変
換を行い、そして、ＴＥＱ逆変換部８が、逆高速フーリ
エ変換後の偶数サブキャリアの時間波形に対してＴＥＱ
逆変換を行うことで、偶数サブキャリアの波形だけで構
成されたシンボルを生成する（図７（ａ）参照）。

【００６４】つぎに、減算器９が、上記ハーフシンボル
化された受信シンボルから、当該偶数サブキャリアの波
形だけで構成されたシンボル成分を除去し、奇数サブキ
ャリアの波形だけで構成されたシンボル（ハーフシンボ
ル）を抽出する（図７（ｂ）参照）。そして、シンボル
生成部１０が、上記図７（ｂ）に示した奇数サブキャリ
アの特徴を利用して、減算後のシンボルの後ろに、当該
シンボルを複写および反転して生成したシンボルを付加
し、送信系にてハーフシンボル化を実施する前の状態の
シンボルを生成する。

【００６５】最後に、受信系では、ＴＥＱ１１が、上記
奇数サブキャリアの受信シンボル（フルシンボル）に対
して時間領域の適応等化処理を行い、２５６複素ＦＦＴ
１２が、時間領域の適応等化処理後のパラレルデータに
対してフーリエ変換を実施し、ＦＥＱ１３が、抽出され
た６４本の奇数サブキャリアに対して周波数領域の適応
等化処理を行い、復号器１４が、上記所定の方法（図４
（ｂ）参照）で復号処理を行い、判定後、元の送信デー
タを再生する。

【００６６】なお、本実施の形態においては、たとえ
ば、上記復調したデータに誤りが発生した場合、以下に
示す処理を繰り返し実行することで、復調特性を向上さ
せることができる。たとえば、ＦＥＱ逆変換部１５が、
上記奇数サブキャリアに割り当てられたデータに対して
ＦＥＱ逆変換を行い、その後、２５６複素ＩＦＦＴ１６
が、ＦＥＱ逆変換後のデータに対して逆高速フーリエ変
換を行い、そして、ＴＥＱ逆変換部１７が、逆高速フー
リエ変換後の奇数サブキャリアの時間波形に対してＴＥ
Ｑ逆変換を行うことで、奇数サブキャリアの波形だけで
構成されたシンボルを生成する（図７（ａ）参照）。そ
して、減算器１が、受信シンボルから、当該奇数サブキ
ャリアの波形だけで構成されたシンボル成分を除去し、
以降、受信系では、当該シンボル成分除去後の受信シン
ボルを用いて復調処理を行う。

【００６７】このように、本実施の形態においては、送
信側の通信装置が、送信シンボルをハーフシンボル化し
て送信し、受信側の通信装置が、偶数サブキャリアと奇
数サブキャリアを分離し、ハーフシンボル化された偶数
サブキャリアの受信シンボルだけを復調し、その後、当
該偶数サブキャリアのシンボル成分を除去後に、奇数サ
ブキャリアの受信シンボルだけを復調する。これによ
り、時間軸上での圧縮が可能となり、伝送容量を約２倍
に拡大できる。また、本実施の形態においては、奇数サ
ブキャリアの波形だけで構成されたシンボルをフィード
バックし、ノイズ成分となる奇数サブキャリアを受信シ
ンボルから除去できる構成としたため、復調精度を大幅
に向上させることができる。

【００６８】なお、本実施の形態においては、説明の便
宜上、１２８本のサブキャリアを想定したが、これに限
らない。また、上記１２８本以外の場合には、サブキャ
リアの本数に応じて、ＦＦＴおよびＩＦＦＴの数も変更
する。

【００６９】実施の形態２．図８は、本発明にかかる通
信装置の実施の形態２の構成を示す図であり、詳細に
は、図８（ａ）は送信側の構成を示す図であり、図８
（ｂ）は受信側の構成を示す図である。たとえば、実施
の形態１では、送信側の通信装置が、送信シンボルをハ
ーフシンボル化して送信し、受信側の通信装置が、ま
ず、ハーフシンボル化された偶数サブキャリアの受信シ
ンボルだけを復調し、その後、奇数サブキャリアの受信
シンボルだけを復調していた。すなわち、ハーフシンボ
ル化を実現することで伝送レートの向上を図っていた。
本実施の形態においては、実施の形態１の構成に加え
て、すなわち、高伝送レートを維持した状態で、さら
に、直交符号である既知のアダマール系列の特性を用い
て復調精度の向上を図る。

【００７０】図８（ａ）において、６１は送信データを
既知のアダマール系列を用いて拡散する多重化部であ
り、６２はオーダリング部であり、６３は逆高速フーリ
エ変換部であり、６４はＤ／Ａ変換部であり、また、図
８（ｂ）において、７１はＡ／Ｄ変換部であり、７２は
ハーフシンボル復調部であり、７３はデオーダリング部
であり、７４は復調データを既知のアダマール系列を用
いて逆拡散する分割部である。

【００７１】以下、上記のように構成される通信装置の
動作について説明する。まず、送信側では、多重化部６
１が、図６に示すような、隣接する奇数サブキャリアと
サブキャリア（たとえば、サブキャリア＃１とサブキャ
リア＃２，サブキャリア＃３とサブキャリア＃４，…
等）に割り当てられた送信データを、既知のアダマール
系列を用いて拡散し、多重化する。拡散符号として使用
するアダマール系列Ｈは、下記に示す（１）式のように
表すことができる。

【００７２】

【数１】ただし、Ｃ₁およびＣ₂は符号を表し、Ｓ₁およびＳ₂は信
号を表す。

【００７３】多重化部６１では、たとえば、送信データ
ｄ_kを［ｄ_2i-1，ｄ_2i］とした場合、下記に示す（２）
式のように、拡散処理を行う。

【００７４】

【数２】ただし、ｋはｎ個の整数を表し、ｉは（ｎ／２）個の整
数を表し、［ｘ_2i-1，ｘ_2i］は拡散後の送信信号を表
し、式中の１／２は正規化のための係数を表す。

【００７５】したがって、たとえば、送信データが［ｄ
₁＝１，ｄ₂＝−１］であれば、拡散後の送信信号
［ｘ₁，ｘ₂］は［ｘ₁，ｘ₂］＝（１［−１，−１］＋（−１）［−１，１］）／２＝［０，−２］／２＝［０，−１］となる。また、他のサブキャリアについても同様に計算
する。このように、本実施の形態においては、送信デー
タを拡散（多重化）することで、上記隣接するサブキャ
リア（たとえば、サブキャリア＃１とサブキャリア＃
２，サブキャリア＃３とサブキャリア＃４，…に相当）
に割り当てるデータのいずれか一方のエネルギーを０に
する。

【００７６】つぎに、オーダリング部６２では、上記の
ように計算された拡散後の送信信号ｘ₁，ｘ₂，ｘ₃，
ｘ₄，…を各サブキャリアに割り当てる。具体的にいう
と、サブキャリア＃１に０を割り当て、サブキャリア＃
２に−１を割り当てる。

【００７７】最後に、逆高速フーリエ変換部６３では、
各サブキャリアに割り当てられたデータに対して逆高速
フーリエ変換を行い、さらに、実施の形態１と同様に、
送信シンボルのハーフシンボル化を実施し、当該生成さ
れたシンボルをＤ／Ａ変換部６４を介して伝送路上へ送
信する。

【００７８】一方、受信側では、Ａ／Ｄ変換部７１を介
して受信シンボルを受け取ったハーフシンボル復調部７
２が、実施の形態１と同様の手順で、当該受信シンボル
を復調する。なお、Ａ／Ｄ変換部７１については、前述
の実施の形態１における図１と同様の構成であるため、
同一の符号を付してその説明を省略する。ここでは、復
調信号を［ｙ_2i-1，ｙ_2i］と表す。ハーフシンボル復調
部７２では、隣接するサブキャリア（たとえば、サブキ
ャリア＃１とサブキャリア＃２，サブキャリア＃３とサ
ブキャリア＃４，…に相当）の一方のエネルギーが必ず
０であり、偶数キャリアを復調する際のノイズ成分とな
る奇数キャリアが減少しているため、復調特性を大幅に
向上させることができる。

【００７９】つぎに、デオーダリング部７３では、受け
取った復調信号ｙ₁，ｙ₂，ｙ₃，ｙ₄，…を後述の逆拡散
単位に配置する。具体的にいうと、ｙ₁＝０，ｙ₂＝−１
を後述の分割部７４に対して送信し、続けて、ｙ₃，
ｙ₄，…を分割部７４に対して送信する。

【００８０】つぎに、分割部７４では、送信側で拡散
（多重化）した信号ｙ₁，ｙ₂，ｙ₃，ｙ₄，…を既知のア
ダマール系列で逆拡散し、分割する。なお、拡散符号と
して使用するアダマール系列Ｈは、上記（１）と同様の
ものを用いる。

【００８１】具体的にいうと、分割部７４では、たとえ
ば、受信データｙ_kを［ｙ_2i-1，ｙ₂ _i］とした場合、下
記に示す（３）式のように、逆拡散処理を行う。

【００８２】

【数３】

【００８３】したがって、たとえば、受信データが［ｙ
₁＝０，ｙ₂＝−１］であれば、逆拡散後の信号、すなわ
ち元の送信データ［ｄ₁，ｄ₂］はｄ₁＝［０，−１］×［−１，−１］＝１ｄ₂＝［０，−１］×［−１，１］＝−１となる。また、他の送信データについても同様に計算す
る。

【００８４】このように、本実施の形態においては、送
信側が、送信データを拡散（多重化）することで、上記
隣接するサブキャリア（たとえば、サブキャリア＃１と
サブキャリア＃２，サブキャリア＃３とサブキャリア＃
４，…に相当）に割り当てるデータのいずれか一方のエ
ネルギーを０にする。これにより、復調時のノイズ成分
となる奇数キャリアが減少しているため、前述の実施の
形態１と同様の高伝送レートを維持した状態で、復調特
性を大幅に向上させることができる。

【００８５】また、本実施の形態においては、上記のよ
うに復調特性を大幅に向上させることができるため、偶
数番目のサブキャリアのパワーと奇数番目のサブキャリ
アのパワーとの差、すなわち、前記ＳＮＲを、「実施の
形態１のＳＮＲ＞実施の形態２のＳＮＲ」とすることが
できる。

【００８６】

【発明の効果】以上、説明したとおり、本発明によれ
ば、送信側が、送信シンボルをハーフシンボル化して送
信し、受信側が、偶数サブキャリアと奇数サブキャリア
を分離し、最初に、ハーフシンボル化された偶数サブキ
ャリアの受信シンボルだけを復調し、その後、当該偶数
サブキャリアのシンボル成分を除去後に、奇数サブキャ
リアの受信シンボルだけを復調する。これにより、時間
軸上での圧縮が可能となり、伝送レートを大幅に向上さ
せることが可能な通信装置を得ることができる、という
効果を奏する。

【００８７】つぎの発明によれば、奇数番目のサブキャ
リアの波形だけで構成されたシンボルをフィードバック
し、ノイズ成分となる奇数番目のサブキャリアを受信シ
ンボルから除去できる構成としたため、復調精度を大幅
に向上させることが可能な通信装置を得ることができ
る、という効果を奏する。

【００８８】つぎの発明によれば、送信側が、送信デー
タを拡散（多重化）することで、隣接する（２ｉ−１）
番目のサブキャリアと２ｉ番目のサブキャリアに割り当
てるデータのいずれか一方のエネルギーを０にする。こ
れにより、復調時のノイズ成分となる奇数番目のキャリ
アが減少しているため、高伝送レートを維持した状態
で、復調特性を大幅に向上させることが可能な通信装置
を得ることができる、という効果を奏する。

【００８９】つぎの発明によれば、送信シンボルをハー
フシンボル化して送信する構成としたため、伝送レート
を大幅に向上させることが可能な送信機を得ることがで
きる、という効果を奏する。

【００９０】つぎの発明によれば、隣接する（２ｉ−
１）番目のサブキャリアと２ｉ番目のサブキャリアに割
り当てるデータのいずれか一方のエネルギーを０とし、
復調時のノイズ成分を少なくする構成としたため、復調
特性を大幅に向上させることが可能な送信機を得ること
ができる、という効果を奏する。

【００９１】つぎの発明によれば、偶数サブキャリアと
奇数サブキャリアを分離し、最初に、ハーフシンボル化
された偶数サブキャリアの受信シンボルだけを復調し、
その後、当該偶数サブキャリアのシンボル成分を除去後
に、奇数サブキャリアの受信シンボルだけを復調する構
成としたため、伝送レートを大幅に向上させることが可
能な受信機を得ることができる、という効果を奏する。

【００９２】つぎの発明によれば、奇数番目のサブキャ
リアの波形だけで構成されたシンボルをフィードバック
し、ノイズ成分となる奇数番目のサブキャリアを受信シ
ンボルから除去できる構成としたため、復調精度を大幅
に向上させることが可能な受信機を得ることができる、
という効果を奏する。

【００９３】つぎの発明によれば、復調時のノイズ成分
となる奇数番目のキャリアを少なくする構成としたた
め、高伝送レートを維持した状態で、復調特性を大幅に
向上させることが可能な受信機を得ることができる、と
いう効果を奏する。

【００９４】つぎの発明によれば、送信側が、送信シン
ボルをハーフシンボル化して送信し、受信側が、偶数サ
ブキャリアと奇数サブキャリアを分離し、最初に、ハー
フシンボル化された偶数サブキャリアの受信シンボルだ
けを復調し、その後、当該偶数サブキャリアのシンボル
成分を除去後に、奇数サブキャリアの受信シンボルだけ
を復調する。これにより、時間軸上での圧縮が可能とな
り、伝送レートを大幅に向上させることが可能な通信方
法を得ることができる、という効果を奏する。

【００９５】つぎの発明によれば、奇数番目のサブキャ
リアの波形だけで構成されたシンボルをフィードバック
し、ノイズ成分となる奇数番目のサブキャリアを受信シ
ンボルから除去できる構成としたため、復調精度を大幅
に向上させることが可能な通信方法を得ることができ
る、という効果を奏する。

【００９６】つぎの発明によれば、送信側が、送信デー
タを拡散（多重化）することで、隣接する（２ｉ−１）
番目のサブキャリアと２ｉ番目のサブキャリアに割り当
てるデータのいずれか一方のエネルギーを０にする。こ
れにより、復調時のノイズ成分となる奇数番目のキャリ
アが減少しているため、高伝送レートを維持した状態
で、復調特性を大幅に向上させることが可能な通信方法
を得ることができる、という効果を奏する。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明にかかる通信装置の実施の形態１の構
成を示す図である。

【図２】ＤＭＴ変復調方式を採用する通信装置の送信
系の全体構成例を示す図である。

【図３】ＤＭＴ変復調方式を採用する通信装置の受信
系の全体構成例を示す図である。

【図４】本発明にかかる通信装置で使用される符号器
および復号器の構成を示す図である。

【図５】ターボ符号器の構成例を示す図である。

【図６】１２８本のサブキャリアを示す図である。

【図７】各サブキャリアの波形およびその合成波形を
示す図である。

【図８】本発明にかかる通信装置の実施の形態２の構
成を示す図である。

【符号の説明】

１減算器、２タイムドメインイコライザ部（ＴＥ
Ｑ）、３高速フーリエ変換部（１２８複素ＦＦＴ）、
４周波数ドメインイコライザ部（ＦＥＱ）、５復号
器、６ＦＥＱ逆変換部、７逆高速フーリエ変換部
（１２８複素ＩＦＦＴ）、８ＴＥＱ逆変換部、９減
算器、１０シンボル生成部、１１ＴＥＱ、１２
は、高速フーリエ変換部（２５６複素ＦＦＴ）、１３
ＦＥＱ、１４復号器、１５ＦＥＱ逆変換部、１６逆
高速フーリエ変換部（２５６複素ＩＦＦＴ）、１７Ｔ
ＥＱ逆変換部、２１ターボ符号器、２２第１の復号
器、２３，２７加算器、２４，２５，３６，３７イ
ンタリーバ、２６第２の復号器、２８デインタリー
バ、２９第１の判定器、３０第１のＲ／Ｓデコー
ダ、３１第２の判定器、３２第２のＲ／Ｓデコー
ダ、３３第３の判定器、３５第１の再帰的組織畳込
み符号化器、３８第２の再帰的組織畳込み符号化器、
４１マルチプレックス／シンクコントロール、４２，
４３サイクリックリダンダンシィチェック（ＣＲ
Ｃ）、４４，４５フォワードエラーコレクション（Ｆ
ＥＣ）、４６インタリーブ、４７，４８レートコン
バータ、４９トーンオーダリング、５０コンスタレ
ーションエンコーダ／ゲインスケーリング、５１逆高
速フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）、５２インプットパラ
レル／シリアルバッファ、５３アナログプロセッシン
グ／ディジタル−アナログコンバータ、６１多重化
部、６２オーダリング部、６３逆高速フーリエ変換
部、６４Ｄ／Ａ変換部、７１Ａ／Ｄ変換部、７２ハ
ーフシンボル復調部、７３デオーダリング部、７４
分割部、１４１アナログプロセッシング／アナログ−
ディジタルコンバータ、１４２タイムドメインイコラ
イザ（ＴＥＣ）、１４３インプットシリアル／パラレル
バッファ、１４４高速フーリエ変換部（ＦＦＴ）、１
４５周波数ドメインイコライザ（ＦＥＣ）、１４６
コンスタレーションエンコーダ／ゲインスケーリング、
１４７トーンオーダリング、１４８，１４９レート
コンバータ、１５０デインタリーブ、１５１，１５２
フォワードエラーコレクション、１５３，１５４サ
イクリックリダンダンシィチェック（ＣＲＣ）、１５５
マルチプレックス／シンクコントロール。

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】マルチキャリア変復調方式を採用する通
信装置において、送信シンボルをハーフシンボル化し、偶数番目のサブキ
ャリアと復調時に干渉成分となる奇数番目のサブキャリ
アとの間に所定の電力差を持たせた状態で、通信を行う
送信手段と、ハーフシンボル化された受信シンボルに対して偶数番目
のサブキャリアを抽出するための所定のフーリエ変換を
行い、当該サブキャリアに割り当てられたデータを復調
し、一方で、前記偶数番目のサブキャリアに割り当てられた
データに対して逆フーリエ変換を行い、偶数番目のサブ
キャリアの時間波形によって構成された第１のシンボル
を生成し、つぎに、前記受信シンボルから前記第１のシンボル成分
を除去し、奇数番目のサブキャリアの時間波形によって
構成された第２のシンボルを生成し、前記第２のシンボ
ルの後ろに当該シンボルを複写および反転したシンボル
を付加することで第３のシンボルを生成し、最後に、前記第３のシンボルに対して奇数番目のサブキ
ャリアを抽出するための所定のフーリエ変換を行い、当
該サブキャリアに割り当てられたデータを復調する受信
手段と、を備えることを特徴とする通信装置。
【請求項２】さらに、前記受信手段は、前記奇数番目のサブキャリアに割り当てられたデータに
対して逆フーリエ変換を行い、奇数番目のサブキャリア
の時間波形によって構成された第４のシンボルを生成
し、その後、前記受信シンボルから当該第４のシンボル
成分を除去し、以降、当該第４のシンボル成分除去後の
受信シンボルを用いて復調処理を行うことを特徴とする
請求項１に記載の通信装置。
【請求項３】さらに、前記送信手段は、隣接する（２ｉ−１）番目のサブキャリアと２ｉ番目の
サブキャリアに割り当てられた送信データを所定の拡散
符号で拡散（多重化）し、拡散後の信号に対して逆フー
リエ変換を行うことで前記送信シンボルを生成し、さらに、受信手段は、前記復調データを前記拡散符号で逆拡散（分離）し、前
記隣接する（２ｉ−１）番目のサブキャリアと２ｉ番目
のサブキャリアに割り当てられた元の送信データを再生
することを特徴とする請求項１または２に記載の通信装
置。
【請求項４】マルチキャリア変復調方式を採用する送
信機として動作する通信装置において、送信シンボルを
ハーフシンボル化し、さらに、偶数番目のサブキャリア
と復調時に干渉成分となる奇数番目のサブキャリアとの間に所
定の電力差を持たせた状態で、通信を行う送信手段、を備えることを特徴とする通信装置。
【請求項５】さらに、隣接する（２ｉ−１）番目のサ
ブキャリアと２ｉ番目のサブキャリアに割り当てられた
送信データを所定の拡散符号で拡散（多重化）する多重
化手段、を備え、前記送信手段は、拡散後の信号に対して逆フーリエ変換
を行うことで前記送信シンボルを生成することを特徴と
する請求項４に記載の通信装置。
【請求項６】マルチキャリア変復調方式を採用する受
信機として動作する通信装置において、ハーフシンボル化された受信シンボルに対して偶数番目
のサブキャリアを抽出するための所定のフーリエ変換を
行い、当該サブキャリアに割り当てられたデータを復調
する第１の復調手段と、前記偶数番目のサブキャリアに割り当てられたデータに
対して逆フーリエ変換を行い、偶数番目のサブキャリア
の時間波形によって構成された第１のシンボルを生成す
る第１のシンボル生成手段と、前記受信シンボルから前記第１のシンボル成分を除去
し、奇数番目のサブキャリアの時間波形によって構成さ
れた第２のシンボルを生成する第２のシンボル生成手段
と、前記第２のシンボルの後ろに当該シンボルを複写および
反転したシンボルを付加することで第３のシンボルを生
成する第３のシンボル生成手段と、前記第３のシンボルに対して奇数番目のサブキャリアを
抽出するための所定のフーリエ変換を行い、当該サブキ
ャリアに割り当てられたデータを復調する第２の復調手
段と、を備えることを特徴とする通信装置。
【請求項７】さらに、前記奇数番目のサブキャリアに
割り当てられたデータに対して逆フーリエ変換を行い、
奇数番目のサブキャリアの時間波形によって構成された
第４のシンボルを生成する第４のシンボル生成手段と、前記受信シンボルから前記第４のシンボル成分を除去す
る除去手段と、を備え、以降、当該第４のシンボル成分除去後の受信シンボルを
用いて復調処理を行うことを特徴とする請求項６に記載
の通信装置。
【請求項８】さらに、前記復調データを前記拡散符号
で逆拡散（分離）し、隣接する（２ｉ−１）番目のサブ
キャリアと２ｉ番目のサブキャリアに割り当てられた元
の送信データを再生する分離手段、を備えることを特徴とする請求項６または７に記載の通
信装置。
【請求項９】マルチキャリア変復調方式を採用する通
信方法にあっては、送信シンボルをハーフシンボル化し、偶数番目のサブキ
ャリアと復調時に干渉成分となる奇数番目のサブキャリ
アとの間に所定の電力差を持たせた状態で、通信を行う
送信ステップと、ハーフシンボル化された受信シンボルに対して偶数番目
のサブキャリアを抽出するための所定のフーリエ変換を
行い、当該サブキャリアに割り当てられたデータを復調
する第１の復調ステップと、前記偶数番目のサブキャリアに割り当てられたデータに
対して逆フーリエ変換を行い、偶数番目のサブキャリア
の時間波形によって構成された第１のシンボルを生成す
る第１のシンボル生成ステップと、つぎに、前記受信シンボルから前記第１のシンボル成分
を除去し、奇数番目のサブキャリアの時間波形によって
構成された第２のシンボルを生成する第２のシンボル生
成ステップと、前記第２のシンボルの後ろに当該シンボルを複写および
反転したシンボルを付加することで第３のシンボルを生
成する第３のシンボル生成ステップと、前記第３のシンボルに対して奇数番目のサブキャリアを
抽出するための所定のフーリエ変換を行い、当該サブキ
ャリアに割り当てられたデータを復調する第２の復調手
段と、を含むことを特徴とする通信方法。
【請求項１０】さらに、前記奇数番目のサブキャリア
に割り当てられたデータに対して逆フーリエ変換を行
い、奇数番目のサブキャリアの時間波形によって構成さ
れた第４のシンボルを生成する第４のシンボル生成手段
と、前記受信シンボルから当該第４のシンボル成分を除去す
る除去ステップと、を含み、以降、当該第４のシンボル成分除去後の受信シンボルを
用いて復調処理を行うことを特徴とする請求項９に記載
の通信方法。
【請求項１１】さらに、隣接する（２ｉ−１）番目のサブキャリアと２ｉ番目の
サブキャリアに割り当てられた送信データを所定の拡散
符号で拡散（多重化）し、拡散後の信号に対して逆フー
リエ変換を行うことで前記送信シンボルを生成する多重
化ステップと、前記復調データを前記拡散符号で逆拡散（分離）し、前
記隣接する（２ｉ−１）番目のサブキャリアと２ｉ番目
のサブキャリアに割り当てられた元の送信データを再生
する分離ステップと、を含むことを特徴とする請求項９または１０に記載の通
信方法。