JP2001211098A - 移動体通信機 - Google Patents
移動体通信機Info
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- JP2001211098A JP2001211098A JP2000352553A JP2000352553A JP2001211098A JP 2001211098 A JP2001211098 A JP 2001211098A JP 2000352553 A JP2000352553 A JP 2000352553A JP 2000352553 A JP2000352553 A JP 2000352553A JP 2001211098 A JP2001211098 A JP 2001211098A
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- Transceivers (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【課題】 大規模集積化に適したダイレクトコンバージ
ョン方式を適用した送受信機において、部品点数を削減
しつつ、高速データ通信に対応できる移動体通信機を実
現する。 【解決手段】 フィルタ数を削減するためダイレクトコ
ンバージョン受信を用いる。また、分周器を利用して受
信機と送信機にＲＦ帯の局部発振信号を供給することに
より、ＶＣＯ数を削減する。受信機用の局部発振信号生
成には分周比固定の分周器を用い、送信機用の局部発振
信号生成には分周比の切り替えが可能な分周器を用い
る。次に、高速データ通信に対応するために、ベースバ
ンド信号用の可変利得増幅器に直流オフセット電圧検出
手段と、直流オフセット校正手段を設け、オフセット校
正用の帰還ループ内にフィルタを介在させないことで高
速に直流オフセットを校正する。
ョン方式を適用した送受信機において、部品点数を削減
しつつ、高速データ通信に対応できる移動体通信機を実
現する。 【解決手段】 フィルタ数を削減するためダイレクトコ
ンバージョン受信を用いる。また、分周器を利用して受
信機と送信機にＲＦ帯の局部発振信号を供給することに
より、ＶＣＯ数を削減する。受信機用の局部発振信号生
成には分周比固定の分周器を用い、送信機用の局部発振
信号生成には分周比の切り替えが可能な分周器を用い
る。次に、高速データ通信に対応するために、ベースバ
ンド信号用の可変利得増幅器に直流オフセット電圧検出
手段と、直流オフセット校正手段を設け、オフセット校
正用の帰還ループ内にフィルタを介在させないことで高
速に直流オフセットを校正する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、部品点数を低減で
きる移動体通信機に係り、特に大規模集積化に適したダ
イレクトコンバージョン方式を適用した送受信機に関す
るものである。
きる移動体通信機に係り、特に大規模集積化に適したダ
イレクトコンバージョン方式を適用した送受信機に関す
るものである。
【０００２】
【従来の技術】移動体通信機の爆発的な普及につれ、小
型、低コスト化への要求が強まっている。そのため、Ｖ
ＣＯ（電圧制御形発振器）や、フィルタ数を低減し、集
積度を上げた集積回路の適用が望まれている。送受信機
の従来例としては瀧川等によりアイ、イー、イー、イ
ー、１９９９年、第２５回、欧州集積回路会議予稿集２
７８頁から２８１頁に発表された「ＧＳＭ、ＤＣＳ１８
００向けデュアルバンドトランシーバＩＣ高周波技術
」(K. Takikawa et. al. RF Circuits Technique ofDu
al-Band Transceiver IC for GSM and DCS1800 applica
tions, IEEE 25th European Solid-State Circuits Con
ference pp. 278-281, 1999)狽ェ挙げられる。構成図を
図１０（ａ）に示す。（１０１６）が集積回路で、他の
構成部品（１００１〜１０１５）は外付けとなる。本従
来例は９００ＭＨｚ帯と１．８ＧＨｚ帯の２つの周波数
帯に対応するものである。また、受信機としてスーパー
ヘテロダイン方式を適用し、送信機にはオフセットＰＬ
Ｌ方式を採用している。スーパーヘテロダイン受信機で
は、帯域外妨害波を抑圧するＲＦ（高周波）フィルタ
（１００１，１００２）２個と、周波数変換に伴うイメ
ージ周波数帯の妨害波を取り除くイメージ除去フィルタ
（１００３，１００４）２個と、受信チャネル近傍の妨
害波を除去するＩＦ（中間周波）フィルタ（１００５）
が必要になる。また９００ＭＨｚ帯と１．８ＧＨｚ帯の
２つの周波数帯に対応するため局部発振器（１００６，
１００７）が２個必要となる。
型、低コスト化への要求が強まっている。そのため、Ｖ
ＣＯ（電圧制御形発振器）や、フィルタ数を低減し、集
積度を上げた集積回路の適用が望まれている。送受信機
の従来例としては瀧川等によりアイ、イー、イー、イ
ー、１９９９年、第２５回、欧州集積回路会議予稿集２
７８頁から２８１頁に発表された「ＧＳＭ、ＤＣＳ１８
００向けデュアルバンドトランシーバＩＣ高周波技術
」(K. Takikawa et. al. RF Circuits Technique ofDu
al-Band Transceiver IC for GSM and DCS1800 applica
tions, IEEE 25th European Solid-State Circuits Con
ference pp. 278-281, 1999)狽ェ挙げられる。構成図を
図１０（ａ）に示す。（１０１６）が集積回路で、他の
構成部品（１００１〜１０１５）は外付けとなる。本従
来例は９００ＭＨｚ帯と１．８ＧＨｚ帯の２つの周波数
帯に対応するものである。また、受信機としてスーパー
ヘテロダイン方式を適用し、送信機にはオフセットＰＬ
Ｌ方式を採用している。スーパーヘテロダイン受信機で
は、帯域外妨害波を抑圧するＲＦ（高周波）フィルタ
（１００１，１００２）２個と、周波数変換に伴うイメ
ージ周波数帯の妨害波を取り除くイメージ除去フィルタ
（１００３，１００４）２個と、受信チャネル近傍の妨
害波を除去するＩＦ（中間周波）フィルタ（１００５）
が必要になる。また９００ＭＨｚ帯と１．８ＧＨｚ帯の
２つの周波数帯に対応するため局部発振器（１００６，
１００７）が２個必要となる。
【０００３】外付け部品点数を削減できる受信方式に、
ダイレクトコンバージョン方式がある。ダイレクトコン
バージョン受信機の従来例としてはアイ、イー、イー、
イー、１９９７年、ＶＬＳＩ回路シンポジウム予稿集１
１３頁から１１４頁に発表された「９００ＭＨｚダイレ
クトコンバージョン受信機」（Behzad Razavi, "A 900-
MHz CMOS Direct Conversion Receiver," IEEE Symposi
um on VLSI Circuits,pp. 113-114, 1997）が挙げられ
る。構成図を図１０（ｂ）に示す。原理的にイメージ応
答が存在しないので、ダイレクトコンバージョン方式に
はイメージ除去フィルタが不要である。また、ＩＦフィ
ルタはＩＣに集積化されたフィルタで代用できるため不
要となる。本実施例では、ＶＣＯ（１０２５）は受信機
の入力周波数の２倍の周波数で発振し、その周波数は１
８５０〜１９２０ＭＨｚである。この受信機をＧＳＭ，
ＤＣＳ１８００のデュアルバンド受信機に適用する場
合、ＶＣＯ（１０２５）は１８５０〜１９２０ＭＨｚ
（ＧＳＭ）と３６１０〜３７６０ＭＨｚ（ＤＣＳ１８０
０）で発振する必要がある。しかし、これらの周波数帯
を１つのＶＣＯでカバーするのは困難でありＶＣＯは２
個必要となる。
ダイレクトコンバージョン方式がある。ダイレクトコン
バージョン受信機の従来例としてはアイ、イー、イー、
イー、１９９７年、ＶＬＳＩ回路シンポジウム予稿集１
１３頁から１１４頁に発表された「９００ＭＨｚダイレ
クトコンバージョン受信機」（Behzad Razavi, "A 900-
MHz CMOS Direct Conversion Receiver," IEEE Symposi
um on VLSI Circuits,pp. 113-114, 1997）が挙げられ
る。構成図を図１０（ｂ）に示す。原理的にイメージ応
答が存在しないので、ダイレクトコンバージョン方式に
はイメージ除去フィルタが不要である。また、ＩＦフィ
ルタはＩＣに集積化されたフィルタで代用できるため不
要となる。本実施例では、ＶＣＯ（１０２５）は受信機
の入力周波数の２倍の周波数で発振し、その周波数は１
８５０〜１９２０ＭＨｚである。この受信機をＧＳＭ，
ＤＣＳ１８００のデュアルバンド受信機に適用する場
合、ＶＣＯ（１０２５）は１８５０〜１９２０ＭＨｚ
（ＧＳＭ）と３６１０〜３７６０ＭＨｚ（ＤＣＳ１８０
０）で発振する必要がある。しかし、これらの周波数帯
を１つのＶＣＯでカバーするのは困難でありＶＣＯは２
個必要となる。
【０００４】ダイレクトコンバージョン受信機の広く知
られた欠点は、直流オフセット電圧である。これは、ミ
キサ（１０１９，１０２０）の入力信号と局発発振信号
の周波数が等しいために生じる。例えば、局発発振信号
が入力信号の入力端子にリークすると局発発振信号同士
の掛け算が生じて直流オフセット電圧が発生する。直流
オフセット電圧を校正する方式の従来例としてはアイ、
イー、イー、イー、１９９５年、半導体素子回路ジャー
ナル１３９９頁から１４１０頁に発表された「デジタル
通信向けダイレクトコンバージョントランシーバ」（As
ad A. Abidi et. al., "Direct-Conversion Radio Tran
sceivers for Digital Communications," IEEE Journal
of Solid-State Circuits, pp. 1399-1410, vol. 30,
no. 12,Dec.,1995）が挙げられる。構成図を図１１に示
す。可変利得増幅器（１１０１，１１０３，１１０５）
と低域通過フィルタ（１１０２，１１０４）からなる可
変利得増幅器の出力直流オフセット電圧は、ＤＳＰ（１
１０６）で検知される。その情報に基づいてＤＳＰ（１
１０６）は、低域通過フィルタ（１１０１）の入力に直
流オフセット電圧校正信号を出力する。
られた欠点は、直流オフセット電圧である。これは、ミ
キサ（１０１９，１０２０）の入力信号と局発発振信号
の周波数が等しいために生じる。例えば、局発発振信号
が入力信号の入力端子にリークすると局発発振信号同士
の掛け算が生じて直流オフセット電圧が発生する。直流
オフセット電圧を校正する方式の従来例としてはアイ、
イー、イー、イー、１９９５年、半導体素子回路ジャー
ナル１３９９頁から１４１０頁に発表された「デジタル
通信向けダイレクトコンバージョントランシーバ」（As
ad A. Abidi et. al., "Direct-Conversion Radio Tran
sceivers for Digital Communications," IEEE Journal
of Solid-State Circuits, pp. 1399-1410, vol. 30,
no. 12,Dec.,1995）が挙げられる。構成図を図１１に示
す。可変利得増幅器（１１０１，１１０３，１１０５）
と低域通過フィルタ（１１０２，１１０４）からなる可
変利得増幅器の出力直流オフセット電圧は、ＤＳＰ（１
１０６）で検知される。その情報に基づいてＤＳＰ（１
１０６）は、低域通過フィルタ（１１０１）の入力に直
流オフセット電圧校正信号を出力する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】上記の様に、ダイレク
トコンバージョン受信機は外付けフィルタ数を削減する
ことができる。しかし、図１０（ａ）のＧＳＭ，ＤＣＳ
１８００デュアルバンド送受信機でスーパーへテロダイ
ン受信機の代わりにダイレクトコンバージョン受信機を
使用すると、局発発信器の数が増加してしまう問題があ
る。なぜなら、局発発振周波数として送信機では１１５
０〜１１８５ＭＨｚ（ＧＳＭ），１５７５〜１６５０Ｍ
Ｈｚ（ＤＣＳ１８００）が、受信機では１８５０〜１９
２０ＭＨｚ（ＧＳＭ）,３６１０〜３７６０ＭＨｚ（Ｄ
ＣＳ１８００）が必要で、１つのＶＣＯで複数の帯域を
カバーするのは困難だからである。さらなるコスト削減
のため、ＶＣＯ数を削減することが第１の課題となる。
トコンバージョン受信機は外付けフィルタ数を削減する
ことができる。しかし、図１０（ａ）のＧＳＭ，ＤＣＳ
１８００デュアルバンド送受信機でスーパーへテロダイ
ン受信機の代わりにダイレクトコンバージョン受信機を
使用すると、局発発信器の数が増加してしまう問題があ
る。なぜなら、局発発振周波数として送信機では１１５
０〜１１８５ＭＨｚ（ＧＳＭ），１５７５〜１６５０Ｍ
Ｈｚ（ＤＣＳ１８００）が、受信機では１８５０〜１９
２０ＭＨｚ（ＧＳＭ）,３６１０〜３７６０ＭＨｚ（Ｄ
ＣＳ１８００）が必要で、１つのＶＣＯで複数の帯域を
カバーするのは困難だからである。さらなるコスト削減
のため、ＶＣＯ数を削減することが第１の課題となる。
【０００６】また、ＧＳＭシステムで高速データ通信を
実現するＧＰＲＳ（ＧｅｎｅｒａｌＰａｃｋｅｔ Ｒａ
ｄｉｏ Ｓｅｒｖｉｃｅ）では受信または送信に複数の
スロットが割り当てられる。そのため高速な直流オフセ
ット電圧校正が要求される。また、直流オフセット電圧
校正は動作フレーム毎に行う必要がある。まず高速なオ
フセット校正の必要性から図４を用いて説明する。ＧＳ
Ｍの１フレームは８スロットから構成され、１スロット
の時間は５７７μｓｅｃである。直流オフセット電圧校
正にとって厳しい条件、すなわち受信（ＲＸ）に４スロ
ット、送信（ＴＸ）に１スロット割り当てられた場合を
想定する。送信スロットＴＸ１’はスロット７に割り当
てられるが、基地局への伝播遅延を考慮してスロット７
から２３７μｓｅｃ前のＴＸ１のタイミングで送信され
る。また、送受信以外に約５００μｓｅｃのモニタ期間
とＰＬＬの同期期間が必要である。ＰＬＬ同期期間に１
５０μｓｅｃ程度かかるとすると、送受信回路が動作せ
ず直流オフセット電圧校正を行える時間は、１１５４−
５００−２３７−１５０*２＝１１７μｓｅｃとなり、
高速なＤＣオフセット校正が要求される。
実現するＧＰＲＳ（ＧｅｎｅｒａｌＰａｃｋｅｔ Ｒａ
ｄｉｏ Ｓｅｒｖｉｃｅ）では受信または送信に複数の
スロットが割り当てられる。そのため高速な直流オフセ
ット電圧校正が要求される。また、直流オフセット電圧
校正は動作フレーム毎に行う必要がある。まず高速なオ
フセット校正の必要性から図４を用いて説明する。ＧＳ
Ｍの１フレームは８スロットから構成され、１スロット
の時間は５７７μｓｅｃである。直流オフセット電圧校
正にとって厳しい条件、すなわち受信（ＲＸ）に４スロ
ット、送信（ＴＸ）に１スロット割り当てられた場合を
想定する。送信スロットＴＸ１’はスロット７に割り当
てられるが、基地局への伝播遅延を考慮してスロット７
から２３７μｓｅｃ前のＴＸ１のタイミングで送信され
る。また、送受信以外に約５００μｓｅｃのモニタ期間
とＰＬＬの同期期間が必要である。ＰＬＬ同期期間に１
５０μｓｅｃ程度かかるとすると、送受信回路が動作せ
ず直流オフセット電圧校正を行える時間は、１１５４−
５００−２３７−１５０*２＝１１７μｓｅｃとなり、
高速なＤＣオフセット校正が要求される。
【０００７】次に、フレーム毎にオフセット校正を行う
必要性について図５を用いて説明する。図５に、ミキサ
の出力直流オフセット電圧の受信周波数依存性を測るた
めの測定回路とその測定結果を示す。測定結果から、出
力直流オフセット電圧には周波数依存性があることが分
かる。したがって、ＧＳＭ,ＤＣＳ１８００の様に通話
中の受信周波数が固定でなく、受信帯域内で周波数ホッ
ピングするシステムでは、前もって直流オフセット電圧
を予見することは困難である。したがって、動作フレー
ム毎に直流オフセット電圧を校正する必要がある。
必要性について図５を用いて説明する。図５に、ミキサ
の出力直流オフセット電圧の受信周波数依存性を測るた
めの測定回路とその測定結果を示す。測定結果から、出
力直流オフセット電圧には周波数依存性があることが分
かる。したがって、ＧＳＭ,ＤＣＳ１８００の様に通話
中の受信周波数が固定でなく、受信帯域内で周波数ホッ
ピングするシステムでは、前もって直流オフセット電圧
を予見することは困難である。したがって、動作フレー
ム毎に直流オフセット電圧を校正する必要がある。
【０００８】実施例（図１１）の方式はオフセット校正
用の帰還ループ内にフィルタが介在するため高速なオフ
セット校正が困難で高速データ通信に不向きである。し
たがって、高速データ通信に適した高速なオフセット校
正方式の実現が第２の課題である。
用の帰還ループ内にフィルタが介在するため高速なオフ
セット校正が困難で高速データ通信に不向きである。し
たがって、高速データ通信に適した高速なオフセット校
正方式の実現が第２の課題である。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記第１の課題を実現す
るために、本発明では１つのＶＣＯから分周器を利用し
て受信機と送信機にＲＦ帯の局部発振信号を供給する。
受信機用の局部発振信号生成には分周比固定の分周器を
用い、送信機用の局部発振信号生成には分周比の切り替
えが可能な分周器を用いる。
るために、本発明では１つのＶＣＯから分周器を利用し
て受信機と送信機にＲＦ帯の局部発振信号を供給する。
受信機用の局部発振信号生成には分周比固定の分周器を
用い、送信機用の局部発振信号生成には分周比の切り替
えが可能な分周器を用いる。
【００１０】上記第２の課題を実現するために、本発明
ではベースバンド信号用の可変利得増幅器に直流オフセ
ット電圧検出手段と、直流オフセット校正手段を設け、
オフセット校正用の帰還ループ内にフィルタを介在させ
ないことで高速に直流オフセットを校正する。
ではベースバンド信号用の可変利得増幅器に直流オフセ
ット電圧検出手段と、直流オフセット校正手段を設け、
オフセット校正用の帰還ループ内にフィルタを介在させ
ないことで高速に直流オフセットを校正する。
【００１１】
【発明の実施の形態】本発明の第１の実施形態を図１を
用いて説明する。ここではアプリケーションとして欧州
セルラ電話ＧＳＭ（９００ＭＨｚ帯）、ＤＣＳ１８００
（１８００ＭＨｚ帯）に対応する例を用いる。
用いて説明する。ここではアプリケーションとして欧州
セルラ電話ＧＳＭ（９００ＭＨｚ帯）、ＤＣＳ１８００
（１８００ＭＨｚ帯）に対応する例を用いる。
【００１２】受信機にはＲＦ信号を直接ベースバンド信
号に変換するダイレクトコンバージョン方式を適用し、
送信機には従来例ですでに示したオフセットＰＬＬ方式
を採用している。受信機は低雑音増幅器（１０１，１０
２）、ミキサ（１０３，１０４）、可変利得低域通過フ
ィルタ（１３９）から構成される。ミキサでは信号周波
数をＲＦ帯からベースバンド帯へ変換するとともに、si
n成分とcos成分に分離する復調も同時に行う。このため
ミキサ（１０３，１０４）に９０°位相の異なる局部発
振信号を加える必要があり、分周器（１０５,１１５）
を用いて生成する。局部発振信号は、ＶＣＯ（１１１）
とＰＬＬ（１１２）でＰＬＬループを組むことで発生さ
せる。ＶＣＯ（１１１）として３６００ＭＨｚ帯発振の
ものを用いれば、分周器（１１５）の出力は１８００Ｍ
Ｈｚ帯となりＤＣＳ１８００用の局部発振信号を得る。
また、分周器（１１６）を分周器（１０５）の前段に配
置することで、分周器（１０５）の出力周波数は９００
ＭＨｚ帯となり、ＧＳＭ用局部発振信号を得る。ミキサ
（１０３,１０４）の出力ベースバンド信号は可変利得
低域通過フィルタ（１３９）に入力され、レベル調整と
妨害波除去が行われる。可変利得低域通過フィルタ（１
３９）は、低域通過フィルタ（１０６,１０７,１３７,
１３８）と可変利得増幅器（１０８,１０９）から構成
される。また、可変利得低域通過フィルタ（１３９）出
力での直流オフセット電圧を抑圧するため、直流オフセ
ット電圧検出手段と直流オフセット校正手段をもった直
流オフセット電圧校正回路（１１０）を設ける。
号に変換するダイレクトコンバージョン方式を適用し、
送信機には従来例ですでに示したオフセットＰＬＬ方式
を採用している。受信機は低雑音増幅器（１０１，１０
２）、ミキサ（１０３，１０４）、可変利得低域通過フ
ィルタ（１３９）から構成される。ミキサでは信号周波
数をＲＦ帯からベースバンド帯へ変換するとともに、si
n成分とcos成分に分離する復調も同時に行う。このため
ミキサ（１０３，１０４）に９０°位相の異なる局部発
振信号を加える必要があり、分周器（１０５,１１５）
を用いて生成する。局部発振信号は、ＶＣＯ（１１１）
とＰＬＬ（１１２）でＰＬＬループを組むことで発生さ
せる。ＶＣＯ（１１１）として３６００ＭＨｚ帯発振の
ものを用いれば、分周器（１１５）の出力は１８００Ｍ
Ｈｚ帯となりＤＣＳ１８００用の局部発振信号を得る。
また、分周器（１１６）を分周器（１０５）の前段に配
置することで、分周器（１０５）の出力周波数は９００
ＭＨｚ帯となり、ＧＳＭ用局部発振信号を得る。ミキサ
（１０３,１０４）の出力ベースバンド信号は可変利得
低域通過フィルタ（１３９）に入力され、レベル調整と
妨害波除去が行われる。可変利得低域通過フィルタ（１
３９）は、低域通過フィルタ（１０６,１０７,１３７,
１３８）と可変利得増幅器（１０８,１０９）から構成
される。また、可変利得低域通過フィルタ（１３９）出
力での直流オフセット電圧を抑圧するため、直流オフセ
ット電圧検出手段と直流オフセット校正手段をもった直
流オフセット電圧校正回路（１１０）を設ける。
【００１３】外付け構成部品を減らすため、送信機でも
受信機と同じＶＣＯ（１１１）を用いる。送信機で用い
るＩＦ周波数（ｆＩＦ）の決め方を以下に説明する。ア
ンテナ（１３６）で受信する受信周波数をｆｒG（ＧＳ
Ｍ）とｆｒD（ＤＣＳ１８００）、送信する送信周波数
をｆｔG（ＧＳＭ）とｆｔD（ＤＣＳ１８００）とする。
前述の様に、ＶＣＯ（１１１）の発振周波数はＧＳＭ受
信周波数の４倍、ＤＣＳ１８００受信周波数の２倍だか
ら、ＶＣＯ（１１１）の発振周波数は、４・ｆｒG＝２
・ｆｒDと表すことができる。この発振周波数をｍ分周
（ＧＳＭ）、ｎ分周（ＤＣＳ１８００）した信号をオフ
セットＰＬＬのミキサ（１２６）の局部発振信号として
用いると、ＧＳＭ時のＩＦ周波数ｆＩＦGは数式１の様
に表せる。
受信機と同じＶＣＯ（１１１）を用いる。送信機で用い
るＩＦ周波数（ｆＩＦ）の決め方を以下に説明する。ア
ンテナ（１３６）で受信する受信周波数をｆｒG（ＧＳ
Ｍ）とｆｒD（ＤＣＳ１８００）、送信する送信周波数
をｆｔG（ＧＳＭ）とｆｔD（ＤＣＳ１８００）とする。
前述の様に、ＶＣＯ（１１１）の発振周波数はＧＳＭ受
信周波数の４倍、ＤＣＳ１８００受信周波数の２倍だか
ら、ＶＣＯ（１１１）の発振周波数は、４・ｆｒG＝２
・ｆｒDと表すことができる。この発振周波数をｍ分周
（ＧＳＭ）、ｎ分周（ＤＣＳ１８００）した信号をオフ
セットＰＬＬのミキサ（１２６）の局部発振信号として
用いると、ＧＳＭ時のＩＦ周波数ｆＩＦGは数式１の様
に表せる。
【００１４】
【数１】
【００１５】同様にＤＣＳ１８００時のＩＦ周波数ｆＩ
ＦDは数式２の様に表せる。
ＦDは数式２の様に表せる。
【００１６】
【数２】
【００１７】ここで、ｆｒG＝９２５ＭＨｚ, ｆｔG＝８
８０ＭＨｚ, ｆｒD＝１８０５ＭＨｚ,ｆｔD＝１７１０
ＭＨｚとする。ｍに対してをｆＩＦGを計算したものを
図１２に、ｎに対してｆＩＦDを計算したものを図１３
に示す。分周には２分周器を用いるので、ｍ,ｎとして
２のｉ乗（ｉは正の整数）を用いた。ＩＦ周波数生成の
ためのＶＣＯを１個にするにはｍ,ｎは自由に選ぶこと
はできず、ｆＩＦGとｆＩＦDはほぼ等しい必要がある。
または、２分周器を使用した場合は、ｆＩＦGとｆＩＦD
の比が２のｊ乗（ｊは正の整数）にほぼ等しければよ
い。ここで、ほぼ等しいとは、２つの周波数が正確に一
致しなくてもそれら２つがＶＣＯの発振周波数範囲に含
まれていればよいという意味である。図１２、図１３に
おいて、上記条件を満たすｍとｎの組み合わせは、例え
ば、（ｍ,ｎ）＝（２,１）や（４,２）である。このｍ,
ｎの組み合わせから、消費電力や不要スプリアス信号発
生の有無等を考慮に入れて最終的にをｆＩＦを決定す
る。本実施例では（ｍ,ｎ）＝（４,２）としてある。分
周器（１１７,１１８）と切り替えスイッチ（１２１）
をＶＣＯ（１１１）後段に設け、ＧＳＭ時にはＶＣＯ
（１１１）出力周波数を４分周、ＤＣＳ１８００時には
２分周する様に制御する。次に、ＶＣＯ（１１４）の発
振周波数は、消費電力やＩＣに内蔵する受動素子の規模
等によって決定される。本実施例では発振周波数を３０
０ＭＨｚ帯とし、ＶＣＯ（１１４）後段に分周器（１１
９,１２０）と切り替えスイッチ（１２２）を設けるこ
とで、ＧＳＭ時には８分周、ＤＣＳ１８００時には４分
周してｆＩＦG＝４５ＭＨｚ、ｆＩＦD＝９５ＭＨｚが生
成される。
８０ＭＨｚ, ｆｒD＝１８０５ＭＨｚ,ｆｔD＝１７１０
ＭＨｚとする。ｍに対してをｆＩＦGを計算したものを
図１２に、ｎに対してｆＩＦDを計算したものを図１３
に示す。分周には２分周器を用いるので、ｍ,ｎとして
２のｉ乗（ｉは正の整数）を用いた。ＩＦ周波数生成の
ためのＶＣＯを１個にするにはｍ,ｎは自由に選ぶこと
はできず、ｆＩＦGとｆＩＦDはほぼ等しい必要がある。
または、２分周器を使用した場合は、ｆＩＦGとｆＩＦD
の比が２のｊ乗（ｊは正の整数）にほぼ等しければよ
い。ここで、ほぼ等しいとは、２つの周波数が正確に一
致しなくてもそれら２つがＶＣＯの発振周波数範囲に含
まれていればよいという意味である。図１２、図１３に
おいて、上記条件を満たすｍとｎの組み合わせは、例え
ば、（ｍ,ｎ）＝（２,１）や（４,２）である。このｍ,
ｎの組み合わせから、消費電力や不要スプリアス信号発
生の有無等を考慮に入れて最終的にをｆＩＦを決定す
る。本実施例では（ｍ,ｎ）＝（４,２）としてある。分
周器（１１７,１１８）と切り替えスイッチ（１２１）
をＶＣＯ（１１１）後段に設け、ＧＳＭ時にはＶＣＯ
（１１１）出力周波数を４分周、ＤＣＳ１８００時には
２分周する様に制御する。次に、ＶＣＯ（１１４）の発
振周波数は、消費電力やＩＣに内蔵する受動素子の規模
等によって決定される。本実施例では発振周波数を３０
０ＭＨｚ帯とし、ＶＣＯ（１１４）後段に分周器（１１
９,１２０）と切り替えスイッチ（１２２）を設けるこ
とで、ＧＳＭ時には８分周、ＤＣＳ１８００時には４分
周してｆＩＦG＝４５ＭＨｚ、ｆＩＦD＝９５ＭＨｚが生
成される。
【００１８】スプリアスの問題を更に具体的に説明す
る。図１７，１８にＩＦ周波数を固定し、局部発振周波
数を変化させた場合のスプリアスを示す。図１７，１８
はＧＳＭ、ＤＣＳ１８００に対応し、送信信号を送信用
発振器（１２８、１２４）から発生させたた場合に、Ｉ
Ｆ周波数の整数倍（ｍ倍）と、局部発振周波数の差によ
って生じるスプリアスを示したものである。ここでfIF
はＩＦ周波数、fVCOは送信周波数を示す。各欄に記入し
た数値はスプリアス信号と送信周波数の差をＭＨｚの単
位で示したものである。ハッチをかけた部分は１０ＭＨ
ｚ以内の近傍にスプリアスが発生する場合で、送信機の
ループフィルタ（１２７）で除去するのが困難なもので
ある。図１７，１８より判るようにＩＦ周波数を１つに
固定すると、送信帯域内でスプリアスが送信周波数の近
傍に現れる領域を避けることが困難であり、ＩＦ周波数
を送信周波数に応じて変化させることの有効性が理解さ
れる。例えば図１７に示すＧＳＭの例では、８８０ＭＨ
ｚから８８８ＭＨｚまで４５ＭＨｚのＩＦ周波数を選
び、８８８ＭＨｚから９１４ＭＨｚまで４６ＭＨｚのＩ
Ｆ周波数を選ぶとスプリアスを回避できる。
る。図１７，１８にＩＦ周波数を固定し、局部発振周波
数を変化させた場合のスプリアスを示す。図１７，１８
はＧＳＭ、ＤＣＳ１８００に対応し、送信信号を送信用
発振器（１２８、１２４）から発生させたた場合に、Ｉ
Ｆ周波数の整数倍（ｍ倍）と、局部発振周波数の差によ
って生じるスプリアスを示したものである。ここでfIF
はＩＦ周波数、fVCOは送信周波数を示す。各欄に記入し
た数値はスプリアス信号と送信周波数の差をＭＨｚの単
位で示したものである。ハッチをかけた部分は１０ＭＨ
ｚ以内の近傍にスプリアスが発生する場合で、送信機の
ループフィルタ（１２７）で除去するのが困難なもので
ある。図１７，１８より判るようにＩＦ周波数を１つに
固定すると、送信帯域内でスプリアスが送信周波数の近
傍に現れる領域を避けることが困難であり、ＩＦ周波数
を送信周波数に応じて変化させることの有効性が理解さ
れる。例えば図１７に示すＧＳＭの例では、８８０ＭＨ
ｚから８８８ＭＨｚまで４５ＭＨｚのＩＦ周波数を選
び、８８８ＭＨｚから９１４ＭＨｚまで４６ＭＨｚのＩ
Ｆ周波数を選ぶとスプリアスを回避できる。
【００１９】本実施例では送信機のミキサ回路（１２
６）に印加される局部発振信号が受信帯域内に存在す
る。図１６に本実施例の送信部を拡大して示す。（２３
０９）で示す経路を通じて受信帯域内に有る局部発振信
号は漏洩し、後段の増幅器により増幅され放射される。
ＧＳＭのスプリアスのほうしゃに関する規格を図１９に
まとめる。受信帯域のスプリアスは、５点に限り-36 dB
m以下のスプリアスが許容されるが、原則として-79dBm/
100kHzに抑圧することが望まれる。図２０にこれまでの
実施例で説明したＶＣＯの発振周波数をまとめる。ＤＣ
Ｓ1800の受信用帯域（２７０１）と送信用帯域（２７０
３）は一致しており、ＧＳＭの受信用帯域（２７０２）
と送信用帯域（２７０４）も同様に一致している。これ
をずらせる為図２１のような周波数配置を考える。ＤＣ
Ｓ1800の受信用帯域（２７０１）とずらせた送信用帯域
（２７０５）は重なることなく、送信時に受信帯域内の
周波数を持つ局部発振漏洩は回避できる。ＧＳＭについ
ても同様である。
６）に印加される局部発振信号が受信帯域内に存在す
る。図１６に本実施例の送信部を拡大して示す。（２３
０９）で示す経路を通じて受信帯域内に有る局部発振信
号は漏洩し、後段の増幅器により増幅され放射される。
ＧＳＭのスプリアスのほうしゃに関する規格を図１９に
まとめる。受信帯域のスプリアスは、５点に限り-36 dB
m以下のスプリアスが許容されるが、原則として-79dBm/
100kHzに抑圧することが望まれる。図２０にこれまでの
実施例で説明したＶＣＯの発振周波数をまとめる。ＤＣ
Ｓ1800の受信用帯域（２７０１）と送信用帯域（２７０
３）は一致しており、ＧＳＭの受信用帯域（２７０２）
と送信用帯域（２７０４）も同様に一致している。これ
をずらせる為図２１のような周波数配置を考える。ＤＣ
Ｓ1800の受信用帯域（２７０１）とずらせた送信用帯域
（２７０５）は重なることなく、送信時に受信帯域内の
周波数を持つ局部発振漏洩は回避できる。ＧＳＭについ
ても同様である。
【００２０】次に、本発明に係る受信機の第２の実施形
態について説明する。
態について説明する。
【００２１】受信機は、低雑音増幅器（１０２）、ミキ
サ（１０４）、分周器（１０５）、低域通過フィルタ
（１０６,１３７）、可変利得増幅器（１０８,２０
１）、直流オフセット電圧校正回路（１１０,２０６）
及びデコーダ（２０５）から構成される。また、低雑音
増幅器は負荷抵抗（２０７）、トランジスタ（２０８）
及び容量（２０９）から構成され、直流オフセット電圧
校正回路（１１０）はデジタルアナログ変換器ＤＡＣ
（２０２）、アナログデジタル変換器ＡＤＣ（２０３）
及び制御回路（２０４）から構成される。ミキサ（１０
４）は、ミキサ（２１０，２０６）から構成される。
サ（１０４）、分周器（１０５）、低域通過フィルタ
（１０６,１３７）、可変利得増幅器（１０８,２０
１）、直流オフセット電圧校正回路（１１０,２０６）
及びデコーダ（２０５）から構成される。また、低雑音
増幅器は負荷抵抗（２０７）、トランジスタ（２０８）
及び容量（２０９）から構成され、直流オフセット電圧
校正回路（１１０）はデジタルアナログ変換器ＤＡＣ
（２０２）、アナログデジタル変換器ＡＤＣ（２０３）
及び制御回路（２０４）から構成される。ミキサ（１０
４）は、ミキサ（２１０，２０６）から構成される。
【００２２】可変利得増幅器（１０８）の出力直流電圧
はＡＤＣ（２０３）でデジタル信号に変換され制御回路
（２０４）へ入力される。制御回路（２０４）で、可変
利得増幅器（１０８）出力での直流オフセット電圧が計
測され、直流オフセット電圧を校正するための校正信号
が出力される。該校正信号はＤＡＣ（２０２）でデジタ
ル信号からアナログ信号に変換され、ＤＡＣ（２０２）
出力信号により可変利得増幅器（１０８）の直流オフセ
ット電圧が校正される。また、直流オフセット電圧校正
回路（１１０）はデコーダ（２０５）により選択され、
選択された回路だけが動作を行う。この様に、可変利得
増幅器と直流オフセット電圧校正回路からなる帰還ルー
プ内にフィルタが介在しないためフィルタでの遅延がな
くなり高速なオフセット校正が実現できる。ここでＡＤ
Ｃのビット数は１ビットつまり単純な比較器を適用する
ことも可能である。
はＡＤＣ（２０３）でデジタル信号に変換され制御回路
（２０４）へ入力される。制御回路（２０４）で、可変
利得増幅器（１０８）出力での直流オフセット電圧が計
測され、直流オフセット電圧を校正するための校正信号
が出力される。該校正信号はＤＡＣ（２０２）でデジタ
ル信号からアナログ信号に変換され、ＤＡＣ（２０２）
出力信号により可変利得増幅器（１０８）の直流オフセ
ット電圧が校正される。また、直流オフセット電圧校正
回路（１１０）はデコーダ（２０５）により選択され、
選択された回路だけが動作を行う。この様に、可変利得
増幅器と直流オフセット電圧校正回路からなる帰還ルー
プ内にフィルタが介在しないためフィルタでの遅延がな
くなり高速なオフセット校正が実現できる。ここでＡＤ
Ｃのビット数は１ビットつまり単純な比較器を適用する
ことも可能である。
【００２３】本発明に係る可変利得増幅器と直流オフセ
ット電圧校正回路の第３の実施形態について図３を用い
て説明する。
ット電圧校正回路の第３の実施形態について図３を用い
て説明する。
【００２４】可変利得増幅器は、抵抗（３０７，３０
８,３１２）とトランジスタ（３０９，３１０，３１
１）から構成される。トランジスタ（３０９，３１０）
のベースに入力電圧が入力され、コレクタから出力電圧
が出力される。利得は、例えば、トランジスタ（３１
１）のベース電圧により制御することができる。ＤＡＣ
（３１３）は、トランジスタ（３０１，３０２，３０
３）と抵抗（３０４，３０５，３０６）から構成され
る。制御回路（２０４）の出力をトランジスタ（３０
１，３０２，３０３）のベースに接続しているので、制
御回路（２０４）でトランジスタ（３０１，３０２，３
０３）のコレクタ直流電流を制御することができる。該
コレクタ直流電流はトランジスタ（３０９）のコレクタ
電流と足し合わされ抵抗（３０７）で電圧に変換され
る。今、直流オフセット電圧ΔＶ（＝Ｖ2−Ｖ1）がある
とする。抵抗（３０７，３０８）の抵抗値がＲL、ＤＡ
Ｃ（３１３）の出力直流電流をＩDAC1、ＤＡＣ（３１
４）の出力直流電流をＩDAC2で表すことにする。この
時、数式３の関係が成り立つ様に制御回路（２０４）は
ＤＡＣ（３１３，３１４）を制御する。
８,３１２）とトランジスタ（３０９，３１０，３１
１）から構成される。トランジスタ（３０９，３１０）
のベースに入力電圧が入力され、コレクタから出力電圧
が出力される。利得は、例えば、トランジスタ（３１
１）のベース電圧により制御することができる。ＤＡＣ
（３１３）は、トランジスタ（３０１，３０２，３０
３）と抵抗（３０４，３０５，３０６）から構成され
る。制御回路（２０４）の出力をトランジスタ（３０
１，３０２，３０３）のベースに接続しているので、制
御回路（２０４）でトランジスタ（３０１，３０２，３
０３）のコレクタ直流電流を制御することができる。該
コレクタ直流電流はトランジスタ（３０９）のコレクタ
電流と足し合わされ抵抗（３０７）で電圧に変換され
る。今、直流オフセット電圧ΔＶ（＝Ｖ2−Ｖ1）がある
とする。抵抗（３０７，３０８）の抵抗値がＲL、ＤＡ
Ｃ（３１３）の出力直流電流をＩDAC1、ＤＡＣ（３１
４）の出力直流電流をＩDAC2で表すことにする。この
時、数式３の関係が成り立つ様に制御回路（２０４）は
ＤＡＣ（３１３，３１４）を制御する。
【００２５】
【数３】
【００２６】本発明に係る可変利得増幅器の第４の実施
形態について図６を用いて説明する。図６（ａ）に直流
オフセット電圧のない理想的な可変利得増幅器（６０
３）と可変利得増幅器（６０３）の入力換算直流オフセ
ット電圧源（６０６）を示す。この場合、オフセット電
圧を抑圧する手段がないので出力端子（６０４,６０
５）の間にはオフセット電圧源（６０６）の出力電圧が
可変利得増幅器（６０３）の利得倍されたオフセットが
発生する。次に、本発明に係る第３の実施例である、切
り替えスイッチ（６０７,６０８）を可変利得増幅器
（６０３）の入出力に接続した構成を図６（ｂ,ｃ）に
示す。切り替えスイッチ（６０７,６０８）の接続関係
が図６（ｂ）と（ｃ）で逆になっているため、入出力端
子間の接続関係は維持しつつオフセット電圧源（６０
６）出力電圧の伝わる出力端子は逆になる。したがっ
て、上記に示した切り替えスイッチ（６０７，６０８）
の切り替えを周期的に行えば、オフセット電圧源（６０
６）の出力電圧は出力端子（６０４）と（６０５）に同
じ時間発生することになり、出力端子間のオフセット電
圧は０になる。
形態について図６を用いて説明する。図６（ａ）に直流
オフセット電圧のない理想的な可変利得増幅器（６０
３）と可変利得増幅器（６０３）の入力換算直流オフセ
ット電圧源（６０６）を示す。この場合、オフセット電
圧を抑圧する手段がないので出力端子（６０４,６０
５）の間にはオフセット電圧源（６０６）の出力電圧が
可変利得増幅器（６０３）の利得倍されたオフセットが
発生する。次に、本発明に係る第３の実施例である、切
り替えスイッチ（６０７,６０８）を可変利得増幅器
（６０３）の入出力に接続した構成を図６（ｂ,ｃ）に
示す。切り替えスイッチ（６０７,６０８）の接続関係
が図６（ｂ）と（ｃ）で逆になっているため、入出力端
子間の接続関係は維持しつつオフセット電圧源（６０
６）出力電圧の伝わる出力端子は逆になる。したがっ
て、上記に示した切り替えスイッチ（６０７，６０８）
の切り替えを周期的に行えば、オフセット電圧源（６０
６）の出力電圧は出力端子（６０４）と（６０５）に同
じ時間発生することになり、出力端子間のオフセット電
圧は０になる。
【００２７】本発明に係る受信機の第５の実施形態につ
いて図７を用いて説明する。本実施例は、第２の実施例
において、可変利得増幅器（２０１）と直流オフセット
電圧校正回路（２０６）の代わりに第３の実施例で示し
た可変利得増幅器（６０９）を用い、可変利得増幅器
（６０９）後段に低域通過フィルタ（７０２）とバッフ
ァアンプ（７０１）を接続したことを特徴とする受信機
である。
いて図７を用いて説明する。本実施例は、第２の実施例
において、可変利得増幅器（２０１）と直流オフセット
電圧校正回路（２０６）の代わりに第３の実施例で示し
た可変利得増幅器（６０９）を用い、可変利得増幅器
（６０９）後段に低域通過フィルタ（７０２）とバッフ
ァアンプ（７０１）を接続したことを特徴とする受信機
である。
【００２８】本発明に係る受信機の第６の実施形態につ
いて図８を用いて説明する。本実施例は、第２の実施例
において、低域通過フィルタ（１４０）と可変利得増幅
器（２０１）の間にスイッチ（８０１）を接続したこと
を特徴とする受信機である。直流オフセット電圧校正時
には、スイッチ（８０１）をオンにして可変利得増幅器
（２０１）の入力を短絡し、校正時以外にはスイッチ
（８０１）をオフにする。校正時にスイッチ（８０１）
をオンにすることで、可変利得増幅器（２０１）は前段
からの直流オフセット電圧の影響を受けずに校正を行う
ことができる。
いて図８を用いて説明する。本実施例は、第２の実施例
において、低域通過フィルタ（１４０）と可変利得増幅
器（２０１）の間にスイッチ（８０１）を接続したこと
を特徴とする受信機である。直流オフセット電圧校正時
には、スイッチ（８０１）をオンにして可変利得増幅器
（２０１）の入力を短絡し、校正時以外にはスイッチ
（８０１）をオフにする。校正時にスイッチ（８０１）
をオンにすることで、可変利得増幅器（２０１）は前段
からの直流オフセット電圧の影響を受けずに校正を行う
ことができる。
【００２９】本発明に係る移動体通信機の第７の実施形
態について図９を用いて説明する。本実施例は、第１の
実施例にベースバンド回路（９０１）を追加したことを
特徴とする移動体通信機である。（９０７）には、第１
の実施例においてアンテナ（１３９）とＩＣに内蔵され
る回路（１４３）以外のすべての回路が含まれる。ベー
スバンド回路（９０１）では、受信ベースバンド信号
（９０２，９０３）から音声信号への変換や、音声信号
から送信ベースバンド信号（９０５，９０６）への変換
等の信号処理を行う。さらに、ベースバンド回路（９０
１）は、回路（１４３）での直流オフセット電圧の校正
を開始するタイミングを決めるＤＣオフセットキャンセ
ル開始信号（９０４）を出力し、回路（１４３）に入力
する。この開始信号は受信機が信号を受信開始する前に
送られ、信号を受信する前に（１４３）の回路で発生す
る直流オフセットを除去する。
態について図９を用いて説明する。本実施例は、第１の
実施例にベースバンド回路（９０１）を追加したことを
特徴とする移動体通信機である。（９０７）には、第１
の実施例においてアンテナ（１３９）とＩＣに内蔵され
る回路（１４３）以外のすべての回路が含まれる。ベー
スバンド回路（９０１）では、受信ベースバンド信号
（９０２，９０３）から音声信号への変換や、音声信号
から送信ベースバンド信号（９０５，９０６）への変換
等の信号処理を行う。さらに、ベースバンド回路（９０
１）は、回路（１４３）での直流オフセット電圧の校正
を開始するタイミングを決めるＤＣオフセットキャンセ
ル開始信号（９０４）を出力し、回路（１４３）に入力
する。この開始信号は受信機が信号を受信開始する前に
送られ、信号を受信する前に（１４３）の回路で発生す
る直流オフセットを除去する。
【００３０】本発明に係る移動体通信機の第８の実施形
態について図１４を用いて説明する。フィルタ（１４
０）の容量（１４０３）と抵抗（１４０４，１４０５）
の間にスイッチ（１４０１，１４０２）を挿入し、直流
オフセット校正時の時定数を小さくする。これによりフ
ィルタ（１４０）での伝搬遅延を短縮できるので図８に
示す入力短絡用スイッチ（８０１）を使うことなく高速
で直流オフセット校正が出来る。また、各増幅器（１０
８，２０１）が図３に示すようにバイポーラトランジス
タで構成された場合は、フィルタ抵抗（１４０４，１４
０５）を介してベースバイアスが行われる。このため、
ベース電流ばらつき、フィルタ抵抗ばらつきによるバイ
アスオフセットも含めて直流オフセット電圧を校正でき
る。これに対して、短絡用スイッチ（８０１）を用いる
第６の実施例では該バイアスオフセットを校正できな
い。また、直流オフセットを前段から順に除去すると、
残留誤差は後段の直流オフセット校正機能が除去するた
め、より高精度の直流オフセット除去が達成できる。
態について図１４を用いて説明する。フィルタ（１４
０）の容量（１４０３）と抵抗（１４０４，１４０５）
の間にスイッチ（１４０１，１４０２）を挿入し、直流
オフセット校正時の時定数を小さくする。これによりフ
ィルタ（１４０）での伝搬遅延を短縮できるので図８に
示す入力短絡用スイッチ（８０１）を使うことなく高速
で直流オフセット校正が出来る。また、各増幅器（１０
８，２０１）が図３に示すようにバイポーラトランジス
タで構成された場合は、フィルタ抵抗（１４０４，１４
０５）を介してベースバイアスが行われる。このため、
ベース電流ばらつき、フィルタ抵抗ばらつきによるバイ
アスオフセットも含めて直流オフセット電圧を校正でき
る。これに対して、短絡用スイッチ（８０１）を用いる
第６の実施例では該バイアスオフセットを校正できな
い。また、直流オフセットを前段から順に除去すると、
残留誤差は後段の直流オフセット校正機能が除去するた
め、より高精度の直流オフセット除去が達成できる。
【００３１】本発明に係る移動体通信機の第９の実施形
態について図１５を用いて説明する。第８の実施例の様
にフィルタの伝搬遅延を低減した場合は、直流オフセッ
ト電圧校正のための帰還ループ内にフィルタを介在でき
るの。そのため、第８の実施例に比べてＡＤＣの数を削
減でき回路規模を低減出来る。
態について図１５を用いて説明する。第８の実施例の様
にフィルタの伝搬遅延を低減した場合は、直流オフセッ
ト電圧校正のための帰還ループ内にフィルタを介在でき
るの。そのため、第８の実施例に比べてＡＤＣの数を削
減でき回路規模を低減出来る。
【００３２】
【発明の効果】本発明により従来のスーパーヘテロダイ
ン形受信機を適用した場合に比べ、外付けフィルタ３
個、外付けＶＣＯ１個削減することができる。さらにダ
イレクトコンバージョン受信機で問題となる直流オフセ
ット電圧を高速で除去する方式をとることで、部品点数
を削減しつつ、高速パケット伝送モードにも対応できる
移動体通信機を実現できる。
ン形受信機を適用した場合に比べ、外付けフィルタ３
個、外付けＶＣＯ１個削減することができる。さらにダ
イレクトコンバージョン受信機で問題となる直流オフセ
ット電圧を高速で除去する方式をとることで、部品点数
を削減しつつ、高速パケット伝送モードにも対応できる
移動体通信機を実現できる。
【図１】本発明の第１の実施形態を示す移動体通信機構
成図。
成図。
【図２】本発明の移動体通信機の受信機部分構成図。
【図３】本発明の受信機の直流オフセットを除去する回
路の詳細図。
路の詳細図。
【図４】ＧＳＭ規格における動作タイミング図。
【図５】ミキサ回路の発生する直流オフセット電圧測定
方法と測定結果を示す図。
方法と測定結果を示す図。
【図６】本発明に適用できるチョッパ形増幅器動作原理
図。
図。
【図７】本発明の受信機部分にチョッパ形増幅器を適用
した場合の実施形態。
した場合の実施形態。
【図８】本発明の受信機に係る前段回路の影響なしに可
変利得増幅器の直オフセット電圧校正を行う回路の構成
図。
変利得増幅器の直オフセット電圧校正を行う回路の構成
図。
【図９】直流オフセット除去のためのタイミング信号が
ベースバンド回路から与えられることを示す図面。
ベースバンド回路から与えられることを示す図面。
【図１０】（ａ）従来のスーパーヘテロダイン方式を適
用した移動体通信機構成図。（ｂ）従来のダイレクトコ
ンバージョン受信機構成図。
用した移動体通信機構成図。（ｂ）従来のダイレクトコ
ンバージョン受信機構成図。
【図１１】従来の直流オフセット電圧校正手法。
【図１２】ＧＳＭ動作時の送信機ＩＦ周波数を示す図。
【図１３】ＤＣＳ１８００動作時の送信機ＩＦ周波数を
示す図。
示す図。
【図１４】フィルタ容量を切り離し直流オフセット除去
動作を加速する方法を示す図。
動作を加速する方法を示す図。
【図１５】フィルタ容量を切り離し直流オフセット除去
回路を簡略化する方法を示す図。
回路を簡略化する方法を示す図。
【図１６】ＧＳＭ／ＤＣＳ１８００デュアルバンド送信
回路を示す図。
回路を示す図。
【図１７】ＧＳＭ送信時スプリアス一覧を示す図。
【図１８】ＤＣＳ１８００送信時スプリアス一覧を示す
図。
図。
【図１９】ＧＳＭスプリアス規格を示す図。
【図２０】送信、受信の局部発振周波数帯が一致したＶ
ＣＯ発振周波数配置を示す図。
ＣＯ発振周波数配置を示す図。
【図２１】送信、受信の局部発振周波数帯が重ならない
ＶＣＯ発振周波数配置を示す図。
ＶＣＯ発振周波数配置を示す図。
１０１、 １０２ 低雑音増幅器 １０３、 １０４、 １２３、 １２６、 ２０６、 ２１
０、 １０１９、 １０２０ ミキサ １０５、 １１５、 １１６、 １１７、 １１８、 １１
９、 １２０、 １３９分周器 １０６、 １０７、 １２７、 １３１、 １３２、 １３
７、 １３８、 ７０２、１０１２、 １０１３, １０２
１、 １０２２、 １１０１、 １１０３、 １１０５ 低
域通過フィルタ １０８、 １０９、 ２０１、 ６０３、 １１０２、 １
１０４ 可変利得増幅器 １１０ 直流オフセット電圧校正回路 １１１、 １１４、 １２８、 １２９、 １００６、 １
００７、 １００８、 １００９ ＶＣＯ １１２、 １１３ ＰＬＬ １２１、 １２２ 切り替えスイッチ １２７ 位相比較器 １３０、 １０１０、 １０１１ 電力増幅器 １３３、 １３４、 １００１、 １００２、 １００３、
１００４、 １００５帯域通過フィルタ １３５、 １０１４ アンテナスイッチ １３６、 １０１５ アンテナ １３９ 可変利得低域通過フィルタ １４０、 １０１６ IC内蔵回路 ２０２ ＤＡＣ ２０３ ＡＤＣ ２０５ デコーダ ７０１ バッファアンプ ８０１、 １４０１、 １４０２、 スイッチ ９０１ ベースバンド回路 １４０３ 容量 １４０４、 １４０５ 抵抗 ２３０１、 ２３０２、 ２３０５、 ２３０６ リミッ
タ増幅器 ２３０３、 ２３０４、 ２３０７、 ２３０８ 低域通
過フィルタ ２３０９ 送信用局部発振信号漏洩経路 ２７０１、 ２７０２ 受信時ＶＣＯ発振周波数帯 ２７０３、 ２７０４、 ２７０５、 ２７０６ 送信時
ＶＣＯ発振周波数。
０、 １０１９、 １０２０ ミキサ １０５、 １１５、 １１６、 １１７、 １１８、 １１
９、 １２０、 １３９分周器 １０６、 １０７、 １２７、 １３１、 １３２、 １３
７、 １３８、 ７０２、１０１２、 １０１３, １０２
１、 １０２２、 １１０１、 １１０３、 １１０５ 低
域通過フィルタ １０８、 １０９、 ２０１、 ６０３、 １１０２、 １
１０４ 可変利得増幅器 １１０ 直流オフセット電圧校正回路 １１１、 １１４、 １２８、 １２９、 １００６、 １
００７、 １００８、 １００９ ＶＣＯ １１２、 １１３ ＰＬＬ １２１、 １２２ 切り替えスイッチ １２７ 位相比較器 １３０、 １０１０、 １０１１ 電力増幅器 １３３、 １３４、 １００１、 １００２、 １００３、
１００４、 １００５帯域通過フィルタ １３５、 １０１４ アンテナスイッチ １３６、 １０１５ アンテナ １３９ 可変利得低域通過フィルタ １４０、 １０１６ IC内蔵回路 ２０２ ＤＡＣ ２０３ ＡＤＣ ２０５ デコーダ ７０１ バッファアンプ ８０１、 １４０１、 １４０２、 スイッチ ９０１ ベースバンド回路 １４０３ 容量 １４０４、 １４０５ 抵抗 ２３０１、 ２３０２、 ２３０５、 ２３０６ リミッ
タ増幅器 ２３０３、 ２３０４、 ２３０７、 ２３０８ 低域通
過フィルタ ２３０９ 送信用局部発振信号漏洩経路 ２７０１、 ２７０２ 受信時ＶＣＯ発振周波数帯 ２７０３、 ２７０４、 ２７０５、 ２７０６ 送信時
ＶＣＯ発振周波数。
フロントページの続き (72)発明者 堀田 正生 東京都小平市上水本町五丁目20番１号 株 式会社日立製作所半導体グループ内 (72)発明者 本郷 豊彦 東京都小平市上水本町五丁目20番１号 株 式会社日立製作所半導体グループ内 (72)発明者 山脇 大造 東京都国分寺市東恋ケ窪一丁目280番地 株式会社日立製作所中央研究所内 (72)発明者 笠原 真澄 東京都小平市上水本町五丁目20番１号 株 式会社日立製作所半導体グループ内 (72)発明者 瀧川 久美子 東京都国分寺市東恋ケ窪一丁目280番地 株式会社日立製作所中央研究所内
Claims (13)
- 【請求項１】第１のＶＣＯと、該第１のＶＣＯの出力に
接続された第１と第２の分周器と、該第１の分周器の出
力信号と第１のＲＦ信号とが入力される第１のミキサ
と、該第２の分周器の出力信号と第２のＲＦ信号とが入
力される第２のミキサと、を含む受信回路と、 該第１のＶＣＯの出力に接続された第１の分周比と第２
の分周比を切り替える手段を有する第３の分周器と、第
２のＶＣＯと、該第２のＶＣＯの出力に接続された第３
と第４の分周比を切り替える手段を有する第４の分周器
と、該第４の分周器の出力信号とベースバンド信号とが
入力される第３のミキサと、該第３の分周器の出力信号
を用いて該第３のミキサの出力信号を周波数変換する周
波数変換回路と、を含む送信機と、を有することを特徴
とする送受信機。 - 【請求項２】請求項１記載の送受信機において、該第１
の分周器の分周比が２で、該第２の分周器の分周比が４
であることを特徴とする送受信機。 - 【請求項３】請求項２記載の送受信機において、該第１
のＲＦ信号の周波数をｆｒｆ１、該第２のＲＦ信号の周
波数をｆｒｆ２、該周波数変換回路の第１と第２の出力
周波数をそれぞれｆｔｘ１、ｆｔｘ２とするとき、該第
１の分周比ｍと該第２の分周比ｎは、該第２のＶＣＯの
発振可能な周波数範囲内で、該第４の分周器の分周比を
切り替えることで該第３のミキサ出力周波数を｜（２・
ｆｒｆ１）/ｎ−ｆｔｘ１｜と｜（４・ｆｒｆ２）/ｍー
ｆｔｘ２｜にすることができるという条件を満たすこと
を特徴とする送受信機。 - 【請求項４】請求項３記載の送受信機において、該周波
数変換回路は、位相比較器と、第１の低域通過フィルタ
と、第３と第４のＶＣＯと、第４のミキサを有し、該位
相比較器は該第３のミキサ出力信号と該第４のミキサ出
力信号の位相差に比例した信号を出力し、該第１の低域
通過フィルタは該位相比較器の出力に接続され、該第３
と第４のＶＣＯは該第１の低域通過フィルタの出力に接
続され、該第４のミキサは該第３もしくは第４のＶＣＯ
出力信号と該第３の分周器出力信号をミキシングするＰ
ＬＬを用いた周波数変換回路であることを特徴とする送
受信機。 - 【請求項５】ベースバンド信号が入力される可変利得低
域通過フィルタと、該低域通過フィルタの直流オフセッ
ト電圧を校正する手段をもったオフセット電圧校正回路
を有し、該可変利得低域通過フィルタは、複数の可変利
得増幅器と複数の低域通過フィルタから構成されること
を特徴とする送受信機。 - 【請求項６】請求項５記載の送受信機において、該オフ
セット電圧校正回路は、該可変利得増幅器出力信号が入
力されるＡＤＣと、該ＡＤＣ出力信号から該可変利得増
幅器の直流オフセット電圧を検知し該直流オフセット電
圧を校正する信号を出力する制御回路と、該制御回路出
力信号が入力され該可変利得増幅器に信号を出力するＤ
ＡＣとから構成されることを特徴とする送受信機。 - 【請求項７】請求項６記載の送受信機において、該可変
利得増幅器は、互いのエミッタが接続した第１と第２の
トランジスタと、該第１のトランジスタのコレクタと電
源に接続した第１の抵抗と、該第２のトランジスタのコ
レクタと該電源に接続した第２の抵抗と、該エミッタに
接続した可変電流源から構成され、信号が該第１と第２
のトランジスタのベースから入力され、コレクタから信
号が出力されることを特徴とする可変利得増幅器であ
り、該ＤＡＣは、第３のトランジスタと、該第３のトラ
ンジスタのエミッタとグランドに接続した第３の抵抗か
ら構成される電圧電流変換回路を複数有し、該第３のト
ランジスタのコレクタは、該第１のトランジスタのコレ
クタと接続し、該第３のトランジスタのベースは該制御
回路の出力に接続することを特徴とする送受信機。 - 【請求項８】請求項６記載の送受信機において、該可変
利得低域通過フィルタは差動回路により構成され、該可
変利得増幅器のうち少なくとも１つの可変利得増幅器の
第１と第２の入力端子の間に第１のスイッチが接続さ
れ、スイッチ切り替え制御により該第１のスイッチは短
絡状態または開放状態になることを特徴とする送受信
機。 - 【請求項９】請求項６記載の送受信機において、該可変
利得低域通過フィルタは差動回路により構成され、該低
域通過フィルタのうち少なくとも１つの第１の低域通過
フィルタは、第２と第３のスイッチと第１の容量を含
み、該第２のスイッチは該第１の低域通過フィルタの第
１の信号線と該第１の容量に接続され、該第３のスイッ
チは該第１の低域通過フィルタの第２の信号線と該第１
の容量に接続され、該第２と第３のスイッチは、スイッ
チ切り替え制御により同期して短絡状態または開放状態
になることを特徴とする送受信機。 - 【請求項１０】請求項９記載の送受信機において、該第
１の低域通過フィルタの前段に接続される第１の可変利
得増幅器の直流オフセット電圧を校正する制御回路は、
第１のＤＡＣと第１の制御回路から構成され、該第１の
制御回路は、該第１の低域通過フィルタの後段に接続さ
れる第２の可変利得増幅器の直流オフセット電圧を校正
する制御回路と同一であることを特徴とする送受信機。 - 【請求項１１】請求項５記載の送受信機において、該可
変利得低域通過フィルタは差動回路により構成され、該
可変利得増幅器のうち少なくとも１つを第３と第４の入
力端子と第１と第２の出力端子を有するチョッパ型増幅
器に換えたことを特徴とする送受信機であって、該チョ
ッパ型増幅器は、第５と第６の入力端子と第３と第４の
出力端子をもつ第３の可変利得増幅器と、第４のスイッ
チと、第５のスイッチを有し、該第４と第５のスイッチ
の切り替え制御により、該第３の入力端子と該第５の入
力端子、該第４の入力端子と該第６の入力端子、該第１
の出力端子と該第３の出力端子、該第２の出力端子と該
第４の出力端子が接続する第１の状態と、該第３の入力
端子と該第６の入力端子、該第４の入力端子と該第５の
入力端子、該第１の出力端子と該第４の出力端子、該第
２の出力端子と該第３の出力端子が接続する第２の状態
を切り替えることが可能であり、該第１と第２の状態は
周期的に切り替わることを特徴とする送受信機。 - 【請求項１２】アンテナと、該アンテナに接続されたア
ンテナスイッチと、該アンテナスイッチに信号を出力す
る複数の電力増幅器と、該アンテナスイッチに接続され
た複数の帯域通過フィルタと、該帯域通過フィルタと該
電力増幅器とベースバンド回路と接続された送受信機を
有する移動体通信機であって、該送受信機が、請求項１
から１１の何れかに記載の送受信機であって、該ベース
バンド回路から該送受信機に直流オフセット電圧校正動
作を開始するタイミングを規定する信号が出力されるこ
とを特徴とする移動体通信機。 - 【請求項１３】請求項１２記載の移動体通信機におい
て、該アンテナスイッチの代わりにデュプレクサを用い
ることを特徴とする移動体通信機。
Priority Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP2000352553A JP4547084B2 (ja) | 1999-11-15 | 2000-11-15 | 移動体通信機および送受信機 |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP32365699 | 1999-11-15 | ||
| JP11-323656 | 1999-11-15 | ||
| JP2000352553A JP4547084B2 (ja) | 1999-11-15 | 2000-11-15 | 移動体通信機および送受信機 |
Related Child Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP2007295286A Division JP4566228B2 (ja) | 1999-11-15 | 2007-11-14 | 送受信機 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001211098A true JP2001211098A (ja) | 2001-08-03 |
| JP2001211098A5 JP2001211098A5 (ja) | 2007-12-27 |
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ID=26571262
Family Applications (1)
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|---|---|---|---|
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