JP2001127819A - 無線通信における隣接チャネル電力低減装置、低減方法及び低減システム - Google Patents
無線通信における隣接チャネル電力低減装置、低減方法及び低減システムInfo
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- Transmitters (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 本発明は無線通信システムにおいて、隣接す
るチャネル電力を低減する方法及び装置を提供する。 【解決手段】 補正処理を施す信号にデジタルで適応で
きるようにデジタル前歪み発生器１２で前歪みを与えて
増幅器１６に入力し、その増幅器１６によって発生され
る予想歪みと等価でかつ逆向きの補正を与える。補正と
増幅歪みとは互いに打ち消し合って、その結果、システ
ム１０全体としてリニアな変換特性を得る。このような
状況で隣接するチャネル電力を低減する。
るチャネル電力を低減する方法及び装置を提供する。 【解決手段】 補正処理を施す信号にデジタルで適応で
きるようにデジタル前歪み発生器１２で前歪みを与えて
増幅器１６に入力し、その増幅器１６によって発生され
る予想歪みと等価でかつ逆向きの補正を与える。補正と
増幅歪みとは互いに打ち消し合って、その結果、システ
ム１０全体としてリニアな変換特性を得る。このような
状況で隣接するチャネル電力を低減する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、無線通信における
隣接チャネル電力を低減する方法及び装置に関し、特
に、補正処理を施す信号にデジタル的に適用できるよう
に前もって歪みを与えて増幅器に入力し、その増幅器に
よって発生する予想歪みと等価で逆向きの補正をするシ
ステムに関する。
隣接チャネル電力を低減する方法及び装置に関し、特
に、補正処理を施す信号にデジタル的に適用できるよう
に前もって歪みを与えて増幅器に入力し、その増幅器に
よって発生する予想歪みと等価で逆向きの補正をするシ
ステムに関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、無線通信システムにおいては、隣
接チャネル電力（ＡＣＰ）を厳しく制御して、隣接する
チャネル間の干渉を回避することが要求されている。こ
の要求のために基地局の送信電力増幅器に重い役割をも
たせて、チャネル外に放射するスプリアスの発生を防止
するために高いリニアリティを要求するとともに、温度
上昇を最小にし、信頼性を最大にする効率的な電力の維
持を要求している。このような制約はＣＤＭＡシステム
において特に厳しく、このシステムでは信号の疑似ラン
ダム性質の結果、最大電力が１０倍以上平均電力を超過
する。
接チャネル電力（ＡＣＰ）を厳しく制御して、隣接する
チャネル間の干渉を回避することが要求されている。こ
の要求のために基地局の送信電力増幅器に重い役割をも
たせて、チャネル外に放射するスプリアスの発生を防止
するために高いリニアリティを要求するとともに、温度
上昇を最小にし、信頼性を最大にする効率的な電力の維
持を要求している。このような制約はＣＤＭＡシステム
において特に厳しく、このシステムでは信号の疑似ラン
ダム性質の結果、最大電力が１０倍以上平均電力を超過
する。
【０００３】相応の電力効率を達成するために、基地局
の増幅器はＡＢ級モードで動作するように通常は設計さ
れている。しかしながら、増幅器の変換特性は、ＡＢ級
モードにおいてはリニア動作から大きくはずれてしま
う。この結果、容認できない高い隣接チャネル電力（Ａ
ＣＰ）が発生する。従来のリニア化の方法では、増幅器
に適応できる効果的なフィードフォワードを用いてい
る。この結果、大幅にコストが上昇している。
の増幅器はＡＢ級モードで動作するように通常は設計さ
れている。しかしながら、増幅器の変換特性は、ＡＢ級
モードにおいてはリニア動作から大きくはずれてしま
う。この結果、容認できない高い隣接チャネル電力（Ａ
ＣＰ）が発生する。従来のリニア化の方法では、増幅器
に適応できる効果的なフィードフォワードを用いてい
る。この結果、大幅にコストが上昇している。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】本発明の課題は、上記
問題及びその他の問題を解決するものであり、無線通信
における隣接チャネル電力を低減する新しい方法及び装
置を提供する。
問題及びその他の問題を解決するものであり、無線通信
における隣接チャネル電力を低減する新しい方法及び装
置を提供する。
【０００５】
【課題を解決するための手段】無線通信システムにおい
て隣接チャネルの電力を低減する装置及び方法を提供す
る。このシステムは、、同相成分及び直交成分を有する
ベースバンド信号にデジタルで適応できるように前歪み
処理を行う。そのベースバンド信号は通信機器によって
発生される。
て隣接チャネルの電力を低減する装置及び方法を提供す
る。このシステムは、、同相成分及び直交成分を有する
ベースバンド信号にデジタルで適応できるように前歪み
処理を行う。そのベースバンド信号は通信機器によって
発生される。
【０００６】本発明による無線通信における隣接チャネ
ル電力低減装置は、 Ａ）クリップされた信号を生成するために前記ベースバ
ンド信号にクリップ処理を施すクリッピングモジュール
と、 Ｂ）フィルタ処理された信号を生成するために前記クリ
ップされた信号の高周波成分を除去するフィルタ処理を
施すフィルタモジュールと、 Ｃ）アップサンプリング信号を得るために前記フィルタ
処理された信号のサンプリングレートを上昇するサンプ
リングモジュールと、 Ｄ）前記ベースバンド信号の前記同相成分及び直交成分
に基づいてインデックスの値の計算処理を行うインデッ
クス計算モジュールと、 Ｅ）前記インデックス値に基づいて抽出可能なパラメー
タを内部に記憶しているルックアップテーブルと、 Ｆ）前記ルックアップテーブルから抽出されたパラメー
タ及び前記アップサンプリング信号に基づいて出力信号
を生成する処理を行う出力モジュールと、 Ｇ）前記出力信号に基づいて生成されたＲＦ信号のサン
プルを抽出する処理を行うレシーバと、 Ｈ）前記サンプルに基づいて前記ルックアップテーブル
に対して適応できるフィードバックを供給する処理を行
うプロセッサと、 を備えたものである。
ル電力低減装置は、 Ａ）クリップされた信号を生成するために前記ベースバ
ンド信号にクリップ処理を施すクリッピングモジュール
と、 Ｂ）フィルタ処理された信号を生成するために前記クリ
ップされた信号の高周波成分を除去するフィルタ処理を
施すフィルタモジュールと、 Ｃ）アップサンプリング信号を得るために前記フィルタ
処理された信号のサンプリングレートを上昇するサンプ
リングモジュールと、 Ｄ）前記ベースバンド信号の前記同相成分及び直交成分
に基づいてインデックスの値の計算処理を行うインデッ
クス計算モジュールと、 Ｅ）前記インデックス値に基づいて抽出可能なパラメー
タを内部に記憶しているルックアップテーブルと、 Ｆ）前記ルックアップテーブルから抽出されたパラメー
タ及び前記アップサンプリング信号に基づいて出力信号
を生成する処理を行う出力モジュールと、 Ｇ）前記出力信号に基づいて生成されたＲＦ信号のサン
プルを抽出する処理を行うレシーバと、 Ｈ）前記サンプルに基づいて前記ルックアップテーブル
に対して適応できるフィードバックを供給する処理を行
うプロセッサと、 を備えたものである。
【０００７】本発明による無線通信における隣接チャネ
ル電力低減装置において、前記アップサンプリングモジ
ュールは、サンプリングレートを４倍に上昇することを
特徴とするものである。
ル電力低減装置において、前記アップサンプリングモジ
ュールは、サンプリングレートを４倍に上昇することを
特徴とするものである。
【０００８】本発明による無線通信における隣接チャネ
ル電力低減装置において、前記インデックス値は、前記
同相成分及び直交成分の２乗の和によって計算されるこ
とを特徴とするものである。
ル電力低減装置において、前記インデックス値は、前記
同相成分及び直交成分の２乗の和によって計算されるこ
とを特徴とするものである。
【０００９】本発明による無線通信における隣接チャネ
ル電力低減装置において、前記インデックス値は、ベー
スバンド信号の瞬時電力エンベロープであることを特徴
とするものである。
ル電力低減装置において、前記インデックス値は、ベー
スバンド信号の瞬時電力エンベロープであることを特徴
とするものである。
【００１０】本発明による無線通信における隣接チャネ
ル電力低減装置において、前記パラメータは、係数をも
つ複素数の式から導き出されることを特徴とするもので
ある。
ル電力低減装置において、前記パラメータは、係数をも
つ複素数の式から導き出されることを特徴とするもので
ある。
【００１１】この場合において、前記パラメータはＡ及
びＢとして定義され、並びに、前記複素数の式は下記の
ように定義されることを特徴するものである。 Ａ＝Ｃ0＋Ｃ1Ｐ＋Ｃ2Ｐ2＋Ｃ3Ｐ3（Ａ≦Ａmのとき） Ａ＝Ａm（上記以外） Ｂ＝Ｃ4Ｐ＋Ｃ5Ｐ2＋Ｃ6Ｐ3（Ｐ≦Ｐbのとき） Ｂ＝（Ｂb1−Ｂb2）＋Ｃ7Ｐ＋Ｃ8Ｐ2＋Ｃ9Ｐ3（Ｐ＞Ｐb
のとき） ここで、Ｐ＝（Ｉ2＋Ｑ2）は、瞬時エンベロープ電力で
ある。Ａmは増幅器が飽和しないための最大値である。
ＰbはＢパラメータが１つの複素数の式から他の複素数
の式に遷移するときのブレークポイントである。Ｂb1及
びＢb2は第１の複素数の式及び第２の複素数の式を用い
る場合のＰ＝ＰbのときのそれぞれのＢの値である。Ｃ0
乃至Ｃ9は、固有の増幅器ごとに関係する係数であり、
温度や増幅器の構成要素の経年変化等によって変化す
る。
びＢとして定義され、並びに、前記複素数の式は下記の
ように定義されることを特徴するものである。 Ａ＝Ｃ0＋Ｃ1Ｐ＋Ｃ2Ｐ2＋Ｃ3Ｐ3（Ａ≦Ａmのとき） Ａ＝Ａm（上記以外） Ｂ＝Ｃ4Ｐ＋Ｃ5Ｐ2＋Ｃ6Ｐ3（Ｐ≦Ｐbのとき） Ｂ＝（Ｂb1−Ｂb2）＋Ｃ7Ｐ＋Ｃ8Ｐ2＋Ｃ9Ｐ3（Ｐ＞Ｐb
のとき） ここで、Ｐ＝（Ｉ2＋Ｑ2）は、瞬時エンベロープ電力で
ある。Ａmは増幅器が飽和しないための最大値である。
ＰbはＢパラメータが１つの複素数の式から他の複素数
の式に遷移するときのブレークポイントである。Ｂb1及
びＢb2は第１の複素数の式及び第２の複素数の式を用い
る場合のＰ＝ＰbのときのそれぞれのＢの値である。Ｃ0
乃至Ｃ9は、固有の増幅器ごとに関係する係数であり、
温度や増幅器の構成要素の経年変化等によって変化す
る。
【００１２】また、この場合において、前記適応できる
フィードバックは、前記係数を最適化することを特徴と
するものである。
フィードバックは、前記係数を最適化することを特徴と
するものである。
【００１３】本発明による装置において、前記サンプリ
ングモジュールと前記出力モジュールとの間にさらに遅
延モジュールが配置されることを特徴とするものであ
る。
ングモジュールと前記出力モジュールとの間にさらに遅
延モジュールが配置されることを特徴とするものであ
る。
【００１４】本発明による無線通信における隣接チャネ
ル電力低減方法は、 Ａ）通信機器によってベースバンド信号を発生するステ
ップと、 Ｂ）クリップされた信号を生成するために前記ベースバ
ンド信号をクリップするステップと、 Ｃ）フィルタ処理された信号を生成するために前記クリ
ップされた信号の高周波成分を除去するフィルタステッ
プと、 Ｄ）アップサンプリング信号を得るために前記フィルタ
処理された信号のサンプリングレートを上昇するステッ
プと、 Ｅ）前歪みパラメータを獲得するステップと、 Ｆ）前記前歪みパラメータ及び前記アップサンプリング
信号に基づいて出力信号を出力するステップと、 Ｇ）前記出力信号に基づいてＲＦ信号をサンプリングす
るステップと、 Ｈ）前記サンプリングに基づいて適応できるフィードバ
ックを供給するステップと、 を有するものである。
ル電力低減方法は、 Ａ）通信機器によってベースバンド信号を発生するステ
ップと、 Ｂ）クリップされた信号を生成するために前記ベースバ
ンド信号をクリップするステップと、 Ｃ）フィルタ処理された信号を生成するために前記クリ
ップされた信号の高周波成分を除去するフィルタステッ
プと、 Ｄ）アップサンプリング信号を得るために前記フィルタ
処理された信号のサンプリングレートを上昇するステッ
プと、 Ｅ）前歪みパラメータを獲得するステップと、 Ｆ）前記前歪みパラメータ及び前記アップサンプリング
信号に基づいて出力信号を出力するステップと、 Ｇ）前記出力信号に基づいてＲＦ信号をサンプリングす
るステップと、 Ｈ）前記サンプリングに基づいて適応できるフィードバ
ックを供給するステップと、 を有するものである。
【００１５】本発明による無線通信における隣接チャネ
ル電力低減方法において、前記サンプリングレートの上
昇ステップは、前記サンプリングレートを４倍に上昇す
るステップであることを特徴とするものである。
ル電力低減方法において、前記サンプリングレートの上
昇ステップは、前記サンプリングレートを４倍に上昇す
るステップであることを特徴とするものである。
【００１６】本発明による無線通信における隣接チャネ
ル電力低減方法において、前記パラメータの獲得ステッ
プは、前記同相成分及び直交成分の２乗の和によってイ
ンデックス値を計算するステップを有することを特徴と
するものである。
ル電力低減方法において、前記パラメータの獲得ステッ
プは、前記同相成分及び直交成分の２乗の和によってイ
ンデックス値を計算するステップを有することを特徴と
するものである。
【００１７】この場合において、前記獲得するステップ
は、ルックアップテーブルからパラメータを抽出するス
テップをさらに有することを特徴とするものである。
は、ルックアップテーブルからパラメータを抽出するス
テップをさらに有することを特徴とするものである。
【００１８】本発明による無線通信における隣接チャネ
ル電力低減方法において、係数をもつ複素数の式から前
記パラメータを導き出すステップをさらに有することを
特徴とするものである。
ル電力低減方法において、係数をもつ複素数の式から前
記パラメータを導き出すステップをさらに有することを
特徴とするものである。
【００１９】この場合において、前記パラメータは、Ａ
及びＢとしてパラメータを定義すること、並びに、前記
複素数の式を下記のように編集することによって導き出
されることを特徴とするものである。 Ａ＝Ｃ0＋Ｃ1Ｐ＋Ｃ2Ｐ2＋Ｃ3Ｐ3（Ａ≦Ａmのとき） Ａ＝Ａm（上記以外） Ｂ＝Ｃ4Ｐ＋Ｃ5Ｐ2＋Ｃ6Ｐ3（Ｐ≦Ｐbのとき） Ｂ＝（Ｂb1−Ｂb2）＋Ｃ7Ｐ＋Ｃ8Ｐ2＋Ｃ9Ｐ3（Ｐ＞Ｐb
のとき） ここで、Ｐ＝（Ｉ2＋Ｑ2）は、瞬時エンベロープ電力で
ある。Ａmは増幅器が飽和しないための最大値である。
ＰbはＢパラメータが１つの複素数の式から他の複素数
の式に遷移するときのブレークポイントである。Ｂb1及
びＢb2は第１の複素数の式及び第２の複素数の式を用い
る場合のＰ＝ＰbのときのそれぞれのＢの値である。Ｃ0
乃至Ｃ9は係数である。
及びＢとしてパラメータを定義すること、並びに、前記
複素数の式を下記のように編集することによって導き出
されることを特徴とするものである。 Ａ＝Ｃ0＋Ｃ1Ｐ＋Ｃ2Ｐ2＋Ｃ3Ｐ3（Ａ≦Ａmのとき） Ａ＝Ａm（上記以外） Ｂ＝Ｃ4Ｐ＋Ｃ5Ｐ2＋Ｃ6Ｐ3（Ｐ≦Ｐbのとき） Ｂ＝（Ｂb1−Ｂb2）＋Ｃ7Ｐ＋Ｃ8Ｐ2＋Ｃ9Ｐ3（Ｐ＞Ｐb
のとき） ここで、Ｐ＝（Ｉ2＋Ｑ2）は、瞬時エンベロープ電力で
ある。Ａmは増幅器が飽和しないための最大値である。
ＰbはＢパラメータが１つの複素数の式から他の複素数
の式に遷移するときのブレークポイントである。Ｂb1及
びＢb2は第１の複素数の式及び第２の複素数の式を用い
る場合のＰ＝ＰbのときのそれぞれのＢの値である。Ｃ0
乃至Ｃ9は係数である。
【００２０】本発明による無線通信における隣接チャネ
ル電力低減方法において、前記出力モジュールに入力す
るアップサンプリング信号を遅延するステップをさらに
有することを特徴とするものである。
ル電力低減方法において、前記出力モジュールに入力す
るアップサンプリング信号を遅延するステップをさらに
有することを特徴とするものである。
【００２１】本発明による無線通信における隣接チャネ
ル電力低減システムは、 Ａ）通信機器によってベースバンド信号を発生する手段
と、 Ｂ）クリップされた信号を生成するために前記ベースバ
ンド信号をクリップする手段と、 Ｃ）フィルタ処理された信号を生成するために前記クリ
ップされた信号の高周波成分を除去するフィルタ処理を
施す手段と、 Ｄ）アップサンプリング信号を得るために前記フィルタ
処理された信号のサンプリングレートを上昇する手段
と、 Ｅ）前記同相成分及び直交成分に基づいてインデックス
値を計算する手段と、 Ｆ）前記インデックス値に基づいてルックアップテーブ
ルからパラメータを抽出する手段と、 Ｇ）前記ルックアップテーブルから抽出された前記パラ
メータ及び前記アップサンプリング信号に基づいて出力
信号を出力する手段と、 Ｈ）前記出力信号に基づいて発生されるＲＦ信号をサン
プリングする手段と、 Ｉ）前記サンプリングに基づいて適応できるフィードバ
ックを前記ルックアップテーブルに供給する手段と、 を備えたものである。
ル電力低減システムは、 Ａ）通信機器によってベースバンド信号を発生する手段
と、 Ｂ）クリップされた信号を生成するために前記ベースバ
ンド信号をクリップする手段と、 Ｃ）フィルタ処理された信号を生成するために前記クリ
ップされた信号の高周波成分を除去するフィルタ処理を
施す手段と、 Ｄ）アップサンプリング信号を得るために前記フィルタ
処理された信号のサンプリングレートを上昇する手段
と、 Ｅ）前記同相成分及び直交成分に基づいてインデックス
値を計算する手段と、 Ｆ）前記インデックス値に基づいてルックアップテーブ
ルからパラメータを抽出する手段と、 Ｇ）前記ルックアップテーブルから抽出された前記パラ
メータ及び前記アップサンプリング信号に基づいて出力
信号を出力する手段と、 Ｈ）前記出力信号に基づいて発生されるＲＦ信号をサン
プリングする手段と、 Ｉ）前記サンプリングに基づいて適応できるフィードバ
ックを前記ルックアップテーブルに供給する手段と、 を備えたものである。
【００２２】本発明による無線通信における隣接チャネ
ル電力装置は、 Ａ）アップサンプリング信号を得るためにサンプリング
レートを上昇するサンプリングモジュールと、 Ｂ）前歪み処理されたパラメータを計算する処理を行う
モジュールと、 Ｃ）前記前歪み処理されたパラメータ及び前記アップサ
ンプリング信号に基づいて出力信号を発生する処理を行
う出力モジュールと、 Ｄ）前記出力信号に基づいて発生されたＲＦ信号のサン
プルを抽出する処理を行うレシーバと、 Ｅ）前記サンプルに基づいて適応のフィードバックを提
供する処理を行うプロセッサと、 を備えたものである。
ル電力装置は、 Ａ）アップサンプリング信号を得るためにサンプリング
レートを上昇するサンプリングモジュールと、 Ｂ）前歪み処理されたパラメータを計算する処理を行う
モジュールと、 Ｃ）前記前歪み処理されたパラメータ及び前記アップサ
ンプリング信号に基づいて出力信号を発生する処理を行
う出力モジュールと、 Ｄ）前記出力信号に基づいて発生されたＲＦ信号のサン
プルを抽出する処理を行うレシーバと、 Ｅ）前記サンプルに基づいて適応のフィードバックを提
供する処理を行うプロセッサと、 を備えたものである。
【００２３】本発明による無線通信における隣接チャネ
ル電力装置において、前記ベースバンド信号をクリップ
する処理を行うクリッピングモジュールをさらに備えた
ことを特徴とするものである。
ル電力装置において、前記ベースバンド信号をクリップ
する処理を行うクリッピングモジュールをさらに備えた
ことを特徴とするものである。
【００２４】この場合において、クリッピング処理され
た後の前記ベースバンド信号にフィルタ処理を施すフィ
ルタモジュールをさらに備えたことを特徴とするもので
ある。
た後の前記ベースバンド信号にフィルタ処理を施すフィ
ルタモジュールをさらに備えたことを特徴とするもので
ある。
【００２５】本発明による無線通信における隣接チャネ
ル電力装置において、前記パラメータは、係数をもつ複
素数の式から導き出されることを特徴とするものであ
る。
ル電力装置において、前記パラメータは、係数をもつ複
素数の式から導き出されることを特徴とするものであ
る。
【００２６】
【発明の実施の形態】以下、図を参照して本発明の実施
形態について説明する。図１は、本発明の全体のシステ
ムを示している。図に示すように、システム１０は、入
力信号を受信するデジタル前歪み発生器又は前歪みモジ
ュール１２、モジュール１２の出力に接続されたＩＱ変
調器１４、モジュール１２の出力に接続された増幅器１
６、及び、結合器１７を介して増幅器の出力に結合さ
れ、モジュール１２にフィードバックされるたレシーバ
１８を備えている。
形態について説明する。図１は、本発明の全体のシステ
ムを示している。図に示すように、システム１０は、入
力信号を受信するデジタル前歪み発生器又は前歪みモジ
ュール１２、モジュール１２の出力に接続されたＩＱ変
調器１４、モジュール１２の出力に接続された増幅器１
６、及び、結合器１７を介して増幅器の出力に結合さ
れ、モジュール１２にフィードバックされるたレシーバ
１８を備えている。
【００２７】これらの構成要素は、通信機器によって生
成されたベースバンド信号（例えば、ＣＤＭＡ信号、広
帯域ＣＤＭＡ信号、ＴＤＭＡ信号、移動通信展開のため
のグローバルシステムを通したエンハンストデータレー
ト；ＥＤＧＥの信号、又は、平均電力比よりかなり大き
い最大電力をもつあらゆる信号）に対して補正を施すよ
うに構成されている。このような通信機器としては、例
えば無線通信データを送信する基地局がある。その無線
通信データは、入力信号として前歪みモジュール１２に
供給される。このシステムはまた、補正を最適にするレ
シーバ１８を介した適切なフィードバックを備えてい
る。
成されたベースバンド信号（例えば、ＣＤＭＡ信号、広
帯域ＣＤＭＡ信号、ＴＤＭＡ信号、移動通信展開のため
のグローバルシステムを通したエンハンストデータレー
ト；ＥＤＧＥの信号、又は、平均電力比よりかなり大き
い最大電力をもつあらゆる信号）に対して補正を施すよ
うに構成されている。このような通信機器としては、例
えば無線通信データを送信する基地局がある。その無線
通信データは、入力信号として前歪みモジュール１２に
供給される。このシステムはまた、補正を最適にするレ
シーバ１８を介した適切なフィードバックを備えてい
る。
【００２８】さらに特徴的なことに、本発明によるデジ
タル前歪みの手法は、デジタルベースバンド信号に対し
て補正を施すことで構成されている。この補正は増幅器
１６に入力される前の信号に施され、増幅器１６によっ
て発生する歪みと等価でかつ逆向きの補正である。この
ようにして、補正と増幅器の歪みとが互いに打ち消し合
い、その結果、システムは全体としてリニア変換特性を
もつことになる。この信号補正が有利であるのは、高周
波信号（ＲＦ）に変換される前のデジタルベースバンド
信号に対して実行されるので、デジタル回路の精度及び
ローコストを利用するからである。
タル前歪みの手法は、デジタルベースバンド信号に対し
て補正を施すことで構成されている。この補正は増幅器
１６に入力される前の信号に施され、増幅器１６によっ
て発生する歪みと等価でかつ逆向きの補正である。この
ようにして、補正と増幅器の歪みとが互いに打ち消し合
い、その結果、システムは全体としてリニア変換特性を
もつことになる。この信号補正が有利であるのは、高周
波信号（ＲＦ）に変換される前のデジタルベースバンド
信号に対して実行されるので、デジタル回路の精度及び
ローコストを利用するからである。
【００２９】本発明によれば、上記した増幅器の非リニ
アリティを補正するためには、信号の振幅及び位相がと
もに前歪みされる。振幅及び位相の両方の補正は、瞬時
電力（例えば、エンベロープ電力）によって変化する。
このため、前歪み発生器には、その機能を実行するため
に、増幅器における電力レベルによる振幅及び位相の変
化についての正確な記述が要求される。以下に記載する
ように、要求される（電力レベルに対する）補正の機能
的な表現は、ルックアップテーブルから抽出される多項
式のの形式になる。
アリティを補正するためには、信号の振幅及び位相がと
もに前歪みされる。振幅及び位相の両方の補正は、瞬時
電力（例えば、エンベロープ電力）によって変化する。
このため、前歪み発生器には、その機能を実行するため
に、増幅器における電力レベルによる振幅及び位相の変
化についての正確な記述が要求される。以下に記載する
ように、要求される（電力レベルに対する）補正の機能
的な表現は、ルックアップテーブルから抽出される多項
式のの形式になる。
【００３０】さらに特徴的なことに、デジタルベースバ
ンド信号は、同相成分（Ｉ）及び直交成分（Ｑ）の離散
的時間サンプルで構成され、デジタルからアナログへの
変換後に、ベクトルＩＱ変調器１４に供給されてＲＦ信
号が生成される。ベースバンド信号における各サンプル
は、複素数表記法の（Ｉ＋ｊＱ）として表すことができ
る。ここで、ｊはルート（−１）である。したがって前
歪み演算は次のように表すことができる。 Ｉ’＋ｊＱ’＝（Ｉ＋ｊＱ）（Ａ＋ｊＢ） Ｉ’＝ＩＡ−ＱＢ Ｑ’＝ＱＡ＋ＩＢ ここで、Ｉ’及びＱ’は前歪みされた同相信号及び直交
信号であり、Ａ及びＢは前歪みパラメータであり、これ
らは瞬時エンベロープ電力の関数である。便利なよう
に、Ａ及びＢはルックアップテーブル（これについては
後述する）にストアされ、（Ｉ2＋Ｑ2）によって与えら
れる瞬時エンベロープ電力のインデックスになってい
る。
ンド信号は、同相成分（Ｉ）及び直交成分（Ｑ）の離散
的時間サンプルで構成され、デジタルからアナログへの
変換後に、ベクトルＩＱ変調器１４に供給されてＲＦ信
号が生成される。ベースバンド信号における各サンプル
は、複素数表記法の（Ｉ＋ｊＱ）として表すことができ
る。ここで、ｊはルート（−１）である。したがって前
歪み演算は次のように表すことができる。 Ｉ’＋ｊＱ’＝（Ｉ＋ｊＱ）（Ａ＋ｊＢ） Ｉ’＝ＩＡ−ＱＢ Ｑ’＝ＱＡ＋ＩＢ ここで、Ｉ’及びＱ’は前歪みされた同相信号及び直交
信号であり、Ａ及びＢは前歪みパラメータであり、これ
らは瞬時エンベロープ電力の関数である。便利なよう
に、Ａ及びＢはルックアップテーブル（これについては
後述する）にストアされ、（Ｉ2＋Ｑ2）によって与えら
れる瞬時エンベロープ電力のインデックスになってい
る。
【００３１】図２について説明する。この図は、本発明
による前歪みモジュール１２の構成を示している。モジ
ュール１２は、上記の同相成分及び直交成分で構成され
た信号を受信する等化フィルタ２０を備えている。等価
フィルタは、周知の構成であり、クリップモジュール２
２に接続されている。このクリップモジュール２２は、
等価フィルタからの信号を所定の閾値でクリップして、
クリップされた信号を生成する。クリップモジュール２
２の出力はローパスフィルタモジュール２４に供給さ
れ、クリップ処理によって発生した高周波成分を除去す
る。
による前歪みモジュール１２の構成を示している。モジ
ュール１２は、上記の同相成分及び直交成分で構成され
た信号を受信する等化フィルタ２０を備えている。等価
フィルタは、周知の構成であり、クリップモジュール２
２に接続されている。このクリップモジュール２２は、
等価フィルタからの信号を所定の閾値でクリップして、
クリップされた信号を生成する。クリップモジュール２
２の出力はローパスフィルタモジュール２４に供給さ
れ、クリップ処理によって発生した高周波成分を除去す
る。
【００３２】ローパスフィルタモジュール２４は、フィ
ルタされた信号を生成し、その出力はサンプリングモジ
ュール２６に接続されている。サンプリングモジュール
２６は、アップサンプリングされた信号をインデックス
計算モジュールに供給する（例えば、２倍から８倍へサ
ンプリングレートを増加する）。インデックスの値は、
ベースバンド信号の同相成分及び直交成分に基づいて計
算される。インデックス計算モジュールは、ストアされ
たパラメータを中にもつルックアップテーブル３０に接
続されている。そのパラメータは、計算されたインデッ
クスの値に基づいて抽出される。
ルタされた信号を生成し、その出力はサンプリングモジ
ュール２６に接続されている。サンプリングモジュール
２６は、アップサンプリングされた信号をインデックス
計算モジュールに供給する（例えば、２倍から８倍へサ
ンプリングレートを増加する）。インデックスの値は、
ベースバンド信号の同相成分及び直交成分に基づいて計
算される。インデックス計算モジュールは、ストアされ
たパラメータを中にもつルックアップテーブル３０に接
続されている。そのパラメータは、計算されたインデッ
クスの値に基づいて抽出される。
【００３３】ルックアップテーブル３０の前歪みパラメ
ータＡ及びＢは、増幅器の特性をリニアライズするに必
要な補正に極めて近似した１組の複素数の式から導き出
される。なぜなら、ＡＢ級増幅器の特性の複雑な性質
は、Ａパラメータについての１つの複素数の式に対して
Ｂパラメータについての複数の複素数の式からなる一対
の式を使用する得ることによって有利な結果になるから
である（近い表現としては、Ａパラメータは増幅器の振
幅歪みを補正し、Ｂパラメータは増幅器の位相歪みを補
正すると言うことができる）。
ータＡ及びＢは、増幅器の特性をリニアライズするに必
要な補正に極めて近似した１組の複素数の式から導き出
される。なぜなら、ＡＢ級増幅器の特性の複雑な性質
は、Ａパラメータについての１つの複素数の式に対して
Ｂパラメータについての複数の複素数の式からなる一対
の式を使用する得ることによって有利な結果になるから
である（近い表現としては、Ａパラメータは増幅器の振
幅歪みを補正し、Ｂパラメータは増幅器の位相歪みを補
正すると言うことができる）。
【００３４】これらの複素数の式は下記のように表現で
きる。 Ａ＝Ｃ0＋Ｃ1Ｐ＋Ｃ2Ｐ2＋Ｃ3Ｐ3（Ａ≦Ａmのとき） Ａ＝Ａm（上記以外） Ｂ＝Ｃ4Ｐ＋Ｃ5Ｐ2＋Ｃ6Ｐ3（Ｐ≦Ｐbのとき） Ｂ＝（Ｂb1−Ｂb2）＋Ｃ7Ｐ＋Ｃ8Ｐ2＋Ｃ9Ｐ3（Ｐ＞Ｐb
のとき） ここで、Ｐ＝（Ｉ2＋Ｑ2）は、瞬時エンベロープ電力で
あり、Ａmは増幅器が飽和しないための最大値である。
ＰbはＢパラメータが１つの複素数の式から他の複素数
の式に遷移するときのブレークポイントである。Ｂb1及
びＢb2は第１の複素数の式及び第２の複素数の式を用い
る場合のＰ＝ＰbのときのそれぞれのＢの値である。Ｃ0
乃至Ｃ9は、固有の増幅器ごとに関係する係数であり、
温度や増幅器の構成要素の経年変化等によって変化す
る。Ａパラメータ及びＢパラメータについての２つの式
を使用できるのは、もちろん適切な環境下でなければな
らない。
きる。 Ａ＝Ｃ0＋Ｃ1Ｐ＋Ｃ2Ｐ2＋Ｃ3Ｐ3（Ａ≦Ａmのとき） Ａ＝Ａm（上記以外） Ｂ＝Ｃ4Ｐ＋Ｃ5Ｐ2＋Ｃ6Ｐ3（Ｐ≦Ｐbのとき） Ｂ＝（Ｂb1−Ｂb2）＋Ｃ7Ｐ＋Ｃ8Ｐ2＋Ｃ9Ｐ3（Ｐ＞Ｐb
のとき） ここで、Ｐ＝（Ｉ2＋Ｑ2）は、瞬時エンベロープ電力で
あり、Ａmは増幅器が飽和しないための最大値である。
ＰbはＢパラメータが１つの複素数の式から他の複素数
の式に遷移するときのブレークポイントである。Ｂb1及
びＢb2は第１の複素数の式及び第２の複素数の式を用い
る場合のＰ＝ＰbのときのそれぞれのＢの値である。Ｃ0
乃至Ｃ9は、固有の増幅器ごとに関係する係数であり、
温度や増幅器の構成要素の経年変化等によって変化す
る。Ａパラメータ及びＢパラメータについての２つの式
を使用できるのは、もちろん適切な環境下でなければな
らない。
【００３５】係数の時間変化の性質に適応するために
は、本発明による適切な理論体系を用いる。本発明によ
れば、係数の値は常に最適にされ（あるいは最適になる
ように作用されて）、ＡＣＰを最小又は低減された状態
にしている。図１に示したように、増幅器１６の出力に
おける結合器１７はその出力のサンプルと取り、レシー
バ１８は、ＡＣＰを低減若しくは最小化すべき周波数範
囲に変換されて、受信電力に比例した電圧を発生する。
は、本発明による適切な理論体系を用いる。本発明によ
れば、係数の値は常に最適にされ（あるいは最適になる
ように作用されて）、ＡＣＰを最小又は低減された状態
にしている。図１に示したように、増幅器１６の出力に
おける結合器１７はその出力のサンプルと取り、レシー
バ１８は、ＡＣＰを低減若しくは最小化すべき周波数範
囲に変換されて、受信電力に比例した電圧を発生する。
【００３６】複数の周波数においてＡＣＰをサンプリン
グするためには、マルチレシーバを用いればよい。又
は、関係する複数の周波数を順に処理する単一のレシー
バを用いてもよい。異なる複数の周波数において得られ
た電圧は１つの量に結合され、その値は低減若しくは最
小化すべきである。２つの周波数が用いられた場合、一
般的には２つの使用で十分であるが、合成された電圧で
あるＶ1及びＶ2は、以下のように結合することができ
る。 Ｖ＝Ｖ1＋Ｖ2＋｜（Ｖ1−Ｖ2）｜ ここで、｜（Ｖ1−Ｖ2）｜は、（Ｖ1−Ｖ2）の絶対値で
ある。このような絶対値を用いることによって、単に２
つの値の加算値を用いた場合よりも、Ｖ1及びＶ2を共に
低減若しくは最小化することができる。
グするためには、マルチレシーバを用いればよい。又
は、関係する複数の周波数を順に処理する単一のレシー
バを用いてもよい。異なる複数の周波数において得られ
た電圧は１つの量に結合され、その値は低減若しくは最
小化すべきである。２つの周波数が用いられた場合、一
般的には２つの使用で十分であるが、合成された電圧で
あるＶ1及びＶ2は、以下のように結合することができ
る。 Ｖ＝Ｖ1＋Ｖ2＋｜（Ｖ1−Ｖ2）｜ ここで、｜（Ｖ1−Ｖ2）｜は、（Ｖ1−Ｖ2）の絶対値で
ある。このような絶対値を用いることによって、単に２
つの値の加算値を用いた場合よりも、Ｖ1及びＶ2を共に
低減若しくは最小化することができる。
【００３７】Ｖを低減若しくは最小化する、したがって
ＡＣＰを低減若しくは最小化する係数の値を見出すため
の適切なアルゴリズムとしては、よく知られたシンプレ
ックスアルゴリズムがある。このシンプレックスアルゴ
リズムは、Ｎｅｌｄｅｒ及びＭｅａｎによって、”Ａ
Ｓｉｍｐｌｅｘ Ｍｅｔｈｏｄ Ｆｏｒ Ｆｕｎｃｔｉ
ｏｎ Ｍｉｎｉｍａｎｉｚａｔｉｏｎ”のタイトルで、
Ｃｏｍｐｕｔｅｒ Ｊｏｕｒｎａｌ，Ｖｏｌ．７，ｐ
ｐ．３０８−３１３（１９６５）に記述されている。こ
のアルゴリズムは、この明細書中に組み込まれている。
後述するように、このアルゴリズムは修正された形式に
改良されている。
ＡＣＰを低減若しくは最小化する係数の値を見出すため
の適切なアルゴリズムとしては、よく知られたシンプレ
ックスアルゴリズムがある。このシンプレックスアルゴ
リズムは、Ｎｅｌｄｅｒ及びＭｅａｎによって、”Ａ
Ｓｉｍｐｌｅｘ Ｍｅｔｈｏｄ Ｆｏｒ Ｆｕｎｃｔｉ
ｏｎ Ｍｉｎｉｍａｎｉｚａｔｉｏｎ”のタイトルで、
Ｃｏｍｐｕｔｅｒ Ｊｏｕｒｎａｌ，Ｖｏｌ．７，ｐ
ｐ．３０８−３１３（１９６５）に記述されている。こ
のアルゴリズムは、この明細書中に組み込まれている。
後述するように、このアルゴリズムは修正された形式に
改良されている。
【００３８】再び図２を参照して説明する。修正された
シンプレックスアルゴリズムは、プロセッシングモジュ
ール３２によって実行される。プロセッシングモジュー
ル３２は、マイクロプロセッサ、デジタルシグナルプロ
セッサ、あるいはＦＰＧＡ（書換可能ゲートアレイ）を
用いたプロセッシング回路を有する様々な形態をとるこ
とができるように充当すべきである。さらに、シンプレ
ックスアルゴリズムは、ハードウェア及びソフトウェア
の適切な組み合わせを利用したあらゆる適切な方法で実
現できるように充当すべきである。そのハードウェア及
びソフトウェアの適切な組み合わせについては、この明
細書の中でその優れた技術が明らかになる。当然のこと
であるが、このアルゴリズムを実行するために用いるデ
バイス（この実施形態の場合には、モジュール３２であ
る）は、このアルゴリズムを実行するに必要なコード及
びデータを保存しかつ維持するに十分な記憶容量を持っ
ていなければならない。
シンプレックスアルゴリズムは、プロセッシングモジュ
ール３２によって実行される。プロセッシングモジュー
ル３２は、マイクロプロセッサ、デジタルシグナルプロ
セッサ、あるいはＦＰＧＡ（書換可能ゲートアレイ）を
用いたプロセッシング回路を有する様々な形態をとるこ
とができるように充当すべきである。さらに、シンプレ
ックスアルゴリズムは、ハードウェア及びソフトウェア
の適切な組み合わせを利用したあらゆる適切な方法で実
現できるように充当すべきである。そのハードウェア及
びソフトウェアの適切な組み合わせについては、この明
細書の中でその優れた技術が明らかになる。当然のこと
であるが、このアルゴリズムを実行するために用いるデ
バイス（この実施形態の場合には、モジュール３２であ
る）は、このアルゴリズムを実行するに必要なコード及
びデータを保存しかつ維持するに十分な記憶容量を持っ
ていなければならない。
【００３９】各繰り返しにおいて、アルゴリズムによっ
て導き出される係数の値は、上記のＡ及びＢについての
式の中で用いられ、次の繰り返しのために、アルゴリズ
ムによってテーブルが生成される。アルゴリズムは、時
間超過を発生するいかなる変化にも係数値が追従するよ
うに、連続的に実行することができる。
て導き出される係数の値は、上記のＡ及びＢについての
式の中で用いられ、次の繰り返しのために、アルゴリズ
ムによってテーブルが生成される。アルゴリズムは、時
間超過を発生するいかなる変化にも係数値が追従するよ
うに、連続的に実行することができる。
【００４０】Ｎｅｌｄｅｒ及びＭｅａｎによって開発さ
れたシンプレックス最適アルゴリズムは、関数値を最小
若しくは低減するものであって、その関数値は数学的な
計算によって得られたものであった。この動作モードの
重要なことは、計算が何回繰り返された場合でも、同じ
関数値が得られることである。これは、ノイズや変動に
よって必然的に異なる測定値の結果を生じるハードウェ
アの動作によって得られた値とは対照的である。この相
違が重要な結果をもつのは、ハードウェア上でシンプレ
ックスアルゴリズムをリアルタイムで動作させようとす
るときである。
れたシンプレックス最適アルゴリズムは、関数値を最小
若しくは低減するものであって、その関数値は数学的な
計算によって得られたものであった。この動作モードの
重要なことは、計算が何回繰り返された場合でも、同じ
関数値が得られることである。これは、ノイズや変動に
よって必然的に異なる測定値の結果を生じるハードウェ
アの動作によって得られた値とは対照的である。この相
違が重要な結果をもつのは、ハードウェア上でシンプレ
ックスアルゴリズムをリアルタイムで動作させようとす
るときである。
【００４１】シンプレックスアルゴリズムの真髄は、各
繰り返しにおいて、最悪の関数値と結合した係数の組
が、より良好な関数値をもたらす新たな係数の組に置き
換えられることである。この新たな値が、そのときまで
に得られた最高の関数値よりも良くても悪くても、アル
ゴリズムが進行するにつれて、次第により良い関数値が
得られることが期待できる。測定においてノイズや変動
の結果が例外的に良いものだとしても、それは誤った値
が得られるに過ぎない。その後に得られた値がすべて誤
った値よりも悪い場合には、アルゴリズムはその誤った
値に収束することになる。このように、従来の形式にお
いては、この場合のように最適化され操作された量の中
に相当な変動が存在する状況では、アルゴリズムの使用
は適切ではない。
繰り返しにおいて、最悪の関数値と結合した係数の組
が、より良好な関数値をもたらす新たな係数の組に置き
換えられることである。この新たな値が、そのときまで
に得られた最高の関数値よりも良くても悪くても、アル
ゴリズムが進行するにつれて、次第により良い関数値が
得られることが期待できる。測定においてノイズや変動
の結果が例外的に良いものだとしても、それは誤った値
が得られるに過ぎない。その後に得られた値がすべて誤
った値よりも悪い場合には、アルゴリズムはその誤った
値に収束することになる。このように、従来の形式にお
いては、この場合のように最適化され操作された量の中
に相当な変動が存在する状況では、アルゴリズムの使用
は適切ではない。
【００４２】この困難性を回避するために、シンプレッ
クスアルゴリズムは本発明に関連した形式に修正されて
使用される。繰り返しの最後において、以前の最高の値
が比較的に良い値に置き換えられた場合でも、アルゴリ
ズムは次の繰り返しに進む。しかしながら、新しく最高
の値が生じない場合でも、存在している最高のポイント
は再評価されて、以前の値の代わりに新しい値が用いら
れる。このように、このアルゴリズムは、変動した測定
による誤ったデータを修復することができる。このよう
な変動は、所望のポイント（できれば最適なポイント）
に達するに必要な繰り返し数が大きくなる結果になるだ
ろうが、その所望のポイントに達するのは避けられない
だろう。
クスアルゴリズムは本発明に関連した形式に修正されて
使用される。繰り返しの最後において、以前の最高の値
が比較的に良い値に置き換えられた場合でも、アルゴリ
ズムは次の繰り返しに進む。しかしながら、新しく最高
の値が生じない場合でも、存在している最高のポイント
は再評価されて、以前の値の代わりに新しい値が用いら
れる。このように、このアルゴリズムは、変動した測定
による誤ったデータを修復することができる。このよう
な変動は、所望のポイント（できれば最適なポイント）
に達するに必要な繰り返し数が大きくなる結果になるだ
ろうが、その所望のポイントに達するのは避けられない
だろう。
【００４３】シンプレックスアルゴリズムの他の修正が
必要であるのは、連続した動作ができるようにするた
め、及び、温度変化、部品の経年変化、あるいはその他
の外乱によって発生する増幅器の特性に変化に追従でき
るようにするためである。従来のアルゴリズムの実行に
おいては、ある１つの出口基準が設定され（その基準は
シンプレックスの最悪及び最高のポイントの間の関数値
の関数的変化に関係する）、その基準を満足したときに
アルゴリズムは終了する。所望のあるいは最適なポイン
トに近づくと、アルゴリズムはシンプレックスのサイズ
を低減する。一般的にシンプレックスのサイズは、所望
のポイントに達するときまでに、非常に小さくなってい
る。
必要であるのは、連続した動作ができるようにするた
め、及び、温度変化、部品の経年変化、あるいはその他
の外乱によって発生する増幅器の特性に変化に追従でき
るようにするためである。従来のアルゴリズムの実行に
おいては、ある１つの出口基準が設定され（その基準は
シンプレックスの最悪及び最高のポイントの間の関数値
の関数的変化に関係する）、その基準を満足したときに
アルゴリズムは終了する。所望のあるいは最適なポイン
トに近づくと、アルゴリズムはシンプレックスのサイズ
を低減する。一般的にシンプレックスのサイズは、所望
のポイントに達するときまでに、非常に小さくなってい
る。
【００４４】一度この状態になると、アルゴリズムはも
はや増幅器の特性の変化に反応することはできない。本
発明の実行においては、各繰り返しの最初においてシン
プレックスサイズをある１つの値、例えばプリセットし
た最小値と比較することによって、シンプレックスサイ
ズがその値よりも小さくなった場合にはその値までサイ
ズを増加して、シンプレックスサイズが小さくなり過ぎ
ないようにしている。その値は、アルゴリズムが増幅器
の特性の変化に追従できるに十分なほど大きい値で、か
つ、所望の（あるいは最適な）ポイントに達することが
できないほどは大きくない値に選択される。適当な値と
しては、シンプレックスの最悪のポイントにおける係数
の値が、最高のポイントにおける値に一致する値とは５
乃至１０パーセント異なる場合の値である。
はや増幅器の特性の変化に反応することはできない。本
発明の実行においては、各繰り返しの最初においてシン
プレックスサイズをある１つの値、例えばプリセットし
た最小値と比較することによって、シンプレックスサイ
ズがその値よりも小さくなった場合にはその値までサイ
ズを増加して、シンプレックスサイズが小さくなり過ぎ
ないようにしている。その値は、アルゴリズムが増幅器
の特性の変化に追従できるに十分なほど大きい値で、か
つ、所望の（あるいは最適な）ポイントに達することが
できないほどは大きくない値に選択される。適当な値と
しては、シンプレックスの最悪のポイントにおける係数
の値が、最高のポイントにおける値に一致する値とは５
乃至１０パーセント異なる場合の値である。
【００４５】図２において、ルックアップテーブル３０
は、このようにして十分なフィードバックをプロセッシ
ングモジュール３２から受信する。サンプリングモジュ
ール２６の出力は遅延回路３４にも接続され、遅延回路
３４の出力もまた出力モジュール３６に接続されてい
る。出力モジュール３６は、ルックアップテーブルから
抽出されたパラメータ及びサンプリングされた信号に基
づいて、出力信号を生成するように動作する。
は、このようにして十分なフィードバックをプロセッシ
ングモジュール３２から受信する。サンプリングモジュ
ール２６の出力は遅延回路３４にも接続され、遅延回路
３４の出力もまた出力モジュール３６に接続されてい
る。出力モジュール３６は、ルックアップテーブルから
抽出されたパラメータ及びサンプリングされた信号に基
づいて、出力信号を生成するように動作する。
【００４６】図２の一部を選択したフィールドプログラ
マブル・ゲートアレイの具体例８００を図８に示す。Ｉ
データ経路及びＱデータ経路は、８０２、８０４に示す
ように、２乗されてＩ2及びＱ2が生成される。これら２
つの値は８０６において加算され、ルックアップテーブ
ル３０のインデックスアドレスの形式になる。このルッ
クアップテーブル３０は、２つの分離したデュアルポー
トＲＡＭメモリのブロック８０８及び８１０の形態を採
っており、それぞれＡパラメータ及びＢパラメータを持
っている。
マブル・ゲートアレイの具体例８００を図８に示す。Ｉ
データ経路及びＱデータ経路は、８０２、８０４に示す
ように、２乗されてＩ2及びＱ2が生成される。これら２
つの値は８０６において加算され、ルックアップテーブ
ル３０のインデックスアドレスの形式になる。このルッ
クアップテーブル３０は、２つの分離したデュアルポー
トＲＡＭメモリのブロック８０８及び８１０の形態を採
っており、それぞれＡパラメータ及びＢパラメータを持
っている。
【００４７】２つのメモリブロックから出力されたパラ
メータは、遅延されたＩの値及びＱの値と８１２、８１
４、８１６及び８１８において乗算され、４つの値Ｉ×
Ａ、Ｉ×Ｂ、Ｑ×Ａ、及びＱ×Ｂが生成される。これら
は加算器及び減算器のブロック８２０及び８２２によっ
て合成され、（ＩＡ−ＱＢ）及び（ＱＡ＋ＩＢ）が生成
される。これら２つの値は、Ｉ’及びＱ’として出力さ
れる。
メータは、遅延されたＩの値及びＱの値と８１２、８１
４、８１６及び８１８において乗算され、４つの値Ｉ×
Ａ、Ｉ×Ｂ、Ｑ×Ａ、及びＱ×Ｂが生成される。これら
は加算器及び減算器のブロック８２０及び８２２によっ
て合成され、（ＩＡ−ＱＢ）及び（ＱＡ＋ＩＢ）が生成
される。これら２つの値は、Ｉ’及びＱ’として出力さ
れる。
【００４８】さらに回路８２４は、デュアルポートメモ
リのブロック８０８，８１０に、プロセッシングモジュ
ール３２において標準メモリインターフェース信号を用
いて生成されたパラメータデータをロードする。デュア
ルポートメモリを使用することで、前歪み処理によるパ
ラメータのアクセスを中断させることなくパラメータを
ロードできる。
リのブロック８０８，８１０に、プロセッシングモジュ
ール３２において標準メモリインターフェース信号を用
いて生成されたパラメータデータをロードする。デュア
ルポートメモリを使用することで、前歪み処理によるパ
ラメータのアクセスを中断させることなくパラメータを
ロードできる。
【００４９】理解されるべきことは、ルックアップテー
ブルがここにある形態である必要はないことである。例
えば、プロセッシングモジュールは、必要に応じて、Ａ
及びＢパラメータを得ることのできる十分な処理速度を
持つ。この場合、プロセッシングモジュールは適当な係
数を計算し、その後にＡ及びＢパラメータはプロセッシ
ングモジュールによって必要又は求めに応じて計算さ
れ、ルックアップテーブル内にそのようなパラメータを
格納する必要はない。
ブルがここにある形態である必要はないことである。例
えば、プロセッシングモジュールは、必要に応じて、Ａ
及びＢパラメータを得ることのできる十分な処理速度を
持つ。この場合、プロセッシングモジュールは適当な係
数を計算し、その後にＡ及びＢパラメータはプロセッシ
ングモジュールによって必要又は求めに応じて計算さ
れ、ルックアップテーブル内にそのようなパラメータを
格納する必要はない。
【００５０】図１において、デジタル前歪み適応ループ
におけるレシーバ１８は、指定周波数における狭帯域の
ＲＦ電力を測定するのに用いられる。このチューニング
された周波数は、例えばメインＣＤＭＡキャリア周波数
からオフセットされ、ＡＣＰが最適アルゴリズムによっ
て最小化される周波数である。
におけるレシーバ１８は、指定周波数における狭帯域の
ＲＦ電力を測定するのに用いられる。このチューニング
された周波数は、例えばメインＣＤＭＡキャリア周波数
からオフセットされ、ＡＣＰが最適アルゴリズムによっ
て最小化される周波数である。
【００５１】単一チャネルの単一変換レシーバ１８を図
３に示す。特にこのレシーバ１８は、周波数シンセサイ
ザ５０を備え、それはミキサ５２に接続されている。ミ
キサ５２の出力はローパスフィルタ５４に接続され、さ
らにローパスフィルタ５４の出力は中間周波数（ＩＦ）
チェーン５６に接続されている。チェーン５６の出力は
アナログ／デジタルコンバータ５８に接続され、図２に
示すように、アナログ／デジタルコンバータ５８はプロ
セッシングモジュール３２に入力を供給する。
３に示す。特にこのレシーバ１８は、周波数シンセサイ
ザ５０を備え、それはミキサ５２に接続されている。ミ
キサ５２の出力はローパスフィルタ５４に接続され、さ
らにローパスフィルタ５４の出力は中間周波数（ＩＦ）
チェーン５６に接続されている。チェーン５６の出力は
アナログ／デジタルコンバータ５８に接続され、図２に
示すように、アナログ／デジタルコンバータ５８はプロ
セッシングモジュール３２に入力を供給する。
【００５２】このブロックダイアグラムで重要な３つの
周波数は、高周波（ＲＦ）、局発周波数（ＬＯ）、中間
周波数（ＩＦ）であり、高周波（ＲＦ）は瞬時電力レベ
ルを測定するためのものである。局発周波数（ＬＯ）は
レシーバをチューニングするために必要に応じて変化す
る。中間周波数（ＩＦ）はこれらが混合されたものであ
る。必要とされるＬＯ周波数は、ＬＯ＝ＲＦ−ＩＦによ
り求められる。
周波数は、高周波（ＲＦ）、局発周波数（ＬＯ）、中間
周波数（ＩＦ）であり、高周波（ＲＦ）は瞬時電力レベ
ルを測定するためのものである。局発周波数（ＬＯ）は
レシーバをチューニングするために必要に応じて変化す
る。中間周波数（ＩＦ）はこれらが混合されたものであ
る。必要とされるＬＯ周波数は、ＬＯ＝ＲＦ−ＩＦによ
り求められる。
【００５３】特に、レシーバ１８のＲＦ入力は電力増幅
器１６の出力で分割される。広帯域ＲＦ信号はミキサ５
２で中間周波数（IＦ）にダウンコンバートされ、そこ
ではＩＦ＝ＲＦ−ＬＯとなる。ミキサ５２におけるＬＯ
はフェーズ・ロック・ループ（ＰＬＬ）周波数シンセサ
イザ５０によって生成される。このＬＯは、マイクロプ
ロセッサからの（デジタル）チューニングコマンドによ
って設定される。
器１６の出力で分割される。広帯域ＲＦ信号はミキサ５
２で中間周波数（IＦ）にダウンコンバートされ、そこ
ではＩＦ＝ＲＦ−ＬＯとなる。ミキサ５２におけるＬＯ
はフェーズ・ロック・ループ（ＰＬＬ）周波数シンセサ
イザ５０によって生成される。このＬＯは、マイクロプ
ロセッサからの（デジタル）チューニングコマンドによ
って設定される。
【００５４】ローパスフィルタ５４は、ＲＦ＋ＬＯ周波
数成分をＲＦ及びＬＯフィードスルーと同様にフィルタ
処理するため、また、ミキサ５２で生成されたあらゆる
高い周波数成分をフィルタ処理するために用いられる。
レシーバＩＦチェーン５６は、図３における単一のブロ
ックとして表される。レシーバＩＦチェーン５６に実際
に含まれるのは、１つの形態においては、複数の増幅器
及び１つの狭帯域バンドパスフィルタであり、このフィ
ルタは、測定された電力がチューニングされた周波数に
おける真の電力であること、及び、例えばＣＤＭＡキャ
リアからの電力を含んでいないことを保証する。
数成分をＲＦ及びＬＯフィードスルーと同様にフィルタ
処理するため、また、ミキサ５２で生成されたあらゆる
高い周波数成分をフィルタ処理するために用いられる。
レシーバＩＦチェーン５６は、図３における単一のブロ
ックとして表される。レシーバＩＦチェーン５６に実際
に含まれるのは、１つの形態においては、複数の増幅器
及び１つの狭帯域バンドパスフィルタであり、このフィ
ルタは、測定された電力がチューニングされた周波数に
おける真の電力であること、及び、例えばＣＤＭＡキャ
リアからの電力を含んでいないことを保証する。
【００５５】ＩＦチェーン５６はまた、受信信号強度イ
ンジケータ（ＲＳＳＩ）出力を生成する。この電圧はＩ
Ｆ電力に比例し、ＩＦ電力もまたＲＦ電力に比例し、そ
れはアナログ／デジタルコンバータ（ＡＤＣ）でサンプ
リングされる。ＡＤＣ出力は、最適アルゴリズムによっ
て使用されるデジタルワード（これはチューニングされ
た周波数における電力レベルに相当する）である。
ンジケータ（ＲＳＳＩ）出力を生成する。この電圧はＩ
Ｆ電力に比例し、ＩＦ電力もまたＲＦ電力に比例し、そ
れはアナログ／デジタルコンバータ（ＡＤＣ）でサンプ
リングされる。ＡＤＣ出力は、最適アルゴリズムによっ
て使用されるデジタルワード（これはチューニングされ
た周波数における電力レベルに相当する）である。
【００５６】ある具体例においては、最適アルゴリズム
は周波数多重ポイントにおけるＡＣＰを監視し、このた
め単一チャネルレシーバは一定に再チューニングされる
必要がある。この再チューニングは以下のような手順で
行うことができる。 ・マイクロプロセッサ（例えば、プロセッシングモジュ
ール３２）はチューニングコマンドを周波数シンセサイ
ザに送出する。これはＬＯ周波数（及び、それ故にレシ
ーバのチューニングされた周波数）を設定することにな
る。 ・マイクロプロセッサはＰＬＬ及びＲＳＳＩが安定する
のを待つ。 ・デジタル化されたＲＳＳＩの値がマイクロプロセッサ
によって読み出される。平均のＲＳＳＩが必要な場合に
は、多重読み出しが行われる。 ・これらのステップは次の周波数で繰り返される。
は周波数多重ポイントにおけるＡＣＰを監視し、このた
め単一チャネルレシーバは一定に再チューニングされる
必要がある。この再チューニングは以下のような手順で
行うことができる。 ・マイクロプロセッサ（例えば、プロセッシングモジュ
ール３２）はチューニングコマンドを周波数シンセサイ
ザに送出する。これはＬＯ周波数（及び、それ故にレシ
ーバのチューニングされた周波数）を設定することにな
る。 ・マイクロプロセッサはＰＬＬ及びＲＳＳＩが安定する
のを待つ。 ・デジタル化されたＲＳＳＩの値がマイクロプロセッサ
によって読み出される。平均のＲＳＳＩが必要な場合に
は、多重読み出しが行われる。 ・これらのステップは次の周波数で繰り返される。
【００５７】図４に示す動作において、本発明によるシ
ステムは、ベースバンド信号を得る（ステップ４０
２）。これらのＩ及びＱベースバンド信号は最初に等価
フィルタを通過する。この等価フィルタはＣＤＭＡの基
準であるＩＳ−９５において定義された特性を持つ、よ
く知られたフィルタである。
ステムは、ベースバンド信号を得る（ステップ４０
２）。これらのＩ及びＱベースバンド信号は最初に等価
フィルタを通過する。この等価フィルタはＣＤＭＡの基
準であるＩＳ−９５において定義された特性を持つ、よ
く知られたフィルタである。
【００５８】これらの信号はクリップされ（ステップ４
０４）、次にフィルタ処理される（ステップ４０６）。
ベースバンド信号のサンプル（例えば、Ｉ成分）Ｔ１、
Ｔ２、及びＴ３は、図５において時間領域の中で示さ
れ、この図でＴ１はクリップされる前の信号であり、Ｔ
２はクリップされた後でフィルタ処理される前の信号で
あり、Ｔ３はローパスフィルタ処理された後に信号であ
る。ベースバンドＣＤＭＡ信号Ｆ１のサンプルは図６に
おいて周波数領域の中で示されている。クリップされた
信号Ｆ２及びフィルタ処理された信号Ｆ３もまた図６に
おいて周波数領域の中で示されている。
０４）、次にフィルタ処理される（ステップ４０６）。
ベースバンド信号のサンプル（例えば、Ｉ成分）Ｔ１、
Ｔ２、及びＴ３は、図５において時間領域の中で示さ
れ、この図でＴ１はクリップされる前の信号であり、Ｔ
２はクリップされた後でフィルタ処理される前の信号で
あり、Ｔ３はローパスフィルタ処理された後に信号であ
る。ベースバンドＣＤＭＡ信号Ｆ１のサンプルは図６に
おいて周波数領域の中で示されている。クリップされた
信号Ｆ２及びフィルタ処理された信号Ｆ３もまた図６に
おいて周波数領域の中で示されている。
【００５９】この示されているベースバンド信号は、ク
リップされ及びフィルタ処理された後の信号で、アップ
サンプリング及び歪ませる前の信号である。電力レベル
が増大すると増幅器の利得は小さくなる。すなわち、増
幅器は高い電力レベルの信号を抑圧する。この抑圧を補
正するには、前歪み発生器が信号を拡大すること、すな
わち（Ｉ2＋Ｑ2）が高い値に場合の信号レベルを増大さ
せることが必要である。このため、信号の最大電力は前
歪み発生器によって増加され、前歪み発生器は増幅器の
非直線性を高い電力範囲においてさらに大きくするよう
に駆動する。
リップされ及びフィルタ処理された後の信号で、アップ
サンプリング及び歪ませる前の信号である。電力レベル
が増大すると増幅器の利得は小さくなる。すなわち、増
幅器は高い電力レベルの信号を抑圧する。この抑圧を補
正するには、前歪み発生器が信号を拡大すること、すな
わち（Ｉ2＋Ｑ2）が高い値に場合の信号レベルを増大さ
せることが必要である。このため、信号の最大電力は前
歪み発生器によって増加され、前歪み発生器は増幅器の
非直線性を高い電力範囲においてさらに大きくするよう
に駆動する。
【００６０】この影響を緩和するために有利な方法は、
信号が前歪みされる前に、信号の最大電力と平均電力と
の比率を低減することであり、このことは信号のピーク
が閾値を超えるときは常にその信号をクリップすること
によって可能となる。クリッピング動作によって生成さ
れるＡＣＰは、図６に示すようにフィルタによって除去
される。
信号が前歪みされる前に、信号の最大電力と平均電力と
の比率を低減することであり、このことは信号のピーク
が閾値を超えるときは常にその信号をクリップすること
によって可能となる。クリッピング動作によって生成さ
れるＡＣＰは、図６に示すようにフィルタによって除去
される。
【００６１】このときクリップされフィルタ処理された
信号は、元々の２倍レートから８倍レートまでアップサ
ンプリングされる（ステップ４０８）。アップサンプリ
ングが必要な理由は、チャネル成分の出力（増幅器によ
って生成されるものと等しくかつ逆向きの成分）を生成
することによって、非直線性の動作である前歪みが信号
の帯域を拡げるからであり、これによりナイキスト周波
数の上昇が必要になる。
信号は、元々の２倍レートから８倍レートまでアップサ
ンプリングされる（ステップ４０８）。アップサンプリ
ングが必要な理由は、チャネル成分の出力（増幅器によ
って生成されるものと等しくかつ逆向きの成分）を生成
することによって、非直線性の動作である前歪みが信号
の帯域を拡げるからであり、これによりナイキスト周波
数の上昇が必要になる。
【００６２】アップサンプリングの後、インデックスの
値又は瞬時エンベロープ電力は、（Ｉ2＋Ｑ2）の値を計
算することによって得られる。この値はルックアップテ
ーブルに対するインデックスとして用いられる（ステッ
プ４１０）。パラメータＡ及びＢはこのとき得られる
か、あるいは、計算されたインデックスの値を用いてル
ックアップテーブル３０から抽出される（ステップ４１
２）。
値又は瞬時エンベロープ電力は、（Ｉ2＋Ｑ2）の値を計
算することによって得られる。この値はルックアップテ
ーブルに対するインデックスとして用いられる（ステッ
プ４１０）。パラメータＡ及びＢはこのとき得られる
か、あるいは、計算されたインデックスの値を用いてル
ックアップテーブル３０から抽出される（ステップ４１
２）。
【００６３】そして、上記した式によるＩ及びＱの遅延
サンプルを導くことによって、出力ベースバンド信号
Ｉ’及びＱ’を発生するために用いられる（ステップ４
１４）。遅延ブロック３４（図２）は、（Ｉ2＋Ｑ2）を
計算するために必要な時間を補償するとともに、Ｉ及び
ＱサンプルがＡ及びＢと同時に出力ブロック３６に到達
するように、Ａ及びＢをルックアップテーブルから抽出
するために必要な時間を補償する。
サンプルを導くことによって、出力ベースバンド信号
Ｉ’及びＱ’を発生するために用いられる（ステップ４
１４）。遅延ブロック３４（図２）は、（Ｉ2＋Ｑ2）を
計算するために必要な時間を補償するとともに、Ｉ及び
ＱサンプルがＡ及びＢと同時に出力ブロック３６に到達
するように、Ａ及びＢをルックアップテーブルから抽出
するために必要な時間を補償する。
【００６４】出力信号はその後出力されて、レシーバ１
８によってサンプリングされる（ステップ４１６）。レ
シーバは、プロセッシングモジュール３２を通った修正
シンプレックスアルゴリズムの実行を経た十分なフィー
ドバックをルックアップテーブルに供給する。このよう
に歪みパラメータは、システムの最適なＡＣＰ低減がで
きるように十分に修正される。
８によってサンプリングされる（ステップ４１６）。レ
シーバは、プロセッシングモジュール３２を通った修正
シンプレックスアルゴリズムの実行を経た十分なフィー
ドバックをルックアップテーブルに供給する。このよう
に歪みパラメータは、システムの最適なＡＣＰ低減がで
きるように十分に修正される。
【００６５】対応するＣＤＭＡ周波数スペクトル７００
を図７に示す。図に示すように、典型的なスペクトルの
再増加領域Ｒ１及びＲ２が発生している。さらに、２つ
の狭帯域周波数Ｎ１及びＮ２が、レシーバ１８を用いて
測定することができ、サンプリングすることができるＡ
ＣＰ（又は、スペクトル増加電力）のところに見られ
る。グラフ上に示されている２つの点の実際の帯域幅を
測る必要はない。
を図７に示す。図に示すように、典型的なスペクトルの
再増加領域Ｒ１及びＲ２が発生している。さらに、２つ
の狭帯域周波数Ｎ１及びＮ２が、レシーバ１８を用いて
測定することができ、サンプリングすることができるＡ
ＣＰ（又は、スペクトル増加電力）のところに見られ
る。グラフ上に示されている２つの点の実際の帯域幅を
測る必要はない。
【００６６】前に述べたように、本発明による方法は、
前歪みによって増幅器の非直線性を可能な限り補正する
ように設計されている。その前歪みは、ベースバンド信
号の振幅（主にパラメータＡによってなされる）及び位
相（主にパラメータＢによってなされる）の両方でなさ
れる。しかしながら、増幅器の非直線性がいくらでも補
正できる訳ではないので、（単一チャネルＣＤＭＡシス
テムのように最大電力と平均電力との比が１に近い）信
号の特性が振幅の実質的な拡大を与えないところで適応
性がある。これらの適用において、位相を完全に（パラ
メータＢを介して）補正すること、及びＡm値の適切な
設定によって振幅を部分的に補正することにより、多く
の具体例が得られる。
前歪みによって増幅器の非直線性を可能な限り補正する
ように設計されている。その前歪みは、ベースバンド信
号の振幅（主にパラメータＡによってなされる）及び位
相（主にパラメータＢによってなされる）の両方でなさ
れる。しかしながら、増幅器の非直線性がいくらでも補
正できる訳ではないので、（単一チャネルＣＤＭＡシス
テムのように最大電力と平均電力との比が１に近い）信
号の特性が振幅の実質的な拡大を与えないところで適応
性がある。これらの適用において、位相を完全に（パラ
メータＢを介して）補正すること、及びＡm値の適切な
設定によって振幅を部分的に補正することにより、多く
の具体例が得られる。
【図１】本発明によるシステムの全体ブロックダイアグ
ラムの図。
ラムの図。
【図２】本発明によるデジタル前歪み発生器のブロック
ダイアグラムの図。
ダイアグラムの図。
【図３】本発明によるレシーバのブロックダイアグラム
の図。
の図。
【図４】本発明による方法を示すフローチャートの図。
【図５】ベースバンド波形を示すグラフの図。
【図６】本発明による信号変化を周波数領域において示
すグラフの図。
すグラフの図。
【図７】本発明によって発生されたＣＤＭＡ信号を示す
グラフの図。
グラフの図。
【図８】図２の一部を示すブロックダイアグラムの図。
１２ 前歪みモジュール １４ ＩＱ変調器 １６ 増幅器 １７ 結合器 １８ レシーバ ２０ 等価フィルタ ２２ クリッピングモジュール ２４ ローパスフィルタモジュール ２６ サンプリングモジュール ２８ インデックス計算モジュール ３０ ルックアップテーブル ３２ プロセッシングモジュール ３４ 遅延ブロック ３６ 出力モジュール ５０ 周波数シンセサイザ ５２ ミキサ ５４ ローパスフィルタ ５６ ＩＦチェーン ５８ アナログ／デジタルコンバータ ８００ フィールドプログラマブル・ゲートアレイ ８０２、８０４、８１２、８１４、８１６、８１８ 乗
算器 ８０６、８２０ 加算器 ８０８、８１０ デュアルポートランダムアクセスメモ
リ ８２２ 減算器 ８２４ ＣＰＵ／ＲＡＭ インターフェース
算器 ８０６、８２０ 加算器 ８０８、８１０ デュアルポートランダムアクセスメモ
リ ８２２ 減算器 ８２４ ＣＰＵ／ＲＡＭ インターフェース
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (71)出願人 596077259 600 Ｍｏｕｎｔａｉｎ Ａｖｅｎｕｅ, Ｍｕｒｒａｙ Ｈｉｌｌ， Ｎｅｗ Ｊｅ ｒｓｅｙ 07974−0636Ｕ．Ｓ．Ａ. (72)発明者 ロバート エベレスト ジョンソン アメリカ合衆国、07869 ニュージャージ ー、ランドルフ、リザボール アベニュー 161 (72)発明者 マーク トーマス レニー アメリカ合衆国、07052 ニュージャージ ー、ウェスト オレンジ、ホイッティグハ ム プレイス 64 (72)発明者 ジョージ フィリップ ベラ コレイロ アメリカ合衆国、07901 ニュージャージ ー、サミット、ニュー イングランド ア ベニュー 54、アパートメント ６
Claims (20)
- 【請求項１】 通信機器によって発生された信号で、同
相成分及び直交成分を有するベースバンド信号に適応で
きるように前歪み処理を行う装置であって、 Ａ）クリップされた信号を生成するために前記ベースバ
ンド信号にクリップ処理を施すクリッピングモジュール
と、 Ｂ）フィルタ処理された信号を生成するために前記クリ
ップされた信号の高周波成分を除去するフィルタ処理を
施すフィルタモジュールと、 Ｃ）アップサンプリング信号を得るために前記フィルタ
処理された信号のサンプリングレートを上昇するサンプ
リングモジュールと、 Ｄ）前記ベースバンド信号の前記同相成分及び直交成分
に基づいてインデックスの値の計算処理を行うインデッ
クス計算モジュールと、 Ｅ）前記インデックス値に基づいて抽出可能なパラメー
タを内部に記憶しているルックアップテーブルと、 Ｆ）前記ルックアップテーブルから抽出されたパラメー
タ及び前記アップサンプリング信号に基づいて出力信号
を生成する処理を行う出力モジュールと、 Ｇ）前記出力信号に基づいて生成されたＲＦ信号のサン
プルを抽出する処理を行うレシーバと、 Ｈ）前記サンプルに基づいて前記ルックアップテーブル
に対して適応できるフィードバックを供給する処理を行
うプロセッサと、 を備えたことを特徴とする無線通信における隣接チャネ
ル電力低減装置。 - 【請求項２】 前記アップサンプリングモジュールは、
サンプリングレートを４倍に上昇することを特徴とする
請求項１記載の無線通信における隣接チャネル電力低減
装置。 - 【請求項３】 前記インデックス値は、前記同相成分及
び直交成分の２乗の和によって計算されることを特徴と
する請求項１記載の無線通信における隣接チャネル電力
低減装置。 - 【請求項４】 前記インデックス値は、ベースバンド信
号の瞬時電力エンベロープであることを特徴とする請求
項１記載の無線通信における隣接チャネル電力低減装
置。 - 【請求項５】 前記パラメータは、係数をもつ複素数の
式から導き出されることを特徴とする請求項１記載の無
線通信における隣接チャネル電力低減装置。 - 【請求項６】 前記パラメータはＡ及びＢとして定義さ
れ、並びに、前記複素数の式は下記のように定義される
ことを特徴する請求項５記載の無線通信における隣接チ
ャネル電力低減装置。 Ａ＝Ｃ0＋Ｃ1Ｐ＋Ｃ2Ｐ2＋Ｃ3Ｐ3（Ａ≦Ａmのとき） Ａ＝Ａm（上記以外） Ｂ＝Ｃ4Ｐ＋Ｃ5Ｐ2＋Ｃ6Ｐ3（Ｐ≦Ｐbのとき） Ｂ＝（Ｂb1−Ｂb2）＋Ｃ7Ｐ＋Ｃ8Ｐ2＋Ｃ9Ｐ3（Ｐ＞Ｐb
のとき） ここで、Ｐ＝（Ｉ2＋Ｑ2）は、瞬時エンベロープ電力で
ある。Ａmは増幅器が飽和しないための最大値である。
ＰbはＢパラメータが１つの複素数の式から他の複素数
の式に遷移するときのブレークポイントである。Ｂb1及
びＢb2は第１の複素数の式及び第２の複素数の式を用い
る場合のＰ＝ＰbのときのそれぞれのＢの値である。Ｃ0
乃至Ｃ9は係数である。 - 【請求項７】 前記適応できるフィードバックは、前記
係数を最適化することを特徴とする請求項５記載の無線
通信における隣接チャネル電力低減装置。 - 【請求項８】 前記サンプリングモジュールと前記出力
モジュールとの間にさらに遅延モジュールが配置される
ことを特徴とする請求項１記載の無線通信における隣接
チャネル電力低減装置。 - 【請求項９】 同相成分及び直交成分を有するベースバ
ンド信号に適応できるように前歪み処理を行う方法であ
って、 Ａ）通信機器によってベースバンド信号を発生するステ
ップと、 Ｂ）クリップされた信号を生成するために前記ベースバ
ンド信号をクリップするステップと、 Ｃ）フィルタ処理された信号を生成するために前記クリ
ップされた信号の高周波成分を除去するフィルタステッ
プと、 Ｄ）アップサンプリング信号を得るために前記フィルタ
処理された信号のサンプリングレートを上昇するステッ
プと、 Ｅ）前歪みパラメータを獲得するステップと、 Ｆ）前記前歪みパラメータ及び前記アップサンプリング
信号に基づいて出力信号を出力するステップと、 Ｇ）前記出力信号に基づいてＲＦ信号をサンプリングす
るステップと、 Ｈ）前記サンプリングに基づいて適応できるフィードバ
ックを供給するステップと、 を有することを特徴とする無線通信における隣接チャネ
ル電力低減方法。 - 【請求項１０】 前記サンプリングレートの上昇ステッ
プは、前記サンプリングレートを４倍に上昇するステッ
プであることを特徴とする請求項９記載の無線通信にお
ける隣接チャネル電力低減方法。 - 【請求項１１】 前記パラメータの獲得ステップは、前
記同相成分及び直交成分の２乗の和によってインデック
ス値を計算するステップを有することを特徴とする請求
項９記載の無線通信における隣接チャネル電力低減方
法。 - 【請求項１２】 前記獲得するステップは、ルックアッ
プテーブルからパラメータを抽出するステップをさらに
有することを特徴とする請求項１１記載の無線通信にお
ける隣接チャネル電力低減方法。 - 【請求項１３】 係数をもつ複素数の式から前記パラメ
ータを導き出すステップをさらに有することを特徴とす
る請求項９記載の無線通信における隣接チャネル電力低
減方法。 - 【請求項１４】 前記パラメータは、Ａ及びＢとしてパ
ラメータを定義すること、並びに、前記複素数の式を下
記のように編集することによって導き出されることを特
徴とする請求項１３記載の無線通信における隣接チャネ
ル電力低減方法。 Ａ＝Ｃ0＋Ｃ1Ｐ＋Ｃ2Ｐ2＋Ｃ3Ｐ3（Ａ≦Ａmのとき） Ａ＝Ａm（上記以外） Ｂ＝Ｃ4Ｐ＋Ｃ5Ｐ2＋Ｃ6Ｐ3（Ｐ≦Ｐbのとき） Ｂ＝（Ｂb1−Ｂb2）＋Ｃ7Ｐ＋Ｃ8Ｐ2＋Ｃ9Ｐ3（Ｐ＞Ｐb
のとき） ここで、Ｐ＝（Ｉ2＋Ｑ2）は、瞬時エンベロープ電力で
ある。Ａmは増幅器が飽和しないための最大値である。
ＰbはＢパラメータが１つの複素数の式から他の複素数
の式に遷移するときのブレークポイントである。Ｂb1及
びＢb2は第１の複素数の式及び第２の複素数の式を用い
る場合のＰ＝ＰbのときのそれぞれのＢの値である。Ｃ0
乃至Ｃ9は係数である。 - 【請求項１５】 前記出力モジュールに入力するアップ
サンプリング信号を遅延するステップをさらに有するこ
とを特徴とする請求項９記載の無線通信における隣接チ
ャネル電力低減方法。 - 【請求項１６】 同相成分及び直交成分を有するベース
バンド信号に適応できるように前歪み処理を行うシステ
ムであって、 Ａ）通信機器によってベースバンド信号を発生する手段
と、 Ｂ）クリップされた信号を生成するために前記ベースバ
ンド信号をクリップする手段と、 Ｃ）フィルタ処理された信号を生成するために前記クリ
ップされた信号の高周波成分を除去するフィルタ処理を
施す手段と、 Ｄ）アップサンプリング信号を得るために前記フィルタ
処理された信号のサンプリングレートを上昇する手段
と、 Ｅ）前記同相成分及び直交成分に基づいてインデックス
値を計算する手段と、 Ｆ）前記インデックス値に基づいてルックアップテーブ
ルからパラメータを抽出する手段と、 Ｇ）前記ルックアップテーブルから抽出された前記パラ
メータ及び前記アップサンプリング信号に基づいて出力
信号を出力する手段と、 Ｈ）前記出力信号に基づいて発生されるＲＦ信号をサン
プリングする手段と、 Ｉ）前記サンプリングに基づいて適応できるフィードバ
ックを前記ルックアップテーブルに供給する手段と、 を備えたことを特徴とする無線通信における隣接チャネ
ル電力低減システム。 - 【請求項１７】 ベースバンド信号を適応できるように
前歪み処理する装置であって、 Ａ）アップサンプリング信号を得るためにサンプリング
レートを上昇するサンプリングモジュールと、 Ｂ）前歪み処理されたパラメータを計算する処理を行う
モジュールと、 Ｃ）前記前歪み処理されたパラメータ及び前記アップサ
ンプリング信号に基づいて出力信号を発生する処理を行
う出力モジュールと、 Ｄ）前記出力信号に基づいて発生されたＲＦ信号のサン
プルを抽出する処理を行うレシーバと、 Ｅ）前記サンプルに基づいて適応のフィードバックを提
供する処理を行うプロセッサと、 を備えたことを特徴とする無線通信における隣接チャネ
ル電力低減装置。 - 【請求項１８】 前記ベースバンド信号をクリップする
処理を行うクリッピングモジュールをさらに備えたこと
を特徴とする請求項１７記載の無線通信における隣接チ
ャネル電力低減装置。 - 【請求項１９】 クリッピング処理された後の前記ベー
スバンド信号にフィルタ処理を施すフィルタモジュール
をさらに備えたことを特徴とする請求項１８記載の無線
通信における隣接チャネル電力低減装置。 - 【請求項２０】 前記パラメータは、係数をもつ複素数
の式から導き出されることを特徴とする請求項１７記載
の無線通信における隣接チャネル電力低減装置。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| US09/395,490 US7409007B1 (en) | 1999-09-14 | 1999-09-14 | Method and apparatus for reducing adjacent channel power in wireless communication systems |
| US09/395490 | 1999-09-14 |
Publications (3)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2001127819A true JP2001127819A (ja) | 2001-05-11 |
| JP2001127819A5 JP2001127819A5 (ja) | 2007-11-01 |
| JP4676052B2 JP4676052B2 (ja) | 2011-04-27 |
Family
ID=23563261
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2000277712A Expired - Fee Related JP4676052B2 (ja) | 1999-09-14 | 2000-09-13 | 無線通信における隣接チャネル電力低減装置、低減方法及び低減システム |
Country Status (9)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US7409007B1 (ja) |
| EP (1) | EP1085668B1 (ja) |
| JP (1) | JP4676052B2 (ja) |
| KR (1) | KR100739356B1 (ja) |
| CN (1) | CN1288341A (ja) |
| AU (1) | AU773197B2 (ja) |
| BR (1) | BR0004033A (ja) |
| CA (1) | CA2317901C (ja) |
| DE (1) | DE60044485D1 (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6983411B2 (en) | 2002-03-19 | 2006-01-03 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Receiving apparatus and method using multicarrier modulation |
| KR100553434B1 (ko) | 2004-08-13 | 2006-02-20 | 주식회사 팬택앤큐리텔 | Ｒｆ 수신 장치 |
| JP2007251909A (ja) * | 2006-02-17 | 2007-09-27 | Fujitsu Ltd | 信号ピーク電圧抑圧装置 |
| JP2010268397A (ja) * | 2009-05-18 | 2010-11-25 | Icom Inc | 送信電力制御装置及び送信電力制御方法 |
| US9397619B2 (en) | 2014-01-30 | 2016-07-19 | Fujitsu Limited | Distortion compensation apparatus and distortion compensation method |
Families Citing this family (24)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7158563B2 (en) * | 2001-06-01 | 2007-01-02 | The Board Of Trustees Of The Leland Stanford Junior University | Dynamic digital communication system control |
| ATE355652T1 (de) * | 2001-06-25 | 2006-03-15 | Nokia Corp | Datenübertragungsverfahren und -anordnung |
| KR20030024241A (ko) * | 2001-09-17 | 2003-03-26 | 엘지전자 주식회사 | 블루투스 송신회로 |
| US7248642B1 (en) | 2002-02-05 | 2007-07-24 | Andrew Corporation | Frequency-dependent phase pre-distortion for reducing spurious emissions in communication networks |
| US7197085B1 (en) | 2002-03-08 | 2007-03-27 | Andrew Corporation | Frequency-dependent magnitude pre-distortion for reducing spurious emissions in communication networks |
| US7266159B2 (en) * | 2002-03-08 | 2007-09-04 | Andrew Corporation | Frequency-dependent magnitude pre-distortion on non-baseband input signals for reducing spurious emissions in communication networks |
| US8811917B2 (en) | 2002-05-01 | 2014-08-19 | Dali Systems Co. Ltd. | Digital hybrid mode power amplifier system |
| US8380143B2 (en) | 2002-05-01 | 2013-02-19 | Dali Systems Co. Ltd | Power amplifier time-delay invariant predistortion methods and apparatus |
| US7139327B2 (en) | 2002-06-10 | 2006-11-21 | Andrew Corporation | Digital pre-distortion of input signals for reducing spurious emissions in communication networks |
| US7450636B2 (en) | 2002-09-05 | 2008-11-11 | Avago Technologies General Ip (Singapore) Pte. Ltd. | Adaptive transmit equalizer |
| US7035601B2 (en) | 2003-02-27 | 2006-04-25 | Nokia Corporation | Data transmission method, base station and transmitter for compensating for non-linearities in a transmission chain |
| US7251293B2 (en) | 2003-06-27 | 2007-07-31 | Andrew Corporation | Digital pre-distortion for the linearization of power amplifiers with asymmetrical characteristics |
| US7738544B2 (en) | 2004-01-30 | 2010-06-15 | Electronics & Telecommunications Research Institute | Apparatus and method for measuring received signal strength indicator, and recording medium storing program embodying the same method |
| US7787562B2 (en) | 2004-12-29 | 2010-08-31 | Motorola, Inc. | Method and apparatus for adaptive modulation of wireless communication signals |
| EP3790244A1 (en) | 2006-12-26 | 2021-03-10 | Dali Systems Co. Ltd. | Method and system for baseband predistortion linearization in multi-channel wideband communication systems |
| US9026067B2 (en) * | 2007-04-23 | 2015-05-05 | Dali Systems Co. Ltd. | Remotely reconfigurable power amplifier system and method |
| JP5250636B2 (ja) | 2007-12-07 | 2013-07-31 | ダリ システムズ カンパニー リミテッド | ベースバンド導出ｒｆデジタルプリディストーション |
| KR101145830B1 (ko) * | 2008-10-29 | 2012-05-17 | 주식회사 케이제이티 | 전치왜곡장치 및 간섭억제시스템 필터-유닛이 적용된 이동통신장치의 출력단 |
| US8358680B2 (en) | 2008-12-23 | 2013-01-22 | Apple Inc. | Reducing power levels associated with two or more signals using peak reduction distortion that is derived from a combined signal |
| KR102136940B1 (ko) | 2010-09-14 | 2020-07-23 | 달리 시스템즈 씨오. 엘티디. | 원격으로 재구성가능한 분산 안테나 시스템 및 방법 |
| US8711976B2 (en) | 2011-05-12 | 2014-04-29 | Andrew Llc | Pre-distortion architecture for compensating non-linear effects |
| US8792572B1 (en) * | 2013-05-30 | 2014-07-29 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Universal peak power reduction in communication radios |
| US20200396691A1 (en) * | 2017-09-11 | 2020-12-17 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) | Transmit Power Control in a Wireless Communications Network |
| CN112262369B (zh) * | 2018-07-26 | 2024-04-02 | 上海诺基亚贝尔股份有限公司 | 用于数据处理的方法、装置和计算机可读介质 |
Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH06507772A (ja) * | 1992-03-02 | 1994-09-01 | モトローラ・リミテッド | 線形化機能をもつｒｆ電力増幅器 |
| JPH0918451A (ja) * | 1995-06-30 | 1997-01-17 | Nec Corp | Ｃｄｍａ基地局送信装置 |
| JPH10150394A (ja) * | 1996-11-19 | 1998-06-02 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 非線形歪補償装置 |
| JPH10150393A (ja) * | 1996-11-19 | 1998-06-02 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 送信装置 |
| US5867065A (en) * | 1997-05-07 | 1999-02-02 | Glenayre Electronics, Inc. | Frequency selective predistortion in a linear transmitter |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1998023068A1 (fr) | 1996-11-19 | 1998-05-28 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Emetteur |
| US5920808A (en) * | 1996-12-12 | 1999-07-06 | Glenayre Electronics, Inc. | Method and apparatus for reducing key-up distortion by pre-heating transistors |
| US5923712A (en) * | 1997-05-05 | 1999-07-13 | Glenayre Electronics, Inc. | Method and apparatus for linear transmission by direct inverse modeling |
| US5963549A (en) * | 1997-12-10 | 1999-10-05 | L-3 Communications Corporation | Fixed wireless loop system having baseband combiner predistortion summing table |
| US6075411A (en) | 1997-12-22 | 2000-06-13 | Telefonaktiebolaget Lm Ericsson | Method and apparatus for wideband predistortion linearization |
| US6288610B1 (en) * | 1998-03-19 | 2001-09-11 | Fujitsu Limited | Method and apparatus for correcting signals, apparatus for compensating for distortion, apparatus for preparing distortion compensating data, and transmitter |
| US6493543B1 (en) * | 1998-10-19 | 2002-12-10 | Powerwave Technologies, Inc. | Multichannel amplification system using mask detection |
| US6614854B1 (en) * | 1999-05-28 | 2003-09-02 | Carriercomm, Inc. | System and method for adaptive predistortion |
| US6507732B1 (en) | 1999-09-14 | 2003-01-14 | Lucent Technologies Inc. | Dynamic path gain compensation for radios in wireless communication systems |
-
1999
- 1999-09-14 US US09/395,490 patent/US7409007B1/en not_active Expired - Fee Related
-
2000
- 2000-09-04 DE DE60044485T patent/DE60044485D1/de not_active Expired - Lifetime
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- 2000-09-14 KR KR1020000054035A patent/KR100739356B1/ko not_active IP Right Cessation
Patent Citations (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH06507772A (ja) * | 1992-03-02 | 1994-09-01 | モトローラ・リミテッド | 線形化機能をもつｒｆ電力増幅器 |
| JPH0918451A (ja) * | 1995-06-30 | 1997-01-17 | Nec Corp | Ｃｄｍａ基地局送信装置 |
| JPH10150394A (ja) * | 1996-11-19 | 1998-06-02 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 非線形歪補償装置 |
| JPH10150393A (ja) * | 1996-11-19 | 1998-06-02 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 送信装置 |
| US5867065A (en) * | 1997-05-07 | 1999-02-02 | Glenayre Electronics, Inc. | Frequency selective predistortion in a linear transmitter |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6983411B2 (en) | 2002-03-19 | 2006-01-03 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Receiving apparatus and method using multicarrier modulation |
| US7225389B2 (en) | 2002-03-19 | 2007-05-29 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Method and circuit for correcting power amplifier distortion |
| KR100553434B1 (ko) | 2004-08-13 | 2006-02-20 | 주식회사 팬택앤큐리텔 | Ｒｆ 수신 장치 |
| JP2007251909A (ja) * | 2006-02-17 | 2007-09-27 | Fujitsu Ltd | 信号ピーク電圧抑圧装置 |
| JP2010268397A (ja) * | 2009-05-18 | 2010-11-25 | Icom Inc | 送信電力制御装置及び送信電力制御方法 |
| US9397619B2 (en) | 2014-01-30 | 2016-07-19 | Fujitsu Limited | Distortion compensation apparatus and distortion compensation method |
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| Publication number | Publication date |
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