ES2236564T3 - Procedimiento para el control de la conmutacion de un motor conmutado electronicamente, y un motor conmutado electronicamente para llevar a cabo un procedimiento de este tipo. - Google Patents
Procedimiento para el control de la conmutacion de un motor conmutado electronicamente, y un motor conmutado electronicamente para llevar a cabo un procedimiento de este tipo.Info
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Abstract
Procedimiento para el control de la conmutación en un motor controlado electrónicamente (20), que presenta un estator con al menos una fase (24, 26) y un rotor magnético permanente (22), y al que están asociados - un limitador de la corriente (36, 58) así como - un regulador (18) para la regulación de una variable del motor, en el que - el limitador de la corriente (36, 58) está configurado para la limitación de la corriente (I) en al menos una fase (24, 26) a un valor predeterminado, y - la regulación se realiza por medio del regulador (18) a través de la modificación del intervalo de tiempo (W) entre la conexión (t1) y la desconexión (t2) de la corriente (i1, i2) en al menos una fase, con la siguiente etapa: en función de la relación porcentual (W/T) - del intervalo de tiempo (W) entre la conexión (t1) y la desconexión (t2) de la corriente (i1, i2) en la al menos una fase (24, 26) - con respecto a la duración de tiempo (T) de una revolución del rotor (22) alrededor de un ángulo de giro predeterminado se modifica el valor de previsión, al que el limitador de la corriente limita la corriente (i1, i2) en la al menos una fase.
Description
Procedimiento para el control de la conmutación
en un motor conmutado electrónicamente, y un motor conmutado
electrónicamente para llevar a cabo un procedimiento de este
tipo.
La invención se refiere a un procedimiento para
el control de la conmutación en un motor conmutado electrónicamente
(ECM), y a un ECM para la realización de un procedimiento de este
tipo.
El documento EP 1 107 441 A2 muestra un ECM, en
el que está prevista una disposición para la limitación de la
corriente. La limitación de la corriente es especialmente importante
durante el arranque de un motor, puesto que a números de
revoluciones bajos de un motor, también su tensión inducida a través
del rotor magnético permanente en el arrollamiento del estator, la
llamada contra-EMK (Counter EMF), es baja, lo que
puede conducir durante el arranque a corrientes demasiado altas, que
son esencialmente más altas que la corriente nominal de un motor de
este tipo. Si no está prevista ninguna limitación de la corriente,
entonces la altura de los picos de la corriente durante el arranque
solamente están limitados esencialmente por la resistencia del
arrollamiento y por la altura de la contra-EMK -baja
con números de revoluciones bajos-. Estas corrientes altas conducen
a ruidos correspondientes en el motor, que están en la región
audible y cuya frecuencia corresponde a la frecuencia de la
conmutación. Esto se explica a continuación con la ayuda de la
figura 3.
Se conoce a partir del documento EP 1 107 441 A2
suprimir durante el arranque la limitación de la corriente para
posibilitar una aceleración rápida. Esto se realiza de tal forma que
se conecta un transistor de conmutación de puente en paralelo a una
resistencia de medición de la corriente. Este transistor de
conmutación de puente es controlado de manera conductora durante el
arranque en el transcurso de 0,5 segundos, y durante este tiempo no
tiene lugar ninguna limitación de la corriente. Sin embargo, una
elevación de este tipo de la corriente de arranque solamente es
admisible en motores pequeños y requiere un transistor de
conmutación de puente potente, que debe estar en condiciones de
conducir la corriente de arranque muy alta durante 0,5 segundos.
Se conoce a partir del documento EP 0 452 487 A1
limitar en un motor, que debe trabajar en diferentes números de
revoluciones teóricos, la amplitud de los impulsos de la corriente,
que sirven para la alimentación de corriente del motor, en función
del número de revoluciones ajustado, por ejemplo a 1 A con 500 rpm,
a 1,2 A con 750 rpm, y a 1,7 A con 1250 rpm. De esta manera, deben
reducirse los ruidos, que son generados por estos impulsos de la
corriente.
Un problema de la invención es preparar un
procedimiento nuevo para el control de la conmutación y un motor
conmutado electrónicamente nuevo, adecuado para ello.
De acuerdo con la invención, este problema se
soluciona a través del objeto de la reivindicación 1 de la patente y
de la reivindicación 8 de la patente. Por medio de un procedimiento
de este tipo y de un dispositivo de este tipo se consigue que la
limitación de la corriente sea modificada en función de la carga,
para que con números de revoluciones bajos, cuando el motor necesita
una potencia reducida, el límite superior de la corriente sea más
bajo que con números de revoluciones altos. De esta manera, se
reduce automáticamente la amplitud de los impulsos de la corriente,
que fluyen a través del estator con números de revoluciones bajos, y
para la compensación se eleva de forma automática, a través del
regulador del número de revoluciones, la longitud del bloque de
estos impulsos, lo que conduce a un funcionamiento más estable del
motor y puede provocar también una mejora del rendimiento.
Un desarrollo preferido es objeto de la
reivindicación 7. Un comportamiento de este tipo posibilita influir
de una manera activa sobre la forma de los impulsos de la corriente
del estator y conseguir de esta manera una marcha estable del motor,
libre de averías.
Por medio del motor según la invención de acuerdo
con la reivindicación 8, en función de la magnitud de la señal de
control adicional, en un motor de este tipo, se puede predeterminar
un valor variable para la altura de la limitación de la corriente.
Por ejemplo, con números de revoluciones bajos, se puede
predeterminar un valor más bajo, que se incrementa a medida que
aumenta el número de revoluciones, y que cuando se alcanza un número
de revoluciones determinado del motor se desconecta totalmente la
limitación de la corriente, porque el motor, debido a la subida de
su tensión inducida, limita la corriente por sí mismo de forma
automática.
Un desarrollo preferido es objeto de la
reivindicación 16. La señal de frecuencia elevada posibilita una
influencia activa sobre la forma de los impulsos de la corriente del
estator, lo que es especialmente interesante en motores, en los que
el número de revoluciones es función de una temperatura ambiente.
Tales motores tienen números de revoluciones bajos a temperaturas
bajas y solamente necesitan a tal fin una corriente baja. Puesto que
en este caso, los conmutadores de semiconductores, que desconectan y
conectan la corriente del estator, pueden funcionar a modo de
resistencias, es posible, especialmente en un motor regulado en el
número de revoluciones, una configuración activa de la forma de los
impulsos de la corriente del estator, para asegurar una marcha
estable del motor con números de revoluciones bajos.
Otros detalles y desarrollos ventajosos de la
invención se deducen a partir de los ejemplos de realización
descritos a continuación y representados en los dibujos, así como a
partir de las reivindicaciones dependientes. En este caso:
La figura 1 muestra un esquema de conjunto de una
disposición de motor con conmutación electrónica.
La figura 2 muestra una representación
esquemática para la explicación del motor de actuación de la
disposición según la figura 1 con números de revoluciones altos.
La figura 3 muestra una representación
esquemática para la explicación del modo de actuación de la
disposición según la figura 1 con números de revoluciones bajos.
La figura 4 muestra un primer ejemplo de
realización de un ECM según la invención.
La figura 5 muestra una representación muy
esquemática de la curva de las señales S31, S33 y u_{c} en el
motor de la figura 4.
La figura 6 muestra un segundo ejemplo de
realización de la invención, en el que el ECM es controlado por un
\muC 27, que alimenta señales S31 y S33 para la conmutación del
motor y que influye también sobre el valor máximo admisible de la
corriente I en el motor en función de al menos un parámetro.
La figura 7 muestra un primer diagrama para la
explicación de la figura 6.
La figura 8 muestra un segundo diagrama para la
explicación de la figura 6.
La figura 9 muestra un diagrama para la
explicación de la conmutación y de la generación de impulsos 84 con
frecuencia elevada, que influyen sobre la limitación de la
corriente, y
La figura 10 muestra un diagrama de flujo para la
explicación de la figura 9.
En las figuras siguientes, las mismas partes o
las partes que actúan de la misma manera son designadas en cada caso
con los mismos signos de referencia y solamente se describen una
vez, como es habitual. Esto se aplica especialmente para los
componentes idénticos en las figuras 4 y 6.
La figura 1 muestra un esquema de conjunto de un
motor conmutado electrónicamente (ECM) 20, como se conoce en su
estructura básica a partir del documento EP 0 567 989 B1
(EP-3008). Este motor puede servir, por ejemplo,
para el accionamiento de un ventilador, cuyo número de revoluciones
es controlado por una resistencia-NTC 10 en función
de la temperatura, que está colocada en serie con una resistencia 11
en una tensión constante de 5 V. El punto de conexión 12 de las
resistencias 10, 11 está conectado con la entrada negativa de un
comparador 13, cuya entrada de impulsos está conectada con un punto
nodal 14, que está conectado a través de un condensador 15 con masa
38 y a través de un miembro de corriente constante 16 con +5V. A una
temperatura baja de la resistencia-NTC 10, un
ventilador de este tipo funciona lentamente y necesita poca
corriente para ello, y funciona rápidamente y entonces necesita
mucha corriente a una temperatura alta.
El condensador 15 es cargado linealmente a través
de un miembro de corriente constante 16 y cuando el potencial en el
punto 14 excede el potencial en el punto 12, el comparador 13 emite
una señal a un miembro de cálculo del valor teórico CALC
n_{teórico} 17, que calcula un valor teórico n_{teórico} para el
número de revoluciones, por ejemplo 1500 rpm a bajas temperaturas,
3000 rpm a altas temperaturas y valores intermedios a las
temperaturas intermedias.
De esta manera, en un ventilador, se adapta la
cantidad de aire transportada a la temperatura del aparato a
refrigerar. Naturalmente, se puede controlar el número de
revoluciones deseado n_{teórico} en el motor 20 de otra manera
discrecional, por ejemplo a través de una señal eléctrica
n_{teórico} alimentada directamente desde el exterior.
El valor teórico n_{teórico} calculado en el
miembro de cálculo 17 es alimentado a un regulador 18, que es aquí
un regulador del número de revoluciones, pero también podría ser un
regulador del par de torsión. Este regulador genera valores de
previsión para una llamada conmutación de bloque, que se explica a
continuación con la ayuda de las figuras 2 y 3.
Las señales procedentes del regulador 18 son
alimentadas a un control de conmutación COMM_CTL 19, y éste controla
el motor 20 conmutado electrónicamente, que solamente se representa
de forma esquemática. Tiene un rotor 22 magnético permanente
-representado de cuatro polos- dos secciones de arrollamiento 24, 26
y un generador HALL 28, controlado por el campo magnético del rotor
22 como sensor de la posición del rotor. Éste se representa dos
veces en la figura 1 en la parte superior derecha y en la parte
central derecha.
La señal de salida HALL del generador Hall 28,
que se representa en la figura 9A, se alimenta según la figura 1 al
control de conmutación 19, así como al regulador del número de
revoluciones 18, que calcula a partir de ello el número de
revoluciones real, y a un reloj 29, que calcula, entre otras cosas,
los instantes, en los que se modifica la señal HALL, como se
describe a continuación en las figuras 9 y 10.
Como se representa, los diferentes módulos 13,
17, 18, 19, 21, 29 así como una ROM 25 (con el programa representado
en la figura 10 así como con partes del programa para la regulación
del número de revoluciones) son componentes de un microcontrolador
(\muC) 27, en el que se realizan los diferentes procesos de
cálculo para la regulación, etc., como se describe en detalle, por
ejemplo, en el documento EP 0 567 989 B1.
El motor 20 puede ser, por ejemplo, un motor
según el documento EP 0 908 630 A1, o según el documento DE 295 01
695.7 U1, o el según el documento DE 8 702 271.0 U1, y puede tener,
en lugar de dos secciones 24, 26, también una sola sección o más de
dos secciones. Su conmutación se puede controlar, en lugar de a
través de un generador Hall 28, por ejemplo también a través de las
tensiones inducidas en las secciones del arrollamiento del estator,
como se representa, por ejemplo, en el documento EP 1 107 441 A2.
También es posible un funcionamiento por medio de un circuito de
puente completo. Por lo tanto, el motor representado solamente sirve
para explicar la invención en un ejemplo sencillo de una manera
fácilmente comprensible.
La sección 24 está, en este ejemplo, en serie con
un transistor MOSFET de canal N 30, y la sección 26 está en serie
con un transistor MPSFET 32. Estos transistores pueden ser también
transistores bipolares, como se describe en los siguientes ejemplos
de realización. Las conexiones fuente de los transistores 30, 32
están conectadas con masa 38 a través de un punto nodal 34. El
drenador del MOSFET 30 está conectado a través de la sección 24 y a
través de un filtro EMI 39 con una conexión positiva 40. De la misma
manera, el drenador del MOSFET 32 está conectado a través de la
sección 26 y a través del filtro 39 con la conexión 40 y con la
tensión positiva allí +U_{B}.Un condensador 37 sirve como miembro
de tamiz.
La figura 2 muestra de forma esquemática las
formas de las señales con un número de revoluciones del motor de
3000 rpm.
En la línea a) se representan las señales de
control S31 en forma de bloque, que son alimentadas por el control
de la conmutación 19 a la puerta del MOSFGET 30, y la figura 2b
muestra las señales S33 en forma de bloque, que son alimentadas a la
puerta del MOSFET 32. Puesto que el motor 290 necesita una potencia
alta con este número de revoluciones, la relación de exploración de
las señales S31 y S33 es grande. Esta relación de exploración está
definida como la relación entre la longitud del bloque W y la
duración de los periodos T, que necesita el rotor 22 para una
rotación de 360º el. y que corresponde, en un rotor 22 de cuatro
polos, a la mitad del tiempo, que necesita este rotor para una
revolución total. Por lo tanto, se aplica:
...(1)Relación
de explicación de las señales de bloques =
W/T
Por ejemplo, un rotor 22 de cuatro polos a 3000
rpm necesita 20 ms para una revolución completa, es decir, 10 ms
para una revolución de 360º el., de manera que con este número de
revoluciones, el valor W está entre 0 y 5. Las señales S31 en forma
de bloques controlan la corriente i_{1} en la sección 24, y las
señales S23 controlan la corriente i_{2} en la sección 26. Por
ejemplo, el comienzo t1 de la señal en forma de bloque S31 conecta
la corriente i_{1}, y el extremo t2 de la señal S31 desconecta la
corriente i_{1}, que se desactiva a continuación en el punto t2
debido a la inductividad de la sección 24. A tal fin, en los
transistores 30, 32 están integrados diodos de marcha libre
correspondientes. Como se muestra en las figuras 2c y 2d, las
corrientes i_{1} e i_{2} tienen una forma relativamente baja,
puesto que a 3000 rpm, es alta la tensión, que es inducida a través
del rotor 22 en las secciones 24, 26 y que se designa como
contra-EMK.
Totalmente diferentes son las relaciones con un
número de revoluciones bajo de 1500 rpm, como se representan en la
figura 3.
Las señales en forma de bloques están designadas
igualmente con S31 y S33 y tienen una relación de exploración W/T
muy baja, es decir, que tienen prácticamente la forma de impulsos de
agujas, puesto que con estos números de revoluciones la necesidad de
potencia del motor 20 es pequeña.
Puesto que con estos números de revoluciones, la
contra EMK es reducida, estas señales en forma de bloques cortas
tienen como consecuencia corrientes i_{1}, i_{2}, como se
representan en las figuras 3c y 3d. Se trata de corrientes muy
cortas con amplitudes muy altas, y estas corrientes en forma de
aguja excitan el motor 20 a oscilaciones, por ejemplo a través de
efectos magnetoestrictivos. Esta forma de impulsos de corriente
cortos con alta amplitud es, por lo tanto, desfavorable para un
producto comercial.
La presente invención se ocupa, entre otras
cosas, del problema de estas corrientes en forma de aguja, como se
representan en las figuras 3c y 3d y como aparecen sobre todo en el
funcionamiento con números de revoluciones bajos, donde estos
impulsos actúan especialmente con efectos de interferencia a través
de su frecuencia baja.
La figura 4 muestra un primer ejemplo de
realización de una disposición para la realización de un
procedimiento según la invención. La sección 24 se encuentra en este
ejemplo de realización en serie con un
transistor-npn 30, 7 la sección 26 está en serie con
un transistor-npn 32. El emisor de los transistores
30, 32 están conectados con el punto nodal 34, y éste está
conectado con masa a través de una resistencia de emisor 36 común,
que sirve como miembro de medición. Por lo tanto, a través de la
resistencia 36 fluye la corriente del motor I, y ésta genera en la
resistencia 36 una caída de la tensión U_{R}. El colector del
transistor 30 está conectado a través de la sección 24 con la
conexión positiva 40. De la misma manera, el colector del transistor
32 está conectado a través de la sección 26 con la conexión 40 y con
la tensión positiva allí + U_{B}.
La base del transistor 40 recibe a través de una
resistencia de base 42 impulsos de control S31 desde una entrada S1,
y de la misma manera la base del transistor 32 recibe a través de
una resistencia 44 impulsos de control S33 desde una entrada S2. Los
impulsos de control S31, S33 están desfasados según las figuras 2, 3
y 5 y controlan de una manera conocida la conmutación del motor 20,
siendo pretendido que nunca ambos transistores 30, 32 sean
conductores al mismo tiempo. Según la figura 1, los impulsos S31,
S33 son suministrados de una manera preferida por el \muC 27. Si
longitud de bloque W es variable, como se ha descrito, y se
determina a través del regulador de bloques 18.
Con un punto nodal 50 están conectados los
cátodos de dos diodos 54, 56. El ánodo del diodo 54 está conectado
con la base del transistor 30, el ánodo del diodo 56 está conectado
con la base del transistor 32. Con el punto nodal 50 está conectado
también el colector de un transistor-npn 58, cuyo
emisor se encuentra en masa 38. Cuando el transistor 58 es
parcialmente conductor, y se emite un impulso positivo S31 hacia la
base del emisor 30, entonces una parte de este impulso S31 fluye a
través del diodo 54 y del transistor 58hacia masa, en función de la
magnitud de la conductividad del transistor 58. Por lo tanto, de
esta manera se puede controlar la amplitud de las señales S31 y S33
porque la conductividad del transistor se modifica de una manera
correspondiente. Si este transistor es totalmente conductor,
entonces bloquea ambos transistores 30 y 32 y la corriente del motor
I pasa a cero. Si el transistor 58 está totalmente bloqueado,
entonces no influye, en general, sobre la corriente del motor I.
Mientras que en la solución representada con
transistores bipolares 30, 32 la acción del transistor 58 se basa en
que los transistores 30, 32 son accionados en la llamada zona
lineal, es decir, como resistencias variables, y se extrae de ellos
a través del transistor 58 una parte de la corriente de base, en el
caso de la utilización de transistores MOSFET, como se representan
en la figura 1, se extraen de éstos una parte de la tensión de
puerta. Esta variante no representada puede ser realizada sin más
por el técnico.
La base del transistor 58 está conectada a través
de una resistencia 60 con el punto nodal 34, es decir, que a esta
base es alimentada la tensión U_{R} en la resistencia de medición
56. Esto significa que a medida que se incrementa la corriente del
motor I, es decir, en el caso de una subida de la tensión U_{R},
el transistor 58 se vuelve más fuertemente conductor y, por lo
tanto, una parte mayor de la corriente de base de los transistores
30 y 32 fluye a través del mismo hacia masa 38, lo que limita la
corriente del motor I hacia arriba a un valor de previsión.
La base del transistor 58 está conectada a través
de una resistencia 64 con el colector de un
transistor-npn 66, cuyo emisor está conectado con
masa 38. Cuando este transistor 66 es conductor, reduce la corriente
de base del transistor 58, de manera que éste solamente se vuelve
conductor con una corriente elevada del motor I. Por lo tanto, de
esta manera se puede desplazar hacia arriba de una manera sencilla
el valor de previsión, en el que se establece la limitación de la
corriente. Si el transistor 66 es totalmente conductor, entonces
bloquea al transistor 58, de manera que no tiene lugar ninguna
limitación de la corriente. Si el transistor 66 bloquea totalmente,
entonces el transistor 58 recibe toda la corriente de base, que es
alimentada al mismo a través de la resistencia 60, y la corriente
del motor I es limitada a un valor bajo.
Por lo tanto, se puede accionar el transistor 66
o bien en la zona lineal es decir, como resistencia variable, o en
el modo de desconexión y conexión (modo de conmutación), si es
accionado, por ejemplo, a través de una señal PWM.
En la variante según la figura 4, el transistor
66 es controlado por una señal u_{C}, que está derivada a partir
de la señal de control S31. Esta última se encuentra en un divisor
de la tensión, que se forma por dos resistencias 70, 72, cuyo punto
de conexión 74 está conectado a través de un condensador 76 con masa
38 y a través de la resistencia 78 con la base del transistor 66.
Las resistencias 70, 78 y el condensador 76 actúan como miembro de
tamiz o miembro integrador para los impulsos S31, de manera que en
el condensador 76 recibe una tensión filtrada u_{C}, que se
representa en la figura 5C. Esta tensión depende de la relación de
exploración W/T de los impulsos S31, es decir, que cuando se reduce
W/T, disminuye también u_{C}, y a la inversa.
La longitud del bloque W de los impulsos S31, S33
es predeterminada por el regulador 18. Depende de la carga del
motor, Con números de revoluciones elevados, el motor necesita una
potencia más elevada, por lo que a medida que se incrementa el
número de revoluciones aumenta la relación de exploración W/T (ver
la ecuación 1) y se eleva u_{C}, por lo que el transistor 66 se
vuelve más fuertemente conductor, se reduce más fuertemente la
corriente de base del transistor 58 y de esta manera se desplaza
hacia arribe el valor de previsión, a partir del cual se aplica la
limitación de la corriente, hasta que esta última se desconecta
totalmente con números de revoluciones altos para posibilitar el
funcionamiento del motor 20 con su potencia máxima. Cuando el
transistor 66 conduce totalmente, se desactiva la limitación de la
corriente. A través de la relación de las resistencias 70 y 72 se
puede modificar la tensión u_{C} en el condensador 76, y de esta
manera se puede establecer el valor de W/T, en el que se inicia la
elevación del límite de la corriente.
En la disposición según la figura 4, el
condensador 76 está dimensionado de tal forma que aparece en el
mismo en el funcionamiento una tensión u_{C}, que solamente oscila
muy poco. (En la figura 5c se representan muy ampliadas las
oscilaciones de u_{C}). Este dimensionado del condensador 70 tiene
como consecuencia que la tensión u_{C} en el mismo solamente
seguir, con un cierto retraso de tiempo una modificación de la
frecuencia y/o de la relación de exploración de la señal S31.
En la variante según la figura 6, se alimenta al
\muC 27, de la misma manera que en la figura 1, como señal
dependiente del número de revoluciones la señal HALL del generador
Hall 28. De la misma manera que en la figura 1, el \muC 27
proporciona en una salida 83 la señal S31 y en una salida 85 la
señal S33. Las señales S31, S33 sirven para el control de los
transistores 30 y 32. Además, se emite en una salida (Puerto) 82 del
\muC 27 una señal 84 en forma de impulsos, que tiene el doble de
la frecuencia de la señal S31 y una forma similar a ésta y que se
representa en la figura 7c. La figura 7a muestra la señal S31, la
figura 7b muestra la señal S33. Las señales S31, S33 tienen la misma
anchura del impulso W, la misma frecuencia y, por lo tanto, la misma
relación de exploración W/T. La señal 84 tiene una anchura del
impulso más pequeña. Se aplica
...(2)Anchura
del impulso de la señal 84 = X *
W
Esta anchura del impulso es con preferencia
aproximadamente 50% de W, es decir, que la relación de exploración
y, por lo tanto, el contenido de información de la señal 84 es con
preferencia aproximadamente el mismo que en las señales S31 y S33,
pero su frecuencia es el doble y, dado el caso, también cuatro veces
mayor.
El comienzo de un impulso S31 coincide con
preferencia con el comienzo de un impulso 84 y de la misma manera
con preferencia el comienzo de un impulso S33 coincide con el
comienzo de otro impulso 84. Esto se explica en detalle en las
figuras 9 y 10 en un ejemplo.
Puesto que en el regulador 18 (figura 1) la
longitud del bloque W para las señales S31 y S33 es calculada
continuamente de nuevo, se puede calcular allí también muy
fácilmente la longitud reducida del bloque X * W de los impulsos,
por ejemplo por medio de división por 2. Por lo tanto, se puede
generar muy fácilmente la señal 84 a través del \muC 27.
Como se muestra en la figura 6, la señal 84 es
reducida en su amplitud a través del divisor de la tensión 70, 72.
Este divisor de la tensión 70, 72 posibilita, por lo tanto,
establecer la aplicación de la corriente a través del transistor
66.
Según la figura 7d, en el condensador 76 de la
figura 6 se obtiene una tensión continua u_{C} que fluctúa, cuya
amplitud oscila con una frecuencia, que es el doble que en la figura
5. Por lo tanto, las corrientes i_{1} e i_{2} (figuras 7e y 7f)
son influenciadas exactamente de la misma manera a través de la
limitación de la corriente, es decir, que durante un impulso 84 se
incrementa la tensión u_{C} y de esta manera se eleva el límite de
la corriente, y en el intervalo 86 entre dos impulsos consecutivos
84 se reduce la tensión u_{C}, con lo que allí se reduce el límite
de la corriente.
De esta manera es posible formar individualmente
los impulsos individuales de la corriente i_{1} e i_{2}, es
decir, que en la figura 7c se eleva la corriente i_{1} entre los
instantes t5 y t6 en gran medida, y a continuación se reduce mucho
entre t6 y t7, porque allí disminuye el límite de la corriente. A
través de la selección del condensador 76 de la figura 6 se puede
ajustar en la figura 7d la magnitud de la fluctuación (ripple) de la
señal u_{C}, es decir, que cuando se utiliza un condensador
pequeño 76, esta fluctuación es grande y se obtiene una oscilación
correspondientemente grande del límite de la corriente en el curso
de un impulso de la corriente.
La figura 8 muestra lo que sucede en el caso de
un impulso pequeño S31 (figura 8A), como se representa también en la
figura 3. Este impulso de control S31 tendría como consecuencia un
impulso de aguja i_{1} (figura 8B), pero en tal caso u_{C}
(figuras 6 y 7) es prácticamente cero, es decir, que se bloquea el
transistor 66, y la limitación de la corriente se vuelve totalmente
activa a través del transistor 58, de manera que se abate el impulso
de corriente i_{1} en forma de aguja en la posición 90.
De esta manera, el motor 20 recibe menos energía,
y su número de revoluciones cae por debajo del valor teórico
ajustado. El regulador n-Control 18 (figura 1)
provoca, por lo tanto, un incremento de la anchura del impulso de W
(figura 8A) a W' (figura C), con lo que el impulso de corriente
i_{1} abatido se ensancha de una manera correspondiente, ver la
figura 8D. De este modo se obtiene, en lugar de un impulso de aguja
corto según la figura 8B, un impulso según la figura 8D con amplitud
más reducida, pero con anchura ampliada. Es como si se hubiera
"ensanchado por percusión" con medios electrónicos este impulso
de aguja en punta, siendo transformado desde la forma según la
figura 8B a la forma según la figura 8D. De esta manera, se reducen
en gran medida los ruidos del motor, y se mejora su rendimiento,
puesto que las pérdidas de corriente se reducen especialmente con
números de revoluciones bajos. Como se muestra en las figuras 7 y 8,
los impulsos de control S31, S33 se aplican de una manera preferida
de tal forma que conectan la corriente en el máximo de la tensión
inducida , puesto que de esta manera resulta un buen rendimiento.
Con números de revoluciones elevados, se pueden desplazar los
impulsos de control un poco ante delante, para mejorar el
rendimiento del motor. Esto se explica a continuación en la figura
9.
La temperatura Temp de los transistores 30, 32 se
puede registrar con un sensor 96 y se alimenta entonces igualmente
al \muC 27. Cuando esta temperatura es demasiado alta, entonces el
transistor 66 se vuelve más fuertemente conductor o también
totalmente conductor, de manera que se reduce la actividad de la
limitación de la corriente o incluso se vuelve inactiva. Los
transistores 30, 32 no son accionados ya como resistencias, sino
que, en el estado conectado, conducen totalmente y, por lo tanto, se
refrigeran de nuevo. Esto se puede realizar, por ejemplo de tal
manera que se incrementa el factor X (ecuación 2), Este factor se
puede deducir, por ejemplo en función de la temperatura Temp. de una
Tabla en la ROM 25. De esta forma se puede influir de la manera
deseada sobre la temperatura máxima de los transistores 30, 32.
En un motor, que acciona un ventilador controlado
a través de la temperatura ambiente, una temperatura ambiente baja
significa un número de revoluciones del motor bajo. A bajas
temperaturas, los transistores 30, 32 se pueden cargar térmicamente
en una mayor medida, siendo accionados como resistencias lo que
significa una potencia de pérdida elevada en estos transistores. Por
lo tanto, en este caso, con números de revoluciones bajos, se pueden
accionar los transistores en el llamado "modo lineal", a saber,
como resistencias variables, mientras que con números de
revoluciones altos -con temperaturas ambiente correspondientemente
altas-, se acciona de una manera preferida en el llamado "modo de
conmutación", en el que los transistores trabajan con pérdidas
más reducidas.
Se puede alimentar al \muC 27 también una
señal, que indica la altura de la tensión de funcionamiento U_{B},
que puede oscilan en amplios límites en motores accionados con
batería. En el caso de una tensión de funcionamiento, se puede
elevar de una manera correspondiente el valor la limitación de
corriente, volviéndose el transistor 66 más fuertemente conductor o
totalmente conductor a través del incremento del factor X (ecuación
2).
Si se plantean problemas de resonancia en un
motor a determinados números de revoluciones, entonces es desvela
recorrer rápidamente estas zonas de números de revoluciones. En este
caso, se desactiva la limitación de la corriente en el número de
revoluciones respectivo, para que esta zona de número de
revoluciones sea recorrida con potencia máxima.
A través de la adaptación del límite de la
corriente en el funcionamiento, como se representa en la figura 7,
se puede modificar la conmutación, es decir, la velocidad de
modificación du/dt y di/dt en los transistores 30 y 32 y, por lo
tanto, el comportamiento del motor 20 en el funcionamiento, según se
desee y, por así decirlo, hecho a medida.
La figura 9 muestra al principio de la
conmutación en la zona del máximo de la tensión inducida, que se
designa también como "conmutación media", y la generación de la
señal 84. La disposición se basa en una medición del tiempo por
medio del reloj 29 en el \muC 27. Este reloj mide de una manera
continua el tiempo, como se representa de forma simbólica en la
figura 9A.
El generador Hall 28 genera durante la rotación
del rotor 22 la señal HALL, que adopta el valor LOW, por ejemplo a
0º el., el valor HIGH A 180º el., y de nuevo asa a LOW a 360º el.
Esta señal se representa en la figura 9B.
En el caso de una modificación de la señal HALL
de LOW a HIGH, se mide el tiempo de referencia RefTime, en el
ejemplo según la figura 9, por ejemplo el tiempo 65,34 ms. Este
tiempo sirve como punto de referencia para los cálculos siguientes.
Los tiempos de referencia en el caso de una modificación de la señal
HALL de LOW a HIGH sirven para el control de la corriente i_{1},
y los tiempos de referencia en el caso de la modificación de la
señal HALL de HIGH a LOW sirven para el control de la corriente
i_{2}. La figura 9 muestra en un ejemplo el control de la
corriente i_{1}; el control de la corriente i_{2} se realiza de
una manera totalmente similar.
Desde el regulador n_Control 18 (figura 1) se
calcula una longitud de bloque W determinada, y ésta debe ser en
este ejemplo W = 2,5 ms. La longitud de un bloque 84 es entonces,
por ejemplo, la mitad de la misma, es decir W/2 = 1,25 ms.
La figura 9 muestra un ejemplo numérico para un
número de revoluciones de n = 3000 rpm y un rotor de cuatro polos
22. En este caso se aplica
...(3)T_HALL =
60/(300 * 4) = 0,005 s = 5
ms
Éste es el tiempo que el rotor 22 necesita a 3000
rpm para una rotación de 180º el., es decir, para un cuarto de
revolución.
En virtud del tiempo t_HALL y del tiempo W se
calculan diferentes tiempos, de la siguiente manera:
...
(4)t-BLOCK_START = t_HALL + (t_HALL –
W)/2
...
(5)t-BLOCK1_END = t_BLOCK_START +
W
...
(6)t-BLOCK2_END = t_BLOCK_START + X
*
W
Por ejemplo, en la figura 9 es, como se indica en
el dibujo:
- t-BLOCK_START = 6,25 ms,
- t-BLOCK1_END = 8,75 ms,
- t-BLOCK2_END = 7,5 ms,
- suponiendo X = 0,5.
\newpage
A partir de los valores calculados se sabe en
este ejemplo como pronóstico que, partiendo del tiempo de referencia
RefTime de acuerdo con el ángulo \partial0 después de un tiempo de
6,25 ms, se alcanzará la posición de giro \partial1 (405º el.), en
la que debe conectarse la corriente i_{1}. De la misma manera se
sabe como pronóstico que después de un tiempo de 8,75 ms, se
alcanzará la posición de giro \partial2 (495º el.), en la que debe
desconectarse la corriente i_{1}.
Además, la figura 9 muestra, como ejemplo, que en
el reloj 29 se ha medido, en el instante de referencia RefTime
\partial0 (180º el.), un tiempo de referencia de 65,34 ms.
Para la supervisión de la conexión en \partial1
y de la desconexión en \partial2, se parte de que se forma
continuamente la diferencia de tiempo t_CALC entre el instante
t_TIMER medido en este momento y el tiempo de 65,34 ms. La ecuación
a este respecto es t_CALC = t_TIMER - RefTime.
Cuando se mide, por ejemplo en el instante t40,
por el reloj 29 un tiempo de 66,34 ms, entonces se obtiene como
diferencia
T_CALC_{40} =
66,34 - 65,34 = 1
ms.
Puesto que la corriente i_{1} debe conectarse
ya después de un tiempo de 6,25 ms, 1 ms es demasiado poco tiempo, y
no se conecta todavía la corriente i_{1}.
Si en el instante t41, el tiempo actual en el
reloj 29 es 71,60 ms, entonces se obtiene como diferencia:
T_CALC_{41} =
71,60 - 65,34 = 6,26
ms.
En este caso, en el instante t41 se conecta la
corriente i_{1}, puesto que t-CALC41 es mayor que
6,25 ms. De la misma manera, en este caso se inicia un impulso
84.
Por lo tanto, a partir de la posición de giro
\partial0 se supervisa de una manera constante si t_CALC es mayor
o igual que t-BLOCK-START, y si éste
es el caso, entonces se conecta el transistor 30 en la figura 6 y se
genera un impulso 84.
La desconexión se lleva a cabo de acuerdo con el
mismo principio, solo que t_CALC es comparado con la magnitud
t_CLOCK_END. En la figura 9, esta magnitud es 8,75 ms. Ésta
corresponde al ángulo de desconexión \partial2 y, cuando se
alcanza, se desconecta el transistor 30. De la misma manera, se
conecta la salida (Puerto) 82 de nuevo a 9 cuando se ha alcanzado el
tiempo t_CLOCK2_END, es decir, en este caso el tiempo de 7,5 ms.
La conmutación y la generación de la señal 84 se
basan en que el tiempo t_CALC es calculado de nuevo a intervalos
cortos, por ejemplo de 0,1 ms y se compara con los valores
t_CLOCK_START, etc. calculados con anterioridad de acuerdo con las
ecuaciones (4) a (6). Esto se lleva a cabo en la figura 9A entre los
tiempos 65,34 ms y 74,1 ms y se indica a través de puntos 100. En
este caso se parte, para cada bloque de corriente, de un ángulo de
referencia asociado al mismo, en el que se mide un tiempo de
referencia RefTime para este bloque de corriente, que se utiliza en
las comparaciones (según la ecuación 7). Durante el giro del rotor
22 se calculan, por lo tanto, de una manera constante tiempos de
referencia nuevos y se realizan nuevas comparaciones para controlar
de una manera correcta las corrientes i_{1} e i_{2} a través de
los arrollamientos 24 y 26, es decir, que los ángulos de referencia
"migran" con la rotación del rotor 22.
Si debe conectarse la corriente con anterioridad
en la medida de un tiempo ZV = 04 ms, lo que se designa también como
"encendido precoz" (aunque no se encienda), entonces se utiliza
en la figura 9 en lugar del tiempo de 6,25 ms para la conexión, un
tiempo de 6,25 -0,4 = 5,85 ms, para la desconexión un tiempo de
8,75 - 0,4 = 8,35 ms, y para el final de la señal 84 un tiempo de
7,50 - 0,4 = 7,10 ms.
El ángulo \partial1 se desplaza entonces con
este número de revoluciones en la medida de 14,4º el. hacia la
izquierda hacia 390,6º el., y el ángulo \partial2 se desplaza de
la misma manera en la medida de 14,4º el. hacia la izquierda hacia
480º el., es decir, que la corriente i_{1} se conecta y desconecta
precozmente en el tiempo, y el ángulo, en el que se conecta y
desconecta precozmente, se incrementa a medida que se eleva el
número de revoluciones y es aquí 14,4º el. a 3000 rpm, 28,8º el. a
6000 rpm, etc. La mayoría de las veces, ZV será una función del
número de revoluciones. Esta conexión y desconexión precoz de las
corrientes en los arrollamientos 24 y 26 puede mejorar el
rendimiento del motor 20 con números de revoluciones elevados y se
puede realizar aquí fácilmente.
La figura 10 muestra el diagrama de flujo del
control de conmutación COMM_CTL S108.
En S110 se calcula, según la ecuación (7) la
diferencia de tiempo actual t_CALC, con respecto al instante de
referencia RefTime. En S112 se verifica si no se ha alcanzado
todavía el tiempo t_BLOCK_START. En caso afirmativo, el programa
pasa directamente a Retorno S114. En caso negativo, el programa pasa
a S116, donde se verifica si la señal S31 tiene ya el valor 1, por
lo tanto si el transistor 30 ha sido ya conectado. En caso negativo,
el programa pasa a la etapa S118, donde se coloca S31 = 1 y se
memoriza, es decir, que se conecta el transistor 30, y comienza a
fluir una corriente i_{1} en el arrollamiento 24. A continuación
se conecta en S120 el Puerto 82 a HIGH, es decir, que se genera el
comienzo de un impulso 84. A continuación, el programa pasa a la
etapa S122.
En el caso de que en S116 la respuesta sea
afirmativa, el programa pasa directamente a S122.
En S122 se verifica si se ha alcanzado ya el
valor t_BLOCK1_END. En caso afirmativo, se conmuta el S124 la señal
S31 a LOW, de manera que se desconecta el transistor 30, y a
continuación el programa pasa a S114.
En el caso de que se compruebe en S122 que no se
ha alcanzado todavía el tiempo t_BLOCK1_END, el programa pasa a
S126. Allí se verifica si se ha alcanzado el valor t_BLOCK2_END. En
caso negativo, el programa pasa directamente a S114. En caso
afirmativo, se coloca en S128 el Puerto 82 en LOW, es decir, que se
termina el impulso 84 y tiene en este caso una duración de tiempo de
X * W. El valor X se puede predeterminar de una manera adecuada. Se
ha revelado en los ensayos que un valor de aproximadamente 50% es
ventajoso.
El control para el otro transistor de fase final
32 se lleva a cabo de una manera totalmente similar y, por lo tanto,
no se representa.
En el objeto de la presente publicación son
posibles, como es evidente, múltiples variaciones y modificaciones,
Por ejemplo, en lugar de un transistor 58, que influye sobre varias
fases finales 30, 32 a través de los diodos 54, 56, se podrían
utilizar dos transistores separados, uno de los cuales influye sobre
la corriente de base del transistor 30 y el otro influye sobre la
corriente de base del transistor 32, y éstos podrían ser
influenciados, por su parte, por el transistor 66 a través de diodos
correspondiente, o se podrían utilizar en este caso también dos
transistores separados 66. Es evidente que en la figura 4 el
transistor 66 podría ser controlado de la misma manera por la señal
S33 que por la señal S31, puesto que estas señales solamente se
diferencian por un desplazamiento de fases. Tales o similares
modificaciones están dentro de los conocimientos del técnico.
Claims (21)
1. Procedimiento para el control de la
conmutación en un motor controlado electrónicamente (20), que
presenta un estator con al menos una fase (24, 26) y un rotor
magnético permanente (22), y al que están asociados
- -
- un limitador de la corriente (36, 58) así como
- -
- un regulador (18) para la regulación de una variable del motor,
en el que
- -
- el limitador de la corriente (36, 58) está configurado para la limitación de la corriente (I) en al menos una fase (24, 26) a un valor predeterminado, y
- -
- la regulación se realiza por medio del regulador (18) a través de la modificación del intervalo de tiempo (W) entre la conexión (t1) y la desconexión (t2) de la corriente (i_{1}, i_{2}) en al menos una fase,
con la siguiente etapa:
en función de la relación porcentual (W/T)
- -
- del intervalo de tiempo (W) entre la conexión (t1) y la desconexión (t2) de la corriente (i_{1}, i_{2}) en la al menos una fase (24, 26)
- -
- con respecto a la duración de tiempo (T) de una revolución del rotor (22) alrededor de un ángulo de giro predeterminado
se modifica el valor de previsión, al que el
limitador de la corriente limita la corriente (i_{1}, i_{2}) en
la al menos una fase.
2. Procedimiento según la reivindicación 1, en el
que a medida que aumenta el valor de esta relación porcentual (W/T),
se eleva el valor de previsión para el limitador de la
corriente.
3. Procedimiento según la reivindicación 1 ó 2,
en el que el valor de previsión (figura 7d: u_{C}) es ajustado
durante el transcurso de un impulso de corriente (i_{1}, i_{2})
que fluye en la al menos una fase, en un primer espacio de tiempo
(figura 7e: t5 .. t6), en un valor creciente y en un segundo espacio
de tiempo siguiente (figura 7e: t6 .. t7), en un valor
decreciente.
4. Procedimiento según una de las
reivindicaciones anteriores, en el que el valor de previsión es
controlado por medio de una señal de control de limitación de la
corriente (figuras 6, 7: 84) que, con respecto a la frecuencia
momentánea de una señal (S31, S33), que sirve para el control de la
conmutación, presenta una frecuencia que es más elevada en la medida
de un factor de número entero.
5. Procedimiento según la reivindicación 4, en el
que la señal de control de limitación de la corriente (figuras 6, 7:
84) tiene una frecuencia, que es al menos el doble de la frecuencia
de una señal (S31, S33) que sirve para el control de la
conmutación.
6. Procedimiento según la reivindicación 4 ó 5,
en el que la señal de control de la limitación de la corriente (84)
presenta una relación de exploración (X * W/T), que es al menos
similar a la relación de exploración (W/T) de una señal (S31, S33)
que sirve para el control de la conmutación.
7. Procedimiento según la reivindicación 1 para
el control de la conmutación en un motor controlado electrónicamente
(20), que presenta un estator con al menos una fase (24, 26) y un
rotor magnético permanente (22), con las siguientes etapas:
para el control de la conexión y desconexión de
la corriente (i_{1}) en esta al menos una fase (24, 26) se genera
una primera señal (S31), que presenta una frecuencia (1/T)
determinada por el número de revoluciones del motor y una relación
de exploración (W/T) predeterminada;
para el control de la forma de la corriente (i1)
en esta fase (24, 26) se genera una segunda señal (80), que presenta
el doble de la frecuencia (2/T) de la primera señal (S31) y una
relación de exploración (X * W/T) similar a ésta.
8. Motor conmutado electrónicamente (20)
- -
- con un estator, que presenta al menos una sección de arrollamiento (24, 26)
- -
- y con un rotor magnético permanente (22),
en el que en serie con esta sección de
arrollamiento (24, 26) están previstos un primer elemento
semiconductor (30, 32), que puede ser controlado por una primera
señal de control (S31, S33), y un miembro de medición (36) para la
detección de la corriente (i_{1}, i_{2}) que fluye a través de
esta sección de arrollamiento (24, 26),
además con un segundo elemento semiconductor (58)
controlable, que puede ser controlado por la tensión (u_{R}) en
este miembro de medición (36), que influye, en función de su estado,
sobre la magnitud de la señal de control (S31, S33), que puede ser
alimentada al primer elemento semiconductor (30, 32) para reducir la
conductividad de este primer elemento semiconductor (30, 32), en el
caso de una subida de la corriente (I) a través de la resistencia
(36) y para limitar de esta manera esta corriente (I) hacia
arriba,
y con un tercer elemento semiconductor (66)
controlable, que influye sobre la conductividad del segundo elemento
semiconductor (58) en función de su estado, siendo controlable la
conductividad de este tercer elemento semiconductor (66) a través de
una señal de control adicional (u_{C}), para posibilitar,
adicionalmente a la influencia del segundo elemento semiconductor
(58) a través de la tensión (u_{R}) en el miembro de medición
(36), también una influencia del segundo elemento semiconductor (58)
a través de la señal de control adicional (u_{C}), donde la señal
de control adicional (u_{C}) está en un ángulo de giro
predeterminado, en función de la relación porcentual (W/T) del
intervalo de tiempo (W) entre la conexión (t1) y la desconexión (t2)
de la corriente (i1, i2) en la al menos una fase (24, 26) con
respecto a la duración de tiempo (T) de una rotación del rotor
(22).
9. Motor según la reivindicación 8, en el que la
conductividad del tercer elemento semiconductor (66) puede ser
controlada en función del contenido de información de una señal de
control (S31), que es alimentada a un electrodo de control del
primer elemento semiconductor (30, 32) en el funcionamiento del
motor (20), para controlar la conmutación de este elemento
semiconductor (30, 32).
10. Motor según la reivindicación 9, en el que la
señal (S31, S33), alimentada al electrodo de control del primer
elemento semiconductor (30, 32), puede ser alimentada, a través de
un miembro de tamiz (70, 76, 78), al tercer elemento semiconductor
(66) como señal de control adicional (u_{C}).
11. Motor conmutado electrónicamente según la
reivindicación 8 con un estator, que presenta al menos dos secciones
de arrollamiento (24, 26), en el que está previsto, en serie con
cada sección del arrollamiento (24, 26), un elemento semiconductor
(30, 32), que puede ser controlado por una primera señal de control
(S31, S33) asociada, para el control de la corriente de la sección
(i_{1}, i_{2}) que fluye a través de su sección de
arrollamiento, y está previsto un miembro de medición (36) común
para la detección de la corriente (I) que fluye en las secciones de
arrollamiento, además con un elemento semiconductor (58) asociado al
miembro de medición (36) común y que puede ser controlado por la
tensión (u_{R}) en éste, que influye en cada caso, a través de un
diodo (54, 56), en función de su estado, sobre la magnitud de
aquella señal de control (S31, S33), que puede ser alimentada al
elemento semiconductor (30, 32) precisamente conductor para el
control de la corriente de la sección (i_{1}, i_{2}) que está
asociada a este elemento semiconductor, para reducir la
conductividad de este elemento semiconductor (30, 32) precisamente
conductor, en el caso de una subida de la corriente (I) a través de
la resistencia (36) y para limitar de esta manera esta corriente (I)
hacia
arriba.
arriba.
12. Motor según la reivindicación 11, en el que
la conductividad del tercer elemento semiconductor (66) está
influenciada a través de la relación de exploración (W/T) de la
primera señal de control (S31, S33).
13. Motor según la reivindicación 11 ó 12, en el
que la conductividad del tercer elemento semiconductor (66) puede
ser controlada a través de una señal de control (84) adicional,
derivada a partir de una primera señal de control (S31, S33), que
tiene una frecuencia, que está en una relación predeterminada con la
frecuencia de la primera señal de control (S31, S33).
14. Motor según la reivindicación 14, en el que
el contenido de información de la señal de control adicional (84)
está determinado esencialmente por el contenido de información de la
primera señal de control (S31, S33).
15. Motor conmutado electrónicamente (20) según
la reivindicación 8, en el que un \muC (27) está configurado para
generar la señal de control adicional (84), cuya frecuencia (1/T')
es un múltiplo de número entero de la frecuencia (1/T) de la primera
señal de control (S31) y que sirve para influir sobre la forma de la
corriente (i_{1}) que fluye a través de la al menos una sección de
arrollamiento (24).
16. Motor según la reivindicación 15, en el que
la relación de exploración (X * W/T) de la señal de control
adicional (84) es similar a la relación de exploración (W/T) de la
primera señal de control (S31).
17. Motor según la reivindicación 15 ó 16, en el
que la frecuencia (1/T') de la señal de control adicional (84) es el
doble de la frecuencia (1/T) de la primera señal de control
(S31).
18. Motor según una de las reivindicaciones 15 a
17, en el que está previsto un tercer elemento semiconductor
controlable (66), que influye, en función de la señal de control
adicional (84), sobre la conductividad del elemento semiconductor
(30) controlable, que está conectado en serie con la al menos una
sección de arrollamiento (24), cuando el elemento semiconductor está
conectado por la primera señal de control (S31).
19. Motor según una de las reivindicaciones 8 a
18, cuyo número de revoluciones está controlado por una temperatura,
de tal manera que a una temperatura baja, el número de revoluciones
del motor es menor que a una temperatura más elevada.
20. Motor según una de las reivindicaciones 8 a
19, al que está asociado un regulador del número de revoluciones,
que regula el número de revoluciones del motor a un valor
predeterminado (n_{teórico}).
21. Motor según la reivindicación 20, en el que
el valor predeterminado (n_{teórico}) es la función de una
temperatura.
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