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EP4203189A1 - Antenne fil plaque monopolaire à bande passante élargie - Google Patents

Antenne fil plaque monopolaire à bande passante élargie Download PDF

Info

Publication number
EP4203189A1
EP4203189A1 EP22215644.0A EP22215644A EP4203189A1 EP 4203189 A1 EP4203189 A1 EP 4203189A1 EP 22215644 A EP22215644 A EP 22215644A EP 4203189 A1 EP4203189 A1 EP 4203189A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
wire
antenna
capacitive
ground plane
impedance matching
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
EP22215644.0A
Other languages
German (de)
English (en)
Inventor
Kaoutar ALLABOUCHE
Serge Bories
Christophe DELAVAUD
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Commissariat a lEnergie Atomique et aux Energies Alternatives CEA
Original Assignee
Commissariat a lEnergie Atomique CEA
Commissariat a lEnergie Atomique et aux Energies Alternatives CEA
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Commissariat a lEnergie Atomique CEA, Commissariat a lEnergie Atomique et aux Energies Alternatives CEA filed Critical Commissariat a lEnergie Atomique CEA
Publication of EP4203189A1 publication Critical patent/EP4203189A1/fr
Pending legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q9/00—Electrically-short antennas having dimensions not more than twice the operating wavelength and consisting of conductive active radiating elements
    • H01Q9/04—Resonant antennas
    • H01Q9/0407—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna
    • H01Q9/045—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna with particular feeding means
    • H01Q9/0457—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna with particular feeding means electromagnetically coupled to the feed line
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q1/00—Details of, or arrangements associated with, antennas
    • H01Q1/27—Adaptation for use in or on movable bodies
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q1/00—Details of, or arrangements associated with, antennas
    • H01Q1/48—Earthing means; Earth screens; Counterpoises
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q5/00—Arrangements for simultaneous operation of antennas on two or more different wavebands, e.g. dual-band or multi-band arrangements
    • H01Q5/30—Arrangements for providing operation on different wavebands
    • H01Q5/307—Individual or coupled radiating elements, each element being fed in an unspecified way
    • H01Q5/342—Individual or coupled radiating elements, each element being fed in an unspecified way for different propagation modes
    • H01Q5/357—Individual or coupled radiating elements, each element being fed in an unspecified way for different propagation modes using a single feed point
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q5/00—Arrangements for simultaneous operation of antennas on two or more different wavebands, e.g. dual-band or multi-band arrangements
    • H01Q5/50—Feeding or matching arrangements for broad-band or multi-band operation
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q9/00—Electrically-short antennas having dimensions not more than twice the operating wavelength and consisting of conductive active radiating elements
    • H01Q9/04—Resonant antennas
    • H01Q9/0407—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna
    • H01Q9/0421—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna with a shorting wall or a shorting pin at one end of the element
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q9/00—Electrically-short antennas having dimensions not more than twice the operating wavelength and consisting of conductive active radiating elements
    • H01Q9/04—Resonant antennas
    • H01Q9/0407—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna
    • H01Q9/045—Substantially flat resonant element parallel to ground plane, e.g. patch antenna with particular feeding means
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01Q—ANTENNAS, i.e. RADIO AERIALS
    • H01Q9/00—Electrically-short antennas having dimensions not more than twice the operating wavelength and consisting of conductive active radiating elements
    • H01Q9/04—Resonant antennas
    • H01Q9/30—Resonant antennas with feed to end of elongated active element, e.g. unipole
    • H01Q9/32—Vertical arrangement of element
    • H01Q9/36—Vertical arrangement of element with top loading

Definitions

  • the present invention relates to the field of antennas and more particularly to miniature antennas which can be integrated into on-board systems. More specifically, the invention relates to antennas of the monopolar wire-plate type.
  • the invention finds application, by way of nonlimiting examples, in radiocommunication systems or in systems for the geolocation of moving objects.
  • miniature antenna means an antenna having dimensions of the order of the wavelength of the minimum operating resonant frequency, divided by 2 ⁇ .
  • Miniature antennas have the advantage of being compatible with embedded systems and integrated circuits widely used in the fields of mobile devices, telephony, geolocation.
  • the miniaturization of an antenna reduces the performance of the antenna in terms of bandwidth. The more the dimensions of the antenna are reduced with respect to the operating wavelength to improve its integrability, the less the bandwidth BW is wide.
  • the quality coefficient of the antenna Q is introduced inversely proportional to the bandwidth BW of the miniaturized antenna.
  • Bandwidth means the range of frequencies in which the transfer of energy from the power supply to the antenna or from the antenna to the receiver is maximized.
  • the bandwidth can be defined according to a criterion according to the reflection coefficient of the antenna. In what follows, we choose a criterion of "less than -6dB" as the limit of the reflection coefficient as a function of the frequency to determine the passband. This criterion is given as an example only.
  • quality factor Q is meant the parameter indicating the damping rate of the antenna equal to the ratio of the resonant frequency to the bandwidth.
  • An antenna with a high quality factor radiates very efficiently at the radiation frequency over a very narrow frequency band.
  • Q f 0 BW .
  • antennas of the monopolar "Wire Plate” type present a possible compact solution for an antenna with omnidirectional radiation suitable for many wireless communication applications.
  • This type of antenna belongs to both the family of printed antennas and charged monopole antennas.
  • these antennas are still the subject of numerous improvement and development works to improve their compactness and also to widen their operating band. This balance between miniaturization and performance is essential to be in phase with the evolution of the flow of data communicated between the different systems and the densification of the implementation of the hardware architectures of these systems.
  • a miniaturized wire-plate antenna In general, a miniaturized wire-plate antenna according to the state of the art combines two resonance modes: a first resonance in the low-frequency domain with a frequency f 1 between 0.7 Ghz and 1 Ghz (GSM band) and a resonance of the fundamental mode TM 01 at a frequency f 0 greater than 2 Ghz.
  • a technical problem to be solved is the production of a miniaturized antenna making it possible to widen the bandwidth without enlarging the electrical dimensions of the antenna or degrading its quality factor.
  • the invention finds its application in the context of radio communication devices with high integration density.
  • the European patent EP3235058B1 describes a wire-plate antenna having an etched slot at the capacitive roof to widen the bandwidth of the antenna.
  • a disadvantage of the solution proposed by this patent is that the proposed antenna loses its omnidirectional radiation and changes the polarization of the electromagnetic field towards the high operating frequencies.
  • the invention proposes several embodiments of a wire-plate type antenna having a new structure for adapting the input impedance of the antenna so as to widen the bandwidth.
  • the solution according to the invention consists of modifying the input impedance of the antenna by means of the simultaneous insertion of a parasitic capacitive element and a parasitic inductive element. This geometric modification makes it possible to modify the spectral response of the antenna by exciting an additional resonance mode. The excitation of two close resonance modes allows the bandwidth to be increased in the target frequency range. Moreover, this solution does not disturb the conventional upper modes of the printed antenna, in particular the fundamental TM 01 directional mode.
  • This approach can be applied using different forms of parasitic element, and it is particularly relevant for the family of monopolar plate wire antennas dedicated to the various mobile wireless communication systems in particular the GSM band in uplink (UpLink) and downlink ( DownLink).
  • the structure proposed according to the invention differs from known solutions in particular by the possibility of widening the bandwidth in the low frequency domain without degradation of the fundamental mode.
  • an advantage of the antenna according to the invention is that the technique is simple to implement.
  • the modified structure can be made with common manufacturing techniques without the need for costly changes to the production line. This results in an antenna with reduced bulk and increased bandwidth. All of these advantages thus make the structure according to the invention a promising solution for applications of compact, broadband and multi-band miniaturized antennas.
  • the separation distance between the ground plane and the capacitive roof is between one fiftieth of the first resonant wavelength and one tenth of the first resonant wavelength.
  • the separation distance between the ground plane and the capacitive roof is between the fiftieth of the first wavelength of resonance and the fifteenth of the first resonant wavelength, or even the twentieth of the first resonant wavelength.
  • the capacitive roof is produced by a conductive layer forming a flat rectangular surface with a width and/or a length comprised between one tenth of the first resonance wavelength and one quarter of the first resonance wavelength.
  • the width and/or the length of the impedance matching wire is chosen according to the value of the bandwidth defined by the first and the second resonance mode.
  • the volume of dielectric material separating the capacitive roof and the supply probe is a volume of air.
  • the impedance matching wire is a metal rod.
  • the impedance matching wire is a metal track deposited on the underside of the substrate.
  • the short-circuit wire is connected to the capacitive roof through a via passing through the substrate from its lower face towards its upper face.
  • the substrate is confined between the end of the supply probe and the capacitive roof so as to produce the volume of dielectric material.
  • the feed probe is inserted into the substrate through a non-through via starting from its lower face.
  • the short-circuit wire and the supply probe are perpendicular to the ground plane and to the capacitive roof.
  • the antenna also comprises a discrete component mounted in series or in parallel on the impedance matching wire to adjust the value of the impedance of the LC type parallel circuit.
  • the invention also relates to a geolocation device intended to be embedded in a moving object comprising at least one antenna of the wire-plate type according to the invention configured to transmit to a remote server, via a communication system, the different positions of the moving object.
  • FIG. 1 illustrates a view in section along the plane (x, z) of a wire-plate type antenna according to the state of the art intended to be embedded in a radiocommunication system.
  • the wire-plate antenna 10' comprises a ground plane 11'; a capacitive roof 12'; a power supply probe 13' and at least one electrically conductive short-circuit wire 14', connecting the capacitive roof 12' and the ground plane 11'.
  • Ground plane 11' is produced by a metal layer and electrically connected to the overall electrical ground of the system in which the antenna is embedded.
  • the ground plane can have rectangular, square or circular shapes by way of example.
  • the ground plane 11' can be deposited on the upper face of a lower substrate, not shown.
  • the capacitive roof is produced by a metal layer placed parallel to the ground plane 11' at a predetermined separation distance.
  • the capacitive roof can have rectangular, square or circular shapes by way of example.
  • the supply probe 13' can be produced by extending the central core of a coaxial cable passing through the ground plane 11' as far as the capacitive roof 12'. Blade central part of the power supply probe is connected on the one hand to a voltage generator (not shown) and on the other hand to the capacitive roof 12'.
  • the central core of the feed probe 13' is electrically isolated from the ground plane 11' connected to the outer shield of the coaxial cable.
  • the combination of the feed probe 13' with the capacitive roof 12' placed opposite the ground plane 11' excites the fundamental resonance mode TM 01 of the antenna at a frequency f 0 .
  • the short-circuit wire 14' forms a metallic ground return causing the excitation of a first resonance mode in the low-frequency range at a frequency f 1 lower than that of the fundamental mode f 0 .
  • the frequency f 1 of the “low frequency wire-plate” mode is of the order of a half to a quarter of the frequency f 0 of the fundamental mode.
  • the short-circuit wire 14' can be made with a metal rod of cylindrical or parallelepiped shape, by way of example.
  • the physical parameters influencing the frequencies f 0 and f 1 are the permittivity of the dielectric material which occupies the confined volume between the capacitive roof 12' and the ground plane 11', the distance between the capacitive roof 12' and the ground plane 11', the radius of the supply probe 13', the radius of the short-circuit wire 14', the distance between supply probe 13' and short-circuit wire 14', as well as the surface dimensions of the roof capacitor 12' and the ground plane 11'.
  • the new structure of the proposed wire-plate antenna aims to widen the bandwidth around the frequency f 1 of the first resonance mode in the low frequency domain without degrading the operation of the fundamental mode. at f 0 and without increasing the dimensions of the various elements of the antenna detailed above.
  • antenna wire-plate 10 comprises a ground plane 11; a capacitive roof 12; a power supply probe 13 and at least one electrically conductive short-circuit wire 14, connecting the capacitive roof 12 and the ground plane 11 and at least one impedance matching wire 15, electrically conductive, electrically connecting the wire shorting conductor 14 and supply probe 13.
  • the capacitive roof 12 rests mechanically on the rod constituting the short-circuit wire 14, and the dielectric material confined between the capacitive roof 12 and the ground plane 11 is air.
  • electrically insulating material plastic for example
  • the supply probe 13 can be produced by the central core of a coaxial cable passing through the ground plane 11 towards the capacitive roof 12 but without touching said roof.
  • the central core of feed probe 13 is electrically isolated from ground plane 11 which is connected to the outer shield of the coaxial cable.
  • the central core of the feed probe is connected on the one hand to a voltage generator (not shown) and on the other hand stops before the capacitive roof 13 at a second predetermined separation distance H′.
  • the end of the supply probe 13 is separated from the capacitive roof 12 by a volume of dielectric material so as to create a parasitic capacitive element C by .
  • the separating dielectric material is air.
  • the parasitic capacitive element C par is then connected in series between the supply probe 13 and the capacitive roof 12.
  • the value of the capacitance of the parasitic capacitive element C par depends on the permittivity of the material confined between the end of the probe and the roof, the radius of the probe and the second separation distance H'.
  • an impedance matching wire 15 creates a parasitic inductive element L par between the supply probe 13 and the short-circuit wire 14.
  • the value of the inductance of the parasitic inductive element L par depends on the length of the wire and on its diameter in the case of a cylindrical rod for example.
  • the combination of the parasitic capacitive element C par and the parasitic inductance L par forms an LC type parallel circuit mounted between the end of the supply probe 13 and the capacitive roof 12.
  • This LC type parallel circuit excites a second resonance mode in the low-frequency domain at a frequency f 2 close to the first frequency f 1 of the first resonance mode in the low-frequency domain.
  • the absolute value of the difference between the first frequency f 1 and the second frequency f 2 is between 1.1 GHz and 1.5 GHz.
  • the insertion of the impedance matching wire 15 and the spacer made of dielectric material between the supply probe and the capacitive roof made it possible to obtain an additional resonance at a second resonance wavelength ⁇ 2 lower than the first resonance wavelength ⁇ 1 (associated with f 1 ).
  • the short-circuit wire 14' always forms an active metal return to ground causing the excitation of the first resonance mode in the low-frequency domain at a frequency f 1 .
  • FIG. 3 illustrates a sectional view along the (x,z) plane illustrating a wire-plate type antenna 10 according to a second embodiment of the invention.
  • the second embodiment uses the same concept with the addition of the impedance matching wire 15 and the separation of the end of the probe 13 from the capacitive roof 12.
  • the antenna 10 of the picture 3 further comprises a sustained substrate on which the capacitive roof 12 rests.
  • the layer can be produced by common deposition techniques to obtain a copper layer, for example with a thickness of 18 ⁇ m.
  • the substrate undergone may be a printed circuit support of the PCB type (acronym for Printed Circuit Board).
  • the impedance matching wire 15 can be made by printing (or depositing) a metal track (or metal tape) on the underside of substrate sub1.
  • the undergone substrate thus performs a mechanical function by acting as a support for the capacitive roof 12 and for the impedance matching wire 15.
  • the undergone substrate also performs an electrical function. Indeed, being confined between the upper end of the supply probe 13 and the lower face of the capacitive roof, the volume of dielectric material of the parasitic capacitance C par is produced with the substrate undergone. Concerning the dielectric volume between the capacitive roof 12 and the ground plane 11, it remains mostly filled with air considering the low thickness of the substrate undergone with respect to the first separation distance H.
  • the short-circuit wire 14 is connected to the capacitive roof 12 through a via V1 crossing the substrate undergone from its lower face towards its upper face on which the capacitive roof 12 rests.
  • FIG 4 shows a sectional view along the (x,z) plane illustrating a wire-plate type antenna 10 according to a third embodiment of the invention.
  • the third embodiment uses the same concept with the addition of the impedance matching wire 15 and the separation of the end of the probe 13 from the capacitive roof 12.
  • the antenna 10 of the picture 3 further comprises a sustained substrate on which the capacitive roof 12 rests in the same manner as the second embodiment.
  • the third embodiment differs from the second embodiment by a greater substrate thickness.
  • the substrate sub2 is not confined between the upper end of the supply probe 12 but occupies a larger part of the volume delimited by the capacitive roof 12 and the ground plane 11.
  • the substrate sub2 comprises a first through via V1 containing a part of the short-circuit wire 14 as far as the capacitive roof 12.
  • the sub2 substrate further comprises a second non-through via V2 starting from its lower face without leading to the interface of the sub2 substrate with the capacitive roof 12.
  • the part upper part of the supply probe 12 is then inserted into the non-through via V2.
  • the volume of the substrate sub2 confined between the upper end of the supply probe 13 and the lower face of the capacitive roof 12 forms the dielectric of the capacitive element C by
  • the dielectric material that forms the substrate sub2 must be chosen such that its electrical permittivity is limited, for example less than 6, preferably equal to 2, so as not to disturb the electromagnetic behavior of the antenna.
  • the impedance matching wire 15 by printing (or depositing) a metal track (or metal strip) on the underside of the substrate sub2.
  • Substrate undergone thus performs a mechanical function by playing the role of support for capacitive roof 12 and for impedance matching wire 15.
  • Sub2 substrate also performs an electrical function by forming the dielectric of capacitive element C by
  • the substrate sub2 occupies the entire height H separating the capacitive roof 12 and the ground plane 11.
  • the impedance matching wire 15 is confined in the substrate sub2.
  • the first, second or third embodiment comprises a plurality of short-circuit wires 14 and a plurality of impedance matching wire 15.
  • the plurality of impedance matching wire 15 makes it possible to make a connection adjustable between the supply probe 13 and one or more short circuit wires 14.
  • the figure 5 illustrates a three-dimensional view illustrating a wire-plate type antenna according to the second embodiment of the invention.
  • the capacitive roof 12 of the antenna is a square metal layer deposited on the undergone substrate which is a PCB plate.
  • the capacitive roof 12 has the dimensions: thickness 18 ⁇ m and a side of ⁇ 1 /6 with ⁇ 1 the wavelength associated with the first resonance mode in the low frequency range (915 MHz).
  • the capacitive roof 12 is suspended at a height of ⁇ 1 /17.6 above the ground plane 11. As explained previously, the capacitive roof 11 can be produced on a printed circuit where the upper and lower layers are etched with the desired patterns.
  • the short-circuit wire 14 allowing the excitation of the first low-frequency monopolar mode is placed in the center of the capacitive roof 12. It is a metal rod which can be cylindrical, parallelepipedal or pyramidal.
  • the geometry of the feed probe 13 and its distance from the short-circuit wire 14 are dimensioned to excite the fundamental mode TM 01 around 2.45 GHz and the first resonance mode in the low frequency domain of 915 MHz.
  • the distance between the supply probe 13 and the short circuit wire 14 is 18mm corresponding to ⁇ 1 /18.5.
  • the feed probe is made up of a rod of cylindrical shape with a height ⁇ 1 /22.2 whose radius has been adjusted to guarantee good impedance matching for the operating frequencies of the antenna.
  • the impedance matching wire 15 is a metal strip deposited on the underside of the substrate undergone and connecting the upper end of the supply probe 13 to the short-circuit wire 14. It is a track in copper with a width between 2mm and 3mm and a length between 18mm and 35mm.
  • the impedance matching wire 15 makes it possible to excite a second resonance mode close to the resonance mode in the low-frequency domain making it possible to widen the bandwidth BW in the frequency range from 700 MHz to 1.1 GHz.
  • the ground plane 11 is a square metal layer having a surface greater than that of the capacitive roof 13.
  • the distance H separating the capacitive roof 12 from the ground plane 11 varies inversely to the surface dimensions of the capacitive roof 12.
  • the distance H separating the capacitive roof 12 from the ground plane 11 is increased, the side of the square of the capacitive roof 12 must be reduced and vice versa. It is possible to choose for the distance H separating the capacitive roof 12 from the ground plane 11 a value between ⁇ 1/50 and ⁇ 1/10 .
  • the side of the square defining the surface of the capacitive roof 12 is chosen equal to ⁇ 1/10 .
  • the side of the square defining the surface of the capacitive roof 12 is chosen equal to ⁇ 1/4 .
  • This rule is adapted according to the chosen shape of the surface of the capacitive roof 12 (radius for a circular surface, width and length for a rectangle).
  • FIG. 6 illustrates a bottom view of the substrate of the wire-plate type antenna according to the second embodiment of the invention to show the implementation of the impedance matching wire 15 deposited on the underside of the substrate undergone.
  • the inductance of the parasitic inductive element L par depends on the length L and the width W of the metal strip deposited to produce the impedance matching wire 15.
  • the increase in L generates the increase in the inductance of the parasitic inductive element L by and vice versa.
  • Diagram 61 illustrates an impedance matching wire 15 made with a U-shaped metal strip connecting the supply probe 13 to the short-circuit wire 14.
  • the use of a U-shaped offers a degree of freedom allowing the designer to choose the length L without modifying the position of the supply probe 13 to the short-circuit wire 14. Indeed, the distance between the supply probe 13 and the short-circuit wire 14 must remain unchanged so as not to disrupt the fundamental resonance at 2.45 GHz.
  • Diagram 62 illustrates two impedance matching wires 15 each made with a metal strip in the form of a U connecting the supply probe 13 to the short-circuit wire 14.
  • the two impedance matching wires are arranged symmetrically by relative to the line connecting the upper end of the supply probe 13 and that of the short-circuit wire 14.
  • the two impedance matching wires have the same length L and the same width W thus forming the equivalent of a wire having a length equal to L and a width greater than 2xW.
  • the use of the double metal strip offers a degree of freedom to the designer making it possible to increase the width W of the equivalent impedance matching wire without exceeding the limits in width W imposed by the constraints of the method of manufacturing the metal tracks.
  • FIG 7a illustrates several variation curves of the reflection coefficient of the wire-plate antenna as a function of frequency, each curve corresponding to an electrical connection configuration of the impedance matching wire.
  • Curve C0 corresponds to a wire-plate antenna without impedance matching wire 15.
  • Curve C1 corresponds to a wire-plate antenna with an impedance matching wire 15 touching on one side the short-circuit wire 14 and on the other side the feed probe 13.
  • the curve C2 corresponds to a wire-plate antenna with an impedance matching wire 15 touching only the wire short-circuit 14.
  • Curve C3 corresponds to a wire-plate antenna with an impedance matching wire 15 touching only the supply probe 13.
  • Curve C4 corresponds to a wire-plate antenna with a wire of impedance matching 15 placed close to the supply probe 13 and the short-circuit wire 14 but without touching them.
  • FIG. 7b illustrates several curves of variation of the real part of the input impedance of the wire-plate antenna as a function of the frequency, each curve corresponding to an electrical connection configuration of the impedance matching wire.
  • Curve C'1 corresponds to a wire-plate antenna with an impedance matching wire 15 touching on one side the short-circuit wire 14 and on the other side the feed probe 13.
  • Curve C '2 corresponds to a wire-plate antenna with an impedance matching wire 15 touching only the short-circuit wire 14.
  • Curve C'3 corresponds to a wire-plate antenna with an impedance matching wire 15 touching only the feeding probe 13.
  • Curve C'4 corresponds to a wire-plate antenna with an impedance matching wire 15 placed close to the feeding probe 13 and the short-circuiting wire 14 but without touching them.
  • FIG. 7c illustrates several variation curves of the imaginary part of the input impedance of the wire-plate antenna as a function of frequency, each curve corresponding to an electrical connection configuration of the impedance matching wire.
  • Curve C"1 corresponds to a wire-plate antenna with an impedance matching wire 15 touching on one side the short-circuit wire 14 and on the other side the feed probe 13.
  • Curve C "2 corresponds to a wire-plate antenna with an impedance matching wire 15 touching only the short-circuit wire 14.
  • Curve C"3 corresponds to a wire-plate antenna with an impedance matching wire 15 touching only the feed probe 13.
  • the curve C"4 corresponds to a wire-plate antenna with an impedance matching wire 15 placed close to the feed probe 13 and the short-circuit wire 14 but without touching them.
  • the curve C0 corresponding to a wireless impedance matching antenna shows a reduced bandwidth BW0 around the frequency f 1 of the first low frequency monopolar resonance mode.
  • the frequency range where the real part of the impedance is close to 50 ⁇ around f 1 is very small. This highlights the limitations of the wire-plate antenna without the insertion of the impedance matching wire 15 in terms of bandwidth.
  • curve C1 illustrates that when the impedance matching wire 15 is connected both to the supply probe 13 and to the short-circuit wire 14, a bandwidth BW2 greater than the initial bandwidth is obtained. BW1. This bandwidth is within the target frequency range [0.5GHz,1.5GHz].
  • Curve C'1 shows the appearance of a second resonance mode at a frequency f 2 around 1.1 GHz. There is also a shift of the first resonance mode to a frequency which passes from f 1 to f' 1 . The offset of the first "wire-plate resonance" mode is 100 MHz towards low frequencies.
  • This phenomenon of double resonance makes it possible to create a frequency range where the impedance is stable around 50 ⁇ at the level of the real part of the input impedance between the two resonance peaks at f' 1 (associated with ⁇ ' 1 almost equal to ⁇ 1) and f 2 (associated with ⁇ 2). It is this frequency range which is exploited to widen the band. It is thus possible to widen the bandwidth of the antenna without increasing the size of the wire-plate antenna or degrading its quality factor.
  • FIG 8 illustrates several variation curves of the reflection coefficient of the wire-plate antenna as a function of frequency, each curve corresponding to a width of the impedance matching wire.
  • the results of the variation of the reflection coefficient as a function of the frequency are illustrated for five values of width W of the impedance matching wire.
  • the values chosen for the width W are in mm [1, 1.5, 2, 2.5, 3]. It follows that increasing the width of the wire W causes an increase in the resonance frequency because the impact of the inductive effect of the wire decreases with its width W. This parameter is useful for adjusting the imaginary part and thus adapting antenna to 50 ⁇ in the desired band.
  • the results of the variation of the reflection coefficient as a function of the frequency are illustrated for four values of length L of the impedance matching wire.
  • the values chosen for the length L are in mm [30, 34, 38, 42]. It follows that increasing the length of the wire L causes a decrease in the resonant frequency because the impact of the inductive effect of the wire increases with its length L. This parameter is useful for adjusting the imaginary part and thus adapting antenna to 50 ⁇ in the desired band.
  • the capacitive element C roof and the inductive element L cc together form a parallel circuit L ee C roof placed between the electrical node N roof associated with the capacitive roof 12 and the electrical node N mass associated with the ground plane 11.
  • the parallel circuit L cc C roof is used to excite the first resonance mode at low frequencies at f′ 1 .
  • the parasitic capacitive element C par and the parasitic inductive element L par together form a parallel circuit L par C par placed between the electrical node N probe associated with the end of the implementation probe 13 and the electrical node N roof associated to the capacitive roof 12.
  • the parallel circuit L by C par serves to excite the second resonance mode in the low-frequency domain at f 2 .
  • the adjustment of the new resonance at f 2 can also be achieved by adding a discrete component or an adjustable component in series or parallel to the parasitic track in order to adjust the central frequency of the bandwidth obtained by the combination of f' 1 and f 2 .
  • discrete component is meant a basic electronic component whose role is to perform an elementary function. In the context of the invention, this term covers passive discrete components such as inductors, capacitances, resistors.
  • active LC circuits can be inserted into the structure to create resonance and widen the bandwidth. This has the advantage of a more precise control of the inductance L by .
  • FIG 11 illustrates a three-dimensional radiation pattern of the wire-plate antenna according to the invention.
  • the wire-plate antenna according to the invention has the advantage of omnidirectional radiation as illustrated in the figure 11 . More specifically, the figure illustrates the three-dimensional diagram of the gain achieved in the GSM band (at 917 MHz). The antenna efficiency is greater than 60% over an 80 MHz wide band corresponding to 10% of the relative band.
  • FIG 12 illustrates a functional block diagram of a geolocation device comprising a wire-plate antenna according to the invention.
  • the geolocation device 100 is intended to be embedded in a moving object such as a vehicle, a mobile phone, a connected watch by way of non-limiting example.
  • the geolocation device comprises at least one type antenna wire-plate 10 according to the invention.
  • the antenna 10 is configured to transmit to a remote server 110 via a communication system 120, the different positions of the moving object.

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Abstract

L'invention a pour objet une antenne de type fil-plaque comprenant : un plan de masse; un toit capacitif placé en regard du plan de masse à une distance de séparation prédéterminée ; une sonde d'alimentation; au moins un fil de court-circuit, électriquement conducteur, reliant le toit capacitif et le plan de masse, le fil de court-circuit étant destiné à exciter un premier mode de résonance à une première longueur d'onde de résonance;et au moins un fil d'adaptation d'impédance, électriquement conducteur, reliant le fil conducteur de court-circuit et la sonde d'alimentation de manière à créer une inductance parasite;

Description

    Champ d'application
  • La présente invention concerne le domaine des antennes et plus particulièrement les antennes miniatures qui peuvent être intégrées dans des systèmes embarqués. Plus spécifiquement, l'invention concerne les antennes de type fil-plaque monopolaire.
  • L'invention trouve application, à titre d'exemples non limitatifs, dans les systèmes de radiocommunication ou dans les systèmes de géolocalisation d'objets en mouvement.
    • Problème soulevé
  • On entend par « antenne miniature » une antenne ayant des dimensions de l'ordre de la longueur d'onde de la fréquence de résonance minimale de fonctionnement, divisée par 2×π. Les antennes miniatures présentent l'avantage d'être compatible avec des systèmes embarqués et des circuits intégrés largement utilisés dans les domaines d'appareils mobiles, la téléphonie, la géolocalisation. Cependant, la miniaturisation d'une antenne réduit les performances de l'antenne en terme de bande passante. Plus les dimensions de l'antenne sont réduites par rapport à la longueur d'onde de fonctionnement pour améliorer son intégrabilité, moins la bande passante BW est large. D'autre part, on introduit le coefficient de qualité de l'antenne Q inversement proportionnel à la bande passante BW de l'antenne miniaturisée.
  • On entend par bande passante la plage de fréquences dans laquelle le transfert d'énergie de l'alimentation vers l'antenne ou de l'antenne vers le récepteur est maximisé. La bande passante peut être définie selon un critère en fonction du coefficient de réflexion de l'antenne. Dans ce qui suit, on choisit un critère de « inférieure à -6dB » comme limite du coefficient de réflexion en fonction de la fréquence pour déterminer la bande passante. Ce critère n'est donné qu'à titre d'exemple.
  • On entend par facteur de qualité Q le paramètre indiquant le taux d'amortissement de l'antenne égal au rapport de la fréquence de résonance par la bande passante. Une antenne avec un fort facteur de qualité rayonne très efficacement à la fréquence de rayonnement sur une bande de fréquences très étroite. Q = f 0 BW .
    Figure imgb0001
  • Ainsi, la performance de l'antenne miniaturisée dépend fortement de la taille électrique de l'antenne (la taille ramenée à la longueur d'onde de fonctionnement). Les limites fondamentales de la miniaturisation des antennes font l'objet depuis plusieurs décennies de nombreux travaux de recherche. Le concepteur de l'antenne miniaturisée doit trouver un compromis entre les trois paramètres suivants car une action sur l'un des paramètres impacte les deux autres :
    • La réduction des dimensions de l'antenne pour améliorer l'intégrabilité de l'antenne,
    • L'élargissement de bande passante BW pour un fonctionnement compatible avec l'évolution des systèmes de communication haut débit,
    • L'augmentation du facteur de qualité Q pour assurer un rayonnement efficace à la fréquence de fonctionnement.
  • Plus particulièrement, les antennes de type « Fil Plaque » Monopolaire, présentent une possible solution compacte d'antenne à rayonnement omnidirectionnel adaptée à de nombreuses applications de communication sans fil. Ce type d'antenne appartient à la fois à la famille des antennes imprimées et des antennes monopoles chargées. Ainsi, ces antennes font toujours l'objet de nombreux travaux d'amélioration et de développements pour améliorer leur compacité et aussi pour élargir leur bande de fonctionnement. Cette balance entre miniaturisation et performance est primordiale pour être en phase avec l'évolution du débit des données communiquées entre les différents systèmes et de la densification d'implémentation des architectures matérielles de ces systèmes. D'une manière générale, une antenne fil-plaque miniaturisée selon l'état de l'art combine deux modes de résonances : une première résonance dans le domaine des basses fréquences avec une fréquence f1 comprise entre 0.7Ghz et 1Ghz (bande GSM) et une résonance du mode fondamental TM01 à une fréquence f0 supérieure à 2Ghz.
  • Pour résumer, nous avons démontré le besoin de réaliser des antennes miniaturisées de manière à trouver une configuration optimale entre l'élargissement de la bande passante de l'antenne, la miniaturisation et la qualité du rayonnement.
  • Dans ce contexte, un problème technique à résoudre est la réalisation d'une antenne miniaturisée permettant d'élargir la bande passante sans agrandir les dimensions électriques de l'antenne ni dégrader son facteur de qualité. L'invention trouve son application dans le cadre des dispositifs de radiocommunication à forte densité d'intégration.
    • Art antérieur/ Restrictions de l'état de l'art
  • Le brevet européen EP3235058B1 décrit une antenne fil-plaque présentant une fente gravée au niveau du toit capacitif afin d'élargir la bande passante de l'antenne. Un inconvénient de la solution proposée par ce brevet est que l'antenne proposée perd son rayonnement omnidirectionnel et change de polarisation du champ électromagnétique vers les hautes fréquences de fonctionnement.
    • Réponse au problème et apport solution
  • Pour pallier les limitations des solutions existantes en ce qui concerne la maximisation de la largeur de bande passante tout en gardant des dimensions réduites de l'antenne, l'invention propose plusieurs modes de réalisation d'une antenne de type fil-plaque ayant une nouvelle structure permettant d'adapter l'impédance d'entrée de l'antenne de manière à élargir la bande passante. La solution selon l'invention consiste en une modification de l'impédance d'entrée de l'antenne au moyen de l'insertion simultanée d'un élément capacitif parasite et d'un élément inductif parasite. Cette modification géométrique permet de modifier la réponse spectrale de l'antenne en excitant un mode de résonance supplémentaire. L'excitation de deux modes de résonance proches permet l'augmentation de la bande passante dans la plage fréquentielle visée. De plus, cette solution ne perturbe pas les modes supérieurs classiques de l'antenne imprimée, en particulier le mode directif fondamental TM01.
  • Cette approche peut s'appliquer en utilisant différentes formes d'élément parasites, et elle est pertinente particulièrement pour la famille des antennes fil plaque monopolaire dédiée aux divers systèmes de communication sans fil mobiles notamment la bande GSM en liaison montante (UpLink) et descendante (DownLink). La structure proposée selon l'invention se distingue de solutions connues notamment par la possibilité d'élargir la bande passante dans le domaine des basses fréquences sans dégradation du mode fondamental. De plus, un avantage de l'antenne selon l'invention est que la technique est simple à mettre en oeuvre. La structure modifiée peut être réalisée avec des techniques de fabrication communes sans nécessité de modifications couteuses de la chaîne de production. Il en résulte une antenne avec un encombrement réduit et une bande passante élargie. L'ensemble de ces avantages fait ainsi de la structure selon l'invention une solution prometteuse pour les applications d'antennes miniaturisées compactes, à large bande et multi-bandes.
    • Résumé /Revendications
  • L'invention a pour objet une antenne de type fil-plaque comprenant :
    • un plan de masse ;
    • un toit capacitif placé en regard du plan de masse à une distance de séparation prédéterminée ;
    • une sonde d'alimentation ;
    • au moins un fil de court-circuit, électriquement conducteur, reliant le toit capacitif et le plan de masse, le fil de court-circuit étant destiné à exciter un premier mode de résonance à une première longueur d'onde de résonance ;
    • au moins un fil d'adaptation d'impédance, électriquement conducteur, connectant électriquement le fil conducteur de court-circuit et la sonde d'alimentation de manière à créer une inductance parasite ;
    L'extrémité de la sonde d'alimentation est séparée du toit capacitif par un volume de matériau diélectrique de manière à créer un élément capacitif parasite. L'élément capacitif parasite et l'inductance parasite forment un circuit parallèle de type LC permettant d'exciter un second mode de résonance à une seconde longueur d'onde de résonance inférieure à la première longueur d'onde de résonance.
  • Selon un aspect particulier de l'invention, la distance de séparation entre le plan de masse et le toit capacitif est comprise entre le cinquantième de la première longueur d'onde de résonance et le dixième de la première longueur d'onde de résonance. Avantageusement, la distance de séparation entre le plan de masse et le toit capacitif est comprise entre le cinquantième de la première longueur d'onde de résonance et le quinzième de la première longueur d'onde de résonance, voire le vingtième de la première longueur d'onde de résonance.
  • Selon un aspect particulier de l'invention, le toit capacitif est réalisé par une couche conductrice formant une surface plane rectangulaire avec une largeur et/ou une longueur comprise entre le dixième de la première longueur d'onde de résonance et le quart de la première longueur d'onde de résonance.
  • Selon un aspect particulier de l'invention, la largeur et/ou la longueur du fil d'adaptation d'impédance est choisie en fonction de la valeur de la bande passante définie par le premier et le second mode de résonance.
  • Selon un aspect particulier de l'invention, le volume de matériau diélectrique séparant le toit capacitif et la sonde d'alimentation est un volume d'air.
  • Selon un aspect particulier de l'invention, le fil d'adaptation d'impédance est une tige métallique.
  • Selon un aspect particulier de l'invention, l'antenne comprend en outre un substrat en matériau diélectrique tel que :
    • le toit capacitif est déposé sur la face supérieure du substrat ;
    • la face inférieure du substrat est orientée vers le plan de masse.
  • Selon un aspect particulier de l'invention, le fil d'adaptation d'impédance est une piste métallique déposée sur la face inférieure du substrat.
  • Selon un aspect particulier de l'invention, le fil de court-circuit est connecté au toit capacitif à travers un via traversant le substrat à partir de sa face inférieure vers sa face supérieure.
  • Selon un aspect particulier de l'invention, le substrat est confiné entre l'extrémité de la sonde d'alimentation et le toit capacitif de manière à réaliser le volume de matériau diélectrique.
  • Selon un aspect particulier de l'invention, la sonde d'alimentation est insérée dans le substrat à travers un via non traversant partant de sa face inférieure.
  • Selon un aspect particulier de l'invention, le fil de court-circuit et la sonde d'alimentation sont perpendiculaires au plan de masse et au toit capacitif.
  • Selon un aspect particulier de l'invention, l'antenne comprend en outre un composant discret monté en série ou en parallèle sur le fil d'adaptation d'impédance pour régler la valeur de l'impédance du circuit parallèle de type LC.
  • L'invention a également pour objet un dispositif de géolocalisation destiné à être embarqué dans un objet en mouvement comprenant au moins une antenne de type fil-plaque selon l'invention configurée pour transmettre à un serveur distant, via un système de communication, les différentes positions de l'objet en mouvement.
    • Brève Description des Dessins
  • D'autres caractéristiques et avantages de la présente invention apparaîtront mieux à la lecture de la description qui suit en relation aux dessins annexés suivants.
    • [Fig. 1] la figure 1 représente une vue en coupe selon le plan (x,z) illustrant une antenne de type fil-plaque selon l'état de l'art.
    • [Fig. 2] la figure 2 représente une vue en coupe selon le plan (x,z) illustrant une antenne de type fil-plaque selon un premier mode de réalisation de l'invention.
    • [Fig. 3] la figure 3 représente une vue en coupe selon le plan (x,z) illustrant une antenne de type fil-plaque selon un deuxième mode de réalisation de l'invention.
    • [Fig. 4] la figure 4 représente une vue en coupe selon le plan (x,z) illustrant une antenne de type fil-plaque selon un troisième mode de réalisation de l'invention.
    • [Fig. 5] la figure 5 représente une vue tridimensionnelle illustrant une antenne de type fil-plaque selon le deuxième mode de réalisation de l'invention.
    • [Fig. 6] la figure 6 représente une vue de dessous du substrat de l'antenne de type fil-plaque selon le deuxième mode de réalisation de l'invention.
    • [Fig. 7a] la figure 7a illustre plusieurs courbes de variation du coefficient de réflexion de l'antenne fil-plaque en fonction de la fréquence, chaque courbe correspondant à une configuration de connexion électrique du fil d'adaptation d'impédance.
    • [Fig. 7b] la figure 7b illustre plusieurs courbes de variation de la partie réelle de l'impédance d'entrée de l'antenne fil-plaque en fonction de la fréquence, chaque courbes correspondant à une configuration de connexion électrique du fil d'adaptation d'impédance.
    • [Fig. 7c] la figure 7c illustre plusieurs courbes de variation de la partie imaginaire de l'impédance d'entrée de l'antenne fil-plaque en fonction de la fréquence, chaque courbe correspondant à une configuration de connexion électrique du fil d'adaptation d'impédance.
    • [Fig. 8] la figure 8 illustre plusieurs courbes de variation du coefficient de réflexion de l'antenne fil-plaque en fonction de la fréquence, chaque courbe correspondant à une largeur du fil d'adaptation d'impédance.
    • [Fig. 9] la figure 9 illustre plusieurs courbes de variation du coefficient de réflexion de l'antenne fil-plaque en fonction de la fréquence, chaque courbe correspondant à une longueur du fil d'adaptation d'impédance.
    • [Fig. 10] la figure 10 illustre un schéma électrique modélisant l'antenne fil-plaque selon l'invention.
    • [Fig. 11] la figure 11 illustre un diagramme de rayonnement tridimensionnel de l'antenne fil-plaque selon l'invention.
    • [Fig. 12] la figure 12 représente un schéma fonctionnel d'un dispositif de géolocalisation comprenant une antenne fil-plaque selon l'invention.
  • La figure 1 illustre une vue en coupe selon le plan (x,z) d'une antenne de type fil-plaque selon l'état de l'art destinée à être embarquée dans un système de radiocommunication. L'antenne fil-plaque 10' comprend un plan de masse 11' ; un toit capacitif 12' ; une sonde d'alimentation 13' et au moins un fil de court-circuit 14' électriquement conducteur, reliant le toit capacitif 12' et le plan de masse 11'.
  • Le plan de masse 11' est réalisé par une couche métallique et relié électriquement à la masse électrique globale du système dans lequel l'antenne est embarquée. Le plan de masse peut présenter des formes rectangulaires, carrés ou circulaires à titre d'exemple. Le plan de masse 11' peut être déposé sur la face supérieure d'un substrat inférieur non représenté.
  • Le toit capacitif est réalisé par une couche métallique placée parallèlement au plan de masse 11' à une distance de séparation prédéterminée. Le toit capacitif peut présenter des formes rectangulaires, carrés ou circulaires à titre d'exemple.
  • La sonde d'alimentation 13' est réalisable par extension de l'âme centrale d'un câble coaxial traversant le plan de masse 11' jusqu'au toit capacitif 12'. L'âme centrale de la sonde d'alimentation est connectée d'une part à un générateur de tension (non représenté) et d'autre part au toit capacitif 12'. L'âme centrale de la sonde d'alimentation 13' est isolée électriquement du plan de masse 11' connectée au blindage externe du câble coaxial. La combinaison de la sonde d'alimentation 13' avec le toit capacitif 12' placé en face du plan de masse 11' excite le mode de résonance fondamental TM01 de l'antenne à une fréquence f0.
  • Le fil de court-circuit 14' forme un retour métallique à la masse provoquant l'excitation d'un premier mode de résonance dans le domaine des basses fréquences à une fréquence f1 inférieure à celle du mode fondamental f0. La fréquence f1 du mode « fil-plaque basse fréquence » est de l'ordre de un demi à un quart de la fréquence f0 du mode fondamental. Le fil de court-circuit 14' peut être réalisé avec une tige métallique de forme cylindrique ou parallélépipédique à titre d'exemple.
  • Les paramètres physiques influant sur les fréquences f0 et f1 sont la permittivité du matériau diélectrique qui occupe le volume confiné entre le toit capacitif 12' et le plan de masse 11', la distance entre le toit capacitif 12' et le plan de masse 11', le rayon de la sonde d'alimentation 13', le rayon du fil de court-circuit 14', la distance entre sonde d'alimentation 13' et fil de court-circuit 14', ainsi que les dimensions surfaciques du toit capacitif 12' et le plan de masse 11'.
  • Dans le cadre de l'invention, la nouvelle structure de l'antenne fil-plaque proposée vise à élargir la bande passante aux alentours de la fréquence f1 du premier mode de résonance dans le domaine des basses fréquences sans dégrader le fonctionnement du mode fondamental à f0 et sans augmenter les dimensions des différents éléments de l'antenne détaillées précédemment. Ainsi, sur les figures suivantes, et pour mieux comprendre l'invention, nous nous focalisons sur la plage de fréquences inférieures à 1.5GHz.
  • Nous soulignons que pour les antennes miniatures visées par l'invention une norme fixe la valeur de l'impédance d'entrée à 50Ω. Ainsi, lors de la conception de l'antenne, il faut s'aligner avec cette valeur d'impédance pour que l'antenne soit fonctionnelle.
  • La figure 2 illustre une vue en coupe selon le plan (x, z) illustrant une antenne de type fil-plaque 10 selon un premier mode de réalisation de l'invention. L'antenne fil-plaque 10 comprend un plan de masse 11 ; un toit capacitif 12 ; une sonde d'alimentation 13 et au moins un fil de court-circuit 14 électriquement conducteur, reliant le toit capacitif 12 et le plan de masse 11 et au moins un fil d'adaptation d'impédance 15, électriquement conducteur, connectant électriquement le fil conducteur de court-circuit 14 et la sonde d'alimentation 13.
  • Les caractéristiques techniques détaillées précédemment relatives aux éléments plans de masse 11', toit capacitif 12' et le fil de court-circuit 14' de l'antenne 10' restent valables pour les éléments plan de masse 11, toit capacitif 12 et le fil de court-circuit 14 de l'antenne fil-plan 10 selon le premier mode de réalisation de l'invention.
  • Le toit capacitif 12 repose mécaniquement sur la tige constituant le fil de court-circuit 14, et le matériau diélectrique confiné entre le toit capacitif 12 et le plan de masse 11 est l'air. Avantageusement, pour améliorer la robustesse mécanique de l'antenne il est possible de rajouter des colonnes verticales en matériau isolant électriquement (plastiques par exemple) entre le toit capacitif 12 et le plan de masse 11.
  • La sonde d'alimentation 13 est réalisable par l'âme centrale d'un câble coaxial traversant le plan de masse 11 vers le toit capacitif 12 mais sans toucher ledit toit. L'âme centrale de la sonde d'alimentation 13 est isolée électriquement du plan de masse 11 qui est connecté au blindage externe du câble coaxial. L'âme centrale de la sonde d'alimentation est connectée d'une part à un générateur de tension (non représenté) et s'arrête d'autre part avant le toit capacitif 13 à une seconde distance de séparation prédéterminée H'. Ainsi, l'extrémité de la sonde d'alimentation 13 est séparée du toit capacitif 12 par un volume de matériau diélectrique de manière à créer un élément capacitif parasite Cpar. Dans ce cas le matériau diélectrique de séparation est l'air. L'élément capacitif parasite Cpar est alors connecté en série entre la sonde d'alimentation 13 et le toit capacitif 12. La valeur de la capacité de l'élément capacitif parasite Cpar dépend de la permittivité du matériau confiné entre l'extrémité de la sonde et le toit, du rayon de la sonde et de la deuxième distance de séparation H'.
  • L'introduction d'un fil d'adaptation d'impédance 15 crée un élément inductif parasite Lpar entre la sonde d'alimentation 13 et le fil de court-circuit 14. La valeur de l'inductance de l'élément inductif parasite Lpar dépend de la longueur du fil et de son diamètre dans le cas d'une tige cylindrique par exemple.
  • La combinaison de l'élément capacitif parasite Cpar et de l'inductance parasite Lpar forme un circuit parallèle de type LC monté entre l'extrémité de la sonde d'alimentation 13 et le toit capacitif 12. Ce circuit parallèle de type LC excite un second mode de résonance dans le domaine des basses fréquences à une fréquence f2 proche de la première fréquence f1 du premier mode de résonance dans le domaine des basses fréquences. A titre d'exemple, la valeur absolue de la différence entre la première fréquence f1 et la seconde fréquence f2 est comprise entre 1.1GHz et 1.5GHz. Ainsi, l'insertion du fil d'adaptation d'impédance 15 et de l'espacement en matériau diélectrique entre la sonde d'alimentation et le toit capacitif ont permis d'obtenir une résonance supplémentaire à une seconde longueur d'onde de résonance λ2 inférieure à la première longueur d'onde de résonance λ1 (associée à f1).
  • Comme expliqué précédemment, le fil de court-circuit 14' forme toujours un retour métallique actif à la masse provoquant l'excitation du premier mode de résonance dans le domaine des basses fréquences à une fréquence f1.
  • Il en découle ainsi dans la structure proposée l'excitation simultanée de deux résonances proches f1 et f2 ce qui induit un élargissement de la bande passante BW dans le domaine des basses fréquences sans augmenter l'encombrement de l'antenne miniaturisée.
  • La figure 3 illustre une vue en coupe selon le plan (x,z) illustrant une antenne de type fil-plaque 10 selon un deuxième mode de réalisation de l'invention. Le deuxième mode de réalisation reprend le même concept avec le rajout du fil d'adaptation d'impédance 15 et la séparation de l'extrémité de la sonde 13 du toit capacitif 12. L'antenne 10 de la figure 3 comprend en outre un substrat subi sur lequel repose le toit capacitif 12. La couche est réalisable par des techniques communes de dépôt pour obtenir une couche en cuivre par exemple à épaisseur de 18µm. Le substrat subi peut être un support de circuit imprimé de type PCB (acronyme de Printed Circuit Board).
  • Dans ce mode de réalisation, le fil d'adaptation d'impédance 15 peut être réalisé par impression (ou dépôt) d'une piste métallique (ou ruban métallique) sur la face inférieure du substrat sub1. Le substrat subi assure ainsi une fonction mécanique en jouant le rôle de support pour le toit capacitif 12 et pour le fil d'adaptation d'impédance 15. Le substrat subi assure aussi une fonction électrique. En effet, étant confiné entre l'extrémité supérieure de la sonde d'alimentation 13 et la face inférieure du toit capacitif, le volume en matériau diélectrique de la capacité parasite Cpar est réalisé avec le substrat subi. Concernant le volume en diélectrique entre le toit capacitif 12 et le plan de masse 11, il reste majoritairement rempli par l'air considérant la faible épaisseur du substrat subi par rapport à la première distance de séparation H.
  • Le fil de court-circuit 14 est connecté au toit capacitif 12 à travers un via V1 traversant le substrat subi à partir de sa face inférieure vers sa face supérieure sur laquelle repose le toit capacitif 12.
  • La figure 4 représente une vue en coupe selon le plan (x,z) illustrant une antenne de type fil-plaque 10 selon un troisième mode de réalisation de l'invention. Le troisième mode de réalisation reprend le même concept avec le rajout du fil d'adaptation d'impédance 15 et la séparation de l'extrémité de la sonde 13 du toit capacitif 12. L'antenne 10 de la figure 3 comprend en outre un substrat subi sur lequel repose le toit capacitif 12 de la même manière que le deuxième mode de réalisation. Cependant, le troisième mode de réalisation se distingue du deuxième mode de réalisation par une épaisseur de substrat supérieure. Le substrat sub2 n'est pas confiné entre l'extrémité supérieure de la sonde d'alimentation 12 mais occupe une plus large partie du volume délimité par le toit capacitif 12 et le plan de masse 11. Le substrat sub2 comprend un premier via traversant V1 contenant une partie du fil de court circuit 14 jusqu'au toit capacitif 12. Le substrat sub2 comprend en outre un second via V2 non traversant partant de sa face inférieure sans déboucher à l'interface du substrat sub2 avec le toit capacitif 12. La partie supérieure de la sonde d'alimentation 12 est alors insérée dans le via non traversant V2. Le volume du substrat sub2 confiné entre l'extrémité supérieure de la sonde d'alimentation 13 et la face inférieure du toit capacitif 12 forme le diélectrique de l'élément capacitif Cpar
  • L'utilisation d'un substrat sub2 occupant un ratio supérieur à 20% du volume total entre le toit capacitif 12 et le plan de masse 11 augmente considérablement la robustesse mécanique de l'antenne. Le matériau diélectrique qui forme le substrat sub2 doit être choisi tel que sa permittivité électrique soit limitée, par exemple inférieure à 6, de préférence égale à 2, pour ne pas perturber le comportement électromagnétique de l'antenne.
  • Dans ce mode de réalisation, il est possible de réaliser le fil d'adaptation d'impédance 15 par impression (ou dépôt) d'une piste métallique (ou ruban métallique) sur la face inférieure du substrat sub2. Le substrat subi assure ainsi une fonction mécanique en jouant le rôle de support pour le toit capacitif 12 et pour le fil d'adaptation d'impédance 15. Le substrat sub2 assure aussi une fonction électrique en formant le diélectrique de l'élément capacitif Cpar
  • Alternativement, le substrat sub2 occupe toute la hauteur H séparant le toit capacitif 12 et le plan de masse 11. Le fil d'adaptation d'impédance 15 est confiné dans le substrat sub2.
  • Alternativement, le premier, deuxième ou troisième mode de réalisation comprend une pluralité de fils de court-circuit 14 et une pluralité de fil d'adaptation d'impédance 15. La pluralité de fil d'adaptation d'impédance 15 permet de réaliser une connexion réglable entre la sonde d'alimentation 13 et un fil ou plusieurs fils de court-circuit 14.
  • Pour mieux comprendre l'implémentation de l'antenne fil-plaque selon l'invention, la figure 5 illustre une vue tridimensionnelle illustrant une antenne de type fil-plaque selon le deuxième mode de réalisation de l'invention.
  • A titre illustratif, on présente ici un exemple de dimensionnement permettant l'excitation du mode de résonance fondamental à une fréquence f0 = 2.45GHz et du premier mode de résonance dans le domaine des basses fréquences à une fréquence f1 = 915 Mhz. Le toit capacitif 12 de l'antenne est une couche métallique carrée déposée sur le substrat subi qui est une plaque PCB. Le toit capacitif 12 a pour dimensions : épaisseur 18µm et un coté de λ1/6 avec λ1 la longueur d'onde associée au premier mode de résonance dans le domaine des basses fréquences (915 MHz). Le toit capacitif 12 est suspendu à une hauteur de λ1/17.6 au-dessus du plan de masse 11. Comme expliqué précédemment, le toit capacitif 11 est réalisable sur un circuit imprimé où les couches supérieure et inférieure sont gravées avec les motifs désirés.
  • Le fil de court-circuit 14 permettant l'excitation du premier mode monopolaire basse fréquence est placé au centre du toit capacitif 12. Il s'agit d'une tige métallique pouvant être cylindrique, parallélépipédique ou pyramidale.
  • La géométrie de la sonde d'alimentation 13 et sa distance par rapport au fil de court circuit 14 sont dimensionnées pour exciter le mode fondamental TM01 autour de 2.45 GHz et le premier mode de résonance dans le domaine des basses fréquences de 915 MHz. Dans cet exemple la distance entre la sonde d'alimentation 13 et le fil de court circuit 14 est de 18mm correspondant à λ1/18,5.
  • Dans cet exemple, la sonde d'alimentation est composée d'une tige de forme cylindrique de hauteur λ1/22.2 dont le rayon a été ajusté pour garantir une bonne adaptation d'impédance pour les fréquences de fonctionnement de l'antenne.
  • Le fil d'adaptation d'impédance 15 est un ruban métallique déposé sur la face inférieure du substrat subi et reliant l'extrémité supérieure de la sonde d'alimentation 13 au fil de court circuit 14. Il s'agit d'une piste en cuivre de largeur comprise entre 2mm et 3 mm et de longueur comprise entre 18mm et 35 mm. Le fil d'adaptation d'impédance 15 permet d'exciter un second mode de résonance proche du mode de résonance dans le domaine des basses fréquences permettant d'élargir la bande passante BW dans la plage de fréquences de 700MHz à 1.1 GHz.
  • Le plan de masse 11 est une couche métallique carrée ayant une surface supérieure à celle du toit capacitif 13.
  • Pour un dimensionnement qui garantit un bon fonctionnement pour le mode de résonance fondamental et pour le premier mode de résonance basse fréquence, la distance H séparant le toit capacitif 12 du plan de masse 11 varie inversement aux dimensions surfacique du toit capacitif 12. Lorsque la distance H séparant le toit capacitif 12 du plan de masse 11 est augmenté, le coté du carré du toit capacitif 12 doit être diminué et inversement. Il est possible de choisir pour la distance H séparant le toit capacitif 12 du plan de masse 11 une valeur comprise entre λ1/50 et λ1/10. Lorsque la distance H est égale à la valeur maximale λ1/10, le coté du carré définissant la surface du toit capacitif 12 est choisie égale à λ1/10. Lorsque la distance H est égale à la valeur minimale λ1/50, le coté du carré définissant la surface du toit capacitif 12 est choisie égale à λ1/4. Cette règle est adaptée selon la forme choisie de la surface du toit capacitif 12 (rayon pour une surface circulaire, largeur et longueur pour un rectangle).
  • La figure 6 illustre une vue de dessous du substrat de l'antenne de type fil-plaque selon le deuxième mode de réalisation de l'invention pour montrer l'implémentation du fil d'adaptation d'impédance 15 déposé sur la face inférieure du substrat subi. L'inductance de l'élément inductif parasite Lpar dépend de la longueur L et de la largeur W du ruban métallique déposé pour réaliser le fil d'adaptation d'impédance 15. L'augmentation de L engendre l'augmentation de l'inductance de l'élément inductif parasite Lpar et inversement.
  • Le schéma 61 illustre un fil d'adaptation d'impédance 15 réalisé avec un ruban métallique sous forme de U reliant la sonde d'alimentation 13 au fil de court circuit 14. L'utilisation d'une forme en U offre un degré de liberté au concepteur permettant de choisir la longueur L sans modifier la position de la sonde d'alimentation 13 au fil de court circuit 14. En effet, la distance entre la sonde d'alimentation 13 au fil de court circuit 14 doit rester inchangée pour ne pas perturber la résonance fondamentale à 2.45 GHz.
  • Le schéma 62 illustre deux fils d'adaptation d'impédance 15 réalisés chacun avec un ruban métallique sous forme de U reliant la sonde d'alimentation 13 au fil de court circuit 14. Les deux fils d'adaptation d'impédance sont disposés symétriquement par rapport à la droite reliant l'extrémité supérieure de la sonde d'alimentation 13 et celle du fil de court circuit 14. Dans cet exemple les deux fils d'adaptation d'impédance ont la même longueur L et la même largeur W formant ainsi l'équivalent d'un fil ayant une longueur égale à L et une largeur supérieure à 2xW. L'utilisation du double ruban métallique offre un degré de liberté au concepteur permettant d'augmenter la largeur W du fil d'adaptation d'impédance équivalent sans dépasser les limites en largeur W imposées par les contraintes du procédé de fabrication des pistes métalliques.
  • La figure 7a illustre plusieurs courbes de variation du coefficient de réflexion de l'antenne fil-plaque en fonction de la fréquence, chaque courbe correspondant à une configuration de connexion électrique du fil d'adaptation d'impédance. La courbe C0 correspond à une antenne fil-plaque sans fil d'adaptation d'impédance 15. La courbe C1 correspond à une antenne fil-plaque avec un fil d'adaptation d'impédance 15 touchant d'un côté le fil de court-circuit 14 et de l'autre côté la sonde d'alimentation 13. La courbe C2 correspond à une antenne fil-plaque avec un fil d'adaptation d'impédance 15 touchant uniquement le fil de court-circuit 14. La courbe C3 correspond à une antenne fil-plaque avec un fil d'adaptation d'impédance 15 touchant uniquement la sonde d'alimentation 13. La courbe C4 correspond à une antenne fil-plaque avec un fil d'adaptation d'impédance 15 placé à proximité de la sonde d'alimentation 13 et le fil de court-circuit 14 mais sans les toucher.
  • La figure 7b illustre plusieurs courbes de variation de la partie réelle de l'impédance d'entrée de l'antenne fil-plaque en fonction de la fréquence, chaque courbe correspondant à une configuration de connexion électrique du fil d'adaptation d'impédance. La courbe C'1 correspond à une antenne fil-plaque avec un fil d'adaptation d'impédance 15 touchant d'un côté le fil de court-circuit 14 et de l'autre côté la sonde d'alimentation 13. La courbe C'2 correspond à une antenne fil-plaque avec un fil d'adaptation d'impédance 15 touchant uniquement le fil de court-circuit 14. La courbe C'3 correspond à une antenne fil-plaque avec un fil d'adaptation d'impédance 15 touchant uniquement la sonde d'alimentation 13. La courbe C'4 correspond à une antenne fil-plaque avec un fil d'adaptation d'impédance 15 placé à proximité de la sonde d'alimentation 13 et le fil de court-circuit 14 mais sans les toucher.
  • La figure 7c illustre plusieurs courbes de variation de la partie imaginaire de l'impédance d'entrée de l'antenne fil-plaque en fonction de la fréquence, chaque courbe correspondant à une configuration de connexion électrique du fil d'adaptation d'impédance. La courbe C"1 correspond à une antenne fil-plaque avec un fil d'adaptation d'impédance 15 touchant d'un côté le fil de court-circuit 14 et de l'autre côté la sonde d'alimentation 13. La courbe C"2 correspond à une antenne fil-plaque avec un fil d'adaptation d'impédance 15 touchant uniquement le fil de court-circuit 14. La courbe C"3 correspond à une antenne fil-plaque avec un fil d'adaptation d'impédance 15 touchant uniquement la sonde d'alimentation 13. La courbe C"4 correspond à une antenne fil-plaque avec un fil d'adaptation d'impédance 15 placé à proximité de la sonde d'alimentation 13 et le fil de court-circuit 14 mais sans les toucher.
  • Nous allons décrire ces trois figures ensemble étant liées pour mieux comprendre les avantages de la configuration choisie pour réaliser l'invention. On rappelle que le critère de « inférieure à -6dB » a été choisi comme limite du coefficient de réflexion en fonction de la fréquence pour déterminer la bande passante.
  • La courbe C0 correspondant à une antenne sans fil d'adaptation d'impédance montre une bande passante BW0 réduite aux alentours de la fréquence f1 du premier mode de résonance monopolaire basse fréquence. De même sur la courbe C'0 la plage de fréquence où la partie réelle de l'impédance est proche de 50Ω aux alentours de f1 est très réduite. Cela met en évidence les limites de l'antenne fil-plaque sans l'insertion du fil d'adaptation d'impédance 15 en termes de bande passante.
  • En analysant les courbes C4, C'4 et C"4, nous remarquons que l'insertion d'un fil d'adaptation d'impédance 15 isolé électriquement, ne touchant ni la sonde d'alimentation 13, ni le fil de court-circuit 14 modifie peu les caractéristiques électriques de l'antenne fil-plaque par rapport à la solution de l'état de l'art décrit par les courbes C0, C'0 et C"0. La bande passante reste toujours étroite aux alentours de f1.
  • En analysant les courbes C2, C'2 et C"2, on observe que la mise en contact du fil d'adaptation d'impédance avec uniquement le fil de court-circuit 14 ne provoque pas de changement d'impédance significatif par rapport à la configuration précédente. Les courbes C2, C'2 et C"2 se superposent respectivement aux courbes C4, C'4 et C"4.
  • En analysant les courbes C3, C'3 et C"3, on observe que la mise en contact du fil d'adaptation d'impédance avec la sonde d'alimentation montre des changements plus significatifs, avec une augmentation de l'impédance d'entrée de l'antenne et un coefficient de réflexion supérieure au critère de bande passante pour la plage de fréquences visée [0.5GHz,1.5GHz].
  • Enfin, la courbe C1 illustre que lorsque le fil d'adaptation d'impédance 15 est connecté à la fois à la sonde d'alimentation 13 et au fil de court-circuit 14, on obtient une bande passante BW2 supérieure à la bande passante initiale BW1. Cette bande passante se situe dans la plage de fréquences visée [0.5GHz,1.5GHz]. La courbe C'1 montre l'apparition d'un second mode résonance à une fréquence f2 autour de 1.1 GHz. On observe également un décalage du premier mode de résonance à une fréquence qui passe de f1 à f'1. Le décalage du premier mode de « résonance fil-plaque » est de 100 MHz vers les basses fréquences. Ce phénomène de double résonance permet de créer une plage de fréquence où l'impédance est stable autour de 50 Ω au niveau de la partie réelle de l'impédance d'entrée entre les deux pics de résonance à f' 1 (associée à λ'1 preque égale à λ1) et f2 (associée à λ2). C'est cette plage de fréquence qui est exploitée pour élargir la bande. On peut ainsi réaliser un élargissement de la bande passante de l'antenne sans augmenter la taille de l'antenne fil-plaque ni dégrader son facteur de qualité.
  • Pour mieux expliquer l'effet du fil d'adaptation d'impédance 15, plusieurs études paramétriques sont décrites sur l'effet des dimensions du ruban, notamment sa largeur W et sa longueur L.
  • La figure 8 illustre plusieurs courbes de variation du coefficient de réflexion de l'antenne fil-plaque en fonction de la fréquence, chaque courbe correspondant à une largeur du fil d'adaptation d'impédance.
  • Pour une longueur fixée de 34 mm, les résultats de la variation du coefficient de réflexion en fonction de la fréquence sont illustrés pour cinq valeurs de largueur W du fil d'adaptation d'impédance. Les valeurs choisies pour la largeur W sont en mm [1, 1.5, 2, 2.5, 3]. Il en découle que l'augmentation de la largeur du fil W provoque une augmentation de la fréquence de résonance car l'impact de l'effet inductif du fil diminue avec sa largeur W. Ce paramètre est utile pour régler la partie imaginaire et ainsi adapter l'antenne sur 50 Ω dans la bande désirée.
  • La figure 9 illustre plusieurs courbes de variation du coefficient de réflexion de l'antenne fil-plaque en fonction de la fréquence, chaque courbe correspondant à une longueur du fil d'adaptation d'impédance.
  • Pour une largeur fixée de 2mm, les résultats de la variation du coefficient de réflexion en fonction de la fréquence sont illustrés pour quatre valeurs de longueur L du fil d'adaptation d'impédance. Les valeurs choisies pour la longueur L sont en mm [30, 34, 38, 42]. Il en découle que l'augmentation de la longueur du fil L provoque une diminution de la fréquence de résonance car l'impact de l'effet inductif du fil augmente avec sa longueur L. Ce paramètre est utile pour régler la partie imaginaire et ainsi adapter l'antenne sur 50 Ω dans la bande désirée.
  • La figure 10 illustre un schéma électrique modélisant l'antenne fil-plaque selon l'invention. En effet, il est possible de modéliser électriquement l'antenne selon l'invention de la manière suivante :
    • La sonde d'alimentation 13 peut être assimilée à un élément inductif Lsonde connectée au générateur GEN ;
    • Le fil d'adaptation d'impédance peut être assimilé à un élément inductif parasite Lpar ;
    • L'extrémité supérieure de la sonde d'alimentation séparée de la face inférieure du toit capacitif 12 par un matériau diélectrique forme un élément capacitif parasite Cpar . En effet, l'interaction par couplage électromagnétique entre les deux surfaces conductrices non connectées, permet de créer un effet capacitif désigné par Cpar;
    • Le toit capacitif 12 mis en face du plan de masse à une distance de séparation H forme un élément capacitif Ctoit.
    • Le fil de court circuit 14 peut être assimilé à un élément inductif parasite Lcc.
  • L'élément capacitif Ctoit et élément inductif Lcc forment ensemble un circuit parallèle LeeCtoit placé entre le noeud électrique Ntoit associé au toit capacitif 12 et le noeud électrique Nmasse associé au plan de masse 11. Le circuit parallèle LccCtoit sert à exciter le premier mode de résonance en basses fréquences à f'1.
  • L'élément capacitif parasite Cpar et l'élément inductif parasite Lpar forment ensemble un circuit parallèle LparCpar placé entre le noeud électrique Nsonde associé à l'extrémité de la sonde d'implémentation 13 et le noeud électrique Ntoit associé au toit capacitif 12. Le circuit parallèle LparCpar sert à exciter le second mode de résonance dans le domaine des basses fréquences à f2.
  • Le dimensionnement de l'antenne est réalisé pour obtenir un couple de fréquences f'1 et f2 assez proches de manière à obtenir une large bande passante dans la plage de basse fréquence de fonctionnement. On entend par le terme « assez proche » une différence de fréquence comprise entre 1.1GHz et 1.5GhZ en valeur absolue. Le dimensionnement de l'antenne couvre le choix des paramètres suivants :
    • La largeur et la longueur du fil d'adaptation d'impédance 15 pour déterminer l'impédance de Lpar ;
    • La largeur et la longueur du fil de court-circuit 14 pour déterminer l'impédance de Lcc ;
    • Les dimensions de la sonde d'alimentation 13 pour déterminer l'impédance de Lsonde ;
    • La hauteur du volume diélectrique séparant le plan de masse 11 et le toit capacitif 12 ; et la surface du toit capacitif 12 pour déterminer la capacité de Ctoit ;
    • La hauteur du volume diélectrique séparant le toit capacitif 12 et l'extrémité supérieure de la sonde d'alimentation 13 ; et la surface de la face supérieure de la sonde d'alimentation 13 pour déterminer la capacité de Cpar ;
    • La distance entre le fil de court circuit 14 et la sonde d'excitation 13.
  • Avantageusement, le réglage de la nouvelle résonance à f2 peut également être réalisé en ajoutant un composant discret ou un composant réglable en série ou parallèle sur la piste parasite afin de régler la fréquence centrale de la bande passante obtenue par la combinaison de f'1 et f2. On entend par composant discret, un composant électronique de base dont le rôle est de réaliser une fonction élémentaire. Dans le contexte de l'invention, ce terme couvre les composants discrets passifs tels que les inductances, les capacitances, les résistances.
  • Alternativement, il est possible d'insérer des circuits LC actifs dans la structure pour créer une résonance et élargir la bande passante. Cela présente l'avantage d'un contrôle plus précis de l'inductance Lpar.
  • La figure 11 illustre un diagramme de rayonnement tridimensionnel de l'antenne fil-plaque selon l'invention. L'antenne fil-plaque selon l'invention présente l'avantage d'un rayonnement omnidirectionnel comme illustré dans la figure 11. Plus précisément, la figure illustre le diagramme en trois dimensions du gain réalisé dans la bande GSM (à 917 MHz). L'efficacité de l'antenne est supérieure à 60 % sur une bande large de 80 MHz correspondant à 10% de la bande relative.
  • La figure 12 illustre un diagramme schéma fonctionnel d'un dispositif de géolocalisation comprenant une antenne fil-plaque selon l'invention. Le dispositif de géolocalisation 100 est destiné à être embarqué dans un objet en mouvement comme un véhicule, un téléphone portable, une montre connectée à titre d'exemple non limitatif. Le dispositif de géolocalisation comprend au moins une antenne de type fil-plaque 10 selon l'invention. L'antenne 10 est configurée pour transmettre à un serveur distant 110 via un système de communication 120, les différentes positions de l'objet en mouvement.

Claims (14)

  1. Antenne de type fil-plaque (10) comprenant :
    - un plan de masse (11) ;
    - un toit capacitif (12) placé en regard du plan de masse (11) à une distance de séparation prédéterminée ;
    - une sonde d'alimentation (13) ;
    - au moins un fil de court-circuit (14), électriquement conducteur, reliant le toit capacitif (12) et le plan de masse (11), le fil de court-circuit étant destiné à exciter un premier mode de résonance à une première longueur d'onde de résonance (λ1, λ'1) ;
    - au moins un fil d'adaptation d'impédance (15), électriquement conducteur, connectant électriquement le fil conducteur de court-circuit (14) et la sonde d'alimentation (13) de manière à créer une inductance parasite (Lpar) ;
    l'extrémité de la sonde d'alimentation (13) étant séparée du toit capacitif (12) par un volume de matériau diélectrique de manière à créer un élément capacitif parasite (Cpar) ;
    l'élément capacitif parasite (Cpar) et l'inductance parasite (Lpar) formant un circuit parallèle de type LC permettant d'exciter un second mode de résonance à une seconde longueur d'onde de résonance (λ2) inférieure à la première longueur d'onde de résonance (λ1, λ'1).
  2. Antenne de type fil-plaque (10) selon la revendication 1 dans laquelle la distance de séparation (H) entre le plan de masse (11) et le toit capacitif (12) est comprise entre le cinquantième de la première longueur d'onde de résonance (λ1, λ'1) et le dixième de la première longueur d'onde de résonance (λ1, λ'1).
  3. Antenne de type fil-plaque (10) selon l'une quelconque des revendications 1 ou 2 dans laquelle le toit capacitif (12) est réalisé par une couche conductrice formant une surface plane rectangulaire avec une largeur et/ou une longueur comprise entre le dixième de la première longueur d'onde de résonance (λ1, λ'1) et le quart de la première longueur d'onde de résonance (λ1, λ'1).
  4. Antenne de type fil-plaque (10) selon l'une quelconque des revendications précédentes dans laquelle la largeur et/ou la longueur du fil d'adaptation d'impédance (15) est choisie en fonction de la valeur de la bande passante définie par le premier et le second mode de résonance.
  5. Antenne de type fil-plaque (10) selon l'une quelconque des revendications précédentes dans laquelle le volume de matériau diélectrique séparant le toit capacitif (12) et la sonde d'alimentation est un volume d'air.
  6. Antenne de type fil-plaque (10) selon la revendication 5 dans laquelle un fil d'adaptation d'impédance (15) est une tige métallique.
  7. Antenne de type fil-plaque (10) selon l'une quelconque des revendications 1 à 4, comprenant en outre un substrat en matériau diélectrique (subi, sub2) tel que :
    - le toit capacitif (12) est déposé sur la face supérieure du substrat (sub1) ;
    - la face inférieure du substrat (subi, sub2) est orientée vers le plan de masse ;
  8. Antenne de type fil-plaque (10) selon la revendication 7 dans laquelle un fil d'adaptation d'impédance (15) est une piste métallique déposée sur la face inférieure du substrat (subi, sub2).
  9. Antenne de type fil-plaque (10) selon l'une quelconque des revendications 7 ou 8 dans laquelle le fil de court-circuit (14) est connecté au toit capacitif (12) à travers un via (V1) traversant le substrat (subi) à partir de sa face inférieure vers sa face supérieure.
  10. Antenne de type fil-plaque (10) selon l'une quelconque des revendications 7 à 9 dans laquelle le substrat (subi) est confiné entre l'extrémité de la sonde d'alimentation (13) et le toit capacitif (12) de manière à réaliser le volume de matériau diélectrique.
  11. Antenne de type fil-plaque (10) selon l'une quelconque des revendications 7 à 9, dans laquelle la sonde d'alimentation (13) est insérée dans le substrat (sub2) à travers un via non traversant (V2) partant de sa face inférieure.
  12. Antenne de type fil-plaque (10) selon l'une quelconque des revendications précédentes dans laquelle le fil de court-circuit (14) et la sonde d'alimentation (13) sont perpendiculaires au plan de masse (11) et au toit capacitif (12).
  13. Antenne de type fil-plaque (10) selon l'une quelconque des revendications précédentes comprenant en outre un composant discret monté en série ou en parallèle sur le fil d'adaptation d'impédance (15) pour régler la valeur de l'impédance du circuit parallèle de type LC.
  14. Dispositif de géolocalisation (100) destiné à être embarqué dans un objet en mouvement (Obj) comprenant au moins une antenne de type fil-plaque (10) selon l'une quelconque des revendications précédentes configurée pour transmettre à un serveur distant (110), via un système de communication (120), les différentes positions de l'objet en mouvement.
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