[go: up one dir, main page]
More Web Proxy on the site http://driver.im/

EP2888815A1 - Dispositif d'amplification analogique destine notamment a un anemometre laser - Google Patents

Dispositif d'amplification analogique destine notamment a un anemometre laser

Info

Publication number
EP2888815A1
EP2888815A1 EP13773285.5A EP13773285A EP2888815A1 EP 2888815 A1 EP2888815 A1 EP 2888815A1 EP 13773285 A EP13773285 A EP 13773285A EP 2888815 A1 EP2888815 A1 EP 2888815A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
stage
transistor
amplification device
amplifier
hand
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP13773285.5A
Other languages
German (de)
English (en)
Inventor
Francis Bony
Raphaël TEYSSEYRE
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Institut National Polytechnique de Toulouse INPT
EPSILINE
Original Assignee
Institut National Polytechnique de Toulouse INPT
EPSILINE
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Institut National Polytechnique de Toulouse INPT, EPSILINE filed Critical Institut National Polytechnique de Toulouse INPT
Publication of EP2888815A1 publication Critical patent/EP2888815A1/fr
Withdrawn legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/04—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements with semiconductor devices only
    • H03F3/08—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements with semiconductor devices only controlled by light
    • H03F3/087—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements with semiconductor devices only controlled by light with IC amplifier blocks
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01P—MEASURING LINEAR OR ANGULAR SPEED, ACCELERATION, DECELERATION, OR SHOCK; INDICATING PRESENCE, ABSENCE, OR DIRECTION, OF MOVEMENT
    • G01P5/00—Measuring speed of fluids, e.g. of air stream; Measuring speed of bodies relative to fluids, e.g. of ship, of aircraft
    • G01P5/26—Measuring speed of fluids, e.g. of air stream; Measuring speed of bodies relative to fluids, e.g. of ship, of aircraft by measuring the direct influence of the streaming fluid on the properties of a detecting optical wave
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/56—Modifications of input or output impedances, not otherwise provided for
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/45—Differential amplifiers
    • H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/45—Differential amplifiers
    • H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/45076—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier
    • H03F3/45475—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier using IC blocks as the active amplifying circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/50—Amplifiers in which input is applied to, or output is derived from, an impedance common to input and output circuits of the amplifying element, e.g. cathode follower
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/285—Indexing scheme relating to amplifiers the level shifting stage between two amplifying stages being realised by an emitter follower
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/405—Indexing scheme relating to amplifiers the output amplifying stage of an amplifier comprising more than three power stages
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/42—Indexing scheme relating to amplifiers the input to the amplifier being made by capacitive coupling means
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/54—Two or more capacitor coupled amplifier stages in cascade
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/555—A voltage generating circuit being realised for biasing different circuit elements
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/69—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier stage being a common drain coupled MOSFET, i.e. source follower
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/72—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier stage being a common gate configuration MOSFET
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
    • H03F2203/45051—Two or more differential amplifiers cascade coupled
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
    • H03F2203/45112—Indexing scheme relating to differential amplifiers the biasing of the differential amplifier being controlled from the input or the output signal
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
    • H03F2203/45528—Indexing scheme relating to differential amplifiers the FBC comprising one or more passive resistors and being coupled between the LC and the IC
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
    • H03F2203/45544—Indexing scheme relating to differential amplifiers the IC comprising one or more capacitors, e.g. coupling capacitors
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
    • H03F2203/45594—Indexing scheme relating to differential amplifiers the IC comprising one or more resistors, which are not biasing resistor
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/50—Indexing scheme relating to amplifiers in which input being applied to, or output being derived from, an impedance common to input and output circuits of the amplifying element, e.g. cathode follower
    • H03F2203/5036—Indexing scheme relating to amplifiers in which input being applied to, or output being derived from, an impedance common to input and output circuits of the amplifying element, e.g. cathode follower the source follower has a resistor in its source circuit

Definitions

  • Analog amplification device intended in particular for a
  • the present invention relates to an analog amplification device intended in particular for a laser anemometer such as for example a laser anemometer by optical feedback injection.
  • the present invention is thus in the field of electronic devices and more particularly of amplification devices. It is conventional to have a sensor for measuring a physical quantity. This sensor then provides an electrical signal representative of the measured physical quantity. Some sensors provide directly usable electrical signals. For other sensors the supplied signal must be amplified before it can be operated.
  • amplification devices that have both a high gain, a large bandwidth and low noise. These amplification devices are intended to process signals having a very low modulation index. This means that the signal variations are very small compared to the average value of the signal. As a result, the signal is embedded in the noise inherent in any measurement.
  • the wind speed is measured using a laser beam and a sensor that determines the wind speed by analyzing beams reflected by particles suspended in the air. The measurement is made by comparing the frequency of a reflected light signal with that of the corresponding incident signal. The frequency variation between the two signals depends on the speed of the particles and is known as the "Doppler effect".
  • a photodiode In a laser anemometer, a photodiode is used as a measurement sensor. It receives the incident beam and the reflected beam and emits a corresponding signal. The signal corresponding to the reflected beam is very small compared to the signal corresponding to the incident beam. It is appropriate in such an anemometer to detect the part corresponding to the reflected beam in the signal supplied.
  • a laser anemometer is for example disclosed in WO-201 1/042678.
  • the device described in this document comprises means for emitting a laser beam, called an emitted beam, means for focusing the beam emitted at a predetermined focusing distance, means for receiving the beam emitted after reflection by a particle present in the air, called the reflected beam, and means for transmitting the interference signal occurring between the emitted beam and the reflected beam to signal processing means to deduce the velocity of the particle.
  • the transmitting means comprise a laser diode and the receiving means are associated with the laser diode by self-mixing.
  • Such an anemometer is also called an optical laser anemometer by optical feedback.
  • DE-26 43 892 discloses an amplifier circuit having, on the one hand, a transistor stage with a common base arrangement as an output stage and, on the other hand, a transistorized driver stage with a common collector arrangement, the driver stage and the output stage being connected by a matching circuit having an input impedance greater than its output impedance.
  • the circuits proposed in this document have a significant input impedance. If such an impedance is coupled to a junction capacitance of a photodiode, the bandwidth of the system will be severely limited.
  • An object of the present invention is then to obtain a lower noise level (for example with a transimpedance amplifier comprising an operational amplifier) while keeping a gain, a bandwidth, satisfactory input / output impedances and advantageously a stable behavior without risk of oscillations.
  • the present invention therefore aims to provide an amplification device having excellent performance and can be used in particular for an optoelectronic module for detecting a laser anemometer by optical feedback injection.
  • An amplification device according to the present invention may however also be used in other applications where a weak signal is superimposed on a larger signal.
  • the device according to the present invention will preferably have a large bandwidth.
  • the noise of the amplification device defined by its noise power spectral density, shall be limited.
  • the gain provided by the amplification device will be important.
  • the amplification device will be provided with a power supply that does not disturb the good performance of the amplification device with which it is associated.
  • the amplification device receives a modulated current from a photodiode which constitutes the sensor of the laser anemometer.
  • the noise of the amplification device input input must then be greater than the noise of the photodiode.
  • the gain of the amplification device must be such that the noise at the output thereof is much greater than the noise of the analog / digital converter used in the detection module associated with the anemometer.
  • the specification required both having a transimpedance gain v or t / ii n (that is to say the ratio between the output voltage of the circuit and the input intensity) greater than 50 k, to have a low input impedance in front of the impedance of the source (that is to say less than 100 ⁇ ), to have an equivalent noise brought back to lower input) 9.10 "23 A 2 / Hz, to have a bandwidth greater than 100 MHz and to have an output impedance of 50 ⁇ .
  • the present invention provides an analog amplification device comprising four cascade stages, an input for receiving a modulated current and a voltage output, said device comprising a ground and a supply voltage.
  • such a device is such that:
  • the first stage comprises a common base or gate transistor receiving the modulated input current via a capacitance on its emitter or its source, and the output signal of this first stage corresponds to the collector signal or drain,
  • the second stage is formed by a follower amplifier comprising a collector or common drain transistor whose base or gate receives the output signal of the first stage, whose collector or drain is connected to the supply voltage and whose emitter or source is connected to ground via a resistor and provides the output signal of the second stage,
  • the third stage comprises a common emitter or common source transistor with decoupling of the emitter or source resistance, the base or gate receiving the output signal of the second stage via a capacitor and the output signal corresponding to the signal of the collector or drain, and
  • the fourth stage is an amplifier stage with means for performing, on the one hand, an amplification and, on the other hand, an impedance matching.
  • This multi-stage structure makes it possible to have a significant gain and the use of the transistors as mentioned makes it possible to obtain performances that can not be obtained by using amplification devices with operational amplifiers.
  • the new structure proposed here makes it possible to substantially increase the performance for wind speed measurements made.
  • the present invention can also be implemented with "conventional" transistors which then comprise a base, an emitter and a collector with field effect transistors which comprise in turn a gate, a source and a drain.
  • the emitter or the source
  • the emitter in the first stage is also connected to ground via a resistor, in that the base is connected to ground by a capacitance, in that the potential of the base is maintained at a potential close to ground, and in that the collector is connected via a resistor to the supply voltage .
  • An advantageous form of the invention provides that in the third stage the base or gate is biased to a voltage close to the ground voltage, in that the transmitter or the source is connected by an RC circuit to the mass, and in that the collector or drain is connected to the supply voltage by a resistor.
  • the fourth stage may comprise an operational amplifier receiving the output signal of the third stage on its non-inverting input via a capacitor, the output of the amplifier corresponding to the output of the device amplification.
  • the inverting input of the operational amplifier is connected to ground via a resistor and a capacitance in series, the output being connected to the input inverter by means of a resistor, and that the non-inverting input of the operational amplifier is biased at a voltage corresponding substantially to half of the supply voltage.
  • the fourth stage is composed, on the one hand, of a transistor amplification circuit and, on the other hand, of a follower circuit, possibly also transistor.
  • the amplification circuit then has for example a common transmitter (or source) assembly (e) and the follower assembly may be of the type of the proposed assembly for the second stage.
  • the operational amplifier used here is preferably a current feedback amplifier which has better dynamic performance than a voltage feedback operational amplifier.
  • the fourth stage a combination of an assembly with a transistor with a mounting with operational amplifier.
  • the different architectures proposed here for the fourth stage make it possible to carry out both amplification and impedance matching.
  • the transistor used in the first stage is advantageously an NPN type transistor because such a transistor has a higher transition frequency than a PNP transistor.
  • the transistor of the second stage preferably has the same characteristics as the transistor of the first stage. Thus, its added charge capacity is close to its collector base capacitance, which causes the cutoff frequency to fall by a factor of 2.
  • the transistor of the third stage has the same characteristics as the transistor of the first stage.
  • the present invention also relates to an assembly formed by an analog amplification device and a power supply system of said analog amplification device, characterized in that the analog amplification device is a device as described above, and in that that the power system comprises, on the one hand, an input filter and, on the other hand, a filter module for performing both low-frequency isolation and decoupling, and an insulation and a high frequency decoupling between the input filter and each stage of the amplification device.
  • the analog amplification device is a device as described above
  • the power system comprises, on the one hand, an input filter and, on the other hand, a filter module for performing both low-frequency isolation and decoupling, and an insulation and a high frequency decoupling between the input filter and each stage of the amplification device.
  • Each filter module comprises for example a feed track on which advantageously, on the one hand, a linear regulator and, on the other hand, a ferrite. This structure ensures good insulation and good decoupling.
  • the present invention also relates to an optical feedback laser Doppler laser anemometer comprising a laser diode intended to emit a laser beam, an optical device intended to focus, on the one hand, a beam emitted by the laser diode and, on the other hand, on the other hand, a reflected beam by a particle in a volume, said measurement volume, said reflected beam corresponding to a beam emitted by the laser diode, a photodiode for receiving said reflected beam after it has passed through the laser diode, amplification means a signal provided by the photodiode and means for processing the amplified signal.
  • Such an anemometer according to the invention is characterized in that the amplification means comprise an analog amplification device as described above.
  • FIG. 1 schematically illustrates the principle of laser anemometer by optical retro-injection
  • FIG. 2 schematically shows a chain of acquisition of such a laser anemometer
  • FIG. 3 is a diagram schematically illustrating an amplification device according to the present invention.
  • FIG. 4 is an exemplary embodiment of a first stage of an amplification device according to the present invention.
  • FIG. 5 is a schematic drawing of an example of a second stage of an amplification device according to the present invention.
  • FIG. 6 is a schematic drawing of an example of a third stage of an amplification device according to the present invention.
  • FIG. 7 is a schematic drawing of an example of a fourth stage of an amplification device according to the present invention.
  • FIG. 8 illustrates a supply device that can be associated with an amplification device according to the present invention
  • FIG. 9 schematically shows an input filter of the feed device of FIG. 8, and
  • Figure 10 shows a filter of the feeder of Figure 8 to be associated with a stage of the amplification device according to the present invention.
  • FIG. 1 illustrates a laser anemometer by Doppler effect by retro- optical injection.
  • Such an anemometer uses a signal backscattered by a particle carried by the wind to calculate the value of the wind speed.
  • FIG. 1 shows a laser diode 2 intended to emit a laser beam.
  • This laser diode 2 comprises an optical cavity within which the beam is generated.
  • the beam emitted by the laser diode 2 is focused by an optical system 4 to a measurement region 6.
  • a particle in the measurement region 6 will reflect the incident beam that will be redirected by the optical system 4 to the laser diode 2
  • the reflected beam passes through the laser diode 2 and interferes with the laser wave inside the optical cavity of the laser diode 2.
  • the forward-emitting laser diode 2 i.e.
  • the photodiode 8 receives a laser beam corresponding to the interference mixture of the laser wave and the reflected wave, or backscattered by a particle in the measurement region 6. It will be readily understood that the power of the beam reflected or backscattered by a particle in the measurement region 6 is much less than the power of the beam emitted by the laser diode 2.
  • V is the velocity vector of the particle considered as the wind speed vector.
  • S is the unit vector corresponding to the optical axis or the propagation axis of the laser beam.
  • ⁇ ⁇ 3 ⁇ 4 ⁇ is the wavelength of the laser.
  • m is the frequency modulation index created by the interference
  • the modulation index m of the signal depends on parameters related, on the one hand, to the detection configuration and, on the other hand, to the laser diode.
  • a laser diode known to those skilled in the art under the name of Fabry-Perot laser diode, for a beam with a wavelength of 785 nm and an optical power of 100 mW, with moreover a focal optics of 20 mm and a diameter of 20 mm for a focusing distance of 1 m, there is then for example a modulation index m of 1.5 ⁇ 10 -4 .
  • the photodiode 8 then has the function of transforming the modulated optical power (P 2 ) into a modulated current.
  • the current is then amplified to obtain a voltage.
  • the modulation index being low, the signal is embedded in the noise even after amplification.
  • the signal-to-noise ratio may be sufficient and the spectrum of the signal may contain a peak above the noise level, corresponding to the Doppler frequency, if the signal-to-noise ratio is sufficient. It is therefore possible to find the Doppler frequency corresponding to the peak by applying a Discrete Fourier Transform (DFT) and thus deduce the wind speed.
  • DFT Discrete Fourier Transform
  • Figure 2 illustrates an acquisition chain for a laser anemometer, but similar devices are found on other electronic devices, including measurement devices.
  • an analog card 10 On the left of FIG. 2, there is an analog card 10 on which the laser diode 2 and the photodiode 8 are located. This analog card 10 also supports an amplification device, hereinafter referred to as amplifier 12, which will be described in more detail. detail below.
  • the amplifier 12 is intended to provide an electrical signal that can be operated by a digital card 14 for processing the amplified signal.
  • Figure 2 gives an example of a digital map which is illustrated here very schematically.
  • a digital card 14 At the input of this card, there is for example a low-pass filter 16. Downstream of this filter is an analog / digital converter, also called CAN 18 followed by a programmable gate network also known by the acronym FPGA 20 (for Field Programmable Gate Array).
  • FPGA 20 Field Programmable Gate Array
  • Within this FPGA 20 are several modules for performing various calculations such as for example to perform a Fourier transform, exploit the results of this transformation, etc. .
  • a communication module 22 puts the results in a standardized format so that they can be operated by a data logger or a computer 24, for example a personal computer.
  • FIG. 3 is a schematic illustration of the amplifier 12.
  • This figure also shows a current generator 26 which supplies a current i (t) to the amplifier 12.
  • the latter comprises a first stage 28, a second stage 30, a third stage 32 and a fourth stage 34.
  • V1 (t) At the output of the first stage 28, there is a voltage V1 (t), at the output of the second stage there is a voltage V2 (t), at the exit of the third stage we have a voltage V3 (t) and at the output of the amplifier 12 we have a voltage Vs (t).
  • This amplifier 12 firstly performs a current-voltage conversion within the first stage 28.
  • the second stage 30 performs an impedance matching which is necessary so as not to reduce the gain obtained in the first stage 28.
  • second stage 30 serves as an interface between the first stage 28 and the third stage 32 which is an additional amplification stage.
  • the fourth stage 34 proposed here is intended to further increase the gain of the overall chain and to allow impedance matching before sampling the signal in the digital map 14.
  • FIG. 4 An example of a first stage is illustrated in FIG. 4.
  • This first stage 28 receives as input the current i (t).
  • This first stage 28 is formed around a transistor 36 in a common base type assembly.
  • Such an arrangement provides both a good bandwidth and a large gain.
  • it offers considerable stability compared for example with the use of an operational amplifier (used in the prior art).
  • the transistor 36 used here is a conventional transistor having a base, an emitter and a collector. However, it could also be a field effect transistor (just as for the other transistors of the amplification device described here).
  • the emitter of transistor 36 is also connected to the mass by a first resistor R1.
  • This resistor serves to fix the current in the emitter of the transistor 36. This current is for example fixed at 0.25 mA in order to limit the deterioration of the signal-to-noise ratio.
  • the collector of the transistor 36 is connected to a supply voltage Vcc via a second resistor R2. This resistor serves to fix the gain of the first stage 28.
  • the base of transistor 36 is maintained at a constant potential by means of resistors R3 and R4.
  • the resistor R3 is connected between the base of the transistor 36 and the ground while the resistor 34 is connected between the base of the transistor 36 and the supply voltage Vcc.
  • This capacitor C2 is connected between the base of the transistor 36 and the ground.
  • the output impedance of this edit is R2. Thanks to the decoupling capacitor C2, the direct current is suppressed. Thus, the polarization of the assembly is not a function of the polarization of the photodiode 8.
  • the transistor 36 is preferably an NPN transistor because its transition frequency is greater than that of a PNP transistor.
  • FIG. 5 illustrates an embodiment of the second stage 30.
  • This second stage realizes an impedance matching so as not to reduce the gain of the first stage 28 when it is connected to the third stage 32.
  • stage 30 comprises a transistor 38, which is preferably identical to the transistor 36 of the first stage. However, the assembly is different since it is here a common collector assembly.
  • the current is fixed by the polarization of the first stage 28 and by the value of a resistor R5 mounted between the emitter of the transistor 38 and the ground because this stage has no connecting capacity.
  • the follower arrangement shown in Fig. 5 adds a first stage load capacitance 28 which lowers the cutoff frequency of this first stage. To suppress this phenomenon, it is decided to reduce the gain of the first stage 28 to increase the bandwidth.
  • the transistor 38 Since the transistor 38 has the same characteristics as the transistor 36, its added charge capacity of this transistor 38 is close to the collector base capacitance. This results in a fall of the cut-off frequency by a factor of 2. In order to compensate for this loss, the gain is also reduced in the same proportion. We lose 6 dB on the gain of the stage.
  • the third stage 32 is shown in FIG. 6. This stage is an additional amplification stage for increasing the overall gain of the amplifier 12. It is proposed here to have a third stage 32 comprising a transistor 40 in a transmitter assembly. common with decoupling of the transmitter resistance. Since the input voltage of this second stage 32 is only a few mV, it is not necessary here to integrate a feedback into the arrangement in order to limit the amplitude distortion. Transistor 40 also has, preferably, the same dynamic characteristics as transistor 36 of the first stage. Thus, thanks to its transition frequency and low junction capacity, the transistor 40 can ensure a significant gain and a wide bandwidth.
  • a bias network with resistors R6 and R7 sets a voltage of the base as close as possible to the mass in order to minimize the transition capacitance of the base junction. manifold.
  • the resistor R6 is mounted between the base of the transistor 40 and the power source Vcc while the resistor R7 is mounted between the base of the transistor 40 and the ground.
  • the resistance R7 will be very small compared to the resistance R6.
  • a capacitor C3 makes it possible to dissociate the polarization points of the two stages and thus to make the settings of the parameters of the third stage 32 without taking into account the parameters of the second stage 30.
  • a resistor R8 mounted between the emitter and the ground makes it possible to fix the current that will flow in the transistor 40. For example, the value of this current will be fixed at 1 mA.
  • the resistance R8 is decoupled.
  • a resistor R9 mounted between the collector of the transistor 40 and the supply voltage Vcc makes it possible to fix the gain of the stage amplifier.
  • This resistor R9 also gives the output impedance of this third stage 32.
  • FIG. 7 illustrates a proposed arrangement for producing the fourth stage 34.
  • the latter is made around an operational amplifier 42.
  • the signal coming from the third stage 32 arrives at the non-inverting input of the operational amplifier 42 after having passed by a capacitor C4 for removing the DC component of this signal.
  • the non-inverting input of the operational amplifier 42 can thus be polarized by means of a resistor network R10 and R1 1.
  • the resistor R10 is connected between the non-inverting input of the operational amplifier 42 and the supply voltage Vcc while the resistor R1 1 is connected between the non-inverting input of the operational amplifier 42 and the ground.
  • the output of the operational amplifier is connected to its inverting input by a resistor R13.
  • the inverting input of the operational amplifier 42 is also connected to ground via a resistor R12 and a capacitor C5.
  • the addition of this capacity avoids the amplification of the DC voltages and thus makes it possible to ignore the offset voltage of the operational amplifier.
  • the resistors R12 and R13 make it possible to fix the gain of the fourth stage 34.
  • An operational amplifier 42 with current feedback is preferably used here to have better dynamic performance compared to a conventional operational amplifier with voltage feedback.
  • Such an operational amplifier 42 also has the advantage of not having a high impedance inverting input, which makes it possible to avoid coupling by electric fields on this input.
  • the fourth stage provides an amplification function and an impedance matching function.
  • the amplifier 12 is then obtained. For example, it is possible to obtain a gain of 53 dB at the level of the first stage 28.
  • the third stage 32 may, for its part, exhibit a gain of 28 dB.
  • the fourth floor can have a gain of 23 dB.
  • the bandwidth of this amplifier is for example 125 MHz while its spectral power density of noise is for example 8.10 "23 A 2 / Hz.
  • the network supplying the amplifier should preferably be such that its impedance, as seen by the active components, between a supply rail of said network and its mass is as low as possible.
  • the impedance of the rail The power supply between two active components must be as large as possible in order to minimize the influence of one stage of the amplifier on another stage of the amplifier.
  • the network supplying the amplifier will preferably be such that all the external disturbances are filtered as soon as they are input to the analog card.
  • Each stage of the amplifier here requires the same supply voltage.
  • a solution of the prior art would then be to supply all the stages of the amplifier by the same track or the same power plane, by adding decoupling capacitors to each stage.
  • This track or this power plan would then be pre-filtered from the outside by a single regulator and possibly a single ferrite.
  • such an architecture is not efficient enough for the different stages of the amplifier described above because, on the one hand, the different stages of the amplifier are not sufficiently isolated from each other and, on the other hand, on the other hand, his gain is too great. These two factors combined induce undesirable oscillatory behavior of the amplifier.
  • Figure 8 schematically illustrates an original power supply for the amplifier described above. It is chosen here to independently power each stage of the amplifier with the objective of maximizing the impedance between each stage which is then fed through a dedicated regulator and ferrite. The regulator then aims to isolate the stages between them at low frequencies (for example ⁇ 1 MHz) while the ferrite can isolate the stages together at high frequencies (for example> 1 MHz).
  • the network shown in FIG. 8 firstly comprises a power connector 44 which connects the supply network to a power source.
  • the power supply network comprises at the input an input filter 46 which is shown in more detail in FIG. 9. After the input filter, there is a power supply unit for each stage of the input. the amplifier.
  • Figure 8 shows two of the four power supplies required for amplifier 12.
  • Figure 10 illustrates an example of a power supply.
  • Each power supply unit supplying a stage of amplifier 12 comprises a first module 48 providing low isolation frequency and a low frequency decoupling, a second module 50 providing a high frequency insulation and a third module 52 performing a high frequency decoupling.
  • the input filter 46 shown in FIG. 9 is sized to operate optimally in the bandwidth of the amplifier 12. It is placed at the input of the assembly in order to immunize the entire circuit against external disturbances conducted at the input of the amplifier. These disturbances can be, for example, a division of the upstream power supply, a coupling of the emissions conducted and radiated by the digital part of the system, a coupling of external waves (of which for example radio transmissions), etc. . This input filter 46 is then made to maximize losses for a spurious signal flowing through the power supplies:
  • the power supply connector 44 provides potentials Vcc_d and GND_d which are then found at the input of the input filter 46, on the left in FIG. 9.
  • a potential 54 sometimes called SHIELD, symbolizes the mechanical mass (and the shielding ) of the system.
  • Capacities C6 and C7, in conjunction with a filter L1 make it possible to filter the common mode of the power supplies of the stages of the amplifier relative to the mechanical mass.
  • capacitors C8 and C9, in conjunction with the filter L1 allow them to filter the differential mode.
  • the input filter 46 thus produced must operate efficiently in the bandwidth of the amplifier 12.
  • the input filter will have to operate efficiently over a frequency range from 100 kHz to at least 150 MHz.
  • the impedance of the capacitances C6, C7, C8 and C9 must therefore be as low as possible on this frequency band (less than 1 ⁇ ), and the impedance of the filter L1 must be as strong as possible (greater than 1 k ⁇ ). ); and this as well in common mode as in differential mode.
  • this input filter 46 then provides potentials Vcc and GND, which are therefore "cleaned” parasites potentially led by the power supplies Vcc_d and GND_d.
  • a block power supply is provided for each of the stages of the amplifier. Such a power supply is illustrated in FIG.
  • a linear regulator U1, with associated decoupling capacitors C1 and C12.
  • This regulator is designed to support the current consumed by the corresponding stage (typically less than 50 mA).
  • a regulator known as the Low DropOut (LDO) regulator for low voltage drop will be preferred in order to lose as little power as possible.
  • Regulators generally allow insulation greater than 30 dB up to megahertz frequencies (the exact values depend on the chosen controller): the isolation between two stages will then be 60 dB up to frequencies of megahertz order.
  • a ferrite FB1 which, for the given numerical values, has for example an impedance greater than 100 ⁇ of a few megahertz up to 150 MHz (and if possible more).
  • this ferrite FB1 is placed in series on the feed track.
  • a capacitor C13 is placed in parallel between the supply track and the ground.
  • This capacitance C13 preferably has an impedance of less than 1 ⁇ of a few megahertz up to 150 MHz (for the numerical example above).
  • Ferrite FB1 also prevents resonance of capacitance C12 with capacitance C13.
  • the power supply network shown here and illustrated in FIGS. 8 to 10 allows, over the entire useful bandwidth of the amplifier 12, to perform the following functions: isolation with respect to external disturbances, isolation of the different stages between them and has a power impedance seen by the active components low enough to ensure their proper operation.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Multimedia (AREA)
  • Aviation & Aerospace Engineering (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Amplifiers (AREA)

Abstract

Ce dispositif d'amplification analogique comporte - un premier étage (28) à transistor (36) base commune recevant le courant modulé d'entrée sur son émetteur, et le signal de sortie de ce premier étage correspond au signal du collecteur, - un deuxième étage (30) est formé par un amplificateur suiveur comportant un transistor (38) à montage collecteur ou drain commun, - un troisième étage (32) comporte un transistor (40) à montage émetteur commun, et - un quatrième étage (34) est un étage amplificateur avec des moyens permettant de réaliser, d'une part, une amplification et, d'autre part, une adaptation d'impédance. Application à un anémomètre laser à rétro-injection optique.

Description

Dispositif d'amplification analogique destiné notamment à un
anémomètre laser
La présente invention concerne un dispositif d'amplification analogique destiné notamment à un anémomètre laser tel par exemple un anémomètre laser par rétro-injection optique.
La présente invention est ainsi dans le domaine des dispositifs électroniques et plus particulièrement des dispositifs d'amplification. Il est classique d'avoir un capteur destiné à mesurer une grandeur physique. Ce capteur fournit alors un signal électrique représentatif de la grandeur physique mesurée. Certains capteurs fournissent des signaux électriques directement exploitables. Pour d'autres capteurs le signal fourni doit être amplifié avant de pouvoir être exploité.
Il sera question par la suite de dispositifs d'amplification qui présentent à la fois un gain élevé, une grande bande passante et un faible bruit. Ces dispositifs d'amplification sont destinés à traiter des signaux présentant un très faible indice de modulation. Cela signifie que les variations du signal sont très faibles par rapport à la valeur moyenne du signal. De ce fait le signal est noyé dans le bruit inhérent à toute mesure.
Une telle problématique se retrouve dans le domaine de l'anémométrie laser. Dans ce domaine, la vitesse du vent est mesurée à l'aide d'un faisceau laser et d'un capteur qui détermine la vitesse du vent en analysant des faisceaux réfléchis par des particules en suspension dans l'air. La mesure est effectuée en comparant la fréquence d'un signal lumineux réfléchi par rapport à celle du signal incident correspondant. La variation de fréquence entre les deux signaux dépend de la vitesse des particules et est connue sous le nom « effet Doppler ».
Dans un anémomètre laser, une photodiode est utilisée comme capteur de mesure. Elle reçoit le faisceau incident et le faisceau réfléchi et émet un signal correspondant. Le signal correspondant au faisceau réfléchi est très faible par rapport au signal correspondant au faisceau incident. Il convient dans un tel anémomètre de détecter la part correspondant au faisceau réfléchi dans le signal fourni. Un anémomètre laser est par exemple divulgué dans le document WO-201 1 /042678. Le dispositif décrit dans ce document comporte des moyens d'émission d'un faisceau laser, appelé faisceau émis, des moyens de focalisation du faisceau émis à une distance de focalisation prédéterminée, des moyens de réception du faisceau émis après réflexion par une particule présente dans l'air, appelé faisceau réfléchi, et des moyens de transmission du signal d'interférences intervenant entre le faisceau émis et le faisceau réfléchi à des moyens de traitement du signal pour en déduire la vitesse de la particule. Les moyens d'émission comprennent une diode laser et les moyens de réception sont associés à la diode laser par self-mixing. Un tel anémomètre est également appelé anémomètre laser par rétro-injection optique.
Le document DE-26 43 892 divulgue un circuit amplificateur présentant, d'une part, un étage transistorisé avec un montage base commune comme étage de sortie et, d'autre part, un étage d'attaque transistorisé avec un montage collecteur commun, l'étage d'attaque et l'étage de sortie étant relié par un circuit d'adaptation présentant une impédance d'entrée plus grande que son impédance de sortie. Les circuits proposés dans ce document présentent une impédance d'entrée importante. Si une telle impédance est couplée à une capacité de jonction d'une photodiode, la bande passante du système sera fortement limitée.
En outre, il est connu de réaliser un amplificateur transimpédance avec un amplificateur opérationnel dans lequel la sortie fournissant une tension Vout est relié à l'entrée inverseuse recevant un courant d'entrée iin par une résistance Rf. Le gain d'un tel montage correspond alors à la résistance Rf. Étant donné l'état de l'art actuel des amplificateurs opérationnels, un tel montage ne peut pas efficacement être utilisé pour un signal dans lequel les variations du signal sont très faibles par rapport à la valeur moyenne du signal comme mentionné plus haut.
Un but de la présente invention est alors d'obtenir un niveau de bruit plus faible (par exemple qu'avec un amplificateur transimpédance comportant un amplificateur opérationnel) tout en gardant un gain, une bande passante, des impédances d'entrée/sortie satisfaisants et avantageusement un comportement stable sans risque d'oscillations. La présente invention a alors pour but de fournir un dispositif d'amplification présentant d'excellentes performances et pouvant être utilisé notamment pour un module optoélectronique de détection d'un anémomètre laser par rétro-injection optique. Un dispositif d'amplification selon la présente invention pourra toutefois également être utilisé dans d'autres applications où un signal faible est superposé à un signal plus important.
Le dispositif selon la présente invention présentera de préférence une grande bande passante. Le bruit du dispositif d'amplification, défini par sa densité spectrale de puissance de bruit, devra être limité. Le gain fourni par le dispositif d'amplification devra quant à lui être important.
De préférence, le dispositif d'amplification sera muni d'une alimentation ne venant pas perturber les bonnes performances du dispositif d'amplification auquel il est associé.
Dans l'application du dispositif d'amplification à un module de détection associé à un anémomètre laser, le fait d'avoir une large bande passante permettra de pouvoir mesurer les vitesses du vent sur une large plage de vitesses. Dans cette application, le dispositif d'amplification reçoit un courant modulé issu d'une photodiode qui constitue le capteur de l'anémomètre laser. Le bruit du dispositif d'amplification ramené en entrée doit être alors supérieur au bruit de la photodiode. Le gain du dispositif d'amplification devra être tel que le bruit en sortie de celui-ci soit bien supérieur au bruit du convertisseur analogique/numérique utilisé dans le module de détection associé à l'anémomètre.
Dans le domaine de l'anémométrie laser par réinjection optique, des performances élevées doivent être réalisées par l'électronique d'amplification. À titre illustratif, à l'origine de la présente invention le cahier des charges demandait à la fois d'avoir un gain transimpédance vout/iin (c'est-à-dire le rapport entre la tension de sortie du circuit et l'intensité d'entrée) supérieur à 50 k , d'avoir une impédance d'entrée faible devant l'impédance de la source (c'est-à-dire inférieure à 100 Ω), d'avoir un bruit équivalent ramené en entrée inférieur ) 9.10"23 A2/Hz, d'avoir une bande passante supérieure à 100 MHz et d'avoir une impédance de sortie de 50 Ω.
Pour obtenir un circuit amplificateur permettant d'atteindre de telles performances, la présente invention propose un dispositif d'amplification analogique comportant quatre étages en cascade, une entrée destinée à recevoir un courant modulé et une sortie en tension, ledit dispositif comportant une masse et une tension d'alimentation.
Selon la présente invention, un tel dispositif est tel que :
- le premier étage comporte un transistor à montage base ou grille commune recevant le courant modulé d'entrée par l'intermédiaire d'une capacité sur son émetteur ou sa source, et le signal de sortie de ce premier étage correspond au signal du collecteur ou drain,
- le deuxième étage est formé par un amplificateur suiveur comportant un transistor à montage collecteur ou drain commun dont la base ou grille reçoit le signal de sortie du premier étage, dont le collecteur ou drain est relié à la tension d'alimentation et dont l'émetteur ou la source est relié(e) à la masse par l'intermédiaire d'une résistance et fournit le signal de sortie du deuxième étage,
- le troisième étage comporte un transistor à montage émetteur commun ou source commune avec découplage de la résistance de l'émetteur ou de la source, la base ou grille recevant le signal de sortie du deuxième étage par l'intermédiaire d'une capacité et le signal de sortie correspondant au signal du collecteur ou drain, et
- le quatrième étage est un étage amplificateur avec des moyens permettant de réaliser, d'une part, une amplification et, d'autre part, une adaptation d'impédance.
Cette structure à plusieurs étages permet d'avoir un gain important et l'utilisation des transistors telle que mentionnée permet d'obtenir des performances qui ne peuvent être obtenues par utilisation de dispositifs d'amplification à amplificateur opérationnel. Dans le domaine de l'anémométrie laser, la structure nouvelle proposée ici permet d'augmenter sensiblement les performances pour les mesures de vitesse du vent effectuées.
La présente invention peut aussi bien être mise en œuvre avec des transistors "classiques" qui comportent alors une base, un émetteur et un collecteur qu'avec des transistors à effet de champ qui comportent quant à eux une grille, une source et un drain. Dans un mode de réalisation préféré d'un dispositif d'amplification analogique selon l'invention, dans le premier étage l'émetteur (ou la source) est également relié à la masse par l'intermédiaire d'une résistance, en ce que la base est reliée à la masse par une capacité, en ce que le potentiel de la base est maintenu à un potentiel proche de la masse, et en ce que le collecteur est relié par l'intermédiaire d'une résistance à la tension d'alimentation.
Une forme avantageuse de l'invention prévoit que dans le troisième étage la base ou la grille est polarisée à une tension proche de la tension de la masse, en ce que l'émetteur ou la source est relié(e) par un circuit RC à la masse, et en ce que le collecteur ou le drain est relié à la tension d'alimentation par une résistance.
Le quatrième étage, dans une forme de réalisation, peut comporter un amplificateur opérationnel recevant le signal de sortie du troisième étage sur son entrée non-inverseuse par l'intermédiaire d'une capacité, la sortie de l'amplificateur correspondant à la sortie du dispositif d'amplification. Dans cette forme de réalisation, on peut aussi prévoir que l'entrée inverseuse de l'amplificateur opérationnel est reliée à la masse par l'intermédiaire d'une résistance et d'une capacité en série, que la sortie étant reliée à l'entrée inverseuse par l'intermédiaire d'une résistance, et que l'entrée non inverseuse de l'amplificateur opérationnel est polarisée à une tension correspondant sensiblement à la moitié de la tension d'alimentation.
Une variante de réalisation peut prévoir que le quatrième étage est composé, d'une part, d'un circuit d'amplification à transistor et, d'autre part, d'un circuit suiveur, éventuellement à transistor également. Le circuit d'amplification présente alors par exemple un montage émetteur (ou source) commun(e) et le montage suiveur peut être du type du montage proposé pour le deuxième étage. L'amplificateur opérationnel utilisé ici est de préférence un amplificateur à contre-réaction courant qui présente de meilleures performances dynamiques qu'un amplificateur opérationnel à contre-réaction tension.
Il est également possible d'envisager pour le quatrième étage une combinaison d'un montage avec un transistor avec un montage avec amplificateur opérationnel. Les différentes architectures proposées ici pour le quatrième étage permettent de réaliser à la fois une amplification et une adaptation d'impédance.
Dans un dispositif d'amplification analogique selon l'invention, le transistor utilisé dans le premier étage est avantageusement un transistor de type NPN car un tel transistor présente une fréquence de transition supérieure à celle d'un transistor PNP.
Le transistor du deuxième étage a de préférence les mêmes caractéristiques que le transistor du premier étage. Ainsi, sa capacité de charge ajoutée est voisine de sa capacité base collecteur, ce qui provoque une chute de la fréquence de coupure par un facteur 2.
De manière avantageuse, on prévoit aussi par exemple que le transistor du troisième étage ait les mêmes caractéristiques que le transistor du premier étage.
La présente invention concerne également un ensemble formé par un dispositif d'amplification analogique et un système d'alimentation dudit dispositif d'amplification analogique, caractérisé en ce que le dispositif d'amplification analogique est un dispositif tel que décrit plus haute, et en ce que le système d'alimentation comporte, d'une part, un filtre d'entrée et, d'autre part, un module de filtrage permettant de réaliser à la fois, une isolation et un découplage basse fréquence, et, une isolation et un découplage haute fréquence, entre le filtre d'entrée et chaque étage du dispositif d'amplification. Avec une telle structure, on isole bien chaque étage du dispositif d'amplification d'un étage voisin et cette alimentation est également bien isolée grâce au filtre d'entrée notamment des perturbations extérieures.
Chaque module de filtrage comporte par exemple une piste d'alimentation sur laquelle se trouvent avantageusement, d'une part, un régulateur linéaire et, d'autre part, une ferrite. Cette structure permet d'assurer une bonne isolation et un bon découplage.
Enfin la présente invention concerne également un anémomètre laser par effet Doppler par rétro-injection optique comportant une diode laser destinée à émettre un faisceau laser, une optique destinée à focaliser, d'une part, un faisceau émis par la diode laser et, d'autre part, un faisceau réfléchi par une particule se trouvant dans un volume, dit volume de mesure, ledit faisceau réfléchi correspondant à un faisceau émis par la diode laser, une photodiode destinée à recevoir ledit faisceau réfléchi après qu'il ait traversé la diode laser, des moyens d'amplification d'un signal fourni par la photodiode ainsi que des moyens de traitement du signal amplifié.
Un tel anémomètre selon l'invention est caractérisé en ce que les moyens d'amplification comportent un dispositif d'amplification analogique tel que décrit plus haut.
Des détails et avantages de la présente invention apparaîtront mieux de la description qui suit, faite en référence au dessin schématique annexé sur lequel :
La figure 1 illustre schématiquement le principe d'anémomètre laser par rétro-injection optique,
La figure 2 montre schématiquement une chaîne d'acquisition d'un tel anémomètre laser,
La figure 3 est un diagramme illustrant schématiquement un dispositif d'amplification selon la présente invention,
La figure 4 est un exemple de réalisation d'un premier étage d'un dispositif d'amplification selon la présente invention,
La figure 5 est un dessin schématique d'un exemple d'un deuxième étage d'un dispositif d'amplification selon la présente invention,
La figure 6 est un dessin schématique d'un exemple d'un troisième étage d'un dispositif d'amplification selon la présente invention,
La figure 7 est un dessin schématique d'un exemple d'un quatrième étage d'un dispositif d'amplification selon la présente invention,
La figure 8 illustre un dispositif d'alimentation pouvant être associé à un dispositif d'amplification selon la présente invention,
La figure 9 montre schématiquement un filtre d'entrée du dispositif d'alimentation de la figure 8, et
La figure 10 montre un filtre du dispositif d'alimentation de la figure 8 destiné à être associé à un étage du dispositif d'amplification selon la présente invention.
La figure 1 illustre un anémomètre laser par effet Doppler par rétro- injection optique. Un tel anémomètre exploite un signal rétrodiffusé par une particule portée par le vent pour calculer la valeur de la vitesse du vent.
On reconnaît sur la figure 1 une diode laser 2 destinée à émettre un faisceau laser. Cette diode laser 2 comporte une cavité optique au sein de laquelle le faisceau est généré. Le faisceau émis par la diode laser 2 est focalisé par un système optique 4 vers une région de mesure 6. Une particule se trouvant dans la région de mesure 6 viendra réfléchir le faisceau incident qui sera redirigé par le système optique 4 vers la diode laser 2. Ainsi, le faisceau réfléchi traverse la diode laser 2 et interfère avec l'onde laser à l'intérieur de la cavité optique de la diode laser 2. La diode laser 2 émettant vers l'avant (c'est- à-dire vers le système optique 4) mais également vers l'arrière (c'est-à-dire vers la photodiode 8), la photodiode 8 reçoit un faisceau laser correspondant au mélange interférentiel de l'onde laser et de l'onde réfléchie, ou rétrodiffusée, par une particule se trouvant dans la région de mesure 6. On comprendra aisément que la puissance du faisceau réfléchi, ou rétrodiffusé, par une particule se trouvant dans la région de mesure 6 est bien moindre que la puissance du faisceau émis par la diode laser 2.
Si l'on appelle P0 la puissance d'un faisceau laser sortant directement de la diode laser 2 et P2 la puissance arrivant sur la photodiode 8, correspondant au faisceau incident en provenance directe de la diode laser 2 modulée à la fréquence Doppler par le faisceau réfléchi par une particule se trouvant dans la région de mesure 6, la modulation en puissance s'écrit :
¾(£) = ¾{1 mcosQxAf®)
e Doppler s'exprime par la formule :
V est le vecteur vitesse de la particule considérée comme le vecteur vitesse du vent.
S est le vecteur unitaire correspondant à l'axe optique ou encore l'axe de propagation du faisceau laser.
est le produit scalaire donnant la projection du vecteur vitesse sur l'axe du faisceau laser.
■<¾■ est la longueur d'onde du laser. m est l'indice de modulation en fréquence créée par l'interférence
L'indice de modulation m du signal dépend de paramètres liés, d'une part, à la configuration de détection et, d'autre part, à la diode laser.
Dans le cas d'une diode laser, connue de l'homme du métier sous le nom de diode laser Fabry-Pérot, pour un faisceau d'une longueur d'onde de 785 nm et une puissance optique de 100 mW, avec en outre une optique de focale de 20 mm et un diamètre de 20 mm pour une distance de focalisation de 1 m, on a alors par exemple un indice de modulation m valant 1 ,5 10"4.
La photodiode 8 a alors pour fonction de transformer la puissance optique modulée (P2) en un courant modulé.
Le courant est ensuite amplifié pour obtenir une tension. L'indice de modulation étant faible, le signal est noyé dans le bruit même après amplification. En revanche, dans le domaine fréquentiel, le rapport signal sur bruit peut être suffisant et le spectre du signal peut contenir un pic au-dessus du niveau de bruit, correspondant à la fréquence Doppler, si le rapport signal sur bruit est suffisant. Il est donc possible de retrouver la fréquence Doppler correspondant au pic en appliquant une transformée de Fourrier Discrète (DFT) et ainsi en déduire la vitesse du vent.
La figure 2 illustre une chaîne d'acquisition destinée à un anémomètre laser mais on trouve des dispositifs semblables sur d'autres dispositifs électroniques, notamment des dispositifs de mesure.
Sur la gauche de la figure 2 on a une carte analogique 10 sur laquelle se trouvent la diode laser 2 et la photodiode 8. Cette carte analogique 10 supporte également un dispositif d'amplification, appelé par la suite amplificateur 12, qui sera décrit plus en détail ci-après.
L'amplificateur 12 a pour but de fournir un signal électrique qui puisse être exploité par une carte numérique 14 destinée au traitement du signal amplifié. La figure 2 donne un exemple de carte numérique qui est illustrée ici très schématiquement. En entrée de cette carte, on trouve par exemple un filtre passe-bas 16. En aval de ce filtre se trouve un convertisseur analogique/numérique, appelé également CAN 18 suivi d'un réseau de porte programmable connu également sous l'acronyme anglais FPGA 20 (pour Field Programmable Gâte Array). Au sein de ce FPGA 20 se trouvent plusieurs modules pour effectuer divers calculs tels que par exemple pour réaliser une transformée de Fourrier, exploiter les résultats de cette transformation, etc. . Une fois les calculs réalisés, un module de communication 22 met les résultats sous un format normalisé de telle sorte que ceux-ci puissent être exploités par un enregistreur de données ou un ordinateur 24, par exemple un ordinateur personnel.
La figure 3 est une illustration schématique de l'amplificateur 12. On a également représenté sur cette figure un générateur de courant 26 qui fournit un courant i(t) à l'amplificateur 12. Ce dernier comporte un premier étage 28, un deuxième étage 30, un troisième étage 32 et un quatrième étage 34. À la sortie du premier étage 28, on a une tension V1 (t), à la sortie du deuxième étage on a une tension V2(t), à la sortie du troisième étage on a une tension V3(t) et à la sortie de l'amplificateur 12 on a une tension Vs(t).
Cet amplificateur 12 réalise dans un premier temps une conversion courant tension au sein du premier étage 28. Le deuxième étage 30 réalise quant à lui une adaptation d'impédance qui est nécessaire pour ne pas faire chuter le gain obtenu dans le premier étage 28. Ce deuxième étage 30 sert d'interface entre le premier étage 28 et le troisième étage 32 qui est un étage d'amplification supplémentaire. Le quatrième étage 34 proposé ici a pour but d'augmenter encore le gain de la chaîne globale et de permettre une adaptation d'impédance avant l'échantillonnage du signal dans la carte numérique 14.
Un exemple de premier étage est illustré sur la figure 4. Ce premier étage 28 reçoit en entrée le courant i(t). Ce premier étage 28 est réalisé autour d'un transistor 36 dans un montage de type base commune. Un tel montage fournit à la fois une bonne bande passante et un gain important. En outre il offre une stabilité importante par rapport par exemple à l'utilisation d'un amplificateur opérationnel (utilisé dans l'art antérieur). Le transistor 36 utilisé ici est un transistor classique présentant une base, un émetteur et un collecteur. Il pourrait toutefois également s'agir d'un transistor à effet de champ (tout comme pour les autres transistors du dispositif d'amplification décrit ici).
Le courant i(t) est envoyé sur l'émetteur du transistor 36 en passant par une première capacité C1 . L'émetteur du transistor 36 est également relié à la masse par une première résistance R1 . Cette résistance sert à fixer le courant dans l'émetteur du transistor 36. Ce courant est par exemple fixé à 0,25 mA afin de limiter la détérioration du rapport signal sur bruit. Le collecteur du transistor 36 est relié à une tension d'alimentation Vcc par l'intermédiaire d'une deuxième résistance R2. Cette résistance sert à fixer le gain du premier étage 28.
La base du transistor 36 est maintenue à un potentiel constant grâce à des résistances R3 et R4. La résistance R3 est connectée entre la base du transistor 36 et la masse tandis que la résistance 34 est connectée entre la base du transistor 36 et la tension d'alimentation Vcc. On prévoit également au niveau de la base du transistor 36 une capacité C2 qui remplit le rôle de capacité de découplage. Cette capacité C2 est reliée entre la base du transistor 36 et la masse. Un tel montage permet de minimiser la capacité de transition de la jonction base/collecteur. En régime dynamique, cette connexion est vue comme une masse. L'impédance d'entrée du montage est la résistance dynamique de la fonction base émetteur.
L'impédance de sortie de ce montage est R2. Grâce à la capacité C2 de découplage, on supprime le courant continu. Ainsi, la polarisation du montage n'est pas une fonction de la polarisation de la photodiode 8.
Le transistor 36 est de préférence un transistor NPN car sa fréquence de transition est supérieure à celle d'un transistor PNP.
La figure 5 illustre une forme de réalisation du deuxième étage 30. Ce deuxième étage réalise une adaptation d'impédance afin de ne pas faire chuter le gain du premier étage 28 lors de la connexion de celui-ci avec le troisième étage 32. Ce deuxième étage 30 comporte un transistor 38, qui est de préférence identique au transistor 36 du premier étage. Toutefois, le montage est différent puisqu'il s'agit ici d'un montage collecteur commun. Dans cet étage, le courant est fixé par la polarisation du premier étage 28 et par la valeur d'une résistance R5 montée entre l'émetteur du transistor 38 et la masse car cet étage ne comporte pas de capacité de liaison. Cependant, le montage suiveur représenté sur la figure 5 ajoute une capacité de charge au premier étage 28, qui abaisse la fréquence de coupure de ce premier. Pour supprimer ce phénomène, on choisit de diminuer le gain du premier étage 28 pour en augmenter la bande passante. Comme le transistor 38 présente les mêmes caractéristiques que le transistor 36, sa capacité de charge ajoutée de ce transistor 38 est voisine de la capacité base collecteur. On réalise ainsi une chute de la fréquence de coupure par un facteur 2. Afin de compenser cette perte, le gain est lui aussi diminué dans la même proportion. On perd alors 6 dB sur le gain de l'étage.
Le troisième étage 32 est représenté sur la figure 6. Cet étage est un étage d'amplification supplémentaire pour augmenter le gain global de l'amplificateur 12. Il est proposé ici d'avoir un troisième étage 32 comportant un transistor 40 dans un montage émetteur commun avec découplage de la résistance de l'émetteur. La tension en entrée de ce deuxième étage 32 n'étant que de quelques mV, il n'est pas nécessaire ici d'intégrer une contre réaction dans le montage afin de limiter la distorsion en amplitude. Le transistor 40 présente lui aussi, de préférence, les mêmes caractéristiques dynamiques que le transistor 36 du premier étage. Ainsi, grâce à sa fréquence de transition et sa faible capacité de jonction, le transistor 40 pourra assurer un gain important et une large bande passante.
Pour minimiser la capacité de transition de la jonction base collecteur dans le transistor 40, un réseau de polarisation avec des résistances R6 et R7 fixe une tension de la base la plus proche possible de la masse afin de minimiser la capacité de transition de la jonction base collecteur. La résistance R6 est montée entre la base du transistor 40 et la source d'alimentation Vcc tandis que la résistance R7 est montée entre la base du transistor 40 et la masse. Pour avoir une tension proche de la masse, la résistance R7 sera très faible par rapport à la résistance R6. À l'entrée du troisième étage 32, une capacité C3 permet de dissocier les points de polarisation des deux étages et ainsi de réaliser les réglages des paramètres du troisième étage 32 sans tenir compte des paramètres du deuxième étage 30.
Une résistance R8 montée entre l'émetteur et la masse permet de fixer le courant qui va circuler dans le transistor 40. On fixera par exemple la valeur de ce courant à 1 mA. La résistance R8 est découplée.
Sur la figure 6, une résistance R9 montée entre le collecteur du transistor 40 et la tension d'alimentation Vcc permet de fixer le gain de l'étage amplificateur. Cette résistance R9 donne également l'impédance de sortie de ce troisième étage 32.
La figure 7 illustre un montage proposé pour réaliser le quatrième étage 34. Ce dernier est réalisé autour d'un amplificateur opérationnel 42. Le signal en provenance du troisième étage 32 arrive sur l'entrée non inverseuse de l'amplificateur opérationnel 42 après être passé par une capacité C4 destinée à supprimer la composante continue de ce signal. L'entrée non inverseuse de l'amplificateur opérationnel 42 peut ainsi être polarisée grâce à un réseau de résistances R10 et R1 1 . La résistance R10 est montée entre l'entrée non inverseuse de l'amplificateur opérationnel 42 et la tension d'alimentation Vcc tandis que la résistance R1 1 est reliée entre l'entrée non inverseuse de l'amplificateur opérationnel 42 et la masse. En choisissant deux résistances identiques R10 et R1 1 , on réalise une polarisation de cette entrée non inverseuse à une tension Vcc/2.
La sortie de l'amplificateur opérationnel est reliée à son entrée inverseuse par une résistance R13. L'entrée inverseuse de l'amplificateur opérationnel 42 est également reliée à la masse par l'intermédiaire d'une résistance R12 et d'une capacité C5. L'ajout de cette capacité évite l'amplification des tensions continues et permet ainsi de ne pas tenir compte de la tension de décalage de l'amplificateur opérationnel. Les résistances R12 et R13 permettent de fixer le gain du quatrième étage 34.
On utilise ici de préférence un amplificateur opérationnel 42 à contre réaction courant pour disposer de meilleures performances dynamiques par rapport à un amplificateur opérationnel classique à contre réaction tension. Un tel amplificateur opérationnel 42 présente également l'avantage de ne pas avoir une entrée inverseuse en haute impédance, ce qui permet d'éviter les couplages par champs électriques sur cette entrée.
Le quatrième étage assure une fonction d'amplification et une fonction d'adaptation d'impédance. Dans la structure décrite, on peut envisager ici de remplacer le montage décrit ici par un autre montage assurant ces deux fonctions. On peut ainsi par exemple proposer la combinaison d'un montage amplificateur de type émetteur commun (ou source commune avec un transistor à effet de champ) avec un montage suiveur à transistor ou à amplificateur opérationnel. Cette dernière solution permet d'obtenir un montage suiveur quasi parfait.
En montant les différents étages décrits ci-dessus en cascade, on obtient alors l'amplificateur 12. On peut par exemple prévoir d'obtenir un gain de 53 dB au niveau du premier étage 28. Le troisième étage 32 peut quant à lui présenter un gain de 28 dB. Enfin, le quatrième étage peut présenter un gain de 23 dB. Avec ces valeurs numériques données à titre purement illustratif et non limitatif, on obtient globalement pour l'amplificateur 12 un gain de 104 dB.
La bande passante de cet amplificateur est par exemple de 125 MHz tandis que sa densité spectrale de puissance de bruit est par exemple de 8.10"23 A2/Hz.
Dans le cas d'une application à l'anémométrie laser, de telles performances permettent de mesurer la vitesse du vent allant jusqu'à 49 m/s lorsque le vent arrive de face pour une longueur d'onde d'un faisceau incident de 785 nm. La bande passante peut augmenter en baissant le gain de l'amplificateur. Ceci permet alors d'augmenter la vitesse du vent mesurable.
Pour obtenir de telles performances, il convient de limiter toutes les perturbations pouvant agir sur cet amplificateur 12. Il convient notamment de soigner l'alimentation électrique de cet amplificateur. Cette alimentation fournit notamment la tension Vcc que l'on retrouve à chaque étage de l'amplificateur 12.
Il est proposé dans la présente description d'alimenter l'amplificateur 12 par un dispositif d'alimentation fournissant une tension constante. En effet, compte tenu du gain et de la bande passante de l'amplificateur 12, le produit du gain par la bande passante est élevé et entraîne un fort risque d'oscillation. Le risque est alors d'avoir une perturbation de l'alimentation qui se recouple dans l'étage d'entrée. Compte tenu des performances de cet amplificateur 12, si une perturbation extérieure intervient sur l'alimentation, cette perturbation est alors amplifiée en sortie de l'amplificateur et viendrait alors perturber le signal en sortie rendant l'analyse ultérieure impossible.
Le réseau alimentant l'amplificateur devra être de préférence tel que son impédance, vue par les composants actifs, entre un rail d'alimentation dudit réseau et sa masse soit la plus faible possible. L'impédance du rail d'alimentation entre deux composants actifs doit quant à elle être la plus grande possible afin de minimiser l'influence d'un étage de l'amplificateur sur un autre étage de l'amplificateur. Enfin, le réseau alimentant l'amplificateur sera de préférence tel que toutes les perturbations extérieures soient filtrées dès l'entrée sur la carte analogique.
Chaque étage de l'amplificateur nécessite ici une même tension d'alimentation. Une solution de l'art antérieur serait alors d'alimenter tous les étages de l'amplificateur par une même piste ou un même plan d'alimentation, en ajoutant des capacités de découplage à chaque étage. Cette piste ou ce plan d'alimentation serait alors filtré au préalable par rapport à l'extérieur par un unique régulateur et éventuellement une unique ferrite. Cependant une telle architecture n'est pas assez performante pour les différents étages de l'amplificateur décrit ci-dessus car, d'une part, les différents étages de l'amplificateur ne sont pas suffisamment isolés les uns des autres et, d'autre part, son gain est trop grand. Ces deux facteurs combinés induisent un comportement oscillatoire indésirable de l'amplificateur.
La figure 8 illustre schématiquement un réseau d'alimentation original pour l'amplificateur décrit plus haut. Il est choisi ici d'alimenter indépendamment chaque étage de l'amplificateur avec pour objectif de maximiser l'impédance entre chaque étage qui est alors alimenté à travers un régulateur et une ferrite dédiés. Le régulateur a alors pour but d'isoler les étages entre eux aux basses fréquences (par exemple < 1 MHz) tandis que la ferrite permet d'isoler les étages entre eux aux hautes fréquences (par exemple > 1 MHz).
Le réseau représenté sur la figure 8 comporte tout d'abord un connecteur d'alimentation 44 qui relie le réseau d'alimentation à une source d'énergie. Comme suggéré plus haut, le réseau d'alimentation comporte dès l'entrée un filtre d'entrée 46 qui est représenté plus en détail sur la figure 9. Après le filtre d'entrée, on trouve un bloc d'alimentation pour chaque étage de l'amplificateur. La figure 8 représente deux blocs d'alimentation sur les quatre nécessaires pour l'amplificateur 12. La figure 10 illustre un exemple d'un bloc d'alimentation. Chaque bloc d'alimentation alimentant un étage de l'amplificateur 12 comporte un premier module 48 réalisant une isolation basse fréquence et un découplage basse fréquence, un deuxième module 50 réalisant une isolation haute fréquence et un troisième module 52 réalisant un découplage haute fréquence.
Le filtre d'entré 46 représenté sur la figure 9 est dimensionné pour fonctionner de manière optimale dans la bande passante de l'amplificateur 12. Il est placé en entrée du montage afin d'immuniser tout le circuit contre les perturbations extérieures conduites en entrée de carte, ces perturbations pouvant être par exemple un découpage de l'alimentation amont, un couplage des émissions conduites et rayonnées par la partie numérique du système, un couplage d'ondes extérieures (dont par exemple les émissions radio), etc. . Ce filtre d'entrée 46 est alors réalisé de manière à maximiser les pertes pour un signal parasite parcourant les alimentations:
Le connecteur d'alimentation 44 fournit des potentiels Vcc_d et GND_d que l'on retrouve alors en entrée du filtre d'entrée 46, à gauche sur la figure 9. Un potentiel 54, appelé parfois SHIELD, symbolise la masse mécanique (et le blindage) du système.
Des capacités C6 et C7, en conjonction avec un filtre L1 permettent de filtrer le mode commun des alimentations des étages de l'amplificateur par rapport à la masse mécanique. En outre, des capacités C8 et C9, en conjonction avec le filtre L1 , permettent quant à elles de filtrer le mode différentiel.
Le filtre d'entrée 46 ainsi réaliser doit fonctionner efficacement dans la bande passante de l'amplificateur 12. Dans l'exemple numérique donné précédemment, le filtre d'entrée devra fonctionner efficacement sur une plage de fréquences allant de 100 kHz à au moins 150 MHz. L'impédance des capacités C6, C7, C8 et C9 doit donc être la plus faible possible sur cette bande de fréquence (inférieure à 1 Ω), et l'impédance du filtre L1 doit y être la plus forte possible (supérieure à 1 kQ); et ce aussi bien en mode commun qu'en mode différentiel.
En sortie, ce filtre d'entrée 46 fournit alors des potentiels Vcc et GND, qui sont donc « nettoyés » des parasites conduits potentiellement par les alimentations Vcc_d et GND_d.
Après ce filtre d'entrée 46 formant un premier filtre, un bloc d'alimentation est prévu pour chacun des étages de l'amplificateur. Un tel bloc d'alimentation est illustré sur la figure 10.
Pour réaliser un filtrage entre le premier filtre et l'étage d'amplification correspondant, il est proposé d'utiliser un régulateur linéaire (U1 , avec des capacités de découplage C1 1 et C12 associées). Ce régulateur est prévu pour supporter le courant consommé par l'étage correspondant (typiquement moins de 50 mA). Un régulateur connu sous le nom de régulateur LDO (acronyme anglais de Low DropOut pour faible chute de tension) permettant une faible chute de tension sera préféré afin de perdre le moins de puissance possible. Les régulateurs permettent généralement une isolation supérieure à 30 dB jusqu'à des fréquences de l'ordre du mégahertz (les valeurs exactes dépendent du régulateur choisi) : l'isolation entre deux étages sera alors de 60 dB jusqu'à des fréquences de l'ordre du mégahertz.
Afin de compléter l'isolation et le découplage jusqu'à 150 MHz (pour l'exemple numérique donné plus haut), il est proposé ici d'ajouter des composants passifs après le régulateur. Tout d'abord, une ferrite FB1 qui, pour les valeurs numériques données, présente par exemple une impédance supérieure à 100 Ω de quelques mégahertz jusqu'à 150 MHz (et si possible plus). Dans le schéma proposé sur la figure 10, cette ferrite FB1 est placée en série sur la piste d'alimentation. Après cette ferrite, une capacité C13 est placée en parallèle entre la piste d'alimentation et la masse. Cette capacité C13 présente de préférence une impédance inférieure à 1 Ω de quelques mégahertz jusqu'à 150 MHz (pour l'exemple numérique ci-dessus). La ferrite FB1 permet aussi d'empêcher la résonance de la capacité C12 avec la capacité C13.
Le réseau d'alimentation présenté ici et illustré par les figures 8 à 10, permet, sur toute la bande passante utile de l'amplificateur 12, de réaliser les fonctions suivantes : isolation par rapport aux perturbations extérieures, isolation des différents étages entre eux et a une impédance d'alimentation vue par les composants actifs suffisamment faible pour garantir leur bon fonctionnement.
La présente invention ne se limite pas au mode de réalisation préféré décrit ci-dessus à titre d'exemple non limitatif mais concerne également toutes les variantes de réalisation à la portée de l'homme du métier dans le cadre des revendications ci-après.

Claims

REVENDICATIONS
1. Dispositif d'amplification analogique comportant quatre étages (28, 30, 32, 34) en cascade, une entrée destinée à recevoir un courant modulé et une sortie en tension, ledit dispositif comportant une masse et une tension d'alimentation, caractérisé en ce que
- le premier étage (28) comporte un transistor (36) à montage base ou grille commune recevant le courant modulé d'entrée par l'intermédiaire d'une capacité (C1 ) sur son émetteur ou sa source, et le signal de sortie de ce premier étage correspond au signal du collecteur ou drain,
- le deuxième étage (30) est formé par un amplificateur suiveur comportant un transistor (38) à montage collecteur ou drain commun dont la base ou grille reçoit le signal de sortie du premier étage (28), dont le collecteur ou drain est relié à la tension d'alimentation et dont l'émetteur ou la source est relié(e) à la masse par l'intermédiaire d'une résistance (R5) et fournit le signal de sortie du deuxième étage (30),
- le troisième étage (32) comporte un transistor (40) à montage émetteur commun ou source commune avec découplage de la résistance de l'émetteur ou de la source, la base ou grille recevant le signal de sortie du deuxième étage (30) par l'intermédiaire d'une capacité (C3) et le signal de sortie correspondant au signal du collecteur ou drain, et
- le quatrième étage (34) est un étage amplificateur avec des moyens permettant de réaliser, d'une part, une amplification et, d'autre part, une adaptation d'impédance.
2. Dispositif d'amplification analogique selon la revendication 1 , caractérisé en ce que dans le premier étage (28) l'émetteur ou la source est également relié(e) à la masse par l'intermédiaire d'une résistance (R1 ), en ce que la base est reliée à la masse par une capacité (C2), en ce que le potentiel de la base est maintenu à un potentiel proche de la masse, et en ce que le collecteur est relié par l'intermédiaire d'une résistance (R2) à la tension d'alimentation.
3. Dispositif d'amplification analogique selon l'une des revendications 1 ou 2, caractérisé en ce que dans le troisième étage (32) la base ou la grille est polarisée à une tension proche de la tension de la masse, en ce que l'émetteur ou la source est relié(e) par un circuit RC à la masse, et en ce que le collecteur ou le drain est relié à la tension d'alimentation par une résistance (R9).
4. Dispositif d'amplification analogique selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que le quatrième étage (34) comporte un circuit amplificateur chois dans l'ensemble comportant :
- les circuits à amplificateur opérationnel, et
- les circuits comportant un étage amplificateur à transistor et un étage suiveur, l'étage suiveur étant un étage suiveur à transistor ou bien à amplificateur opérationnel.
5. Dispositif d'amplification analogique selon l'une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que le quatrième étage (34) comporte un amplificateur opérationnel (42) recevant le signal de sortie du troisième étage (32) sur son entrée non-inverseuse par l'intermédiaire d'une capacité (C3), la sortie de l'amplificateur correspondant à la sortie du dispositif d'amplification.
6. Dispositif d'amplification analogique selon la revendication 5, caractérisé en ce que l'entrée inverseuse de l'amplificateur opérationnel (42) est reliée à la masse par l'intermédiaire d'une résistance (R12) et d'une capacité (C5) en série, en ce que la sortie étant reliée à l'entrée inverseuse par l'intermédiaire d'une résistance (R13), et en ce que l'entrée non inverseuse de l'amplificateur opérationnel (42) est polarisée à une tension correspondant sensiblement à la moitié de la tension d'alimentation.
7. Dispositif d'amplification analogique selon l'une des revendications 5 ou 6, caractérisé en ce que l'amplificateur opérationnel (42) du quatrième étage (34) est un amplificateur à contre-réaction courant.
8. Dispositif d'amplification analogique selon l'une des revendications 1 à 7, caractérisé en ce que le transistor (36) utilisé dans le premier étage (28) est un transistor de type NPN.
9. Dispositif d'amplification analogique selon l'une des revendications 1 à 8, caractérisé en ce que le transistor (38) du deuxième étage (30) a les mêmes caractéristiques que le transistor (36) du premier étage (28).
10. Dispositif d'amplification analogique selon l'une des revendications 1 à 9, caractérisé en ce que le transistor (40) du troisième étage (34) a les mêmes caractéristiques que le transistor (36) du premier étage (28).
11. Ensemble formé par un dispositif d'amplification analogique et un système d'alimentation dudit dispositif d'amplification analogique, caractérisé en ce que le dispositif d'amplification analogique est un dispositif selon l'une des revendications 1 à 10, et en ce que le système d'alimentation comporte, d'une part, un filtre d'entrée (46) et, d'autre part, un module de filtrage permettant de réaliser à la fois, une isolation et un découplage basse fréquence, et, une isolation et un découplage haute fréquence, entre le filtre d'entrée et chaque étage du dispositif d'amplification.
12. Ensemble selon la revendication 1 1 , caractérisé en ce que chaque module de filtrage comporte une piste d'alimentation sur laquelle se trouvent, d'une part, un régulateur linéaire (U1 ) et, d'autre part, une ferrite (FB1 ).
13. Anémomètre laser par effet Doppler par rétro-injection optique comportant une diode laser (2) destinée à émettre un faisceau laser, une optique (4) destinée à focaliser, d'une part, un faisceau émis par la diode laser (2) et, d'autre part, un faisceau réfléchi par une particule se trouvant dans un volume, dit volume de mesure (6), ledit faisceau réfléchi correspondant à un faisceau émis par la diode laser (2), une photodiode (8) destinée à recevoir ledit faisceau réfléchi après qu'il ait traversé la diode laser (2), des moyens d'amplification (12) d'un signal fourni par la photodiode (8) ainsi que des moyens de traitement du signal amplifié,
caractérisé en ce que les moyens d'amplification comportent un dispositif d'amplification analogique selon l'une des revendications 1 à 10.
EP13773285.5A 2012-08-23 2013-08-14 Dispositif d'amplification analogique destine notamment a un anemometre laser Withdrawn EP2888815A1 (fr)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
FR1257945A FR2994776B1 (fr) 2012-08-23 2012-08-23 Dispositif d'amplification analogique destine notamment a un anemometre laser
PCT/FR2013/051944 WO2014029942A1 (fr) 2012-08-23 2013-08-14 Dispositif d'amplification analogique destine notamment a un anemometre laser

Publications (1)

Publication Number Publication Date
EP2888815A1 true EP2888815A1 (fr) 2015-07-01

Family

ID=47294979

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
EP13773285.5A Withdrawn EP2888815A1 (fr) 2012-08-23 2013-08-14 Dispositif d'amplification analogique destine notamment a un anemometre laser

Country Status (6)

Country Link
US (1) US9702891B2 (fr)
EP (1) EP2888815A1 (fr)
CN (1) CN104937840A (fr)
CA (1) CA2881524C (fr)
FR (1) FR2994776B1 (fr)
WO (1) WO2014029942A1 (fr)

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6507980B2 (ja) * 2015-10-07 2019-05-08 富士通株式会社 光受信回路、光トランシーバ、および光受信回路の制御方法
US10359450B1 (en) * 2017-01-10 2019-07-23 Keysight Technologies, Inc. Current sensing probe incorporating a current-to-voltage conversion circuit
CN108802425A (zh) * 2018-07-27 2018-11-13 成都信息工程大学 一种机载风速测量激光雷达系统
CN111030699A (zh) * 2018-10-09 2020-04-17 西安智盛锐芯半导体科技有限公司 一种信号转换器
CN112946315B (zh) * 2021-02-10 2022-09-16 复旦大学 一种无电磁流量计的流速计

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE2643892C3 (de) * 1976-09-29 1983-11-10 Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München Verstärkerschaltung mit einer Transistorstufe in Basis-Grundschaltung als Endstufe
US5438305A (en) * 1991-08-12 1995-08-01 Hitachi, Ltd. High frequency module including a flexible substrate
JP4255733B2 (ja) * 2003-04-09 2009-04-15 ソニー株式会社 コンパレータ、差動増幅器、２段増幅器及びアナログ／ディジタル変換器
JP2009100337A (ja) * 2007-10-18 2009-05-07 Renesas Technology Corp 可変利得増幅器を内蔵する半導体集積回路
FR2951275B1 (fr) 2009-10-09 2012-11-02 Epsiline Dispositif de mesure de la vitesse du vent
KR101071730B1 (ko) * 2010-11-22 2011-10-11 서강대학교산학협력단 출력채널수가 감소된 다채널 검출기

Also Published As

Publication number Publication date
US9702891B2 (en) 2017-07-11
CA2881524A1 (fr) 2014-02-27
CN104937840A (zh) 2015-09-23
FR2994776B1 (fr) 2016-12-23
WO2014029942A1 (fr) 2014-02-27
US20150233961A1 (en) 2015-08-20
FR2994776A1 (fr) 2014-02-28
CA2881524C (fr) 2021-06-29

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CA2881524C (fr) Dispositif d&#39;amplification analogique destine notamment a un anemometre laser
EP0692700A1 (fr) Procédé et dispositif pour la mesure de la distance et de la position d&#39;une surface
FR3061776A1 (fr) Dispositif optoelectronique de generation d’un peigne de frequences coherent
EP3244169B1 (fr) Systeme de mesure resonant a resolution amelioree
EP2156201A2 (fr) Système d&#39;émission d&#39;impulsion électrique et dispositif de découplage capacitif pour un tel système
FR2485276A1 (fr) Antenne active
CA2756626A1 (fr) Dispositif pour quantifier et localiser un signal lumineux module a une frequence predeterminee
FR2738928A1 (fr) Amplificateur optique
EP0356302B1 (fr) Procédé et dispositif de filtrage optique et de photodétection de signaux modulés en intensité
FR2752067A1 (fr) Amplificateur a fibre optique dopee a l&#39;erbium, pour tracer et filtrer automatiquement une longueur d&#39;onde de lumiere emise, et procede pour sa mise en oeuvre
EP0199332B1 (fr) Récepteur de signaux optiques à très large bande
EP2917707A1 (fr) Recepteur d&#39;un signal lumineux impulsionnel a forte dynamique
WO2019020928A1 (fr) Système de capture de valeurs ponctuelles pour constituer une image avec des rayonnements terahertz
FR2667158A1 (fr) Dispositif de traitement d&#39;un signal provenant d&#39;un capteur ayant une reponse du type derivatif.
FR3105825A1 (fr) Dispositif de mesure optique d’un paramètre physique
EP0560659B1 (fr) Procédé de transmission optique d&#39;un multiplex de porteuses électriques et dispositif pour la mise en oeuvre de ce procédé
EP0857964A1 (fr) Procédé et dispositif de détermination d&#39;une concentration d&#39;un volume de gaz
EP2612158A1 (fr) Dispositif et procede pour caracteriser un faisceau laser
FR2698172A1 (fr) Capteurs électromagnétiques semi-actifs à fonction de transfert distribuée.
EP1322036A1 (fr) Dispositif comportant un amplificateur symétrique
FR2821210A1 (fr) Detecteur photosensible pour des signaux optiques coherents de faible puissance
FR3025375A1 (fr) Dispositif comprenant un poste de radiocommunication
FR3132357A1 (fr) Dispositif pour la mesure sans contact de tension
FR2619919A1 (fr) Dispositif de mesure de visibilite dans un milieu turbide
EP0248737A1 (fr) Circuit d&#39;analyse d&#39;un signal électrique modulé en amplitude, comprenant un transposeur de fréquence

Legal Events

Date Code Title Description
PUAI Public reference made under article 153(3) epc to a published international application that has entered the european phase

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009012

17P Request for examination filed

Effective date: 20150220

AK Designated contracting states

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): AL AT BE BG CH CY CZ DE DK EE ES FI FR GB GR HR HU IE IS IT LI LT LU LV MC MK MT NL NO PL PT RO RS SE SI SK SM TR

AX Request for extension of the european patent

Extension state: BA ME

DAX Request for extension of the european patent (deleted)
17Q First examination report despatched

Effective date: 20160428

STAA Information on the status of an ep patent application or granted ep patent

Free format text: STATUS: EXAMINATION IS IN PROGRESS

STAA Information on the status of an ep patent application or granted ep patent

Free format text: STATUS: THE APPLICATION IS DEEMED TO BE WITHDRAWN

18D Application deemed to be withdrawn

Effective date: 20170225