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EP2022129B1 - Circulateur radiofrequence ou hyperfrequence - Google Patents

Circulateur radiofrequence ou hyperfrequence Download PDF

Info

Publication number
EP2022129B1
EP2022129B1 EP07729756.2A EP07729756A EP2022129B1 EP 2022129 B1 EP2022129 B1 EP 2022129B1 EP 07729756 A EP07729756 A EP 07729756A EP 2022129 B1 EP2022129 B1 EP 2022129B1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
port
circulator
microswitch
antenna
signal
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
EP07729756.2A
Other languages
German (de)
English (en)
Other versions
EP2022129B8 (fr
EP2022129A1 (fr
Inventor
Afshin Ziaei
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Thales SA
Original Assignee
Thales SA
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Thales SA filed Critical Thales SA
Publication of EP2022129A1 publication Critical patent/EP2022129A1/fr
Application granted granted Critical
Publication of EP2022129B1 publication Critical patent/EP2022129B1/fr
Publication of EP2022129B8 publication Critical patent/EP2022129B8/fr
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/32—Non-reciprocal transmission devices
    • H01P1/38—Circulators
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/10—Auxiliary devices for switching or interrupting
    • H01P1/12—Auxiliary devices for switching or interrupting by mechanical chopper
    • H01P1/127—Strip line switches
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01H—ELECTRIC SWITCHES; RELAYS; SELECTORS; EMERGENCY PROTECTIVE DEVICES
    • H01H59/00—Electrostatic relays; Electro-adhesion relays
    • H01H59/0009—Electrostatic relays; Electro-adhesion relays making use of micromechanics

Definitions

  • the field of the invention is that of RF radio frequency circulators and their applications in radiofrequency or microwave telecommunication systems such as radar systems, or wireless telephony systems.
  • An RF circulator is a n port device, allowing an RF signal to flow in a single direction.
  • a circulator with three ports p1, p2, p3.
  • a signal injected into a port p1 is transmitted to port p2 and isolated from port p3, while a signal entering via port p2 is transmitted to port p3 and isolated from port p1.
  • a corresponding symbolic illustration of such a circulator whose port p2 is connected to an antenna is given on the figures 1 a and 1 b.
  • the circulator C receives on the port p1 adapted impedance a radio frequency signal, we will have a path with low insertion losses in the direction of clockwise and we will observe high losses in the opposite direction. The power will be directed almost without losses to the port p2 and radiated by the antenna. The same applies from port p2 to port p3, and port p3 to port p1.
  • the circulator thus has the essential qualities of transmitting without losses in a given direction and of attenuating very strongly the reflected waves.
  • Circulators are particularly used in telecommunication systems or radars, according to the principle illustrated on the figure 2 .
  • a telecommunication system mainly comprises a central signal processing part providing in particular AT attenuation and phase shift D functions, typically implemented by digital electronic circuits (chips), associated with an emitter stage E, a receiver stage R and an antenna A.
  • chips digital electronic circuits
  • the transmitter stage E mainly comprises a DRA amplifier (for "Digital Research Amplifier” ), an HPA amplifier (for "High Power Amplifier ", and an isolator I.
  • An isolator is a special case of a circulator A 50 ohm load is connected on one of the ports (often port 3 by convention) Whatever the impedance of the circuit connected to the output on the second port p2, there is practically no return to the transmitter (port p1): the most of the power returned or coupled is dissipated by the load connected at p3.
  • An isolator is usually used to minimize signal feedback on the output of the HPA. Indeed, any signal arriving at the output of the HPA could cause a major malfunction or even the destruction of this component.
  • the receiver stage R comprises a LIM bandwidth limiting circuit and a signal amplifier generally noted LNA (Low Noise Amplifier).
  • LNA Low Noise Amplifier
  • a three-way circulator C (or ports) p1, p2, p3 controlled by an electronic control circuit not shown, makes it possible to transfer a radiofrequency signal supplied by the emitter stage to the antenna A (transmission p1 to p2, p3 being isolated), or to transmit a signal picked up by the antenna to the receiving stage (transmission p2 to p3, p1 being isolated).
  • the radio frequency circulator C must in particular have the following binding characteristics: have fast switching times; support the high radiofrequency power of the signals to be transmitted to the antenna; have limited insertion losses.
  • the radiofrequency circulators used are voluminous structures with ferrite and permanent magnet which imposes a direction of electromagnetic gyration.
  • ferromagnetic circulators have different disadvantages. These are very expensive components. They are not easily reproducible because they require human intervention for proper adjustment. Their structure is very bulky. They occupy about 80% of the space in a telecommunication system. They consume a lot of electrical power, and therefore pose problems of heat dissipation. They introduce insertion losses (radiofrequency power losses in the coupling through the ferrite) of the order of 2 to 4 dB in their operating frequency band, which is otherwise narrow, of the order of 0.2 to 1. Gigahertz.
  • the invention proposes an alternative solution for simplifying the production of circulators, reducing their manufacturing cost, and the area occupied, to reduce the dissipated electrical power.
  • MEMS Micro Electro Mechanical System
  • capacitor type micro-devices operating as switches.
  • micro-devices that are called micro-switches in the following.
  • Capacitor-type micro-switches are particularly appreciated in microwave applications, especially for their low response times combined with low control voltages ranging from a few volts to a few tens of volts. They are advantageously very small, of millimeter size (2 to 10 mm 2 ), which is on average 10 times smaller than a ferromagnetic circulator. They consume very little. They are inexpensive to produce because they use the usual fabrication techniques in microelectronics, from a substrate generally silicon and are very easily reproducible. Their insertion losses are very low, generally of the order of 0.1 to 0.2 dB over a very wide frequency band, 18 to 19 GigaHertz.
  • series-type microswitches are concerned: an input signal line and an output signal line extending one from the other, separated by a switching zone, and electrically isolated, and above the switching zone, a flexible membrane resting on pillars.
  • the switching zone is covered with a dielectric.
  • the membrane is either in the rest position, high, the capacity formed by the switching zone, the dielectric and the membrane having a low Coff value, so that the two signal lines are isolated, or in the low position so that the two line portions are capacitively coupled, the capacitance formed by the switching zone, the dielectric and the membrane having a high Con value, allowing the transmission of a radiofrequency or microwave signal.
  • the control of the membrane is a voltage control suitably applied in the switching zone, the membrane being brought to a reference potential (electrical ground) by the pillars.
  • the switching performance depend in particular on the Con on Coff report which must be as high as possible.
  • An idea underlying the invention is to take advantage of all the qualities of such a series-type micro-switch component for to realize a circulator adapted to radiofrequency telecommunication systems.
  • the invention therefore relates to a circulator with at least three ports, a first input port for receiving a radiofrequency or microwave signal to be transmitted to a second port intended to be connected to a transmitting / receiving antenna, a third output port capable of being connected to a receiver device of a radiofrequency or microwave signal.
  • the system is characterized in that it comprises two identical electromechanical microswitches of the series type according to the invention, formed on the same substrate, a first microswitch being arranged to allow the transmission of a radiofrequency or microwave signal from said an input port to the port for connection to an antenna, a second micro-switch being arranged to allow signal transmission between said second port to said output port, and in that it is associated with a signal circuit; impedance matching connected between the second port and the antenna, said circuit having the function of acting as a virtual obstacle to the transmission of a radiofrequency or microwave signal from said second port to the first port.
  • microswitches of such a circulator must be very well matched in impedance so that the radiofrequency power transmission is significant.
  • a micro-switch structure or topology is sought which is able to withstand the high radiofrequency power to be transmitted to the antenna (in transmission), with good radiofrequency and microwave transmission and isolation properties, low losses through insertion, low latency (switchover time in the off state and in the on state), and keeping low control voltage levels of the order of a few volts to a few tens of volts.
  • a topology is needed to increase the radiofrequency capacitance at the on state of the switch, to offer a low capacitance in the off state and invariant with the frequency in order to optimize its electromechanical performances and to guarantee a lifetime of the micro-switch in terms of the number of switches at least equal to 10 11 .
  • the circulator has at least three ports, an input port for receiving a radiofrequency signal to be transmitted to a port intended to be connected to a transmitting / receiving antenna, an output port adapted to be connected to a device receiver or charge. It comprises two identical series electromechanical microswitches formed on the same substrate.
  • a first micro-switch is arranged to allow the transmission of a radiofrequency or microwave signal from said input port corresponding to the first signal line of said first micro-switch to the port to be connected to an antenna, corresponding to the second signal line of said first micro-switch, a second micro-switch is arranged to allow signal transmission between the port to be connected to an antenna, corresponding to the first signal line of said second micro-switch to said output port corresponding to the second signal line of said second micro-switch.
  • the circulator comprises at least first and second contact pads for applying control voltages to the on or off state on at least one of the control electrode parts of the first micro- switch and the second micro-switch.
  • the activation voltages are of the order of volts to a few tens of volts.
  • the microswitches can be simultaneously controlled in the off state, or one in the on state and the other in the off state.
  • the membrane rests at least one end on a conductive pillar, said conductive pillar and the signal lines being made on said passivation layer.
  • the circulator comprises two parallel coplanar ground lines arranged symmetrically with respect to said first and second signal lines, said ground lines being separated from said signal lines by an insulating layer made of a material different from that of the first passivation layer of the substrate.
  • the impedance matching circuit is advantageously formed by two series-type micro-switches made on the same substrate, used in variable capacities, each disposed between two sections of a signal line which is intended to be connected to one end. the port of the circulator for receiving the antenna, and at another end, to be connected to the antenna, the capacity of each micro-switch being defined by the voltage applied to a respective control electrode and the geometric characteristics of the membrane, the inductance of each cell being defined by the geometric dimensions of a corresponding signal line section.
  • the invention also relates to a radiofrequency telecommunication system comprising a transmitting antenna, an amplifier transmitting circuit, an amplifier receiving circuit and a first circulator according to the invention with a first port connected to the output of the circuit. a second port connected to the antenna, a third port connected to the receiving circuit.
  • US2004 / 0127178 relates to a tunable duplexer with RF filters, SPST switches allowing 3 modes of operation (reception only, and variable MEMS capabilities to achieve tunable filters.
  • US6580337 offers a MEMS SPDT switch structure providing better RF isolation.
  • a CMEMS circulator according to the invention is described with reference to Figures 3 to 9 .
  • the CMEMS circulator comprises two identical series type microswitches.
  • a first micro-switch MEMS1 is arranged to allow the transmission of a radiofrequency or microwave signal from an input port p1 by a signal line Ls1 to a port p2 intended to be connected to an antenna, by a second signal line Ls2.
  • a second micro-switch MEMS2 is arranged to allow the transmission of signal from the second port p2, by the signal line Ls2 to an output port p3, by a third signal line Ls3.
  • the entire circulator including micro-switches and signal lines, is made on the same base substrate.
  • Each series-type microswitch generally comprises a membrane-dielectric material-control electrode assembly that forms a variable capacitor whose membrane and electrode constitute the armatures.
  • the control electrode is disposed in a switching zone between the two signal lines associated with the microswitch and has a two-part shape, isolated, preferably interdigitated, each part contacting a signal line. It is covered with a dielectric.
  • the membrane is disposed above the switching zone.
  • the dielectric is chosen to have a high relative permittivity, greater than one hundred. It is preferably PZT, whose relative permittivity, determined during the manufacture of the PZT to be equal to 150 in the case that interests us, is advantageously invariant with the frequency.
  • a capacitor is thus constituted whose armatures are on the one hand the membrane and on the other hand the control electrode opposite.
  • the capacitance of the capacitor thus formed varies between a low value Coff corresponding to an off state, open micro-switch and a high value Con corresponding to a state on, closed micro-switch.
  • the capacity Coff of the capacitor is weak of the order of ten femtofarads. This very low capacitance induces a sufficiently important impedance between the two conducting lines so that no signal can pass from one line to the other.
  • the micro-switch is open.
  • the membrane-electrode assembly When the membrane-electrode assembly is subjected to an activation voltage, of the order of, for example, 32 volts, the membrane is subjected to an electrostatic force which deforms it until it comes into contact with the dielectric on the electrode. control electrode. Cap capacitor capacitance increases by about a hundred percent. This Con capacitance of the order of the picofarad induces a sufficiently weak impedance between the two signal lines so that a radiofrequency or microwave signal can pass between the two lines. The micro-switch is closed.
  • an activation voltage of the order of, for example, 32 volts
  • each MEMS1, MEMS2 microswitch of a CMEMS circulator is as illustrated on the Figures 4a, 4b and 4c respectively in plan view, in section along AA, and following BB.
  • This structure is made by superposition of layers on a base substrate 1, typically a highly resistive silicon substrate, covered with a passivation layer 2, typically silicon oxide SiO 2 .
  • It comprises two signal lines LS-IN and LS-OUT made on the passivation layer 2, arranged coplanar in the extension of one another, separated by a switching zone 10.
  • an electrode 3 is formed between the two signal lines in two electrically isolated parts: each part contacts a signal line.
  • a dielectric 4 with a high relative permittivity greater than one hundred and invariant with the frequency is deposited on the control electrode 3. It has a shape such that in the direction along the signal lines, the control electrode is wider of the two sides, and in the orthogonal direction, it overflows each side of the control electrode 3, on the passivation layer 2.
  • the dielectric 4 must make it possible to respond to the constraints of high radiofrequency or microwave power: in transmission in the on state, passing (membrane in downwardly bent position, in contact with the dielectric), and in isolation in the off or open state (membrane in initial high position).
  • the dielectric 4 is preferably PZT, which combines the advantages of having a high relative permittivity greater than 100 invariant with the frequency, of being able to work in the microwave, up to 100 GigaHertz, and of supporting the power, because of its monocrystalline nature.
  • a PZT with a relative permittivity equal to 150, determined during its manufacture, is used.
  • the gap separating the two parts of the control electrode to a width g of the order of 10 microns.
  • the cut between the two parts may be straight section. It is advantageously such that the two parts are interdigitated. In a known manner, such a shape makes it possible to significantly increase the dielectric capacity of the capacitor formed by the membrane m, the control electrode 3 and the dielectric 4.
  • control electrode is made of a Platinum / Gold alloy for technological needs.
  • the membrane m rests at each end, on a conductive pillar 5a, 5b. It is also possible to consider only one conductive pillar on the two that support the membrane.
  • the microswitch structure is of coplanar type: ground lines LM1 and LM2 are formed on the same face of the substrate as the signal lines LS-IN and LS-OUT. These coplanar ground lines are made on a topological level separated from the level of the input / output signal lines by an insulating layer 6, in a material different from that used for the passivation layer.
  • This insulator is typically silicon nitride. In this way, it is certain that there will not be a short circuit between a signal line and a ground line, via the substrate. This has the technical effect that the micro-switch structure according to the invention can rise very high in frequency, typically up to at least 100 GigaHertz.
  • the pillars, the signal lines and the ground lines typically include a first, resistive, bonding layer, shown in thick black on the Figures 4b and 4c and a second, weakly resistive layer, typically gold.
  • the first layer is sufficiently resistive to prevent the propagation of a radiofrequency or microwave signal. It is typically a layer of tungsten titanium, preferably 80% titanium and 20% tungsten to 1 or 2%, by which the best radiofrequency and microwave performance are obtained.
  • the titanium-tungsten layer 7 of the signal lines and pillars also serves for the realization of connection lines through which an activation voltage of the microswitch can be applied in the switching zone.
  • at least one contact pad (not shown on the Figures 4a to 4c ) is made in the same way as the signal line and the pillars, on the same topological levels and a connection line is formed between this pad and at least one signal line.
  • the contact pad is connected to the two signal lines LS-IN and LS-OUT, so that the voltage is found on the two parts of the control electrode 3.
  • the arrangement in interdigitated fingers makes it possible to have metal part substantially in the middle under the membrane. These two combined characteristics make it possible to obtain a maximum electrostatic field substantially in the middle of the membrane, which ensures optimum on and off switching times.
  • the gold layer e9 signal lines and pillars has a thickness of about 3 microns.
  • the control electrode has a thickness of about 0.7 microns.
  • the thickness of the ground lines is not an important parameter.
  • the layer 4 of PZT has a thickness e4 less than one micron per 0.4 micron example. The thickness of the mass lines results from the technological process used.
  • the movable part of the membrane is in a rectangular parallelepiped shape, the dimensions of which are advantageously: a width lm of 100 microns, in the direction of the signal lines, and a length wm between the two pillars, of the order of 280 microns.
  • the total thickness e em of the membrane is of the order of 0.7 microns, the first layer of tungsten titanium being of less thickness than the second layer. In one example, the tungsten titanium layer has a thickness of 0.2 microns.
  • the dielectric PZT overflows on the length of the order of 20 microns on the passivation layer, on each side.
  • the micro-switch which has just been described has good radio frequency and microwave performance in particular for the transmission of radio frequency power signals or significant microwave frequency, of the order of ten watts.
  • the figure 5a is a simplified circuit diagram of the circulator, in a state corresponding to the transmission of a radiofrequency signal from the port p1 (RF input) to the port p2 (Antenna).
  • the micro-switch MEMS1 must then be controlled in the closed state (Con), and the micro-switch MEMS2 must then be controlled in the open state (Coff).
  • each microswitch a reference voltage (electrical ground) on the membrane m and an appropriate activation voltage on the control electrode ec.
  • Membrane m of the second micro-switch MEMS2 is isolated (no voltage applied) and the voltage Vc2 applied to the control electrode ec is equal to 0 volts.
  • the micro-switch MEMS1 For the transmission of a radiofrequency signal from the port p2 (Antenna) to the port p3 (RF output), it is the opposite, as illustrated on the figure 5b the micro-switch MEMS1 must then be controlled in the open state (Coff), and the micro-switch MEMS2 must then be controlled in the closed state (Con).
  • a circulator according to the invention has excellent performance, particularly in terms of insertion losses, of the order of a tenth of a dB to a few tenths of a dB, and a very significant space gain, with a component ten times smaller. than ferromagnetic circulators and a wider operating frequency band, about 18 to 19 GigaHertz approximately.
  • the circulator that has just been described in connection with the figure 4 is a passive component. It is typically an SPDT component (Single pole, Double Throw), which has the disadvantage of allowing the passage of the radiofrequency signal in both directions: the signal transmission between the ports p1 and p2 and between the ports p2 and p3 can potentially work in both directions, micro-switches not seeing the difference.
  • SPDT component Single pole, Double Throw
  • a part of the radiofrequency power picked up by the antenna can be reflected towards the transmitter port p1.
  • a two-cell LC-type impedance matching circuit ADAPT denoted LC 1 and LC 2
  • LC 1 and LC 2 are provided . It is connected between the antenna A and the port p2 to which the antenna A must be connected.
  • Such an impedance matching circuit acts as a virtual obstacle with respect to the input port p1, which then sees an infinite impedance.
  • Zrc is the impedance returned by the antenna at the output p2 of the system circulator.
  • Zrs is the impedance brought back from the circulator to the input of the antenna.
  • a first LC 1 cell comprising an inductance L 1 and a capacitor C 1 and a second LC 2 cell comprising an inductance L 2 and a capacitor C 2 are connected in series between the output p2 of the circulator and the antenna A: the inductors L 1 and L 2 are connected in series between p2 and A.
  • the capacitor C 1 is connected between the midpoint between the two inductances, and the ground.
  • the capacitor C 2 is connected between the point of connection between the inductor L 2 and the antenna A and grounded.
  • ADAPT circuit is thus a two-pole filter.
  • this impedance matching circuit is a passive filter: the elements of the LC 1 and LC 2 cells are preconfigured (or sized) for a given application, ie for a given antenna: frequency, impedance antenna.
  • a preferred embodiment of such an impedance matching circuit is based on microswitches comparable to those used for the circulator, with the difference that the membrane is formed of a single thick layer of aluminum, to form a rigid structure, which can be controlled in steps, according to the amplitude of the activation voltage applied to the control voltage. This voltage then defines the displacement of the rigid membrane, between the rest position and a maximum, predefined position.
  • the membrane has a thickness of the order of 2.5 microns.
  • the micro-switches have the same structure as that described in relation to the Figures 4a to 4c , with the exception of the membrane structure as indicated above.
  • the inductances are then realized by the signal line portions between the microswitches, as shown in FIG. figure 7 .
  • the inductance and capacitance parameters of each cell are defined by the geometry of the membranes (width lc 1, lc 2 , length wc 1, wc 2 ) and signal lines L 1 and L 2 : width lL 1 , lL 2 , and length wL 1 , wL 2 and by the activation voltages applied to the control electrodes. These tensions of activation define the height of displacement of the membrane and consequently the value of the capacity.
  • the value of the capacitance is then defined, for predetermined dimensions, by the value of the activation voltage applied to each control electrode: V1 for the first capacitor C1 and V2 for the second capacitor C2. It is the voltages that determines the position of the membrane in each micro-system, in operating mode, for a given application.
  • the representation that is given corresponds to a microstrip type circuit structure: the substrate adapted to this technology is provided on the rear face with a ground plane.
  • coplanar ground lines symmetrically arranged on both sides of the signal lines are then produced, by diverting the shape of the signal lines and the membranes. so as to be distant from everywhere of a determined break value, typically 80 microns.
  • the impedance matching circuit is active, allowing a dynamic adaptation of impedance. It includes variable capabilities that allow its filtering characteristics to be adjusted dynamically with the impedance variation seen at the output. We then have a device that is particularly suitable for use with so-called active antennas or with reconfigurable antenna arrays used in certain systems, for example in radar systems.
  • a preferred embodiment of such a dynamic impedance matching circuit incorporates the embodiment described with reference to FIG. figure 6 , with a difference for the activation voltage of the control electrodes.
  • This embodiment is illustrated on the figure 8 .
  • another micro-switch of variable capacitance C3 is used to control the voltage Vadapt applied to the control electrodes of the variable capacitors C1 and C2, the control electrode ec3 of this variable capacitance C3 being connected to the contact pad PA intended to be connected to the antenna A.
  • the current or the voltage at this point is a function of the actual impedance of the antenna.
  • a circuit is very advantageously obtained.
  • self-adaptive impedance matching to the impedance variation brought by the antenna which is of particular interest to active antenna systems or networks. It can be realized in microstrip or coplanar technology.
  • the elements of the LC cells are then dimensioned (inductance, capacitance) to respond to a given frequency band, corresponding to a frequency band, the voltage control according to the invention allowing the dynamic self-adaptation in operational mode.
  • the impedance matching circuit ADAPT is made separately from the circulator. It is thus possible to adapt the circuit and the circulator according to the telecommunication system in question and the characteristics of the antenna.
  • the figure 9 illustrates the configuration of a telecommunication system that can be realized according to the invention, with an IMEMS isolator, a CMEMS circulator and an ADAPT impedance matching circuit connected between the port p2 and an antenna A.
  • the IMEMS isolator is placed between the emitter E, on its input port p1 and the input port of the circulator, connected to its port p2, with a load of 50 ohms connected to the port p3.
  • a method of manufacturing a micro-switch advantageously used in the invention, as described in connection with the Figures 3a to 3c , will now be described. It is illustrated by the figures 10 a and following, which show different steps 1 to 10 characteristics.
  • Step 1 figures 10a (top view) and 10b (section along X).
  • a passivation layer 101 is made of silicon oxide SiO 2 (relative permittivity 4).
  • the control electrode 102 is formed, with its shape in two isolated parts a, b, preferably as illustrated, interdigitated. The width g of the gap between the two parts is typically 10 microns.
  • the control electrode is for example made of a titanium / platinum alloy surmounted by a gold / platinum layer.
  • the PZT dielectric 103 is formed on the control electrode in the prescribed form, typically by a sol-gel or sputtering method: narrower in the Ds direction of the signal lines and wider on both sides in the direction orthogonal, coming to rest on the layer 101 of passivation.
  • Step 3 figures 12a (view from above) and 12b (section along YY '). Formation of LS-IN and LS-OUT signal lines, contact pads Pc, and PI pillars, by deposition of a layer of Titanium / tungsten 104, deposition and etching of a layer of gold 105. The layer on the surface is then layer 104.
  • Step 4 Figures 13a and 13b etching of the titanium / tungsten layer 104, to form connection lines, between a contact pad and one or both signal lines (to bring an activation voltage to one or both parts of the command), and a contact pad and a pillar to put the membrane to a voltage reference (electrical ground).
  • a voltage reference electrical ground
  • Step 5 Figures 14a and 14b .
  • the surface layer is this layer 106 of insulation.
  • Step 6 Figures 15a and 15b .
  • the surface layer is titanium / tungsten layer 107.
  • Step 7 Figures 16a and 16b . Localized removal of tungsten titanium in an area f under the location of the membrane.
  • Step 8 figure 17 .
  • Localized refill of gold by prior resin deposition on the whole surface and by injection of current via the contact pads and the connecting lines.
  • the height of gold thus obtained is controlled by the resin thickness.
  • the thickness (or height) of gold signal lines and pillars reaches 3 microns.
  • the resin achieves the same level everywhere, which ensures the flatness of the membrane which is achieved in the next step.
  • Step 9 Figures 18a and 18b . Formation of the membrane.
  • a micro-switch used as a switch as in the circulator and as described in connection with the Figures 3a to 3c deposition of tungsten titanium then deposition of aluminum (or gold, or copper), and etching of the membrane.
  • aluminum or gold, or copper
  • etching of the membrane Preferably there is a thickness of 0.2 micron tungsten titanium and a thickness of 0.5 microns gold.
  • Step 10 figure 19 : release of the membrane by removing the resin layer of step 8, for example by solvents. This operation is facilitated by a membrane which is pierced with holes. Such a membrane structure also has the effect of making the membrane less rigid, which contributes to improving latency and provides better radio and microwave performance.

Landscapes

  • Variable-Direction Aerials And Aerial Arrays (AREA)

Description

  • Le domaine de l'invention est celui des circulateurs radiofréquence RF et de leurs applications dans des systèmes de télécommunication radiofréquence ou hyperfréquence tel que les systèmes radars, ou de téléphonie sans fil.
  • Un circulateur RF est un dispositif à n ports, permettant à un signal RF de circuler dans une seule direction. On considère un circulateur avec trois ports p1, p2, p3. Un signal injecté dans un port p1 est transmis au port p2 et isolé du port p3, tandis qu'un signal entrant via le port p2 est transmis au port p3 et isolé du port p1. On a ainsi un découplage des signaux émis et reçus. Une illustration symbolique correspondante d'un tel circulateur dont le port p2 est relié à une antenne est donnée sur les figures 1 a et 1 b. Si le circulateur C reçoit sur le port p1 adapté en impédance un signal radiofréquence, on aura un chemin à faible pertes d'insertion dans le sens des aiguilles d'une montre et l'on observera de fortes pertes dans le sens opposé. La puissance sera donc dirigée quasiment sans pertes vers le port p2 et rayonnée par l'antenne. La même chose s'applique du port p2 vers le port p3, et du port p3 vers le port p1. Le circulateur a ainsi pour qualités essentielles de transmettre sans pertes dans un sens donné et d'atténuer très fortement les ondes réfléchies.
  • Les circulateurs sont notamment utilisés dans les systèmes de télécommunication ou radars, selon le principe illustré sur la figure 2. Un système de télécommunication comporte principalement une partie centrale de traitement de signal assurant notamment des fonctions d'atténuation AT et de déphasage D, typiquement mises en oeuvre par des circuits électroniques numériques (puces), associée à un étage émetteur E, un étage récepteur R et une antenne A.
  • L'étage émetteur E comprend principalement un amplificateur DRA (pour "Digital Research Amplifier"), un amplificateur HPA (pour "High Power Amplifier", et un isolateur I. Un isolateur est un cas particulier de circulateur. Une charge 50 ohms est connectée sur l'un des ports (souvent le port 3 par convention). Quelle que soit l'impédance du circuit connecté en sortie sur le deuxième port p2, il n'y a pratiquement aucun retour vers l'émetteur (port p1) : la majeure partie de la puissance retournée ou couplée est dissipée par la charge connectée en p3. Un isolateur est généralement utilisé afin de limiter au maximum les retours de signal sur la sortie du HPA. En effet, tout signal arrivant sur la sortie du HPA pourrait entraîner un disfonctionnement important voir même la destruction de ce composant.
  • L'étage récepteur R comprend un circuit limiteur de bande passante LIM et un amplificateur de signal noté généralement LNA (Low Noise Amplifier).
  • Un circulateur C à trois voies (ou ports) p1, p2, p3 piloté par un circuit électronique d'activation non représenté, permet de transférer un signal radiofréquence fourni par l'étage émetteur vers l'antenne A (transmission p1 vers p2, p3 étant isolé), ou de transmettre un signal capté par l'antenne vers l'étage récepteur (transmission p2 vers p3, p1 étant isolé).
  • Le circulateur radiofréquence C doit avoir notamment les caractéristiques contraignantes suivantes : avoir des temps de commutation rapides ; supporter la forte puissance radiofréquence des signaux à transmettre vers l'antenne ; avoir des pertes par insertion limitées.
  • Selon l'état de l'art, les circulateurs radiofréquence utilisés sont des structures volumineuses à ferrite et à aimant permanent qui impose un sens de giration électromagnétique.
  • Ces circulateurs ferromagnétiques ont cependant différents inconvénients. Ce sont des composants très coûteux. Ils ne sont pas facilement reproductibles, car ils nécessitent une intervention humaine pour un réglage correct. Leur structure est très volumineuse. Ils occupent de l'ordre de 80 % de la place dans un système de télécommunication. Ils consomment beaucoup de puissance électrique, et par conséquent posent des problèmes de dissipation thermique. Ils introduisent des pertes par insertion (pertes de puissance radiofréquence dans le couplage à travers le ferrite) de l'ordre de 2 à 4 dB dans leur bande de fréquence de fonctionnement, qui par ailleurs est étroite, de l'ordre de 0.2 à 1 GigaHertz.
  • Pour toutes ces différentes raisons, on cherche à remplacer les circulateurs ferromagnétiques par des composants qui ne présentent pas ces différents inconvénients.
  • L'invention propose une solution alternative permettant de simplifier la réalisation des circulateurs, de réduire leur coût de fabrication, et la surface occupée, de réduire la puissance électrique dissipée.
  • Une idée à la base de l'invention est d'utiliser des micro-dispositifs électromécaniques appelé MEMS (suivant l'acronyme anglo-saxon pour Micro Electro Mechanical System), et plus particulièrement des micro-dispositifs de type condensateur, fonctionnant comme des commutateurs, micro-dispositifs que l'on appelle micro-commutateurs dans la suite.
  • Les micro-commutateurs de type condensateur sont particulièrement appréciés dans les applications hyperfréquence, notamment pour leurs faibles temps de réponse alliés à des tensions de commande peu élevées allant de quelques volts à quelques dizaines de volts. Ils sont avantageusement très petits, de taille millimétrique (2 à 10 mm2), soit en moyenne 10 fois plus petits qu'un circulateur ferromagnétique. Ils consomment très peu. Ils sont peu coûteux à produire car ils utilisent les techniques de fabrication usuelles en microélectronique, depuis un substrat généralement silicium et sont très facilement reproductibles. Leurs pertes par insertion sont très faibles, généralement de l'ordre de 0.1 à 0.2 dB sur une très large bande de fréquence, 18 à 19 GigaHertz.
  • On s'intéresse plus particulièrement aux micro-commutateurs de type série : une ligne de signal d'entrée et une ligne de signal de sortie dans le prolongement l'une de l'autre, séparées par une zone de commutation, et isolées électriquement, et au-dessus de la zone de commutation, une membrane flexible, reposant sur des piliers. La zone de commutation est recouverte d'un diélectrique. La membrane est soit en position de repos, haute, la capacité formée par la zone de commutation, le diélectrique et la membrane ayant une valeur Coff faible, de sorte que les deux lignes de signal sont isolées, soit en position basse en sorte que les deux portions de ligne sont couplées de façon capacitive, la capacité formée par la zone de commutation, le diélectrique et la membrane ayant une valeur Con élevée, permettant la transmission d'un signal radiofréquence ou hyperfréquence. La commande de la membrane est une commande en tension appliquée de manière appropriée dans la zone de commutation, la membrane étant portée à un potentiel de référence (masse électrique) par les piliers. Les performances de commutation (transmission, isolation) dépendent notamment du rapport Con sur Coff qui doit être le plus élevé possible.
  • Une idée à la base de l'invention est de tirer avantage de toutes les qualités d'un tel composant micro-commutateur de type série pour réaliser un circulateur adapté à des systèmes de télécommunication radiofréquence.
  • L'invention concerne donc un circulateur avec au moins trois ports, un premier port d'entrée pour recevoir un signal radiofréquence ou hyperfréquence à transmettre vers un deuxième port destiné à être connecté à une antenne d'émission/ réception, un troisième port de sortie apte à être connecté à un dispositif récepteur d'un signal radiofréquence ou hyperfréquence. Le système est caractérisé en ce qu'il comprend deux micro-commutateurs électromécaniques identiques de type série selon l'invention, formés sur un même substrat, un premier micro-commutateur étant disposé pour permettre la transmission d'un signal radiofréquence ou hyperfréquence depuis ledit port d'entrée vers le port destiné à être connecté à une antenne, un deuxième micro-commutateur étant disposé pour permettre la transmission de signal entre ledit deuxième port vers ledit port de sortie, et en ce qu'il est associé à un circuit d'adaptation d'impédance connecté entre le deuxième port et l'antenne, ledit circuit ayant pour fonction d'agir comme un obstacle virtuel à la transmission d'un signal radiofréquence ou hyperfréquence depuis ledit deuxième port vers le premier port.
  • La structure des micro-commutateurs d'un tel circulateur doit être très bien adaptée en impédance pour que la transmission de puissance radiofréquence soit significative. Notamment, on recherche une structure ou topologie de micro-commutateur qui soit apte à supporter la puissance radiofréquence élevée à transmettre vers l'antenne (en émission), avec de bonnes propriétés de transmission et d'isolation radiofréquence et hyperfréquence, de faibles pertes par insertion, une faible latence (temps caractéristiques de commutation à l'état bloqué et à l'état passant), et en conservant de faibles niveaux de tension de commande de l'ordre de quelques volts à quelques dizaines de volts.
  • Il faut une topologie qui permette d'augmenter la capacité radiofréquence à l'état on du commutateur, d'offrir une capacité faible à l'état non passant (off) et invariante avec la fréquence afin d'optimiser ses performances électromécaniques et de garantir une durée de vie du micro-commutateur en termes de nombre de commutations au moins égale à 1011.
  • Selon l'invention chaque micro-commutateur du circulateur est formé sur un substrat de base recouvert d'une couche de passivation, et est caractérisé en ce qu'il comprend :
    • une membrane métallique mobile formant pont au-dessus d'une zone de commutation entre une première ligne de signal et une deuxième ligne de signal isolées entre elles. Les première et deuxième lignes de signal sont disposées dans le prolongement l'une de l'autre et ladite membrane comprend au moins couche d'un matériau métallique sélectionné parmi Al, Au ou Cu,
    • une électrode de commande en tension réalisée dans un matériau conducteur résistif sur la couche de passivation, dans ladite zone de commutation, et comprenant deux parties électriquement isolées, l'une en contact avec la première ligne signal et l'autre en contact avec la deuxième ligne signal,
    • un diélectrique de permittivité relative supérieure à la centaine et invariante avec la fréquence, disposé sur ladite électrode de commande, et ayant une forme telle que suivant la direction des deux lignes signal, ladite électrode de commande est plus large des deux côtés, et suivant la direction orthogonale, le matériau diélectrique déborde des deux côtés de ladite électrode de commande, et vient en contact sur ladite couche de passivation.
  • Plus précisément, le circulateur a au moins trois ports, un port d'entrée pour recevoir un signal radiofréquence à transmettre vers un port destiné à être connecté à une antenne d'émission/ réception, un port de sortie apte à être connecté à un dispositif récepteur ou une charge. Il comprend deux micro-commutateurs électromécaniques de type série identiques formés sur un même substrat. Un premier micro-commutateur est disposé pour permettre la transmission d'un signal radiofréquence ou hyperfréquence depuis ledit port d'entrée correspondant à la première ligne de signal dudit premier micro-commutateur vers le port destiné à être connecté à une antenne, correspondant à la deuxième ligne de signal dudit premier micro-commutateur, un deuxième micro-commutateur est disposé pour permettre la transmission de signal entre le port destiné à être connecté à une antenne, correspondant à la première ligne de signal dudit deuxième micro-commutateur vers ledit port de sortie correspondant à la deuxième ligne de signal dudit deuxième micro-commutateur.
  • Selon un aspect de l'invention, le circulateur comprend au moins un premier et un deuxième plots de contact pour appliquer des tensions de commande à l'état on ou off sur au moins une des parties de l'électrode de commande du premier micro-commutateur et du deuxième micro-commutateur. Les tensions d'activation sont de l'ordre du volt à quelques dizaines de volts. Les micro-commutateurs peuvent être commandés simultanément à l'état off, ou l'un à l'état on et l'autre à l'état off.
  • La membrane repose à au moins une extrémité sur un pilier conducteur, ledit pilier conducteur et les lignes de signal étant réalisés sur ladite couche de passivation.
  • Dans un mode de réalisation, le circulateur comprend deux lignes de masse coplanaires parallèles, disposées symétriquement par rapport aux dites première et deuxième lignes signal, lesdites lignes de masse étant séparées desdites lignes de signal par une couche d'isolant réalisée dans un matériau différent de celui de la première couche de passivation du substrat.
  • Le circuit d'adaptation d'impédance est avantageusement formé par deux micro-commutateurs de type série réalisés sur un même substrat, utilisés en capacités variables, chacun disposé entre deux tronçons d'une ligne de signal qui est destinée à être connectée à une extrémité au port du circulateur destiné à recevoir l'antenne, et à une autre extrémité, à être reliée à l'antenne, la capacité de chaque micro-commutateur étant définie par la tension appliquée sur une électrode de commande respective et les caractéristiques géométriques de la membrane, l'inductance de chaque cellule étant définie par les dimensions géométriques d'un tronçon de ligne de signal correspondant.
  • L'invention concerne aussi un système de télécommunication radiofréquence comprenant une antenne d'émission réception, un circuit d'émission à amplificateur, un circuit de réception à amplificateur et un premier circulateur selon l'invention avec un premier port connecté à la sortie du circuit d'émission, un deuxième port connecté à l'antenne, un troisième port connecté au circuit de réception.
  • US2004/0127178 concerne un duplexeur accordable à filtres RF, à commutateurs SPST permettant 3 modes de fonctionnement (réception seulement, et à capacités MEMS variables pour réaliser des filtres accordables.
  • US6580337 propose une structure de commutateur SPDT à MEMS offrant une meilleure isolation RF.
  • D'autres avantages et caractéristiques de l'invention sont détaillés dans la description suivante en référence aux dessins illustrés d'un mode de réalisation de l'invention, donné à titre d'exemple non limitatif. Dans ces dessins :
    • les figures 1 a et 1 b illustrent deux modes de transmission de signal dans un circulateur;
    • la figure 2 est un schéma simplifié d'un système de télécommunication sans fil comprenant un circulateur selon l'état de l'art;
    • la figure 3 illustre schématiquement en vue de dessus un circulateur à micro-commutateurs selon l'invention ;
    • les figures 4a à 4c illustrent en vue de dessus et en coupe la structure d'un micro-commutateur série selon l'invention, spécialement adapté pour un circulateur selon l'invention;
    • les figures 5a et 5b sont illustrent les modes de transmission de signal radiofréquence dans le circulateur selon l'invention, avec des tensions d'activation correspondantes indiquées à titre d'exemple;
    • les figures 6 et 7 illustrent un circuit d'adaptation à condensateurs selon l'invention;
    • la figure 8 est un schéma simplifié d'un circuit d'adaptation dynamique d'impédance à micro-commutateurs selon l'invention,
    • la figure 9 est un schéma simplifié d'un système de télécommunication sans fil selon l'invention ;
    • les figures 10a et 10b à 16a et 16b, 17, 18a,18b et 19 illustrent des phases topologiques d'un procédé de fabrication d'un micro-commutateur tel qu'illustré sur les figures 4a à 4c.
  • Un circulateur CMEMS selon l'invention est décrit en référence aux figures 3 à 9. Comme illustré sur la figure 3, le circulateur CMEMS comprend deux micro-commutateurs de type série, identiques. Un premier micro-commutateur MEMS1 est disposé pour permettre la transmission d'un signal radiofréquence ou hyperfréquence depuis un port d'entrée p1 par une ligne de signal Ls1 vers un port p2 destiné à être connecté à une antenne, par une deuxième ligne de signal Ls2. Un deuxième micro-commutateur MEMS2 est disposé pour permettre la transmission de signal depuis le deuxième port p2, par la ligne de signal Ls2 vers un port de sortie p3, par une troisième ligne de signal Ls3.
  • L'ensemble du circulateur, avec notamment les micro-commutateurs et les lignes signal, est réalisé sur un même substrat de base.
  • Chaque micro-commutateur de type série comprend de manière générale un ensemble membrane - matériau diélectrique - électrode de commande qui forme un condensateur variable dont la membrane et l'électrode constituent les armatures. L'électrode de commande est disposée dans une zone de commutation entre les deux lignes de signal associées au micro-commutateur et a une forme en deux parties, isolées, de préférence interdigitées, chaque partie contactant une ligne signal. Elle est recouverte d'un diélectrique. La membrane est disposée au-dessus de la zone de commutation. Le diélectrique est choisi pour présenter une permittivité relative élevée, supérieure à la centaine. C'est de préférence du PZT, dont la permittivité relative, déterminée lors de la fabrication du PZT pour être égale à 150 dans le cas qui nous intéresse, est avantageusement invariante avec la fréquence.
  • Un condensateur est ainsi constitué dont les armatures sont d'une part la membrane et d'autre part l'électrode de commande en regard. La capacité du condensateur ainsi formée varie entre une valeur Coff faible correspondant à un état off, ouvert du micro-commutateur et une valeur Con élevée correspondant à un état on, fermé du micro-commutateur. Lorsque l'électrode de commande ne génère pas de tension sous la membrane, celle-ci est au repos, en position haute. La capacité Coff du condensateur est faible de l'ordre d'une dizaine de femtofarads. Cette capacité très faible induit une impédance suffisamment importante entre les deux lignes conductrices pour qu'aucun signal ne puisse passer d'une ligne à l'autre. Le micro-commutateur est ouvert.
  • Lorsque l'on soumet l'ensemble membrane - électrode à une tension d'activation, de l'ordre par exemple de 32 volts, la membrane est soumise à une force électrostatique qui la déforme jusqu'à venir en contact avec le diélectrique sur l'électrode de commande. La capacité Con du condensateur augmente environ d'un rapport cent. Cette capacité Con de l'ordre du picofarad induit une impédance suffisamment faible entre les deux lignes de signal pour qu'un signal radiofréquence ou hyperfréquence puisse passer entre les deux lignes. Le micro-commutateur est fermé.
  • Avantageusement, la structure de chaque micro-commutateur MEMS1, MEMS2 d'un circulateur CMEMS selon l'invention est comme illustrée sur les figures 4a, 4b et 4c, respectivement en vue de dessus, en coupe suivant AA, et suivant BB.
  • Cette structure est réalisée par superposition de couches sur un substrat de base 1, typiquement un substrat silicium hautement résistif, recouvert d'une couche de passivation 2, typiquement de l'oxyde de silicium SiO2.
  • Elle comprend deux lignes de signal LS-IN et LS-OUT réalisées sur la couche de passivation 2, disposées coplanaires dans le prolongement l'une de l'autre, séparées par une zone de commutation 10. Dans la zone de commutation, une électrode de commande 3 est réalisée entre les deux lignes signal, en deux parties isolées électriquement : chaque partie contacte une ligne signal. Un diélectrique 4 à forte permittivité relative supérieure à la centaine et invariante avec la fréquence est déposé sur l'électrode de commande 3. Il a une forme telle que dans la direction suivant les lignes signal, l'électrode de commande est plus large des deux côtés, et dans la direction orthogonale, il déborde de chaque côté de l'électrode de commande 3, sur la couche de passivation 2.
  • Le diélectrique 4 doit permettre de répondre aux contraintes de fortes puissance radiofréquence ou hyperfréquence : en transmission à l'état on, passant (membrane en position infléchie vers le bas, au contact du diélectrique), et en isolation à l'état off ou ouvert (membrane en position haute initiale).
  • Le diélectrique 4 est de préférence du PZT, qui combine les avantages d'avoir une forte permittivité relative supérieure à la centaine invariante avec la fréquence, de pouvoir travailler en hyperfréquence, jusqu'à 100 GigaHertz, et de supporter la puissance, du fait de sa nature monocristalline. De préférence on utilise un PZT avec une permittivité relative égale à 150, déterminée lors de sa fabrication.
  • En pratique, le gap séparant les deux parties de l'électrode de commande à une largeur g de l'ordre de 10 microns. La coupure entre les deux parties peut être à section droite. Elle est avantageusement telle que les deux parties sont interdigitées. De manière connue, une telle forme permet d'augmenter significativement la capacité diélectrique du condensateur formé par la membrane m, l'électrode de commande 3 et le diélectrique 4.
  • De préférence, l'électrode de commande est réalisée dans un alliage Platine/Or et ce pour des besoins technologiques.
  • La membrane m repose à chaque extrémité, sur un pilier conducteur 5a, 5b. Il est aussi possible de n'envisager qu'un seul pilier conducteur sur les deux qui soutiennent la membrane.
  • Dans l'exemple, la structure de micro-commutateur est de type coplanaire : des lignes de masse LM1 et LM2 sont réalisées sur la même face du substrat que les lignes de signal LS-IN et LS-OUT. Ces lignes de masse coplanaires sont réalisées sur un niveau topologique séparé du niveau des lignes de signal d'entrée/sortie par une couche d'isolant 6, dans un matériau différent de celui utilisé pour la couche de passivation. Cet isolant est typiquement du nitrure de silicium. De cette façon, on est certain qu'il ne se produira pas de court-circuit entre une ligne de signal et une ligne de masse, via le substrat. Cela a pour effet technique que la structure de micro-commutateur selon l'invention peut monter très haut en fréquence, typiquement jusqu'à au moins 100 GigaHertz.
  • On notera que si on considère une technologie microstrip (non illustrée), selon laquelle le plan de masse est réalisé sur la face arrière d'un substrat adapté à cette technologie, la couche d'isolant 6 n'a plus de raison d'être.
  • Les piliers, les lignes de signal et les lignes de masse comprennent typiquement une première couche d'accroche, résistive, représentée en noir épais sur les figures 4b et 4c et une deuxième couche peu résistive, typiquement de l'or. La première couche est suffisamment résistive pour empêcher la propagation d'un signal radiofréquence ou hyperfréquence. C'est typiquement une couche de Titane tungstène, de préférence à 80% de Titane et 20% de tungstène à 1 ou 2% près, par laquelle les meilleures performances radiofréquences et hyperfréquences sont obtenues.
  • La couche de titane-tungstène 7 des lignes de signal et des piliers sert aussi à la réalisation de lignes de connexion par lesquelles, une tension d'activation du micro-commutateur peut être appliquée dans la zone de commutation. En pratique, au moins un plot de contact (non illustré sur les figures 4a à 4c) est réalisé de la même façon que la ligne de signal et les piliers, sur les mêmes niveaux topologiques et une ligne de connexion est réalisée entre ce plot et au moins une ligne signal. De préférence le plot de contact est relié aux deux lignes de signal LS-IN et LS-OUT, en sorte que la tension se retrouve sur les deux parties de l'électrode de commande 3. La disposition en doigts interdigités permet d'avoir une partie métallique sensiblement au milieu sous la membrane. Ces deux caractéristiques combinées permettent d'obtenir un champ électrostatique maximum sensiblement au milieu de la membrane, ce qui assure des temps de commutation on et off optimum.
  • La membrane métallique comprend :
    • une couche d'accroche, résistive, typiquement en titane-tungstène, faisant face à la zone de commutation. Cette couche est suffisamment résistive pour empêcher la propagation d'un signal radiofréquence ou hyperfréquence. Le titane tungstène a de préférence une proportion de 80 % de titane et 20% de tungstène à 1 ou 2 % près, comme indiqué précédemment.
    • une couche très conductrice, dans un matériau sélectionné parmi, Al, Cu et Au. Ces matériaux métalliques sont sélectionnés pour leur faible résistivité électrique et leur capacité à résister à un stress mécanique supérieur à 30 mégapascals : la membrane doit pouvoir se déformer pour venir en contact du diélectrique 4 sans se casser (état on), et revenir dans son état initial (état off). De préférence, c'est l'aluminium qui est utilisé, par lequel les meilleurs résultats sont obtenus en terme de rapidité de commutation et résistance au stress mécanique.
  • Dans un mode de réalisation préféré d'un micro-commutateur, on choisit les caractéristiques de dimensionnement suivantes :
    • La section des lignes de signal a une largeur Is de 80 microns, et la distance d séparant de chaque côté la ligne de signal de la ligne de masse est de 120 microns.
  • La couche d'or e9 des lignes signal et des piliers a une épaisseur de l'ordre de 3 microns. L'électrode de commande a une épaisseur de l'ordre de 0,7 microns. L'épaisseur des lignes de masse n'est pas un paramètre important. La couche 4 de PZT a une épaisseur e4 inférieure au micron, par exemple 0,4 micron. L'épaisseur des lignes de masse découle du procédé technologique utilisé.
  • La partie mobile de la membrane, c'est à dire hors piliers, s'inscrit dans une forme de parallélépipède rectangle, dont les dimensions sont avantageusement : une largeur lm de 100 microns, suivant la direction des lignes signal, et une longueur wm entre les deux piliers, de l'ordre de 280 microns. L'épaisseur totale em de la membrane est de l'ordre de 0,7 microns, la première couche de titane tungstène étant d'épaisseur inférieure à la deuxième couche. Dans un exemple la couche de titane tungstène a une épaisseur de 0.2 microns. Le diélectrique PZT déborde sur longueur de l'ordre de 20 microns sur la couche de passivation, de chaque côté.
  • Le micro-commutateur qui vient d'être décrit a de bonnes performances radiofréquences et hyperfréquences notamment pour la transmission de signaux de puissance radiofréquence ou hyperfréquence significative, de l'ordre de la dizaine de watts.
  • Un exemple d'un procédé de fabrication d'un tel micro-commutateur est donné à la fin de la présente description, en référence aux figures 10a et suivantes, pour une technologie coplanaire.
  • En pratique la commande en tension de la commutation des micro-commutateurs selon que l'on travaille en émission ou en réception est assurée par un circuit électronique de fonctionnement comparable à celui circulateurs ferromagnétiques, à la différence des niveaux de tension à appliquer, qui sont plus faibles. La figure 5a est un schéma électrique simplifié du circulateur, dans un état correspondant à la transmission d'un signal radiofréquence depuis le port p1 (entrée RF) vers le port p2 (Antenne). Le micro-commutateur MEMS1 doit alors être commandé à l'état fermé (Con), et le micro-commutateur MEMS2 doit alors être commandé à l'état ouvert (Coff). Ceci est obtenu comme illustré sur la figure 5a, en appliquant sur chaque micro-commutateur une tension de référence (masse électrique) sur la membrane m et une tension d'activation appropriée sur l'électrode de commande ec. Dans un exemple, on a ainsi les tensions Vm1 = 0 volt (masse électrique), Vc1= 32 volts (tension d'activation à l'état on) appliquées respectivement sur la membrane m et sur l'électrode de commande ec du premier micro-commutateur MEMS1 commandé à l'état on. La membrane m du deuxième micro-commutateur MEMS2 est isolée (aucune tension appliquée) et la tension Vc2 appliquée sur l'électrode de commande ec est égale à 0 volts.
  • Pour la transmission d'un signal radiofréquence depuis le port p2 (Antenne) vers le port p3 (sortie RF), c'est l'inverse, comme illustré sur la figure 5b : le micro-commutateur MEMS1 doit alors être commandé à l'état ouvert (Coff), et le micro-commutateur MEMS2 doit alors être commandé à l'état fermé (Con).
  • Un circulateur selon l'invention présente d'excellentes performances, notamment en termes de pertes par insertion, de l'ordre du dixième de dB à quelques dixièmes de dB, et un gain d'espace très significatif, avec un composant dix fois plus petit que les circulateurs ferromagnétiques et une bande de fréquence de fonctionnement plus large, sur 18 à 19 GigaHertz environ.
  • Le circulateur qui vient d'être décrit en relation avec la figure 4 est un composant passif. C'est typiquement un composant SPDT (Single pole, Double Throw), qui présente l'inconvénient d'autoriser le passage du signal radiofréquence dans les deux sens : la transmission de signal entre les ports p1 et p2 et entre les ports p2 et p3 peut potentiellement fonctionner dans les deux sens, les micro-commutateurs ne voyant pas la différence. Typiquement, avec un tel circulateur passif, une partie de la puissance radiofréquence captée par l'antenne, peut être réfléchie vers le port émetteur p1.
  • Selon l'invention, et comme illustré sur la figure 6, on prévoit avantageusement un circuit ADAPT d'adaptation d'impédance à deux cellules de type LC, notée LC1 et LC2. Il est connecté entre l'antenne A et le port p2 auquel l'antenne A doit être reliée. Un tel circuit d'adaptation d'impédance agit comme un obstacle virtuel vis à vis du port d'entrée p1, qui voit alors une impédance infinie.
  • On se réfère à la figure 7. On note Zrc l'impédance ramenée par l'antenne, à la sortie p2 du circulateur du système. On note Zrs l'impédance ramenée du circulateur à l'entrée de l'antenne.
  • Une première cellule LC1, comprenant une inductance L1 et un condensateur C1 et une deuxième cellule LC2 comprenant une inductance L2 et un condensateur C2 sont connectées en série entre la sortie p2 du circulateur et l'antenne A : les inductances L1 et L2 sont connectées en série entre p2 et A. Le condensateur C1 est connecté entre le point milieu entre les deux inductances, et la masse. Le condensateur C2 est connecté entre le point de connexion entre l'inductance L2 et l'antenne A et à la masse.
  • Pour ne pas avoir de réflexion à la sortie p2 du circulateur, on cherche à ce que Zrc soit égale à 50 Ohms et à ce que Zrs l'impédance ramenée du système à l'entrée de l'antenne soit égale à une valeur Z qui est une caractéristique de l'antenne. Le circuit ADAPT est ainsi un filtre à deux pôles.
  • Grâce à un choix judicieux des inductances L1 et L2 ainsi qu'a celui des capacités C1 et C2, selon les techniques de l'art, on réalise une adaptation sur une bande de fréquence correspondant à la bande d'émission et de réception de l'antenne.
  • Dans un premier mode de réalisation de l'invention (figure 6), ce circuit d'adaptation d'impédance est un filtre passif : les éléments des cellules LC1 et LC2 sont pré-configurés (ou dimensionnés) pour une application donnée, c'est à dire pour une antenne donnée : fréquence, impédance d'antenne.
  • Un mode de réalisation préféré d'un tel circuit d'adaptation d'impédance est basé sur des micro-commutateurs comparables à ceux utilisés pour le circulateur, à la différence que la membrane est formée d'une unique couche épaisse d'aluminium, en sorte de former une structure rigide, dont on peut contrôler le déplacement par paliers, suivant l'amplitude de la tension d'activation appliquée sur la tension de commande. Cette tension définie alors le déplacement de la membrane rigide, compris entre la position de repos et une position maximum, prédéfinie. De préférence, la membrane a une épaisseur de l'ordre de 2,5 microns. Notamment, les micro-commutateurs ont la même structure que celle décrite en relation avec les figures 4a à 4c, à l'exception de la structure de la membrane comme indiqué plus haut.
  • Les inductances sont alors réalisées par les portions de ligne de signal entre les micro-commutateurs, comme illustré sur la figure 7. Les paramètres d'inductance et de capacité de chaque cellule sont définis par la géométrie des membranes (largeur lc1, lc2, longueur wc1, wc2) et des lignes de signal L1 et L2 : largeur lL1, lL2, et longueur wL1, wL2 et par les tensions d'activation appliquées aux électrodes de commande. Ces tensions d'activation définissent la hauteur du déplacement de la membrane et par suite la valeur de la capacité.
  • Comme illustré sur la figure 6, la valeur de la capacité est alors définie, pour des dimensions prédéterminée, par la valeur de la tension d'activation appliquée sur chaque électrode de commande : V1 pour le premier condensateur C1 et V2 pour le deuxième condensateur C2. Ce sont les tensions qui détermine la position de la membrane dans chaque micro-système, en mode de fonctionnement, pour une application donnée.
  • Sur la figure 7, la représentation qui est donnée correspond à une structure de circuit de type microstrip : le substrat adapté à cette technologie est muni en face arrière d'un plan de masse.
  • L'homme du métier sait réaliser de façon similaire un tel circuit en technologie coplanaire : on réalise alors des lignes de masse coplanaires disposées de façon symétrique de part et d'autres des lignes signal, en détourant la forme des lignes de signal et des membranes en sorte d'être distant de partout d'une valeur de brèche déterminée, typiquement 80 microns.
  • Selon un perfectionnement de l'invention, le circuit d'adaptation d'impédance est actif, permettant une adaptation dynamique d'impédance. Il comprend des capacités variables qui permettent d'adapter ses caractéristiques de filtrage de façon dynamique avec la variation d'impédance vue en sortie. On a alors un dispositif particulièrement adapté pour une utilisation avec des antennes dites actives ou avec des réseaux d'antennes reconfigurables utilisées dans certains systèmes, par exemple dans des systèmes radars.
  • Un mode de réalisation préféré d'un tel circuit d'adaptation dynamique d'impédance reprend la réalisation décrite en référence avec la figure 6, avec une différence pour la tension d'activation des électrodes de commande. Ce mode de réalisation est illustré sur la figure 8. On utilise en effet un autre micro-commutateur en capacité variable C3, pour commander la tension Vadapt appliquée sur les électrodes de commande des capacités variables C1 et C2, l'électrode de commande ec3 de cette capacité variable C3 étant connectée au plot de contact PA destiné à être connecté à l'antenne A. En effet, le courant ou la tension en ce point est fonction de l'impédance réelle de l'antenne. On obtient ainsi de façon très avantageuse, un circuit d'adaptation d'impédance auto-adaptatif à la variation d'impédance ramenée par l'antenne, qui intéresse particulièrement les systèmes à antenne active ou en réseaux. Il peut être réalisé en technologie microstrip ou coplanaire.
  • Les éléments des cellules LC sont alors dimensionnés (inductance, capacité) pour répondre à une bande de fréquence donnée, correspondant à une bande de fréquence, la commande en tension selon l'invention permettant l'auto-adaptation dynamique en mode opérationnel.
  • De préférence, le circuit d'adaptation d'impédance ADAPT est réalisé de façon séparé du circulateur. On peut ainsi adapter le circuit et le circulateur en fonction du système de télécommunication considéré et des caractéristiques de l'antenne.
  • La figure 9 illustre la configuration d'un système de télécommunication qui peut être réalisé selon l'invention, avec un isolateur IMEMS, un circulateur CMEMS et un circuit d'adaptation d'impédance ADAPT connecté entre le port p2 et une antenne A. L'isolateur IMEMS est placé entre l'émetteur E, sur son port d'entrée p1 et le port d'entrée du circulateur, relié à son port p2, avec une charge de 50 ohms connectée au port p3.
  • Un procédé de fabrication d'un micro-commutateur avantageusement utilisé dans l'invention, tel que décrit en relation avec les figures 3a à 3c, va maintenant être décrit. Il est illustré par les figures 10 a et suivantes, qui en montrent différentes étapes 1 à 10 caractéristiques.
  • Etape 1, figures 10a (vue de dessus) et 10b (coupe suivant X). Sur un substrat 100, par exemple du silicium hautement résistif, on réalise une couche de passivation 101 en oxyde de silicium SiO2 (permittivité relative 4). On réalise l'électrode de commande 102, avec sa forme en deux parties isolées a, b, de préférence comme illustré, interdigitées. La largeur g du gap entre les deux parties est typiquement 10 microns. L'électrode de commande est par exemple réalisée dans un alliage Titane/Platine surmontée d'une couche Or/Platine.
  • Etape 2, figures 11 a et 11 b. Le diélectrique PZT 103 est formé sur l'électrode de commande suivant la forme prescrite, typiquement par un procédé de type sol-gel ou par pulvérisation cathodique : plus étroite suivant la direction Ds des lignes de signal et plus large des deux côtés suivant la direction orthogonale, venant reposer sur la couche 101 de passivation.
  • Etape 3, figures 12a (vue de dessus) et 12b (coupe suivant YY'). Formation des lignes de signal LS-IN et LS-OUT, des plots de contact Pc, et des piliers PI, par dépôt d'une couche de Titane/tungstène 104, dépôt et gravure d'une couche d'or 105. La couche en surface est alors la couche 104.
  • Etape 4, figures 13a et 13b : gravure de la couche 104 de titane/tungstène, pour former des lignes de connexion, entre un plot de contact et une ou les deux lignes de signal (pour amener une tension d'activation sur une ou les deux parties de l'électrode de commande), et un plot de contact et un pilier pour mettre la membrane à une référence de tension (masse électrique). On retrouve comme couche de surface, en dehors des éléments réalisés, la couche de passivation 101.
  • Etape 5, Figures 14a et 14b. Dépôt de la couche d'isolant en nitrure de silicium Si3N4, puis ouverture O sur les lignes signal, et les plots de contact, les piliers et le diélectrique 103, suivant les pointillés. La couche de surface est cette couche 106 d'isolant.
  • Etape 6, Figures 15a et 15b. Dépôt d'une couche 107 de Titane/tungstène et dépôt et gravure d'une couche d'or 109, pour former les lignes de masse LM1 et LM2. La couche de surface est la couche 107 de Titane/tungstène.
  • Etape 7, figures 16a et 16b. Retrait localisé de Titane tungstène dans une zone f sous l'emplacement de la membrane.
  • Etape 8, figure 17. Recharge localisée d'or, par dépôt préalable de résine sur toute la surface et par injection de courant via les plots de contact et les lignes de connexion. La hauteur d'or ainsi obtenue est contrôlée par l'épaisseur de résine. En pratique l'épaisseur (ou la hauteur) d'or des lignes de signal et des piliers atteint 3 microns. La résine permet d'atteindre le même niveau partout, ce qui assure la planéité de la membrane qui est réalisée à l'étape suivante.
  • Etape 9, Figures 18a et 18b. Formation de la membrane. Pour un micro-commutateur utilisé en interrupteur comme dans le circulateur et comme décrite en relation avec les figures 3a à 3c, dépôt de titane tungstène puis dépôt d'Aluminium (ou Or, ou Cuivre), et gravure de la membrane. De préférence on a une épaisseur de titane tungstène de 0,2 microns et une épaisseur d'Or de 0,5 microns. Pour un micro-commutateur utilisé comme condensateur variable comme dans le circuit d'adaptation d'impédance, Dépôt d'une seule couche, en aluminium, avec une épaisseur de l'ordre de 2,5 microns et gravure.
  • Etape 10, figure 19 : libération de la membrane par élimination de la couche de résine de l'étape 8, par exemple par solvants. Cette opération est facilitée par une membrane qui est percée de trous. Une telle structure de membrane a en outre pour effet de rendre la membrane moins rigide, ce qui contribue à améliorer la latence et offre de meilleures performances radio et hyperfréquences.

Claims (16)

  1. Circulateur à au moins trois ports (p1, p2, p3), un port d'entrée (p1) pour recevoir un signal radiofréquence à transmettre vers un port (p2) destiné à être connecté à une antenne d'émission/ réception (A), un port de sortie (p3) apte à être connecté à un dispositif récepteur ou une charge, caractérisé en ce qu'il comprend un premier et un deuxième micro-commutateurs électromécaniques de type série identiques (MEMS1, MEMS2) formés sur un même substrat (1) de base recouvert d'une couche de passivation (2) ayant chacun :
    - une membrane métallique mobile (m) formant pont au-dessus d'une zone de commutation (10) entre une première ligne de signal (LS-IN) et une deuxième ligne de signal (LS-OUT) isolée de la première ligne, les première et deuxième lignes de signal disposées dans le prolongement l'une de l'autre, ladite membrane (m) comprenant au moins une couche d'un matériau métallique sélectionné parmi Al, Au ou Cu,
    - une électrode de commande en tension (3) réalisée sur la couche de passivation, dans ladite zone de commutation, et comprenant deux parties électriquement isolées,
    - un matériau diélectrique (4) de permittivité relative élevée supérieure à une centaine, et invariante avec la fréquence, disposé en contact direct par-dessus ladite électrode de commande (3), et ayant une forme telle que suivant la direction des deux lignes signal, ladite électrode de commande est plus large des deux côtés, et suivant la direction orthogonale, le matériau diélectrique déborde des deux côtés de ladite électrode de commande, et vient en contact sur ladite couche de passivation (2), et
    - le premier micro-commutateur est disposé pour permettre la transmission d'un signal radiofréquence ou hyperfréquence depuis ledit port d'entrée (p1) correspondant à la première ligne de signal (Ls1) du premier micro-commutateur vers le port (p2) destiné à être connecté à une antenne, correspondant à la deuxième ligne de signal (Ls2) du premier micro-commutateur,
    - le deuxième micro-commutateur est disposé pour permettre la transmission de signal entre le port (p2) destiné à être connecté à une antenne, correspondant à la première ligne de signal (Ls2) du deuxième micro-commutateur vers ledit port de sortie (p3) correspondant à la deuxième ligne de signal (Ls3) du deuxième micro-commutateur,
    et en ce qu'il comprend un circuit d'adaptation d'impédance (ADAPT) connecté sur ledit port (p2) destiné à être relié à une antenne (A), ledit circuit d'adaptation ayant une fonction d'obstacle virtuel à la transmission ou la réflexion d'un signal depuis ledit port (p2) vers le port d'entrée (p1).
  2. Circulateur selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend au moins un premier et un deuxième plots de contact pour appliquer des tensions de commande à l'état on ou off sur au moins une des parties de l'électrode de commande du premier micro-commutateur et du deuxième micro-commutateur, les dites tensions de commande étant de l'ordre du volt à quelques dizaines de volts et lesdits micro-commutateurs pouvant être commandés simultanément à l'état off, ou l'un à l'état on et l'autre à l'état off.
  3. Circulateur selon la revendication 1 ou 2, caractérisé en ce que dans chaque micro-commutateur, la membrane métallique mobile (m) repose à au moins une extrémité sur un pilier conducteur (5a, 5b), et le pilier conducteur et les lignes de signal (LS-IN, LS-OUT) sont réalisés sur la couche de passivation (2).
  4. Circulateur selon la revendication 2 ou 3, caractérisé en ce que chaque microcommutateur comprend deux lignes de masse coplanaires parallèles (LM1, LM2), disposées symétriquement par rapport aux dites première et deuxième lignes signal, lesdites lignes de masse étant séparées desdites lignes de signal par une couche d'isolant (6) réalisée dans un matériau différent de celui de la première couche de passivation du substrat.
  5. Circulateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite électrode de commande des micro-commutateurs est un alliage Platine/Or.
  6. Circulateur selon l'une des revendications 2 ou 3, caractérisé en ce que les lignes signal, les piliers et les plots de contact des micro-commutateurs comprennent une première couche conductrice résistive, en titane tungstène, avec une proportion 80/20 à 1 ou 2 % près.
  7. Circulateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que dans chacun des deux micro-commutateurs, la zone de gap (g) entre les deux parties de l'électrode de commande a une longueur de dix micromètres.
  8. Circulateur selon l'une des revendications 1 à 7 précédentes, caractérisé en ce que dans chacun des deux micro-commutateurs, la membrane métallique mobile (m) comprend une couche inférieure, face à l'électrode de commande, en titane tungstène, avec une proportion 80/20 et une épaisseur inférieure à celle de ladite couche d'un matériau métallique sélectionné parmi Al, Au ou Cu.
  9. Circulateur selon la revendication 1, dans lequel pour chacun des deux micro-commutateurs, la couche de matériau métallique sélectionné parmi Al, Au ou Cu de la membrane a une épaisseur de l'ordre de 0.5 microns, et la membrane a une épaisseur totale de l'ordre de 0,7 microns.
  10. Circulateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit circuit d'adaptation d'impédance (ADAPT) comprend une première et une deuxième cellules de type LC, les éléments desdites cellules étant calculés en fonction de caractéristiques de l'antenne (A).
  11. Circulateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit circuit d'adaptation d'impédance (ADAPT) est formé par deux micro-commutateurs de type série réalisés sur un même substrat, utilisés en capacités variables, chacun disposé entre deux tronçons d'une ligne de signal qui est destinée à être connectée à une extrémité au dit port (p2) du circulateur destiné à recevoir l'antenne, et à une autre extrémité, à être reliée à l'antenne (A), la capacité de chaque micro-commutateur étant définie par la tension appliquée sur une électrode de commande respective et les caractéristiques géométriques de la membrane, l'inductance de chaque cellule étant définie par les dimensions géométriques d'un tronçon de ligne de signal correspondant.
  12. Circuit d'adaptation selon la revendication 11, caractérisé en ce que chaque micro-commutateur du circuit d'adaptation d'impédance a la même structure que le premier et le deuxième micro-commutateur du circulateur , avec la membrane métallique qui est formée d'une unique couche d'aluminium d'épaisseur minimum de l'ordre de 2,5 microns.
  13. Circulateur selon la revendication 12, caractérisé en ce que chaque micro-commutateur du circuit d'adaptation d'impédance est réalisée en technologie microstrip, avec un plan de masse à l'arrière du substrat.
  14. Circulateur suivant l'une quelconque des revendications 12 ou 13, caractérisé en ce que ledit circuit d'adaptation d'impédance comprend un micro-commutateur utilisé en capacité variable (C3) supplémentaire, pour commander les électrodes de commande des capacités variables des deux micro-commutateurs du circuit d'impédance (C1, C2), l'électrode de commande (ec3) de cette capacité variable supplémentaire (C3) étant connectée à un plot de contact (PA) du circuit destiné à être connecté à l'antenne.
  15. Système de télécommunication radiofréquence comprenant une antenne d'émission réception, un circuit d'émission à amplificateur, un circuit de réception à amplificateur et un premier circulateur selon l'une quelconque des revendications 1 à 14 avec un premier port (p1) comme port d'entrée connecté à la sortie du circuit d'émission, un deuxième port (p2) comme port connecté à l'antenne, un troisième port (p3) comme port de sortie connecté au circuit de réception.
  16. Système de télécommunication radiofréquence selon la revendication 15, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un circulateur isolateur disposé entre la sortie du circuit d'émission et le premier port (p1) dudit premier circulateur.
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