DE69327721T2

DE69327721T2 - Verwendung einer gleichstromkomponentrückkopplung mit einer auf-chip-filterung zum abgleichen einer zwischen frequenzsteuerschaltung und einem zweiten detektor in einer monolithischen integrierten schaltung

Info

Publication number: DE69327721T2
Application number: DE69327721T
Authority: DE
Inventors: Rudolph Harford
Original assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Current assignee: Samsung Electronics Co Ltd
Priority date: 1993-06-24
Filing date: 1993-10-30
Publication date: 2000-06-21
Anticipated expiration: 2013-10-31
Also published as: KR0183114B1; DE69327721D1; CA2120233A1; JPH08500712A; RU2124276C1; MY109336A; CN1092001C; CA2120233C; EP0656165B1; CN1096914A; US5365279A; EP0656165A1; WO1995001050A1

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Zwischenfrequenz-(ZF)-Verstärkung und, insbesondere, auf Zwischenfrequenzverstärker- und zweite Detektor-Kombinationen, wie sie in einer monolithischen, integrierten Schaltungsform aufgebaut sind.
Fernsehempfänger verwenden gewöhnlich einen Typ einer monolithischen, integrierten Schaltung bzw. eines integrierten Schaltkreises, oder IC, der unter Verwendung von bipolaren Transistoren aufgebaut ist; der so ausgelegt ist, um einer akustischen Oberflächenwelle zu folgen, oder einem konzentrierten "Block" Zwischenfrequenzverstärkerfilter; und weist eine Kaskadenverbindung von drei emitter-gekoppelten, differentiellen Verstärkern auf, wobei jeder bis zu ungefähr einer 20-fachen Spannungsverstärkung liefert, gefolgt durch einen zweiten Detektor. Eine nicht abgestimmte, direkte Zwischenstufenkopplung ist durch Kollektorverstärker- (oder Emitterfolger-) Transistoren vorgesehen. Dieses Vorsehen ist üblicherweise für eine automatische Regelung der Spannungsverstärkung der emitter-gekoppelten, differentiellen Verstärker vorgenommen. Der zweite Detektor kann ein Hüllkurvendetektor sein, ist allerdings in den vergangenen Jahren öfters ein synchroner Detektor oder ein quasi-synchroner Detektor des Typs mit angehobenem Träger gewesen. In Doppel- Konversions-Empfängern oder in einem ZF-Verstärker, der dazu vorgesehen ist, einen Zwischenträger-Ton zu erzeugen, kann der zweite Detektor ein zweiter Mischer zum Wandeln einer ersten Zwischenfrequenz in eine zweite Zwischenfrequenz sein. Die US-A-5 305 109, die der EP-A-0 656 164, veröffentlicht am 7. Juni 1995, entspricht, beschreibt eine ZF-Verstärker-Schaltung, die durch den Erfinder zum Bilden der Ausführungsformen der Erfindung, wie sie hier beansprucht ist, modifiziert ist. Die ZF-Verstärker-Schaltung erfüllt die Erfordernisse des automatischen Verstärkungsregelbereichs von ungefähr 66 dB für eine Fernsehempfänger-ZF-Verstärkerkette, um durch Regeln der Spannungsverstärkungen des ersten und des zweiten emitter-gekoppelten, differentiellen Verstärkers darin zu erfüllen, und ein dritter emitter-gekoppelter, differentieller Verstärker darin kann mit einer festgelegten Spannungsverstärkung betrieben werden.
Üblicherweise sind zweite Detektoren so ausgelegt, um mit ausbalancierten Signalen von der ZF-Verstärkerkette angesteuert zu werden. Dann ist das Erfordernis für eine angemessen gute Anpassung dasjenige, zumindest innerhalb 20 Millivolt, oder dergleichen, der Vorspannungspotentiale zu sein, auf denen die ausbalancierten Signale, die zu dem zweiten Detektor zugeführt sind, überlagert werden. In den früheren Designs respektive den Tiefpaßfiltern extrahiert jeder Filter, unter Verwendung eines Off-Chip-Kondensators, die Vorspannungspotentiale, auf denen diese ausbalancierten Signale, die zu dem zweiten Detektor zugeführt sind, überlagert werden. Die Ausgänge dieser Tiefpaßfilter werden dann differentiell kombiniert, um ein Fehlersignal zu entwickeln, das zu dem Eingang der ZF-Verstärkerkette zugeführt wird, um dadurch eine direkt-gekoppelte (d-c) Rückkopplungsschleife zum Degenerieren des Fehlersignals zu vervollständigen. Diese Maßnahme ist als nachteilig befunden worden. Das Erbringen der vollständig verstärkten ZF-Signale Off-Chip erhöht, gerade zu Bypass-Kondensatoren, das Risiko einer unerwünschten Regeneration in der ZF- Verstärkerkette. Die Hochspannungsverstärkung der Voll-ZF-Kette unter schwachen Signalbedingungen und die Änderungen in der Phasengrenze, die in unterschiedlichen Bereichen des AGC-Bereichs auftreten können, verursachen Probleme einer DC-Rückkopplungs-Schleifen-Stabilisierung. Die Zuverlässigkeit von Schnittstellen zwischen dem IC und seiner äußeren Umgebung tendiert dazu, geringer zu werden als die Zuverlässigkeit der elektronischen Schaltung, die dazwischen schnittstellenmäßig verbunden ist. Die Anzahl von Stiften, die für das IC-Package erforderlich ist, beeinflußt dessen Kosten, und zusätzliche Stifte werden oftmals für die Off-Chip- Kondensatoren, die in Tiefpaßfiltern verwendet sind, benötigt. Die Off-Chip-Kondensatoren müssen separat von dem IC während der Produktion von Fernsehempfängern bestandsmäßig ausgenommen werden.
Die US-A-4366443 offenbart einen Fernseh-ZF-Verstärker, der einen zweiten Detektor eines Typs, der Balance-Eingangssignalspannungen aufnimmt, die auf jeweiligen Vorspannungspotentialen überlagert sind; eine direkt-gekoppelte Kaskadenverbindung von Verstärkerstufen zum Verstärken eines Ausgangs von einem frequenz-selektiven Filter, um dadurch zu dem zweiten Detektor die ausbalancierten Eingangssignalspannungen zuzuführen, die auf jeweiligen Vorspannungspotentialen überlagert sind; erste, zweite und dritte emitter-gekoppelte Transistor-Differentialverstärker, die in der Reihenfolge deren Ordinal-Numerierung in der direkt gekoppelten Kaskaden-Verbindung der Verstärkerstufen umfaßt sind, wobei jeder ein jeweiliges Paar von Eingangsanschlüssen besitzt und ein jeweiliges Paar von Ausgangsanschlüssen besitzt, wobei das Ansprechen des frequenz-selektiven Filters zwischen den Eingangsanschlüssen des ersten emitter-gekoppelten Transistor-Differentialverstärkers zugeführt wird; eine automatische Verstärkungsregelschaltung zur Kontrolle der jeweiligen Spannungsverstärkungen des ersten und des zweiten emitter-gekoppelten Transistor-Differentialverstärkers; ein differentielles Tiefpaßfiltern der ausbalancierten Eingangssignalspannung, die auf jeweiligen Vorspannungspotentiale überlagert sind, die von jeweiligen des Paars der Ausgangsanschlüsse des dritten emitter-gekoppelten Transistor-Differentialverstärkers zugeführt sind, zum Erzeugen ausbalancierter Gleichstrom-Rückkopplungssignale; und Einrichtungen zum Kombinieren der ausbalancierten Gleichstrom-Rückkopplungssignale mit Eingangssignalen von dem jeweiligen Paar der Eingangsanschlüsse des ersten emitter-gekoppelten Transistor- Differentialverstärkers; aufweist. Bei diesem Verstärker nach dem Stand der Technik werden variable DC-Verstärkungsregelströme an die variablen Impedanzvorrichtungen angelegt, um deren Impedanz zu variieren. Wenn in Form von Kollektor-Lasten gekoppelt ist, wird eine Verstärkungsregelung durch Variieren der zwei Linien der Verstärker erreicht. Wenn in Form einer Emitter-Impedanz gekoppelt ist, wird eine Verstärkungsregelung durch eine variable Emitter-Degeneration erreicht. Diese zwei Techniken einer Verstärkungsregelung werden in jeweiligen, unterschiedlichen Verstärkungsstufen eingesetzt, was den maximalen Betrag eines Verstärkungsregelstroms, der an irgendeinem bestimmten Punkt in dem Verstärkungsregelvorgang erforderlich ist, reduziert, um dadurch den Energieverbrauch des Systems zu reduzieren.
Ein solches ZF-Verstärkersystem nach dem Stand der Technik wird gemäß der Erfindung, wie sie im Anspruch 1 beansprucht ist, verbessert. Weitere Weiterbildungen der Erfindung sind in den Unteransprüchen 2 bis 8 beansprucht.
Die Erfindung ist in einem Oberflächenwellen-(SAW)- oder konzentrierten Zwischenfrequenzverstärkerfilter gefolgt durch eine ZF-Verstärkerkette und einem zweiten Detektor, aufgebaut mit den Grenzen einer monolithischen, integrierten Schaltung, ausgeführt. Die ZF-Verstärkerkette umfaßt drei emitter-gekoppelte Differentialverstärker, wobei jeder eine bis zu ungefähr zwanzigfachen Spannungsverstärkung, kaskadiert einer nach dem anderen, liefert. Es ist eine Vorsehung für eine automatische Regelung der Spannungsverstärkung der ersten zwei emitter-gekoppelten Differentialverstärker gemacht. Kollektor-Verstärker werden verwendet, um das Anlegen der ausbalancierten Ausgangssignale von jedem der emitter-gekoppelten Differentialverstärker zu dem darauffolgenden emitter-gekoppelten Differentialverstärker oder einem zweiten Detektor zu puffern. Ausbalancierte Stromübertragungen zu den Vorspannungspotentialen, auf denen die ausbalancierten Signale zu dem zweiten Detektor zugeführt sind, werden jeweils überlagert, werden durch eine Tiefpaßfilterung, die sich On-Chip bzw. auf dem Chip befindet, extrahiert, und es werden keine Off-Chip bzw. sich außerhalb des Chips befindlichen ZF-Bypass-Kondensatoren verwendet. Diese ausbalancierten Stromübertragungen werden zurück zu den Emittern der Transistoren in den Kollektor-Verstärker übertragen, verwendet dazu, den ersten verstärkungs-geregelten, emitter-gekoppelten Differentialverstärker in der ZF-Verstärkerkette zu dem zweiten verstärkungs-geregelten, emitter-gekoppelten Differentialverstärker in der ZF-Verstärkerkette zu koppeln. Dies vervollständigt eine direktgekoppelte Rückkopplungsschleife zum Degenerieren der Differenzen zwischen den Vorspannungspotentialen, auf denen die ausbalancierten Signale, die zu dem zweiten Detektor zugeführt sind, jeweils überlagert werden.
Fig. 1 zeigt ein schematisches Diagramm einer verstärkungs-geregelten Verstärkerstufe, die besonders gut zur Verwendung als die erste Stufe eines mehrstufigen ZF- Verstärkers geeignet ist und auch in der vorstehend erwähnten US-A-5305109 offenbart ist.
Fig. 2 zeigt einschematisches Diagramm einer verstärkungs-geregelten Verstärkerstufe, die besonders gut zur Verwendung als die zweite Stufe eines mehrstufigen ZF-Verstärkers geeignet ist und auch in dem vorstehend erwähnten US-Patent offenbart ist.
Fig. 3 zeigt ein schematisches Diagramm einer Kaskaden-Verbindung der verstärkungs-geregelten Verstärkerstufen der Fig. 1 und 2, die auch in dem vorstehend erwähnten US-Patent offenbart ist.
Fig. 4 zeigt ein schematisches Diagramm einer anderen verstärkungs-geregelten Verstärkerstufe, die besonders zur Verwendung als die Eingangsstufe eines mehrstufigen ZF-Verstärkers geeignet ist und auch in dem vorstehend erwähnten US-Patent offenbart ist.
Fig. 5 zeigt ein schematisches Diagramm einer Kaskaden-Verbindung der verstärkungs-geregelten Verstärkerstufen der Fig. 4 und 2, die in dem vorstehend erwähnten US-Patent offenbart ist.
Fig. 6 zeigt ein schematisches Diagramm einer dritten Verstärkerstufe für eine weitere Kaskaden-Verbindung nach der Kaskaden-Verbindung der verstärkungsgeregelten Verstärkerstufen der Fig. 3 oder 5, um dadurch einen dreistufigen ZF-Verstärker zu vervollständigen; einen zweiten Detektor zum Aufnehmen symmetrisierter bzw. ausbalancierter, verstärkter ZF-Signale, die auf jeweiligen Vorspannungspotentialen überlagert sind, die idealerweise gleich zueinander sind; und einen On-Chip- Filter zum Entwickeln eines ausbalancierten Fehlerstrom-Signals, das differentiell auf solche Vorspannungspotentiale anspricht, wobei das ausbalancierte Fehlerstromsignal zu dem symmetrisierten Eingang der zweiten verstärkungs-geregelten Verstärkerstufe für Fig. 2 in der Kaskaden-Verbindung der Fig. 3 oder 4 der verstärkungsgeregelten Verstärkerstufen, gemäß der vorliegenden Erfindung, zurückgeführt wird.
Fig. 7 zeigt ein schematisches Diagramm einer Modifikation, die bei der verstärkungs-geregelten Verstärkerstufe bei der Fig. 1 vorgenommen werden kann, die auch in dem vorstehend erwähnten US-Patent offenbart ist.
Fig. 8 zeigt ein schematisches Diagramm einer Modifikation, die bei der verstärkungs-geregelten Verstärkerstufe der Fig. 4 vorgenommen werden kann, die auch in dem vorstehend erwähnten US-Patent offenbart ist.
Fig. 9 zeigt ein schematisches Blockdiagramm solcher Bereiche eines Fernsehempfängers oder eines Videoband-Recorders, der zum Zurückgewinnen von Audio- Signal-, Video-Signal- und Synchronisierungs-Signal-Bereichen eines übertragenen Fernsehsignals verwendet ist, wobei der Fernsehempfänger Zwischenfrequenzverstärker des Typs verwendet, der in den Fig. 3 und 6 oder in den Fig. 5 und 6 dargestellt ist.

Detaillierte Beschreibung

Innerhalb dieser Beschreibung soll der Ausdruck "HF-Signal" unter Bezug auf Signale an Punkten in einem Fernsehempfänger vor der Abwärtskonversion, oder ersten Erfassung, verwendet werden; und der Ausdruck "ZF-Signal" sollte in Bezug auf Signale an Punkten in einem Fernsehempfänger nach der Abwärtskonversion, oder ersten Erfassung, und vor einer Videoerfassung, oder zweiten Erfassung, verwendet werden. In Fernsehempfängern wird eine Abwärtskonversion durch Überlagerung der ankommenden Hochfrequenz-(HF)-Signale unterschiedlicher Übertragungskanäle mit den Oszillationen eines Oszillators mit abstimmbarer Frequenz ausgeführt, um dadurch niederfrequentere Hochfrequenzsignale innerhalb eines Zwischenfrequenz- (ZF)-Bands zu erzeugen, das in einem Zwischenfrequenz-(ZF)-Verstärker ausgewählt und verstärkt ist. Ein Zwischenfrequenzverstärker für den Videoteil eines Fernsehsignals wird herkömmlich als der "PIX-IF-Verstärker" bzw. "PIX-ZF-Verstärker" bezeichnet. Ein Zwischenfrequenzverstärker für den Tonbereich eines Fernsehkanals kann vollständig von dem PIX-ZF-Verstärker separiert werden. Oder alternativ kann ein Bereich der Zwischenfrequenzverstärkung für den Tonbereich eines Fernsehsignals durch den PIX-ZF-Verstärker vorgenommen werden, wie in dem Fall der meisten TV-Einstellungen des Zwischenton-Typs. Für einen PIX-ZF-Verstärker ist es typischerweise erforderlich, Signale zu handhaben, die von ungefähr 50 Mikrovolt bis ungefähr 100 Mikrovolt RMS reichen. (RMS = effektiver Mittelwert der Spannung). Dies stellt einen dynamischen Bereich von ungefähr 66 dB dar.
Beim Vorsehen einer automatischen Verstärkungsregel-(AGC)-Funktion ist es wünschenswert, daß bestimmte Betriebsbedingungen für jede Verstärkerstufe oder -vorrichtung erfüllt werden. Demzufolge sollte der Eingangssignalpegel das interne Rauschen um einen vorbestimmten Faktor übersteigen und der Eingangssignalpegel sollte die Vorrichtung nicht überlasten und dadurch eine Signalverzerrung und eine Bias-Verschiebung verursachen. Weiterhin sollte das AGC-Pegelsignal nicht selbst unerwünschte Bias-Verschiebungen verursachen und dadurch bewirken, daß Vorrichtungen von deren vorgesehenen Arbeitspunkten verschoben werden. Z. B. werden die Arbeitspunkte der Verstärker und Mischer so ausgewählt, um eine niedrige Verzerrung in deren Ausgangssignalen zu liefern, und die Arbeitspunkte für Mischer und Detektoren werden so ausgewählt, um relativ hohe Ansprechverhalten zweiter Ordnung zu liefern.
Bei relativ starken Signalpegeln in der Größenordnung von 1 Millivolt oder mehr ist es besonders wichtig, daß die Verstärkung in einer Art und Weise geregelt wird, die das sogenannte "Rausch/Überlastungs-Fenster" berücksichtigt. Wenn andererseits die Verstärkung einer früheren Stufe eines mehrstufigen Verstärkers zu wenig reduziert wird, kann eine Überlastung mit einer Verzerrung, die unerwünscht ist, in einer späteren Stufe auftreten. Wenn andererseits die Verstärkung in einer früheren Stufe zu niedrig ist, kann thermisches Rauschen merkbar werden. Es ist wünschenswert, daß ein im wesentlichen rauschfreies und unverzerrtes Bild für einen Eingangssignalpegel entsprechend 10 Millivolt, oder dergleichen, gemessen bei typischen Impedanzpegeln, erreichbar ist. Wenn ein Verstärker ein nicht ausreichendes Rausch/Überlastungs-Fenster zeigt, trägt dies zu einem Rauschen oder einer Überlastungsverzerrung bei Signalpegeln bei, bei denen ein relativ rauschfreies Bild mit niedriger Verzerrung möglich sein sollte.
Die Entwicklung von integrierten Schaltkreis-(IC)-Verstärkungsblöcken führte zu der Verwendung einer Blockfilterung. Die neuere Praxis ist diejenige gewesen, die ZF- Filterungs- und Verstärkungsfunktionen in TV-Empfängern als einen Verstärkungs- Block-IC-Verstärker ohne eine Zwischenstufenabstimmung auszuführen, wobei der Verstärkungs-Block-IC nach einem Blockfilter kaskadiert wird. Ein Oberflächenwellen-(SAW)-Filter kann die gesamte Durchlaßbandform und die Dämpfung des angrenzenden Kanals, erforderlich durch einen Fernsehempfänger, liefern. Zusätzliche Informationen über SAW-Filter und über eine Block-Filterung und -Verstärkung können, zum Beispiel, in Kapitel 13 des Buchs TELEVISION ENGINEERING HANDBOOK; K. Blair Benson, Editor in Chief; McGraw-Hill Book Company, New York; 1986, vorgefunden werden.
Während das Auftreten einer Blockfilterung und -verstärkung allgemein bei dem Stand der Technik von TV-Empfängern wünschenswert geworden ist, verschlimmert es das Problem des Rausch/Überlastungs-Fensters aus einer Anzahl von Gründen. Der typische SAW-Filter, der kommerziell zur Verwendung als ein konzentrierter Filter an dem Eingang eines ZF-Verstärkers verfügbar ist, zeigt einen hohen Einfügungsverlust und eine hohe Impedanz, um dadurch als eine Quellenimpedanz mit einem relativ hohen Rauschpegel zu wirken. Die Seite der Rauschgrenzen des Rausch/Überlastungs-Fensters wird dementsprechend reduziert. Weiterhin werden Rauschsignale, die innerhalb von +/- 4,5 MHz des Bildträgers fallen, als ein Rauschen demoduliert werden, das in das 0-4,5 MHz Videoband "hinein gefaltet wird". Dies entsteht wie folgt: das ZF-Signal liegt innerhalb des Bands von 41,25- 45,75 MHz. Mit der Verwendung einer konzentrierten oder Blockfilterung an dem Eingang eines ZF-Verstärkers wird das Seitenbandrauschen von ZF-Stufen, die dem Filter folgen, nicht unterdrückt, wie dies der Fall war, wenn das Filtern Stufe für Stufe verteilt wurde. Dies kommt daher, daß das Rauschen, das innerhalb des Bands von +/- 4,5 MHz um die (ZF) Bildträgerfrequenz von 45,75 MHz zentriert ist, nicht durch den konzentrierten Filter vor dem Verstärker gefiltert wird.
Ein anderer Effekt, der dazu tendiert, das Rausch/Überlastungs-Fenster-Problem beim Blockfiltern und dem Verstärkungsvorgang zu verschlimmern, ist derjenige, daß der typische, bipolare IC-Verstärker, der verwendet ist, eine Übertragungscharakteristik zeigt, die einen festgelegten Überlastungsspannungspegel besitzt, der die Überlastungsseite des Rausch/Überlastungs-Fensters einschränkt. Weiterhin tendieren typische, moderne, bipolare Transistoren mit kleiner Geometrie dazu, einen hohen Basiszugriffswiderstand (rb) zu zeigen, und tendieren dazu, eine schlechte Rauschfigur als größere, optimierte Vorrichtungen zu haben, die einen niedrigen rb haben; dies verschlimmert das Problem. Das Rausch/Überlastungs-Fenster kann auf der Überlastungsseite unter Verwendung von Transistoren eines unterschiedlichen Designs erweitert werden und; auf der Rauschseite, durch Transformieren der Ausgangs-Impedanz des SAW-Filters auf einen niedrigeren Wert, um dadurch seinen Beitrag als eine Rauschquelle zu reduzieren. Demzufolge sind die Impedanzanpassungsanordnungen, wie beispielsweise Transformatoren oder andere Anpassungsschaltungen, kostspielig, von großer Größe und heben die Verstärkungsanforderungen bei einem System an, das bereits eine hohe Verstärkung besitzt.
Das Problem des Rausch/Überlastungs-Fensters wird weiterhin durch die Tatsache verkompliziert, daß jeder bestimmte verstärkungs-geregelte ZF-Verstärker nach dem Stand der Technik eine Verschiebung seiner Ausgangsbiasspannung als eine Funktion einer Verstärkungsregelung zeigt. Allgemein führt dies zu einer Änderung der Biasspannung bzw. Vorspannung an dem Demodulator, der typischerweise direkt mit dem ZF-Verstärker gekoppelt ist. Wie vorstehend erwähnt wurde, ist, in Bezug auf. Arbeitspunkte, eine solche Änderung unerwünscht. Als Folge der sich verschiebenden Bias-Zustände muß eine adäquate Bias-Spannung vorgesehen werden, um die Änderungen anzupassen, wodurch das Demodulator-Design verkompliziert wird und eine höhere Versorgungsspannung notwendig ist, als dies ansonsten für eine niedrige Verzerrung erforderlich ist.
Eine Basis-Verstärkerstufe, die oftmals in ZF-Verstärkern verwendet wird, ist das mit langer Flanke versehene Paar oder der emitter-gekoppelte Differentialverstärker, der zwei Transistoren umfaßt, die eine "Nachlauf-"("tail") Verbindung zwischen deren Emitterelektroden haben, mit denen sich ein Konstantstromgenerator verbindet. Der Konstantstromgenerator kann durch einen Widerstand mit hohem Widerstandswert zwischen der Nachlauf-Verbindung und einem Ferndirektpotential vorgesehen sein; allerdings ist in IC's, wo es ein Wunsch ist, kleinere Betriebspotentiale zu verwenden, um eine Abnahme innerhalb akzeptabler Grenzen zu halten, der Konstantstromgenerator allgemein durch den prinzipiellen Leitungspfad eines anderen Transistors, vorgespannt für einen Konstantstrombetrieb, vorgesehen. Während das lang nachlaufende Paar oftmals als ein emitter-gekoppelter "differentieller" Verstärker bezeichnet wird, wird er tatsächlich oftmals mit einer einzeln endenden Eingangsschaltung, einer einzeln endenden Ausgangsschaltung, oder beiden, bewegt. Eine Verstärkungsregelung kann durch eine gerade nach vorne gerichtete Reduktion des Betriebs- oder Nachlaufstroms des emitter-gekoppelten Differentialverstärkers bewirkt werden, um dadurch dessen gegenseitige Leitung in einer bekannten Art und Weise zu reduzieren. Allerdings sind Nachteile bei der einfachen Anwendung dieser Maßnahme vorhanden. Zuerst wird der Rauschquellenwiderstand erhöht, wenn sich die Verstärkung erniedrigt, wodurch das verbesserte Signal-Rausch-Verhältnis, das einem größeren Signal zugeordnet ist, in einem gewissen Umfang vernachlässigt wird, und zweitens wird die Energiehandhabungsfähigkeit reduziert, wenn sie meistens dazu benötigt wird, ein größeres Signal zu handhaben.
Nicht abgestimmte Verstärker nach dem Stand der Technik, die in einer IC-Form aufgebaut sind, und nach einer Blockfilterung für eine Fernsehempfänger-ZF-Verstärkung in kommerziell erfolgreichen N-Empfänger-Designs verwendet werden, haben drei aufeinanderfolgende verstärkungs-geregelte Stufen verwendet, um die Erfordernisse des dynamischen Bereichs von ungefähr 66 dB für einen solchen Service zu erfüllen. Diese Designs haben eine umgekehrte AGC Regelung verwendet, bei der die Transkonduktanzen der Verstärker-Transistoren reduziert werden, um eine Verstärkungsreduktion zu bewirken. Die Spannungsverstärkung eines nicht degenerierten Transistorverstärkers mit gemeinsamem Emitter ist gmRL, wobei gm die Transkonduktanz des Transistors ist und RL der Widerstand der Kollektor-Last ist, verwendet mit dem Transistor. Die Reduktion der Transkonduktanzen der Verstärker-Transistoren hebt die Widerstände der Rauschquellen an, die zu deren Kollektorelektroden hin präsentiert werden, was ein thermisches Rauschen erhöht, das durch die Transistoren erzeugt wird, und was es demzufolge notwendig macht, drei aufeinanderfolgende, verstärkungs-geregelte Stufen zu verwenden, um die gesamte Rauschfigur für die PIX-ZF-Verstärkerkette niedrig genug zu halten, um kommerzielle Erfordernisse zu erfüllen. Eine alternative Maßnahme zum Reduzieren der Verstärkungen von kaskadierten Verstärkerstufen ist diejenige, die Kollektorwiderstände zu reduzieren, die mit den Transistoren verwendet sind, wobei die ausreichend bekannte Vorwärts-AGC ein Beispiel dieser Maßnahme ist. Wenn die Transkonduktanzen der Transistoren nicht reduziert werden, ist dabei keine begleitende Erhöhung des thermischen Rauschens, erzeugt durch die Transistoren, vorhanden, und ein Reduzieren der Kollektorwiderstände, verwendet mit den Transistoren, reduziert die Spannungen, die den Strömen zugeordnet sind, die durch deren thermisches Rauschen erzeugt sind.
Die US-A-5 305 109 beschreibt Anordnungen, um die Kollektorwiderstände, verwendet in Verbindung mit emitter-gekoppelten Differentialverstärker-Transistoren, zu reduzieren, und zwar durch Nebenschlußschaltung solcher Kollektorwiderstände mit Vorrichtungen, die elektrisch geregelte Konduktanzen haben. Jeder der verstärkungs-geregelten ZF-Verstärker zeigt eine sehr kleine Verschiebung seiner Ausgangsbiasspannung als eine Funktion einer Verstärkungsregelung. Dreistufige ZF- Verstärker, die diese verstärkungs-geregelten ZF-Verstärker in deren ersten und zweiten Spannungsverstärkungsstufen verwenden, sind zur Verwendung mit direktgekoppelten DC-Rückkopplungsschleifen geeignet, die die Differenz zwischen den Vorspannungspotentialen reduzieren, auf denen die ausbalancierten ZF-Ausgangssignale überlagert werden, wobei so gemäß den Prinzipien der Erfindung, die hier beschrieben und beansprucht sind, verfahren wird. Da diese verstärkungs-geregelten ZF-Verstärker eine sehr kleine Verschiebung deren Ausgangsbiasspannungen als eine Funktion einer Verstärkungsregelung zeigen, können die direkt gekoppelten DC-Rückkopplungsschleifen, die die Differenz zwischen den Vorspannungspotentialen reduzieren, auf denen die ausbalancierten ZF-Ausgangssignale überlagert werden, in ihrer Art von einem Differentialmodus sein und müssen nicht die Werte des herkömmlichen Modus dieser Vorspannungspotentiale korrigieren.
Da die dritte Spannungsverstärkungsstufe eine festgelegte Spannungsverstärkung vom zwanzigfachen, oder dergleichen, besitzt, gerade wenn die Verstärkung der zweiten Spannungsverstärkungsstufe durch eine AGC reduziert wird, ist eine ausreichende Differentialmodus-Rückkopplungsschleifenverstärkung verfügbar, um adäquat die Differenz zwischen den Vorspannungspotentialen zu unterdrücken, auf denen die ausbalancierten ZF-Ausgangssignale überlagert werden, gerade obwohl die Differentialmodus-Rückkopplunggschleife nicht den ersten verstärkungs-geregelten ZF-Verstärker darin umfaßt. Wenn die Verstärkung der zweiten Spannungsverstärkungsstufe durch eine AGC reduziert wird, bevor die Verstärkung der ersten Spannungsverstärkungsstufe durch eine verzögerte AGC reduziert wird, ist dabei eine Reduktion in einem ähnlichen Grad der Differenz zwischen den Vorspannungspotentialen vorhanden, auf denen die ausbalancierten ZF-Ausgangssignale unterdrückt werden, insoweit, als die Differenz zu einer Unausgeglichenheit in dem ersten verstärkungsgeregelten ZF-Verstärker beiträgt. Weiterhin ist es in Bezug auf die Differenzen zwischen den Vorspannungspotentialen, auf denen die ausbalancierten ZF-Ausgangssignale überlagert werden, die zu einer Unausgeglichenheit in dem zweiten verstärkungs-geregelten ZF-Verstärker beitragen, dahingehend wahrscheinlich, daß sie ebenso reduziert werden.
Wenn die Verstärkung der ersten Spannungsverstärkungsstufe durch eine verzögerte AGC reduziert wird, wird die Differenz der Vorspannungspotentiale, auf denen die ausbalancierten ZF-Ausgangssignale überlagert werden, die dazu beitragen, in dem ersten verstärkungs-geregelten ZF-Verstärker zu einer Unausgeglichenheit beizutragen, dahingehend wahrscheinlich, daß sie weiterhin reduziert wird. Somit kann eine vernünftige, weitere Reduktion der Verstärkung in dem zweiten, verstärkungsgeregelten ZF-Verstärker während des Anlegens einer verzögerten AGC an den ersten, verstärkungs-geregelten ZF-Verstärker insoweit kontrolliert werden, als daß die Differenz zwischen den Vorspannungspotentialen, auf denen die ausbalancierten ZF- Ausgangssignale überlagert werden, innerhalb einer akzeptablen Grenze gehalten wird.
Bei einem Einschließen innerhalb deren jeweiliger Differentialmodus-Rückkopplungsschleifen zum Korrigieren Direkt-Potential-Ungleichgewichten in deren verstärkten ZF-Signalen tendieren nur die zweiten verstärkungs-geregelten ZF-Verstärker jeder der ZF-Verstärkerketten der AGCs parallel dazu, ein Spuren der jeweiligen Verstärkungen dieser ZF-Verstärkerketten zu erleichtern. Dabei ist keine AGC-Verzögerungsunterbrechung in der Verstärkungs-Regelungs-Charakteristik der Verstärker innerhalb irgendeiner der Rückkopplungsschleifen vorhanden, um dies bei der Bestimmung eines Schleifenverhaltens zu berücksichtigen.
Wie die Fig. 1 zeigt, ist Q1 ein bipolarer Transistor, der eine Basiselektrode zum Regeln einer Leitfähigkeit durch einen prinzipiellen Leitungspfad zwischen der Emitter- und der Kollektorelektrode besitzt, wie dies auch der Fall bei anderen, bipolaren Transistoren ist, auf die hier nachfolgend in der Beschreibung Bezug genommen wird. Ein NPN-Transistor Q1 besitzt seine Basis- und Kollektorelektrode leitfähig so verbunden, um in einem dioden-verbundenen Modus zu arbeiten. Die Emitterelektrode Q1 verbindet sich mit einer Quelle eines Referenzpotentials, hier als Masse dargestellt. Ein Referenzstrom wird zu den verbundenen Basis- und Kollektorelektroden über einen Widerstand R1 zugeführt, der ein Ende davon mit diesen verbundenen Elektroden verbunden besitzt und das andere Ende davon so verbunden besitzt, um ein Automatik-Verstärkungs-Regel-(AGC)-Signalpotential aufzunehmen, das an einen Anschluß T1 angelegt ist. Fig. 1 stellt das AGC-Signalpotential dar, das von einem Generator GC1 ausgeht, das an einen Anschluß T1 angelegt werden soll. NPN-Transistoren Q2 und Q3 besitzen deren jeweilige Emitterelektroden mit demselben Referenzpotential wie die Emitterelektrode von Q1 verbunden und besitzen deren Basiselektroden mit der Basiselektrode von Q1 verbunden, um so eine Stromspiegelanordnung in Bezug auf den Referenzstrom zu bilden, der über R1 zugeführt ist. Die Emitterelektroden der NPN-Transistoren Q4 und Q5 sind jeweils mit einem Ende jeweiliger Widerstände R5 und R6 verbunden, deren andere Enden zusammen verbunden sind und mit einem Punkt an Masse-Referenz-Potential über einen Widerstand R7 verbunden sind, so daß die Transistoren Q4 und Q5 ein differentielles Paar bilden, wobei der Widerstand R7 einen Betriebsstrom oder Nachlaufstrom zu dem differentiellen Paar zuführt.
Die Basiselektroden der NPN-Transistoren Q6 und Q7 sind mit jeweiligen Signaleingangsanschlüssen T5 und T6 zum Aufnehmen eines differentiellen Eingangssignals und mit einem begleitenden Vorspannungspotential daran verbunden. Fig. 1 stellt eine Batterie B1 dar, wobei deren negativer Anschluß mit einem Punkt eines Masse- Referenz-Potentials verbunden ist, was ein positives Vorspannungspotential V an dessen positiven Anschluß anlegt, was in Bezug gesetzte, ausbalancierte Eingangssignale sind, durch die Generatoren S1 und S2 zu den Basiselektroden von Q6 und Q7 zugeführt sind. Die Transistoren Q6 und Q7 sind als Verstärker mit gemeinsamem Kollektor verbunden, um Spannungsfolger des Emitterfolger-Typs zu schaffen. Deren jeweilige Emitterelektroden verbinden sich mit jeweiligen der Basiselektroden von Q4 und Q5 und mit einem Ende jeweiliger Widerstände R2 und R3. Die anderen Enden von R2 und R3 sind zusammen und mit einem Ende eines Widerstands R4 verbunden, dessen anderes Ende mit Masse verbunden ist. Die Transistoren Q6 und Q7 besitzen deren Kollektorelektroden so verbunden, um ein positives Betriebspotential VB2 aufzunehmen, das an einen Versorgungsanschluß T2 angelegt ist, wie dies in Fig. 1 dargestellt ist, um von dem positiven Anschluß einer Batterie B2 zugeführt zu werden, die deren negativen Anschluß mit einem Punkt auf Referenzmassepotential verbunden besitzt.
Die Kollektorelektrodert von Q4 und Q5 sind mit dem Versorgungsanschluß T2 über jeweilige Kollektorlastwiderstände R8 und R9 verbunden. Die Kollektorelektrode von Q4 ist weiterhin mit der Basiselektrode eines NPN-Transistors Q8 verbunden, wobei die Kollektorelektrode davon mit T2 verbunden ist. Die Emitterelektrode von Q8 ist mit einem Ausgangsanschluß T3 verbunden, und eine Strom-Source IS1 leitet Strom davon zu einem Punkt eines Masse-Referenz-Potentials ab. Die Kollektorelektrode des Transistors Q5 ist weiterhin mit der Basiselektrode eines NPN-Transistors Q9 verbunden, wobei sich die Kollektorelektrode davon mit T2 verbindet. Die Emitterelektrode von Q9 ist mit einem Ausgangsanschluß T4 verbunden, und eine Strom- Source IS2 leitet Strom davon zu einem Punkt eines Masse-Referenz-Potentials ab. Q8 und Q9 funktionieren als ein Spannungsfolgeglied eines Emitterfolger-Typs für die ausbalancierten Ausgangsspannungen, die durch den Verstärker mit geregelter Verstärkung der Fig. 1 entwickelt sind.
Die Kollektorelektrode des Transistors Q4 ist weiterhin mit den verbundenen Kollektor- und Basiselektroden eines NPN-Transistors Q10 und mit der Emitterelektrode eines NPN-Transistors Q11 verbunden. Die Kollektorelektrode des Transistors Q5 ist weiterhin mit den verbundenen Kollektor- und Basiselektroden eines NPN- Transistors Q12 und mit der Emitterelektrode eines NPN-Transistors Q13 verbunden. Die verbundenen Emitterelektroden der Transistoren Q10 und Q12 sind mit der Kollektorelektrode des Transistors Q3 über einen Widerstand R12 verbunden. Die verbundenen Kollektor- und Basiselektroden der Transistoren Q11 und Q13 sind mit der Kollektorelektrode eines PNP-Transistors Q14 verbunden, wobei die Emitterelektrode davon mit dem Versorgungsanschluß T2 über einen Widerstand R13 verbunden ist. Die Basiselektrode des Transistors Q14 ist mit der Kollektorelektrode von Q2 verbunden und ist weiterhin über einen Widerstand R14 mit der Basis- und Kollektorelektrode eines PNP-Transistors Q15 verbunden. Die Emitterelektrode eines dioden-verbundenen Transistors Q15 ist mit dem Versorgungsanschluß T2 verbunden. Im Betrieb bilden die dioden-verbundenen Transistoren Q10, 011, Q12 und Q13, in Verbindung mit den Widerständen R8 und R9, eine variable Last für die Kollektorelektroden der emitter-gekoppelten Differentialverstärker-Transistoren Q4 und Q5. Das Ausgangssignal wird durch Q8 und Q9 gepuffert, die als Spannungs-Folgeeinrichtungen des Emitterfolger-Typs arbeiten. Die DC-Spannung über die dioden-verbundenen Transistoren Q10, Q11, Q12 und Q13 wird durch den Stromspiegel-Ausgangsstrom in der Kollektorelektrode von Q3 und in dem gleichen Kollektorstrom von Q2 bestimmt, da danach durch den Stromspiegel gespiegelt wird, der durch die PNP-Transistoren Q14 und Q15 gebildet ist. Wenn diese Ströme Null sind, wie dies dann auftreten wird, wenn der Strom in dem Widerstand R1 Null ist, präsentieren die dioden-verbundenen Transistoren Q10, Q11, Q12 und Q13 hohe Impedanzen. Demzufolge ist die Verstärkerverstäkung, wie sie durch die Verstärkung des Differential- Paar-Verstärkers bestimmt ist, bei einem Maximum, wobei sie durch die Kollektorwiderstände bestimmt wird.
Wenn Strom an die dioden-verbundenen Transistoren Q10, Q11, Q12 und Q13, ansprechend auf ein Erhöhen des positiven Potentials an dem Anschluß T1, angelegt wird, wird deren Impedanz relativ niedrig und die Verstärkung des emitter-gekoppelten Differentialverstärkers, der Q4 und Q5 aufweist, wird reduziert. Die Kollektorelektroden der Transistoren Q3 und Q14 bilden eine Source und Senke eng mit gleichen Strömen, so daß derselbe Strom eintritt, wenn er das Netzwerk verläßt, das die dioden-verbundenen Transistoren Q10, Q11, Q12 und Q13 aufweist. Unter diesem Zustand wird kein Strom zu den Kollektorelektroden-Knoten von Q4 und Q5 hinzugefügt oder davon entfernt. Demzufolge wird, wenn die dioden-verbundenen Transistoren Q10, Q11, Q12 und Q13, und die Transistoren, die Strom zu diesen zuführen, gut angepaßt sind, keine Störung in den DC-Zuständen eines Betriebs des Verstärkers vorhanden sein, wenn die Verstärkung geändert wird. Demzufolge kann eine Anpassung leicht auf einem monolithischen IC vorgenommen werden. Weiterhin liegt das Netzwerk, das die dioden-verbundenen Transistoren Q10, Q11, Q12 und Q13 aufweist, in der Form einer Brücke vor, so daß die Knoten, wo Ströme zu dem Netzwerk zugeführt werden, auf AC-Masse liegen, was eine "virtuelle Masse" für HF- Ströme bildet. Eine Folge hiervon ist diejenige, daß der PNP-Transistor Q14 nur DC führt und seine Kollektorkapazität beeinflußt nicht das Frequenzansprechverhalten des Verstärkers. Ein anderer Effekt ist derjenige, daß dabei keine Signalrückführung zu Masse über die dioden-verbundenen Transistoren Q10, Q11, Q12 und Q13 vorhanden ist.
Es ist auch anzumerken, daß die in der Verstärkungsregelung variablen Elemente in der Kollektorschaltung des Differential-Paar-Verstärkers vorhanden sind, um dadurch eine Designfreiheit beim Vorspannen der Emitterschaltung für eine Fähigkeit zum Handhaben von großen Signalen zu liefern und um so die Überlastungscharakteristik zu erweitern. Weiterhin ist die Energie, die dazu erforderlich ist, eine Verstärkungsregelung zu bewirken, begrenzt.
In der Verstärkerstufe der Fig. 1 sind die Kollektorlasten des emitter-gekoppelten Differentialverstärkers nur die jeweiligen Lasten bei maximaler Verstärkung, da die Dioden, die dazu verwendet sind, sie im Nebenschluß zu verbinden, unter diesem Zustand nicht leitend sind. Die Verwendung von Widerständen als Kollektorlasten ist vorteilhaft dahingehend: die maximale Spannungsverstärkung jeder Stufe kann ungeachtet des Aufbaus des spannungs-geregelten Verstärkers in einem IC vorhergesagt werden und dies ermöglicht, daß spannungs-geregelte Verstärkerstufen als Massenartikel in einer IC-Form ohne das Erfordernis nach einer individuellen Einstellung jeder Verstärkerstufe in Bezug auf eine maximale Spannungsverstärkung hergestellt werden können. Die maximale Spannungsverstärkung jeder Verstärkerstufe ist das Produkt der Transkonduktanz (gm) eines emitter-gekoppelten Differentialverstärker-Transistors mal dem Widerstand (RL) seiner Kollektorlast. Die gm des Transistors wird durch seinen Emitterstromfluß bestimmt, wobei der Stromfluß proportional zu einer angelegten Bias-Spannung bzw. Vorspannung VBIAS (weniger, typischerweise, eine Halbleiterübergangs-Offset-Spannung VBE), angelegt über ein widerstandsmäßiges Element mit einem Widerstand RBIAS, das auf dem IC mit den widerstandsmäßigen Lasten vorhanden ist und so angeordnet ist, daß es vom selben Typ wie die widerstandsmäßigen Lasten sind, gemacht wird. Das bedeutet, daß der Emitterstromfluß des emitter-gekoppelten Differentialverstärker-Transistors so gestaltet ist, um einen Bias-Strorn IBIAS = (VBIAS -VBE)/RBIAS, zu führen, so daß seine maximale Spannungsverstärkung, gmRL, proportional ist zu [(VBIAS - VBE) /RBIAS] RL = (VBIAS -VBE) (RURBIAS). Da (RURBIAS) das Verhältnis von sich auf dem Chip befindlichen Widerstandselementen ist, ist der Wert dieses Verhältnisses sehr gut definiert und kann akkurat vorhergesagt werden. Die Variation von einigen wenigen Millivolt der VBE mit der Temperatur ist gewöhnlich verglichen mit (VBIAS - VBE) vernachlässigbar, eine Spannung, die von der Bias-Spannung VBIAS abhängt, die Off-Chip angelegt ist, und kann so eingerichtet werden, um einen gut vorhergesagten Wert zu haben. Der Wert von RL wird normal so ausgewählt, um eine maximale Spannungsverstärkung von ungefähr 10 mal oder dergleichen für eine Verstärkerstufe mit geregelter Verstärkung zu schaffen.
Die erste Stufe eines PIX-ZF-Verstärkers muß den vollen, dynamischen Bereich eines differentiellen ZF-Eingangspotentialsignals zu dem Verstärker abdecken, wobei die Amplitude des ZF-Signals, das zu der letzteren Stufe (den letzteren Stufen) des PIX-ZF-Verstärkers zugeführt ist, einem geringeren dynamischen Bereich eines Eingangssignalpegels unterworfen wird, aufgrund der Verstärkungsregelung, die durch die erste Stufe geliefert wird. Die erste Stufe eines PIX-ZF-Verstärkers muß die Fähigkeit haben, eine Überlastung bei den Peaks der größten, differentiellen ZF-Eingangssignalen zu haben, die während eines Empfangs eines starken Signals aufgenommen sind, wenn die Verstärkungsregelung des vorhergehenden HF-Verstärkers außerhalb des Bereichs läuft. Der verstärkungs-geregelte Verstärker der Fig. 1 ist zur Verwendung als die erste Stufe eines PIX-ZF-Verstärkers angepaßt, wobei die Transistoren Q4 und Q5 des differentiellen Verstärkers mit einem wesentlichen Differential-Mode-Widerstand zwischen deren Emitterelektroden gekoppelt sind. Der lineare Differential-Mode-Widerstand, der durch die Widerstände R5 und R6 geschaffen ist, ermöglicht, daß das differentielle ZF-Eingangssignalpotential zwischen deren Basiselektroden eine Höhe von ungefähr 100 Millivolt RMS erreicht, ohne daß irgendein Transistor bei Signalspitzenwerten abgetrennt wird. Der Differential-Mode- Widerstand zwischen den Emitterelektroden der Transistoren Q4 und Q5 kann in anderen bekannten Arten und Weisen geschaffen werden - z. B. durch den Widerstand des Widerstands R61 des Pi-Netzwerks der Fig. 8 einer Netzwerkersetzung für die T-Netzwerkverbindung der Fig. 1 der Widerstände R5, R6 und R7; durch den Widerstandswert eines Widerstands entsprechend dem Widerstand R61 in einem anderen Pi-Netzwerk, das eine Modifikation des Pi-Netzwerks der Fig. 8 ist, in dem andere Pi-Netzwerk-Transistoren vorgespannt für einen Konstantstrom-Quellenbetrieb die Widerstände R62 und R63 ersetzen; und durch die kombinierten Widerstandswerte der Widerstände R5 und R6 in einer Modifikation der T-Netzwerkverbindung der Fig. 1 der Widerstände R5, R6 und R7, in denen ein Transistor, der für einen Konstantstrom-Quellenbetrieb vorgespannt ist, den Widerstand R7 ersetzt.
In dem verstärkungs-geregelten Verstärker der Fig. 2 ist ein Transistor Q21 ein solcher vom NPN-Leitfähigkeitstyp und besitzt seine Basis- und Kollektorelektrode leitfähig so verbunden, um in einem dioden-verbundenen Modus zu arbeiten. Die Emitter-Elektrode von Q21 ist über einen Widerstand R21 mit einer Quelle eines Referenzpotentials, hier dargestellt als Masse, verbunden. Ein Referenzstrom wird zu den verbundenen Basis- und Kollektorelektroden über einen Widerstand R22 zugeführt, der ein Ende davon damit verbunden besitzt und ein anderes Ende davon so verbunden besitzt, um ein positives Vorspannungspotential VB3 aufzunehmen, das an einen Anschluß T21 angelegt ist. Fig. 2 stellt auch VB3 so dar, daß es von einer Batterie B3 zugeführt wird.
Ein NPN-Transistor Q22 besitzt seine Emitter-Elektrode mit Masse über einen Widerstand R23 verbunden und besitzt seine Basiselektrode mit der Basiselektrode eines Transistors Q21 verbunden, um so eine Stromspiegelanordnung in Bezug auf den Referenzstrom zu bilden, der über R22 zugeführt wird. Die NPN-Transistoren Q23 und Q24 bilden einen Differential-Paar-Verstärker, die deren jeweilige Emitterelektroden mit der Kollektorelektrode des Transistors Q22 verbunden besitzen. Die Basiselektrode des Transistors Q23 ist mit einem Anschluß T22 zum Aufnehmen eines Verstärkungsregelsignals daran verbunden, hier so dargestellt, daß es durch eine Quelle GC2 versorgt wird, und die Basiselektrode eines Transistors Q24 ist mit einem Anschluß T23 verbunden, um ein positives Vorspannungspotential VB4 daran aufzunehmen, hier so dargestellt, daß es durch eine Batterie B4 zugeführt wird. Die NPN-Transistoren Q25 und Q26 bilden einen Differential-Paar-Verstärker, wobei deren Emitterelektroden mit der Kollektorelektrode des Transistors Q24 verbunden sind. Deren Basiselektroden sind mit jeweiligen Eingangsanschlüssen T25 und T26 zum Aufnehmen eines ausbalancierten Eingangssignals, das als ein Vorspannungspotential bezeichnet wird, verbunden. Fig. 2 stellt eine Batterie B5 dar, wobei deren negativer Anschluß mit einem Punkt eines Masse-Referenz-Potentials verbunden ist, das ein Vorspannungspotential VB5 an seinen positiven Anschluß zuführt, gegen den in Bezug gesetzte, ausbalancierte Eingangssignale, zugeführt durch Generatoren S3 und S4 zu den Anschlüssen T25 und T26, vorliegen. Die Kollektorelektroden der Transistoren Q25 und Q26 sind über jeweilige Widerstände R24 und R25 mit einem Versorgungsanschluß T27 zum Aufnehmen eines positiven Betriebspotentials VB2 verbunden, dargestellt so, daß es von der Batterie B2 zugeführt wird. Die Kollektorelektrode des Transistors Q25 ist weiterhin mit den verbundenen Kollektor- und Basiselektroden eines NPN-Transistors Q27 verbunden und die Kollektorelektrode des Transistors Q26 ist weiterhin mit den verbundenen Kollektor- und Basiselektroden eines NPN-Transistors Q28 verbunden. Die verbundenen Emitterelektroden Q27 und Q28 sind mit der Kollektorelektrode des Transistors 023 verbunden und sind weiterhin mit dem Anschluß T27 über einen Widerstand R26 verbunden. NPN-Transistoren Q29 und Q30 sind als Spannungsfolgeglieder des Emitterfolger-Typs angeordnet, die als Ausgangs-Pufferstufen dienen. Die Basiselektroden von Q29 und Q30 verbinden sich mit Kollektorelektroden von Q26 und Q25 jeweils und Kollektorelektroden Q29 und Q30 verbinden sich mit einem Versorgungsanschluß T27. Die Emitterelektrode des Transistors Q29 ist mit einem Ausgangssignalanschluß T28 und mit einem Ende eines Widerstands R27 verbunden, wobei das andere Ende davon mit Masse verbunden ist. Die Emitterelektrode des Transistors Q30 ist mit einem Ausgangssignalanschluß T29 und mit einem Ende eines Widerstands R28 verbunden, wobei das andere Ende davon mit Masse verbunden ist.
Im Betrieb wird Strom von dem Stromspiegelausgang an der Kollektorelektrode des Transistors Q22 durch das Transistorpaar Q23 und Q24 geregelt, wobei dazwischen ein Nachlaufstrom für die Differentialverstärker-Transistoren Q25 und Q26 einerseits geliefert wird und wobei andererseits ein Biasstrom für die dioden-verbundenen Transistoren Q27 und Q28 geliefert wird. Wenn die dioden-verbundenen Transistoren Q27 und Q28 keinen Strom führen, befindet sich die Verstärkung bei ihrem maximalen Wert, was durch den maximalen Nachlaufstrom und die Kollektor-Lastwiderstände R24 und R25 bestimmt wird. Wenn das AGC-Potential GC2 positiv genug gemacht wird, um den Transistor Q23 in einen leitfähigen Zustand vorzuspannen, werden die dioden-verbundenen Transistoren Q27 und Q28 in eine Leitfähigkeit vorgespannt, um die Kollektorwiderstände R24 und R25 der Transistoren Q25 und Q26 im Nebenschluß zu verbinden, um deren Verstärkung zu reduzieren. Gleichzeitig reduziert die Leitfähigkeit des Transistors Q23 den Strom, der für einen Fluß durch Q24 und als Nachlaufstrom für die Transistoren Q25 und Q26 verfügbar ist, wobei der reduzierte Nachlaufstrom ihn als eine reduzierte Transkonduktanz betreibt und demzufolge dessen Verstärkung weiterhin reduziert. In jedem Fall wird die DC durch jeden der Widerstände R24 und R25 nicht durch den Betrieb der Verstärkungsregelung gestört. Allerdings wird, wenn mehr als die Hälfte des Betriebsnachlaufstroms für das Differentialverstärkerpaar in die dioden-verbundenen Transistoren Q27 und Q28 hinein geregelt wird, das Rauschverhalten beginnen, sich zu verschlechtern: Dies kommt daher, daß sich die schlechteren Rauschfiguren der Transistoren Q25 und Q26 als deren innere Emitterwiderstände in Abhängigkeit einer reduzierten Stromleitung durch den prinzipiellen Leitungspfad des Transistors Q24 erhöhen. Demzufolge ist die Verringerung der Stufenverstärkung durch die Nebenschlußschaltung der Kollektorlastwiderstände R24 und R25 durch die dioden-verbundenen Transistoren Q27 und Q28 der Mechanismus für eine Verstärkungsreduktion, die prinzipiell darauf beruht, im Gegensatz zu einer Reduktion der Transkonduktanzen von Q25 und Q26, über eine Verkümmerung deren Nachlaufstroms. Der normale Bereich einer Verstärkungsregelung führt aufwärts von ungefähr 0 dB, dann auf 26 dB, usw..
Der verstärkungs-geregelte Verstärker der Fig. 2 ist nicht besonders gut zur Verwendung als die Anfangsstufe eines mehrstufigen ZF-Verstärkers geeignet, da er sehr schnell bei übergroßen Eingangssignalen überlastet wird. Da sich der verstärkungs-geregelte Verstärker der Fig. 2 mehr auf eine Dioden-Nebenschlußschaltung der Kollektorlasten der emitter-gekoppelten Transistoren Q25 und Q26 als auf eine Reduktion deren Transkonduktanzen über eine Verkümmerung deren Nachlaufstroms bezieht, kann dieser Nachteil erkennbar durch Einschließen von Emitter- Degenerations-Widerständen für die Transistoren Q25 und Q26 bei deren Emitterkopplung beseitigt werden. Die modifizierte Stufe arbeitet allerdings nicht ganz so gut als die erste Stufe eines ZF-Verstärkers, wie dies der verstärkungs-geregelte Verstärker der Fig. 1 oder der Fig. 4 vornimmt, und zwar aufgrund des vorstehend angemerkten Problems einer Rauschfigur, die verschlechtert wird, wenn eine Verstärkung zurück unterhalb 0 dB abgeschnitten wird. In der letzteren Stufe (in den letzteren Stufen) eines ZF-Verstärkers ist allerdings dort, wo der dynamische Bereich eines Eingangssignals zu der Stufe (den Stufen) reduziert wird, der einfachere Aufbau des verstärkungs-geregelten Verstärkers der Fig. 2 die favorisierte Auswahl gegenüber des verstärkungs-geregelten Verstärkers der Fig. 1 oder der Fig. 4.
Fig. 3 stellt eine Kaskadenverbindung der verstärkungs-geregelten Verstärker der Fig. 1 und der Fig. 2 dar. Im Betrieb, typischerweise in einem Fernseh-ZF-Verstärker-Service, werden die zwei Verstärkungsregelsignale an den Eingängen T1 und an T22 jeweils so angeordnet, um derart zusammenzuwirken, daß dann, wenn eine Verstärkungsreduktion damit beginnt, angewandt zu werden; die Verstärkung des zweiten Verstärkers zuerst ohne Reduzieren der Verstärkung des ersten Verstärkers reduziert wird. Wenn die Verstärkung des zweiten Verstärkers um einen vorbestimmten Betrag reduziert worden ist, reduzieren die darauffolgenden Beträge der Verstärkungsreduktion die Verstärkung sowohl des ersten als auch des zweiten Verstärkers in einer vorbestimmten Beziehung. Demzufolge fährt, für kleine Beträge einer Verstärkungsreduktion, die erste Verstärkerstufe fort; bei ihrer vollständigen Verstärkung zu arbeiten, während die. Gesamtverstärkungsreduktion durch Reduzieren der Verstärkung des zweiten Verstärkers erreicht wird. Wie es bekannt ist, ist, ein solcher Betriebsmodus, bekannt als verzögerte Verstärkungsregelung, für das gesamte Rauschverhalten vorteilhaft, da der Beitrag des zweiten Verstärkers dadurch für kleinere Signale klein gehalten wird, wo ein Verstärkerrauschen noch signifikant sein kann. In der Praxis ist eine solche Verzögerung leicht durch verschiedene Einrichtungen, die hier nicht dargestellt sind, zum Beispiel durch die Einführung einer Spannungsverzögerung für das Signal zu dem ersten Verstärker, erreichbar. Die Verstärker der Fig. 1 und der Fig. 2 sind zum Betrieb von einer einzelnen, positiven Betriebsversorgung aus geeignet, und Fig. 3 zeigt entsprechend den Versorgungsanschluß T27, der sich von dem Versorgungsanschluß T2 aus verbindet. In der Praxis werden die Batterien B3 und B4 durch Netzwerke innerhalb desselben IC als der erste und der zweite verstärkungs-geregelte Verstärker ersetzt, wobei diese Netzwerke von einem bekannten Typ zum Ableiten von Bias-Potentialen von einem Betriebsversorgungspotential sind, wie es über den Versorgungsanschluß T2 zugeführt wird:
Fig. 4 stellt einen anderen verstärkungs-geregelten Verstärker dar, der gut zur Verwendung als die erste Stufe in einem Fernseh-ZF-Verstärker geeignet ist. Der Verstärker der Fig. 4 umfaßt einen Transistor Q41 eines NPN-Leitfähigkeits-Typs, der seine Basis- und Kollektorelektrode leitfähig so verbunden besitzt, um in einem dioden-verbundenen Modus zu arbeiten. Die Emitterelektrode von Q41 ist über einen Widerstand R41 mit einer Quelle eines Referenzpotentials verbunden, dargestellt als Masse in Fig. 4. Ein Referenzstrom wird zu der verbundenen Basis- und Kollektorelektrode über einen Widerstand R42 zugeführt, der ein Ende davon mit diesem verbunden besitzt und ein anderes Ende davon so verbunden besitzt, um ein positives Betriebspotential VB3 aufzunehmen, das an einen Anschluß T41 angelegt wird. Fig. 4 stellt die Batterie B3 dar, die dieses Potential zuführt.
Ein NPN-Transistor Q42 besitzt seine Emitterelektrode mit Masse über einen Widerstand R43 verbunden und seine Basis mit der Basiselektrode eines Transistors Q41 verbunden, um so eine Stromspiegelanordnung in Bezug auf den Referenzstrom zu bilden, der über R42 zugeführt ist. NPN-Transistoren Q43 und Q44 bilden ein Differentialverstärkerpaar, das seine jeweiligen Emitterelektroden mit der Kollektorelektrode des Transistors Q42 über jeweilige Widerstände R44 und R45 verbunden besitzt und dessen Basiselektroden mit jeweiligen Eingangsanschlüssen T42 und T43 zum Aufnehmen eines Eingangssignals dazwischen bei einem geeigneten Vorspannungspegel verbunden sind. Fig. 4 stellt Signalquellen S1 und S2 dar, die ein ausbalanciertes Eingangssignal zu den Eingangsanschlüssen T42 und T43, wie es als ein positives Vorspannungspotential VB1 bezeichnet ist, das durch die Batterie B1 geliefert wird, anlegen.
Die NPN-Transistoren Q45 und Q46 sind als ein Stromteiler für den Kollektorstrom des Transistors Q43 verbunden, wobei jeder davon seine Emitterelektrode mit der Kollektorelektrode des Transistors Q43 verbunden besitzt. Die NPN-Transistoren Q48 und Q49 sind als ein Stromteiler für den Kollektorstrom des Transistors Q44 verbunden, wobei jeder davon seine Emitterelektrode mit der Kollektorelektrode des Transistors Q44 verbunden besitzt. Die Basiselektroden der Transistoren Q45 und Q48 sind so verbunden, um ein positives Vorspannungspotential VB6 aufzunehmen, das zu einem Anschluß T45 zugeführt ist. Fig. 4 stellt die Quelle von VB6 durch eine Batterie B6 dar. Die Basiselektroden der Transistoren Q46 urld Q49 sind mit einem Anschluß T44 zum Aufnehmen einer Verstärkungsregelspannung daran verbunden, wobei Fig. 4 darstellt, daß sie von einer Quelle einer Regelspannung GC4 zugeführt wird. Die Kollektorelektroden der Transistoren Q45 und Q48 sind über einen Widerstand R46 und über einen Widerstand R47 jeweils mit einem Versorgungsanschluß T46 verbunden, an den ein positives Betriebspotential VB2 von der Batterie B2 angelegt wird.
Eine elektrisch kontrollierbare Konduktanz ist zwischen den Enden der Widerstände R46 und R47 entfernt von dem Anschluß T46 vorgesehen. Die verbundenen Kollektor- und Basiselektroden eines NPN-Transistors Q47 und die Kollektorelektrode des Transistors Q45 verbinden sich mit dem Ende des Widerstands R46 entfernt von dem Anschluß T46. Die verbundenen Kollektor- und Basiselektroden eines NPN- Transistors Q50 und die Kollektorelektrode des Transistors Q48 verbinden sich mit dem Ende des Widerstands R47 entfernt von dem Versorgungsanschluß T46. Die verbundene Kollektorelektrode und die Basiselektroden des NPN-Transistors Q47 verbinden sich mit der Kollektorelektrode des Transistors Q45. Die Emitterelektroden der Transistoren Q47 und Q50 und die Kollektorelektroden der Transistoren Q46 und Q49 sind alle leitfähig verbunden und sind mit dem Versorgungsanschluß T46 über einen Widerstand R48 verbunden.
Das verstärkungs-geregelte Ansprechverhalten, das an dem Ende des Widerstands R46 entfernt von dem Anschluß T46 erscheint, wird zu einem Ausgangsanschluß T47 durch die Spannungsfolgegliedwirkung des NPN-Kollektor-Verstärker-Transistors Q8 zugeführt. Das spannungs-geregelte Ansprechverhalten, das an dem Ende des Widerstands R47 entfernt von dem Anschluß T46 erscheint, wird an einen Ausgangsanschluß T48 durch die Spannungs-Folgeglied-Wirkung des NPN-Kollektor-Verstärker-Transistors Q9 angelegt.
Im Betrieb bildet der Kollektorausgangsstrom des Differentialverstärker-Transistors Q43 den Nachlaufstrom der Differential-Paar-Transistoren Q45 und Q46, die als ein Stromteiler arbeiten. In Abhängigkeit von dem Regelsignalpegel an dem Anschluß T44 kann der Kollektorausgangsstrom des Differential-Paar-Verstärker-Transistors Q43 über den Transistor Q45 oder über den Transistor Q46 geregelt werden und demzufolge über den dioden-verbundenen Transistor Q47, oder teilweise über jeden der Transistoren Q45 und Q46. In einer symmetrischen Art und Weise kann der Kollektorausgangsstrom des Differential-Paar-Verstärkertransistors Q44 über den Transistor Q48 oder den Transistor Q49 und demzufolge über den dioden-verbundenen Transistor Q50, oder teilweise über jeden der Transistoren Q48 und Q49, gesteuert bzw. geregelt werden.
Die Steuerung bzw. Regelung von Strömen, um insgesamt über die Transistoren Q46 und Q49 zu fließen, legt die gesamten Kollektorströme der Transistoren Q43 und Q44, einschließlich deren differentiellen Variationen, an den Knoten zwischen den dioden-verbundenen Transistoren Q47 und Q50 an, wobei sich die Differential- Signalvariationen gegeneinander an einer "virtuellen Masse" für AC aufheben. Dabei sind keine Komponenten von Kollektorströmen von Q45 und Q48 vorhanden, die über die Transistoren Q46 und Q49 fließen, wobei die differentiellen Variationen davon jeweils zu den Lastwiderständen R46 und R47 fließen können, um entsprechende Signalspannungen darüber zu bewirken. Die DC-Komponenten des gemeinsamen Modus der Kollektorströme der Transistoren Q43 und Q44 befinden sich in einer kombinierten Strömung über die dioden-verbundenen Transistoren Q47 und Q50, was bewirkt, daß deren Konduktanzen relativ klein jeweils zu den Lastwiderständen R46 und R47 jeweils werden. Die niedrigen Nebenschlußwiderstände der dioden-verbundenen Transistoren Q47 und Q50 bestimmen die Spannungsverstärkung des Verstärkers der Fig. 4, wenn sie gegen die Widerstände R46 und R47 jeweils in Verhältnis gesetzt sind. Wenn die kombinierten Kollektorströme der Transistoren Q43 und Q44 über die dioden-verbundenen Transistoren Q47 und Q50 geregelt werden, wird die Verstärkung bei deren minimalem Pegel sein.
Die Regelung der Ströme, um insgesamt über die Transistoren Q45 und Q48 zu fließen, legt die gesamten Kollektorströme der Transistoren Q43 und Q44, einschließlich deren differentiellen Variationen, an die Lastwiderstände R46 und R47 jeweils an. Die gleichzeitige Regelung von Strömen von den Transistoren Q46 und Q49 weg führt dazu, daß kein Strom über die dioden-verbundenen Transistoren Q47 und Q50 geregelt bzw. gesteuert wird, so daß deren Konduktanzen entsprechend sehr niedrig sind und nicht die Lastwiderstände R46 und R47 merkbar im Nebenschluß verbinden bzw. betreiben. Die Spannungsverstärkung des spannungs-geregelten Verstärkers der Fig. 4 befindet sich deshalb bei ihrem maximalen Pegel.
Die Regelung der Kollektorströme der emitter-gekoppelten Differentialverstärker- Transistoren Q43 und Q44, teilweise über die Transistoren Q45 und Q48, reduzieren eine Verstärkung durch Anlegen nur eines Teils der differentiellen Variationen der Kollektorströme an die Lastwiderstände R46 und R47, um dadurch die entsprechenden Signalspannungen darüber in einem Grad zu reduzieren, der durch das Verstärkungsregelpotential GC4 geregelt wird. Das Regeln der Kollektorströme der emittergekoppelten Differentialverstärker-Transistoren Q43 und Q44, teilweise über die Transistoren Q46 und Q49, reduziert zur selben Zeit weiterhin eine Verstärkung, indem bewirkt wird, daß Komponenten des gemeinsamen Modus der Kollektorströme über die dioden-verbundenen Transistoren Q47 und Q50 fließen, so daß deren Konduktanzen die Lastwiderstände R46 und R47 in einem Grad im Nebenschluß betreiben, der auch durch das Verstärkungsregelpotential GC4 geregelt wird.
In jedem Fall verbleibt der gesamte Strom in dem Widerstand R46 während des Verstärkungsregelvorgangs unverändert, so daß er immer gleich zu dem Kollektorausgangsstrom des Transistors Q43 ist, und in ähnlicher Weise verbleibt der gesamte Strom in dem Widerstand R47 während des Verstärkungsregelvorgangs unverändert, so daß er immer gleich zu dem Kollektorausgangsstrom des Transistors Q44 ist. Demzufolge wird, wenn die Transistoren gut angepaßt sind, dabei keine Störung der DC-Zustände des Betriebs des Verstärkers vorhanden sein, wenn die Verstärkung geändert wird.
Ähnliche Vorteile ergeben sich mit dem verstärkungs-geregelten Verstärker der Fig. 4, wie anhand des verstärkungs-geregelten Verstärkers unter Bezugnahme auf Fig. 1 beschrieben wurde. Der verstärkungs-geregelte Verstärker der Fig. 4 ist zur Verwendung als die erste Stufe eines PIX-ZF-Verstärkers angepaßt, wobei die Differentialverstärker-Transistoren Q43 und Q44 mit einem im wesentlichen Differential- Modus-Widerstand zwischen deren Emitterelektroden emitter-gekoppelt sind, um eine Überlastungsverzerrung bei erwarteten ZF-Verstärkereingangssignalpegeln zu vermeiden. Der lineare Differential-Modus-Widerstand, der durch die Widerstände R44 und R45 geliefert ist, ermöglicht, daß das Differential-ZF-Eingangssignalpotential zwischen deren Basiselektroden bis zu ungefähr 100 Millivolt RMS Höhe erreicht, ohne daß irgendein Transistor bei Signalspitzenwerten abgeschnitten wird. Die verschiedenen emitter-gekoppelten Netzwerke, die vorstehend in Bezug auf die Differentialverstärker-Transistoren Q4 und Q5 beschrieben sind, können ebenso in Verbindung mit Differentialverstärker-Transistoren Q43 und Q44 verwendet werden. Fig. 5 stellt eine Kaskadenverbindung der verstärkungs-geregelten Verstärker der Fig. 4 und der Fig. 2 dar. NPN-Transistoren Q8 und Q9, mit Stromquellen IS1 und IS2, spannen biasmäßig deren Emitterfolger-Pufferstufen einer Emitter-Form für den Ausgang des ersten Verstärkers vor. Das Eingangssignal wird an Anschlüssen T42 und T43 angelegt und die zwei Verstärkungsregelsignale werden an Anschlüsse T44 und T22 jeweils angelegt. Ähnliche Betrachtungen zu der Kaskadenverbindung der verstärkungs-geregelten Verstärker der Fig. 3 sind in Bezug auf eine verzögerte Verstärkungsregelung oder eine verzögerte, automatische Verstärkungsregelung anwendbar.
Die Verstärker der Fig. 4 und der Fig. 2 sind für einen Betrieb von einer einzelnen, positiven Betriebsversorgung geeignet und Fig. 5 stellt entsprechend den Versorgungsanschluß T27 dar, der von dem Versorgungsanschluß T46 verbunden ist. In einer Varianten der Fig. 5 nimmt der Transistor Q42 sein Basispotential von dem verbundenen Kollektor und den Basiselektroden von Q21 auf; und auf die Elemente R41, R42 und Q41 wird verzichtet.
Fig. 6 stellt eine Schaltung dar, die in einem IC enthalten ist, zusammen mit einer Kaskadenverbindung von Verstärkerstufen, entweder wie sie in Fig. 3 dargestellt sind, oder wie sie in Fig. 5 dargestellt sind. In Fig. 6 ist ein Transistor Q61 von einem NPN-Leiffähigkeits-Typ und besitzt seine Basis- und Kollektorelektrode leitfähig so miteinander verbunden, um in einem dioden-verbundenen Modus zu arbeiten. Die Emitterelektrode von Q61 ist über einen Widerstand R61 mit einer Quelle eines Referenzpotentials verbunden, hier als Masse dargestellt. Ein Referenzstrom wird zu den verbundenen Basis- und Kollektorelektroden über einen Widerstand R62 zugeführt, der ein Ende davon damit verbunden besitzt und ein anderes Ende davon so verbunden besitzt, um ein positives Vorspannungspotential VB3 aufzunehmen, wie es an den Anschluß T21 angelegt ist. Fig. 6 stellt VB3 so dar, daß es von einer Batterie B3 zugeführt wird. Die NPN-Transistoren Q62 und Q63 besitzen deren Emitterelektroden mit Masse über Widerstände R63 und R64 jeweils verbunden und besitzen deren Basiselektroden mit der Basiselektrode eines Transistors Q61 verbunden, um so eine Dual-Ausgangs-Stromspiegelanordnung in Bezug auf den Referenzstrom, der über R62 zugeführt ist, zu bilden.
NPN-Transistoren Q64 und Q65 bilden ein Differential-Paar-Verstärker, die deren jeweilige Emitterelektroden mit der Kollektorelektrode des Transistors Q62 verbunden besitzen. Die verstärkungs-geregelten, verstärkten, ausbalancierten ZF-Signale an den Emitterelektroden der Emitterfolger-Transistoren Q29 und Q30 werden zu den Basiselektroden der Transistoren Q64 und Q65 zugeführt. Die Kollektorelektroden der Transistoren Q64 und Q65 sind über jeweilige Widerstände R64 und R66 mit einem Versorgungsanschluß T27 zum Aufnehmen eines positiven Betriebspotentials VB2 verbunden, das so dargestellt ist, daß es von der Batterie B2 zugeführt wird. NPN-Transistoren Q66 und Q67 sind als Spannungs-Folgeglieder des Emitterfolger- Typs angeordnet, die als Ausgangspufferstufen dienen. Die Basiselektroden von Q66 und Q67 verbinden sich mit den Kollektorelektroden von Q64 und Q65 jeweils und die Kollektorelektroden von Q66 und Q67 verbinden sich mit einem Versorgungsanschluß T27. Die Emitterelektroden der Transistoren Q66 und Q67 verbinden sich mit Enden jeweiliger Lastwiderstände R67 und R68, wobei die anderen Enden davon mit Masse verbunden sind.
Die Emitterelektroden der Transistoren Q66 und Q67 führen ausbalancierte ZF-Ausgangssignale, die auf Vorspannungspotentialen überlagert sind, zu einem zweiten Detektor DET zu. Die automatische Einstellung dieser Vorspannungspotentiale, um irgendeine wesentliche Differenz dazwischen zu eliminieren, ist eine Aufgabe der Erfindung, die hier beschrieben und beansprucht ist. Der zweite Detektor DET führt ein Ausgangssignal zu dem Anschluß T60 zu, und kann, wie in Fig. 6 dargestellt ist, ein anderes Ausgangssignal zu dem Anschluß T61 zuführen, wobei diese Ausgangssignale in ihrer Art ausbalanciert sind. Der zweite Detektor DET ist normalerweise in demselben IC wie der ZF-Verstärker enthalten, da eine Off-Chip-Streukopplung zurück zu dem Eingang des ZF-Verstärkers der relativ kleinen, remanenten ZF-Signale von dem Ausgang des zweiten Detektors DET nicht vorhanden ist, wie dies dahingehend wahrscheinlich ist, um eine unerwünschte, ungedämpfte Regeneration zu verursachen, wenn die verstärkte ZF Off-Chip bzw. außerhalb des Chips gebracht würde. Allerdings kann in weniger bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung der zweite Detektor DET nicht in demselben IC wie der ZF-Verstärker vorhanden sein.
Die Vorspannungspotentiale, auf denen die ausbalancierten ZF-Ausgangssignale überlagert werden, werden automatisch durch eine Differential-Modus-, direkt gekoppelten DC-Rückkopplungsschleife eingestellt. Die ausbalancierten ZF-Ausgangssignale an den Kollektorelektroden der Transistoren Q64 und Q65 werden zu einem Tiefpaßfilter LPF mit vier Anschlüssen zugeführt, der einen ausbalancierten Ausgang zu den Basiselektroden der Kollektor-Verstärker-NPN-Transistoren Q68 und Q69 zuführt. Die Transistoren Q68 und Q69 besitzen jeweilige Emitterlastwiderstände R69 und R70, die sich von deren Emitterelektroden zu einem Punkt auf Massepotential verbinden.
Der ausbalancierte Ausgang, der an die Basiselektroden der Transistoren Q68 und Q69 angelegt wird, besteht im wesentlichen aus Vorspannungspotentialen, auf denen die ausbalancierten ZF-Ausgangssignale überlagert sind; und Transistoren Q68 und Q69 funktionieren als Spannungs-Folgeglieder des Emitterfolger-Typs zum Anlegen der Differenz zwischen diesen Gleichspannungspotentialen zwischen der Basiselektrode der NPN-Transistoren Q70 und Q71. Die Transistoren Q70 und Q71 sind in einer emitter-gekoppelten Differentialverstärkerkonfiguration verbunden. Die Zwischenverbindung deren Emitterelektroden besitzt die Kollektorelektrode des NPN- Transistors Q63 damit verbunden, und der Transistor Q63 zieht einen Kollektorstrom von seiner Nachlaufverbindung, die proportional zu dem Referenzstrom ist, der über den Widerstand R62 fließt, und zwar aufgrund der Stromspiegelwirkung der Transistoren Q61 und Q63. Die Kollektorelektroden der Transistoren Q70 und Q71 sind so verbunden, um ausbalancierte Ströme von den Emitterelektroden der zuvor beschriebenen Emitterfolger-Transistoren Q8 und Q9 jeweils in Abhängigkeit von der Differenz zwischen den Gleichspannungspotentialen zu ziehen, auf denen die ausbalancierten ZF-Ausgangssignale, die zu dem zweiten Detektor DET zugeführt sind, überlagert sind. Diese. Verbindungen schließen die direkt-gekoppelte Differential-Mode-DC-Rückkopplungsschleife, die zum Eliminieren irgendeiner wesentlichen Differenz zwischen diesen Vorspannungspotentialen verwendet ist.
Der Tiefpaßfilter LPF umfaßt einen Widerstand R71 zum Verbinden der Kollektorelektrode des Transistors Q64 mit der Basiselektrode des Transistors Q68, einen Widerstand R72 zum Verbinden der Kollektorelektrode des. Transistors Q65 mit der Basiselektrode des Transistors Q69 und eine floatierende Kapazität C1, die zwischen den Basiselektroden der Transistoren Q68 und Q69 verbunden ist. Der Tiefpaßfilter LPF umfaßt weiterhin zwei ähnliche Kapazitäten C2 und C3, die die Basiselektroden der Transistoren Q68 und Q69 jeweils mit einem Punkt oder mit Punkten auf Massepotential im Nebenschluß schalten. Die Kapazitäten C2 und C3 sind relativ klein verglichen mit der floatierenden Kapazität C1 und unterdrücken ein Gemeinsam-Modesignal an den Basiselektroden der Transistoren Q68 und Q69.
Die Kapazitäten C1, C2 und C3 sind typischerweise von einem Metall-Oxid-Halbleiter-(MOS)-Aufbau. Die floatierende Kapazität C1 liefert die äquivalente Filterungswirkung der zwei Nebenschluß-Masse-Kapazitäten, jede zweimal deren Kapazitätsgröße. Eine MOS-Floatier-Kapazität C1 nimmt nur ein Viertel soviel wie ein IC-Abschnittsbereich wie zwei Nebenschluß-Masse-Kapazitäten, die eine äquivalente Filterungswirkung liefern, auf. Die floatierende Kapazität C1 kann aus zwei MOS-Kondensatoren derselben Größe, die parallel mit der Metallplatte jeder Verbindung zu der Polysiliziumplatte des anderen verbunden ist, aufgebaut werden. Die gleichen Kapazitäten der Polysiliziumplatten mit Substratmasse erscheinen in jeweiligen der Kapazitäten C2 und C3, dann als zumindest Bereiche dieser Kapazitäten.
Da die Rückkopplungsschleife, die zum Eliminieren irgendeiner wesentlichen Differenz zwischen den Vorspannungspotentialen, auf denen ausbalancierte ZF-Signale überlagert werden, nur ungefähr zwei Spannungsverstärkungsstufen mit einer maximalen Spannungsverstärkung von einem hundertfachen bis einem zweihundertfachen ist, im Gegensatz dazu, daß sie ungefähr drei Spannungsverstärkungsstufen mit einer maximalen Spannungsverstärkung von einem tausendfachen oder mehr ist, muß der primäre Offen-Schleifen-Pol, der durch den Tiefpaßfilter LPF geliefert ist, nicht zu niedrig in der Frequenz angeordnet werden, um eine Stabilität einer geschlossenen Schleife sicherzustellen. Dies reduziert die erforderliche Größe der floatierenden Kapazität C1. Die schnellere Zeitkonstante in der Rückkopplungsschleife macht sie weniger anfällig für ein "Einstellen" während eines Impulsrauschens oder während Anlaufzuständen. Die Verwendung einer Differential-Mode-Strom-Rückkopplung zu den Emitterelektroden von Emitterfolger-Transistoren Q9 und Q8 liefert ein nicht lineares Rückkopplungs-Ansprechverhalten mit einer reduzierten Verstärkung für große Fehler. Dies tendiert auch dazu, ein erratisches Verhalten durch die Rückkopplungsschleife während eines Anlauf- oder Impulsrausch-Zustands zu verhindern.
Fig. 7 stellt eine Modifikation dar, die bei dem verstärkungs-geregelten Verstärker der Fig. 1 vorgenommen werden kann, wobei bei dieser Modifikation die T-Verbindung der Widerstände R5, R6 und R7 durch eine äquivalente Pi-Verbindung der Widerstände R81, R82 und R83 ersetzt werden kann. Der Widerstand von R61 gleicht der Summe der Widerstände von R5 und R6; der Widerstand von R82 gleicht der Summe der Widerstände von R5 und R7; der Widerstand von R83 gleicht der Summe der Widerstände von R6 und R7.
Fig. 8 stellt eine Modifikation dar, die bei dem verstärkungs-geregelten Verstärker der Fig. 1 vorgenommen werden kann, wobei bei dieser Modifikation die T-Verbindung der Widerstände R44, R45 und der Konstantstromquelle, die durch den Transistor Q42 und den Widerstand R43 gebildet ist, durch eine äquivalente Pi-Verbindung des Widerstands R84 und zwei Konstantstromquellen ersetzt ist, wobei eine durch den Transistor Q81 und den Widerstand R85 gebildet ist und die andere durch den Transistor Q82 und den Widerstand R86 gebildet ist. Das bedeutet, daß der Einzel- Ausgangs-Stromspiegel, der Elemente Q41, R41, Q42 und R43 aufweist, durch einen Dual-Ausgangs-Stromspiegel ersetzt ist, der Elemente Q41, R41, Q81, R85, Q82 und R86 aufweist.
Fig. 9 stellt diese Bereiche eines Fernsehempfängers oder eines Videoband-Aufzeichnungsgeräts dar, die zum Aufzeichnen von Audio-Signal-, Video-Signal- und Synchronisierungs-Signalbereichen eines übertragenen Fernsehsignals verwendet sind, wobei der Fernsehempfänger Zwischenfrequenzverstärker des Typs verwendet, der in Fig. 3 oder in Fig. 5 dargestellt ist. Fig. 9 ist beim Verständnis nützlich, wie eine verzögerte, automatische Verstärkungsregelung bei Zwischenfrequenzverstärkern des Typs, der in Fig. 3 oder in Fig. 5 dargestellt ist, angewandt werden kann.
Ein Zwischenfrequenzverstärker, der für ein weiteres Verstärken des Zwischentonsignals nach seiner Erfassung verwendet ist, wird gewöhnlich als "Ton-ZF-Verstärker" bezeichnet. Um eine Verwirrung zu vermeiden, wird die nachfolgende Beschreibung der Fig. 9 den Ausdruck "Video-ZF-Verstärker" nur dazu verwenden, um den ZF- Verstärker zu bezeichnen, der dazu verwendet ist, ein Eingangssignal zu dem Tondetektor zuzuführen, der das Zwischentonsignal erzeugt, und wird den Ausdruck "PIX-ZF-Verstärker" nur dazu verwenden, sich auf den ZF-Verstärker zu beziehen, der dazu verwendet ist, ein Eingangssignal zu dem Video-Detektor zuzuführen, der ein Komposit-Videosignal erzeugt. Der Ausdruck "ZF-Verstärker" wird ein allgemeiner Ausdruck sein, der sich auf entweder einen "Video-ZF-Verstärker" oder auf einen "PIX-ZF-Verstärker" bezieht, allerdings nicht auf einen "Ton-ZF-Verstärker". Fernsehsignale, die durch eine Antenne 10 aufgenommen sind, werden zu einem Funkfrequenzverstärker 12 zugeführt. Ein Abwärtswandler 14, der typischerweise einen Mischer und einen oder mehrere abstimmbare Oszillator(en) umfaßt, die bei Frequenzen oberhalb solcher in den Fernsehsignalbändern oszillieren, spricht auf die verstärkten Fernsehsignale an, die von dem Funkfrequenzverstärker 12 zugeführt sind, um ZF-Signale mit einem Tonträger bei 41,25 MHz und einem Bildträger bei 45,75 MHz zu erzeugen. Der Abwärtswandler 14 wird manchmal als der "erste Detektor" bezeichnet.
Die ZF-Signale von diesem ersten Detektor werden zu einem Blockfilter 16 zugeführt, der den Tonträger und seine FM-Seitenbänder (und den Bildträger ebenso in Zwischentonempfängern) für eine Beaufschlagung auf eine Kaskadenverbindung einer ersten Video-ZF-Stufe 18, einer zweiten Video-ZF-Stufe 20 und einer dritten Video-ZF-Stufe 22 separiert. Ein sich auf dem Chip befindlicher Tiefpaßfilter 24 spricht auf Differenzen in den Vorspannungspotentialen an, auf denen die ausbalancierten ZF-Ausgangssignale der dritten Video-ZF-Stufe 22 überlagert sind, um Differential- Modus-Rückkopplungssignale zu Summierelementen 26 und 28 zuzuführen. Die Summierelemente 26 und 28 kombinieren die Differential-Mode-Rückkopplungssignale mit den ausbalancierten Ausgangssignalen von der ersten Video-ZF- Stufe 18, um korrigierte Eingangssignale für die zweite Video-ZF-Stufe 20 zu erzeugen.
Die ZF-Signale von dem ersten Detektor werden auch zu einem Blockfilter 30 zugeführt, der den Restbildträger und sein AM-Seitenband zu einer Zuführung zu einer Kaskadenverbindung einer ersten PIX-ZF-Stufe 32, einer zweiten PIX-ZF-Stufe 34 und einer dritten PIX-ZF-Stufe 36 separiert. Ein auf dem Chip befindlicher Tiefpaßfilter 38 spricht auf Differenzen in den Vorspannungspotentialen an, auf denen die ausbalancierten ZF-Ausgangssignale der dritten PIX-ZF-Stufe 36 überlagert werden, um Differential-Modus-Rückkopplungssignale zu Summierelementen 40 und 42 zuzuführen. Die Summierelemente 40 und 42 kombinieren die Differential-Modus- Rückkopplungssignale mit den ausbalancierten Ausgangssignalen von der ersten PIX-ZF-Stufe 32, um korrigierte Eingangssignale für die zweite PIX-ZF-Stufe 34 zu erzeugen.
Ein zweiter Wandler 44, der ein synchroner Detektor mit angehobenem Träger in einem Fernsehempfänger, der ein Ton-ZF-Signal durch das Zwischenverfahren erzeugt, sein kann, empfängt verstärkte 45 MHz ZF-Signale von der dritten Video-ZF- Stufe 22 und spricht an, um ein frequenz-moduliertes, 4,5 MHz-ZF-Signal zu erzeugen, das durch einen Bandpaßfilter 46 mit einem Durchlaßband, das bei 4,5 MHz zentriert ist, ausgewählt wird. Der Bandpaßfilter 46 unterdrückt die Bildfrequenzen, die ansonsten das in der Frequenz modulierte 4,5 MHz Ton-ZF-Signal begleiten würde, wenn es zu einem Begrenzer 48 zugeführt wird. Der Begrenzer 48 unterdrückt eine unerwünschte Amplitudenmodulation des in der Frequenz modulierten 4,5 MHz Trägers, den er als Ton-ZF-Ausgang zu einem FM-Ton-Diskriminator 50 zuführt, wobei dieser Diskriminator die Frequenzmodulation des 4,5 MHz Trägers erfaßt, um das Audio-Signal zu erzeugen, das zu dem Rest des Fernsehempfängers oder des Videoband-Aufzeichnungsgeräts zugeführt wird. Es sind dabei andere, bekannte Einrichtungen zum Erfassen von ton-beschreibenden Informationen, die in der Frequenzmodulation des Ton-ZF-Ausgangs enthalten sind, vorhanden, wobei diese Einrichtungen solche Einrichtungen zum Unterdrücken eines Ausgangs der Einrichtung zum Erfassen der den Ton beschreibenden Informationen auf Variationen in der Amplitude des Ton-ZF-Ausgangs umfassen, wie beispielsweise den gut bekannten Ratiodetektor.
Ein Video-ZF-Überlastdetektor 52 spricht auf die verstärkten ZF-Signale von der dritten Video-ZF-Stufe 22 an, die ein Niveau übersteigen, das als Eingangssignal zu dem Abwärtswandler 44 akzeptabel ist, um ein automatisches Hilfsverstärkungsregel-(AGC)-Signal zu der ersten Video-ZF-Stufe 18 zu liefern, was während normaler Bedingungen ein normales, automatisches Verstärkungsregel-(AGC)-Signal, das in Abhängigkeit eines PIX-ZF-Signals erzeugt ist, verstärkt. Unter normalen Zuständen werden allerdings sowohl die Video-ZF- als auch die PIX-ZF-Kette in der Verstärkung und Abhängigkeit nur des normalen, automatischen Verstärkungs-Regelungs- (AGC)-Signals, das in Abhängigkeit eines PIX-ZF-Signals erzeugt ist, geregelt. Um die AGC-Spurung zwischen der Video-ZF- und der PIX-ZF-Kette zu erleichtern, sind die Video-ZF-Verstärker 18, 20 und 22 innerhalb der Grenzen desselben IC's wie die PIX-ZF-Verstärker 32, 34 und 36 aufgebaut. Der Abwärtswandler 44, der Überlastdetektor 52, ein Video-Detektor 54, ein AGC-Detektor 56 und AGC-Verzögerungsschaltungen 58 und 60 sind vorteilhaft innerhalb desselben IC's ebenso enthalten. Der Video-Detektor 54, der verstärkte ZF-Signale von der dritten PIX-ZF-Stufe 36 aufnimmt, erfaßt ein Komposit-Videosignal. Der Automatik-Verstärkungs-Regelungs-(AGC)-Detektor 56 entwickelt ein Automatik-Verstärkungs-Regel-(AGC)-Signal durch Erfassen von Spitzenwerten der synchronisierenden Impulse, die in dem Komposit-Video-Signal enthalten sind. Wenn der Video-Detektor 54 ein Hüllkurven-Detektor ist, ist der AGC-Detektor 56 normalerweise eingetasteter AGC-Detektor, um so die AGC-Immunität auf Impulsrauschen zu schaffen. Wenn der Video-Detektor 54 ein synchroner Detektor ist, der der moderne Trend im Design von TV-Empfängern ist, umfaßt der AGC-Detektor 56 vorzugsweise ein Filtern seines Eingangssignals, um ein Ansprechen auf die zwei MHz-Komponenten, oder dergleichen, des Komposit-Videosignals zu unterdrücken, das durch den Video-Detektor 54 erfaßt ist, wobei diese Komponente von dem Überschwingen des Blockfilters 30 bei seiner natürlichen Mittelbandfrequenz entsteht. Diese Filterung des Eingangssignals des AGC- Detektors 56 sollte Frequenzen bis zu ungefähr 500 kHz durchlassen; dies ist so, da Ausgleichsimpulse im Spitzenwert erfaßt werden können und die äußerste Oberseite des Videobilds nicht unerwünscht in der Helligkeit jeweils zu dem Rest des Bilds erhöht wird. Der AGC-Detektor 56 umfaßt in jedem Fall ein Filtern seines Ausgangssignals bei einer Rauschbandbreite von 400 Hz oder dergleichen.
Das AGC-Signal, das durch den AGC-Detektor 56 entwickelt ist, das von dem Komposit-Videosignal ausgeht, das durch den Video-Detektor 54 erfaßt ist, wird dazu verwendet, eine Verstärkung in sowohl dem PIX-ZF- als auch dem Video-ZF-Verstärker ebenso wie die Verstärkung in dem HF-Verstärker 12 zu regeln. Eine Entwicklung eines AGCs, das von dem Komposit-Videosignal 12 fortschreitet, ermöglicht eine präzise Verstärkungsregelung der PIX-ZF-Verstärker, die AM-Seitenbänder linear verstärken müssen. Die Video-ZF-Verstärker benötigen eine Verstärkungsregelung primär dazu, um ein Überlasten des Abwärtswandlers 44 zu vermeiden, wobei eine Gesamtüberlastung davon in jedem Fall durch den Video-ZF-Überlastungsdetektor 52 vorgebeugt wird. Die Linearität, mit der die FM-Seitenbänder des Tonträgers verstärkt werden, ist nicht von besonderer Bedeutung. Der Bandpaßfilter 46 und der Begrenzer 48 unterdrücken die Effekte irgendwelcher Verstärkungsfehler in der Video- ZF-Verstärkerkette und dem Abwärtswandler 44 ebenso. So liegt es, um eine akzeptierbare AGC-Spurung der Video-ZF-Verstärker 18 und 20 zu den PIX-ZF-Verstärkern 32 und 34 zu erhalten, in der Praxis, dies zu erreichen. Das AGC-Signal, das durch den AGC-Detektor 56 entwickelt ist, wird parallel, ohne Verzögerung zu den zweiten Stufen 20 und 34 der Video-ZF- und PIX-ZF-Verstärker zugeführt. Das AGC- Signal, das durch den AGC-Detektor 56 entwickelt ist, wird parallel, mit einer Verzögerung an die ersten Stufen 18 und 32 der Video-ZF- und PIX-ZF-Verstärkern angelegt. Vorzugsgeweise besitzen, wie in Fig. 9 dargestellt ist, die ersten Stufen 18 und 32 der Video-ZF- und PIX-ZF-Verstärker eine verzögerte AGC, die an sie über jeweilige AGC-Verzögerungsschaltungen 58 und 60 angelegt wird, so daß nur eine einzelne AGC-Leitung von dem Bereich des IC, der das PIX-ZF darin angeordnet besitzt, und den Bereich; der das IC besitzt, das das Video-ZF darin angeordnet besitzt, führen muß.
Das AGC-Signal, das durch den AGC-Detektor 56 entwickelt ist, wird an dem ZF- Verstärker 12 mit einer noch weiteren Verzögerung angelegt, wie sie durch die Tuner-Verstärkungsregelungs-Verzögerungsschaltung 60 geliefert wird, die gewöhnlich auf dem ZF-Verstärker-Integrationsschaltkreis-Chip angeordnet ist. Unter Bedingungen eines schwachen Signalempfangs findet irgendeine Verringerung der Verstärkung durch die HF- und ZF-Verstärkerkette in den zweiten Stufen 20 und 34 der Video-ZF- und PIX-ZF-Verstärker statt. Der HF-Verstärker 12 und die ersten Stufen 18 und 32 der Video-ZF- und PIX-ZF-Verstärker arbeiten unter einer vollen Verstärkung, um beste Signal-Rausch-Verhältnisse in den Signalen sicherzustellen, die zu den zweiten Stufen 20 und 34 der Video-ZF- und PIX-ZF-Verstärker zugeführt sind. Da die zweiten Stufen 20 und 34 der Video-ZF- und PIX-ZF-Verstärker vorteilhafte Signalpegel mit einer Erhöhung in dem HF-Signalpegel von der Antenne 10 erreichen, legen die AGC-Verzögerungsschaltungen 58 und 60 ein verzögertes AGC an die ersten Stufen 18 und 32 der Video-ZF- und PIX-ZF-Verstärker an, um deren Verstärkung zu reduzieren. Unter starken Signal-Empfangszuständen legt die Tuner- Verstärkungsregelungs-Verzögerungsschaltung 62 ein AGC-Signal an den HF-Verstärker 12 an, um dessen Verstärkung zu reduzieren, um dadurch ein Überlasten des Abwärtswandlers 14 und der ersten Stufen 18 und 32 der Video-ZF- und PIX-ZF-Verstärker zu vermeiden.
Eine unterbrochene Linie 70 umgibt Elemente, die, mit Ausnahme für Nebenschluß- Bypass-Kondensatoren mit großer Kapazität, normalerweise innerhalb einer einzelnen, monolithischen, integrierten Schaltung (IC) aufgebaut sind. Die PIX-ZF-Kette wird mit ausbalancierten Signalen durchweg, von dem Eingangssignal, das an die erste ZF-Verstärkerstufe 32 von dem PIX-ZF-Blockfilter 30 angelegt wird, zu dem Ausgang von der dritten PIX-ZF-Verstärkerstufe 36 zu dem Video-Detektor 54 angelegt, und das Ausgangssignal von dem Video-Detektor 54 wird über einen Anschluß von dem IC abgegriffen, um irgendwelche Tendenzen einer Eigenoszillation in den Bereichen mit höherer Verstärkung des PIX-ZF-Verstärkungsregelbereichs zu unterdrücken. Die Video-ZF-Kette wird mit einem einzeln endenden Eingangssignal betrieben, das an die erste ZF-Verstärkerstufe 18 von dem Video-ZF-Blockfilter 16 angelegt wird, was eine Vereinfachung des Blockfilters 16 ermöglicht, allerdings wird der Rest der Video-ZF-Kette mit ausbalancierten Signalen betrieben, um irgendwelche Tendenzen einer Eigenoszillation in dem Bereich mit höherer Verstärkung des Video-ZF- Verstärkungsregelbereichs zu unterdrücken. Das Ausgangssignal von dem Abwärtswandler 44 wird in einer ausbalancierten Form zu dem Bandpaßfilter 46 zugeführt, um irgendwelche Tendenzen einer Eigenoszillation in den Bereichen mit höherer Verstärkung des Video-ZF-Verstärkungsregelbereichs zu unterdrücken.
Die verstärkungs-geregelten Verstärker der Fig. 2 und 4 sind leicht so modifiziert, daß eine Verstärkungsreduktion mit einem zunehmenden Grad durch eine AGC- Spannung bewirkt wird, die zunehmend negativ wird, im Gegensatz dazu, daß eine AGC-Spannung zunehmend positiv wird. In Fig. 2 ist der Anschluß T22, im Gegensatz zu dem Anschluß T23, so verbunden, um ein Vorspannungspotential VB4 aufzunehmen, und der Anschluß T23 nimmt die AGC-Spannung auf, die zunehmend negativ wird, so daß eine Verstärkungsreduktion in einem zunehmenden Grad bewirkt wird. In Fig. 4 ist der Anschluß T44, im Gegensatz zu dem Anschluß T46, so verbunden, um ein Vorspannungspotential VB6 aufzunehmen, und der Anschluß T46 nimmt die AGC-Spannung auf, die zunehmend negativ wird, so daß eine Verstärkungsreduktion in einem zunehmenden Grad bewirkt wird. Der verstärkungs-geregelte Verstärker der Fig. 1 kann auch so modifiziert werden, daß eine Verstärkungsreduktion in einem zunehmenden Grad durch eine AGC-Spannung bewirkt wird, die zunehmend negativ wird. Eine Art und Weise, um dies vorzunehmen, um die Stromquelle und -senke zusammen zu ersetzen, weist Elemente R1, Q2, Q32, R13, R14, Q14 und Q15 auf mit: einem Einzel-Ausgangs-Stromspiegel zum Senken, über den Widerstand R12, der kombinierten Emitterströme von Q10 und Q12 eines Ausgangsstroms, der auf einen Eingangsstrom skaliert ist, der zu diesem Stromspiegel zugeführt ist; einem Dual-Ausgangs-Stromspiegel, der eine Eingangsverbindung besitzt, die im Potential zu VB2 in Bezug gesetzt ist, die eine erste Ausgangsverbindung zum Zuführen des Eingangsstroms des Einzel-Eingangs-Stromspiegels besitzt, und einer zweiten Ausgangsverbindung zum Liefern eines Stroms gleich zu dem Ausgangsstrom des Einzel-Eingangs-Stromspiegels als ein Quellenstrom zu dem kombinierten Basis- und Kollektorstrom von Q11 und Q13; und einem Widerstand, der zwischen dem Anschluß T1 und der Eingangsverbindung des Dual-Ausgangs- Stromspiegels verbunden ist, um einen Eingangsstrom zu erzeugen, so daß dieser Stromspiegel direkt zu dem AGC-Potential in Bezug gesetzt ist, das an den Anschluß T1 angelegt ist.
Die vorliegende Erfindung ist hier offenbart worden und deren Prinzipien sind anhand von beispielhaften Ausführungsformen erläutert worden, allerdings ist sie nicht nur auf solche Ausführungsformen eingeschränkt. Anhand eines Beispiels verwendet die Ausführungsform, die hier beschrieben ist, NPN-Verstärkungstransistoren, es ist klar, daß PNP-Transistoren mit geeigneten Schaltungsmodifikationen, wie sie für Fachleute auf dem betreffenden Fachgebiet geläufig sind, ersetzt werden können, oder daß Feldeffekttransistoren anstelle von bipolaren Transistoren verwendet werden können, wiederum mit geeigneten Schaltungsmodifikationen, wie sie Fachleuten auf dem betreffenden Fachgebiet geläufig sind. Weiterhin können ändere Formen von Stromspiegeln die bestimmten Formen, die hier anhand einer Erläuterung verwendet sind, ersetzen. Es ist auch vorgesehen, daß eine Stromregelung nicht durch herkömmliche, differentiell gekoppelte Paare vorgenommen werden muß, obwohl diese den Vorteil einer Einfachheit haben, sondern sie kann auch durch andere Schaltungen vorgenommen werden, die einen Eingangsstrom in zwei Komponenten aufteilen können, die ein variables Verhältnis besitzen.

Claims

1. Monolithische, integrierte Schaltung (70), die mit einem ersten Detektor (14) und einem frequenz-selektiven Filter (16, 30), der Eingangssignale von dem ersten Detektor aufnimmt, verbunden ist, wobei die monolithische, integrierte Schaltung aufweist:

einen zweiten Detektor (44, 54, DET) eines Typs, der ausbalancierte Eingangssignalspannungen aufnimmt, die auf jeweiligen Vorspannungspotentialen überlagert sind;

eine direkt-gekoppelte Kaskadenverbindung von Verstärkerstufen (18, 20, 22, 32, 34, 36) zum Verstärken eines Ausgangs von dem frequenz-selektiven Filter (16, 30), um dadurch zu dem zweiten Detektor (44, 54, DET) die ausbalancierten Eingangssignalspannungen zuzuführen, die auf jeweiligen Vorspannungspotentialen überlagert sind;

einen ersten, einen zweiten und einen dritten emitter-gekoppelte Transistor-Differentialverstärker, die in der Reihenfolge deren Ordnungsnumerierung in der direkt-gekoppelten Kaskadenverbindung der Verstärkerstufen (18, ..., 36) einbezogen sind, wobei jeder ein jeweiliges Paar Ausgangsanschlüsse besitzt, wobei der Ausgang des frequenz-selektiven Filters (16, 30) zwischen den Eingangsanschlüssen des ersten emitter-gekoppelten Transistor-Differentialverstärkers angelegt wird;

einen ersten und einen zweiten Kollektorverstärker-Transistor (Q8, Q9), die in der direktgekoppelten Kaskadenverbindung der Verstärkerstufen (18, ..., 36) einbezogen sind, die jeweilige Basiselektroden besitzen, mit denen sich jeweilige des Paars der Ausgangsanschlüsse des ersten emitter-gekoppelten Transistor-Differentialverstärkers (Q10, Q12, Q45, Q46, Q48, Q49) verbinden, und jeweilige Emitterelektroden besitzen, die mit jeweiligen des Paars der Eingangsanschlüsse des zweiten emittergekoppelten Transistor-Differentialverstärkers (Q25, Q26) verbunden sind;

eine automatische Verstärkungsregelschaltung zum Regeln der jeweiligen Spannungsverstärkungen des ersten und des zweiten emitter-gekoppelten Transistor-Differentialverstärkers (Q10, ...., Q26);

eine automatische Verstärkungsregelschaltung zum Regeln der jeweiligen Spannungsverstärkungen des ersten und des zweiten emitter-gekoppelten Transistor-Differentialverstärkers (Q10, ..., Q26); und

eine differentielle Tiefpaßfiltereinrichtung (24, 38, LPF) zum Filtern der ausbalancierten Eingangssignalspannungen, die auf jeweiligen Vorspannungspotentialen überlagert sind, die von jeweiligen des Paars der Ausgangsanschlüsse des dritten emittergekoppelten Transistor-Differentialverstärkers (Q64, Q65) zugeführt sind, zum Erzeugen ausbalancierter Gleichstrom-Rückkopplungssignale, die an die Emitterelektroden des ersten und des zweiten Kollektorverstärker-Transistors (Q8, Q9) angelegt sind.

2. Schaltung nach Anspruch 1, wobei der zweite Detektor (44, 54, DET) ein Videodetektor (54) ist.

3. Schaltung nach Anspruch 1, wobei der zweite Detektor (44, 54, DET) ein Abwärtswandler (44) ist, gefolgt durch einen Bandpaßfilter (46) zum Auswählen eines erwünschten Abwärtskonversionsergebnisses als ein Ausgang davon und zum Unterdrücken in dem Ausgang davon eines Bilds des erwünschten Ergebnisses außerhalb des Bandpaßfilter-Durchlaßbands.

4. Schaltung nach Anspruch 3, die weiterhin eine Einrichtung (50) zum Erfassen von Informationen, die in dem erwünschten Abwärtskonversionsergebnis enthalten sind, umfaßt.

5. Schaltung nach Anspruch 4, wobei die Einrichtung (50) zum Erfassen von Informationen, die in dem erwünschten Abwärtskonversionsergebnis enthalten sind, aufweist:

eine Einrichtung zum Erfassen der Variation in der Frequenz des erwünschten Abwärtskonversionsergebnisses.

6. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei die differentielle Filtereinrichtung (24, 38, LPF) für die ausbalancierten Eingangssignalspannungen; die auf jeweiligen Vorspannungspotentialen überlagert sind, die von jeweiligen des Paars Ausgangsanschlüsse des dritten emitter-gekoppelten Transistor-Differentialverstärkers (Q64, Q65) zugeführt sind, aufweist:

einen vierten emitter-gekoppelten Transistor-Differentialverstärker (Q70, Q71), der ein jeweiliges Paar Eingangsanschlüsse besitzt und ein jeweiliges Paar Ausgangsanschlüsse besitzt, die jeweils mit der Emitterelektrode des ersten Kollektorverstärker- Transistors (Q8) und mit der Emitterelektrode des zweiten Kollektorverstärker-Transistors (Q9) verbunden sind, zum Zuführen der ausbalancierten Gleichstrom-Rückkopplungssignale zu den Emitterelektroden des ersten und des zweiten Kollektorverstärker-Transistors (Q8, Q9);

einen Vierpol-Tiefpaßfilter (LPF), der ein jeweiliges Paar Eingangsanschlüsse besitzt, mit denen sich jeweilige des Paars der Ausgangsanschlüsse des dritten emitter-gekoppelten Transistor-Differentialverstärkers (Q64, Q65) jeweils verbinden, und ein jeweiliges Paar von Ausgangsanschlüssen besitzt; und

eine Einrichtung (R69, Q68, R70, Q69) zum Anlegen einer Potentialdifferenz an die Ausgangsanschlüsse des Tiefpaßfilters (LPF) zwischen den Eingangsanschlüssen des vierten emitter-gekoppelten Transistor-Differentialverstärkers (Q70, Q71).

7. Schaltung nach Anspruch 6, wobei der Vierpol-Tiefpaßfilter (LPF) aufweist: einen ersten und einen zweiten Widerstand (R71, R72) eines ähnlichen Werts, wobei jeder ein jeweiliges erstes Ende besitzt, mit dem ein jeweiliger eines des Paars der Ausgangsanschlüsse des dritten emitter-gekoppelten Transistor-Differentialverstärkers (Q64, Q65) verbunden ist, und wobei jeder ein jeweiliges zweites Ende besitzt, das mit einem jeweiligen einen der Ausgangsanschlüsse des Tiefpaßfilters (LPF) verbunden ist; und

eine Kapazität (C1), die eine erste und eine zweite Platte jeweils aufweist, die mit jeweils einem der Ausgangsanschlüsse des Tiefpaßfilters verbunden ist.

8. Schaltung nach Anspruch 7, wobei die Einrichtung (R69, ..., Q69) zum Anlegen einer Potentialdifferenz an den Ausgangsanschlüssen des Tiefpaßfilters (LPF) zwischen den Eingangsanschlüssen des vierten emitter-gekoppelten Transistor-Differentialverstärkers (Q70, Q71) aufweist:

einen dritten und einen vierten Kollektorverstärker-Transistor (Q68, Q69), die jeweilige Basiselektroden besitzen, mit denen sich jeweilige des Paars Ausgangsanschlüsse des Tiefpaßfilters (LPF) verbinden, und jeweilige Emitterelektroden besitzen, die mit jeweiligen des Paars Eingangsanschlüssen des vierten emitter-gekoppelten Transistor-Differentialverstärkers (Q70, Q71) verbunden sind.