DE3315663A1 - Dynamisches amplitudensieb - Google Patents

Description

RCA 77800/Sch/Ro.
US-Ser.No. 373,750
AT: 30. April 1982

RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.)

Dynamisches Amplitudensieb

Die Erfindung betrifft dynamisch gesteuerte Amplitudensiebe zur Verarbeitung von Signalen, die bei der Wiedergabe von Bildern benötigt werden, insbesondere bezieht sich die Erfindung auf eine neue Schaltung, welche die Einstellung des Ausschneidepegels eines Signals gestattet, das den hochfrequenten Anteil der Leuchtdichtesignale darstellt, wobei der Ausschneidepegel im Zusammenhang mit Verschiebungen des niedrigfrequenten Gehalts der Leuchtdichtesignale zwischen Schwarz- und Weißgrenzen verändert wird.

Unter einer Signalausschneide- oder Coring-Schaltung versteht man die Entfernung des achsnahen "Signalkernes" durch Verarbeitung des Signals in einer Signalübertragungsschaltung, deren übertragungscharakteristik für achsnahe Signalamplituden eine "Totzone" aufweist. Diese Art der Signalverarbeitung ist bekannt und wird

gelegentlich zur Verringerung von Störungen angewandt, wie es beispielsweise im Aufsatz "Digital Techniques for Reducing Television Noise" von J.P. Rossi im SMPTE Journal vom März 1978, Seiten 134-140 erläutert ist. Bei bestimmten Anwendungsfällen einer solchen Coring-Schaltung, hier auch als Amplitudensieb bezeichnet, kann eine Möglichkeit zur Einstellung des Ausschneide- oder Siebpegels erwünscht sein. Diese Pegeleinstellung kann entweder von Hand erfolgen (wie es R.H. McMann, et al. im Aufsatz "Improved Signal Processing Techniques for Color Television Broadcasting" im SMPTE Journal vom März 1968 auf den Seiten 221-228 beschrieben haben), oder man kann den Ausschneide- oder Siebpegel dynamisch verändern (wie es beispielsweise in der US-PS 41 67 749, Erfinder: Burrus, beschrieben ist).

Gemäß diesem US-Patent erfolgt die Signalkernausschneidung des hochfrequenten Anteils eines Leuchtdichtesignals mit einem Ausschneidepegel, der sich dynamisch in Abhängigkeit von der Amplitude des Rauschens verändert, welches im Leuchtdichtesignal festgestellt wird. Ist der festgestellte Rauschpegel relativ hoch, dann wird auch der Ausschneidepegel relativ groß gemacht, um das Signal/Rausch-Verhältnis zu verbessern; ist der festgestellte Rauschpegel dagegen relativ klein, dann liegt der Ausschneidepegel relativ niedrig, damit Störungen der gewünschten Signaländerungen minimal gehalten werden.

Im Gegensatz zu diesem US-Patent, wo der Ausschneidepegel im Hinblick auf die offensichtliche Notwendigkeit zur Rauschverminderung angepaßt wird, wird bei der hier beschriebenen Erfindung der Ausschneidepegel entsprechend dem Vorhandensein oder Fehlen der relativ

«Al ·

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sichtbaren Rauschstörungen verändert. Durch Beobachtung hat sich gezeigt, daß Hintergrundrauschen niedrigen Pegels einen Betrachter dann mehr auffällt, wenn dieses Rauschen in einem dunklen Teil des betrachteten Bildes auftritt, als wenn es iri einem hellen Teil vorkommt. In Erkenntnis dieses Phänomens wird der Ausschneidepegel bei dem erfindungsgemäßen System umgekehrt zum Helligkeitspegel verändert, wobei eine maximale Ausschneidung bei der Schwarzgrenze und eine minimale Ausschneidung bei der Weißgrenze erfolgt. Die Steuerspannung für den Ausschneidepegel wird vorzugsweise von einem tiefpaßgefilterten Leuchtdichtesignal abgeleitet, so daß sich der Ausschneidepegel nicht in Abhängigkeit von hochfrequenten Leuchtdichtekomponenten oder von begleitenden hochfrequenten Störkomponenten zu schnell ändert.

Gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung wird die oben beschriebene Art der dynamischen Amplitudensiebung vorzugsweise bei der Verarbeitung eines Horizontalanhebungssignals angewandt, welches dem Leuchtdichtesignal zur Betonung von Horizontaldetails hinzugefügt wird. Die Amplitudensiebung eines solchen Anhebungssignals verringert die Wahrscheinlichkeit, daß eine unerwünschte Anhebung von Hintergrundrauschen als Begleiterscheinung der gewünschten Bilddetailanhebung auftritt. Die dynamische Regelung des Ausschneide- oder Siebpegels gemäß der Erfindung ergibt einen maximalen Schutz gegen eine Verstärkung von Rauschen in denjenigen Bereichen des betrachteten Bildes, wo die Rauschverstärkung am meisten stören würde, und verringert die Rauschunterdrückung in denjenigen Bereichen, in denen ein höherer Rauschpegel toleriert werden kann.

-7-In den beiliegenden Zeichnungen zeigen:

Fig. 1 als Blockschaltbild einen Teil eines Fernsehempfängers mit einer Horizontalanhebungsschaltung für Leuchtdichtesignale, bei welcher der Ausschneidepegel in den Anhebungssignalen gemäß der Erfindung geregelt wird, und

Fig. 2 eine Realisierungsmöglichkeit für Blockelemente gemäß Fig. 1 entsprechend einer speziellen Ausführungsform der Erfindung.

Bei der in Fig. 1 gezeigten Schaltung wird das Ausgangssignal einer Leuchtdichtesignalquelle 11 (welches beispielsweise bei einem Farbfernsehempfänger das Leuchtdichtesignal am Ausgang des Kammfilters des Empfängers ist) dem Eingangsanschluß L einer Verzögerungsleitung 12 zugeführt. Die am Anschluß L auftretenden Signale und die am Ausgangsanschluß L¹ der Verzögerungsleitung 12 auftretenden Signale werden als Eingangssignale einer Anhebungssignalformerschaltung 15 zugeführt, deren Ausschneidepegel einstellbar ist und die beispielsweise von der in der US-Patentanmeldung Nr. 363 868 vom 31. März 1982 (Erfinder:

L.A. Harwood et al., Titel: "Adjustable Coring Circuit") beschriebenen Art sein kann.

Schließt man die Leitung 12 an ihrem Eingangsende mit ihrer Leitungsimpedanz ab und wählt an ihrem Ausgangsende eine Fehlanpassung, um hier Reflexionen zu erhalten, dann erhält man an einem Eingang der Signalformerschaltung 15 ein einmal verzögertes Leuchtdichtesignal (vom Anschluß L¹) bzw. die Summe aus einem unverzögerten Leuchtdichtesignal mit einem zweifach verzögerten Leuchtdichtesignal (vom Anschluß L). Wählt man die

—δι Verzögerung der Verzögerungsleitung 12 gleich einer halben Periode einer ausgewählten Frequenz innerhalb des hochfrequenten Anteils des Spektrums der Leuchtdichtesignalkomponenten, dann entspricht die Differenz der jeweiligen Signale an den Anschlüssen L und L' einem geeigneten Horizontalanhebungssignal, welches dem Leuchtdichtesignal zur Betonung von Horizontaldetails zuzufügen ist. Die Signalformerschaltung 15 bildet ein einer solchen Signaldifferenz entsprechendes Anhebungssignal, in dem jedoch die achsnahen Signalanteile bis zu einem Ausschneidepegel entfernt sind, der von der Größe einer Ausschneidepegel-Regelspannung abhängt, die am Regelspannungseingang CC zugeführt wird. Beispielsweise liefert die Signalformerschaltung 15 als Ausgangssignale zwei gegenphasige Anhebungssignale mit einstellbarem Ausschneidepegel.

Die gegentaktigen Anhebungs-Ausgangssignale der Signalformerschaltung 15 gelangen als Eingangssignale zu einer in ihrer Verstärkung regelbaren Anhebungssignal-"* übertragungsschaltung 14, welche die "ausgekernten" Anhebungssignale mit einer Verstärkung (oder Dämpfung) überträgt, welche durch eine Regelspannung bestimmt wird, die einem Anhebungsregeleingang PC zugeführt wird.

Die Gegentakt-Ausgangssignale der Signalübertragungsschaltung 14 werden mit den gegentaktigen Ausgangssignalen eines Leuchtdichtesignalverstärkers 13, dem die verzögerten Leuchtdichtesignale vom Anschluß L¹ zugeführt werden, in einer Signalkombinationsschaltung 16 summiert zu gegentaktigen "angehobenen" Leuchtdichtesignalen, die ihrerseits einem Leuchtdichtesignalverstärker 17 für diese angehobenen Leuchtdichtesignale zugeführt werden. Der Verstärker 17 wandelt seine gegentaktigen Eingangssignale in ein eintaktiges Ausgangssignal am Anschluß 0 um, von dem das "angehobene"

Leuchtdichtesignal beispielsweise den Matrixschaltungen eines Farbfernsehempfängers zur Zusammenfassung mit den entsprechenden Farbdifferenzsignalen zugeführt werden kann.
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Das Ausgangssignal des Verstärkers 17 wird auch dem Eingang eines Bandpaßverstärkers 18 für die Regelung der automatischen Anhebung zugeführt. Der Verstärker kann beispielsweise eine Durchlaßbandbreite von etwa 1 MHz haben, die zentrisch um eine Frequenz von etwa 2 MHz liegt, und er liefert diejenigen Komponenten des "angehobenen" Leuchtdichtesignals, die in seinen Durchlaßbereich fallen, an einen Spitzendetektor 19, der eine Regelspannung erzeugt, welche proportional zur Amplitude der zugeführten Komponenten ist. Diese Regelspannung wird dem Anschluß PC zur Regelung der Größe der Anhebungssignale zugeführt, welche der Kombinationsschaltung 16 in solchem Sinn zugeführt werden, daß Amplitudenänderungen der zugeführten Komponenten entgegengewirkt wird. In diesem Zusammenhang sei auf - die US-Patentanmeldung USSN 310 139 vom 9. Oktober 1981 verwiesen, die in näheren Einzelheiten die Betriebsweise eines solchen automatischen Anhebungsregelsystems beschreibt und Beispiele für eine vorteilhafte Schaltung zur Durchführung der Funktionen der Blöcke 13, 14, 16, 17, 18 und 19 (sowie für eine zugehörige von Hand erfolgende Anhebungssteuerung) anführt.

Gemäß der hier beschriebenen Erfindung wird der Ausschneidepegel für das von der Anhebungssignalformerschaltung 15 gelieferte Anhebungssignal entsprechend dem Amplitudenpegel der niedrigfrequenten Anteile der von der Quelle 11 gelieferten Leuchtdichtesignale geregelt. Zu diesem Zweck wird das Ausgangssignal einer Regelspannungsquelle 20 für den Ausschneidepegel einem

-ιοί entsprechenden Regeleingangsanschluß CC der Signalformerschaltung 15 zugeführt. Wie dargestellt enthält die Regelspannungsquelle 20 für den Ausschneidepegel ein Tiefpaßfilter 21, dessen Eingang das Leuchtdichte-Ausgangssignal der Quelle 11 zugeführt wird und dessen Ausgang (evtl. über eine Verzögerungsleitung 22) mit dem Regeleingang CC gekoppelt ist. Für den gewünschten Regelsinn der dynamischen Regelung des Ausschneidepegels sollte das Ausgangssignal der Regelspannungsquelle 20 so gepolt sein, daß eine Verschiebung des Tiefpaß-Ausgangssignals in Schwarzrichtung zu einer Erhöhung des Ausschneidepegels führt, während eine Verschiebung des Tiefpaß-Ausgangssignals in Weißrichtung eine Verringerung des Ausschneidepegels ergibt, im Sinne einer optimalen zeitlichen Steuerung der dynamischen Änderungen des Ausschneidepegels sollte die Gesamtverzögerung im Regelweg über die Quelle 20 im wesentlichen der Verzögerung des einmal verzögerten Eingangssignals der Signalformerschaltung 15 angepaßt sein. Wenn die infolge des Tiefpaßfilters 21 auftreten- -■ de Verzögerung im wesentlichen der Verzögerung der Verzögerungsleitung 12 angepaßt ist, dann kann das Verzögerungselement 22 entfallen; reicht die Verzögerung des Tiefpaßfilters 21 nicht für eine solche überein-Stimmung aus, dann muß die fehlende zusätzliche Verzögerung im Regelweg durch das Element 22 ergänzt werden.

Fig. 2 zeigt ein Schaltbild für eine Anhebungssignalformerschaltung, die eine Einstellung des Kernausschneidepegels erlaubt, wie sie in der bereits erwähnten US-Patentanmeldung USSN 363 868 beschrieben ist, wobei jedoch die Regelung des Ausschneidepegels gemäß einer speziellen Ausführungsform der hier beschriebenen Erfindung erfolgt. Die speziell dargestellte Schaltung der Regelspannungsquelle für den Ausschneidepegel, bei

welcher eine mit Rückführung arbeitende Klemmung angewandt wird, um die gewünschte Lage des Regelbereichs für den Ausschneidepegel angewandt wird, ist Gegenstand der US-Patentanmeldung USSN 373 531 (Erfinder: W.E.

Harlan, Titel: "Dynamically Controlled Horizontal Peaking System".

Bei der Schaltung nach Fig. 2 werden an einem Eingangsanschluß I des Anhebungssystems auftretende Leuchtdich- tesignale über einen Blockkondensator 24, der in Reihe mit einem Widerstand 25 liegt, dem Eingangsanschluß L der Verzögerungsleitung 12 zugeführt. Die Verzögerungsleitung 12 ist beispielsweise ein breitbandiges Element mit linearer Phasencharakteristik über das Frequenzband der Leuchtdichtesignale (beispielsweise bis 4,0 MHz reichend) und bewirkt eine Signalverzögerung von 140 ns. Das Eingangsende der Verzögerungsleitung 12 ist (beispielsweise mit Hilfe eines Widerstandes 25) mit der Anpassungsimpedanz der Verzögerungsleitung abgeschlossen, während ihr Ausgangsende (am Anschluß L¹) zur -- Erzielung von Reflexionen fehlangepaßt ist. An den jeweiligen Enden der Verzögerungsleitung 12 treten die folgenden Signale auf: (a) ein einmal verzögertes Leuchtdichtesignal am Anschluß L¹ und (b) die Summe eines unverzögerten Leuchtdichtesignals mit einem zweifach verzögerten Leuchtdichtesignal am Anschluß L. Die Differenz zwischen den jeweiligen Signalen an den Anschlüssen L und L¹ entspricht einem geeigneten Horizontalanhebungssignal, welches dem Leuchtdichtesignal zur Anhebung von Horizontaldetails durch effektive Verstärkung hochfrequenter Leuchtdichtekomponenten hinzuzufügen ist, wobei die maximale Anhebung oder Verstärkung bei etwa 3,5 MHz erfolgt.

V * ι* * * w

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Ein Differenzverstärker 40, welcher an seinen jeweiligen Differenzeingängen Signale von den Anschlüssen L und L' erhält, bildet einen linearen Verstärkerkanal für solch ein Anhebungssignal. Der Verstärker 40 enthält ein Paar NPN-Transistoren 41, 43, deren zusammengeschaltete Emitter über die Kollektor-Emitter-Strecke eines NPN-Stromquellentransistors 45 und einen in Reihe damit liegenden Emitterwiderstand 46 an einen Bezugspotentialpunkt (beispielsweise Masse) geführt ist. Die Basis des Transistors 45 liegt am positiven Anschluß (+1,2 V) einer Vorspannungsquelle, so daß ein geeigneter Betriebsstrom für den Verstärker fließt.

Signale vom Anschluß L¹ werden der Basis des Transistors 41 über die Basis-Emitter-Strecke eines NPN-Emitterfolger-Transistors 34 und einen Reihenwiderstand 36 zugeführt. Der Kollektor des Transistors 34 liegt direkt am positiven Anschluß (+V ) einer Betriebs-

cc

Spannungsquelle-, während sein Emitter über die Kollektor-Emitter-Strecke eines Stromquellentransistors 35 (dessen ■" Basis an +1,2 V liegt und dessen Emitter über einen Widerstand 35A an Masse liegt) nach Masse geführt ist. Signale vom Anschluß L gelangen zur Basis des Transistors 43 über die Basis-Emitter-Strecke eines NPN-Emitterfolger-Transistors 30 und einen Reihenwiderstand 32. Der Kollektor des Transistors 30 ist unmittelbar mit dem Anschluß ⁺V_CC verbunden, während sein Emitter über die Kollektor-Emitter-Strecke eines Stromquellentransistors 31 (dessen Basis an +1,2 V liegt und dessen Emitter über einen Widerstand 31A geerdet ist) an Masse geführt ist. Während zwischen den jeweiligen Anschlüssen L, L¹ und den Basen der Emitterfolger-Transistoren 30, 34 direkte Verbindungen bezeichnet sind, kann es auch erwünscht sein, in die jeweiligen Verbindungen zur Erhöhung der an den entsprechenden Anschlüssen auf-

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tretenden Impedanzen zusätzliche Emitterfolger (die hier nicht dargestellt sind) einzufügen.

Ein Widerstand 38 verbindet die Basen der Transistoren 41, 43 und wirkt mit den Koppelwiderständen 36, 32 im Sinne einer Dämpfung der Eingangssignale zusammen, um sicherzustellen, daß die maximale Signaldifferenz zwischen den Basisspannungen auf den linearen Signalverarbeitungsbereich des Verstärkers 40 abgestimmt ist.

Die jeweiligen Kollektoren der Transistoren 41 und 43 sind über (nicht dargestellte) Lasten mit dem positiven Anschluß einer Betriebsspannungsquelle verbunden, an die auch die Ausgänge eines nachfolgend noch zu beschreibenden Begrenzerverstärkers angeschlossen sind.

Die jeweiligen Kollektorströme der Transistoren 41 und 43 ändern sich in Abhängigkeit von den gegenphasigen AnhebungsSignalen.

Ein Differenzverstärker 50, dessen Differenzeingängen Signale von den Anschlüssen L und L' zugeführt werden, ~ dient als Eingangsstufe eines Begrenzerverstärkers, welcher einen nichtlinearen Verstärkerkanal für das Anhebungs signal bildet. D<?r Verstärker 50 enthält ein Paar NPN-Transistoren 51, 53, deren zusammengeschaltete Emitter über die Kollektor-Emitter-Strecke eines NPN-Stromquellentransistors 55 an Masse liegt. Am Ausgang des Emitterfolger-Transistors 34 auftretende Signale vom Anschluß L' gelangen zur Basis des Transistors 51 über einen Reihenwiderstand 37. Signale vom Anschluß L, die am Ausgang des Emitterfolger-Transistors 30 auftreten, gelangen über einen Reihenwiderstand 33 zur Basis des Transistors 53. Ein Widerstand 39 verbindet die Basen der Transistoren 51 und 53. Die durch die Widerstandsschaltung 37, 39, 33 bewirkte Signaldämpfung ist geringer als die Dämpfung der linearen Verstärkerschaltung 36, 38, 32, so daß die maximale Signalamplitude

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zwischen den Basen den linearen Signalverarbeitungsbereich des Verstärkers 50 überschreiten kann.

Die Kollektoren der Transistoren 51 und 53 sind einzeln über jeweilige Lastwiderstände (57, 59) an den positiven Anschluß (+4,0 V) einer Betriebsspannungsquelle angeschlossen. Über den jeweiligen Lastwiderständen 57 und 59 erscheinen gegenphasige Anhebungssignale (deren Maximalamplituden abgeschnitten sind).

Der als Ausgangsstufe des Begrenzerverstärkers dienende und eine weitere Begrenzung der Anhebungssignale bewirkende Differenzverstärker 60 enthält ein Paar NPN-Transistoren 61 und 63, deren zusammengeschaltete Elektroden mit dem Kollektor eines Stromquellentransistors 65 verbunden sind. Der Stromquellentransistor 65 ist mit seinem Emitter über die Basis-Emitter-Strecke eines Stromquellentransistors 55 an Masse geführt. Die Basis des Transistors 61 liegt unmittelbar am Kollektor des Transistors 51 der Eingangsstufe, während die Basis _ des Transistors 63 unmittelbar am Kollektor des Transistors 53 der Eingangsstufe liegt.

Der Kollektor des Transistors 61 ist unmittelbar mit dem Kollektor des Transistors 41 des linearen Verstärkers verbunden, so daß die summierten Kollektor-Ströme der Transistoren 41 und 61 einen Anhebungssignalstrom (Ip¹) mit ausgeschnittenem Signalkern bilden. Der Kollektor des Transistors 63 liegt unmittelbar am Kollektor des Transistors 43 des linearen Verstärkers, so daß die summierten Kollektorströme der Transistoren 43 und 6 3 einen Anhebungssignalstrom Ip mit ausgeschnittenem Signalkern bilden (welcher gegenphasig zum Strom Ip¹ ist).
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Zwischen den positiven Anschluß ^3,2 V) einer Vorspannungsquelle und die Anode einer Diode 67, deren Kathode direkt an der Anode einer zweiten Diode 68 liegt, ist ein Widerstand 66 geschaltet. Die Kathode der Diode 68 liegt unmittelbar an Masse, so daß das Diodenpaar 67, 68 durch die Vorspannungsquelle in Durchlaßrichtung vorgespannt wird. Die Anode der Diode 67 liegt unmittelbar an der Basis des Stromquellentransistors 65, so daß die über dem Diodenpaar (67, 68) erscheinende Spannung über die Reihenschaltung der Basis-Emitter-Strecken der Stromquellentransxstoren 65, 55 gelegt wird und deren Basis-Emitter-Übergänge in Durchlaßrichtung vorspannt.

Der Kollektor NPN-Regeltransistors 71 ist unmittelbar mit der Basis des Transistors 55 verbunden, während der Emitter des Transistors 71 direkt an Masse liegt, so daß die Kollektor-Emitter-Strecke des Regeltransistors 71 unmittelbar parallel zur Basis-Emitter-Strecke des Stromquellentransistors 55 der Eingangsstufe liegt.

Der Basis eines NPN-Emitterfolger-Transistors 75 (dessen Kollektor direkt am Betriebsspannungsanschluß +Vcc liegt) , wird dem Eingangsanschluß CC für die Ausschneidepegel-Regelspannung zugeführt. Der Emitter des Transistors 75 liegt über einen Widerstand 73 an der Basis des Transistors 71 und an der Anode der Diode 72. Diese Diode liegt mit ihrer Kathode unmittelbar an Masse, so daß sie direkt parallel zur Basis-Emitter-Strecke des Regeltransistors 71 liegt. Eine dem Anschluß CC (von der Regelspannungsquelle 20 für den Ausschneidepegel) zugeführte positive Ausschneidepegel-Regelspannung bestimmt die Vorspannung des Transistors 71 zur Veränderung des Leitungszustands von dessen Kollektor-Emitter-Strecke.

Die veränderbare Steuerspannung am Anschluß CC gelangt

auch zur Basis eines PNP-Regeltransistors 69, der mit seinem Emitter unmittelbar an der Basis des Stromquellentransistors 65 liegt. Der Kollektor des Regeltransistors 69 liegt direkt an Masse, so daß seine Kollektor-Emitter-Strecke parallel zur Reihenschaltung der Dioden 67, 68 liegt.

über einen wesentlichen Teil des Änderungsbereiches der am Anschluß CC zugeführten Regelspannung für den Ausschneidepegel ist der Basis-Emitter-Übergang des PNP-Regeltransistors 69 in Sperr-Richtung vorgespannt. Dann ist der Transistor 69 gesperrt und wirkt sich nicht auf das einstellbare Amplitudensieb aus, welches in der Weise arbeitet, wie es in der bereits erwähnten " US-Patentanmeldung USSN 363 868 beschrieben ist und nachfolgend kurz erläutert wird.

Die Basis-Emitter-Strecke des Transistors 65 bildet mit der Parallelschaltung (a) der Basis-Emitter-Strecke des Transistors 55 und (b) der Kollektor-Emitter-Strecke des - NPN-Regeltransistors 71 einen Spannungsteiler zur Teilung der an der Dioden-Reihenschaltung 67, 68 auftretenden Vorspannung, wobei das Teilerverhältnis vom Leitungszustand des Transistors 71 abhängt. Wenn die durch den Transistor 71 gebildete Parallelimpedanz abnimmt (wegen eines Anwachsens der positiven Regelspannung für den Ausschneidepegel), dann nimmt die Basis-Emitter-Spannung (V, ) des Stromquellentransistors 55 ab, und in komplementärer Weise steigt die Basis-Emitter-Spannung des Stromquellentransistors 65. Wenn die vom Transistor 71 gebildete Parallelimpedanz wächst (wegen einer Abnahme der positiven Regelspannung), dann steigt die Spannung V- des Transistors 55, und in komplementärer Weise nimmt die Spannung V, des Transistors 65 ab.

Infolge einer Veränderung der Regelspannung für den Ausschneidepegel treten komplementäre Änderungen der Betriebsströme der Differenzverstärker 50 und 60, und damit komplementäre Änderungen der jeweiligen Verstärkungen der beiden in Kaskade geschalteten Stufen des Begrenzerverstärkers auf. Veränderungen der vom NPN-Regeltransistor 71 gebildeten GIeichspannungsimpedanz haben einen vernachlässigbaren Effekt auf die über den Dioden 67, 68 auftretende Vorspannung. Damit bleibt die Gesamtverstärkung des Begrenzerverstärkers, die proportional zum Produkt der Größen des Betriebsstroms der jeweiligen Stufe ist, im wesentlichen unbeeinflußt, wenn die Aufteilung der Verstärkung zwischen den betreffenden Stufen verändert wird. Im Sinne der Genauigkeit des Signalkern-Ausschneidens wird diese unbeeinflußt Größe der Gesamtverstärkung so eingestellt, daß die Verstärkungen des nichtlinearen und des linearen Verstärkungskanals im wesentlichen gleich sind.

Eine Änderung der Verstärkungsaufteilung (infolge einer - ' Abnahme der Regelspannung für den Ausschneidepegel), welche zu einer Erhöhung der Verstärkung der Eingangsstufe (50) führt, ergibt eine Beschneidung durch die Ausgangsstufe (60), welche näher bei der Achse liegt, und dadurch wird der Ausschneidepegel herabgesetzt. Ändert sich umgekehrt die Aufteilung der Verstärkung (infolge eines Anwachsens der Regelspannung), derart, daß die Verstärkung der Eingangsstufe kleiner wird, dann erhöht sich der Ausschneidepegel.

Die Rolle des PNP-Regeltransistors 69 wird begrenzt durch das dem minimalen Ausschneidepegel entsprechende Ende des Regelspannungsbereichs für den Ausschneidepegel, wie es beispielsweise in der US-Patentanmeldung USSN 363 856 vom 31. März 1982 (Erfinder: R.L. Shanley, Titel: "Adjustable Coring Circuit Permitting Coring

Extinction") beschrieben ist. Wenn die Spannung am Regeleingang CC genügend weit nach Massepotential abfällt, dann verschiebt sich die Vorspannung am Basis-Emitter-Ubergang des PNP-Regeltransistors in Durchlaßrichtung. Für Spannungen am Anschluß CC unterhalb etwa +0,7 V wird der Transistor 69 leitend, und für Spannungen am Anschluß CC unterhalb etwa +0,5 V leitet der Transistor 69 genügend stark, um die Stromquellentransistoren 55, 71 zu sperren, so daß der Begrenzerverstärker funktionsunfähig wird und das Signalausschneiden völlig unterdrückt wird. Das einstellbare Amplitudensieb ergibt daher für ein Extrem des Regelbereichs einen Ausschneidepegel von 0.

Es sei nun die in Fig. 2 betrachtete Schaltung zur Realisierung der Ausschneidepegel-Regelspannungsquelle 20 für eine praktische Anwendung der Erfindung betrachtet. Der Eingang der Regelspannungsquelle 20 erhält gemäß Fig. 2 Leuchtdichtesignale, die beispielsweise am Eingangsanschluß I des Anhebungssystems mit solcher _ Polarität auftreten, daß die (ultraschwarzen) Ablenksynchronimpulsanteile dieses Signals in negativer Richtung verlaufen. Signale vom Anschluß I werden über die Reihenschaltung eines Blockkondensators 81 mit einem Widerstand 82 einem NPN-Transistor 83 zur Verstärkung zugeführt, wobei der Kondensator 81 und der Widerstand 82 in dieser Reihenfolge zwischen dem Anschluß I und der Basis des Transistors 83 liegen. Der Emitter des Transistors 83 ist unmittelbar an Masse geführt, während sein Kollektor über einen Lastwiderstand 84 an dem Betriebsspannungsanschluß +V liegt. Ein Wider-

CC

stand 89 überbrückt unmittelbar die Basis-Emitter-Strecke des Transistors 83.

Zwischen Kollektor und Basis des Transistors 83 besteht eine Rückkopplung über ein Brücken-T-Filter aus einem Paar Widerständen 85 und 86, die in Reihe zwischen Kollektor und Basis liegen, und einem Kondensator 88, der parallel zur Reihenschaltung der Widerstände 85, 86 liegt, und einem Kondensator 87, der zwischen dem Verbindungspunkt der in Reihe geschalteten Widerstände 85 und 86 und Masse liegt.

Ein PNP-Transistor 90, der mit Hilfe einer Rückkopplung eine Klemmwirkung ausübt, ist mit seinem Emitter unmittelbar an den Kollektor des Verstärkertransistors 83 und mit seinem Kollektor unmittelbar an den Verbindungspunkt zwischen Kondensator 81 und Widerstand angeschlossen. Zwei in Reihe liegende Widerstände 91 und 93 sind zwischen Masse und den Anschluß"+V ge-

CC

schaltet und bilden einen Spannungsteiler, der am Verbindungspunkt dieser beiden Widerstände eine Bezugsgleichspannung liefert, welche direkt der Basis des Klemmtransistors 90 zugeführt wird.

Die beschriebene Schaltung bildet eine invertierende Signalübertragungsschaltung für die Eingangs-Leuchtdichtesignale, die eine Frequenzkennlinie mit Tiefpaß-Charakter hat und eine geeignete Signalverzögerung bewirkt, die im wesentlichen der durch die Verzögerungsleitung 12 bewirkten Verzögerung angepaßt ist. Bei den in der nachfolgenden Liste als Beispiel angeführten Schaltungsparametern erfolgt der hochfrequenzseitige Abfall der Frequenzkennlinie erwünschtermaßen allmählich, wobei die Grenzfrequenz (der -3db-Punkt der Kennlinie) bei etwa 1,05 MHz liegt.

Im Betrieb der beschriebenen Schaltung für die Signalquelle 20 isoliert der Kondensator 81 die Signalüber-

Α*β * ·*

-20-

tragungsschaltung gegen Änderungen des Gleichspannungspegels am Anschluß I, die beispielsweise infolge von Signalamplitudeneinstellungen auftreten können, welche bei der Leuchtdichtesignalquelle vorgenommen werden (wie es im einzelnen in der bereits erwähnten US-Patentanmeldung USSN 37 3 531 erläutert ist). Der Klemmtransistor 90, der während des Auftretens der Synchronimpulse periodisch in den Leitungszustand gesteuert wird, sorgt für eine Wiederherstellung des Gleichspannungspegels. Die Ladung auf dem Kondensator 81 wird während dieser Leitungsperioden korrigiert, wodurch die Synchronimpulsspitzen am Ausgang der Signalübertragungsschaltung auf ein Potential geklemmt werden, das durch die vom Spannungsteiler 93, 91 gelieferte Bezugsspannung bestimmt wird (und gegenüber dieser leicht versetzt ist). Die Bezugsspannung wird so gewählt, daß die bei einem Schwarzpegeleingangssignal erzeugte Ausgangsspannung (am Anschluß CC) der Signalübertragungsschaltung einen gewünschten Ausschneidepegel (beispielsweise 6%) ergibt. Die Verstärkung der Signalüber- - tragungsschaltung, die' durch das Verhältnis des Widerstands 82 zur Widerstandssumme der Widerstände 85 und 86 bestimmt wird, wird so gewählt, daß der Schwarz-Weiß-Signalbereich der Ausgangsspannung dieser Signalübertragungsschaltung am Anschluß CC den gewünschten Bereich der Ausschneidepegeländerungen ergibt. Beispielsweise wird die Verstärkung so gewählt, daß ein Ausschneidepegel von 0 bei Weißpegeln jenseits von 70 bis 80 IRE-Einheiten erreicht wird.

Nachstehend werden Parameterbeispiele für die Schaltung nach Fig. 2 angeführt.

h ι* * * * β ft » η λ

Λ f» f» * ft S *

— 21 —

Widerstand 25 680 Ω

Widerstände 32, 36 2,4 kft

Widerstände 33, 37 470 Ω

Widerstand 38 1000 Ω

Widerstand 39 4,7 ki!

Widerstände 57, 59, 46 .... 500 Ω

Widerstand 66 '. . 13,3 kfi

Widerstand 73 25 kß

Spannung (+V ) 11,2 V

Kondensator 24 1 p,F

Kondensator 81 33 \iF

Widerstände 82, 31A, 35A. . . . 2 kß

Widerstände 85, 86 5,6 kß

Widerstand 84 1,8 kfl

Widerstand 89 3,3 kß

Widerstand 91 3 kü

Widerstand 93 8,2 kSi

Kondensator 87 22 pF

Kondensator 88 15 pF

Claims (3)

1. TELErON 089/4 70 60 06 TELEX 522 638 TELEGRAMM SOMBEZ

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   Dynamisches Amplitudensieb

   Patentansprüche

   (yt) Bildwiedergabesystem mit einer Quelle (11) von Leuchtdichtesignalen, die Änderungen der Leuchtdichte eines Bildes zwischen schwarzen und weißen Extremwerten darstellen, mit einer dynamisch arbeitenden Ausschneideschaltung für achsnahe Signalamplituden, dadurch gekennzeichnet, daß mit der Leuchtdichtesignalquelle (11) eine Ableitungsschaltung (15) gekoppelt ist zur Ableitung eines den hochfrequenten Anteil der Leuchtdichtesignale darstellenden Signals mit ausgeschnittenen achsnahen Signalamplituden, welches der Differenz zwischen einer linear verstärkten Version des don hochfrequenten Gehalt darstellenden Signals

   und einer doppelt begrenzten Version des den hochfrequenten Gehalt darstellenden Signals entspricht, daß ferner die Ableitungsschaltung einen Regelspannungseingang (CC) für die Regelung des Signalausschneidepegels aufweist und" der" durch die Ausschneideschaltung bewirkte Ausschneidepegel von der Größe der diesem Regeleingang zugeführten Regelspannung abhängt, und daß eine durch die Leuchtdichtesignale gesteuerte Regelspannungsquelle (20) zur Erzeugung einer Regelspannung für den Ausschneidepegel vorgesehen ist, welche ein mit der Leuchtdichtesignalquelle (11) gekoppeltes Tiefpaßfilter (21) enthält, dessen Ausgangssignal dem Regeleingang (CC) in einem solchen Sinne zugeführt wird, daß der Ausschneidepegel bei einer Verschiebung des Ausgangssignals des Tiefpaßfilters in Schwarzrichtung zunimmt und bei einer Verschiebung des Ausgangssignals des Tiefpaßfilters in Weißrichtung abnimmt.
2. 2.) System nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Bildwiedergabesystem ein Fernsehempfänger ist, daß die Leuchtdichtesignalquelle (11) Videosignale liefert,daß die dynamische Ausschneideschaltung für die achsnahen Signalamplituden ein dynamisch geregeltes Horizontalanhebungssystem enthält, daß die Ableitungsschaltung (15) unter Steuerung durch die Videosignale ein Horizontalanhebungssignal mit einstellbarem Ausschneidepegel für die achsnahen Signalamplituden liefert, und daß eine Kombinationsschaltung (16) zur Zusammenfassung des einen einstellbaren Ausschneidepegel aufweisenden Horizontalanhebungs-Ausgangssignals mit den von der Quelle gelieferten Videosignalen zu einem Leuchtdichtesignal mit Signalanhebung vorgesehen ist.
3. 3.) System nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet , daß die Ableitungsschaltung (15) eine Verzögerungsleitung (12), deren Eingangs-

   ende die Videosignale von der Leuchtdichtesignalquelle (11) zugeführt werden und die an ihrem Eingangsende mit einer Anpassungsimpedanz abgeschlossen
   ist, dagegen an ihrem Ausgangsende fehlangepaßt
   ist, ferner einen mit den Eingangs- und Ausgangsenden der Verzögerungsleitung gekoppelten linearen Verstärker für die Differenz der am Eingangs- und Ausgangsende der Verzögerungsleitung (12) auftretenden Signale gekoppelt sind, und daß mit den Eingangs- und Ausgangsenden ein Begrenzerverstärker (50, 60) zur nichtlinearen Verstärkung dieser Signaldifferenz gekoppelt ist, welcher eine Mehrzahl von hintereinandergeschalteten Verstärkerstufen enthält, zwischen denen die
   Aufteilung der Verstärkung entsprechend der am Regeleingang auftretenden Spannung verändert werden kann.