DE3855437T2 - Abtastfrequenzumsetzer zum Umsetzen einer niedrigen Abtastfrequenz in eine höhere Abtastfrequenz und Verfahren dafür - Google Patents
Abtastfrequenzumsetzer zum Umsetzen einer niedrigen Abtastfrequenz in eine höhere Abtastfrequenz und Verfahren dafürInfo
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Description
- Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein einen Abtastfrequenzumsetzer und insbesondere einen Abtastfrequenzumsetzer, der Digitaldaten empfängt, die mit einer vorgegebenen Abtastrate abgetastet worden sind, um diese in Digitaldaten umzusetzen, die mit einer höheren Abtastrate abgetastet worden sind, und ein Verfahren hierfür.
- Die digitale Verarbeitung von Signalen hat, verglichen mit der analogen Verarbeitung, gewisse Vorteile, wie beispielsweise kleinere Abhängigkeit von Charakteristika der Geräte und/oder Bauelemente und die Einfachheit verschiedener Signalbearbeitungen. Andererseits ist es auf den technischen Gebieten der Videogeräte und -baueinheiten und Audiogeräte und -baueinheiten wünschenswert, daß analoge Videosignale und analoge Audiosignale in digitale Daten umzusetzen sind, um verschiedene Datenverarbeitungen durchzuführen, um ein wiedergegebenes Bild und wiedergegebene Stimme und Ton in der Qualität zu verbessern. Um solche Anforderungen zu erfüllen, sind digitale Videogeräte und -baueinheiten, wie beispielsweise ein Fernsehempfänger und ein digitaler Video-Tape-Recorder, und digitale Audiogeräte und -baueinheiten, wie beispielsweise ein CD-Abspielgerät und ein digitaler Audio-Tape-Recorder, erfunden und in der Praxis verwendet worden.
- Bei diesen Arten von digitalen Videogeräten und -baueinheiten und digitalen Audiogeräten und -baueinheiten werden jedoch bei verschiedenen Geräten und Baueinheiten oder Herstellern unterschiedliche Abtastfrequenzen beim Umsetzen eines analogen Signals in ein digitales Signal verwendet. Beispielsweise wird bei digitalen Fernsehempfängern eine Abtastfrequenz fs von Farbfernsehsignalen gewählt, die in vielen Fällen 3fsc oder 4fsc ist, wobei fsc eine Frequenz eines Farbzwischenträgers von ungefähr 3,58 MHz bezeichnet. Da Art und Anzahl derartiger digitaler Geräte und Baueinheiten im Steigen sind, schafft die Verbindung zwischen Geräten und Baueinheiten, die jeweils unterschiedliche Abtastfrequenzen fs haben, ein Problem, das der Lösung bedarf. Genauer gesagt, wie in Fig. 1 gezeigt, wenn eine Anordnung A Daten verarbeitet, die eine Abtastrate oder Frequenz fn haben, während eine Anordnung B Daten verarbeitet, die eine Abtastrate oder Frequenz fm haben, dann ist es notwendig, daß die Abtastrate (Abtastfrequenz) der Ausgangs-(Eingangs-)Daten mit der Abtastrate einer Zuführeinheit (oder Empfangseinheit) übereinstimmt, um zwischen den Anordnungen A und B Daten zuführen und empfangen zu können. Somit muß ein Abtastfrequenzumsetzer C zwischen den Anordnungen A und B vorgesehen werden. Es wird nun das Prinzip eines Betriebes und der Struktur eines herkömmlichen Abtastfrequenzumsetzers beschrieben.
- Es sei angenommen, daß ein eindimensionales Signal g(t), das auf ein Band W oder weniger begrenzt ist, ein Frequenzspektrum, wie in der Fig. 2a gezeigt, hat. Gemäß dem Abtasttheorem kann das Originalsignal g(t) aus der folgenden Gleichung (1) vollständig wiedergewonnen werden, wenn die Abtastwerte ..., g(-2T), g(-T), g(0), g(T), g(2T), ..., die im Intervall von T = 1/(2W) abgetastet sind, das heißt mit einer Abtastfrequenz von fs = 2W, gegeben sind;
- Eine Abtastfunktion 5(t) zeigt ein Ausgangssignal an, das erzeugt wird, wenn ein Impuls an ein ideales Tiefpaßfilter mit dem Band W angelegt ist.
- Fig. 3 zeigt die Abtastfunktion S(t) und ein Beispiel einer bandbegrenzten Signalform, die gemäß der Gleichung (1) wiedergewonnen wird.
- Da eine Funktion (Fig. 2(c)), die nur aus Abtastwerten zusammengesetzt ist, durch das Produkt des Originalsignals g(t) (Fig. 2(a)) und einer eindimensionalen Kammfunktion δ(t-iT) (Fig. 2(b)), wie in der Fig. 2(c) gezeigt, gegeben ist, kann die Funktion wie folgt ausgedrückt werden:
- g(t) δ(t-iT) ... (2)
- Wenn die Fourier-Transformation bei dem Ausdruck (2) durchgeführt wird, dann gilt: wobei in der vorstehenden Gleichung (3) die Faltung bezeichnet. Die Spektralverteilung der Gleichung (3) ist in der Fig. 2(d) gezeigt.
- Es wird ein Fall betrachtet, bei dem die zeitsequentiellen Digitaldaten Q&sub0;, Q&sub1;, Q&sub2;, ..., die durch Abtasten des Originalsignals g(t) mit einer Abtastfrequenz 3fsc erhalten worden sind, digital verarbeitet werden, um in zeitsequentielle Daten P&sub0;, P&sub1;, P&sub2;, ..., umgesetzt zu werden, die durch Abtasten des Originalsignals g(t) mit einer Abtastfrequenz 4fsc erhalten werden, wie dies in der Fig. 4 gezeigt ist. In diesem Fall wird durch Einsetzen der jeweiligen Abtastdaten Q&sub0;, Q&sub1;, Q&sub2;, ... bis g(0), g(T), g(2T), ... (wobei T = 1/(3fsc)) in die Gleichung (1), dann theoretisch g(t) wie folgt repräsentiert:
- g(t) = QiS(t-iT) ... (1)'
- Wenn die Zeiten, bei denen die Abtastdaten P&sub0;, P&sub1;, P&sub2;, ... erhalten worden sind, das heißt 0, T', 2T', ... (wobei = 1/(4f sc)) I dann in die Gleichung (1) eingesetzt werden, werden Abtastdaten P&sub0;, P&sub1;, P&sub2;, ..., die die Abtastfrequenz 4fsc haben, erhalten. Die vorstehend beschriebene Operation mit einer Originalabtastfrequenz und einer Abtastfrequenz nach der Umsetzung, die jedoch auf jeweils beliebige Werte eingestellt sind, ist vom Standpunkt des Schaltungsaufbaus oder dergleichen fast unmöglich und nicht praktisch, weil die Operation eine unendliche Anzahl von Produkten und Additionen enthält.
- Wenn andererseits die Originalabtastfrequenz fm und die Abtastfrequenz fn nach dem Umsetzen das Ganzzahlenverhältnis von m:n erfüllen, haben die Originaldaten Qi und die Daten P nach dem Umsetzen eine bestimmte Phasenrelation, so daß das Umsetzen vereinfacht werden kann, was beispielsweise in dem Artikel von M. Achiba mit dem Titel "An approach for digitally converting a sampling frequency for NTSC signals", IECE Japan Precedings of National Conference, März 1979, Vortragsnr. 1080, beschrieben ist.
- Im einzelnen, und wie in der Fig. 4 gezeigt, wird ein Fall in Betracht gezogen, bei dem die Abtastfrequenz 3f in die Abtastfrequenz 4fsc umgesetzt wird, wenn die Daten Qi durch ein Interpolationsfilter interpoliert werden, das bei der Rate des kleinsten gemeinsamen Vielfachen 12f der Abtast frequenzen 3f und 4fsc arbeitet, um die Abtastfrequenz sc in die Abtastfrequenz 12fsc umzusetzen, und dann werden die interpolierten Daten weiter mit der Abtastfrequenz 4fsc neu getastet, wobei nach dem Umsetzen die Daten P erhalten werden. Wenn die durch Abtasten mit einer Abtastfunktion von T = 1/(3fsc) mit der Abtastfrequenz 12fsc erhaltenen Daten durch Sh (h = 0, ±1, ±2 ...) repräsentiert sind, wie in der Fig. 4(a) gezeigt ist, wird die folgende Gleichung (4) als ein allgemeiner Ausdruck zwischen den Originaldaten Qi und den Daten nach dem Umsetzen P basierend auf der besonderen Phasenrelation (P4k = Q3k) erhalten:
- wobei Sh eine Impulsantwort des idealen Tiefpaßfilters (das mit der Rate der Frequenz 12fsc arbeitet) mit dem Band W (= 1/2T 3/2fsc) bezeichnet, die durch die folgende Gleichung gegeben ist, wie dies vorstehend beschrieben ist (siehe Gleichung (1)):
- wobei S&sub0; = 1 ist.
- Wie klar aus der Gleichung (4) zu ersehen ist, wird das Umsetzen der Abtastfrequenz von 3fsc auf 4fsc durch Gliederung des Interpolationsfilters unter Verwendung von vier Arten von Digitalfiltern vom Transversaltyp durchgeführt, wie in der Gleichung (4) gezeigt ist.
- Wie in der Fig. 5 gezeigt, hat das Filter vom Transversaltyp im allgemeinen eine Anzahl von Verzögerungselementen D, die in Reihe geschaltet sind, Koeffizientschaltungen C jeweils für das Multiplizieren eines Ausgangssignals von jedem der Verzögerungselemente mit einer vorbestimmten Konstante (Abgreifkoeffizient) α&sub1; bis αn-1 und ein Addierwerk S zum Aufsummieren eines Ausgangssignals jedes der Koeffizientschaltungen.
- Wenn nun angenommen wird, daß die Verzögerungszeit Z&supmin;¹ jedes der Verzögerungselemente D 1/(3fsc) ist und die vier Arten der Abgreifkoeffizienten α&sub1; bis αn-1 der Koeffizientschaltungen C {S4l}, {S4l-3}, {S4l-6} bzw. {S4l-9} sind, können aus den vier Arten Filter jeweils die umgesetzten Daten {P4k}, {P4k+1}, {P4k+2} bzw. {P4k+3} erhalten werden Wenn solche Digitalfilter 1a bis 1d somit parallel, wie in der Fig. 6 gezeigt, angeordnet sind und die Ausgänge der Digitalfilter 1a bis 1d sequentiell mit der Rate der Frequenz 4fsc geschaltet werden, wird ein umgesetzter Datenstrom Pj der Abtastfrequenz 4fsc erhalten. In der Fig. 6 empfängt ein Anschluß 3 den Originaldatenstrom Qi. Das Digitalfilter 1a hat den Abgreifkoeffizienten {S4l} und gibt die umgesetzten Daten P4k aus. Das Filter 1b hat den Abgreifkoeffizienten {S4l-3} und gibt die umgesetzten Daten P4k+1 aus. Das Digitalfilter 1c hat den Abgreifkoeffizienten {S4l-6} und gibt die umgesetzten Daten P4k+2 aus. Das Digitalfilter 1d hat den Abgreifkoeffizienten {S4l-9} und gibt die umgesetzten Daten P4k+3 aus. Ein Schalter 2 schaltet sequentiell die Filter 1a bis 1d mit einer Rate der Frequenz 4fsc, um von einem ausgewählten Filter ein Ausgangssignal an einen Ausgangsanschluß 4 anzulegen.
- Wenn die Addition unendlichmal durchgeführt wird, um die umgesetzten Daten Pj zu finden, wie dies in der vorstehenden Gleichung (4) ausgeführt ist, wird die ideale Umsetzung erzielt, so daß exakt umgesetzte Daten erhalten werden. Die unendlichmal durchzuführende Addition ist jedoch bei einer tatsächlichen Schaltung unmöglich, weil das heißt, daß eine unendliche Anzahl von Verzögerungselementen D und Koeffizientschaltungen C, beispielsweise in dem in der Fig. 5 gezeigten Aufbau vorgesehen sein müssen. Die Anzahl der Additionen in den Filtern 1a bis 1d ist im allgemeinen durch die Frequenzcharakteristika der Interpolationsfilter, basierend auf der erforderlichen Genauigkeit für ein Filter oder dergleichen, bestimmt.
- Wenn andererseits die Betrachtung in einem Frequenzbereich erfolgt, sind die Interpolationsfilter 1a bis 1d Tiefpaßfilter, um höhere harmonische Komponenten, die durch das Abtasten mit fs = 3fsc verursacht werden, zu entfernen und Komponenten zu eliminieren, die in ein Grundband gefaltet sind, was durch Wiederabtasten mit der Rate von fs = 4fsc verursacht wird, wie dies in den Fig. 7A und 7B gezeigt ist. Bei Farbfernsehsignalen muß der Verstärkungsfaktor einer Frequenz, die ein ganzzahliges Vielfaches von fsc is strikt unterdrückt werden, da die spektrale Luminanzwirksamkeit in der Nähe des Gleichstroms und des fsc-Bereiches hoch ist. Die vorstehend beschriebenen Interpolationsfilter arbeiten theoretisch bei der Rate der Frequenz 12fsc, so daß es für die Filter erforderlich ist, die Charakteristika in f = n'fsc (n' = 0, 1, 2, ..., 6) beträchtlich zu unterdrücken. Dies wird durch ein Frequenzabtastfilter erreicht.
- Eine Frequenzcharakteristik H&sub1;(f) eines Transversalfilters der linearen Phase mit (2N+1) Impulsantworten hi ist durch die folgende Gleichung (7) gegeben:
- Wenn angenommen wird, daß in der Gleichung (7) die Abtastfrequenz 12fsc ist, wird die folgende Gleichung erhalten:
- Hierbei ist der Einfachheit halber in dem Ausdruck (7)' die Exponentialkomponente entfernt.
- Somit kann das Filter, bei dem die vorstehend beschriebene Frequenzcharakteristik H&sub1;(f) für f = 0 gleich 1 ist, während fsc für f = 2fsc, 3fsc, ..., 6fsc gleich 0 ist, aus der vorstehenden Gleichung (7)' durch ein Transversalfilter aufgebaut werden, das 13 Abgriffe hat, in welchem N ein Minimum von 6 ist, das heißt, ein Abtastintervall einer Frequenz ist fsc (in der Fig. 4C durch eine gestrichelte Linie repräsentiert). Wenn andererseits ein Transversalfilter der 25. Ordnung mit 25 Abgriffen (Impulsantworten) hat, in welchem das Abtastintervall fsc/² ist, erforderlich ist, wird das Filter aus einer Simultangleichung von 25 Elementen gefunden, so daß in der Gleichung (7)' N = 12 ist (weil hi = h-i auch eine Bedingung ist) (siehe Fig. 7C).
- Wenn eine Impulsantwort Sk des Transversalfilters mit 25 Abgriffen berechnet wird, indem die vorstehend beschriebene Simultangleichung von 25 Elementen verwendet wird, wird die folgende Gleichung (8) als eine Gleichung entsprechend der Gleichung (4) erhalten:
- Die obenstehende Gleichung (8) wird erhalten, wenn die Phasenrelation in der Gleichung (4) in Impulsantworten S&submin;&sub1;&sub2; bis S&sub1;&sub2; betrachtet wird. Wenn die Gleichung (8) durch eine Determinante ausgedrückt wird, wird die folgende Gleichung (9) erhalten:
- Somit ist aus der Gleichung (9) klar zu ersehen, daß die Filter 1a bis 1d durch ein Transversalfilter der siebten oder sechsten Ordnung aufgebaut sein können, das die Abgreifkoeffizienten [S&submin;&sub1;&sub2;, S&submin;&sub8;, ..., S&sub8;, S&sub1;&sub2;], [S&submin;&sub1;&sub1;, S&submin;&sub7;, ..., S&sub5;, S&sub9;] , [S&submin;&sub1;&sub0;, S&submin;&sub6;, ..., S&sub6;, S&sub1;&sub0;] bzw. [S&submin;&sub9;, S&submin;&sub5;, ..., S&sub7;, S&sub1;&sub1;] hat.
- Fig. 8 zeigt ein Beispiel einer Impulsantwort (Abgreifkoeffizient) des Transversalfilters der 25. Ordnung für das Umsetzen der Abtastfrequenz von 3fsc in 4fsc und die entsprechenden Abgreifkoeffizienten der Digitalfilter 1a bis 1d.
- Wie vorstehend beschrieben, wird bei dem herkömmlichen Abtastfrequenzumsetzer, wenn die Originalabtastfrequenz fm und die Abtastfrequenz fn nach der Umsetzung ein ganzzahliges Verhältnis von m:n zueinander haben, das Umsetzen von den Abtastdaten der Abtastfrequenz fm in die Abtastdaten P der Abtastfrequenz fn basierend auf den Impulsantwortdaten Sh durchgeführt, die durch das Abtasten der Abtastfunktion von T = 1/fm mit einer Frequenz, die das kleinste gemeinsame Vielfache der Frequenzen fm und fn ist, erhalten. Bei dem tatsächlichen Schaltungsaufbau ist unter Berücksichtigung der Frequenzantwortcharakteristika des Filters oder dergleichen ein Abtastfrequenzumsetzer durch die Verwendung eines Parallelkörpers von n Digitalfiltern vom Transversaltyp und Schaltmitteln aufgebaut, die sequentiell und selektiv Ausgangssignale der Filter durchlassen, die mit der Rate der Frequenz fn arbeiten, wie dies durch die Gleichung (9) ausgedrückt ist.
- Bei dem herkömmlichen Aufbau sind jedoch n Digitalfilter erforderlich. Somit wird die Anzahl der Teile, welche einen Abtastfrequenzumsetzer bilden, erhöht, so daß der Schaltungsaufbau kompliziert und teuer wird.
- Ein Abtastfrequenzumsetzer, wie im Oberbegriff des Patentanspruches 1 angeführt, ist aus IEEE TRANSACTIONS ON ACOU- STICS, SPEECH, AND SIGNAL PROCESSING, Vol ASSP-32, Nr. 3, Juni 1984, Seiten 577-591, IEEE New York, US; von T.A. RAM- STAD mit dem Titel: "Digital methods for conversion between arbitrary sampling frequencies" bekannt. Diese Vorrichtung umfaßt eine Verzögerungskette, die mit einer Eingangstaktrate läuft und die Taktrate durch Zuführen von Gewichtungsfaktoren mit der Ausgangstaktrate umsetzt. Dieses Schema kann jedoch unter Synchronisationsproblemen leiden.
- Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen billigen Abtastfrequenzumsetzer zu schaffen, der eine reduzierte Anzahl von Bauteilen und einen vereinfachten Schaltungsaufbau hat.
- Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen Umsetzer zum Umsetzen einer niederen Abtastfrequenz in eine hohe Abtastfrequenz mit einem einfachen Schaltungsaufbau mit niederen Kosten zu schaffen.
- Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein Verfahren zum Umsetzen einer Abtastfrequenz zu schaffen.
- Diese Aufgaben werden durch einen Abtastfrequenzumsetzer gelost, wie in dem Anspruch 1 definiert, und durch ein Verfahren zum Umsetzen gelöst, wie im Patentanspruch 9 definiert; die abhängigen Patentansprüche beziehen sich auf Weiterentwicklungen der Erfindung.
- Der Abtastfrequenzumsetzer gemäß der vorliegenden Erfindung hat Zeitachsen-Kompressionsmittel, die sequentielle Digitaldaten die mit einer Abtastfrequenz fm gebildet sind, empfangen, um (n-m) bedeutungslose Blinddaten zu den empfangenen Daten jedesmal dann zu addieren, wenn die Anzahl der empfangenen sequentiellen Digitaldaten Qi zu m wird und zum Herauslesen derselben mit der Rate einer Frequenz fn (n> m, fm:fn = m:n), und Interpolationsmittel, die mit der Rate der Frequenz fn arbeiten, Ausgangssignale von den Zeitachsen-Kompressionsmitteln empfangen, um eine vorbestimmte Interpolationsfilterbearbeitung durchzuführen. Die Interpolationsmittel umfassen Mittel zum Speichern vorbestimmter n Arten von Abgreifkoeffizienten und Mittel zum sequentiellen Herauslesen unterschiedlicher Arten von Abgreifkoeffizienten aus den Speichermitteln und ein Digitalfilter vom Transversaltyp zum Filtern der zugeführten sequentiellen Daten, die Blinddaten enthalten, basierend auf den Abgreifkoeffizienten. Die Abgreifkoeffizienten sind so eingestellt, daß die addierten Blinddaten aufgehoben werden.
- Bei dem vorstehend beschriebenen Aufbau werden Daten mit der Abtastfrequenz fm in Daten mit der Abtastfrequenz fn umgesetzt, indem (n-m) Blinddaten addiert werden. Die Blinddaten werden periodisch an das Filter angelegt. Die Blinddaten werden jedoch durch geeignet ausgewählte Abgreifkoeffizienten aufgehoben. Zusätzlich werden n Arten von Abgreifkoeffizienten sequentiell und umlaufend mit der Rate der Frequenz fn (Zyklus T = 1/fn) geschaltet. Somit kann das Umsetzen von der Abtastfrequenz fm in die Abtastfrequenz fn durch ein einziges Digitalfilter durchgeführt werden.
- Diese Aufgaben und andere Aufgaben, Merkmale, Aspekte und Vorteile der vorliegenden Erfindung gehen aus der folgenden detaillierten Beschreibung der vorliegenden Erfindung anhand der begleitenden Figuren hervor.
- Es zeigt:
- Fig. 1 eine graphische Darstellung der graphischen Verbindung zwischen den Anordnungen zum Bearbeiten der Daten mit unterschiedlichen Abtastfrequenzen;
- Fig. 2 eine graphische Darstellung eines Systems zum Abtasten des Originalsignals g(t) mit einer Frequenz fs (= 1/T);
- Fig. 3A und 3B graphische Darstellungen eines Spektrums einer Abtastfunktion für den Fall T = 1/2W bzw. ein Verfahren zum Wiedergewinnen des Originalsignals unter Verwendung der Abtastfunktion;
- Fig. 4 eine graphische Darstellung eines Verfahrens zum Umsetzen der Abtastfrequenz von 3fsc in 4fsc;
- Fig. 5 eine graphische Darstellung des allgemeinen Aufbaus eines direkten Transversalfilters;
- Fig. 6 eine schematische graphische Darstellung des Aufbaus eines herkömmlichen Abtastfrequenzumsetzers;
- Fig. 7 eine graphische Darstellung der Frequenzcharakteristika, die für Interpolationsfilter, welche in dem Abtastfrequenzumsetzer verwendet werden, erforderlich sind, wobei Fig. 7A ein Frequenzspektrum beim Abtasten mit 3fsc, Fig. 7B die erforderlichen Bandcharakteristika eines Filters und das Falten einer Frequenzkomponente, die beim Wiederabtasten mit 4fsc erscheint, und Fig. 7C die entsprechenden Frequenzcharakteristika der Interpolationsfilter zeigt, die Abgreifkoeffizienten von 13 und 25 haben;
- Fig. 8 eine graphische Darstellung eines Beispiels einer Impulsantwort eines Interpolationsfilters mit 25 Abgriffen zum Umwandeln einer Abtastfrequenz;
- Fig. 9 eine schematische Darstellung des Aufbaus eines Abtastfrequenzumsetzers gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
- Fig. 10 eine schematische Darstellung eines Beispiels des Aufbaus eines zeitachsenkomprimierenden Umsetzers gemäß Fig. 9 ;
- Fig. 11 eine schematische Darstellung eines Beispiels des Aufbaus einer Koeffizientsteuerung, gemäß Fig. 9; und
- Fig. 12 eine graphische Darstellung dsFes Datenflusses in dem Abtastfrequenzumsetzer gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung.
- Fig. 9 ist eine graphische Darstellung, die den Aufbau eines Abtastfrequenzumsetzers gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. Fig. 9 zeigt als ein Beispiel einen Aufbau, der in einem Fall angewandt wird, in welchem die Originalabtastfrequenz fm und die Abtastfrequenz fn nach dem Umsetzen 3fsc bzw. 4fsc sind.
- Bezugnehmend auf Fig. 9 hat der Abtastfrequenzumsetzer gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung einen zeitachsenkomprimierenden Umsetzer 6, der sequentiell Digitaldaten Qi empfängt, die mit einer Frequenz 3fsc abgetastet sind, jedesmal dann Blinddaten DK addiert, wenn er drei Daten Qi empfangen hat und die kombinierten Daten mit der Rate der Frequenz 4fsc aus gibt, und ein Digitalfilter 12 vom Transversaltyp zur Durchführung der vorbestimmten Filterbearbeitung an einem Ausgang des zeitachsenkomprimierenden Umsetzers 6, um umgesetzte Digitaldaten Pj auszugeben, die die Abtastfrequenz 4fsc haben.
- Der zeitachsenkomprimierende Umsetzer 6, von dem ein Beispiel in der Fig. 10 gezeigt ist, hat einen FIFO-(Eingangsfolgebearbeitungs-)Speicher 20, eine Einschreibsteuerung 21 zum sequentiellen Einschreiben von zeitsequentiellen Daten mit der Abtastfrequenz 3fsc in den Speicher 20, die an einen Anschluß 5 mit der Rate der Frequenz 3fsc angelegt sind, eine Herauslesesteuerung 22 zum Herauslesen der Daten aus dem Speicher 20 mit der Rate der Frequenz 4fsc, wobei jeweils drei herausgelesenen Daten ein Blinddatum DK addiert wird, und zum Ausgeben der kombinierten Daten an einem Anschluß 23 mit der Rate der Frequenz 4fsc. Der FIFO- Speicher 20 gibt Daten in der gleichen Reihenfolge, mit der die Daten in ihn eingeschrieben worden sind, aus.
- Die Herauslesesteuerung 22 stoppt ihren Ausgabebetrieb für eine Zeitspanne eines Taktes (T = 1/4fsc) jedesmal dann, wenn sie drei sequentielle Digitaldaten Qi empfangen hat, um ein Blinddatum Dk zu bilden, das den Herauslesedaten Qi zuzufügen ist. Somit werden in der Zeitachse komprimierte Daten mit einem Blinddatum Dk, das alle drei angelegten Daten addiert ist, an der Herauslesesteuerung 22 mit der Rate der Frequenz 4fsc ausgegeben. Der Stopp des Ausgabevorgangs für eine Zeitspanne eines Taktes der Herauslesesteuerung 22 kann leicht erzielt werden, beispielsweise unter Verwendung eines Signals, das die Frequenz 4fsc als Taktsignal hat, und unter Verwendung eines Zählers oder eines Ringzählers, der alle vier Takte auf 0 rückstellbar ist, um ein aktives Signal auszugeben, während der Zählwert 1 bis 3 ist, wie dies in der Fig. 10 durch die gestrichelten Linien dargestellt ist. Es ist unnötig zu sagen, daß dies auch mit einem anderen Aufbau erzielt werden kann, Beispielsweise kann separat ein Aufbau vorgesehen sein, der alle vier Takte ein beliebiges Datum (vorher eingestellt) erzeugt.
- Als Digitalfilter 12 vom Transversaltyp ist als Beispiel ein Aufbau eines Interpolationsfilters mit 25 Abgriffen (siehe Gleichung (9)) gezeigt. Das Filter 12 hat Verzögerungselemente 7a bis 7i, die in Reihe geschaltet sind und die ein Ausgangssignal des zeitachsenkomprimierenden Umsetzers 6 empfangen, um die empfangenen Daten um eine vorbestimmte Zeit zu verzögern, Multipliziermittel 8a bis 8i zum Multiplizieren eines Ausgangssignals jedes der Verzögerungselemente 7a bis 7i jeweils mit einer vorbestimmten Impulsantwort (Abgreifkoeffizient) βs (s = ±4, ±3, ±2, ±1, 0), Addiermittel 9 zum Aufsummieren eines Ausgangssignals jedes der Multipliziermittel 8a bis 8i und eine Koeffizientsteuerung 11 zum Anlegen des entsprechenden Abgreifkoeffizienten βs jeweils an die Multipliziermittel 8a bis 8i.
- Jedes der Verzögerungselemente 7a - 7i verzögert die angelegten Daten um eine Zeitspanne eines Taktes (T = 1/4fsc), um dieselben auszugeben.
- Die zeitsequentiellen Daten P mit der Abtastfrequenz 4fsc werden von dem Addiermittel 9 an einen Anschluß 10 angelegt.
- Die Koeffizientsteuerung 11 gibt die Abgreifkoeffizienten β&submin;&sub4; bis β&sub4; aus, um die angelegten Digitaldaten Qi wie in der Gleichung (9) gezeigt, zu interpolieren, wobei die addierten Blinddaten eliminiert sind. Wie aus der Gleichung (9) klar zu ersehen ist, muß ein Satz der Abgreifkoeffizienten β&submin;&sub4; bis β4 für die entsprechend umgesetzten Daten P4k, P4k+1, P4k+2 und P4k+3 unterschiedlich sein. Somit ist die Koeffizientsteuerung 11 durch neun Umlaufschieberegister R1 bis R9 aufgebaut, wie dies als Beispiel in der Fig. 11 gezeigt ist. Jedes der Schieberegister R1 bis R9 speichert vier Arten von Abgreifkoeffizientdaten. Die Inhalte der Schieberegister R1 bis R9 werden an die entsprechenden Multipliziermittel 8a bis 8i parallel angelegt und jeden einen Takt (T = 1/4fsc) um eine Reihe verschoben (in der Fig. 11 nach unten). Somit werden, bezugnehmend auf die Fig. 11, die Inhalte F1, F2, F3 und F4 sequentiell als Abgreifkoeffizienten S4l (für S4k, S4l-3 (für P4k+1), S4l-6 (für P4k+2) bzw. S4l-9 (für P4k+3) ausgegeben. Das Schalten der Ausgangsdaten jedes der Register R1 bis R9 und ein Betrieb des Digitalfilters 12 werden durch einen Steuertaktgenerator 30 synchron mit dem Datenausgabebetrieb des zeitachsenkomprimierenden Umsetzers 6 gesteuert. Es wird nun auf die Fig. 12 Bezug genommen, die den Datenfluß zeigt, wobei die Beschreibung bezogen auf den Betrieb des Abtastfrequenzumsetzers gemäß Fig. 9 erfolgt.
- Der zeitachsenkomprimierende Umsetzer 6 leitet die zeitachsenkomprimierten Daten (mit einer Frequenz fn = 4fsc), denen alle drei Digitaldaten Qi ein Blinddatum Dk addiert ist, an das Digitalfilter 12 mit der Rate der Frequenz 4fsc, wie vorstehend beschrieben.
- Es wird angenommen, daß das Digitalfilter 12 eine Abtastfrequenz äquivalent durch ein Interpolationsfilter der 25. Ordnung umsetzt, ähnlich wie das Filter gemäß dem Stand der Technik, wie in der Fig. 6 gezeigt. In diesem Fall empfängt das Filter 12 als zeitsequentielle Eingangsdaten zeitsequentielle Daten, die alle drei Eingangsdaten Qi ein Blinddatum Dk eingesetzt haben, wie dies in der Fig. 12(b) gezeigt ist. Somit werden bezugnehmend auf die Gleichung (9) Blinddaten zwischen den Daten Q3k-1 und Q3k, den Daten Q3k+2 und Q3k+3 und nach den Daten Q3k+5 addiert. Angenommen, daß die Blinddaten D&submin;&sub1;, D&sub0;, D&sub1; sind, gilt die folgende Gleichung (10) als Gleichung entsprechend der Gleichung (9): Die Elemente {0} in der vierten, achten und zwölften Spalte sind eingesetzt, um die addierten Blinddaten aufzuheben
- Wenn weiterhin die Gleichung (10) unter Verwendung eines Z-Operators transformiert wird, um die Relation der Daten auf der Zeitachse in der Gleichung (10) leicht sehen zu können, gilt die folgende Gleichung (11) zwischen den zeitsequentiellen Daten Q', die dem Filter 12 zugeführt werden, und den zeitsequentiellen Daten P', die als Daten Pj nach der Umsetzung ausgegeben werden.
- In der Fig. 12 geben Daten, die in vertikaler Richtung fluchten, die entsprechenden Ausgangsdaten der Verzögerungselemente 7a bis 7e zu einem identischen Zeitpunkt an. Wie offensichtlich aus der Fig. 12 zu ersehen ist, arbeitet jedes der Verzögerungselemente 7a bis 7i mit der Rate der Frequenz 4fsc in Abhängigkeit von einem Takt, der die Frequenz 4fsc von einem Steuersignalgenerator hat, um die Abgreifkoeffizienten zu schalten, die beispielsweise in der Abgreifkoeffizientsteuerschaltung 11 enthalten sind und synchron mit einem Datenausgangsvorgang des zeitachsenkomprimierenden Umsetzers 6 erfolgen, und verzögert die angelegten Daten um einen Takt (die Frequenz 4fsc und damit die Verzögerungszeit von 1/4fsc), um diese auszugeben. Genauer gesagt, die Daten, die an dem Umsetzer 6 ausgegeben werden, werden jeden einen Takt in Richtung vom Verzögerungselement 7a zum Verzögerungselement 7i verschoben. Wenn durch die Gleichungen erläutert, ist dies wie folgt: Es wird angenommen, daß Daten P&sub0; an den Addiermitteln 9 ausgegeben werden. In diesem Fall sind die Ausgangsdaten des Umsetzers 6 die Daten Q&sub4;, und die Ausgangssignale der Verzögerungselemente 7a bis 7i sind jeweils die Daten Q&sub3;, Q&sub2;, ..., Q&submin;&sub2;, Q&submin;&sub3; (siehe Fig. 12). Bei dieser Gelegenheit ist es notwendig, in der ersten Zeile der Gleichung (11) die Abgreifkoeffizienten (S&submin;&sub1;&sub2;, S&submin;&sub8;, ..., 0, S&sub1;&sub2;) als Impulsantworten (Abgreifkoeffizienten) β&submin;&sub4; bis β&sub4; zu verwenden. Um dann die Daten P&sub1; zu finden, ist es notwendig, die Daten (i = 3 bis -3) in der gleichen Phase wie die der Daten, die beim Finden der Daten P&sub0; verwendet werden, zu verwenden. Bei dieser Gelegenheit sind die Abgreifkoeffizienten β&sub4; bis β&submin;&sub4;, die von der Koeffizientsteuerschaltung 11 zugeführt werden, Schalter auf F&sub2; in der Fig. 11, und synchron mit diesem Abgreifkoeffizientschalter wird die Ausgabe jedes der Verzögerungselemente 7a bis 7i um ein Verzögerungselement in der Richtung nach rechts, in der Fig. 9 gesehen, verschoben. Somit werden die Ausgänge der Verzögerungselemente 7a bis 7i zu Q&submin;&sub2;, Q&submin;&sub1;, ..., Q&sub3;, Q&sub4;, wie dies in der Fig. 12 gezeigt ist. Somit ist es zum Finden der Daten notwendig, die Elemente (S&submin;&sub1;&sub1;, S&submin;&sub7;, ..., S&sub9;, 0) in der zweiten bis zehnten Spalte in der zweiten Zeile der Gleichung (11) als Impulsantworten (Abgreifkoeffizienten) β&submin;&sub4; bis β&sub4; relativ zu P&sub1; zu nehmen, weil angenommen wird, daß jedes Element der zeitsequentiellen Daten Q' in der Gleichung (11) eine Zeile nach unten geschoben worden ist. Auf die gleiche Art und Weise ist es zur Findung von P&sub2; und P&sub3; notwendig, Elemente in den dritten bis elften Spalten in der dritten Zeile und Elemente in den vierten bis zwölften Spalten in der vierten Zeile als Impulsantwort (Abgreifkoeffizienten) zu verwenden. In diesen Fällen sind die addierten Blinddaten an den Multipliziermitteln 8a bis 8i aufgehoben, wo die Blinddaten mit Abgreifkoeffizienten von 0 multipliziert werden. Somit werden vier Arten (vier Zeilen) von [S&submin;&sub1;&sub2;, S&submin;&sub1;&sub1;, S&submin;&sub1;&sub0;, 0] , ..., [S&sub1;&sub2;, 0, 0, 0] für jeden der Abgreifkoeffizienten β&submin;&sub4; bis β&sub4; vorbereitet, wie dies in der Gleichung (11) durch die gestrichelten Linien repräsentiert ist. Wenn die Arten der Abgreifkoeffizienten sequentiell jeden einen Takt geschaltet werden, ist das Filter 12 zeitunterteilt in vier Filterarten geschaltet, und der Term der Blinddaten wird aufgehoben, so daß die umgesetzten Daten mit der Abtastfrequenz 4fsc an dem Ausgangsanschluß 10 erhalten werden.
- Genauer gesagt werden bei dem Aufbau, der in der Fig. 11 als Beispiel gezeigt ist, Abgreifkoeffizienten, die für das Umsetzen der Abtastfrequenz erforderlich sind, erhalten, wenn neun Umlaufregister R1 bis R9 entsprechend der Abgreifkoeffizienten β&submin;&sub4; bis β&sub4; verwendet werden und vier Arten von Abgreifkoeffizientwerten [S&sub1;&sub2;, 0, 0, 0], ..., [S&submin;&sub1;&sub2;, S&submin;&sub1;&sub1;, S&submin;&sub1;&sub0;, 0] in jedem der Register R1 bis R9 gehalten werden und der Ausgang jedes der Register R1 bis R9 jeden einen Takt (T = 1/4fsc) synchron mit dem Datenausgabevorgang des Umsetzers 6 geschaltet wird.
- Somit werden, wie in der Fig. 12 gezeigt, wenn digitale Daten Q&sub0;, Q&sub1;, ... sequentiell in den Umsetzer 6 mit der Rate der Abtastfrequenz 3fsc eingegeben werden, zeitachsenkomprimierte Daten Q&submin;&sub3;, Q&submin;&sub2;, Q&submin;&sub1;, D&submin;&sub1;, ... sequentiell vom Umsetzer 6 mit der Rate der Frequenz 4fsc an das Filter 12 angelegt. Bei dieser Gelegenheit ändern sich die Ausgangsdaten von den Verzögerungselementen 7a bis 7i mit der Rate der Frequenz 4fsc, wie in der Fig. 12 gezeigt, und die Werte der Abgreifkoeffizientendaten β&submin;&sub4; und β&sub4; ändern sich mit der Rate der Frequenz 4fsc. Als Ergebnis wird eine Operation gemäß der Gleichung (11) im Filter 12 durchgeführt, so daß die gewünschten umgesetzten Daten P&sub0;, P&sub1;, P&sub2;, ... mit der Abtastfrequenz 4fsc sequentiell am Ausgangsanschluß 10 gebildet werden.
- In dem vorstehend beschriebenen Aufbau ist anstatt der herkömmlichen vier Transversalfilter 1a bis 1d ein einziges Filter vorgesehen, in welchem die Abgreifkoeffizientdaten jeden einen Takt der Frequenz 4fsc geschaltet werden und die zeitdividierende und Multiplexverarbeitung der zeitachsenkomprimierten Daten, die die Blinddaten enthalten, wird durch das einzige Digitalfilter 12 durchgeführt, so daß ein billiger Abtastfrequenzumsetzer mit einer verringerten Anzahl von Teilen und einem einfachen Schaltungsaufbau erhalten wird.
- Bei der vorstehend beschriebenen Ausführungsform wird die Abtastfrequenz von fm = 3fsc in fn = 4fsc umgewandelt. Solange die Abtastfrequenzen fm und fn jedoch ein ganzzahliges Verhältnis m:n (m < n, m, n ganze Zahlen) erfüllen, ist die vorliegende Erfindung bei einem Aufbau anwendbar, bei dem die Abtastfrequenz von fm in fn umgesetzt wird. In diesem Fall addiert der zeitachsenkomprimierende Umsetzer 6 (n-m) Blinddaten den empfangenen Daten Qi jedesmal, wenn m Daten mit der Rate der Frequenz fm ein gegeben worden sind, um dieselben bei einer Frequenz fn auszugeben, und das Filter 12 schaltet die Abgreifkoeffizientdaten mit der Rate der Frequenz fn, so daß das Filter 12 zeitgeteilt eine Funktion von n Digitalfiltern ausführen kann und gewünschte umgesetzte Daten P mit der Abtastfrequenz fn erhalten werden.
- Zusätzlich kann, obwohl bei der vorstehend beschriebenen Ausführungsform die Anzahl der Abgriffe des Filters 12 9 ist, basierend auf dem Aufbau des Interpolationsfilters der 25. Ordnung, die Anzahl der Abgriffe des Filters 12 auf eine andere Zahl als 9 eingestellt werden, basierend auf den erforderlichen Frequenzcharakteristika für das Filter 12 und der erforderlichen Genauigkeit der Umsetzung. In diesem Fall ist es notwendig, die Anzahl der Verzögerungselemente zu ändern, die in dem Filter 12 enthalten sind, und den Wert der Abgreifkoeffizientendaten in Abhängigkeit von der Anzahl der Abgriffe zu ändern. Selbst in einem solchen Fall kann jedoch die Anzahl der Abgriffe und der Werte der Abgreifkoeffizienten erhalten werden, indem das Verfahren und/oder das Konzept gemäß der vorliegenden Erfindung verwendet werden.
- Wie in dem vorstehenden beschrieben, ist gemäß der vorliegenden Erfindung ein zeitachsenkomprimierender Umsetzer zum Ausüben einer Zeitachsenkomprimierung der Daten vorgesehen, die eine Abtastfrequenz m f haben, zu Daten mit einer Abtastfrequenz n f (n > m), wobei (n-m) Blinddaten alle m Eingangsdaten addiert werden und dann zeitachsenkomprimierte Daten ausgegeben werden, die eine Frequenz fn haben, und ein einziges Digitalfilter dient zur Durchführung der Filterbearbeitung des Interpolierens und Wiederabtastens eines Ausgangssignals von dem zeitachsenkomprimierenden Umsetzer, wobei die Abgreifkoeffizientdaten mit der Rate der Frequenz fn sich ändern. Somit arbeitet ein einziges Filter wie n unterschiedliche Filter mit der Rate der Frequenz fn auf eine zeitteilende Art und Weise, so daß ein Abtastfrequenzumsetzer mit niedrigen Kosten mit einem einzigen Filter geschaffen werden kann, der eine reduzierte Anzahl von Teilen und einen einfachen Aufbau hat.
- Obwohl die vorliegende Erfindung vollständig im einzelnen beschrieben und dargestellt worden ist, ist klar zu ersehen, daß dieses nur zur Erläuterung und als Beispiel dient und nicht der Begrenzung dient, wobei der Schutzumfang der vorliegenden Erfindung nur durch den Wortlaut der anhängenden Patentansprüche begrenzt ist.
Claims (9)
1. Abtastfrequenzumsetzer zum Umwandeln erster
zeitsequentieller Daten (Qi), die durch Abtasten eines Analogsignals
mit der Rate einer ersten Abtastfrequenz (fm) erhalten
worden sind, in zweite zeitsequentielle Daten (Pj), die eine
zweite Abtastfrequenz (fn; fm: fn = m:n; m < n; m, n: ganze
Zahlen) haben; mit:
Mitteln (12) mit n Arten Abgreifkoeffizientdaten, die auf
impulsansprechenden Daten basieren, welche durch Abtasten
einer Abtastfunktion mit der ersten Abtastfrequenz (fm) bei
einer anderen Abtastrate erhalten sind, um eine Ausgabe zu
interpolieren, wobei die Abgreifkoeffizientdaten verwendet
werden,
gekennzeichnet durch:
Zeitachsen-Umsetzmittel (6), die die ersten
zeitsequentiellen Daten (Qi) empfangen, um diese zu einem Datenstrom
umzuwandeln, der die zweite Abtastfrequenz (fn) hat, indem
den ersten zeitsequentiellen Daten (Qi) (n-m) Blinddaten
addiert werden, jedes Mal m, wenn die ersten
zeitsequentiellen Daten (Qi) angelegt werden, um den umgewandelten
Datenstrom auszugeben, wobei eine Ausgabe der
Zeitachsen-Umsetzmittel durch die Interpolationsmittel (12) interpoliert
wird und
die Abgreifkoeffizientdaten so bestimmt sind, daß die
Wirkung der Blinddaten eliminiert wird, und mit der Rate der
zweiten Abtastfrequenz (fn) geschaltet werden,
wobei die andere Abtastrate kleiner als die Frequenz mit
dem kleinsten gemeinsamen Vielfachen der ersten und der
zweiten Frequenzen (fm) und (fn) ist.
2. Abtastfrequenzumsetzer nach Anspruch 1,
wobei die Interpolationsmittel aufweisen:
eine Anzahl von Verzögerungsmitteln (7a-7i), die in Reihe
geschaltet sind, wobei jedes der Verzögerungsmittel die
angelegten Daten um eine vorbestimmte Zeitdauer 1/fn
verzögert; Abgreifkoeffizient-Steuermittel (11) zum Ausgeben der
n Arten von Steuerkoeffizientdaten in einer Zeitspanne 1/fn
in einer umlaufenden Art und Weise, wobei jede der n Arten
Abgreifkoeffizientdaten Koeffizienzdaten entsprechend der
Anzahl von Verzögerungsmitteln hat,
eine Anzahl Multipliziermittel (8a-8i) zum Multiplizieren
der Ausgabe jedes der Verzögerungsmittel mit entsprechenden
Abgreifkoeffizientdaten von den
Abgreifkoeffizient-Steuermitteln, und
Addiermittel (9), um die Ausgabe jedes der Anzahl
Multipliziermittel zu addieren und sie auszugeben.
3. Abtastfrequenzumsetzer nach Anspruch 1,
wobei die Interpolationsmittel aquivalent als ein
Interpolationsfilter wirken, das (2N+1) Abgriffe hat (N = ganze
Zahl) und
die n Arten Abgreifkoeffizientendaten durch Einsetzen von
(n-m) 0 erhalten werden, und zwar alle m Spalten der
erzielten impulsansprechenden Daten, wenn sie in einer ersten
Matrix mit n Reihen und N Spalten entwickelt werden.
4. Abtastfrequenzumsetzer nach Anspruch 3,
wobei n Arten Abgreifkoeffizientdaten, die von den
Koeffizient-Steuermitteln ausgegeben werden, durch eine zweite
Matrix mit n Reihen und K Spalten repräsentiert werden, (K
= aktuelle Zahl der Abgriffe des Interpolationsfilters),
erhalten durch Verschieben einer führenden Spalte um eine
Spalte bezogen auf eine direkt vorangehende Reihe entlang
der ersten Reihe bis zur n ten Reihe in der ersten Matrix
mit n Reihen und N Spalten, wobei jedes der zweiten
spaltenbildenden Abgreifkoeffizientdaten an jedes der
Multipliziermittel angelegt wird.
5. Abtastfrequenzumsetzer nach Anspruch 1,
wobei die Zeitachsen-Umsetzmittel aufweisen:
einen Eingangsfolgespeicher (20),
eine Schreibsteuereinrichtung (21) zum Schreiben der ersten
zeitsequentiellen Daten (Qi) in den Speicher mit der Rate
der ersten Abtastfrequenz (fm) und
eine Lesesteuereinrichtung (22) zum Herauslesen der Daten
aus dem Speicher mit der Rate der zweiten Abtastfrequenz
(fn) und zum Inaktivwerden während n-m-Zyklen der zweiten
Abtastfrequenz (fn), jedesmal dann, wenn die Anzahl der aus
dem Speicher herausgelesenen Daten m wird.
6. Abtastfrequenzumsetzer nach Anspruch 2,
wobei die Abgreifkoeffizient-Steuermittel
Ringschieberegister (R1-R9) aufweisen, bei denen jeweils der Ausgang mit
der Rate der zweiten Abtastfrequenz (fn) geschaltet wird.
7. Abtastfrequenzumsetzer nach Anspruch 2,
wobei das Integralverhältnis m:n 3:4 ist.
8. Abtastfrequenzumsetzer nach Anspruch 7,
wobei die Anzahl der Verzögerungsmittel, die in den
Interpolationsmitteln enthalten sind, neun ist.
9. Verfahren zum Umwandeln erster zeitsequentieller Daten
die durch Abtasten eines Analog-Signals mit der Rate
einer ersten Abtastfrequenz (fm) erhalten sind, in zweite
Zeitsequentielle Daten (Pj) mit einer zweiten
Abtastfrequenz (fn; fm:fn = m:n, m < n; m, n:ganze Zahlen)
mit den Schritten:
Addieren von (n-m), Blinddaten und zu den ersten
zeitsequentiellen Daten (Qi) jedes Mal m, wenn die ersten
zeitsequentiellen Daten (Qi) empfangen werden, um diese mit
der Geschwindigkeit der zweiten Frequenz (fn) auszugeben,
und Empfangen der Daten, die mit der der zweiten Frequenz
(fn) ausgegeben worden sind, und Interpolieren der
empfangenen zeitsequentiellen Daten (Qi) basierend auf n-Arten
von impulsansprechenden Daten, die durch Abtasten einer
Abtastfunktion für die erste Abtastfrequenz (fm) mit einer
anderen Abtastgeschwindigkeit erhalten worden sind, um
diese auszugeben,
wobei der Interpolationsschritt in dem zweiten, erwähnten
Schritt den Schritt des Betreibens eines einzelnen
Transversalfilters, das Verzögerungselemente hat, mit der
Rate der zweiten Abtastfrequenz (fn) aufweist,
wobei der Schritt des Betätigens des Transversalfilters den
Schritt des sequentiellen Ausgebens von n Arten
Abgreifkoeffizientdaten aufweist, die durch Einsetzen von (n-m) 0 in
die impulsansprechenden Daten in einer Position
entsprechend den Blinddaten mit der Rate der zweiten
Abtastfrequenz (fn) in sequentieller und umlaufender Weise erhalten
werden, wobei die andere Abtastrate kleiner als die
Frequenz mit dem kleinsten gemeinsamen Vielfachen der ersten
und der zweiten Frequenz (fm) und (fn) ist.
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