DE69228816T2

DE69228816T2 - Offsetgleichspannungskorrektur für Direktmisch-TDMA-Empfänger

Info

Publication number: DE69228816T2
Application number: DE69228816T
Authority: DE
Inventors: Daniel Sallaerts; Joannes Mathilda Josephus Sevenhans; Arnoul Octaaf Gabriel Vanwelsenaers; Jacques Wenin
Original assignee: Alcatel CIT SA; Alcatel SA
Current assignee: Alcatel Lucent SAS
Priority date: 1992-10-28
Filing date: 1992-10-28
Publication date: 1999-08-19
Anticipated expiration: 2012-10-29
Also published as: EP0594894A1; EP0594894B1; DE69228816D1; US5422889A

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Offset- Korrekturschaltkreis zur Entfernung des Offsets aus einem Eingangssignal, das in diesen in zugeteilten Zeitschlitzen eingegeben wird.
Ein derartiger Offset-Korrekturschaltkreis ist bspw. in der veröffentlichten PCT-Patentanmeldung PCT/US90/05358 (WO-A-2 105 427) beschrieben. Der darin beschriebene Offset- Korrekturschaltkreis ist Teil eines Empfängers, der ein Eingangssignal empfängt, das auf einen Träger moduliert ist, und das einen Offset-Korrekturteil mit einem bekannten Mittelwert enthält. Beim Empfang dieses Offset-Korrekturteils wird sein Mittelwert gemessen und in einem digitalen Signalprozessor (DSP) von dem bekannten Mittelwert subtrahiert, wobei das dabei erhaltene Ergebnis einen Offset- Korrekturwert für "nachfolgend empfangene Dateninformation" des Eingangssignals ergibt. Es ist jedoch klar, daß ein derartiger Offset-Korrekturschaltkreis nur dann realisiert werden kann, wenn das Eingangssignal einen derartigen Offset-Korrekturteil aufweist, und daß dies einen negativen Einfluß auf die Gesamtkapazität eines Kommunikationssystems hat, das einen Empfänger mit einem derartigen Offset-Korrekturschaltkreis enthält. Dies gilt umso mehr, da der Offset-Korrekturwert nur beim Empfang eines neuen Offset-Korrekturteils aktualisiert wird und infolgedessen eine ausreichende Anzahl von Offset-Korrekturteilen pro Zeiteinheit übertragen werden sollte, um den sich zeitlich verändernden Offset zu verfolgen. Wenn der Off set von einem variablen Parameter abhängt, wird darüber hinaus diese Parameter-Abhängigkeit nicht berücksichtigt.
Eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung besteht deshalb darin, einen Offset-Korrekturschaltkreis des vorstehend genannten bekannten Typs zu schaffen, in dem jedoch kein die Gesamtkapazität negativ beeinflussender Offset-Korrekturteil des Eingangssignals benötigt wird, und in dem der Offset genauer ausgeglichen wird.
Gemäß der Erfindung wird dieses Ziel aufgrund der Tatsache erreicht, daß der Offset von einem variablen Parameter abhängt, dessen Wert von einem einer Mehrzahl von möglichen variablen Parameterwerten charakterisiert ist, von denen einer in jedem der zugeteilten Zeitschlitze gültig ist, und daß der Offset- Korrekturschaltkreis eine Servosteuerschleife enthält, die aufweist:
- Speichermittel, die einen variablen Parameter-Offset-Korrekturwert für jeden der Mehrzahl von möglichen variablen Parameterwerten speichern;
- einen Vergleichsschaltkreis, an Eingänge desselben das Eingangssignal und einer der variablen Parameter-Offset-Korrekturwerte angelegt werden und der an seinem Ausgang ein Differenzsignal bereitstellt;
- einen Signal-Mittelwertbildungsschaltkreis, in dem das Differenzsignal über jeden der Zeitschlitze gemittelt wird, wobei ein momentaner Mittelwert bereitgestellt wird;
- einen Subtrahierschaltkreis, in dem der momentane Mittelwert von einem Referenz-Mittelwert des Eingangssignals subtrahiert wird, wobei ein sich ergebender Steuerwert bereitgestellt wird; und
- ein Rechenmittel, das den sich ergebenden Steuerwert regelmäßig mit dem einen variablen Parameter-Offset-Korrekturwert kombiniert und das Ergebnis in dem Speichermittel speichert.
Durch Berücksichtigung des Referenz-Mittelwertes des Eingangssignals muß infolgedessen kein Gebrauch von einem Offset-Korrekturteil, wie beispielsweise in der vorstehend erwähnten PCT- Patentanmeldung, gemacht werden, wodurch infolgedessen die Durchsatzkapazität des Eingangssignals nicht mehr negativ beeinflußt wird.
Da ferner ein Offset-Korrekturwert, wie er beispielsweise gemäß der vorstehend erwähnten PCT-Patentanmeldung berechnet wird, den Wert des variablen Parameters nicht berücksichtigt, stellt er keinen genauen Offset-Korrekturwert dar, da unterschiedliche variable Parameterwerte unterschiedliche Offsets hervorrufen. Durch die Bereitstellung eines Speichermittels, das einen variablen Parameter-Offset-Korrekturwert für jeden der möglichen variablen Parameterwerte speichert, wird das Eingangssignal während eines Zeitschlitzes in dem Vergleichsschaltkreis mit dem variablen Parameter-Offset-Korrekturwert, der für den in dem Zeitschlitz gültigen möglichen variablen Parameterwert gespeichert ist, verglichen und korrigiert. Dabei wird eine Unterscheidung zwischen Offset-Werten, die unterschiedlich sind, gemacht, da diese durch unterschiedliche mögliche variable Parameterwerte typisiert sind. Daß der variable Parameter durch einen der Mehrzahl von möglichen variablen Parameterwerte typi siert ist, bedeutet, daß ein und derselbe variable Parameter- Offset-Korrekturwert für unterschiedliche Werte des variablen Parameters, welche durch einen selben möglichen variablen Parameterwert gekennzeichnet sind, gespeichert werden kann. Falls der Wert des variablen Parameters einer aus einer Anzahl von diskreten Werten ist, könnte dies beispielsweise bedeuten, daß lediglich ein einziger variabler Parameter-Offset-Korrekturwert für n diskrete Werte gespeichert ist, wobei n eine ganze Zahl ist, was seine Berechtigung haben kann, wenn sich der Offset als Funktion des variablen Parameters nur langsam ändert. Durch das regelmäßige Aktualisieren der in dem Speichermittel gespeicherten variablen Parameter-Offset-Korrekturwerte können Änderungen des Offsets genau verfolgt werden. Dieses Aktualisieren kann in jedem der zugeteilten Zeitschlitze ausgeführt werden oder, beispielsweise wenn der Offset sich als Funktion der Zeit nur langsam ändert, einmal in jeweils n zugeteilten Zeitschlitzen, in denen ein Signal mit einem Offset verarbeitet wird, der durch ein und denselben möglichen variablen Parameterwert typisiert ist. Demzufolge wird der Offset genauer ausgeglichen, als dies in dem Stand der Technik der Fall ist. Es ist zu beachten, daß ein variabler Parameter-Offset-Korrekturwert entsprechend einem möglichen variablen Parameterwert unter Verwendung eines sich ergebenden Steuerwertes aktualisiert werden soll, welcher für einen Zeitschlitz erhalten wurde, in dem derselbe mögliche variable Parameterwert gültig ist.
Ein weiteres charakteristisches Merkmal des vorliegenden Offset-Korrekturschaltkreises besteht darin, daß er in einem Direktumwandlungsempfänger (Direktmischungsempfänger) zur An wendung kommt, welcher einen Demodulatorschaltkreis enthält, an einem Eingang desselben ein von einem analogen Modulationssignal in den zugeteilten Zeitschlitzen modulierter Träger angelegt wird, und der an seinem Ausgang ein das Eingangssignal darstellendes demoduliertes analoges Signal bereitstellt, und daß der Offset-Korrekturschaltkreis in einem Basisbandschaltkreis enthalten ist, der gleichspannungsmäßig mit dem Demodulatorschaltkreis gekoppelt ist.
Infolgedessen, mit dem gleichspannungsmäßig an den Basisbandschaltkreis gekoppelten Demodulatorschaltkreis, enthält das Eingangssignal einen Offset, der sowohl vor dem Empfang des mit dem analogen Modulationssignal modulierten Trägers als auch in dem Demodulatorschaltkreis eingebracht wurde. Der Offset-Korrekturschaltkreis entfernt diesen Offset von dem demodulierten analogen Signal.
Es ist zu beachten, daß das Problem eines in einem Empfänger eingebrachten Offsets auch durch eine wechselspannungsmäßige Kopplung des Demodulatorschaltkreises und des Basisbandschaltkreises gelöst werden kann, da diese den zuvor eingebrachten Offset blockieren würde. Wenn jedoch das Spektrum des an einem Ausgang des Mischers vorliegenden demodulierten analogen Signals sich beispielsweise bis auf etwa 100 Hz nach unten erstreckt, was eine übliche Zahl für ein solches demoduliertes analoges Signal in einem Direktumwandlungsempfänger ist, würde ein die wechselstrommäßige Kopplung herbeiführender Kondensator einen großen Wert aufweisen müssen, damit derartige tiefe Frequenzteile des demodulierten analogen Signals nicht zu stark von einem RC-Tiefpaßfilter, welcher von diesem Kondensator und einer Eingangsimpedanz des Basisbandschaltkreises gebildet wird, abgeschwächt wird. Dies ist nachteilig, weil derartige Kondensatoren großvolumig sind und üblicherweise einen großen Verlustwiderstand aufweisen. Ferner, wenn der Empfänger angeschaltet wird oder wenn innerhalb eines Zeitschlitzes ein Signal mit einem höheren oder niedrigeren Leistungspegel als in dem vorhergehenden Zeitschlitz empfangen wird, benötigt das RC- Filter einige Zeit zur Einregelung, d. h. einige Zeit, damit transiente Bereiche abklingen, wobei diese Zeit in der Größenordnung der Tiefpaß-Zeitkonstante des RC-Filters, d. h. beispielsweise ca. 10 msec für ein 100 Hz Tiefpaßfilter ist. Dieses Zeitintervall steht normalerweise jedoch nicht zur Verfügung, da ein Einschwingen (Übergang) innerhalb eines Zeitintervalls von typischerweise maximal einigen zehn msec erforderlich ist. Es ist zu beachten, daß man dieses Problem lösen kann, indem ein geschalteter Kondensatorschaltkreis für die wechselspannungsmäßige Kopplung bereitgestellt wird, wie dies beispielsweise in dem Artikel some experiments on direct conversion receivers" von U. Bolliger und W. Vollenweider, veröffentlicht für die IEE Konferenz in Cambridge, Juli 1990, Seiten 40 bis 44, beschrieben ist. Dies stellt jedoch einen großen und schwierig zu entwerfenden Schaltkreis dar. Ferner sollte beachtet werden, daß, wenn das analoge Signal einen Mittelwert unterschiedlich von Null aufweist, dieser Wert im Falle einer wechselspannungsmäßigen Kopplung später rekonstruiert werden muß. Es ist zu beachten, daß selbst dann, wenn ein analoges Signal mit einem Mittelwert von Null bereitgestellt wird, sein Mittelwert über einem Zeitschlitz immer noch von Null unterschiedlich sein kann.
Diese bei einer Wechselspannungskopplung auftretenden Probleme können im Fall einer Gleichspannungskopplung vermieden werden.
Noch eine weitere Charakteristik des vorliegenden Offset-Korrekturschaltkreises besteht darin, daß der Träger eine Trägerfrequenz aufweist, die den variablen Parameter bildet.
In Anbetracht der Tatsache, daß der Offset teilweise durch ein aufgrund kapazitiver oder induktiver Kopplung in dem Direktumwandlungsempfänger bewirktes Leck (Streuung) verursacht wird, ist die Trägerfrequenz ein wichtiger Parameter, um den Offset zu beschreiben. Es ist zu beachten, daß eine in der Technik als Frequenzspringen" (frequency-hopping) bezeichnete Technik Offsets herbeiführt, die von einem Zeitschlitz zum anderen Zeitschlitz unterschiedlich sind, da sie von einer Trägerfrequenz abhängen, die sich von Zeitschlitz zu Zeitschlitz ändert.
Noch eine weitere Charakteristik des vorliegenden Offset-Korrekturschaltkreises besteht darin, daß der Direktumwandlungsempfänger mindestens eine Verstärkerstufe mit einer Verstärkungsbetriebsart aufweist, die den variablen Parameter bildet.
Da wie vorstehend erwähnt ein Teil des Offsets auf eine Streuung wegen der kapazitiven oder induktiven Kopplung in dem Direktumwandlungsempfänger zurückzuführen ist, setzt sich dieser Teil des Offsets aus einem Anteil, der auf eine Streuung an dem Eingang des Verstärkers zurückzuführen ist, und aus einem Anteil, der auf eine Streuung an einem Ausgang des Empfängers zurückzuführen ist, zusammen. Da der erste Anteil anders als der zweite Anteil durch die Verstärkungsbetriebsart des Verstärkers beeinflußt wird, ist der bei unterschiedlichen Werten der Verstärkungsbetriebsart herbeigeführte Offset unterschiedlich und von dem Verhältnis des ersten Anteils zu dem zweiten Anteil abhängig. Deshalb ist die Verstärkungsbetriebsart ein wichtiger Parameter für die Beschreibung des Offsets. Allgemein kann eine Unterscheidung zwischen den variablen Parameter- Offset-Korrekturwerten für unterschiedliche Verstärkungsbetriebsarten für jeden Verstärker des Direktumwandlungsempfängers mit einer Verstärkungsbetriebsart mit unterschiedlichen möglichen Werten gemacht werden.
Noch ein weiteres charakteristisches Merkmal des vorliegenden Offset-Korrekturschaltkreises besteht darin, daß der Demodulatorschaltkreis einen lokalen Oszillator und einen Mischer enthält.
Dabei wird der Offset in dem Direktumwandlungsempfänger wie im folgenden beschrieben erzeugt. Eine erste Quelle für einen Offset wird durch eine sogenannte lokale Oszillatorstreuung gebildet, d. h. einem von dem lokalen Oszillator dem lokalen Oszillatoreingang des Mischers bereitgestellten Signal, das teilweise in einen Empfangssignaleingang des Mischers aufgrund kapazitiven oder induktiven Übersprechens zwischen den letzteren zwei Eingängen hineinstreut, und das an dem Empfangssignaleingang des Mischers dem empfangenen Signal hinzuaddiert wird. Der Mischer multipliziert dann das empfangene Signal mit dem lokalen Oszillatorsignal, und das Ergebnis davon enthält das Quadrat des lokalen Oszillatorsignals, ergo einen Gleichspannungsteil, so daß ein Offset erzeugt wird, der von dem Pegel des lokalen Oszillatorsignals abhängt und das aufgrund der Übersprechens frequenzabhängig ist und sich mit der Frequenz des lokalen Oszillatorsignals ändert. Eine zweite Quelle für einen Offset ist auf das sogenannte Selbstmischen zurückzuführen, was bedeutet, daß das empfangene Signal teilweise in den lokalen Oszillatoreingang des Mischers streut. Da das Ergebnis der von dem Mischer ausgeführten Multiplikationsoperation einen von dem Quadrat des empfangenen Signals herrührenden Gleichspannungsteil enthält, wird dabei ein Offset erzeugt, der auch von der Frequenz des empfangenen Signals sowie dessen Leistungspegel abhängt. Wie bei der vorstehend erwähnten Streuung des lokalen Oszillators ist die Frequenzabhängigkeit auf das Übersprechen zwischen dem Eingang des lokalen Oszillators und dem Empfangssignaleingang des Mischers zurückzuführen. Eine dritte Quelle für einen Offset wird durch eine sogenannte Vorfeld-Abnahme (front-end pick-up) bewirkt, die dadurch gebildet wird, daß das Signal des lokalen Oszillators teilweise über die Umgebung des Empfängers, beispielsweise ein ihn umgebendes Gehäuse, zu einem Eingang des Mischers streut, beispielsweise über ein in dem Empfänger enthaltenes Hochfrequenzteil oder sogar über eine Antenne, die mit einem derartigen Eingang gekoppelt ist. Ähnlich wie die erste Offset-Quelle bewirkt dies, daß ein Teil des Signals des lokalen Oszillators dem empfangenen Signal hinzuaddiert wird, wodurch ein Offset in dem Mischer eingebracht wird, der ebenfalls von der Frequenz des Signals des lokalen Oszillators abhängig ist. Darüber hinaus, da dieser Offset auf eine Streuung über die Umgebung zurückzuführen ist, ist er auch durch die Position des Empfängers beeinflußt und infolgedessen beispielsweise durch eine den Empfänger oder ein Handgerät desselben haltende Person und durch die Position dieses Handgeräts. Es ist zu beachten, daß die zweite und die dritte erwähnte Offset-Quelle nicht voraussagbare Offsetteile herbeiführen, die zweite aufgrund ihrer Abhängigkeit von dem Leistungspegel und der Frequenz der empfangenen Signale, und die dritte aufgrund ihrer Positionsabhängigkeit, während der Offset, der von der ersten erwähnten Offset-Quelle herrührt, theoretisch bei der Herstellung gemessen und ausgeglichen werden könnte, da er lediglich von der Frequenz und dem Leistungspegel des Signals des lokalen Oszillators abhängt, welche bekannt sind. Aufgrund der Änderung der Komponentencharakteristiken mit der Zeit bleibt ein derartiger Ausgleich jedoch nicht genau, was ebenfalls für einen Offset gilt, der aufgrund von Fehlanpassungen von Komponenten erzeugt wird. Daher bewirkt die Kombination der vorstehend erwähnten Offset- Quellen einen Offset, der von dem Leistungspegel sowie auch der Frequenz sowohl des Signals des lokalen Oszillators als auch des empfangenen Signals und der Position des Empfängers abhängt.
Ein weiteres charakteristisches Merkmal des vorliegenden Direktumwandlungsschaltkreises besteht darin, daß er einen zusätzlichen Korrekturschaltkreis zur Bestimmung eines einzelnen Offset-Korrekturwertes innerhalb jedes Zeitschlitzes enthält, welcher unabhängig von dem variablen Parameter ist, und welcher einem zweiten Eingang des Vergleichsschaltkreises zugeführt wird, so daß das Differenzsignal proportional zu der Differenz zwischen dem Eingangssignal und sowohl dem variablen Parameter- Offset-Korrekturwert als auch dem einzelnen Offset-Korrekturwert ist.
Wenn die Anzahl der pro Zeitschlitz empfangenen Bits, welche das digitale Signal bilden, klein ist, dann weist der anfängliche Mittelwert, der über einen Zeitschlitz berechnet wird, eine gaußförmige Wahrscheinlichkeitsverteilung auf, deren Mittel der Mittelwert des Eingangssignals einschließlich dem Offset ist, d. h. deren Mittel gleich der Summe des Referenzmittelwertes und des Offsets ist, und die eine große Standardabweichung aufweist, da diese Standardabweichung umgekehrt proportional zu der Quadratwurzel der Anzahl der Bits ist. Demzufolge kann eine genaue Schätzung des Mittelwertes des Differenzsignals nur gemacht werden, wenn er über eine große Anzahl von Zeitschlitzen berechnet wird und infolgedessen die Standardabweichung durch einen Faktor gleich der Quadratwurzel dieser Anzahl von Zeitschlitzen vermindert wird. Wenn der Mittelwert nur über Zeitschlitze mit demselben Wert des variablen Parameters berechnet werden soll, d. h. der Trägerfrequenz - und/oder der Betriebsart, falls eine Unterscheidung aufgrund eines Verstärkers mit unterschiedlichen Betriebsarten getroffen wird - ist die letztgenannte Anzahl besonders groß, wenn eine große Anzahl von unterschiedlichen möglichen variablen Parameterwerten, d. h. Werte der Trägerfrequenz - und/oder der Verstärkungsbetriebsart verwendet werden.
In diesem Fall braucht es einige Zeit, um eine genaue Schätzung des Offset-Korrekturwertes durchzuführen, so daß das Differenzsignal, das weiterverarbeitet wird, um ein Ausgangssignal für den Basisbandschaltkreis zu schaffen, zeitweilig nach der Inbetriebnahme des Direktumwandlungsempfängers oder nachdem dieser ein neues analoges Signal erhalten hat, weiterhin einen zu großen Offset beinhalten, wodurch möglicherweise Abschnitte des Basisbandschaltkreises gesättigt werden. Um diese Sättigung zu vermeiden, kann der einzelne Offset-Korrekturwert dann berechnet und angewendet werden, um das Eingangssignal zu korrigieren.
Noch ein weiteres charakteristisches Merkmal des Direktumwandlungsempfängers besteht darin, daß die zugeteilten Zeitschlitze jeweils einen Kopfteil enthalten, in dem das Eingangssignal keine zu detektierende Information enthält, daß dem Demodulatorschaltkreis ein Schaltmittel zum Trennen des analogen modulierten Signalträgers von dem Demodulatorschaltkreis während des Kopfteils vorgeschaltet ist, und daß innerhalb des Kopfteils der einzelne Offset-Korrekturwert in dem zusätzlichen Korrekturschaltkreis so bestimmt wird, daß der Wert des Differenzsignals im wesentlichen Null ist.
Obgleich auf diese Weise der einzelne Offset-Korrekturwert nicht Offset berücksichtigt, welcher aufgrund von empfangenen Signalen oder Empfängerteile, die dem Demodulatorschaltkreis vorgeschaltet sind, eingebracht wird, schafft der in jedem Zeitschlitz bestimmte einzelne Offset-Korrekturwert einen im wesentlichen exakten Ausgleich des während des Kopfteils vorhandenen Offsets. Es ist zu beachten, daß dieser Offset-Ausgleich wie bereits erwähnt nur zeitweilig nach einer Inbetriebnahme oder nach dem Empfang eines neuen analogen signalmodu lierten Trägers erforderlich ist, und daß er weniger genau ist als der Offset-Ausgleich, welcher von dem variablen Parameter- Offset-Korrekturwert nach dieser Übergangszeitdauer herbeigeführt wird.
Noch ein weiteres charakteristisches Merkmal des Direktumwandlungsschaltkreises besteht darin, daß der zusätzliche Korrekturschaltkreis einen Vergleicher enthält, der das Differenzsignal mit Null vergleicht und dabei als ein 1-Bit- Analog/Digital-Wandler, kaskadiert mit einem sukzessiven approximativen Digital/Analog-Wandler, welcher in aufeinanderfolgenden Schritten den einzelnen Offset-Korrekturwert so bestimmt, daß der Wert des Differenzsignals im wesentlichen gleich Null ist, arbeitet.
Der Vergleicher detektiert lediglich das Vorzeichen des Ausgangswertes, es wird demzufolge keine Absolutmessung durchgeführt und das Differenzsignal kann den Vergleicher sogar sättigen.
Ferner, da der sukzessive approximativle Digital/Analog-Wandler nicht linear sein muß, da der Wert des Differenzsignals in sukzessiver Weise innerhalb ein und desselben Kopfteils angepaßt wird, bis er im wesentlichen Null ist, kann ein hochgenauer Wandler, d. h. mit einem kleinen LSB-Fehler verwendet werden.
Noch ein weiteres Merkmal des vorliegenden Offset-Korrekturschaltkreises besteht darin, daß er einen Vorwärts-Korrekturschaltkreis enthält, in dem Offset, der in dem Differenzsignal verblieben ist, durch Korrektur desselben mit einem Vorwärts- Offset-Korrekturwert entfernt wird.
Wenn Offset weiterhin in dem Differenzsignal zurückbleibt, beispielsweise weil das Differenzsignal, von dem der anfängliche Mittelwert berechnet wird, nach der Verstärkung der Differenz zwischen dem Eingangssignal und dem variablen Parameter-Offset- Korrekturwert erhalten wird und demzufolge der Offset der letzteren Differenz verstärkt in dem Differenzsignal auftritt, kann er in einfacher Weise aus dem Differenzsignal entfernt werden, da er verglichen mit einer Situation ohne die Servosteuerschleife durch den Verstärkungsfaktor vermindert wird.
Noch eine weitere Charakteristik des vorliegenden Offset-Korrekturschaltkreises besteht darin, daß der Vorwärts-Offset-Korrekturwert von dem variablen Parameter-Offset-Korrekturwert gebildet wird, und daß der Vorwärts-Korrekturschaltkreis ein digitales Filter enthält, an dessen Eingänge das Differenzsignal und das sich ergebende Steuersignal angelegt werden, und dessen Ausgang eine Offset-korrigierte Version des Eingangssignals liefert.
Demzufolge wird das bereits verfügbare sich ergebende Steuersignal angewendet, um das Differenzsignal weiter zu korrigieren.
Es ist zu beachten, daß das Differenzsignal in ein digitales Signal gewandelt wird, bevor es an das digitale Filter angelegt wird.
Das vorstehend erwähnte und andere Ziele und Merkmale der Erfindung werden deutlicher und die Erfindung ihrerseits wird am besten verständlich durch Bezugnahme auf die folgende Beschreibung einer Ausführungsform in Verbindung mit den beigefügten Zeichnungen, in denen:
Fig. 1 einen Direktumwandlungsempfänger (DCR) nach der Erfindung zeigt; und
Fig. 2 eine TDMA-Struktur zeigt, die in dem Direktumwandlungsempfänger der Fig. 1 verwendet wird.
Der in Fig. 1 gezeigte Direktumwandlungsempfänger DCR enthält einen Taktschaltkreis CLK, der ihn steuert und Zeitablaufsignale gemäß der TDMA-Struktur der Fig. 2 bereitstellt, die aus Zeitschlitzen SI besteht, welche in (nicht dargestellten) Rahmen und Mehrfachrahmen angeordnet sind. Die Zeitschlitze SI können Daten- und/oder Steuerinformation enthalten, die von dem Direktumwandlungsempfänger DCR empfangen und/oder von einem (nicht dargestellten) Sender, der dem DCR hinzugefügt ist, gesendet werden. Der Datentyp (Sprache, Steuerung, ...) und die Zeitschlitzzuteilung zu einer Station, die die Daten sendet (der dem DCR hinzugefügte Sender, eine Basisstation oder ein mobiler, zu dem DCR sendender Teilnehmer, ...), werden vorbestimmt und werden dem DCR mitgeteilt, wenn eine erste Kommunikation zwischen dem DCR und beispielsweise einer Basisstation oder einem mobilen Teilnehmer aufgenommen wird. Die Zeitschlitze, die Daten tragen, welche von dem Direktumwandlungsempfänger DCR empfangen werden sollen, demzufolge auch als zugeteilte Zeitschlitze bezeichnet, enthalten jeweils einen Kopf teil LE und einen Datenteil DATA, wie dies auch in Fig. 2 dargestellt ist. Der Zweck des Kopfteils LE wird im folgenden erläutert. Der Datenteil DATA enthält Daten, die von einer Basisstation oder einem mobilen Teilnehmer zu dem DCR gesendet werden.
Wie in Fig. 1 gezeigt, enthält der Direktumwandlungsempfänger DCR eine Antenne ANT zum Empfang von analogen modulierten Signalen, welche jeweils einem digitalen Signal entsprechen und auf einen Träger mit der Trägerfrequenz FC moduliert sind. Diese Signale sind sogenannte Gaußsche Minimum Shift Keying (GMSK) modulierte Signale. Ein derartiges GMSK-Modulationsschema ist beispielsweise in dem Buch Mobile Cellular Telecommunications Systems" von W. C. Y. Lee, veröffentlicht von McGraw-Hill Book Company, 1989, Seiten 411-416 beschrieben. Die Antenne ANT ist mit einem Eingang eines rauscharmen Hochfrequenzverstärkers LNA mit einer Verstärkungsbetriebsart verbunden, die in Abhängigkeit von dem Pegel des empfangenen analogen Modulationssignal modulierten Trägers auf eine der beiden Betriebsarten eingestellt wird. Ein Steuereingang des LNA ist mit einem Taktschaltkreis CLK verbunden, und ein Ausgang von ihm ist mit einem Demodulatorschaltkreis MIX, LO verbunden, der einen sogenannten GMSK-Demodulator bildet. Dieser Demodulatorschaltkreis enthält einen Mixer MIX, welcher aus zwei gekoppelten sogenannten Korrelatoren CO1 und CO2 besteht und einen π/2- Phasenschieber PHS, der zwischen CO1 und CO2 geschaltet ist und der mit einem lokalen Oszillator LO verbunden ist, wie dies in Fig. 1 dargestellt ist. Derartige Korrelatoren und ein solcher Mixer sind beispielsweise in dem Buch Digital Communications - Fundamentals and Applications" von B. Skiar, veröffentlicht von Prentice-Hall International Ediations, 1988, Seiten 90 bis 91 bzw. 142 bis 144 beschrieben. Die jeweiligen Ausgänge der Korrelatoren CO1 und CO2 sind jeweils mit einer Kaskadenverbindung eines Tiefpaßfilters, eines Verstärkers und eines Offset-Korrekturschaltkreises, nämlich LP1/A1/OCC für CO1 und LP1'/A1'/OCC' für CO2 gekoppelt. Ein Ausgang von OCC und ein Ausgang von OCC' sind beide mit Eingängen eines sogenannten digitalen Signalprozessors DSP verbunden, von dem ein Ausgang über einen Digital/Analog-Wandler DAC3 mit einem Lautsprecher LS gekoppelt ist. Der DSP sowie LP1/A1/OCC und LP1'/A1'/OCC' sind Teil eines Basisbandschaltkreises, der gleichspannungsmäßig mit dem Demodulatorschaltkreis MIX, LO gekoppelt ist.
Da der Offset-Korrekturschaltkreis OCC' ähnlich zu OCC ist, wird lediglich OCC im folgenden im Detail beschrieben.
Ein Ausgang von A1 ist mit einem Eingang eines Vergleichsschaltkreises SB/LP2/A2, genauer mit einem nicht invertierenden ersten Eingang einer darin enthaltenen Addierstufe SB verbunden. Ein Ausgang von SB ist über die Kaskadenverbindung eines Tiefpaßfilters LP2 und einer Verstärkerstufe A2, die beide in dem Vergleichsschaltkreis enthalten sind, mit einem Eingang X1 eines Analog/Digital-Wandlers ADC verbunden. X1 ist wiederum mit einem invertierenden zweiten Eingang von SB über die Kaskadenverbindung eines Vergleichers COMP und eines sukzessiven approximativlen Digital/Analog-Wandler DAC2 verbunden, der von dem Taktschaltkreis CLK gesteuert wird. Ein nicht invertierender Eingang von COMP ist mit X1 verbunden, während ein inver tierender Eingang von COMP mit einem Erdanschluß GND verbunden ist, der eine Referenzspannung Null liefert. Ein Ausgang von ADC ist mit einem mittelwertbildenden Schaltkreis AV verbunden, welcher zusammen mit ADC einen Signal-Mittelwert bildenden Schaltkreis bildet, und ein Ausgang desselben ist mit einem nicht invertierenden Eingang eines Subtrahierschaltkreises SD gekoppelt. AV ist von einem Zeitablaufsignal gesteuert, das von dem Taktschaltkreis CLK bereitgestellt wird. Ein kleiner Speicher SKN, der einen Referenzmittelwert von jedem der empfangenen analogen Signale speichert, ist mit einem invertierenden Eingang von SD verbunden. Da angenommen wird, daß der Referenzmittelwert von jedem der analogen Signale identisch ist, enthält SKN lediglich einen Speicherort, welcher diesen Wert speichert. Ein Ausgang der Addierstufe SD ist mit einem ersten Eingang eines digitalen Filters oder Berechnungsmittels DIGF1 verbunden, von dem ein Ausgang mit einem ersten Eingang eines Speichermittels MEM verbunden ist, das unterschiedliche Offset- Korrekturwerte für unterschiedliche Trägerfrequenzen FC und unterschiedliche Verstärkungsbetriebsarten GM speichert, wie dies nachfolgend erläutert wird. MEM wird von einem Steuerschaltkreis CC gesteuert. Ein Ausgang von MEM ist mit einem zweiten Eingang von DIGF1 verbunden und ist mit einem invertierenden dritten Eingang der Summierstufe SB über einen Digital/Analog-Wandler DAC1 gekoppelt. Der Ausgang von SD ist ferner mit einem ersten Eingang eines zweiten Digitalfilters DIGF2 verbunden und ein zweiter Eingang desselben ist mit dem Ausgang von ADC verbunden und ein Ausgang desselben bildet den mit DSP verbundenen Ausgang von OCC.
Nachfolgend wird die Arbeitsweise des Direktumwandlungsempfängers DCR beschrieben.
Nach einer Inbetriebnahme wird der Direktumwandlungsempfänger DCR mit der TDMA-Struktur synchronisiert, d. h. die von dem Taktschaltkreis CLK zu LNA, DAC2 und AV gelieferten Zeitablaufsignale werden mit der TDMA-Struktur synchronisiert, wofür ein beispielsweise von einer Basisstation ausgesendetes und von dem DCR empfangenes Synchronisationssignal verwendet wird, und die zugeteilten Zeitschlitze und die Quellen, d. h. die Basisstation oder mobile Teilnehmer, denen sie zugeteilt sind, werden infolge der empfangenen Steuerinformation in dem DCR bekannt. Der in einem solchen zugeteilten Zeitschlitz enthaltene Kopfteil LE ist bereitgestellt, um den Direktumwandlungsempfänger DCR in die Lage zu versetzen, sich auf variierende Leistungspegel von empfangenen Signalen einzustellen, wobei diese Pegel beispielsweise variieren, weil die empfangenen Signale von unterschiedlichen Quellen unter unterschiedlichen Entfernungen, von sich bewegenden Quellen oder aufgrund von Schwund variieren. Diese Funktion des Kopfteils LE, die keinen Gegenstand der Erfindung bildet, wird hier nicht weiter diskutiert. Während des Datenteils DATA des zugeteilten Zeitschlitzes wird der Träger, moduliert mit einem analogen Modulationssignal entsprechend einem digitalen Signal, empfangen. Dieses analoge Signal ist auf einem Träger mit einer Trägerfrequenz FC GMSK-moduliert. Die Trägerfrequenz FC, auf der ein analoges, von ein und derselben Quelle, d. h. Basisstation oder mobiler Teilnehmer, gesendetes Signal moduliert ist, wechselt von Zeitschlitz zu Zeitschlitz nach einem vorvereinbarten Muster, das in der Technik des Fre quenzspringens bekannt ist. Diese Technik ist beispielsweise in dem vorstehend erwähnten Buch von B. Skiar, Seiten 555 bis 562 beschrieben. Das vorvereinbarte Muster, nach dem die Trägerfrequenz wechselt, wird beispielsweise dem Direktumwandlungsempfänger DCR mitgeteilt, wenn eine Kommunikation zwischen einer der Basisstationen oder mobilen Teilnehmern und DCR aufgenommen wird, und ist dann in der Steuerschaltung CC bekannt.
Der analoge Modulationssignal-modulierte Träger wird über die Antenne ANT empfangen und von dem rauscharmen Verstärker LNA verstärkt, dessen Verstärkungsbetriebsart GM in Abhängigkeit von dem Pegel des empfangenen modulierten Trägers auf eine von zwei möglichen Betriebsarten eingestellt ist, und ist ebenfalls in CC bekannt. Der modulierte Träger wird dann von dem Mischer MIX durch Multiplikation desselben mit einem lokalen Oszillatorsignal demoduliert, das von LO bereitgestellt wird und das die gleiche Frequenz wie die Trägerwelle hat. Infolgedessen werden zwei demodulierte analoge Signalteile erhalten, wobei eines dem sogenannten Inphase-(I)-Kanal des analogen Modulationssignals entspricht und von CO1 ausgegeben wird, und das andere einem sogenannten Quadratur-(Q)-Kanal des analogen Modulationssignals entspricht und von CO2 ausgegeben wird. Sowohl der I- als auch der Q-Kanal sind Basisbandsignale, d. h. sie sind nicht mehr über einer Trägerfrequenz FC frequenzverschoben. Die I- und Q-Kanäle werden dann in den Tiefpaßfiltern LP1 und LP1' gefiltert und von A1 bzw. A1' verstärkt. Beide Kanäle werden demzufolge von OCC bzw. OCC' auf die gleiche Weise ver arbeitet, wobei im folgenden nur die Verarbeitung von einem der beiden Kanäle, nämlich dem I-Kanal, diskutiert wird.
Der an dem Ausgang von A1 vorliegende I-Kanal entspricht einem digitalen Signalteil, das aus Bits besteht, die nach einer Codierung und Impulsformung den I-Kanal bilden. Unter der Annahme, daß ein Bit mit gleicher Wahrscheinlichkeit 0" oder 1" ist, hängt der Mittelwert des analogen Signals von der verwendeten Codiertechnik und möglicherweise auch von der angewendeten Impulsformungs-Wellenform ab. Wenn beispielsweise ein sogenanntes AMI-Codierverfahren angewendet wird, kann man einfach zeigen, daß der Mittelwert des analogen Signals Null ist. Demzufolge wird angenommen, daß eine Codiertechnik verwendet wird, die bewirkt, daß ein Mittelwert Null verwendet wird.
Der I-Kanal, der ein Eingangssignal für OCC bildet, wird einem nicht invertierenden Eingang der Addierstufe SB zugeführt, in der ein variabler Parameter-Offset-Korrekturwert und ein einzelner Offset-Korrekturwert, die beide im folgenden diskutiert werden, davon subtrahiert werden. Der variable Parameter- Offset-Korrekturwert wird von dem Speichermittel MEM nach einer von DAC1 durchgeführten Wandlung in einen analogen Wert geliefert. Das Ergebnis der Subtraktion wird in dem Tiefpaßfilter LP2 gefiltert und dann von der Verstärkerstufe A2 verstärkt, um so ein Differenzsignal an dem Eingang X1 von ADC zu liefern.
Um in der Lage zu sein, die zwei den invertierenden Eingängen von SB zugeführten Offset-Korrekturwerte zu diskutieren, werden nachfolgend unterschiedliche, in den DCR Offset hineinbringende Quellen diskutiert.
Eine erste Quelle von Offset beruht auf dem von dem lokalen Oszillator LO gelieferten und an dem lokalen Oszillatoreingang des Mischers MIX, d. h. an den lokalen Oszillatoreingängen von sowohl CO1 als auch CO2 auftretenden Signal, welche teilweise in den Eingang des Mischers MIX streuen, dem der empfangene modulierte Träger zugeführt wird, und zwar aufgrund von kapazitiven oder induktiven Übersprechen zwischen den letzteren zwei Eingängen. An dem Empfangssignaleingang von MIX wird dieser gestreute Signalteil des lokalen Oszillators dem empfangenen modulierten Träger hinzuaddiert. Folglich wird ein erster Offsetteil erzeugt, da der Mischer MIX das infolgedessen veränderte empfangene Signal mit dem lokalen Oszillatorsignal multipliziert. Das Ergebnis davon enthält das Quadrat des lokalen Oszillatorsignals und ergo, da das lokale Oszillatorsignal als sinusförmig angenommen wird, stellt ein Gleichspannungsteil den ersten Offsetteil dar. Es ist zu beachten, daß aufgrund der Kopplung zwischen dem lokalen Oszillator und dem Hochfrequenzteil, der unvermeidlicherweise frequenzabhängig ist, dieser erste Offsetteil mit der Frequenz des lokalen Oszillatorsignals variiert.
Eine zweite Quelle für Offset ist auf das sogenannte Selbstmischen zurückzuführen, d. h. der dem Empfangssignaleingang von MIX zugeleitete empfangene modulierte Träger streut teilweise in den lokalen Oszillatoreingang des Mischers MIX. Da das Ergebnis der von dem Mischer ausgeführten Multiplikationsopera tion ein Gleichspannungsteil enthält, das sich aus dem Quadrat des empfangenen Signals ergibt, wird dabei ein Offset erzeugt, der von der Frequenz des empfangenen Signals und von seinem Leistungspegel abhängig ist. Wie für die vorstehend erwähnte Streuung des lokalen Oszillators ist die Frequenzabhängigkeit auf die Kopplung zwischen dem lokalen Oszillator und dem Hochfrequenzteil zurückzuführen. In den folgenden Gleichungen (1), in denen die beiden bisher diskutierten Offset-Quellen kombiniert sind, repräsentiert dem das demodulierte analoge Signal, losi repräsentiert das von dem lokalen Oszillator bereitgestellte Signal, das mit einer Amplitude A sinusförmig ist, rec repräsentiert den empfangenen modulierten Träger, der obgleich er eine nichtverschwindende Bandbreite belegt, als im wesentlichen sinusförmig angenommen wird und deshalb ebenfalls von einem Sinus mit einer Amplitude B repräsentiert wird, α repräsentiert den Bruchteil des lokalen Oszillatorsignals, der in das empfangene Signal, das MIX eingegeben wird, einstreut, und β repräsentiert den Bruchteil des empfangenen Signals, der in den lokalen Oszillatoreingang von MIX einstreut.
dem = (rec + αxlosi) · (losi + ßxβrec) = rec · losi · (1 + αxβ) + αxlosi² + βxrec²
wobei losi = Axsinωt
und rec = Bxsinω't (1)
so daß αxlosi² = (α/2) · A² - (α/2) · A² · cos2ωt
und βxrec² = (β/2) · B² - (β/2) · B² · cos2ω't
Aus diesen Gleichungen ist erkennbar, daß infolgedessen ein Offset gleich (α/2) · A² + (β/2) · B² erzeugt wird,
Es ist zu beachten, daß die Terme, die cos2ωt und cos2ω't enthalten in einfacher Weise durch das Tiefpaßfilter LP1 herausgefiltert werden können, daß der Term in αxβ ausreichend klein ist, um vernachlässigt zu werden, und daß das Quadrat von rec stets einen nichtverschwindenden Mittelwert haben wird, der ein Offset selbst dann bewirkt, wenn rec nicht sinusförmig ist.
Eine dritte Offset-Quelle wird durch die sogenannte Vorfeld- Abnahme erzeugt, die darauf zurückzuführen ist, daß das Signal des lokalen Oszillators über die Umgebung des Empfängers, beispielsweise über ein ihn umgebendes Gehäuse in den Eingang des rauscharmen Verstärkers LNA und in die Antenne ANT einstreut, wo dieser Streusignalteil des lokalen Oszillators dem empfangenen Signal hinzugefügt wird. Wie bei der ersten Offset-Quelle verursacht dies einen von dem Mischer erzeugten Offset, der ebenfalls von der Frequenz des Signals des lokalen Oszillators abhängig ist. Der Hauptunterschied zu der ersten Offset-Quelle, und auch der Grund für die Unterscheidung zwischen der ersten und der dritten Offset-Quelle, besteht jedoch darin, daß dieser Offset auch von der Position des Direktumwandlungsempfängers DCR und infolgedessen beispielsweise von einer Person, die den Empfänger oder ein Handgerät desselben hält und von der Position dieses Handgeräts abhängt, weil dieser Offset auf eine Streuung über die Umgebung zurückzuführen ist.
Es ist daher klar, daß die zweite und die dritte erwähnte Offset-Quelle nicht vorhersagbare Offsetteile liefern, die zweite aufgrund ihrer Abhängigkeit von dem Leistungspegel und der Frequenz des empfangenen Signals und die dritte aufgrund ihrer Positionsabhängigkeit, während der von der ersten erwähnten Offset-Quelle eingebrachte Offset theoretisch bei der Herstellung gemessen und ausgeglichen werden könnte, da er nur von der Frequenz - und dem Leistungspegel - des Signals des lokalen Oszillators abhängt, das bekannt ist. Aufgrund von mit der Zeit eintretenden Änderungen der Komponentencharakteristiken würde ein derartiger Ausgleich jedoch nicht genau bleiben. Das gleiche gilt für einen Offset, der durch eine Komponentenfehlanpassung eingebracht wird, der, weil er quasi-konstant ist, ebenfalls als statischer Offset bezeichnet wird. Es ist hier zu beachten, daß sogar empfangene Signale, die nicht zu demodulieren sind und deshalb in den Tiefpaßfiltern LP1 und LP1' herausgefiltert werden, Offset einbringen, da diese Signale auch in den lokalen Oszillatoreingang von MIX streuen.
Zusammenfassend schafft die Kombination der vorstehend erwähnten Offset-Quellen ein Offset, das von dem Leistungspegel und der Frequenz des Signals des lokalen Oszillators wie auch des empfangenen Signals und der Position des Empfängers abhängt.
Darüber hinaus, da der erwähnte Offset auf eine Streuung wegen kapazitiver oder induktiver Kopplung in dem Direktumwandlungsempfänger zurückzuführen ist, setzt er sich aus einem auf Streuung in den Eingang von LNA zurückgehenden Anteil und aus einem auf Streuung in den Ausgang von LNA zurückgehenden Anteil zusammen. Da demzufolge der erste Anteil anders als der zweite Anteil durch die Verstärkungsbetriebsart GM beeinflußt wird, ist der Offset bei unterschiedlichen Werten der Verstärkungsbetriebsart GM unterschiedlich und hängt von dem Verhältnis des ersten Anteils zu dem zweiten Anteil ab.
Demzufolge bilden die Trägerfrequenz FC und die Verstärkungsbetriebsart GM variable Parameter, von denen der Offset abhängt. Dieser Offset wird in der folgenden Weise kompensiert.
Während des Kopfteils LE eines zugeteilten Zeitschlitzes liefert der Taktschaltkreis CLK ein Signal, das den LNA abschaltet und dabei verhindert, daß der empfangene modulierte Träger den Mischer MIX erreicht. Folglich wird während LE nur auf die vorstehend erwähnte erste Offset-Quelle zurückgehender Offset und statischer Offset zu dem demodulierten analogen Signal addiert, welches jedoch Null ist, da kein empfangener modulierter Träger während LE zugeführt wird. Infolgedessen besteht das dem nicht invertierenden Eingang der Addierstufe SB zugeführte Signal nur aus Offset. Der Ausgang von SB, gefiltert von LP2 und verstärkt von A2, wird dem nicht invertierenden Eingang von COMP zugeführt, der ihn mit dem erwarteten Wert des Signals bei X1 während LE, wenn kein Offset erzeugt werden würde, d. h. mit Null geliefert von GND, vergleicht. Wenn das Signal bei X1 positiv ist, liefert COMP eine positive Spannung an seinem Ausgang, angezeigt durch eine binäre 1, während, wenn das Signal bei X1 negativ ist, eine negative Spannung, angegeben durch eine binäre 0, geliefert wird. Infolgedessen arbeitet COMP als ein Ein-Bit-Analog/Digital-Wandler. Das somit erhaltene digitale Ausgangssignal von COMP steuert den sukzessiven approximativlen Digital/Analog-Wandler DAC2, der innerhalb des Kopfteils LE und in aufeinanderfolgenden Schritten einen einzelnen Offset-Korrekturwert erzeugt, welcher dem invertierenden zweiten Eingang von SB zugeführt werden soll, indem eine digitale Zahl in aufeinanderfolgender Weise auf einen Wert eingestellt wird, der, in ein analoges Signal gewandelt, den einzelnen Offset-Korrekturwert bildet, welcher das Signal bei X1 bei jedem Schritt näher zu Null werden läßt. Mit anderen Worten wird bei jedem dieser Schritte das digitale Ausgangssignal von COMP zunächst von DAC2 überwacht und dann wird ein nächstes Bit der digitalen Zahl abhängig von dem Signal von COMP, das jeweils eine binäre 1 oder 0 darstellt, entweder auf 1 oder 0 eingestellt, wobei die Genauigkeit des einzelnen Offset-Korrekturwertes durch ein Bit erhöht wird. Infolgedessen, wenn das Signal bei X1 positiv ist, liefert COMP an seinem Ausgang eine binäre 1, was bewirkt, daß ein Bit der von DAC2 erzeugten digitalen Zahl auf 1 eingestellt wird und somit sein analoges Ausgangssignal erhöht und einen größeren, in SB zu subtrahierenden einzelnen Offset-Korrekturwert liefert und somit das Signal bei X1 vermindert.
Die Genauigkeit des Offset-Ausgleichs hängt von der Genauigkeit von DAC2 ab.
Innerhalb LE und nachdem der einzelne Offset-Korrekturwert festgestellt wurde, stellt sich der DCR wie bereits erwähnt auf variierende Leistungspegel der empfangenen Signale ein.
Da die Realisierung von DAC2 kein Gegenstand der Erfindung ist, ist zu beachten, daß diese hier nicht beschrieben wird. Ferner sind andere Möglichkeiten für die Bestimmung dieses einzelnen Offset-Korrekturwertes denkbar. Wissend, daß der Mittelwert des analogen Basisbandsignals Null ist, könnte man beispielsweise den Mittelwert des analogen Basisbandsignals über eine Anzahl von Zeitschlitzen messen, wobei das Ergebnis davon dann den einzelnen Offset-Korrekturwert liefert. Um Verzerrungen des gemessenen Mittelwertes durch hohe Signalleistungspegel zu vermeiden, könnte man beispielsweise bei der Berechnung nur Zeitschlitze verwenden, in denen Signale mit einem Leistungspegel unterhalb einer vorbestimmten Grenze empfangen werden.
Aufgrund des Frequenzspringens, der Abhängigkeit des Offsets von der Frequenz und Amplitude des empfangenen modulierten Trägers und infolgedessen auch von der Verstärkungsbetriebsart des LNA, und für die vorstehend beschriebene sukzessive approximativle Lösung aufgrund des Ausschlusses der zweiten und der dritten Offset-Quelle liefert der vorstehend beschriebene einzelne Offset-Korrekturwert keine genaue Korrektur für den gesamten Offset, der in das analoge Basisbandsignal eingebracht wurde. Deshalb wird ein zweiter genauerer Offset-Korrekturwert wie folgt bei jedem der zugeteilten Zeitschlitze bestimmt.
Der Grund für die Bestimmung und Anwendung des einzelnen Offset-Korrekturwertes wird nach der folgenden Diskussion des genaueren variablen Parameter-Offset-Korrekturwertes deutlicher.
Das Signal bei X1 wird von dem ADC mit der Rate der Bits des digitalen Signals entsprechend dem demodulierten analogen Signal in einen digitalen Wert gewandelt, wobei aufeinanderfolgende digitale Werte bereitgestellt werden, die den Leistungspegel jedes Bits des Differenzsignals bei X1 anzeigen. Diese digitalen Werte werden dann dem Mittelwertbildungsschaltkreis AV zugeführt, der in einfacher Weise als ein kleiner Digitalprozessor ausgeführt sein kann. AV berechnet einen anfänglichen Mittelwert der digitalen Werte über den Datenteil DATA eines zugeteilten Zeitschlitzes, wobei die Grenzen dieses Datenteils durch das von dem Taktschaltkreis CLK an AV angelegte Signal angezeigt werden. Der somit berechnete anfängliche Mittelwert wird dann dem nicht invertierenden Eingang des Subtrahierschaltkreises SD zugeführt, wo der Referenzmittelwert, hier Null, des analogen Basisbandsignals von ihm subtrahiert wird. Das Ergebnis davon bildet einen sich ergebenden Steuerwert, der dem digitalen Filter DIGF1 zugeführt wird. Ein anderes Eingangssignal für DIGF1 wird von dem Speichermittel MEM geliefert und bildet einen variablen Parameter-Offset-Korrekturwert, wie dieser zuvor für die Werte der variablen Parameter, d. h. Verstärkungsbetriebsart GM und Trägerfrequenz FC zugeordnet zu dem gegenwärtig zugeteilten Zeitschlitz berechnet wurde. Dieser variable Parameter-Offset-Korrekturwert, der jener ist, der wie bereits erwähnt von dem demodulierten analogen Signal in SB subtrahiert wird, wird von dem Speicherort von MEM, angezeigt von dem Signal an dem Steuereingang von MEM und geliefert von dem Kontrollschaltkreis CC, welcher von der gegenwärtigen Trägerfrequenz FC und Verstärkungsbetriebsart GM abgeleitet ist, gelesen. In dem digitalen Filter DIGF1 wird aus dem Ausgangssignal von SD und dem von MEM gelieferten Wert, wie in den Gleichungen (2a) und (2b) ersichtlich, ein neuer variabler Parameter-Offset-Korrekturwert berechnet, wobei (2b) wie durch Z angegeben, die sogenannte z-Transformation von Gleichung (2a) bildet, und wobei γ ein Proportionalitätsfaktor ist, meas den Ausgangswert von SD angibt, memv den von MEM bereitgestellten Wert angibt und memvn den neu berechneten variablen Parameter- Offset-Korrekturwert angibt.
Es ist zu beachten, daß erwogen werden kann, eine kompliziertere Funktion in DIGF1 zu implementieren.
memvn = memv + γ·meas (2a)
Z(memvn) = 2 (memv) /z + γ·Z (meas) (2b)
Der insoweit neu berechnete variable Parameter-Offset-Korrekturwert wird dann in den Speicherort von MEM neu eingeschrieben, aus dem der zuvor berechnete variable Parameter-Offset- Korrekturwert ursprünglich gelesen wurde, wobei die Inhalte von MEM aktualisiert werden.
Es ist zu beachten, daß das Speichermittel MEM mit geschätzten Werten für die variablen Parameter-Offset-Korrekturwerte in itialisiert wird, wenn der Direktumwandlungsempfänger DCR in Betrieb genommen wird und infolgedessen, daß diese geschätzten Werte die ersten der vorstehend erwähnten zuvor berechneten variablen Parameter-Offset-Korrekturwerte bilden. Eine schlechte Schätzung bewirkt nur, daß die gespeicherten Werte etwas länger eine schlechte Offset-Korrektur liefern, so daß der einzelne Offset-Korrekturwert etwas länger benötigt werden könnte.
Da der Mittelwert des so berechneten analogen Signals eine gaußförmige Wahrscheinlichkeitsverteilung aufweist, deren Mittel gleich der Summe des Referenzmittelwertes und des Offsets ist, und deren Standard-Abweichung umgekehrt proportional zu der Quadratwurzel der Anzahl von Bits ist, kann die Schätzung für den Mittelwert verbessert werden, indem sie über eine größere Anzahl von Zeitschlitzen berechnet wird, wodurch die Standardabweichung durch einen Faktor gleich der Quadratwurzel dieser Anzahl von Zeitschlitzen vermindert wird. Da der Mittelwert nur über Zeitschlitze mit derselben Trägerfrequenz FC und derselben Verstärkungsbetriebsart GM berechnet wird, ist die Anzahl von Zeitschlitzen, die benötigt wird, um eine genaue Schätzung des Mittelwertes und dabei des eingebrachten Offsets zu erhalten, besonders groß, wenn eine große Anzahl von unterschiedlichen Trägerfrequenzen und Verstärkungsbetriebsarten verwendet wird.
Da insofern einige Zeit für die Durchführung einer genauen Schätzung des variablen Parameter-Offset-Korrekturwertes benötigt wird, kann der Offset auf dem Signal an dem Ausgang von SB während dieser Zeit relativ groß sein, so daß der Verstärker A2 möglicherweise in Sättigung gerät. Um dies zu vermeiden, wird der zuvor beschriebene einzelne Offset-Korrekturwert berechnet und angewendet, um den weiterhin an dem Ausgang von SB vorhandenen Offset in Grenzen zu halten.
Von dem Signal an dem Ausgang von ADC, das durch Wandlung des analogen Differenzsignals bei X1 in einen digitalen Wert erhalten wird, wird der von SD bereitgestellte sich ergebende Steuerwert in dem digitalen Filter DIGF2 subtrahiert. Infolgedessen wird eine ähnliche Übertragungsfunktion wie für DIGF1 - Gleichungen (2a) und (2b) mit γ gleich 1 - für DIGF2 verwendet, die jedoch ebenfalls komplizierter sein kann. Dabei wird die Offset-Korrektur, wie sie von dem variablen Parameter-Offset- Korrekturwert und dem einzelnen Offset-Korrekturwert geliefert wird, in SB weiter verbessert, wie dies aus den Gleichungen (3) ersichtlich ist, in denen I das Eingangssignal des Offset-Korrekturschaltkreises, d. h. das von dem Demodulatorschaltkreis gelieferte analoge demodulierte Signal darstellt, O das hinter ADC vorliegende Differenzsignal darstellt, A die Verstärkung der Kaskadenverbindung von LP2, A2 und ADC, O' das Ausgangssignal des digitalen Filters DIGF2 darstellt und E(x) den Mittelwert von x über den Datenteil DATA eines Zeitschlitzes darstellt.
In diesen idealisierten Gleichungen werden der variable Parameter-Offset-Korrekturwert wie auch der Sich ergebende Steuerwert beide von dem Mittelwert E(O) des Differenzsignals dargestellt, das nur dann exakt sein kann, wenn ADC und DAC1 eine perfekte Wandlung liefern würden und wenn der Offset sich nicht als Funktion der Zeit ändern würde. Ferner, wenn sich der einzelne Offset-Korrekturwert nicht über den Datenteil DATA eines Zeitschlitzes ändert, ist dies in dieser Gleichung nicht explizit erwähnt, aber in I enthalten.
O = A · (I - E(O))
somit E(O) = A · (E(I) - E(O)) = (E(I) · A)/(1 + A) (3)
O' = O - E(O) = A · (I - E(I))
und E(O') = 0
Daher, unter der Annahme, daß A nicht zu klein ist, ist der Mittelwert von E(O) von O im wesentlichen gleich dem Mittelwert E(I) von I, d. h. der Offset von O ist im wesentlichen gleich zu jenem auf I und ist somit um einen Faktor A relativ vermindert. Da jedoch der Mittelwert E(O') von O' wie in Gleichung (3) angegeben Null ist, wird wiederum eine Verbesserung der Offset- Korrektur erreicht.
Es ist zu beachten, daß, wenn der variable Parameter-Offset- Korrekturwert nicht zu SB rückgekoppelt werden würde, der mittlere Wert E(O') von O auch Null sein würde, aber der Mittelwert des Signals an dem Eingang von LP2, der den Offset auf diesem Signal bildet, würde dann anstatt E(I)/(1 + A) im Falle der Rück kopplung E(I) sein, was, da um einen Faktor von 1 + A größer, höchstwahrscheinlich A2 sättigen würde.
Es sollte auch beachtet werden, daß das abschließende Offset- Korrektursignal O' beispielsweise auch erhalten werden kann, indem ein anfänglicher Mittelwert, der über aufeinanderfolgende Zeitschlitze ohne Berücksichtigung der Variation des Offsets mit FC oder GM berechnet wird, von O subtrahiert wird. Dies liefert einen weniger genauen Offset-Ausgleich, der nichtsdestotrotz ausreichend sein kann.
Während die Prinzipien der Erfindung vorstehend in Verbindung mit einer speziellen Vorrichtung beschrieben wurden, ist davon auszugehen, daß diese Beschreibung lediglich in beispielhafter Weise und nicht zur Beschränkung des Umfangs der Erfindung dient.

Claims

1. Offset-Korrekturschaltkreis (OCC) zur Entfernung eines Offsets aus einem diesen in zugeteilten Zeitschlitzen eingegebenen Eingangssignal, wobei der Offset von einem variablen Parameter (FC, GM) abhängig ist, dessen Wert einer von einer Mehrzahl von möglichen variablen Parameterwerten ist, von denen einer in jedem der zugeteilten Zeitschlitze gültig ist, dadurch gekennzeichnet, dass er eine Servosteuerschleife enthält, welche aufweist:

- Speichermittel (MEM), die einen variablen Parameter-Offset-Korrekturwert für jeden der Mehrzahl von möglichen variablen Parameterwerten speichern;

- einen Vergleichsschaltkreis (SB, LP2, A2), an Eingängen desselben das Eingangssignal und einer der variablen Parameter-Offset-Korrekturwerte angelegt werden, und der an seinem Ausgang ein Differenzsignal bereitstellt;

- einen Signal-Mittelwertbildungsschaltkreis (ADC, AV), in dem das Differenzsignal über jeden der Zeitschlitze gemittelt wird, wobei ein momentaner Mittelwert bereitgestellt wird;

- einen Subtrahierschaltkreis (SD), in dem der momentane Mittelwert von einem Referenzmittelwert des Eingangssignals (SKN) subtrahiert wird, wobei ein sich ergebender Steuerwert bereitgestellt wird; und

- ein Rechenmittel (DIGF1), das den sich ergebenden Steuerwert regelmäßig mit dem einen variablen Parameter-Offset-Korrekturwert kombiniert und das Ergebnis in dem Speichermittel (MEM) speichert.

2. Offset-Korrekturschaltkreis (OCC) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass er in einem Direktumwandlungsempfänger (DCR) angewendet wird, welcher einen Demodulatorschaltkreis (MIX, LO) enthält, an einem Eingang desselben ein von einem analogen Modulationssignal in den zugeteilten Zeitschlitzen modulierter Träger angelegt wird, und der an seinem Ausgang ein das Eingangssignal bildendes demoduliertes analoges Signal bereitstellt, und dass der Offset-Korrekturschaltkreis (OCC) in einem Basisband-Schaltkreis (LP1, A1, OCC, LP1', A1', OCCC', DSP) enthalten ist, der gleichspannungsmäßig mit dem Demodulatorschaltkreis (MIX, LO) gekoppelt ist.

3. Offset-Korrekturschaltkreis (OCC) nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Träger eine Trägerfrequenz (FC) aufweist, die den variablen Parameter bildet.

4. Offset-Korrekturschaltkreis (OCC) nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Direktumwandlungsempfänger (DCR) wenigstens eine Verstärkerstufe (LNA) mit einer Verstärkungsbetriebsart (GM) aufweist, die den variablen Parameter bildet.

5. Offset-Korrekturschaltkreis (OCC) nach Ansprüchen 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, dass der Demodulatorschaltkreis (MIX, LO) einen lokalen Oszillator (LO) und einen Mischer (MIX) enthält.

6. Offset-Korrekturschaltkreis (OCC) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass er einen zusätzlichen Korrekturschaltkreis (COMP, DAC2) zur Bestimmung eines einzelnen Offset-Korrekturwertes innerhalb jedes der Zeitschlitze enthält, welcher unabhängig von dem variablen Parameter (FC, GM) ist, und welcher einem zweiten Eingang des Vergleichsschaltkreises (SB, LP2, A2) zugeführt wird, so dass das Differenzsignal proportional zu der Differenz zwischen dem Eingangssignal und sowohl dem variablen Parameter- Offset-Korrekturwert als auch dem einzelnen Offset- Korrekturwert ist.

7. Offset-Korrekturschaltkreis (OCC) nach den Ansprüchen 6 und 2, dadurch gekennzeichnet, dass die zugeteilten Zeitschlitze jeweils einen Kopfteil (LE) enthalten, in dem das Eingangssignal keine zu detektierende Information enthält, dass dem Demodulatorschaltkreis (MIX, LO) ein Schaltmittel (LNA) zum Trennen des analogen modulierten Signalträgers von dem Demodulatorschaltkreis (MIX, LO) während des Kopfteils (LE) vorgeschaltet ist, und dass innerhalb des Kopfteils (LE) der einzelne Offset-Korrekturwert in dem zusätzlichen Korrekturschaltkreis (COMP, DAC2) so bestimmt wird, dass der Wert des Differenzsignals im Wesentlichen Null ist.

8. Offset-Korrekturschaltkreis (OCC) nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass der zusätzliche Korrekturschaltkreis (COMP, DAC2) einen Vergleicher (COMP) enthält, der das Differenzsignal mit Null vergleicht und dabei als ein Ein-Bit-Analog/Digital- Wandler, kaskadiert mit einem sukzessiven approximativen Digital/Analog-Wandler (DAC2), welcher in sukzessiven Schritten den einzelnen Offset- Korrekturwert so bestimmt, dass der Wert des Differenzsignals im Wesentlichen Null ist, arbeitet.

9. Offset-Korrekturschaltkreis (OCC) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass bei Inbetriebnahme des Offset-Korrekturschaltkreises (OCC) das Speichermittel (MEM) mit Schätzwerten der variablen Parameter-Offset- Korrekturwerte initialisiert wird.

10. Offset-Korrekturschaltkreis (OCC) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass er einen Vorwärts- Korrekturschaltkreis (DIGF2) enthält, in dem Offset, der auf dem Differenzsignal verblieben ist, durch Korrektur desselben mit einem Vorwärts-Offset- Korrekturwert entfernt wird.

11. Offset-Korrekturschaltkreis (OCC) nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass der Vorwärts-Offset- Korrekturwert von dem variablen Parameter-Offset- Korrekturwert gebildet wird, und dass der Vorwärts- Korrekturschaltkreis (DIGF2) ein digitales Filter (DIGF2) enthält, an dessen Eingänge das Differenzsignal und das sich ergebende Steuersignal angelegt werden, und dessen Ausgang eine Offsetkorrigierte Version des Eingangssignals bereitstellt.