DE69023326T2 - Verfahren zum Ausgleich der Nichtlinearitäten in einem Endverstärker eines Radiosenders. - Google Patents

Description

TECHNISCHES GEBIET
• Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zum Ausgleich der Nichtlinearitäten in einem Endverstärker eines Radiosenders, der mit linearer digitaler Quadraturmodulation arbeitet. Ein Radiosender dieser Art wird beispielsweise im Bereich des Mobilsprechverkehrs in dem Mobiltelefonteil zum Übertragen digitaler Sprache, Daten und Steuerinformation an eine Basisstation eingesetzt.
STAND DER TECHNIK
• Der Radiosender des Mobiltelefons im Mobilsprechverkehr weist einen kompakten und raumsparenden Aufbau auf. Die zu übertragende Signalinformation (Daten, Sprache, Steuersignale) wird auf ein Trägersignal mit vorgegebener Kreisfreguenz ωc moduliert. Im Rahmen des Modulationsverfahrens wird eine sogenannte Qadraturmodulation eingesetzt, das heißt das Trägersignal wird in zwei um 90º phaseverschobene Komponenten sin ωct und cos ωct aufgeteilt. Diese beiden Komponenten werden anschließend entsprechend der Sinus- und Cosinus-Komponenten der Informationssignalphase beispielsweise durch Phasenumtastung moduliert (QPSK, phase shift keying). Das Informationssignal besteht aus einen digitalen Signal in der Form eines Bitstroms von "Eins"- Werten und "Null"-Werten. Im Fall der QPS entspricht ein binärer "Eins"-Wert einer vorgegebenen positiven Phasenveränderung oder -verschiebung, und ein "Null"-Wert entspricht einer negativen Phasenveränderung oder - verschiebung in dem übertragenen Radiosignal. Die Phasenveränderungen gehen immer von der Phasenlage des vorhergehenden Bits aus, so daß nach einer Filterung das übertragene Radiosignal einen stetigen Verlauf aufweist, wenn keine abrupten Veränderungen auftreten.
• Zum Bilden des zu übertragenden Radiosignals r(t) ist es demnach erforderlich, die Sinus- und Cosinuswerte eines vorgegebenen Phasenwinkels (= Phasenveränderung) zu bilden, wobei diese Werte zwei Trägersignalkomponenten während des Modulationsvorgangs aufgeprägt werden. Diese zwei Werte werden als Quadraturkomponenten bezeichnet und normalerweise jeweils mit I und Q bezeichnet. Es ist bekannt, Signalgeneratoren mit Speichereinheiten einzusetzen, in denen diese Komponenten über die vorgegebene Datenveränderung abgelegt sind. So wird beispielsweise in dem US-Patent 4,229,821 ein Signalgenerator beschrieben, der zwei Tabellenspeicher für sin φ und cos φ enthält. Diese beiden Speicher werden mit einen Signalvektor mit einer vorgegebenen Anzahl von Bits adressiert, und zwar in Abhängigkeit von der Dauer der Tiefpaßfilter-Impulsantwort (die Impulsantwort der Vormodulationsfilter) die in den Tabellen abgelegt ist. Die Dauer der Impulsantwort wird normalerweise auf eine vorgegebene Ahzahl von Bits begrenzt, wobei diese Anzahl von der für die Übertragung des Radiosignals erforderlichen Qualität abhängt.
• Der Modulationsschaltung ist in dem Sender ein Endverstärker nachgeschaltet, der das Sendesignal r(t, ) zum Übertragen von der Sendeantenne des Mobiltelefons auf eine vorbestimmte Leistung verstärkt. Da die angewandte Quadraturnodulation linear durchgeführt wird, d.h. die zu übertragende Information beeinflußt sowohl die Amplitude als auch die Phasenlagen des Sendesignals, muß auch die Verstärkung des Endverstärkers sowohl im Hinblick auf die Amplitude als auch die Phase linear sein.
• Ein bekanntes Vorverzerrungsverfahren und eine zugeordnete Anordnung zum Ausgleichen der bei einem quadraturmodulierten Sendesignal aufgrund der im Endverstärker auftretenden Nichtlinearitäten auftretenden Veränderungen ist in dem US- Patent 4,291,277 beschrieben. Dieser Ausgleich wird durchgeführt, indem die empfangenen quadraturmodulierten Sendesignale I und Q mit dem vorverzerrten und verstärkten und um 90º phasenverschobenen Signale des Endverstärkers verglichen werden, wobei in Abhängigkeit dieses Vergleichs ein Vorverzerrungs-RAM aktualisiert wird. In diesem bekannten Verfahren wird ein Rückkopplungspfad benützt, der bei dem vorliegenden Verfahren dadurch vermieden wird, daß ein Vorverzerrungs-RAM zu jedem Zeitpunkt des empfangenen Signalvektors adressiert wird.
OFFENBARUNG DER ERFINDUNG
• Die Endstufe des Senders, die normalerweise aus dem Endverstärker besteht, wird in der Klasse C betrieben, d.h. ihre Transistorschaltungen werden so vorgespannt, daß sie in der Ruhelage in der Nähe des Abschaltbereichs des Kollektorstroms betrieben werden. Dies bedeutet jedoch, daß die um 90º phasenverschobenen Anteile eines empfangenen Signals verzerrt werden, da der Verstärker nicht in seinem linearen Bereich betrieben wird. Entsprechend ist es notwendig, den Vorteil, daß der Verstärker in seinem Klasse- C-Bereich betrieben wird (hoher elektrischer Wirkungsgrad), gegen diesen Nachteil abzuwägen. Im Rahmen der vorliegenden Erfindung wird die Tatsache ausgenützt, daß der Signalgenerator die zuvor erwähnten Tabelleneinheiten zum Bilden der um 90º phasenverschobenen Komponenten enthält, d.h. der Signale, die später zu verstärken sind. Es ist möglich, die Nicht-Linearitäten des Endverstärkers auszugleichen, indem die in den Tabelleneinheiten abgelegten digitalen Werte modifiziert werden.
• Das erfindungsgemäße Verfahren ist demgemäß durch diejenigen Merkmale gekennzeichnet, die in dem kennzeichnenden Teil des nachfolgenden Anspruchs 1 angeführt sind.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG
• Die vorliegende Erfindung wird nun detaillierter unter Bezug auf die beiliegende Zeichung beschrieben; es zeigen:
• Fig. 1 ein Blockschaltbild eines theoretischen Modells eines Radiosenders mit digitaler Modulation;
• Fig. 2 ein Blockschaltbild eines bekannten Signalgenerators für einen Radiosender, in dem die vorgeschlagene Erfindung zum Einsatz kommt;
• Fig. 3 ein Schaltbild, das die um 90º verschobenen Komponenten in Abhängigkeit von der Phasenlage des Sendesignals zeigt;
• Fig. 4a bis 4c die einzelnen Lagen der um 90º verschobenen Komponenten eines zeitabhängigen Sendesignals;
• Fig. 5 eine schaltungsmäßige Realisierung des vorgeschlagenen Verfahrens;
• Fig. 6 ein Blockschaltbild mit einem im Vergleich zu Fig. 3 anderen Signalgenerator, in dem das vorgeschlagene Verfahren eingesetzt werden kann.
• Fig. 1 zeigt ein vereinfachtes Blockschaltbild eines Quadraturmodulators. Ein Eingangssignals liegt in einem NRZ- Umsetzer 1 an, so daß ein binär kodiertes Signal entsteht. Ein Vormodulationsfilter 2 vom Tiefpaß-Typ erzeugt eine Impulsantwort vorgegebener Länge, die in Abhängigkeit von der Anzahl der zu übertragenden Symbole gebildet wird, die in dem nachfolgenden Quadraturmodulator 3 zu jedem einzelnen Zeitpunkt zu speichern sind. Der Modulator 3 wird unten unter Bezug auf die Fig. 3 und 4 beschrieben. Die Endstufe 4 ist mit dem Ausgang des Quadraturmodulators und mit dem Eingang der Sendeantenne 5 verbunden, so daß das Sendesignal mit ausreichender Leistung von der Antenne abgegeben wird.
• Der Modulator 3 ist ein sogenannter QPSK-Modulator und basiert auf der Aufteilung des Signals in um 90º phasenverschobene Komponenten. Diese Komponenten entstehen durch die Projektion des Sendesignals auf zwei um 90º phasenverschobene Anteile sin ωct und cos ωct eines imaginären Trägersignals, wobei ωc die Trägerkreisfrequenz darstellt. Die um 90º phasenverschobenen Anteile oder die Quadratursignale weisen einen Tiefpaß-Charakter auf und entsprechen Basisbandsignalen.
• Theoretisch tritt bei der QPSK eine unbegrenzte Bandbreite auf. Bei praktischen Anwendungen wird die Modulation immer mit einer Art von Vorfilterung mit Hilfe eines Vormodulationsfilters 2 durchgeführt, wie in Fig. 1 gezeigt ist.
• Das herkömmliche Verfahren zum Erzeugen eines QPSK-Signals vor dem Aufteilen des Signals in um 90º phasenverschobenen Signale mit nachfolgender Modulation besteht in der Eingabe der Binärsignale in ein Feld von digitalen Flip-Flops und analogen Filtern. Fig. 2 zeigt einen QPSK-Generator mit einer Tabelle und einem Schieberegister, dessen Länge der bei der QPSK benützten Anzahl von Bits (= zwei) entspricht. Das Schieberegister enthält eine Anzahl von Flip-Flops D1-D7, die der Anzahl der Symbole entspricht, die im Hinblick auf die Impulsantwort des Vormodulationsfilters gespeichert werden müssen. In dem vorliegenden Fall besteht jedes Symbol aus zwei Bits, und die Anzahl der Symbole beträgt acht. Die Impulsantwort des Vormodulationsfilters wird demnach auf eine Länge abgekürzt, die im vorliegenden Fall der Dauer von acht Symbolen entspricht. Die Länge der Impulsantwort wird entsprechend der Qualitätsanforderungen für das erzeugte Sendesignal bestimmt. Das Schieberegister wird durch einen Aufwärts-Abwärts-Zähler QN abgeschlossen, das die Ausgangslage der Signale entsprechend dem momentan gespeicherten Symbol speichert. Dies ist erforderlich, da die Information mittels Zustandsübergängen übertragen wird und nicht durch absolute Positionen in der I-Q-Ebene. Somit speichern die Schieberegister D1 bis D8 und der Speicher- Zähler QM während eines Syinbolintervalls Ts einen Signalvektor α, der aus dem aktuellen Symbol und dessen nächstem Nachbarn gebildet wird, sowie einen Wert (in dem Zähler QM), der die Startlage für die Phasenlage bezeichnet.
• Fig. 3 zeigt ein Drehzeigerdiagramm eines beliebigen Sendesignals r(t, ), das mit einer absoluten Größe (Amplitude) R(t, ) und einem Phasenwinkel φ (t, ) übertragen werden muß. Das Sendesignal wird in zwei um 90º phasenverschobene Komponenten I (t, ) und Q (t, ) aufgeteilt, die die "Projektionen" der jeweiligen beiden Trägersignalkomponenten cos ωct und sin ωct der Trägersignalkomponenten darstellen und die um 90º phasenverschoben sind. Die um 90º phasenverschobenen Komponenten I(t, ) und Q(t, ) werden jeweils in den in Fig. 2 gezeigten Tabelleneinheiten ST und CT des Modulators gespeichert, und zwar für alle möglichen Signalvektoren . Die folgende Beziehung gilt für das Sendesignal r(t, ):
• r(t, ) = R(t, ) cos[wct + φ(t, )]
• wobei gilt
• R(t, 2) = [I²(t, ) + Q²(t, )]
• und
• φ(t, ) = arg [I(t, ) + j Q(t, )]
• Die Figuren 4a bis 4c zeigen drei verschiedene Sendesignale r(t, ), die drei unterschiedlichen Signalvektoren &sub1;, &sub1;, &sub3; entsprechen, wie sie von den Schieberegistern D1-D8 und dem Zähler QM gebildet werden. Jeder der Signalvektoren indiziert die zwei um 90º phasenverschobenen Komponenten I(t, ) in den Tabelleneinheiten ST und CT. Diese Komponenten sind jeweils als ein Sinus- und Cosinussignal in den Tabelleneinheiten gespeichert. Die Signalabtastwerte werden der Reihe nach mit Hilfe des Zählers SR ausgegeben, und die derart erhaltenen Digitalwerte werden an die Digital-Analog-Umsetzer DAC1, DAC2 abgelegt. Die Signale werden anschließend in den Filtern FR1, FR2 tiefpaßgefiltert, und zwar vor der Modulation der Trägersignalkomponenten in den Multiplizierern M1, M2 und vor der Addition in der Summenschaltung ADD.
• Wird die Impulsantowrt hT des Vormodulationsfilters auf einen vorgegebene Länge NI.Ts beschränkt, wobei NI eine ganze Zahl ist und Ts die Symbolzeit ist und wird die beschränkte Impulsantwort bei t = 0 zentriert und weist sie eine Ausdehnung von -TSNI/2 bis +TSNI/2 auf, so gilt die folgende Beziehung für die um 90º phasenverschobenen Komponenten
• Aus den obigen Beziehungen ergibt sich, daß I(t, ) und Q(t, ) jeweils als Cosinus- und Sinussignale in den einzelnen Tabelleneinheiten ST und CT gespeichert werden.
• Das soeben erläuterte Modulationsverfahren ist linear, d.h. die Beziehung zwischen den empfangenen Signalvektoren und den Ausgangssignalen I(t, ) und Q(t, ) wird durch eine Zahl mit linearen Eigenschaften dargestellt. Dies bedeutet jedoch, daß die den Tabelleneinheiten nachgeschalteten Einheiten des Senders ebenfalls linear sein müssen, damit die Beziehung zwischen den empfangenen Signalvektoren und den Ausgangssignalen aufrechterhalten wird und hierdurch eine Beeinträchtigung der Qualität und Störung anderer Teilnehmer vermieden wird. Insbesondere tritt das Problem auf, einen linearen Verstärker F (Fig. 2) zu erhalten. Das entsprechend der Erfindung vorgeschlagene Verfahren umgeht das Problem der Linearität des Endverstärkers, indem versucht wird, diese Nichtlinearität mit Hilfe der Tabelleneinheiten ST und CT auszugleichen.
• Wenn die Übertragungsfunktion des Endverstärkers für die Eingangssignalamplitude R&sub1; und den Phasenwinkel φ&sub1; jeweils HR und Hφ ist, gelten im Hinblick auf das Ausgangssignal die folgenden Beziehungen:
• R&sub2; = HR(R&sub1;) R&sub1;
• φ&sub2; = Hφ(R1) + φ&sub1;
• Die Inversen von HR und Hφ lassen sich folgendermaßen ausdrücken:
• R&sub1; =H&supmin;¹R(R&sub2;) R&sub2; und
• φ&sub1; = Hφ&supmin;¹(R&sub2;) + φ&sub2; wobei gilt
• HR&supmin;¹ = 1/HR and Hφ&supmin;¹ = -Hφ
• Die inversen Übertragungsfunktionen HR&supmin;¹ und Hφ&supmin;¹ sind durch Messen einer Anzahl von Ausgangssignalen R&sub2; bei einer vorgegebenen Zahl von Eingangssignalen R&sub1; bestimmt worden, wobei sie statische zeitunabhängige Funktionen sind.
• Um ein korrektes Ausgangssignal an dem verzerrenden Endverstärker F zu erhalten, ist es erforderlich, den Inhalt der Tabellen ST und CT entsprechend der Fig. 3 mit HR&supmin;¹ und Hφ&supmin;¹ zu modifizieren. Dies wird mathematisch entsprechend der folgenden Beziehungen durchgeführt:
• i(t, ) = HR&supmin;¹(R) [I(t, ) cos Hφ(R)-Q(t, ) sin Hφ(R) ]
• q(t, ) = HR&supmin;¹(R) [I(t, ) sin Hφ(R) + Q(t, ) cos Hφ (R)] (1)
• wobei i(t, ), Q(t, ) modifizierte Signalwerte sind, die die Originalwerte I(t, ), Q(t, ) ersetzen sollen.
• Da HR und Hφ statische zeitunabhängige Funktionen sind, können diese Funktionen in den Tabellen ST und CT für die Übertragungsfunktion eines vorgegebenen Endverstärkers gespeichert werden.
• Entsprechend den vorhergehenden Ausführungen kann der Wert R eine vorgegenenen Signalvektor mit Hilfe der folgenden Beziehung berechnet werden:
• R= I²(t, ) +Q²(t, ) (2)
• Da I(t, ) und Q(t, ) für den Signalvektor in den jeweiligen Tabelleneinheiten ST, CT gespeichert sind. Demnach kann dann, wenn R bekannt ist, HR und Hφ und damit auch
• HR&supmin;¹ und Hφ&supmin;¹ berechnet werden. Hierdurch können die neuen Koeffizienten i(t, ) und q(t, ) für den Signalwechsel aus der oben angegebenen Beziehung (1) berechnet werden.
• Demnach können bei vorgegebenem Signalvektor k, dessen Signale berechnet werden müssen, die einzelnen Schritte zum Modifizieren des Inhalts I(t, ) und Q(t, ) in den jeweiligen Tabelleneinheiten ST und CT folgendermaßen durchgeführt werden:
• 1. Berechnen der Amplitude R der nicht veränderten Werte I(t, ), Q(t, ) für den Signalvektor k entsprechend der oben angegebenen Beziehung (2).
• 2. Berechnen des Werts der Übertragungsfunktionen HR(R) und Hφ(R) für den in Schritt (1) berechneten Wert von R. Die Übertragungsfunktionen HR(R) und Hφ(R) werden aus Meßdaten berechnet und in den jeweiligen Einheiten ST und CT gespeichert.
• 3. Berechnen der neuen modifizierten Werte i(t, k) und q(t, k) aus der oben angegebenen Beziehung (1).
• Die neuen Werte werden während des gesamten Abtastintervalls 0&le;< Ts gespeichert.
• 4. Abtasten der neuen Werte i(t, k), q(t, k) zu den Abtastzeitpunkten t&sub1;, t&sub2;, ... in bekannter Weise während des Symbolintervalls 0&le;t< Ts-
• 5. Übertragen der abgetasteten digitalen Werte an die Digital-Analog-Umsetzer DAC1, DAC2 und weiterhin an die nachgeschalteten Einheiten, wie in Fig. 2 gezeigt.
• 6. Sobald neue Signalvektoren k+1 an den Eingängen der Tabelleneinheiten ST, CT ausgehend von den Registern D1-D8 und dem Quadrantenspeicher QM anliegen, werden die oben erläuterten Schritte 1-5 wiederholt.
• Fig. 5 zeigt ein vereinfachtes Blockschaltbild zum Darstellen derjenigen Speicher- und Arithmetik-Einheiten, die die Modifikation der um 90º verschobenen Komponenten I(t, ), Q(t, ) durchführen, die in den Tabelleneinheiten ST und CT gespeichert sind.
• Die nicht modifizierten (originalen) Werte von I(t, ) und Q(t, ) werden an dem Ausgangsbus b&sub1; zu einem vorgegebenen Abtastzeitpunkt t=t&sub1; empfangen. Diese Werte werden einer Recheneinheit MR zugeführt, die den Wert
• r(t&sub1;, ) = [I(t&sub1;, )² + Q(t&sub1;, )²] = R(t&sub1;, ).
• berechnet.
• Dieser berechnete Wert R(t&sub1;, ) dient zum Adressieren der beiden Speichereinheiten MH1 und MH2. Die Speichereinheit MH1 speichert einen Teil der invertierten Werte des Verstärkungsfaktor HR(R), das heißt HR&supmin;¹(R), für unterschiedliche Eingangssignale R des Endverstärkers F. Die Werte von HR(R) können durch Ausführung von Messungen an dem Endverstärker F erhalten werden, und sie beschreiben - wie oben ausgeführt - eine statische zeitunabhängige Funktion von R. Die Speichereinheit MH2 speichert entsprechende Werte H&sub1;(R) der Phasencharakteristik des Verstärkers F, die wie HR(R) statisch und zeitunabhängig sind. Die Speicher MH1, MH2 werden demnach durch statische adressierbare ROM-Speicher gebildet.
• Der in dem Speicher MH2 adressierte Wert von H&phi;(R) wird an die Tabelleneinheit MH weitergeleitet, die die Werte sin H&phi;(R) und cos H&phi;(R) berechnet. Diese beiden Werte werden an die Tabelleneinheiten ST und CT übertragen und entsprechend der oben angegebenen Beziehung (1) mit den nicht veränderten Werten I(t&sub1;, ), Q(t&sub1;, ) multipliziert. Der Wert von HR&supmin;¹ (R) wird zur selben Zeit an die Speichereinheit MH1 abgegeben und entsprechend der Beziehung (1) mit I(t&sub1;, ), Q(t&sub1;, ) multipliziert.
• Erfolgt die nächste Abtastung zu dem Zeitpunkt t = t&sub2; (jedoch für denselben Symbolvektor ), so wird die Einheit MR wieder adressiert und es erfolgt ein Berechnen der veränderten Werte i(t&sub1;, ), q(t&sub1;, ) für t=t&sub2; in der oben beschriebenen Weise. Die Werte von i(t&sub1;, ), q(t&sub1;, ) werden zum selben Zeitpunkt an die Digital-Analog-Umsetzer DAC1, DAC2 über die Busse b&sub2; abgegeben.
• Das obige Verfahren zum Ausgleichen von Nichtlinearitäten kann auch in einem Quadraturmodulator mit dem in Fig. 6 gezeigten Aufbau angewendet werden. In dieser Ausführungsform sind die Signalgenerator-Tabellen in mehrere Teiltabellen aufgeteilt: eine I-Tabelle und eine Q-Tabelle von vereinfachter Form und zwei wechselseitig gleiche Signaltabellen SV und CV. In dieser Ausführungsform sind die Koeffizienten in den Tabellen ST und CT entsprechend dem oben beschriebenen Verfahren verändert.

Claims (3)

1. Verfahren, das sich für einen Endverstärker (F) mit einer Übertragungsfunktion HR, H&phi; eignet, wobei der Verstärker Teil eines Radiosenders ist, der vom Quadraturtyp ist und eine lineare Digitalmodulation auf der Grundlage von Tabellen durchführt, auf die in Abhängigkeit von einem empfangenen Signalvektor &alpha; vorgegebener Länge mit den Binärwerten eines momentanen und eines akkumulierten Phasenwinkels zugegriffen wird, der von einem in dem Radiosender empfangenen Informationssignals abhängt, wobei das Verfahren folgende Schritte enthält:

Speichern (ST, CT) der Digitalwerte I(t,&alpha;), Q(t,&alpha;) der Sinus- und Cosinus-Signale, die mit den um 90º phasenverschobenen und dem Endverstärker zuzuführenden Komponenten in Zusammenhang stehen, wobei die Digitalwerte mit Hilfe des Signalvektors &alpha; adressiert werden,

Multiplizieren (M1, M2) und Addieren der um 90º phasenverschobenen Komponenten, damit diese auf zwei Trägersignalkomponenten (sin &omega;ct, cos (&omega;ct) abgebildet werden, bevor das hierdurch erhaltene quadraturmodulierte Sendesignal r(t,&alpha;) dem Endverstärker (F) zugeführt wird, und

Modifizieren der digitalen und um 90º phasenverschobenen Komponentenwerte I(t,&alpha;), Q(t,&alpha;) in Abhängigkeit von Amplituden- und Phasenwerten, die dem Endverstärker für mehrere Eingangssignale zugeführt werden,

dadurch gekennzeichnet, daß

vor dem Betrieb des Radiosenders mehrere inverse Amplitudenwerte (HR&supmin;¹) und entsprechende Phasenwerte (H&phi;) der Übertragungsfunktion des Endverstärkers für mehrere Werte des bei dem Radiosender empfangenen Informationssignals gespeichert werden (MH1, MH2), und die um 90º phasenverschobenen Komponentenwerte in folgender Weise modifiziert werden:

a) Berechnen eines Absolutwertes des quadraturmodulierten Sendesignals r(t,&alpha;) aus den um 90º phasenverschobenen Komponentenwerten in nicht kompensierter Weise und für jeden Zeitpunkt (t&sub1;),

b) Adressieren der mehreren gespeicherten inversen Verstärkungswerte sowie der entsprechenden Phasenwerte in Abhängigkeit von dem berechneten Absolutwert,

c) Bilden (MS) der Sinus- und Cosinus-Komponentenwerte (sin H&phi;, cos H&phi;) des im Schritt b) adressierten Phasenwertes, und

d) Multiplizieren der in Schritt b) erhaltenen inversen Verstärkungswerte jeweils mit den in Schritt c) erhaltenen Sinus- und Cosinuswerten, die mit den nicht veränderten und um 90º phasenverschobenen Komponentenwerten I(t,&alpha;), Q(t,&alpha;) kombiniert sind, so daß sich die veränderten und um 90º phasenverschobenen Komponentenwerte i(t,&alpha;), q(t,&alpha;) mit lediglich in Abhängigkeit von den gespeicherten Werten veränderten Amplituden und Phase zu jedem Zeitpunkt des Signalvektors &alpha; so ergeben, daß bei dem Sendesignal die Nichtlinearitäten des Endverstärkers (F) ausgeglichen werden.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Schritt d) zum Multiplizieren des inversten Amplitudenwertes (HR&supmin;¹) des Endverstärkers mit dem unveränderten und um 90º phasenverschobenen Komponenten I(t,&alpha;), Q(t,&alpha;), die jeweils mit den Sinus- und Cosinus-Komponenten des Phasenwertes H- kombiniert sind, mit einbezieht, so daß die hierdurch gewonnenen neuen, veränderten und um 90º phasenverschobenen Werte i(t,&alpha;), q(t,&alpha;) einen Absolutwert aufweisen, der dem Absolutwert der nicht veränderten und um 90º phasenverschobenen Werte entspricht, die mit dem inversen Wert (HR&supmin;¹) multipliziert sind.

3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Schritt d) zum Multiplizieren und Addieren, mit dem die veränderten und um 90º phasenverschobenen Werte gebildet werden, entsprechend der folgenden Beziehungen ausgeführt wird:

i(t,&alpha;) = HR&supmin;¹ (R) [I(t,&alpha;) cos H&phi;(R)-Q(t,&alpha;) sine H&phi;(R)]

q(t,&alpha;) = HR&supmin;¹ (R) [I(t,&alpha;) sine H&phi;(R)+Q(t,&alpha;) coß H&phi;(R)]

wobei HR&supmin;¹(R) und H&phi;(R) den gespeicherten und adressierten Werten des Endverstärkers (F) entsprechen.