DE69111481T2

DE69111481T2 - Antriebsvorrichtung für einen Ultraschallwellenmotor.

Info

Publication number: DE69111481T2
Application number: DE69111481T
Authority: DE
Inventors: Ryoichi Suganuma
Original assignee: Nikon Corp; Nippon Kogaku KK
Current assignee: Nikon Corp
Priority date: 1990-02-14
Filing date: 1991-02-13
Publication date: 1996-01-18
Anticipated expiration: 2011-02-14
Also published as: US5767609A; US5376855A; US5477099A; EP0654889B1; DE69131208D1; DE69111481D1; EP0654889A1; EP0442469B1; US5479063A; EP0442469A1; DE69131208T2

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Antriebseinrichtung für einen Ultraschallwellenmotor gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.
Aus der DE-A-29 51 140 ist ein Schaltkreis zur Begrenzung des Statorstroms einer Synchronmaschine bekannt. Der Schaltkreis erniedrigt den Strom, wenn der zulässige Wert für den Statorstrom überschritten wird, und erniedrigt den Statorstrom, falls er unterhalb eines minimalen Werts liegt.
Aus der US-A-4 853 579 ist ein Ultraschallmotor bekannt, wobei die Antriebsfrequenz des Motors gemäß der Phasendifferenz zwischen dem Antriebsstrom und der Spannung gesteuert wird, um so die Antriebsfrequenz auf einem Wert zu halten, der niedriger als die Antiresonanzfrequenz des Schwingungs- bzw. Vibrationskörpers und höher als eine höchste Resonanzfrequenz des Vibratorkörpers ist, um dadurch einen stabilen Betrieb zu erreichen, der unabhängig von Effekten der Temperatur und Belastungsänderungen unter den Motorbetriebscharakteristika ist.
Herkömmlich sind verschiedene Typen von Antriebseinrichtungen für den Ultraschallwellenmotor vorgeschlagen worden.
Zuerst wird die Struktur eines Ultraschallwellenmotors kurz unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen erläutert. Fig. 1 zeigt eine Querschnittsansicht eines Ultraschallwellenmotors, bei dem ein Rotor (bewegbares Teil) aus einem Hauptrotorteil 100-1 und einem Gleitteil 100-2 zusammengesetzt ist, die miteinander verklebt sind. Auch ist ein Stator aus einem elastischen Teil 100-3 und einem piezoelektrischen Teil 100-4 zusammmengesetzt, die miteinander verklebt sind. Der Rotor und der Stator werden in gegenseitigem Druckkontakt gehalten, um den Ultraschallvibrationsmotor zu bilden.
Fig. 2 zeigt eine Ansicht, die die Anordnung von Elektroden in dem piezoelektrischen Teil 100-4 darstellt. Eingangselektroden 100-4a, 100-4b nehmen AC-Antriebsspannungen einer gegenseitigen Phasendifferenz von π/2 auf. Eine gemeinsame Elektrode 100-4c ist geerdet. Eine Überwachungs- bzw. Monitorelektrode 100-4d trägt nicht zu der Oszillation des elektrischen Teils bei, sondern liefert eine AC-Ausgangsspannung entsprechend dem Vibrationszustand des Stators.
Demzufolge besteht der Ultraschallwellenmotor aus dem Hauptrotorteil, einem Gleitteil, einem elastischen Teil und einem piezoelektrischen Teil, die vorstehend erläutert sind. Die Struktur und die Funktion eines solchen Motors wird im Detail nicht erläutert werden, da sie schon, zum Beispiel aus dem US-Patent Nr. 4,510,411, bekannt sind. Kurz gesagt werden Antriebsspannungen zu den Elektroden 100-4a, 100-4b des piezoelektrischen Teils zugeführt, um das Teil zu oszillieren, um dadurch eine fortschreitende Vibrationswelle in dem elastischen Teil zu erzeugen, und den Rotor in einem unter Druck gesetzten Kontakt mit dem Stator durch nicht dargestellte Druckeinrichtungen gehalten anzutreiben.
Eine Antriebssteuervorrichtung für einen solchen Ultraschallwellenmotor ist schon zum Beispiel in den japanischen, offengelegten Patentanmeldungen, Nummern 59-204477, 61-251490 offenbart. Diese Antriebssteuervorrichtungen dienen entweder (1) dazu, die Frequenz der Antriebsspannungssignale entsprechend der Spannung zu steuern, die von der Monitorelektrode 100-4d erhalten wird, oder (2) dazu, die Frequenz der Antriebsspannungssignale entsprechend der Phasendifferenz zwischen der Wellenform der Antriebsspannungssignale, die zu dem piezoelektrischen Teil 100-4 zugeführt werden, und denjenige der Spannungssignale, die von der Monitorelektrode 100-4d erhalten werden, zu steuern.
Zusätzlich sind zum Antreiben eines solchen Ultraschallwellenmotors verschiedene Verfahren durch Variieren der Antriebsspannung oder durch Variieren der Antriebsspannung und der Antriebsfrequenz vorgeschlagen worden, wie dies zum Beispiel in den japanischen, offengelegten Patentanmeldungen Nummern 61-124275 und 62-19276 offenbart ist.
Bei der Antriebssteuerung des Ultraschallwellenmotors ist es bekannt, daß die Antriebsgeschwindigkeit des Motors instabil wird oder der Motor abnormale Geräusche erzeugt, falls die Frequenz der Antriebsspannung, die zu den Antriebselektroden beaufschlagt wird, nämlich die Antriebsfrequenz, nahe der Resonanzfrequenz, die spezifisch für den Ultraschallwellenmotor ist, ausgewählt wird. Es ist auch bekannt, daß der Motor die Antriebsgeschwindigkeit schnell verliert und in einen instabilen Betriebszustand eintritt, falls die Antriebsfrequenz niedriger als die Resonanzfrequenz ausgewählt wird.
Fig. 3 stellt das Verhältnis zwischen der Antriebsfrequenz und der Antriebsgeschwindigkeit des Ultraschallwellenmotors dar, wobei F1 die Resonanzfrequenz spezifisch für den Ultraschallwellenmotor angibt. Durch Unterteilung des gesamten Frquenzbereichs in Bereiche a und b durch eine Antriebsfrequenz F3 geringfügig höher als die Resonanzfrequenz F1 leidet der Bereich a unter den vorstehend angegebenen Abnormalitäten in dem Antrieb, während der Antriebsfrequenzberelch b von der Frequenz F3 zu einer höheren Frequenz F2, wo sich die Antriebsgeschwindigkeit Null nähert, eine stabile Antriebssteuerung liefert. Die herkömmlichen Antriebssteuervorrichtungen für den Ultraschallwellenmotor bewirken die Antriebssteuerung innerhalb des Frequenzbereichs b.
Allerdings hat die vorliegende Erfindung experimentell bestätigt, daß die nachfolgenden Nachteile gerade dann vorhanden sind, wenn der Ultraschallwellenmotor mit einer Frequenz innerhalb des Frequenzbereichs b angetrieben wird, was eine stabile Antriebssteuerung ermöglicht:
(1) Wenn die Antriebsspannung über einen bestimmten Wert (nachfolgend als obere Grenze bezeichnet) erhöht wird, zeigt der Motor eine instabile Antriebsgeschwindigkeit oder erzeugt abnormale Geräusche. Dies erfolgt wahrscheinlich aufgrund einer unerwünschten Beziehung zwischen dem Stator und dem Rotor, die in Druckkontakt durch die Druckeinrichtung gehalten werden, was dann induziert wird, wenn die Amplitude der Laufvibrationswelle einen bestimmten Wert übersteigt;
(2) andererseits wird, wenn die Antriebsspannung über einen bestimmten Wert hinaus herabgesetzt wird (nachfolgend als untere Grenze bezeichnet), der Betrieb des Ultraschallwellenmotors unruhig und der Motor kann eventuell anhalten. Dieses Phänomen erfolgt wahrscheinlich aufgrund der Tatsache, daß die ozsillierende Kraft, die durch das piezoelektrische Teil erzeugt wird, nicht die Druckkraft der Druckeinrichtung überwinden kann, und zwar aufgrund des Einflusses der Belastung in den Kontaktbereichen des Stators und des Rotors, wenn die Amplitude der fortschreitenden Vibrationswelle kleiner als ein bestimmter Wert wird.
Demzufolge kann bei der Geschwindigkeissteuerung des Ultraschallwellenmotors die Antriebsfrequenz außerhalb eines Bereichs b, der einen stabilen Betrieb liefert, positioniert werden, und zwar aufgrund der vorstehend angegebenen Nachteile, wenn die Antriebsspannung die obere Grenze übersteigt oder unterhalb der unteren Grenze abnimmt. Demzufolge tritt die Antriebsfrequenz in den Bereich ein, der den vorstehend angegebenen instabilen Antriebszustand bewirkt, was demzufolge die Funktion des Ultraschallwellenmotors instabil gestaltet.
Zusätzlich wird in dem Fall, in dem die Antriebsspannung zu der Antriebselektrode des Motors von einem Leistungsverstärker über eine Spule oder einen Transformator, die dazwischen vorgesehen sind, beaufschlagt wird, eine Resonanz zwischen der Induktivität einer solchen Spule oder eines Transformators und der Kapazität des piezoelektrischen Teils erzeugt, wodurch die Antriebsspannung an der Antriebselektrode in Abhängigkeit der Antriebsfrequenz gerade dann fluktuieren kann, wenn die Ausgangsspannung des Leistungsverstärkers konstant gehalten wird. Als folge kann gerade dann, wenn die Antriebsfrequenz an der Mitte des Bereichs b ausgewählt wird, die Antriebsfrequenz von dem stabilen Bereich b aufgrund einer Fluktuation in der Antriebsspannung verschoben werden, wodurch die Funktion des Ultraschallwellenmotors instabil aufgrund einer solchen instabilen Antriebsfrequenz wird.
Ein erster Aspekt der vorliegenden Erfindung, der später erläutert wird, ist, die Antriebsspannung zwischen der oberen und der unteren Grenze zu steuern, um dadurch den Ultraschallwellenmotor in einer stabilen Art und Weise anzutreiben.
Allerdings sind herkömmliche Antriebseinrichtungen für den Ultraschallwellenmotor noch mit einem Nachteil dahingehend behaftet, daß sie nicht konstant einen hohen Antriebswirkungsgrad liefern können, gerade dann, wenn ein stabiler Antriebszustand erhalten wird, wie dies nachfolgend unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen erläutert wird. Fig. 4 stellt den Antriebsstrom, die Antriebsgeschwindigkeit und den Antriebswirkungsgrad als eine Funktion der Antriebsfrequenz unter einer Antriebsspannung von 25 VRMS (quadratisches Mittel der Spannung) und einem Belastungsdrehmoment von 900 g.cm dar, die durch die vorliegenden Erfinder gemessen sind. Von einer Niederfrequenzseite aus erreicht der Antriebsstrom ein Maximum bei einer Antriebsfrequenz F0, nimmt dann ab, um ein Minimum bei einer Antriebsfrequenz F4 zu erreichen, und steigt graduell wieder auf der höheren Frequenzseite an. Andererseits ist die Antriebsgeschwindigkeit bei einer Frequenz F1 am höchsten und nimmt sowohl bei der höheren als auch bei niedrigeren Antriebsfrequenzseite ab. Der Frequenzbereich, der gewöhnlich zum Antrieb des Ultraschallwellenmotors verwendet wird, liegt auf der höheren Frequenzseite der Frequenz F1. Der Antriebswirkungsgrad ist am höchsten in der Nähe der Antriebsfrequenz F4, wo der Antriebsstrom am geringsten ist. Wie aus diesen Fakten ersichtlich werden wird, wird der Antriebswirkungsgrad am höchsten in der Nähe der Frequenz F4 innerhalb eines Frequenzbereichs höher als die Frequenz F1 und die herkömmlichen Antriebseinrichtungen sind nicht in der Lage, konstant den hohen Antriebswirkungsgrad zu liefern, da sie nicht dazu aufgebaut sind, die Antriebsfrequenz unter dem höchsten Wirkungsgrad zu steuern.
Deshalb ist es ein zweiter Aspekt der vorliegenden Erfindung, wie später erläutert werden wird, eine Antriebseinrichtung für den Ultraschallwellenmotor zu schaffen, die dazu geeignet ist, den Antriebswirkungsgrad davon zu verbessern.
Diesen Aspekten ist die vorliegende Erfindung gewidmet, die die Merkmale des Patentanspruchs 1 aufweist. Bevorzugte Ausführungsformen sind Gegenstand verschiedener abhängiger Ansprüche.
Zuerst wird eine erste Ausführungsform der vorliegenden Erfindung erläutert, die bei einer Antriebseinrichtung für einen Ultraschallwellenmotor anwendbar ist, der aus einem Stator zum Erzeugen einer fortschreitenden Vibrationswelle in einem elastischen Teil durch Oszillation eines piezoelektrischen Elements, und einem Rotor besteht, der in Druckkontakt mit dem Stator durch Druckeinrichtungen gehalten wird und dazu geeignet ist, durch die fortschreitende Vibrationswelle angetrieben zu werden, und insbesondere auch eine Antriebseinrichtung zum Erreichen der Antriebssteuerung durch eine variable Antriebsspannung erläutert.
Die vorstehend angegebene Aufgabe kann durch die Verwendung einer Untergrenzenerfassungseinrichtung zum Erfassen, daß die Antriebsspannung die untere Grenze erreicht hat, und eine erste Antriebsspannungsbegrenzungseinrichtung, die dazu geeignet ist, in Abhängigkeit der Erfassung der Antriebsspannung bei der unteren Grenze durch die Untergrenzenerfassungseinrichtung zum Beibehalten der Antriebsspannung an der unteren Grenze oder zum Erhöhen der Antriebsspannung erreicht werden. Es wird weiterhin eine Obergrenzenerfassungseinrichtung zum Erfassen, daß die Antriebsspannung die obere Grenze erreicht hat, und eine zweite Antriebsspannungsbegrenzungseinrichtung, die dazu geeignet ist, in Abhängigkeit der Erfassung der Antriebsspannung an der oberen Grenze durch die Obergrenzenerfassungseinrichtung zum Beibehalten der Antriebsspannung an der oberen Grenze oder zum Erniedrigen der Antriebsspannung zu arbeiten.
Die vorliegende Erfindung ist auch bei einer Antriebseinrichtung zum Erreichen der Antriebssteuerung durch eine variable Antriebsfrequenz anwendbar.
In diesem Fall kann die vorstehend angegebene Aufgabe durch die Verwendung einer Untergrenzenerfassungseinrichtung zum Erfassen, daß die Antriebsspannung des Ultraschallwellenmotors eine untere Grenze erreicht hat, und eine dritte Antriebsspannungsbegrenzungseinrichtung, die dazu geeignet ist, in Abhängigkeit der Erfassung der Antriebsspannung an der unteren Grenze durch die Untergrenzenerfassungseinrichtung zur Steuerung der Antriebsfrequenz so, um die Antriebsspannung an der unteren Grenze zu halten oder die Antriebsspannung zu erhöhen, erreicht werden. Weiterhin wird eine Obergrenzenerfassungseinrichtung zum Erfassen, daß die Antriebsspannung die obere Grenze erreicht hat, und eine vierte Antriebsspannungsbegrenzungseinrichtung, die dazu geeignet ist, in Abhängigkeit der Erfassung der Antriebsspannung an der oberen Grenze durch die Obergrenzenerfassungseinrichtung zur Steuerung der Antriebsfrequenz so, um die Antriebsspannung an der oberen Grenze zu halten oder die Antriebsspannung zu erniedrigen, geschaffen.
Nachfolgend wird die Funktion der vorstehend erläuterten Antriebseinrichtung für den Ultraschallwellenmotor erläutert.
In dem Fall einer Spannungssteuerung des Motors hält, falls die Obergrenzenerfassungseinrichtung ermittelt, daß sich die Antriebsspannung an der unteren Grenze befindet, die erste Antriebsspannungsbegrenzungseinrichtung die Antriebsspannung an der Untergrenze bei oder erhöht die Antriebsspannung. Falls die Obergrenzenerfassungseinrichtung ermittelt, daß sich die Antriebsspannung an der oberen Grenze befindet, behält die zweite Antriebsspannungsbegrenzungseinrichtung die Antriebsspannung an der oberen Grenze bei oder erniedrigt die Antriebsspannung.
In dem Fall einer Frequenzsteuerung des Motors steuert, falls die Untergrenzenerfassungseinrichtung ermittelt, daß sich die Antriebsspannung an der unteren Grenze befindet, die dritte Antriebsspannungsbegrenzungseinrichtung die Antriebsfrequenz so, um die Antriebsspannung an der unteren Grenze beizubehalten oder die Antriebsspannung zu erhöhen, um dadurch die Antriebsspannung zu begrenzen. Auch steuert, wenn die Obergrenzenerfassungseinrichtung ermittelt, daß sich die Antriebsspannung an der oberen Grenze befindet, die vierte Antriebsspannunsgbegrenzungseinrichtung die Antriebsfrequenz so, um die Antriebsspannung an der unteren Grenze beizubehalten oder die Antriebsspannung zu erniedrigen, um dadurch die Antriebsspannung zu begrenzen.
Auf diese Art und Weise wird die Antriebsspannung zwischen der oberen und der unteren Grenze gesteuert, um dadurch den Ultraschallwellenmotor in einer stabilen Art und Weise anzutreiben.
Nachfolgend wird eine zweite Ausführungsform der vorliegenden Erfindung erläutert. In der zweiten Ausführungsform ist die Antriebseinrichtung der vorliegenden Erfindung für den Ultraschallwellenmotor so aufgebaut, daß der Antriebszustand des Ultraschallwellenmotors konstant durch die Antriebszustandserfassungseinrichtung erfaßt wird, und die Antriebsfrequenzeinstelleinrichtung stellt die Antriebsfrequenz für den Motor auf einem Wert ein, der den Antriebswirkungsgrad maximiert, oder die Antriebsspannungseinstelleinrichtung stellt die Antriebsspannung für den Motor auf einen Wert ein, der den Antriebswirkungsgrad maximiert. Demzufolge wird in der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung eine Antriebseinrichtung für einen Ultraschallwellenmotor geschaffen, der aufweist:
einen Ultraschallwellenmotor, der eine Ultraschallvibration verwendet und ein elastisches Teil und ein piezoelektrisches Teil aufweist, welches wenigstens ein Paar von Eingangselektroden umfaßt, um das elastische Teil in Schwingung zu bringen;
eine Antriebsfrequenzeinstelleinrichtung zum Einstellen der Antriebsfrequenz für den Ultraschallwellenmotor;
eine Phasenschiebereinrichtung zum Erzeugen von zyklischen Signalen mit einer gegenseitigen Phasendifferenz auf dem Ausgang des Antriebs- bzw. Ausgangssignals der Einstelleinrichtung für die Frequenz des Antriebssignals;
eine Antriebsspannungseinstelleinrichtung zum Einstellen der zyklischen Signale, die von der Phasenschiebereinrichtung bei einer Spannung freigegeben werden, um den Ultraschallwellenmotor anzutreiben; und
eine Antriebszustandserfassungseinrichtung zum Erfassen des Antriebszustands des Ultraschallwellenmotors und zum Schicken eines Ausgangs zu der Antriebsfrequenzeinstelleinrichtung,
wobei die Antriebsfrequenzeinstelleinrichtung dazu geeignet ist, die Antriebsfrequenz für den Ultraschallwellenmotor bei einem Wert, der den Antriebswirkungsgrad des Motors hinsichtlich der Spannung maximiert, basierend auf dem Ausgang der Antriebszustandserfassungseinrichtung, einzustellen. Andererseits wird eine Antriebseinrichtung für einen Ultraschallwellenmotor geschaffen, die aufweist:
einen Ultraschallwellenmotor, der eine Ultraschallschwingung verwendet und ein elastisches Teil und ein piezoelektrisches Teil umfaßt, das wenigstens ein Paar Eingangselektroden umfaßt, um das elastische Teil in Schwingung zu bringen;
eine Antriebseinstelleinrichtung zum Einstellen der Antriebsfrequenz des Ultraschallwellenmotors;
eine Phasenschiebereinrichtung zum Freigeben zyklischer Signale mit einer gegenseitigen Phasendifferenz auf der Grundlage des Ausgangs der Antriebsfrequenzeinstelleinrichtung;
eine Spannungseinstelleinrichtung zum Einstellen der zyklischen Signale, die von der Phasenschiebereinrichtung freigegeben werden, auf eine Spannung, die zum Antrieb des Ultraschallwellenmotors erforderlich ist; und
eine Antriebszustandserfassungseinrichtung zum Erfassen des Antriebszustands des Ultraschallwellenmotors und zum Schicken eines Ausgangssignals zu der Antriebsspannungseinstelleinrichtung;
wobei die Antriebsspannungseinstelleinrichtung dazu geeignet ist, die Antriebsspannung für den Ultraschallwellenmotor auf einen Wert einzustellen, der den Antriebswirkungsgrad des Motors hinsichtlich der zyklischen Signale maximiert, und zwar auf der Grundlage des Ausgangs der Antriebszustandserfassungseinrichtung.
Wie vorstehend erläutert ist, ist es aufgrund des Experiments der vorliegenden Erfinder klargestellt, daß der Ultraschallwellenmotor konstant mit einem hohen Wirkungsgrad unter Beibehaltung der Antriebsfrequenz auf einem Wert F4, wie dies in Fig. 4 dargestellt ist, angetrieben werden kann. Bei der Antriebsfrequenz wird der Antriebsstrom minimal und der Antriebswirkungsgrad wird maximal. Fig. 5 zeigt ein äquivalentes Schaltkreisdiagramm des Ultraschallwellenmotors, wobei C0 die Eigenkapazität des Motors ist und ein serieller Resonanzschaltkreis aus L, C und R zusammengesetzt ist. Wenn sich der Ultraschallwellenmotor in dem Resonanzzustand befindet, wird der serielle Resonanzschaltkreis auch in einem Resonanzzustand betrachtet, und, in einem solchen Fall, wird die Impedanz minimal und der Strom, der in dem äquivalenten Schaltkreis strömt, wird maximal, wie dies bekannt ist. Auch besitzt, wie schon bekannt ist, ein solcher serieller Resonanzschaltkreis eine andere Antiresonanzfrequenz, und mit einem Eingang einer solchen Antiresonanzfrequenz wird die Impedanz maximal und der einströmende Strom wird minimal. Basierend auf diesen Fakten wird die vorstehend erwähnte Antriebsfrequenz F0 als die Resonanzfrequenz des Ultraschallwellenmotors betrachtet und die Antriebsfrequenz F4 wird als die Antiresonanzfrequenz des Motors betrachtet, da der Antriebsstrom minimal wird. Demzufolge kann ein hocheffektiver Antrieb des Ultraschallwellenmotors durch Beibehaltung der Antriebsfrequenz dafür bei der Antiresonanzfrequenz, die für den Motor spezifisch ist, erreicht werden. Die Antiresonanzfrequenz bedeutet eine Frequenz, die einen minimalen Antriebsstrom bei der momentan verwendeten Antriebsspannung liefert.
Wie vorstehend erläutert ist, kann ein konstant effektiver Antrieb des Ultraschallwellenmotors durch konstante Anpassung der Antriebsfrequenz des Motors zu der Antiresonanzfrequenz erreicht werden. Gerade wenn es schwierig ist, eine vollständige Anpassung zu erreichen, kann ein beträchtlich höherer Antriebswirkungsgrad zum Beispiel durch Einstellung der Antriebsfrequenz in einem Frequenzbereich C in der Nähe der Antiresonanzfrequenz, wie dies in Fig. 4 dargestellt ist, erhalten werden. Dieser Bereich C kann so ausgewählt werden, daß die Antriebsfrequenz mindestens gleich 0,8 x dem maximalen Wirkungsgrad ist.
Anstelle der Einstellung der Antriebsfrequenz auf einen einzelnen Wert ist es natürlich möglich, die Antriebsfrequenz in einem Bereich entsprechend dem Bereich C einzustellen, der die Antiresonanzfrequenz F4 umfaßt.
Auch haben die Experimente der vorliegenden Erfinder bestätigt, daß die Antriebsfrequenz F4, die den minimalen Antriebsstrom liefert, und der maximale Antriebswirkungsgrad mit einer Änderung in der Antriebsspannung variieren. Fig. 6 zeigt ein Diagramm, das das Verhältnis zwischen der Antriebsgeschwindigkeit und der Antriebsfrequenz darstellt, wenn die Antriebsspannung von 15 auf 35 VRMS geändert wird, was anzeigt, daß die Antriebsgeschwindigkeit höher mit dem Erhöhen der Antriebsspannung wird. Fig. 7 zeigt ein Diagramm, das die Änderung der Resonanzfrequenz F0 und der Antiresonanzfrequenz F4 bei den Antriebsspannungen anzeigt, wie dies in Fig. 6 dargestellt ist. Die Antriebsfrequenz F4, die den minimalen Antriebsstrom und den maximalen Antriebswirkungsgrad liefert, bewegt sich zu der niedrigeren Frequenz mit dem Erhöhen der Antriebsspannung, während die Antriebsfrequenz F0, die den maximalen Antriebsstrom liefert, wenig durch die Antriebsspannung beeinflußt wird, so daß die Differenz zwischen den Frequenzen F4 und F0 mit dem Ansteigen der Antriebsspannung abnimmt. Dieses Phänomen ist nicht eindeutig derzeit erklärbar, allerdings wird angenommen, daß es auf einer Änderung der Resonanzcharakteristika des Motors in Abhängigkeit der Antriebsspannung basiert. Auch ist der Grund, warum die maximale Antriebsgeschwindigkeit nicht bei der Antriebsfrequenz erhalten wird, wo der Antriebsstrom maximal wird, bis jetzt nicht klargestellt, allerdings wird es basierend auf dem instabilen Vorgang des elastischen Schwingungsteils in der Nähe der Resonanzfrequenz und aufgrund von Fluktuationen in der Leistung und Fehlern in den Positionen der zwei Antriebselektroden des piezoelektrischen Teils angenommen. Fig. 8 stellt die Antriebsgeschwindigkeit bei der Antriebsfrequenz F4 bei unterschiedlichen Antriebsspannungen, wie dies in Fig. 6 dargestellt ist, dar. Wie aus Fig. 7 ersichtlich werden wird, kann ein konstant hoher Antriebswirkungsgrad nicht mit einer konstanten Antriebsfrequenz erreicht werden, wenn die Antriebsspannung variiert. Es ist allerdings möglich, den Ultraschallwellenmotor in einer stabilen Art und Weise anzutreiben und konstant auf einem hohen Antriebswirkungsgrad zu halten, und zwar durch Einstellung der Antriebsfrequenz auf die Resonanzfrequenz F4 entsprechend der momentanen Antriebsspannung.
Basierend auf den vorstehenden Fakten wird ein Antriebsverfahren für den Ultraschallwellenmotor mit variabler Antriebsspannung und mit einer Antriebsfrequenz, die an der Antriresonanzfrequenz entsprechend der Antriebsspannung ausgewählt wird, ermöglichen, willkürlich die Antriebsgeschwindigkeit zu regulieren und konstant einen hohen Antriebswirkungsgrad bei der willkürlich regulierten Antriebsgeschwindigkeit zu erhalten. Es ist auch möglich, die Antriebsgeschwindigkeit durch eine Änderung in der Antriebsfrequenz zu regulieren und konstant eine hohe Antriebsfrequenz durch Steuerung der Antriebsspannung in einer solchen Art und Weise, daß die Antriebsfrequenz der Antiresonanzfrequenz entspricht, zu regulieren.
Nachfolgend werden Verfahren für eine konstante Beibehaltung der Antriebsfrequenz bei der Antiresonanzfrequenz F4 erläutert.
Ein erstes Verfahren basiert auf der Steuerung der Antriebsfrequenz entsprechend der Phasendifferenz φm zwischen der Antriebsspannung des Ultraschallwellenmotors und der Ausgangsspannung der Monitorelektrode 100-4d. Dieses wird unter Bezugnahme auf Fig. 9 erläutert werden, die die Antriebsgeschwindigkeit und die Phasendifferenz φm als eine Funktion der Antriebsfrequenz unter einer Antriebsspannung und einem Belastungsdrehmoment, das dasselbe wie in Fig. 4 ist, darstellt. Eine Kurve φml entspricht einem Fall, bei dem die Eingangspannung zu der Elektrode 100-4a, wie dies in Fig. 2 dargestellt ist, um 90º im Vergleich zu derjenigen der Elektrode 100-4b vorverschoben wird, und zeigt die Phasendifferenz zwischen der Antriebsspannung zu der Eingangselektrode 100-4a und der Ausgangsspannung der Monitorelektrode an. Eine Kurve φm2 entspricht einem Fall, bei dem die Eingangsspannung zu der Elektrode 100-4b um 90º im Vergleich zu derjenigen der Elektrode 100-4a mit einer entgegengesetzten Antriebsrichtung vorverlegt wird. Die Antiresonanzfrequenz F4 liegt dort, wo der Antriebswirkungsgrad maximal wird und φm11 und φm21 zeigen Phasendifferenzen bei der Frequenz F4 an. Aus diesem Diagramm wird ersichtlich werden, daß die Antriebsfrequenz der Antiresonanzfrequenz zur Steuerung der Antriebsfrequenz so, um eine Bedingung φm1 - φm11 oder φm2 - φm21 zu erfüllen, angepaßt werden kann. Fig. 10 stellt die Phasendifferenz om bei der Antiresonanzfrequenz unter unterschiedlichen Antriebsspannungen dar. Es wird ersichtlich werden, daß die Phasendifferenz φm zwischen der Antriebsspannung bei der Antiresonanzfrequenz und der Ausgangsspannung der Monitorelektrode im wesentlichen konstant bei φm11 oder φm21 trotz der Änderungen der Antriebsspannung bleibt. Es ist deshalb möglich, die Antriebsfrequenz bei der Antiresonanzfrequenz konstant durch Steuerung der Antriebsfrequenz so, um die Bedingung φm1 = φm11 oder φm2 - φm21 zu erfüllen, beizubehalten, wodurch ein hoher Wirkungsgrad in dem Antrieb des Ultraschallwellenmotors erreicht wird.
Ein zweites Verfahren dient dazu, die Antriebsfrequenz bei der Antiresonanzfrequenz basierend auf der Ausgangsspannung VM der Monitorelektrode zu steuern. Fig. 11 stellt die Antriebsgeschwindigkeit und die Ausgangsspannung VM der Monitorelektrode als eine Funktion der Antriebsfrequenz des Ultraschallwellenmotors unter einer Antriebsspannung und einem Belastungsdrehmoment, die dieselben wie in Fig. 4 oder wie in dem ersten Verfahren sind, das vorstehend erläutert ist, dar. Die Ausgangsspannung VM variiert entsprechend der Antriebsfrequenz und nimmt einen Wert VMN bei der Antiresonanzfrequenz F4 an. Demzufolge kann die Antriebsfrequenz der Antiresonanzfrequenz durch Steuerung der Antriebsfrequenz so, um eine Bedingung VM = VMN zu erfüllen, angepaßt werden. Allerdings muß, da die Bedingung VM = VMN bei einer Antriebsfrequenz geringer als die Frequenz, die die maximale Geschwindigkeit des Motors liefert, die Bedingung VM = VMN bei einer Antriebsfrequenz mindestens höher als die Antriebsfrequenz F1 erfüllt werden, wo die Antriebsgeschwindigkeit maximal wird. Fig. 12 stellt die Änderung von VMN als eine Funktion der Antriebsspannung dar. Durch Einrichten des Verhältnisses zwischen der Antriebsspannung und VMN im voraus kann der Ultraschallwellenmotor konstant mit der Antiresonanzfrequenz gerade beim Vorhandensein einer Vibration in der Antriebsspannung durch Steuerung der Antriebsfrequenz in einer solchen Art und Weise, daß VM der Antriebsspannung entspricht, angetrieben werden und ein höherer Antriebswirkungsgrad kann deshalb sichergestellt werden.
Ein drittes Verfahren ist dasjenige, im Fall des Versorgens des Motors mit der Antriebsleistung über induktive Elemente, die mit den Eingangselektroden 100-4a, 100-4b, wie dies in Fig. 13 dargestellt ist, verbunden sind, die Antriebsfrequenz der Antiresonanzfrequenz durch Erfassung der Phasendifferenz φv in der Spannung über das induktive Element anzupassen. Fig. 14 stellt ein Beispiel eines Verhaltens der Antriebsgeschwindigkeit und der φv als eine Funktion der Antriebsfrequenz unter einer Antriebsspannung und einem Belastungsdrehmoment, die dieselben wie in Fig. 4 sind, dar. Allerdings wird, falls die Antriebsspannung VI, die zu der Eingangselektrode zugeführt wird, nicht konstant ist, gerade wenn die Spannung VL, die zu dem induktiven Element zugeführt wird, konstant gestaltet wird, wie dies später erläutert wird, die Spannung VL, die zu dem induktiven Element zugeführt wird, als Rechteckwelle von 15 V von Peak zu Peak gestaltet und das Belastungsdrehmoment wird entsprechend 900 g.cm wie in dem Fall der Fig. 4 ausgewählt. Das induktive Element ist auch entsprechend jedem Ultraschallwellenmotor ausgewählt worden. In dem vorliegenden Fall wird die Induktivität experimentell mit 3,9 mH bestimmt. Wie in Fig. 14 dargestellt ist, nimmt die Phasendifferenz φv einen Wert φv1 bei der Antiresonanzfrequenz F4 an. Demzufolge kann die Antriebsfrequenz so gesteuert werden, um einen Zustand φv - φv1 zu erfüllen. Allerdings wird, da der Zustand φv - φv1 wieder in dem unteren Frequenzbereich als F4 erfüllt wird, die Antriebsfrequenz vorzugsweise nicht geringer als die Frequenz beibehalten, die die maximale Phasendifferenz liefert. Auch variiert VI in Abhängigkeit von VL. Fig. 15 stellt die Änderung in der Phasendifferenz φv1 bei der Antiresonanzfrequenz als eine funktion von VL dar. Die Antiresonanzfrequenz F4 variiert, obwohl dies nicht besonders dargestellt ist, in Abhängigkeit von VL in einer ähnlichen Art und Weise, wie dies in Fig. 7 dargestellt ist, und bewegt sich zu einer niedrigen oder höheren Frequenz, falls VL höher oder niedriger wird. Fig. 15 zeigt an, daß die Phasendifferenz φv zwischen Spannungen über das induktive Element bei der Antiresonanzfrequenz im wesentlichen bei φv1 unabhängig der Änderung in VL verbleibt. Demzufolge kann die Antriebsfrequenz für den Ultraschallwellenmotor konstant bei der Antiresonanzfrequenz beibehalten werden, um demzufolge einen hohen Antriebswirkungsgrad zu erzeugen, und zwar durch eine Steuerung der Antriebsfrequenz so, um eine Bedingung in der Phasendifferenz φv = φv1 zu erfüllen.
In einem vierten Verfahren wird, wie in dem dritten Verfahren, die Antriebsleistung zu zwei Elektroden des Ultraschallwellenmotors über induktive Elemente zugeführt. Für einen solchen Fall wurde experimentell herausgefunden, daß die Spannung VI der Antriebsspannungslgnale, die zu den Eingangselektroden zugeführt werden, in Abhängigkeit der Antriebsfrequenz variiert, gerade dann, wenn die Spannung VL der Spannungssignale, die zu den induktiven Elementen zugeführt werden, konstant gehalten wird. Von diesem Phänomen wird angenommen, daß es aufgrund einer Änderung in der Impedanz des Ultraschallwellenmotors erfolgt. Wenn er bei der Anitresonanzfrequenz angetrieben wird, zeigt der Motor eine maximale Impedanz, wie dies zuvor erläutert ist, so daß der Antriebsstrom, der in die Eingangselektroden strömt, minimal wird. Demzufolge werden die Ströme in den induktiven Elementen in ähnlicher Weise minimal, was minimale Spannungsabfälle darin zeigt. Fig. 16 stellt ein Beispiel des Verhaltens der Antriebsgeschwindigkeit und des VI als eine Funktion der Antriebsfrequenz mit einer Spannung VL, die zu den induktiven Elementen zugeführt wird, und einem Belastungsdrehmoment, das daselbe wie in dem dritten Verfahren ist, und mit einer Induktivität von 2 mH in dem induktiven Element dar. Die Spannung VI nimmt einen minimalen Wert VIL bei der Antiresonanzfrequenz F4 an. Auch stellt Fig. 17 die Änderung des VIL als eine Funktion der Spannung dar, die zu dem induktiven Element zugeführt wird. Der Wert VIL variiert in Abhängigkeit der Spannung, die zu dem induktiven Element zugeführt wird. Deshalb kann durch Einrichten des Verhältnisses zwischen VIL und der Spannung, die zu dem induktiven Element zugeführt wird, im voraus eine Situation VI = VIL realisiert werden, nämlich die Antriebsfrequenz kann der Antiresonanzfrequenz durch die Steuerung der Antriebsfrequenz angepaßt werden.
Ein fünftes Verfahren ist dasjenige, die Antriebsfrequenz bei der Antiresonanzfrequenz basierend auf der Phasendifferenz φi zwischen den Antriebsspannungen, die zu den zwei Eingangselektroden zugeführt werden, und den Antriebsströmen, die in die Eingangselektroden strömen, zu steuern, da φi in Abhängigkeit der Antriebsfrequenz variiert, wie dies in Fig. 18 dargestellt ist. Die φi nimmt einen Wert φiN bei der Antiresonanzantriebsfrequenz F4 an. Auch stellt Fig. 19 die Variation von φiN bei verschiedenen Antriebsspannungen dar. Die φiN verbleibt im wesentlichen konstant unabhängig der Änderungen in der Antriebsspannung.
Deshalb kann die Antriebsfrequenz für den Ultraschallwellenmotor konstant bei der Antiresonanzfrequenz durch eine Antriebssteuerung der Antriebsfrequenz beibehalten werden, um so eine Bedingung φi = φiN zu erfüllen.
Die vorstehend angegebenen Verfahren ermöglichen, die Antriebsfrequenz des Ultraschallwellenmotors bei der Antiresonanzfrequenz beizubehalten, wodurch konstant ein hoher Antriebswirkungsgrad in dem Ultraschallwellenmotor realisiert wird.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Fig. 1 zeigt eine Querschnittsansicht eines Ultraschallwellenmotors;
Fig. 2 zeigt eine Ansicht, die eine Anordnung von Elektroden in dem piezoelektrischen Teil eines Ultraschallwellenmotors darstellt;
Fig. 3 zeigt eine graphische Darstellung, die das Verhältnis zwischen der Antriebsgeschwindigkeit und der Antriebsfrequenz eines Ultraschallwellenmotors darstellt;
Fig. 4 zeigt eine graphische Darstellung, die ein Beispiel eines Verhältnisses zwischen der Antriebsgeschwindigkeit, dem Antriebswirkungsgrad, dem Antriebsstrom und der Antriebsfrequenz eines Ultraschallwellenmotors darstellt;
Fig. 5 zeigt ein äquivalentes Schaltkreisdiagramm eines Ultraschallwellenmotors;
Fig. 6 zeigt eine graphische Darstellung, die ein Beispiel eines Verhältnisses zwischen der Antriebsgeschwindigkeit und der Antriebsfrequenz bei unterschiedlichen Antriebsspannungen darstellt;
Fig. 7 zeigt eine graphische Darstellung, die die Resonanz- und Antiresonanzfrequenzen eines Ultraschallwellenmotors als eine Funktion der Antriebsspannung darstellt;
Fig. 8 zeigt eine graphische Darstellung, die die Änderung der Antriebsgeschwindigkeit bei der Antiresonanzfrequenz als eine Funktion der Antriebsspannung darstellt;
Fig. 9 zeigt eine graphische Darstellung, die die Antriebsgeschwindigkeit und die Phasendifferenz zwischen der Antriebsspannung und der Ausgangsspannung einer Monitorelektrode als Funktion der Antriebsfrequenz darstellt;
Fig. 10 zeigt eine graphische Darstellung, die die Phasendifferenz zwischen der Antriebsspannung und der Ausgangsspannung einer Monitorelektrode bei der Antiresonanzfrequenz als eine Funktion der Antriebsspannung darstellt;
Fig. 11 zeigt eine graphische Darstellung, die die Antriebsgeschwindigkelt und die Ausgangsspannung der Monitorelektrode als eine Funktion der Antriebsfrequenz darstellt;
Fig. 12 zeigt eine graphische Darstellung, die die Ausgangsspannung einer Monitorelektrode bei der Antiresonanzfrequenz als eine Funktion der Antriebsspannung darstellt;
Fig. 13 zeigt eine Ansicht, die induktive Elemente darstellt, die mit den Eingangselektroden des piezoelektrischen Teils verbunden sind, die einen Ultraschallwellenmotor bilden;
Fig. 14 zeigt eine graphische Darstellung, die ein Beispiel der Antriebsgeschwindigkeit und der Phasendifferenz zwischen den Spannungen über die induktiven Elemente als eine Funktion der Antriebsfrequenz darstellt;
Fig. 15 zeigt eine graphische Darstellung, die die Phasendifferenz zwischen den Spannungen über das induktive Element bei der Antiresonanzfrequenz als eine Funktion der Spannung, die auf das induktive Element beaufschlagt wird, darstellt;
Fig. 16 zeigt eine graphische Darstellung, die ein Beispiel der Antriebsgeschwindigkeit und der Spannung, die auf die Eingangselektrode des Ultraschallwellenmotors beaufschlagt wird, als eine Funktion der Antriebsfrequenz darstellt, wenn die Antriebsleistung über induktive Elemente zugeführt wird;
Fig. 17 zeigt eine graphische Darstellung, die die beaufschlagte Spannung, die in Fig. 16 dargestellt ist, als eine Funktion der Spannung darstellt, die auf das induktive Element bei der Antiresonanzfrequenz beaufschlagt wird;
Fig. 18 zeigt eine graphische Darstellung, die die Antriebsgeschwindigkeit und die Phasendifferenz zwischen der Antriebsspannung und dem Strom darstellt, der in die Eingangselektrode als eine Funktion der Antriebsfrequenz fließt;
Fig. 19 zeigt eine graphische Darstellung, die die Phasendifferenz zwischen der Antriebsspannung und dem fließenden Strom als eine Funktion der Antriebsspannung bei der Antiresonanzfrequenz darstellt;
Fig. 20 zeigt eine graphische Darstellung, die das Verhältnis zwischen der Antriebsgeschwindigkeit und der Monitorelektrodenspannung darstellt;
Fig. 21 zeigt ein Diagramm, das das Verhältnis zwischen der Antriebsgeschwindigkeit und der Antriebsfrequenz bei unterschiedlichen Antriebsspannungen darstellt;
Fig. 22 zeigt eine graphische Darstellung, die das Verhältnis zwischen der Monitorelektrodenspannung und der Antriebsfrequenz bei unterschiedlichen Antriebsspannungen darstellt;
Fig. 23 zeigt eine graphische Darstellung, die das Verhältnis zwischen der Antriebsgeschwindigkeit und der Antriesbspannung darstellt;
Fig. 24 zeigt ein Schaltkreisdiagramm eines ersten Beispiels;
Fig. 25 zeigt eine Tabelle, die das Verhältnis zwischen dem Signaleingang und dem Steuereingang eines Multiplexers MPX darstellt;
Fig. 26 zeigt ein Schaltkreisdiagramm eines zweiten Beispiels;
Fig. 27 zeigt ein Schaltkreisdiagramm eines dritten Beispiels;
Fig. 28 zeigt ein Schaltkreisdiagramm eines vierten Beispiels;
Fig. 29 zeigt ein schematisches Blockdiagramm eines fünften Beispiels;
Fig. 30 zeigt ein Schaltkreisdiagramm eines fünften Beispiels;
Fig. 31 zeigt ein Schaltkreisdiagramm eines Beispiels eines Phasen/Frequenz-Komparators;
Fig. 32 zeigt eine graphische Darstellung, die die Funktion des Phasen/Frequenz-Komparators darstellt;
Fig. 33 zeigt eine graphische Darstellung, die das Verhältnis zwischen der Eingangsspannung und der Ausgangsfrequenz eines spannungsgesteuerten Oszillators darstellt;
Fig. 34 zeigt ein Zeitabstimmungsdiagramm, das die Funktion eines Schieberegisters darstellt;
Fig. 35 zeigt ein Zeitabstimmungsdiagramm, das die Funktion eines Beispiels, das in Fig. 30 dargestellt ist, zeigt;
Fig. 36 zeigt ein Teilschaltkreisdiagramm einer Modifikation des fünften Beispiels;
Fig. 37 zeigt ein Schaltkreisdiagramm, das ein Beispiel einer variablen Ausgangsenergiequelle darstellt;
Fig. 38 zeigt ein Schaltkreisdiagramm eines Beispiels einer Antriebsspannungseinstelleinrichtung;
Fig. 39 zeigt ein Zeitabstimmungsdiagramm, das die Funktion des Schaltkreises darstellt, der in Fig. 38 gezeigt ist;
Fig. 40 zeigt ein Schaltkreisdiagramm eines sechsten Beispiels;
Fig. 41 zeigt eine graphische Darstellung, die das Verhältnis zwischen der Ausgangsspannung einer variablen Leistungsquelle und der Ausgangsspannung der Monitorelektrode bei der Antiresonanzfrequenz bei dem sechsten Beispiel darstellt;
Fig. 42 zeigt ein Schaltkreisdiagramm eines siebten Beispiels;
Fig. 43 zeigt ein Schaltkreisdiagramm eines achten Beispiels;
Fig. 44 zeigt ein Schaltkrelsdiagramm eines neunten Beispiels; und
Fig. 45 und 46 zeigen Diagramme eines zehnten Beispiels.

DETALLIERTE BESCHREIBUNG DER BEV0RZUGTEN AUSFUHRUNGSFORMEN

[Beispiele einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung]
Nachfolgend werden Beispiele einer ersten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung erläutert. Zuerst wird, basierend auf den experimentellen Ergebnissen der Erfinder, ein Verfahren zur Bestimmung der oberen und unteren Grenzen der Antriebsspannung für einen stabilen Antrieb des Ultraschallwellenmotors erläutert.
Die Ausgangsspannung VM der Monitorelektrode ist zu der Amplitude der fortschreitenden Vibrationswelle in Bezug gesetzt, die in dem elastischen Teil erzeugt wird, und steigt oder fällt jeweils, wenn die Amplitude steigt oder fällt.
Wenn die Beziehung zwischen der Antriebsgeschwindigkeit und der Antriebsfrequenz mit der Antriesspannung, die auf der Hochspannungsseite variiert, untersucht wird, resultieren dort ein instabiler Antriebszustand und abnormale Geräusche, wie dies in dem Abschnitt "in Bezug stehender Stand der Technik" beschrieben ist, wenn die Monitorelektrodenspannung VM eine im wesentlichen konstante obere Grenze VM1 erreicht. Andererseits resultiert in einer ähnlichen Untersuchung mit der Antriebsspannung, die auf der niedrigeren Spannungsseite variiert, ein ungleichmäßiger Motorbetrieb und ein eventuelles Motoranhalten, wenn die Monitorelektrodenspannung VM eine im wesentlichen konstante untere Grenze VM2 (vergl. Fig. 20) erreicht. Die Antriebsgeschwindigkeits-Antriebsfrequenz-Charakteristika bzw. -Kennlinien und die Monitorelektrodenspannung-Antriebsfrequenz-Kennlinien bei unterschiedlichen Antriebsspannungen sind jeweils in den Figuren 21 und 22 dargestellt. Die Kurven 1, 2 und 3 werden mit Antriebsspannungen erreicht, die in dieser Reihenfolge erhöht sind, wobei die Kurve 2 den vorstehend erwähnten Kennlinien, die in Fig. 3 dargestellt sind, entspricht. Wie in diesen Zeichnungen dargestellt ist, bewegen sich die vorstehend angegebenen Frequenzen F2, F3 jeweils zu F2H, F3H und der Bereich b bewegt sich zu einem Bereich bH, wenn die Antriebsspannung niedriger gestaltet wird. Andererseits bewegen sich, wenn die Antriebsspannung höher verschoben wird, diese jeweils zu F2L, F3L und einem Bereich bL.
Wenn die Antriebsspannung im wesentlichen jeweils die obere oder untere Grenze erreicht, wenn sich die Monitorelektrodenspannung VM bei VM1 oder VM2 befindet, wie dies vorstehend erläutert ist, ermöglicht eine Steuerung, um einen Zustand VM2 ≤ VM ≤ VM1 unter Ermittlung der Monitorelektrodenspannung beizubehalten, die Antriebsspannung zwischen der oberen und der unteren Grenze zu begrenzen, um dadurch den Ultraschallwellenmotor in einem stabilen Zustand anzutreiben. Dieses Antriebssteuerverfahren für den Ultraschallwellenmotor wird später bei dem ersten Beispiel erläutert.
Dann können in dem Fall, wo Transformatoren oder Spulen mit den Eingangselektroden verbunden werden, die oberen und unteren Grenzen der Antrienbsspannung durch Untersuchung der Beziehung zwischen dem Antriebszustand des Motors und der Antriebsspannung im voraus, wie dies in Fig. 23 dargestellt ist, bestimmt werden, und die Antriebsspannung kann zwischen den oberen und unteren Grenzen gesteuert werden, um eine stabile Antriebssteuerung des Ultraschallwellenmotors zu realisieren. Ein solches Antriebssteuerverfahren wird bei dem zweiten Beispiel erläutert.
In dem Fall, bei dem der Motor mit einer konstanten Antriebsfrequenz angetrieben wird, wird die Antriebsspannung, die einen stabilen Antriebszustand bei der Antriebsfrequenz liefert, aus den Figuren 21, 22 und 23 bestimmt. In dem Fall, daß der Motor mit einer variablen Antriebsfrequenz innerhalb eines begrenzten Bereichs angetrieben wird, wird die Antriebsspannung, die einen stabilen Antriebszustand liefert, innerhalb eines solchen Bereichs aus den Figuren 21, 22 und 23 bestimmt. Ein solches Antriebssteuerverfahren für den Ultraschallwellenmotor wird in dem dritten Beispiel erläutert.

[Erstes Belspiel]

Fig. 24 zeigt ein Schaltkreisdiagramm des ersten Beispiels.
Ein Spannungserfassungsschaltkreis 1 ist aus einer Diode 11, einem Widerstand 12 und einem Kondensator 13 zusammengesetzt und wandelt, an dem Eingangssanschluß davon mit der Monitorelektrode verbunden, den AC-Ausgang VM der Monitorelektrode in eine DC-Spannung V0 um.
Ein Obergrenzenerfassungsschaltkreis 2 ist aus einem Spannungskomparator 21 und einem variablen Widerstand 22 zusammengesetzt und der (+) und (-) -Eingangsanschluß des Spannungskomparators 21 sind jeweils mit dem Ausgang des variablen Widerstands 22 und dem Ausgang des Spannungserfassungsschaltkreises 1 verbunden. Der variable Widerstand 22 ist zwischen einer Energieversorgung und der Erde bzw. Masse verbunden und der Ausgang davon ist gleich der Ausgangsspannung V01 des Spannungserfassungsschaltkreises 1 eingestellt, wenn die Monitorspannung VM gleich zu VM1 ist. Demzufolge gibt der Obergrenzenerfassungsschaltkreis 2 einen Hochpegelausgang, wenn der Ausgang V0 des Spannungserfassungsschaltkreises 1 einen Zustand V0 > V01 erfüllt, das bedeutet, die Monitorspannung VM erfüllt einen Zustand VM > VM1, allerdings einen Niedrigpegelausgang, wenn V0 ≤ V01 oder VM ≤ VM1 ist, frei.
Ein Untergrenzenerfassungsschaltkreis 3 ist aus einem Spannungskomparator 31 und einem variablen Widerstand 32 zusammgensetzt und der (+) und (-) -Eingangsanschluß des Spannungskomparators 31 ist jeweils mit dem Ausgang des Spannungserfassungsschaltkreises 1 und dem Ausgang des variablen Widerstands 32 verbunden. Der variable Widerstand 32 ist zwischen der Energieversorgung und der Erde verbunden und der Ausgang davon ist gleich der Ausgangsspannung V02 des Spannungserfassungsschaltkreises 1 eingestellt, wenn die Monitorspannung VM gleich zu VM2 ist. Demzufolge gibt der Untergrenzenerfassungsschaltkreis 3 einen Niedrigpegelausgang frei, wenn der Ausgang V0 des Spannungserfassungsschaltkreises 1 eine Bedingung V0 < V02 erfüllt, nämlich wenn die Monitorspannung VM einen Zustand VM ≥ VM2 erfüllt, oder einen Hochpegelausgang, wenn V0 ≥ V02 oder VM ≥ VM2 ist.
Ein Antriebsspannungseinstellschaltkreis 4 ist aus einem Multiplexer (MPX) 41, Widerständen 42, 44, variablen Widerständen 43, 45, einem Kondensator 46 und einer variablen Ausgangsenergiezuführung 47 zusammengesetzt. Der Multiplexer 41 schaltet Signaleingänge A, B, C und D entsprechend den Signalpegeln um, die in Steuereingängen X, Y, Z eingegeben werden, wie dies in Fig. 25 dargestellt ist. Solche Steuereingangsanschlüsse X, Y und Z sind jeweils mit dem Ausgang des Obergrenzenerfassungsschaltkreises 2, dem Ausgang des Untergrenzenerfassungsschaltkreises 3 und einem Start-Eingangssignal verbunden. Der Widerstand 42 ist zwischen der Energieversorgung und dem Eingangsanschluß A des Multiplexers 41 verbunden und dient dazu, die untere Grenze der Antriebsspannung einzustellen. Der variable Widerstand 43 ist zwischen der Energieversorgung und der Erde verbunden und besitzt einen Ausgang, der mit dem Eingangsanschluß B des Multiplexers 41 verbunden ist, um dadurch die Antriebsspannung entsprechend der Spannungseinstellung darin zu variieren. Der Widerstand 44 ist zwischen dem Eingangsanschluß C des Multiplexers 41 und der Erde verbunden und dient dazu, die obere Grenze der Antriebsspannung einzustellen. Der variable Widerstand 45 ist zwischen der Energieversorgung und der Erde verbunden und besitzt einen Ausgang, der mit dem Eingangsanschluß D des Multiplexers 41 verbunden ist, um dadurch die Antriebsspannung bei dem Start des Ultraschallwellenmotors einzustellen. Der Kondensator 46 ist an einem Anschluß davon mit dem Ausgang des Multiplexers 41 verbunden und der Eingang der variablen Ausgangsenergieversorgung 47 ist an dem anderen Anschluß geerdet und hält die Ausgangsspannung des Multilexers 41. Die variable Ausgangsenergleversorgung 47 gibt eine DC-Spannung proportional zu dem Eingangssignalpegel frei.
Ein Antriebsfrequenzeinstellschaltkreis 5 ist ein bekannter Oszillator, der ein zyklisches Signal erzeugt und seine Ausgangsfrequenz ist innerhalb eines Bereichs b einstellt, der in Fig. 3 dargestellt ist, wo der Ultraschallwellenmotor stabil funktionieren kann. Der Ausgang des Schaltkreises 5 wird zu einem Phasenschleberschaltkreis 6 zugeführt, der zwei zyklische Signale einer gegenseitigen Phasendifferenz von π/2 erzeugt. Ein Leistungsverstärker 7 verstärkt zwei zyklische Signale, die von dem Phasenschieberschaltkreis 6 zugeführt werden, zu der Spannung, die zu der variablen Ausgangsenergieversorgung 47 zugeführt wird, und beaufschlagt diese zyklischen Signale auf Startelektroden 100-4a, 100-4b des Ultraschallwellenmotors nur dann, wenn sich das Starteingangssignal auf einem Hochpegelzustand befindet.
Nachfolgend wird die Funktion des ersten Beispiels erläutert.
Wenn sich das Starteingangssignal bei dem Niedrigpegelzustand befindet, wählt der Multiplexer 41 den Eingang D aus, wie dies in Fig. 25 dargestellt ist, wodurch die variable Ausgangsenergieversorgung 47 den Leistungsverstärker 7 mit einer Antriebsspannung beim Start des Ultraschallwellenmotors versorgt, die durch den variablen Widerstand 45 eingestellt ist.
Wenn das Starteingangssignal zu dem Hochpegelzustand zum Starten des Motors verschoben wird, werden die zyklischen Antriebssignale, die durch den Antriebsfrequenzelnstellschaltkreis 5 erzeugt und einer gegenseitigen Phasenverschiebung von π/2 durch den Phasenschieberschaltkreis 6 unterworfen werden, zu der vorstehend erwähnten Startspannung durch den Leistungsverstärker 7 verstärkt und zu dem Ultraschallwellenmotor zugeführt. Demzufolge wird der Motor durch die Startantriebsspannung gestartet, die durch den variablen Widerstand 45 eingestellt ist.
Wenn der Ultraschallwellenmotor gestartet wird, erzeugt die Monitorelektrode 100-4d eine Monitorspannung VM, die zurück zu dem Spannungserfassungsschaltkreis 1 geführt wird, die in eine DC-Spannung V0 darin konvertiert wird und zu dem Ober- und Untergrenzenerfassungsschaltkreis 2, 3 zugeführt wird. Wenn diese DC-Spannung V0 eine Beziehung V02 ≤ V0 ≤ V01 erfüllt, wenn nämlich die Monitorspannung VM eine Bedingung VM2 ≤ VM ≤ VM1 erfüllt, geben die Erfassungschaltkreise 2, 3 beide Hochpegelausgangssignale frei, wodurch der Multiplexer 41 den Eingang B auswählt, wie dies in Fig. 25 dargestellt ist. Demzufolge wird die Antriebsspannung für den Ultraschallwellenmotor durch die Spannungseinstellung durch den variablen Widerstand 43 bestimmt und die Antriebsgeschwindigkeit des Motors kann durch Variieren der Einstellspannung reguliert werden.
Dann wird der variable Widerstand 43 zu einer höheren Spannung verschoben, wobei die Antriebsspannung entsprechend ansteigt. Wenn die Antriebsspannung die obere Grenze erreicht hat, wird die Ausgangsspannung V0 des Spannungserfassungsschaltkreises 1 größer als V01, nämlich die Monitorspannung VM wird größer als VM1, so daß der Obergrenzenerfassungsschaltkreis 2 ein Niedrigpegelausgangssignal freigibt und der Multiplexer 41 den Eingang C auswählt, wie dies in Fig. 25 dargestellt ist. Demzufolge wird das Potential des Kondensators 46, der auf die Spannung des Eingangs B aufgeladen wird, die durch den variablen Widerstand 43 eingestellt und unmittelbar zuvor ausgewählt worden ist, graduell durch Entladung über den Widerstand 44 herabgesetzt, und die Ausgangsspannung der variablen Ausgangsenergieversorgungsquelle 47 nimmt dementsprechend ab, wodurch demzufolge die Antriebsspannung für den Motor reduziert wird. Wenn die Monitorspannung VM entsprechend erniedrigt wird, um einen Zustand VM ≤ VM1 zu erfüllen, erfüllt die Ausgangsspannung V0 des Spannungserfassungsschaltkreises 1 eine Bedingung V0 ≤ V01, wodurch der Obergrenzenerfassungsschaltkreis 2 wiederum ein Hochpegelausgangssignal freigibt. Demzufolge wählt der Multiplexer 41 den Eingang B oder die Spannungseinstellung durch den variablen Widerstand 43 aus, wodurch die Antriebsspannung wieder angehoben wird.
Der Spannungserfassungsschaltkreis 1, der Obergrenzenerfassungsschaltkreis 2 und der Antriebsspannungseinstellschaltkreis 4 behalten die Monitorspannung VM bei, um eine Bedingung VM ≤ VM1 durch Wiederholung des vorstehend erläuterten Vorgangs zu erfüllen, so daß die Antriebsspannung nicht die obere Grenze übersteigt und der Ultraschallwellenmotor stabil angetrieben wird.
Dann nimmt, wenn der variable Widerstand 43 zu einer niedrigeren Spannung verschoben wird, die Antriebsspannung dementsprechend ab. Wenn die Antriebsspannung die untere Grenze erreicht, wird die Ausgangsspannung V0 des Spannungserfassungsschaltkreises 1 kleiner als V02, nämlich die Monitorspannung VM wird kleiner als VM2, so daß der Untergrenzenerfassungsschaltkreis 3 ein Niedrigpegelausgangssignal freigibt und der Multiplexer 41 den Eingang A auswählt, wie dies in Fig. 25 dargestellt ist. Demzufolge wird das Potential des Kondensators 46, der auf die Spannung des Eingangs B aufgeladen ist, die durch den variablen Widerstand 43 eingestellt wird und hoch bis unmittelbar zuvor ausgewählt worden ist, graduell durch Aufladen durch die Energieversorgung über den Widerstand 42 angehoben, um so die Antriebsspannung für den Motor anzuheben. Wenn die Monitorspannung VM dementsprechend angehoben ist, um eine Bedingung Vm ≥ VM2 zu erfüllen, erfüllt die Ausgangsspannung V0 des Spannungserfassungsschaltkreises 1 eine Bedingung V0 ≥ V02, wodurch der Untergrenzenerfassungsschaltkreis 3 wiederum ein Hochpegelausgangssignal freigibt. Demzufolge wählt der Multiplexer 41 den Eingang B aus, wodurch die Antriebsspannung wiederum erniedrigt wird.
Der Spannungserfassungsschaltkreis 1, der Untergrenzenerfassungsschaltkreis 3 und der Antriebsspannungseinstellschatkreis 4 behalten die Monitorspannung VM bei, um so eine Bedingung VM ≥ VM2 durch Wiederholen des vorstehend erläuterten Vorgangs zu erfüllen, so daß die Antriebsspannung nicht kleiner als die untere Grenze wird und der Ultraschallwellenmotor stabil angetrieben wird.
Wie vorstehend erläutert ist, ermöglicht die Steuerung basierend auf der ermittelten Monitorspannung VM, um so eine Bedingung VM2 ≤ VM ≤ VM1 zu erfüllen, die Antriebsspannung zwischen der oberen und der unteren Grenze zu begrenzen, wodurch ein stabiler Antrieb des Ultraschallwellenmotors realisiert wird.
In dem vorstehend erläuterten ersten Beispiel wird in dem Fall, in dem die Monitorspannung VM größer als VM1 oder kleiner als VM2 wird, der Eingang des Multiplexers 41 umgeschaltet, um den Kondensator 46 aufzuladen oder zu entladen, wodurch die Ausgangsspannung der variablen Ausgangsenergieversorgung 47 variiert und demzufolge die Antriebsspannung für den Ultraschallwellenmotor gesteuert wird, allerdings ist es auch möglich, den Ausgang des Multipelxers 41 zu unterbrechen, um dadurch die unmittelbar vorhergehende Spannung durch den Kondensator 46 zurückzuerhalten. In einem solchen Fall wird der Ausgang des Multiplexers 41 wieder verbunden, wenn ein Zustand VM2 ≤ VM ≤ VM1 wieder hergestellt wird.

[Zweites Beispiel]

Fig. 26 zeigt ein Schaltkreisdiagramm eines zweiten Beispiels, das dasselbe wie das erste Beispiel ist, mit der Ausnahme, daß der Eingangsanschluß des Spannungserfassungsschaltkreises 1 mit der Antriebselektrode 100-4a anstelle der Monitorelektrode 100-4d verbunden ist und daß der Ausgang des Leistungsverstärkers 7 mit den Antriebselektroden 100-4a, 100-4b über Spulen 8 verbunden ist, und solche gleichen Bereiche werden nicht weiter erläutert.
In dem Fall einer Antriebsenergieversorgung zu den Antriebselektroden 100-4a, 100-4b durch Spulen variiert die Antriebsspannung in Abhängigkeit von der Antriebsfrequenz gerade dann, wenn die Ausgangsspannung des Leistungsverstärkers 7 konstant gehalten wird, wie dies zuvor erläutert ist. In einem solchen Fall kann die Steuerung wie in dem ersten Beispiel durch Erfassung der Antriebsspannung von der Antriebselektrode 100-4a, wie dies in Fig. 26 dargestellt ist, und Zurückführung von dieser zurück zu dem Spannungserfassungsschaltkreis 1 vorgenommen werden.
Einstellungen der variablen Widerstände 22, 32 und der Widerstandswerte der Widerstände 42, 44 zur jeweiligen Bestimmung der oberen und unteren Grenze der Antriebsspannung können geeignet in experimenteller Weise ausgewählt werden.
In diesem zweiten Beispiel wird die Antriebsspannung direkt zu dem Spannungserfassungsschaltkreis 1 zum Erfassen der oberen und unteren Grenze zurückgeführt und wird jeweils erniedrigt oder angehoben, wenn die obere oder untere Grenze erreicht wird. Demzufolge wird die Antriebsspannung konstant zwischen der oberen und der unteren Grenze gesteuert und der Ultraschallwellenmotor kann in einer stabilen Art und Weise (vergl. Fig. 23) angetrieben werden.

[Drittes Beispiel]

Fig. 27 zeigt ein Schaltkreisdiagramm eines dritten Beispiels, wobei dieselben Komponenten wie diejenigen in dem ersten Beispiel mit denselben Symbolen bezeichnet sind und nicht weiter erläutert werden.
Ein Antriebsfrequenzeinstellschaltkreis 5A ist aus einem Multiplexer 51, Widerständen 52, 54, variablen Widerständen 53, 55, einem Kondensator 56 und einem spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) 57 zusammengesetzt. Der Multiplexer 51 ist gleich wie der Multiplexer 41 in dem ersten Beispiel aufgebaut und schaltet, wie in Fig. 25 dargestellt ist, die Signaleingänge A, B, C und D entsprechend den Signalpegeln um, die zu den Steuereingängen X, Y und Z zugeführt werden. Die Widerstände 52, die zwischen dem Eingang A des Multiplexers 51 und der Erde verbunden sind, stellen eine Antriebsfrequenz zum Beibehalten der Antriebsspannung für den Motor an der unteren Grenze oder zum Anheben der Antriebsspannung ein. Der variable Widerstand 53 ist zwischen der Energieversorgung und der Erde verbunden und besitzt einen Ausgang, der mit dem Eingang b des Multiplexers 51 verbunden ist, um dadurch die Antriebsfrequenz entsprechend der eingestellten Spannung zu variieren. Der Widerstand 54, der zwischen der Energieversorgung und dem Eingang C des Multiplexers 51 verbunden ist, stellt eine Antriebsfrequenz zum Beibehalten der Antriebsspannung für den Motor an der unteren Grenze ein oder setzt die Antriebsspannung herab. Der variable Widerstand 55 ist zwischen der Energieversorgung und der Erde verbunden und besitzt einen Ausgang, der mit dem Eingang D des Multiplexers 51 verbunden ist, um dadurch die Antriebsfrequenz beim Start des Ultraschallwellenmotors zu variieren. Der Kondensator 56 ist an einem Anschluß davon mit dem Ausgang des Multiplexers 51 und dem Eingang des spannungsgesteuerten Oszillators 57 und an dem anderen Anschluß mit der Erde verbunden und behält den Ausgang des Multiplexers 51 bei. Der spannungsgesteuerte Oszillator 57 erzeugt ein zykllsches Signal einer Frequenz proportional zu der Eingangsspannung. Der Leistungsverstärker 7 verstärkt die zyklischen Ausgangssignale des Phasenschieberschaltkreises 6 auf eine konstante Antriebsspannung und beaufschlagt die so verstärkten Signale auf die Antriebselektroden 100-4a, 100-4b nur dann, wenn sich das Starteingangssignal auf einem Niedrigpegelzustand befindet.
Auch kann, wenn das Verhältnis zwischen der Ausgangsspannung der variablen Ausgangsenergieversorgung und der Antriebsspannung oder der Monitorspannung experimentell zuvor abgeschätzt wird, die Ausgangsspannung der variablen Ausgangsenergieversorgung anstelle der Antriebsspannung oder der Monitorspannung ermittelt werden.
Nachfolgend wird die Funktion des dritten Beispiels erläutert.
Wenn sich das Starteingangssignal auf dem Niedrigpegelzustand befindet, wählt der Multiplexer 51 den Eingang E aus, wie dies in Fig. 25 dargestellt ist, wodurch der spannungsgesteuerte Oszillator 57 den Phasenschieberschaltkreis 6 mit einem zyklischen Signal für die Motorstarteinstellung durch den variablen Widerstand 55 versorgt. Daraufhin erzeugt der Phasenschieberschaltkreis 6 zwei zyklische Signale einer gegenseitigen Phasenverschiebung von π/2 und die zwei Signale zu dem Leistungsverstärker 7 hin. Der variable Widerstand 55 wird auf eine stabile Antriebsfrquenz in dem Bereich b, wie dies in Fig. 3 dargestellt ist, eingestellt.
Wenn das Starteingangssignal zu dem Hochpegelzustand zum Starten des Motors verschoben wird, verstärkt der Leistungsverstärker 7 die zyklischen Signale von dem Phasenschieberschaltkreis 6 und beaufschlagt die verstärkten Signale auf die Antriebselektroden 100-4a, 100-4b. Demzufolge wird der Motor durch die Startantriebsspannung, die durch den variablen Widerstand 55 eingestellt ist, gestartet.
Wenn der Ultraschallwellenmotor gestartet wird, erzeugt die Monitorelektrode 100-4d eine Monitorspannung VM, die zurück zu dem Spannungserfassungsschaltkreis 1 geführt wird, die in eine DC-Spannung V0 darin konvertiert wird und zu dem Ober- und Untergrenzenerfassungsschaltkreis 2, 3 zugeführt wird. Wenn die DC-Spannung V0 eine Beziehung V02 ≤ V0 ≤ V01 erfüllt, wenn nämlich die Monitorspannung VM eine Bedingung VM2 ≤ VM ≤ VM1 erfüllt, geben die Erfassungsschaltkreise 2, 3 beide Hochpegelausgangssignale frei, wodurch der Multiplexer 51 den Eingang B auswählt, wie dies in Fig. 25 dargestellt ist. Demzufolge wird die Antriebsfrequenz für den Ultraschallwellenmotor durch eine Spannungseinstellung durch den variablen Widerstand 53 bestimmt und die Antriebsgeschwindigkeit des Motors kann durch Variieren der Einstellspannung reguliert werden.
Dann nimmt, wenn der variable Widerstand 53 zu einer niedrigeren Spannung verschoben wird, die Antriebsfrequenz ab und die Antriebsgeschwindigkeit nimmt dementsprechend zu. Auch nimmt die Monitorspannung VM proportional zu der Antriebsgeschwindigkeit zu. Wenn die Monitorspannung VM VM1 übersteigt, wenn nämlich die Ausgangsspannung V0 des Spannungserfassungsschaltkreises 1 V01 übersteigt, gibt der Obergrenzenerfassungsschaltkreis 2 ein Niedrigpegelausgangssignal frei, wodurch der Multiplexer 51 den Eingang C auswählt, wie dies in Fig. 25 dargestellt ist. Demzufolge wird das Potential des Kondensators 56, der auf die Spannung des Eingangs B aufgeladen ist, die unmittelbar zuvor ausgewählt ist, nämlich die Spannung, die durch den variablen Widerstand 53 eingestellt ist, graduell durch Aufladen von der Energieversorgung über den Widerstand 54 angehoben, wodurch der spannungsgesteuerte Oszillator 57 dementsprechend die Ausgangsfrequenz erhöht. Demzufolge wird die Antriebsfrequenz für den Ultraschallwellenmotor erhöht und die Antriebsgeschwindigkeit davon wird reduziert.
Falls die Monitorspannung VM zu einem Zustand VM ≤ VM1 durch die Reduktion der Antriebsgeschwindigkeit herabgesetzt wird, erreicht die Ausgangsspannung V0 des Spannungserfassungsschaltkreises 1 einen Zustand V0 ≤ V01, wodurch der Obergrenzenerfassungsschaltkreis 2 wiederum einen Hochpegelausgang freigibt. Demzufolge wählt der Multiplexer 51 den Eingang B, oder die Spannung, die durch den variablen Widerstand 53 eingestellt ist, aus, wodurch die Antriebsfrequenz erniedrigt wird und die Antriebsgeschwindigkeit des Motors erhöht wird.
Der Spannungserfassungsschaltkreis 1, der Obergrenzenerfassungsschaltkreis 2 und der Antriebsfrequenzeinstellschaltkreis 5A halten die Monitorspannung VM in einem Zustand VM ≤ VM1 durch Wiederholen des vorstehend erläuterten Verfahrens aufrecht, so daß die Antriebsspannung nicht die Obergrenze übersteigt.
Wenn der variable Widerstand 53 zu einer höheren Spannung verschoben wird, erhöht sich die Antriebsfrequenz und die Antriebsgeschwindigkeit nimmt dementsprechend ab. Auch nimmt die Monitorspannung VM proportional zu der Antriebsgeschwindigkeit ab. Wenn die Monitorspannung VM einen Zustand VM ≤ VM2 erreicht oder wenn die Ausgangspannung V0 des Spannungserfassungsschaltkreises 1 einen Zustand V0 ≤ V02 erreicht, gibt der Untergrenzenerfassungsschaltkreis 3 einen Niedrigpegelausgang frei, wodurch der Multiplexer 51 den Ausgang A auswählt. Demzufolge wird das Potential des Kondensators 56, der auf die Spannung des Eingangs B aufgeladen ist, die unmittelbar zuvor ausgewählt ist, nämlich eine Spannung, die durch den variablen Widerstand 53 eingestellt ist, graduell durch Entladung über den Widerstand 52 herabgesetzt, wodurch der spannungsgesteuerte Oszillator 57 demgemäß die Ausgangsfrequenz erniedrigt. Demzufolge wird die Antriebsfrequenz des Ultraschallwellenmotors erniedrigt und die Antriebsgeschwindigkeit davon wird ernhöht.
Falls die Monitorspannung VM auf einen Zustand VM ≥ VM2 durch die Erhöhung der Antriebsgeschwindigkeit angehoben wird, erreicht die Ausgangsspannung V0 des Spannungserfassungsschaltkreises 1 einen Zustand V0 ≥ V02, wodurch der Untergrenzenerfassungsschaltkreis 3 wiederum einen Hochpegelausgang freigibt. Demzufolge wählt der Multiplexer 51 den Eingang B oder die Spannung, die durch den variablen Widerstand 53 eingestellt ist, aus, und die Antriebsfrequenz steigt an, während die Antriebsgeschwindigkeit abnimmt.
Der Spannungserfassungsschaltkreis 1, der Untergrenzenerfassungsschaltkreis 3 und der Antriebsfrequenzeinstellschaltkreis 5A steuern die Monitorspannung VM so, um einen Zustand VM ≥ VM2 durch Wiederholen des vorstehend erläuterten Verfahrens beizubehalten, so daß die Antriebsspannung nicht kleiner als die untere Grenze wird.
Wie vorstehend erläutert ist, wird die Antriebsfrequenz so gesteuert, um die Antriebsspannung zwischen der oberen und der unteren Grenze beizubehalten, so daß der Ultraschallwellenmotor stabil angetrieben werden kann.

[Viertes Beispiel]

Die Antriebsvorrichtung der vorliegenden Erfindung für den Ultraschallwellenmotor ist auch bei einer Rückführ- bzw. Rückkopplungsgeschwindigkeitssteuerung durch Erfassung der Geschwindigkeit des Rotos 100-1 des Ultraschallwellenmotors anwendbar. In einem solchen Fall wird der variable Widerstand 43 des ersten Beispiels, das in Fig. 24 dargestellt ist, durch einen Impulsgenerator 130 und einen Geschwindigkeitseinstellschaltkreis 9, wie dies in Fig. 28 dargestellt ist, ersetzt.
Der Impulsgenerator 130 ist mit dem Rotor 100-1 des Ultraschallwellenmotors verbunden und erzeugt Impulse in Abhängigkeit der Geschwindigkeit des Rotors 100-1. Der Geschwindigkeitseinstellschaltkreis 9 ist aus einem F/V-Wandler 91, einer Referenzspannungsversorgung 92 und einem Verstärker 93 zusammengesetzt. Der F/V-Wandler 91 wandelt das Impulssignal von dem Impulsgenerator 130 in ein Spannungssignal proportional zu der Frequenz des Impulssignals um und bildet ein Geschwindigkeitsrückführspannungssignal zum Zuführen zu dem Verstärker 93. Die Referenzspannungsversorgung 92 gibt eine konstante Spannung entsprechend der Antriebsgeschwindigkeitsanwelsung für den Ultraschallwellenmotor ab. Der Verstärker 93 bestimmt und verstärkt die Differenz zwischen dem Spannungssignal von dem F/V-Wandler 91 und derjenigen von der Referenzspannungsversorgung 92.
Nachfolgend wird die Funktion des vorstehend erläuterteten Schaltkreises erläutert.
Wenn sich die Monitorspannung VM in einem Zustand VM2 ≤ VM ≤ VM1 befindet, wenn nämlich die Antriebsspannung des Motors zwischen der oberen und der unteren Grenze liegt, wählt der Multiplexer 41 den Eingang B aus. Der Impulsgenerator 130 schickt ein Impulssignal einer Frequenz entsprechend der Antriebsgeschwindigkeit des Motors zu dem F/V-Wandler 91, der das Imupulssignal in ein Spannungssignal wandelt, nämlich ein Geschwindigkeitsrückführspannungssignal zum Zuführen zu dem Verstärker 93. Der Verstärker 93 berechnet den Fehler zwischen dem Geschwindigkeitsinstuktionssignal von der Referenzspannungsversorgung 2 und dem vorstehend erwähnten Geschwindigkeitsrückführspannungssignal und verstärkt den Fehler. Das verstärkte Fehlersignal wird durch den Multiplexer 41 zu der variablen Ausgangsenergieversorgung 47 geführt, wodurch die Antriebsspannung für den Ultraschallwellenmotor in derselben Art und Weise wie bei dem ersten Beispiel gesteuert wird.
In dem Fall, bei dem sich die Monitorspannung VM in einem Zustand VM ≥ VM1 oder VM < VM2 befindet, wird die Antriebsspannung für den Ultraschallwellenmotor zwischen der oberen und der unteren Grenze durch den Spannungserfassungsschaltkreis 1, den Obergrenzenerfassungsschaltkreis 2 und den Untergrenzenerfassungsschaltkreis 3, wie in dem ersten Beispiel, gesteuert, wodurch der Motor in einer stabilen Art und Weise angetrieben wird.
In den vorstehenden Beispielen sind die Obergrenzenerfassungseinrichtung durch den Spannungserfassungsschaltkreis 1 und den Obergrenzenerfassungsschaltkreis 2; die Untergrenzenerfassungseinrichtung durch den Spannungserfassungsschaltkreis 1 und den Untergrenzenerfassungsschaltkreis 3; die erste Spannungsbegrenzungseinrichtung durch den Multiplexer 41, den Widerstand 42, den Kondensator 46 und die variable Ausgangsenergieversorgung 47; die zweite Spannungsbegrenzungseinrichtung durch den Multiplexer 41, den Widerstand 44, den Kondensator 46 und die variable Spannungsenergieversorgung 47; die dritte Spannungsbegrenzungseinrichtung durch den Multiplexer 51, den Widerstand 52, den Kondensator 56 und den spannnungsgesteuerten Oszillator 57; und die vierte Spannungsbegrenzungseinrichtung durch den Multiplexer 51, den Widerstand 54, den Kondensator 56 und den spannnungsgesteuerten Oszillator 57; gebildet.

[Beispiele der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung]

Nachfolgend werden Beispiele der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung erläutert.
Fig. 29 stellt schematisch die Struktur der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung dar. Kurz gesagt ist die Antriebseinrichtung für den Ultraschallwellenmotor durch eine Antriebszustandserfassungseinrichtung 10, eine Antriebsfrequenzeinstelleinrichtung 20, eine Phasenschiebereinrichtung 30 und eine Antriebsspannungseinstelleinrichtung 40 gebildet.
Die Antriebsfrequenzeinstelleinrichtung 20 gibt ein zyklisches Signal frei, dessen Frequenz mit der Antriebsfrequenz für den Ultraschallwellenmotor korreliert ist und durch den Ausgang der Antriebszustandserfassungseinrichtung 10 gesteuert wird. Die Phasenschiebereinrichtung 30 teilt die Frequenz des ausgegebenen zyklischen Signals der Antriebsfrequenzeinstelleinrichtung 20 und erzeugt zyklische Signale einer gegenseitigen Phasendifferenz von π/2 zur Zuführung zu der Antriebsspannungseinstelleinrichtung 40. Die Antriebsspannungseinstelleinrichtung 40 verstärkt die Ausgänge der Phasenschiebereinrichtung 30 zu einer Antriebsspannung, die zum Antreiben des Ultraschallwellenmotors erforderlich ist, und gestaltet die Antriebsspannung variabel, wodurch die Antriebsgeschwindigkeit des Motors variabel wird. Die Antriebszustandserfassungseinrichtung 10 ermittelt, ob der Motor in dem Antiresonanzzustand angetrieben wird, und steuert die Antriebsfrequenzeinstelleinrichtung in der Art und Weise, wie dies zuvor erläutert ist, um so den Motor konstant in einem Zustand zu halten, daß er bei der Antiresonanzfrequenz angetrieben wird. Eine solche Erfassung, ob der Ultaschallwellenmotor bei der Antiresonanzfrequenz angetrieben wird, durch die Antriebszustandserfassungseinrichtung und eine solche Steuerung, um konstant die Antriebsfrequenz bei der Antiresonanzfrequenz aufrechtzuerhalten, ermöglicht, einen konstant hohen Antriebswirkungsgrad zu erhalten, gerade dann, wenn die Antriebsgeschwindigkeit willkürlich durch eine Änderung in der Antriebsspannung eingestellt wird.

[Fünftes Beispiel]

Fig. 30 zeigt ein Blockdiagramm einer Antriebseinrichtung, die ein Beispiel der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt und dazu vorgesehen ist, die Antriebsfrequenz bei der Antiresonanzfrequenz des Ultraschallwellenmotors gemäß der vorstehend erwähnten Phasendifferenz φm zwischen der Antriebsspannung des Motors und der Ausgangsspannung der Monitorelektrode beizubehalten. Ein Starteingangssignal startet den Ultraschallwellenmotor und hält ihn an, und zwar jeweils an einem Hoch- oder Niedrigpegelzustand. Ein Richtungseingabesignal schaltet die Antriebsichtung des Motors um, und zwar in Abhängigkeit von einem Hoch- oder Niedrigpegelzustand, und zwar durch Invertieren des Phasendifferenzverhältnisses der Antriebsspannung, die zu den zwei Eingangselektroden des Motors zugeführt wird. Die Antriebszustanderfassungseinrichtung 10 ist aus einer ersten phasenverriegelten Schleife, die aus einem Wellenformformer bzw. -generator 101 besteht, einem Multiplexer 102 (MPX1), einem Phasenkomparator 103 (φ1), einem Widerstand 104, einem Kondensator 105, einem spannungsgesteuerten Oszillator 105 (VCO1) und einem bekannten Schieberregister, das aus 16 D-Flip-Flops 107 - 122 zusammengesetzt ist; einem Wellenformformer 123, einem Multiplexer 124 (MPX2); einem anderen Multiplexer 125 (MPX3); einem Oszillator 126; und einem Phasenkomparator 127 (φ2); besteht. Die Antriebsfrequenzeinstelleinrichtung 20 ist aus einem Widerstand 201, einem Kondensator 202 und einem spannungsgesteuerten Oszillator 203 (VC02) zusammengesetzt. Eine Frequenzteiler/Verschiebereinrichtung 30 ist aus zwei D-Flip-Flops 301, 302 und einem EXOR-Gatter 303 zusammengesetzt. Die Antriebsspannungeinstelleinrichtung 40 ist aus einer Variablen 401, einer variablen Ausgangsspannungsversorgung 402, deren Ausgangsspannung entsprechend der Ausgangsspannung des variablen Widerstands variiert wird, und zwei Leistungsverstärkern 403, die den Ausgang der variablen Ausgangsleistungsversorgung aufnehmen, zusammengesetzt. Die Leistungsverstärker unterbrechen das Starteingangssignal an dem Niedrigpegelzustand, verstärken allerdings das Starteingangssignal an dem Hochpegelzustand. Induktive Elemente 50 sind jeweils zwischen den zwei Eingangselektroden des Ultraschallwellenmotors und den zwei Leistungsverstärkern vorgesehen. Auch wird in dem Fall, bei dem die induktiven Elemente 50 zwischen den Eingangselektroden und den Leistungsverstärkern 403 vorgesehen sind, wie dies in Fig. 30 dargestellt ist, falls die Ausgangsspannung VL der Leistungsverstärker konstant gehalten wird, die Antriebsgeschwindigkeit oder die Phasendifferenz φm1, φm2 zwischen den Antriebsspannungen und der Ausgangsspannung der Monitorelektrode mit der Antriebsfrequenz, wie dies in Fig. 9 dargestellt ist, korreliert, und die Phasendifferenz wird bei der Antiresonanzfrequenz nahezu konstant, unabhängig von der Ausgangsspannung des Leistungsverstärkers, wie dies in Fig. 10 dargestellt ist. Auch steigt die Antiresonanzfrequenz F4 an oder fällt in Abhängigkeit mit einem Anstieg oder dem Abfall der Ausgangsspannung VL ab, wie dies in Fig. 7 dargestellt ist. Die nachfolgende Erläuterung basiert auf der Beziehung, die in den Fig. 9 und 10 dargestellt ist.
Es wird nun angenommen, daß sich das Starteingangssignal auf dem Niedrigpegelzustand befindet und sich das Richtungseingangssignal auf dem Hochpegelzustand befindet. Falls sich das Starteingangssignal auf dem Niedrigpegelzustand befindet, werden die Ausgänge der Leistungsverstärker abgeschaltet, so daß die Antriebsspannungen nicht zu den Eingangselektroden des Motors zugeführt werden, was deshalb zu dem angehaltenen Zustand führt. Der MPX1, der das Starteingangssignal an dem Steueranschluß CTL empfängt, wählt einen Ausgang A von zwei Eingängen aus, wenn sich der Anschluß CTL auf dem Niedrigpegelzustand befindet. Die Eingänge A und B werden jeweils mit dem Ausgang Q des D-Flip-Flops 302 und dem Ausgang des Wellenformformers 101 verbunden. Demzufolge wird der Ausgang Q des D-Flip-Flops 302 zu einem Eingang SIG des Phasenkomparators φ1 zugeführt, von dem der andere Eingang COMP mit dem Eingang D des D-Flip-Flops 107 verbunden ist. Der Phasenkomparator φ1 ist aus einem bekannten Phasenfrequenzkomparator (PFC) aufgebaut, dessen Struktur und Funktion nachfolgend erläutert wird.
Fig. 31 zeigt ein Schaltkreisdiagramm, das ein Beispiel des Phasenfrequenzkomparators darstellt, der aus J-K-Flip-Flps 128, 129, einem NAND-Gatter 131, Invertern 132, 133, NOR-Gattern 134, 135, einem inverter 136 und MOS-Transistoren 137, 138 zusammengesetzt ist. Die CP-Anschlüsse der zwei J-K-Flip-Flops bilden die Eingangsanschlüsse SIG, COMP. Falls das Eingangssignal zu SIG in der Phase im Vergleich zu derjenigen des COMP vorgeschoben wird, wird der MOS-Transistor 136 während der Phasendifferenz eingeschaltet, um die Energieversorgungsspannung als Ausgang freizugeben. Andererseits wird in dem Fall, in dem das Eingangssignal zu COMP in der PHase vorgeschoben wird, der MOS-Transistor 137 während der Phasendifferenz eingeschaltet, um O (V) als den Ausgang freizugeben. Wenn beide Eingangssignale von derselben Phase sind, werden beide MOS-Transistoren 136, 137 abgeschaltet, wodurch der Ausgang isoliert wird. Ein Widerstand 104 und ein Kondensator 105 bilden einen Tiefpaßfilter, der den Ausgang des vorstehend erläuterten Phasenkomparators φ1 zum Zuführen zu dem spannungsgesteuerten Oszillator VCO1 integriert. Fig. 32 zeigt ein Wellenformdiagramm, das die vorstehend erläuterte Funktion darstellt, wobei Kettenlinien anzeigen, daß sich der Ausgang des Phasenfrequenzkomparators in dem isolierten Zustand befindet. Der Komparator funktioniert auch durch die Differenz in der Frequenz von zwei Eingangssignalen und hebt die Ausgangsspannung des Tiefpaßfilters an oder setzt sie herab, und zwar wenn jeweils die frequenz des Eingangssignals zu SIG höher oder niedriger als das Eingangssignal zu COMP ist.
Der VCO1 ist ein bekannter spannungsgesteuerter Oszillator, der ein zyklisches Signal freigibt, dessen Frequenz zu der Elngangsspannung korreliert ist, wie dies in Fig. 33 dargestellt ist. Die Ausgangsfrequenz steigt jeweils an oder fällt ab, wenn die Eingangsspannung höher oder niedriger wird. Das zyklische Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators VCO1 wird zu Taktanschlüssen CK der D-Flip-Flops 107 - 122 zugeführt, die ein bekanntes Schieberegister bilden, das die Frequenz des zykllschen Ausgangssignals in 1/(Anzahl der D-Flip-Flops x 2), oder 1/32 in diesem Fall, unterteilt. Als Folge bewirkt die erste phasenverriegelte Schleife einen Rückführ- bzw. Rückkopplungsvorgang, um das zyklische COMP-Eingangs signal gleich dem zyklischen SIG-Eingangssignal in der Frequenz und in der Phase zu bringen. Demzufolge wird die Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators VCO1 gleich 32 Mal der SIG-Eingangsfrequenz des Komparators φ1 oder des Ausgangs Q des Flip-Flops 302. Die Ausgangssignale Q und der D-Flip-Flops, die das Schieberegister bilden, sind von derselben Frequenz wie das SIG-Eingangsslgnal. Das D-Elngangssignal des Flip-Flops 107 ist von derselben Phase wie diejenige des SIG-Eingangssignals, und, wie in Fig. 34 dargestellt ist, wird der Ausgang Q des Flip-Flops 107 in der Phase um 360/32 = 11,25 (Grad) verzögert. Die Ausgänge Q der darauffolgenden Flip-Flops herunter bis zu 122 werden stufenweise um 11,25 (Grad) verzögert. Auch ist der Ausgang Q des Flip-Flops 107 um 180 (Grad) unterschiedlich und der darauffolgende Ausgang wird stufenweise um 11,25 (Grad) verzögert.
Der Multiplexer MPX2 empfängt das Richtungseingangssignal an dem Steueranschluß CTL und wählt den Eingang A oder B gemäß der Antriebsrichtung des Ultraschallwellenmotors aus. Der Multiplexer MPX3, der aus einem bekannten Zwei-System-Multiplexer zusammengesetzt ist, empfängt das Starteingangssignal an dem Steueranschluß CTL, den Ausgang des Oszillators 126 an dem Eingang 1A, den Ausgang des Multiplexers MPX2 an dem Eingang 28, den Ausgang des D-Flip-Flops 302 an dem Eingang 2A und den Ausgang des Wellenformformers an dem Eingang 2B. Wenn sich der Steueranschluß CTL auf dem Niedrigpegelzustand befindet, werden die Eingänge 1A und 2A ausgewählt und freigegeben, so daß der Phasenfrequenzkomparator φ2, derselbe wie der vorstehend erwähnte Komparator φ1, den Ausgang des Oszillators 126 und den Ausgang des D-Flip-Flops 302 jeweils an dem SIG- und COMP-Eingangsanschluß empfängt. Der Ausgang des Komparators φ2 wird zu dem spannungsgesteuerten Komparator VCO2 durch einen Integrator zugeführt, der aus einem Widerstand 201 und einem Kondensator 202 zusammengesetzt ist. Der spannungsgesteuerte Oszillator VCO2 ist ähnlich dem VCO1, besitzt allerdings einen unterschiedlichen Ausgangsfrequenzbereich. Das zyklische Ausgangssignal des VCO2 wird zu dem Taktanschluß CK eines bekannten Phasenschiebertellers zugeführt, der aus D-Flip-Flops 301, 302 zusammengesetzt ist, wodurch die Ausgänge Q, der zwei D-Flip-Flops Ausgangssignale einer Frequenz von 1/4 desjenigen Ausgangssignals des VCO2 liefern und gegenseitige Phasendifferenzen von 90 (Grad) besitzen. Der Ausgang Q des Flip-Flops 301 wird um 90 (Grad) im Vergleich zu demjenigen des Flip-Flops 302 vorverschoben. Demzufolge bildet der vorstehend erläuterte Schaltkreis eine zweite phasenverriegelte Schleife, die ähnlich der vorstehend erwähnten ersten phasenverriegelten Schleife funktioniert, wodurch der Ausgang des D-Flip-Flops 302 derselbe wie der Ausgang des Oszillators 126 in der Frequenz und in der Phase ist, so daß die Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators VCO2 viermal der Frequenz des Oszillators 126 wird und die Ausgänge Q der Flip-Flops 301, 302 dieselbe Frequenz wie diejenige des Oszillators 126 besitzen. Der Oszillator 126 dient dazu, die Startantriebsfrequenz des Ultraschallwellenmotors einzustellen und kann bei einer geeigneten Frequenz eingestellt werden, die zum Starten des Motors in der Lage ist. Der Ausgang Q des D-Flip-Flops 302 wird zu einem der bekannten Leistungsverstärker 403 zugeführt und der Ausgang Q des Flip-Flops 301 wird mit einem der Eingangsanschlüsse des EXOR-Gatters 303 verbunden, von dem der andere Eingangsanschluß das Richtungseingangssignal empfängt. Demzufolge versorgt das EXOR-Gatter 303 den anderen Leistungsverstärker 403 mit einem inverierten Signal des Ausgangs Q des Flip-Flops 301 oder den Ausgang Q jeweils, wenn sich das Richtungseingangssignal in dem Hochpegelzustand oder in dem Niedrigpegelzustand befindet, wodurch die Antriebsrichtung des Ultraschallwellenmotors umgeschaltet wird.
Die Leistungsverstärker 403 unterbrechen die Ausgänge oder verstärken die Eingangssignale jeweils, wenn sich das Starteingangsslgnal jeweils in dem Niedrigpegel- oder dem Hochpegelzustand befindet. Die Leistungsverstärker empfangen die Ausgangsspannung der bekannten, variablen Ausgangsenergie versorgung 402, wobei die Ausgangsspannung durch den variablen Widerstand 401 so variiert wird, daß die Ausgangsspannungen VL der Leistungs verstärker durch Variieren der Ausgangsspannung der variablen Ausgangsenergieversorgung mittels des variablen Widerstands variiert werden können. Die Ausgänge der Leistungsverstärker werden jeweils durch induktive Elemente 50 zu den Eingangselektroden des Ultraschallwellenmotors zugeführt, allerdings wird in dem anfänglichen Zustand, wo sich das Starteingangssignal auf dem Niedrigpegelzustand befindet, der Motor nicht angetrieben, und zwar aufgrund des Nichtvorhandenseins der Antriebsspannungen.
Wenn die Ausgangsspannung der variablen Ausgangsenergieversorgung 402 durch den variablen Widerstand 401 eingestellt wird und das Starteingangssignal zu dem Hochpegelzustand verschoben wird, starten die Leistungsverstärker 403, die Antriebsspannungen zu dem Motor zuzuführen, wodurch der Motorantrieb mit einer Frequenz gestartet wird, die die gleiche wie die Ausgangsfrequenz des Oszillators 126 ist, und die Eingänge zu den Multiplexern MPX1, MPX3 werden gleichzeitig umgeschaltet. Der Multiplexer MPX1 wählt den Eingang B oder den Ausgang des Wellenformformers 101 aus, der die Antriebsspannung für die Eingangselektrode 100-4a in eine Rechteckwelle einer erforderlichen Größe konvertiert. Demzufolge funktioniert die erste Phasenverriegelungsschleife in derselben Art und Weise wie bei dem Anhalten des Ultraschallwellenmotors, und zwar synchron zu der Antriebsspannung, die zu der Eingangselektrode 100-4a zugeführt wird, wodurch die Flip-Flops 107 - 122 zyklische Signale derselben Frequenz wie diejenige der Antriebsspannung und mit vorbestimmten Phasendifferenzen liefern. Da die erste phasenverriegelte Schleife mit der Ausgangsfrequenz des Oszillators beim Anhalten des Ultraschallwellenmotors synchronisiert ist, kann sie prompt der Wellenform der Antriebsspannung beim Motorstarten folgen. In der zweiten phasenverriegelten Schleife wird der Multiplexer MPX3 so umgeschaltet, um die Eingänge 1B und 2B auszuwählen, so daß der Komparator φ2 den Ausgang des Wellenformformers 123 an dem SIG-Eingangsanschluß empfängt. Der Wellenformformer 123 konvertiert die Ausgangsspannung der Monitorelektrode in eine Rechteckwelle einer notwendigen Größe. Auch empfängt der COMP-Elngangsanschluß den Ausgang des Multiplexers MPX2, der den Eingang A oder B jeweils auswählt, wenn sich das Richtungseingangssignal unter dem Niedrig- oder Hochpegelzustand befindet. In dem vorliegenden Beispiel wird, da das Richtungseingangssignal so angenommen wird, daß es sich in dem Hochpegelzustand befindet, die Antriebsspannung, die zu der Eingangselektrode 100-4a zugeführt wird, in der Phase im Gegensatz zu derjenigen der Elektrode 100-4b vorverschoben. Demzufolge ist der Multiplexer MPX2, jeweils an den Eingängen A und B, den Ausgängen der Schleberegister entsprechend φm21 und φm11 in den Fig. 9 und 10 gegeben, wodurch die zweite phasenverriegelte Schleife einen Rückführvorgang bewirkt, um so den Ausgang der Monitorelektrode auf dieselbe Phase zu bringen wie diejenige des zyklischen Signals entsprechend φm11 oder φm21. Gerade wenn ein Signal, das vollständig zu φm11 oder φm21 in der Phase angepaßt ist, nicht verfügbar ist, kann ein beträchtlich hoher Antriebswlrkungsgrad durch Auswahl eines am nächsten liegenden Ausgangssignals des Schieberegisters erhalten werden. Es ist auch möglich, die Anzahl der Teilungen der Phase durch Erhöhen der Anzahl der D-Flip-Flops zu erhöhen, die das Schieberegister bilden. Demzufolge vergleicht der Komparator φ2 die Ausgangswellenform der Monitorelektrode und ein zyklisches Signal, das eine Phasendifferenz φm11 oder φm21 besitzt, mit jeweils der Wellenform der Antriebsspannung. Da das Richtungseingangssignal so angenommen wird, daß es sich auf dem Hochpegelzustand befindet, wählt der Multiplexer MPX2 den Eingang B aus und gibt ein zyklisches Signal einer Phasendifferenz φm11 hinsichtlich der Antriebsspannung für die Eingangselektrode 100-4a aus. Falls der Ausgang der Monitorelektrode in der Phase hinsichtlich des zyklischen Signals entsprechend zu φm11 verzögert wird, nämlich in einer Situation φm1 ≥ φm11 in Fig. 9, und falls die Antriebsfrequenz höher als die Antiresonanzfrequenz F4 ist, gibt der Ausgang des Phasenkomparators φ2 0 (V) während einer Periode entsprechend der Phasendifferenz frei. Demzufolge wird die Ausgangsspannung des Tiefpaßfilters herabgesetzt, um die Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators VCO2 zu reduzieren, um dadurch die Antriebsfrequenz zu der Antiresonanzfrequenz F4 hin zu reduzieren. Demzufolge wird die Phasendifferenz φm1 kleiner. In diesem Zustand funktioniert die erste phasenverriegelte Schleife in konstanter Synchronisation zu der Antriebsspannung, so daß der Multiplexer MPX2 fortfährt, ein zyklisches Ausgangssignal einer Phasendifferenz φm11 hinsichtlich der Antriebsspannung unabhängig der Änderung in der Antriebsfrequenz zu liefern. Wenn die Antriebsfrequenz gleich der Antiresonanzfrequenz wird oder wenn der Ausgang der Monitorelektrode gleich der Phase zu dem vorstehend erwähnten zyklischen Signal der Phasendifferenz φm11 hinsichtlich der Antriebsspannung wird, wird, durch den vorstehend erläuterten Vorgang, der Ausgang des Phasenkomparators φ2 isoliert, wodurch der Ausgang des Tiefpaßfilters nicht länger variiert wird. Demzufolge variiert sich die Antriebsfrequenz nicht länger und wird auf der Antiresonanzfrequenz bei beihalten. Andererseits wird in dem Fall, in dem der Ausgang der Monitorelektrode in der Phase vorverschoben wird, oder φm1 ≤ φm11 ist, die Antriebsfrequenz niedriger als die Antiresonanzfrequenz. Demzufolge wird das SIG-Eingangssignal des Phasenkomparators φ2 in der Phase im Gegensatz zu dem COMP-Eingangssignal vorverschoben, so daß der Phasenkomparator die Energieversorgungsspannung während einer Periode entsprechend der Phasendifferenz freigibt. Demzufolge wird die Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators VCO2 höher verschoben, um die Antriebsfrequenz zu erhöhen, um dadurch φm1 zu erhöhen und die Antriebsfrequenz zu der Antiresonanzfrequenz hin zu bringen. Wenn die Antriebsfrequenz gleich der Antiresonanzfrequenz wird und die Monitorspannung gleich in der Phase dem zyklischen Signal entsprechend φm11 wird, wird der Ausgang des Phasenkomparators φ2 isoliert, wodurch sich die Antriebsfrequenz nicht länger variiert und bei der Antiresonanzfrequenz beibehalten wird. Die Antriebsfrequenz wird demzufolge auf der Antiresonanzfrequenz gesteuert bzw. geregelt, und zwar durch die vorstehend erläuterten Vorgänge, die in Fig. 35 dargestellt sind. Die vorstehend erwähnten Komparatoren φ1, φ2 können durch Phasenkomparatoren anderer Typen zum Bilden der phasenverriegelten Schleifen ersetzt werden.
Wenn die Ausgangsspannung der variablen Ausangsenergieversorgung 402 durch den variablen Widerstand 401 verändert wird, wird eine Phasendifferenz zwischen φm11 und φm1 aufgrund einer Änderung der Antiresonanzfrequenz erzeugt. In einer solchen Situation bewirken die erste und die zweite phasenverriegelte Schleifen die vorstehend erläuterten Vorgänge, um die Antriebsfrequenzeinstelleinrichtung so zu steuern, um die Antriebsfrequenz auf der Antiresonanzfrequenz beizubehalten, wodurch der Ultraschallwellenmotor konstant mit einem hohen Antriebswirkungsgrad angetrieben wird.
Wenn die Antriebsrichtung durch Verschieben des Richtungseingangssignals zu dem Niedrigpegelzustand umgeschaltet wird, wählt der Multiplexer MPX2 den Eingang B aus, um ein zyklisches Signal entsprechend φm21 in den Fig. 9 und 10 freizugeben, woraufhin ein Vorgang ähnlich demjenigen, der vorstehend erläutert ist, durchgeführt wird, um die Antriebsfrequenz auf der Antiresonanzfrequenz beizubehalten.
Nachfolgend wird eine Modifikation der Steuerung der Antriebsfrequenz in einem Frequenzbereich a erläutert, wie in dies in Fig. 4 dargestellt ist, einschließlich der Antiresonanzfrequenz, und zwar unter Bezugnahme auf Fig. 36. Die Modifikation ist gegenüber dem Beispiel, das in Fig. 30 dargestellt ist, nur in der Antriebszustandserfassungseinrichtung 10 unterschiedlich und ein solcher unterschiedlicher Teil allein ist in Fig. 36 dargestellt und wird nachfolgend erläutert. Die vorstehend erwähnte erste phasenverriegelte Schleife ist dieselbe, wie sie zuvor erläutert ist, und wird nicht dargestellt. Die Antiresonanzzustanderfassungseinrichtung 1 ist aus der ersten phasenverriegelten Schleife, einem Multiplexer 140 (MPX4), D-Flip-Flops 141, 142, einem bekannten analogen Multiplexer 143, 144, einem variablen Widerstand 145 und dem vorstehend erwähnten Wellenformformer 123 zusammengesetzt. Der Multiplexer MPX4, ähnlich dem MPX3, empfängt das Richtungseingangssignal an dem Steueranschluß CTL und wählt die Eingänge 1A, 2A oder 1B, 2B jeweils bei dem Niedrig- oder Hochpegelzustand des Richtungseingangssignals aus. Die Phasendifferenzen an den niedrigeren und höheren Frequenzen bei φm1, φm2 werden, wenn der Bereich a in Fig. 4 bei Fig. 9 angewandt wird, jeweils durch φm12, φm13, φm22, φm23 dargestellt, und die Eingänge 1A, 2A, 1B, 2B sind jeweils gegebene Ausgänge des Schieberegisters entsprechend φm22, φm23, φm12, φm13. Zwei Ausgänge des Multiplexers MPX4 werden mit den D-Eingangsanschlüssen des D-Flip-Flops verbunden, dessen Takteingänge CK den Ausgang des Wellenformformers 123 empfangen. Die Ausgänge Q der D-Flip-Flops werden mit den Steueranschlüssen CTL1, CTL2 des Multiplexers MPXS verbunden, der den Eingang A auswählt, wenn sich die Anschlüsse CTL1, CTL2 beide auf dem Niedrigpegelzustand befinden, oder den Eingang B, wenn sich die CTL 1, CTL2 jeweils auf dem Hoch- oder Niedrigpegelzustand befinden, oder den Eingang C, wenn sich die CTL1, CTL2 beide auf dem Hochpegelzustand befinden.
Der Eingang A des Multiplexers MPX5 ist mit der Energieversorgung verbunden, während der Eingang B isoliert ist, und der Eingang C ist geerdet. Der Ausgang des Multiplexers MPX5 ist mit dem Eingang B des Multiplexers MPX6 verbunden, dessen Eingang A den Ausgang des variablen Widerstands 145 empfängt.
Der Multiplexer MPX6 ist an dem Ausgang davon mit der Antriebsfrequenzeinstelleinrichtung 20 verbunden und empfängt das Starteingangssignal an dem Steueranschluß CTL, wählt den Eingang A oder jeweils auf dem Niedrig- oder Hochpegelzustand des Starteingangssignals aus. In dem Niedrigpegelzustand des Starteingangssignals wählt der Multiplexer MPX6 den Eingang A aus und gibt ihn frei, wodurch die Ausgangsfrequenz der Antriebsfrequenzeinstelleinrichtung 20 durch den variablen Widerstand 145 variiert werden kann, der deshalb bei einer Frequenz eingestellt ist, die zum Starten des Ultraschallwellenmotors geeignet ist.
Beim Starten des Motors durch Einstellen des Richtungseingangssignals und des Starteingangssignals auf den Hochpegelzustand, wie in Fig. 30, wählt der Multiplexer MPX6 den Eingang B aus. Auch wählt der Multiplexer MPX4 die Eingänge 1B, 2B aus und gibt sie frei, und zwar aufgrund des Hochpegelzustands des Anschlusses CTL, wodurch die D-Eingangsanschlüsse der D-Flip-Flops 141, 142 jeweils zyklische Signale entsprechend φm12 und φm13 empfangen. Da die Anschlüsse CK den Ausgang des Wellenformformers 123 empfangen, kann dort diskriminiert werden, ob das zyklische Signal, das zu jedem D-Eingangsanschluß zugeführt wird, in der Phase hinsichtlich der Ausgangsspannung der Monitorelektrode vorverschoben oder verzögert ist, und der Ausgang nimmt einen Hoch- oder Niedrigpegelzustand an, wenn das zyklische Signal jeweils in der Phase vorverschoben oder verzögert ist. Falls sich die Ausgänge Q der Flip-Flops 141, 142 beide in dem Hochpegelzustand befinden, ist die Antriebsfrequenz höher als der vorstehend angegebene Bereich c, so daß der Multiplexer MPXS den Eingang C auswählt. Demzufolge wird die Eingangsspannung des spannungsgesteuerten Oszillators VCO2 reduziert, um die Antriebsfrequenz zu dem Bereich c hin zu erniedrigen. Falls sich die Ausgänge Q der Flip-Flops 141, 142 in dem Hoch- und Niedrigpegelzustand befinden, wird die Antriebsfrequenz innerhalb des Bereichs c positioniert. In diesem Fall wählt der Multiplexer MPXS den isolierten Eingang B aus, so daß sich der Eingang des spannungsgesteuerten Oszillators VCO2 nicht ändert und die Antriebsfrequenz beibehalten wird. Falls sich die Ausgänge Q beide in dem Niedrigpegelzustand befinden, ist die Antriebsfrequenz niedriger als der Bereich c. In diesem Fall wählt der Multiplexer MPX5 den Eingang A aus, wodurch die Eingangsspannung des spannungsgesteuerten Oszillators VCO2 angehoben wird, um die Antriebsfrequenz zu dem Bereich c hin zu erhöhen.
Wie vorstehend erwähnt ist, wird, falls die Antriebsfrequenz höher oder niedriger ist als der Bereich c, sie zu dem Bereich c hin verschoben, und falls sie innerhalb des Bereichs c enthalten ist, wird sie beibehalten. Wenn das Richtungseingangssignal zu dem Niedrigpegelzustand hin verschoben wird, wählt der Multiplexer MP4 die Eingänge 1A, 2A aus und ein ähnlicher Vorgang wird durchgeführt.
Auf diese Art und Weise wird die Antriebsfrequenz immer innerhalb eines Bereichs c einschließlich der Antiresonanzfrequenz gesteuert, wodurch ein hoher Antriebswirkungsgrad erhalten werden kann.
Die variable Ausgangsenergieversorgung 402 kann aus einem DC/DC-Wandler mit variablem Ausgang, wie dies in Fig. 37 dargestellt ist, zusammengesetzt sein. Die Ausgangsspannung des DC/DC-Wandlers wird durch Widerstände 410, 411 geteilt und die geteilte Spannung wird durch einen Spannungskomparator 409 mit einer Spannung verglichen, die durch Teilen der Spannung einer Referenzspannungsversorgung 413 mit einem variablen Widerstand 412 erhalten wird. Falls die Ausgangsspannung die Referenzspannung erreicht, wird der Ausgang eines Oszlllators 415 durch ein UND-Gatter 414 unterbrochen, um die Funktion eines Umschalttransistors 406 zu beenden. Falls die Ausgangsspannung nicht die Referenzspannung erreicht, wird der Umschalttransistor durch den Oszillator über das UND-Gatter aktiviert, wodurch die Ausgangsspannung des DC/DC-Wandlers auf die Referenzspannung angehoben wird. Die Ausgangsspannung kann leicht durch Variieren der Referenzspannung mit dem variablen Widerstand 412 variiert werden. Eine variable Ausgangsenergieversorgung kann in einfacher Weise mit einem solchen DC/DC-Wandler aufgebaut werden.
Als ein alternatives Verfahren kann ein ähnliches Ergebnis durch Ersetzen der variablen Ausgangsenergieversorgung durch eine festgelegte Ausgangsenergieversorgung und Steuerung der Verstärkung der Leistungsverstärker erhalten werden.
Auch kann ein Verfahren eingesetzt werden, wie dies in Fig. 38 dargestellt ist, bei dem die variable Ausgangsenergieversorgung 402 durch eine festgelegte Ausgangsenergieversorgung 421 ersetzt wird, und die Antriebsspannung wird durch Steuerung eines Ein/Aus-Zeitverhältnisses der Leistungstransistoren 418, 419 durch eine Tastverhältnis-Steuereinrichtung 417 gesteuert. Die Transistoren werden durch das zyklische Ausgangssignal der Steuereinrichtung 417 aktiviert und die Einschaltzeit der Transistoren wird so ausgewählt, daß sie nicht 50% übersteigt. Wenn die Spannung, die zu dem Steueranschluß der Tastverhältnis-Steuereinrichtung 417 zugeführt wird, durch den variablen Widerstand 420 erniedrigt oder angehoben wird, wird das Verhältnis der Einschaltzeit jeweils erniedrigt, um die Antriebsspannung herabzusetzen, oder angehoben, um die Antriebsspannung zu erhöhen. Wenn die Antriebsfrequenz mit dem Verhältnis konstant gehalten variiert wird, kann ein maximaler Antriebswirkungsgrad bei einer Antriebsfrequenz gleich der Antiresonanzfrequenz erhalten werden. Auch wird, wenn das Verhältnis der Einschaltzeit der Transistoren durch die Tastverhältnis-Steuereinrichtung variiert wird, die Antiresonanzfrequenz niedriger, falls das Verhältnis ansteigt. Auch wird bei der Antiresonanzfrequenz die Antriebsspannung höher und die Antriebsgeschwindigkeit steigt an, wenn das Verhältnis ansteigt. Demzufolge kann die Antriebsgeschwindigkeit willkürlich durch Variieren der Spannung, die zu dem Steueranschluß zugeführt wird, reguliert werden, und ein hoher Antriebswirkungsgrad kann durch das Antriebsfrequenz-Steuerverfahren, das vorstehend erläutert ist, erhalten werden.
Auch kann, wie schon vorstehend erläutert ist, der Ultraschallwellenmotor mit Problemen laufen, wie beispielsweise einer Erzeugung abnormaler Geräusche oder eines instabilen Betriebszustands, falls die Antriebsspannung übermäßig hoch oder niedrig ist. Um solche Nachteile zu verhindern, werden der Antriebsspannungseinstellrichtung 40 vorzugsweise obere und untere Grenzen in der Antriebsspannung auferlegt, die experimentell bestimmt sein können. Auch ist die Ausgangsspannung VM der Monitorelektrode im wesentlichen proportional zu der Amplitude des Stators und natürlich erhöht sie sich oder sie nimmt ab, falls die Antriebsspannung größer oder kleiner wird. Unter Berücksichtigung dieses Verhältnisses kann die Antriebsspannungeinstelleinrichtung 40 durch die Ausgangsspannung VM gesteuert werden. Genauer gesagt wird die Antriebsspannungseinstelleinrichtung 40 so gesteuert, daß die Ausgangsspannung davon nicht länger ansteigt oder abnimmt, wenn die Ausgangsspannung VM einen vorbestimmten maximalen oder minimalen Wert erreicht.
Es ist natürlich möglich, einfach eine Rückkopplungssteuerung bzw. -regelung zu erreichen, unter Bildung einer willkürlichen Antriebsgeschwindigkeit, und zwar durch Ersetzen, in der Antriebsspannungseinstelleinrichtung, des variablen Widerstands zum Einstellen der Antriebsspannung gegen eine Geschwindigkeitserfassungseinrichtung, wie beispielsweise ein Tachogenerator oder ein Impulscodierer, der mit dem Rotor des Ultraschallwellenmotors gekoppelt ist, der den Ausgang der Geschwindigkeitserfassungseinrichtung mit einem Referenzgeschwindigkeitssignal entsprechend der erwünschten Geschwindigkeit vergleicht und dementsprechend die Antriebsspannung steuert bzw. regelt, die von der Antriebsspannungseinstelleinrichtung freigegeben wird.
Fig. 39 zeigt ein Zeitabstimmungsdiagramm, das die Funktionen des Schaltkreises, der in Fig. 38 dargestellt ist, darstellt.

[Sechstes Beispiel]

Nachfolgend wird kurz ein anderes Beispiel der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung unter Bezugnahme auf Fig. 40 erläutert. In diesem sechsten Beispiel wird die Antriebsfrequenz des Ultraschallwellenmotors bei der Antiresonanzfrequenz entsprechend der Ausgangsspannung der Monitorelektrode 100-4d gesteuert. Fig. 40 stellt die Antriebszustanderfassungseinrichtung 10 nur dar, da andere Bereiche dieselben wie diejenigen in dem fünften Beispiel sind.
Die Antriebszustanderfassungseinrichtung ist aus einer Monitorspannungserfassungseinrichtung 150, einer Antriebsspannungserfassungseinrichtung 151 und einem bekannten Fehlerverstärker 152 zusammengesetzt. Die Monitorspannungserfassungseinrichtung 150 konvertiert die zyklische Ausgangsspannung der Monitorelektrode 100-4d in eine DC-Spannung eines geeigneten Pegels. Die Antriebsspannungserfassungseinrichtung 151 ermittelt die Ausgangsspannung der variablen Ausgangsenergieversorgung 402 und konvertiert sie in einen geeigneten Pegel. Der Fehlerverstärker 152 verstärkt die Differenz zwischen den Ausgängen der Monitorspannungserfassungseinrichtung und der Antriebsspannungserfassungseinrichtung. Aufgrund des Vorhandenseins der induktiven Elemente zwischen den Leistungsverstärkern in den Eingangselektroden des Ultraschallwellenmotors variieren die Antriebsspannungen, die zu den Eingangselektroden zugeführt werden, in Abhängigkeit der Antriebsfrequenz, gerade obwohl die variable Ausgangsenergieversorgung einen konstanten Ausgang besitzt, so daß die Ausgangsspannung der variablen Ausgangsenergieversorgung ermittelt wird. Es ist auch möglich, die variable Ausgangsspannung des variablen Widerstands 401 zu erfassen. Beim Nichtvorhandensein der induktiven Elemente können die Antriebsspannungen natürlich erfaßt werden. Gerade beim Vorhandensein der induktiven Elemente zwischen den Leistungsverstärkern und den Eingangselektroden wird die Ausgangsspannung der variablen Ausgangsenergieversorgung so, wie dies in Fig. 12 dargestellt ist, mit der Ausgangsspannung der Monitorelektrode bei der Antiresonanzfrequenz korreliert. Demzufolge wird die Monitorspannung VMN bei der Antiresonanzfrequenz höher, falls die Ausgangsspannung der variablen Ausgangsenergieversorgung ansteigt, wie dies in Fig. 41 dargestellt ist.
Die Funktion der Antriebszustandserfassungseinrichtung wird kurz nachfolgend erläutert. Die Beziehung zwischen der Ausgangsspannung der Antriebsspannungserfassungseinrichtung und dem Ausgang der Monitorspannungserfassungseinrichtung wird so ausgewählt, um die Beziehung zu erfüllen, die in Fig. 41 dargestellt ist, nämlich in einer solchen Art und Weise, daß die Ausgangsspannung der Antriebsspannungserfassungsein richtung entsprechend der Ausgangsspannung der variablen Ausgangsenergieversorgung mit dem Ausgang der Monitorspannung übereinstimmt, die in Abhängigkeit der Ausgangsspannung VMN an dem Ausgang der variablen Ausgangsenergieversorgung erfaßt wird. Dieser Fehlerverstärker vergleicht die Ausgänge der Antriebsspannungserfassungseinrichtung und der Monitorspannungserfassungseinrichtung. Falls die letztere in dem Fall niedriger ist, so daß die Antriebsfrequenz höher als die Antiresonanzfrequenz ist, nimmt die Ausgangsspannung des Fehlerverstärkers ab, um die Antriebsfrequenz zu reduzieren, wodurch die Ausgangsspannung VMN der Monitorelektrode ansteigt. Andererseits ist, falls die Antriebsfrequenz niedriger als die Antiresonanzfrequenz ist, die Ausgangsspannung der Monitorspannungserfassungseinrichtung höher als diejenige der Antriebsspannungs erfassungseinrichtung, so daß die Ausgangsspannung des Fehlerverstärkers ansteigt, um die Antriebsfrequenz anzuheben, wodurch die Ausgangsspannung VMN der Monitorelektrode abnimmt. Durch die Vorgänge, die vorstehend erläutert sind, wird die Antriebsfrequenzeinstelleinrichtung 2 so gesteuert, daß die Ausgänge der Antriebsspannungserfassungseinrichtung und der Monitorspannungserfassungseinrichtung gegenseitig übereinstimmen, wodurch die Antriebsfrequenz bei der Antiresonanzfrequenz gesteuert wird. Im Fall der Fig. 41 kann, wenn immer ein lineares Verhältnis zwischen dem Ausgang der variablen Ausgangsenergieversorgung und der Ausgangsspannung VMN besteht, die Antriebsfrequenz leicht bei der Antiresonanzfrequenz durch Variieren der Antriebsgeschwindigkeit des variablen Widerstands gesteuert bzw. geregelt werden.
Auch in dem Fall, in dem das Verhältnis nicht linear ist, kann die Antriebsfrequenz leicht bei der Antiresonanzfrequenz durch Erfassung im voraus des Verhältnisses von VMN und der Ausgangsspannung oder der Antriebsspannung gesteuert werden.

Siebtes Beispiel

Nachfolgend wird unter Bezugnahme auf Fig. 42 ein anderes Beispiel der zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zur Steuerung bzw. Regelung der Antriebsfrequenz bei der Antiresonanzfrequenz in dem Fall erläutert, in dem die induktiven Elemente zwischen den Leistungsverstärkern und den Eingangselektroden des Ultraschallwellenmotors verbunden sind, und zwar gemäß der Phasendifferenz zwischen den Spannungen über das induktive Element, nämlich der Phasendifferenz zwischen der Ausgangsspannung des Leistungsverstärkers und der Antriebsspannung.
Das Beispiel, das in Fig. 42 dargestellt ist, ist dasselbe wie das vierte Beispiel, das in Fig. 30 dargestellt ist, mit der Ausnahme der Antriebszustandserfassungseinrichtung 1. In dem vorliegenden Beispiel wird ein Eingangsanschluß des Wellenformformers 101 mit dem Ausgang des Leistungsverstärkers zum Zuführen elektrischer Leistung zu der Eingangselektrode 100-4a verbunden und ein Elngangsanschluß des Wellenformformers 123 ist mit der Eingangselektrode 100-4a verbunden. In dem vorliegenden Beispiel ist der Multiplexer MPX2 weggelassen, da die Phasendifferenz zwischen den Spannungen über das induktive Element nicht variiert wird, im Gegensatz zu dem fünften Beispiel, und zwar durch das Umschalten der Antriebsrichtung. Die Funktion ist, wenn der Ultraschallwellenmotor durch den Niedrigpegelzustand des Starteingangssignals angehalten wird, derselbe wie derjenige des fünften Beispiels.
Wenn das Starteingangssignal zu dem Hochpegelzustand zum Starten des Motors verschoben wird, sind Antriebsspannungen mit einer Frequenz gegeben, die von dem Oszillator 126 freigegeben wird, und die Multiplexer MPX1, MPX3 werden zu den Eingängen B, 1B und 2B umgeschaltet.
Die erste Phasenverriegelungsschleife funktioniert synchron zu den Ausgangsspannungen der Leistungsverstärker, wodurch das D-Eingangssignal zu dem D-Flip-Flop 107 dasselbe in der Phase wie der Ausgang des Wellenformformers 101 wird, und die D-Flip-Flops 107 - 122 bilden das Schieberegister, das jeweilige zyklische Signale vorbestimmter Phasendifferenzen liefert, wie dies in dem fünften Beispiel erläutert ist. Unter den zyklischen Signalen wird ein Ausgangssignal entsprechend φv1, wie dies in Fig. 14 dargestellt ist, ausgewählt und zu dem Eingang 1B des Multiplexers MPX3 zugeführt. Falls ein vollständig übereinstimmendes Signal nicht verfügbar ist, können Messungen vorgenommen werden, wie dies in dem fünften Beispiel erläutert ist.
Dem Eingang 2B des Multiplexers MPX3 wird der Ausgang des Wellenformformers 123 zugeführt, wodurch die zweite phasenverriegelte Schlelfe so funktioniert, um die Phasendifferenz zwischen dem zyklischen Signal, entsprechend φv1, und dem Ausgang des Wellenformformers 123 oder der Antriebsspannung, die zu der Eingangselektrode 100-4a zugeführt wird, aufzuheben. Zum Beispiel entsteht, wenn der Ausgang des Wellenformformers 123 in der Phase hinsichtlich des zyklischen Signals entsprechend φv1 vorverschoben wird, eine Situation φv < φv1 und die Antriebsfrequenz ist höher als die Antiresonanzfrequenz. In einem solchen Fall gibt der Phasenkomparator φ2 0V entsprechend der Phasendifferenz ab, wodurch die Ausgangsspannung des Tiefpaßfilters, der aus einem Widerstand 201 und einem Kondensator 203 zusammengesetzt ist, erniedrigt wird, und die Antriebsfrequenz wird zu der Antiresonanzfrequenz hin herabgesetzt. Wenn beide Signale in der Phase übereinstimmen, wird der Ausgang des Komparators φ2 isoliert. Demzufolge variiert der Ausgang des Tiefpaßfilters nicht länger und die Antriebsfrequenz wird bei der Antiresonanzfrequenz beibehalten. Andererseits entsteht in dem Fall, in dem die Antriebsspannung der Phase im Vergleich zu dem zyklischen Signal entsprechend φv1 verzögert wird, eine Situation φv > φv1, und die Antriebsfrequenz ist niedriger als die Antiresonanzfrequenz. In einem solchen Fall gibt der Komparator φ2 die Energieversorgungsspannung entsprechend der Phasendifferenz frei, wodurch die Ausgangsspannung des Niedrigphasenfilters angehoben wird, um die Antriebsfrequenz zu erhöhen. Wenn beide Signale in der Phase übereinstimmen, wird die Ausgangsspannung des Tiefpaßfilters beibehalten und die Antriebsfrequenz wird bei der Antiresonanzfrequenz beibehalten. Auch variiert in diesem Fall die Antiresonanzfrequenz aufgrund einer Änderung der Umgebungszustände in dem Fall eines Motorbetriebs, wobei die Antriebsfrequenz konstant bei der Antiresonanzfrequenz durch einen ähnlichen Vorgang aufrechterhalten wird.

Achtes Beispiel

Nachfolgend wird ein anderes Beispiel erläutert, bei dem, zum Antreiben des Ultraschallwellenmotors durch Verbinden der induktiven Elemente zwischen den Leistungsverstärkern und den Eingangselektroden des Motors, wie in dem siebten Beispiel, die Antriebsfrequenz auf der Antiresonanzfrequenz durch Änderung der Antriebsspannung gesteuert wird, und zwar unter Bezugnahme auf Fig. 43, in der die Frequenzteilungs/Verschlebereinrichtung 30 und die Antriebsspannungseinstelleinrichtung 40 weggelassen sind, da sie dieselben wie diejenigen sind, die in Fig. 30 dargestellt sind. Die Antriebszustandserfassungseinrichtung 10 ist aus einem A/D-Wandler 160 und einem Mikrocomputer (CPU) 161 zusammengesetzt, während die Antriebsfrequenzeinstelleinrichtung 20 aus einem programmierbaren Oszillator (P0SC) 162 zusammengesetzt ist. Der Mikrocomputer empfängt die Wellenform der Antriebsspannung, die zu der Eingangselektrode 100-4a zugeführt wird, in der Form digitaler Daten durch den A/D-Wandler. Der programmierbare Oszillator 162 ist mit dem Mikrocomputer 161 über einen Bus verbunden und die Ausgangsfrequenz wird durch eine Instruktion von dem Mikrocomputer bestimmt. Die Antriebsfrequenz wird demzufolge durch den Mikrocomputer 161 gesteuert. Eine Steuerung des programmierbaren Oszillators 162, um die Ausgangsfrequenz davon zu variieren, um so die Antriebsspannung zu minimieren, die von dem A/D-Wandler 160 empfangen wird, entspricht einer Einstellung in Fig. 16, und zwar einer Überführung der Spannung VI zu VIL, so daß die Antriebsfrequenz auf der Antiresonanzfrequenz gesteuert wird.
Es ist auch möglich, die Spannung VL, die zu dem induktiven Element durch die CPU durch einen nicht dargestellten zusätzlichen A/D-Wandler zugeführt wird, zu erfassen, um VIL aus dem Verhältnis zu bestimmen, das in Fig. 17 dargestellt ist, und den programmierbaren Oszillator durch die CPU zu steuern, um so eine Antriebsfrequenz entsprechend dem VIL in diesem Zustand zu erhalten.

Neuntes Beispiel

Ein nächstes, neuntes Beispiel bewirkt eine Steuerung durch die Phasendifferenz zwischen dem Strom, der in die Eingangselektrode strömt, und der Antriebsspannung. In diesem Fall ist, wie in Fig. 44 dargestellt ist, ein Stromerfassungselement, wie beispielsweise ein Hall-Element 170, an der Verbindung zwischen der Eingangselektrode und dem Leistungsverstärker oder dem induktiven Element vorgesehen, um dadurch den Strom zu erfassen, der in die Eingangselektrode strömt, und die Antriebsfrequenz wird so gesteuert, um die Phasendifferenz φi, wie dies in Fig. 18 dargestellt ist, zu φiN durch ein Verfahren ähnlich demjenigen des fünften Beispiels zu bringen. In diesem Fall ist der Multiplexer MPX2 weggelassen, da die Phasendifferenz φi nicht durch die Antriebsrichtung variiert, so daß das Signal entsprechend φin nicht gemäß der Antriebsrichtung umgeschaltet werden muß. Ein Verstärker 171 ist zum Verstärken des Ausgangs des Hall-Elements vorgesehen und schickt den Ausgang zu dem Wellenformformer 123. Die Funktion dieses Beispiels ist ähnlich zu derjenigen der vorstehenden Beispiele und wird deshalb nicht weiter erläutert.

Zehntes Beispiel

Ein zehntes Beispiel ist in den Fig. 45 und 46 dargestellt. Fig. 45 zeigt eine schematische Ansicht, die die Struktur des vorliegenden Beispiels darstellt, bei dem, unterschiedlich gegenüber den vorherigen Beispielen, die Antriebsgeschwindigkeit durch Variieren der Antriebsfrequenz durch die Antriebsfrequenzeinstelleinrichtung reguliert wird, und die Antriebszustandserfassungseinrichtung 10 steuert die Antriebsspannungseinstelleinrichtung 40, um die Antriebsspannung zu variieren, um dadurch die Antriebsfrequenz auf die Antiresonanzfrequenz einzustellen.
In dem vorliegenden Beispiel wird der Antiresonanzzustand aus der Phasendifferenz φm zwischen der Ausgangsspannung der Monitorelektrode und der Antriebsspannung ermittelt. Hie die Fig. 9 zeigt, ist, falls sich die Phasendifferenz bei der Antiresonanzfrequenz in einem Zustand φm1 < φm11 oder φm2 ≤ φm21 befindet, die Antriebsfrequenz geringer als die Antiresonanzfrequenz. Demzufolge reduziert gemäß dem Verhältnis zwischen der Antriebsspannung und der Antiresonanzfrequenz, wie dies in Fig. 7 dargestellt ist, eine Erhöhung in der Antriebsspannung die Antiresonanzfrequenz, wodurch die Phasendifferenzen φm1, φm2 ohne Änderung in der Antriebsfrequenz ansteigen, um einen Zustand φm1 = φm11 oder φm2 = φm21 zu realisieren. Andererseits hebt in dem Fall φm1 ≥ φm11 oder φm2 ≥ φm21, wo die Antriebsfrequenz höher als die Antiresonanzfrequenz ist, eine Reduktion der Antriebsspannung die Antiresonanzfrequenz an, wodurch die Phasendifferenzen φm1, φm2 ohne Änderung der Antriebsfrequenz abnehmen, um einen Zustand φm1 = φm11 oder φm2 = φm21 zu realisieren. Demzufolge kann die Antriebsfrequenz der Antiresonanzfrequenz angepaßt werden.
Kurz gesagt ist die Antriebsfrequenzeinstelleinrichtung 20 aus variablen Widerständen 204, 205, einem bekannten analogen Multiplexer 206 (MPX7), einem Widerstand 207, einem Kondensator 208 und einem spannungsgesteuerten Oszillator VCO2, der derselbe wie in dem vierten Beispiel ist, zusammengesetzt. Der Multiplexer MPX7 wählt den Ausgang des variablen Widerstands 204 in dem Fall, in dem sich das Starteingangssignal auf dem Niedrigpegelzustand befindet, oder den Ausgang des variablen Widerstands 205 in dem Fall, in dem sich das Starteingangssignal auf dem Hochpegelzustand befindet, oder den Eingang C, der mit der Energieversorgung mit dem geerdeten Eingang D verbunden ist, entsprechend den Ausgängen der Antriebsspannungserfassungseinrichtungen 430, 431, wie dies später erläutert wird, aus. Der variable Widerstand 204 ist zum Einstellen der Antriebsfrequenz beim Motorstarten vorgesehen und ist so eingestellt, um eine Antriebsfrequenz, die zum Starten des Motors geeignet ist, von dem spannungsgesteuerten Oszillator VCO2 zu erhalten. Genauer gesagt wird die Startantriebsfrequenz vorzugsweise höher als die Antriebsfrequenz dort ausgewählt, wo die Antriebsspannung minimal und die Antriebsgeschwindigkeit maximal ist, und niedriger als die Antriebsfrequenz, jedoch höher als die vorstehend erwähnte Antriebsfrequenz dort, wo die Antriebsspannung maximal ist und die Antriebsgeschwindigkeit Null ist. Bevorzugter wird die Antriebsfrequenz der Antiresonanzfrequenz angepaßt. Falls der Ausgang des variablen Widerstands 205 ausgewählt wird, während der Motor angetrieben wird, wird die Antriebsgeschwindigkeit durch den variablen Widerstand 205 reguliert. Falls der Ausgang der Antriebsfrequenzeinstelleinrichtungen 20 in 1/4 durch die Frequenzteiler/Verschiebereinrichtung 30 geteilt ist, um die Antriebsfrequenz zu liefern, wird die Ausgangsfrequenz des VCO2 4-fach der Antriebsfrequenz ausgewählt.
Die Antriebsspannungseinstelleinrichtung 40 ist gegenüber derjenigen des fünften Beispiels, das in Fig. 30 dargestellt ist, unterschiedlich dahingehend, daß ein Tiefpaßtfilter, der aus einem Widerstand 407 und einem Kondensator 408 zusammengebaut ist, zwischen dem Eingang der variablen Ausgangsenergieversorgung 402 und dem Ausgang der Antriebszustandserfassungseinrichtung 10 verbunden ist und daß der Multiplexer MPXB den Ausgang eines variablen Widerstands 406 oder den Ausgang der Antriebszustandserfassungseinrichtung 10 jeweils auswählt, wenn sich das Starteingangssignal auf dem Niedrig- oder Hochpegelzustand befindet. Der variable Widerstand 409 stellt die Ausgangsspannung der variablen Ausgangsenergieversorgung 402 bei dem Motorstarten ein. Die Antriebszustandserfassungseinrichtung 10, die so funktioniert, wie in dem ersten Beispiel, ist aus einer ersten phasenverriegelten Schleife zur Erzeugung zyklischer Signale mit Phasendlfferenzen φm11 und φm21 hinsichtlich der Antriebsspannung, einem Multiplexer MPX2 zum Auswählen der zwei zyklischen Signale entsprechend der Antriebsrichtung und einem Phasenkomparator φ2 zur Ermittlung der Phasendifferenz zwischen dem zyklischen Signal, das durch den Multiplexer MPX2 ausgewählt ist, und der Ausgangsspannung der Monitorelektrode zusammengesetzt. Die Wellenformformer 101, 123 sind dieselben wie diejenigen, die in Fig. 30 dargestellt sind. Der Phasenkomparator φ2 empfängt den Ausgang des Wellenformformers 123 und den Ausgang des Multiplexers MPX2 jeweils an dem SIG-Eingang und dem COMP-Eingang.
Demzufolge wird, falls sich in dem Fall, in dem die Phasendifferenz φm1 oder φm2 zwischen der Antriebsspannung und der Ausgangsspannung der Monitorelektrode in einem Zustand φm1 < φm11 oder φm2 < φm21 befindet, die Antriebsfrequenz geringer als die Antiresonanzfrequenz und der SIG-Eingang des Komparators φ2 wird in der Phase im Vergleich zu dem COMP-Eingang vorverschoben. Demzufolge gibt der Komparator φ2 die Energieversorgungsspannung gemäß der Phasendifferenz frei, um die Ausgangsspannung des Tiefpaßfilters anzuheben, wodurch die Ausgangsspannung der variablen Ausgangsenergieversorgung angehoben wird, um die Antriebsspannung für den Ultraschallwellenmotor zu erhöhen, wodurch demzufolge die Antiresonanzfrequenz reduziert wird. In dem entgegengesetzten Fall gibt der Komparator φ2 0V gemäß der Phasendifferenz frei, um die Ausgangsspannung der variablen Ausgangsenergieversorgung herabzusetzen, wodurch die Antriebsspannung reduziert wird, um die Antiresonanzfrequenz zu erhöhen. Wenn ein Zustand φm1 = φm11 oder φm2 = φm21 durch den vorstehend erläuterten Vorgang erreicht ist, wird der Ausgang des Komparators φ2 isoliert, wodurch die Antriebsspannung konstant gehalten wird. Demzufolge wird die Antriebsfrequenz bei der Antiresonanzfrequenz gesteuert.
Der Ultraschallwellenmotor kann Probleme, wie beispielsweise die Erzeugung abnormaler Geräusche oder eines instabilen Betriebs, zeigen, wenn er in der Nähe der Resonanzfrequenz angetrieben wird oder mit einer Frequenz, die wesentlich gegenüber der ursprünglich vorgesehenen Antriebsfrequenz unterschiedlich ist oder mit einer übermäßig hohen oder niedrigen Antriebsspannung. Demzufolge wird der Bereich der Ausgangsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszlllators VCO2 vorzugsweise mindestens höher als eine Frequenz, wo die Ausgangsspannung der variablen Ausgangsenergieversorgung minimal ist und die Antriebsgeschwindigkeit maximal ist, und niedriger als eine höhere Frequenz ausgewählt, wo die Ausgangsspannung der variablen Ausgangsenergieversorgung maximal ist und die Antriebsgeschwindigkeit Null ist, um eine nicht notwendigerweise hohe oder niedrige Antriebsspannung zu vermeiden, um dadurch einen stabilen Betrieb zu realisieren. Allerdings kann, falls der spannungsgesteuerte Oszillator nicht solche Bedingungen erfüllen kann, die Ausgangsfrequenz des VCO2 erfaßt werden und der Eingang zu dem VCO2 so gesteuert werden, um die vorstehend erläuterten Bedingungen zu erfüllen, oder dort kann das Verfahren des vorliegenden Beispiels eingesetzt werden.
Kurz gesagt wird, wenn die maximale Antriebsspannung, die mit der Antriebsspannungseinstelleinrichtung 40 erreichbar ist, erreicht wird, die Eingangsspannung zu dem spannungsgesteuerten Oszillator VCO2 so gesteuert, daß die Antriebsfrequenz nicht geringer als der Wert der maximalen Antriebsspannung wird, und auf diese Art und Weise gelangt die Antriebsfrequenz des Ultraschallwellenmotors nicht in die Nähe der Resonanzfrequenz, wo der Motorbetrieb instabil wird. Zu diesem Zweck ist die vorstehend angegebene Antriebsspannungserfassungseinrichtung aus Spannungskomparatoren 430, 431 zusammengesetzt und dient dazu, den Multiplexer MPX7 zu steuern, um dadurch die vorstehend erwähnten Probleme im Fall eines Betriebs des Ultraschallwellenmotors zu vermeiden. Wenn der Spannungskomparator 430 ermittelt, daß die Ausgangsspannung der variablen Ausgangsenergieversorgung die obere Grenze erreicht hat, wählt der Multiplexer MPX7 den Eingang C aus, der mit der Energieversorgung verbunden ist, wodurch die Eingangsspannung des spannungsgesteuerten Oszillators VCO2 angehoben wird, um die Antriebsfrequenz zu erhöhen. Demzufolge wird die Ausgangsspannung der variablen Ausgangsenergieversorgung reduziert, um dadurch die Antriebsspannung zu reduzieren. Wenn der Ausgang des Spannungskomparators 430 durch die Erniedrigung des Ausgangs der variablen Ausgangsenergieversorgung invertiert wird und der Multiplexer MPX7 wieder den variablen Widerstand 205 auswählt, wird der Ausgang der variablen Ausgangsenergieversorgung angehoben. Wenn der Ausgang wieder die obere Grenze durch diesen Betrieb erreicht, wird die vorstehend erläuterte Sequenz wiederholt, so daß die Antriebsfrequenz nicht nahe der Resonanzfrequenz gelangt.
Auch wird im Fall eines Erhöhens der Antriebsfrequenz durch den variablen Widerstand 205, um die Antriebsgeschwindigkeit zu reduzieren, dort eine minimale Antriebsspannung in der Antriebsspannungseinstelleinrichtung ausgewählt und der Eingang des spannungsgesteuerten Oszillators VCO2 wird so gesteuert, daß die Antriebsfrequenz nicht höher wird, wenn die Antriebsspannung den minimalen Wert erreicht. Dies wird durch Umschalten des Multiplexers MPX7 zu dem geerdeten Eingang D, unter Ermittlung durch den Spannungskomparator 431, daß die Ausgangsspannung der variablen Ausgangsenergieversorgung die untere Grenze erreicht hat, durchgeführt, um dadurch die Antriebsfrequenz zu reduzieren und demzufolge die Antriebsspannung anzuheben. Dieses Verfahren vermeidet nicht den instabllen Betrieb in der Nähe der Resonanzfrequenz, sondern ermöglicht, ein Limit beim Betrieb unter einer hohen Antriebsfrequenz und einer niedrigen Antriebsgeschwindigkeit einzustellen, um dadurch konstant einen stabilen Betrieb zu ermöglichen. In Fig. 46 sind Vu und V1, die mit Eingangsanschlüssen der Spannungskomparatoren 430, 431 verbunden sind, Referenzspannungsversorgungen zum Einstellen der oberen und der unteren Grenze der variablen Ausgangsenergieversorgung.
Es können dort auch Probleme des Ultraschallwellenmotors, wie beispielsweise eine Erzeugung abnormaler Geräusche oder eines instabilen Betriebs, verhindert werden, die in einem Fall einer übermäßig hohen oder niedrigen Antriebsspannung vorhanden sind.
Die vorstehenden Beispiele sind dazu vorgesehen, um den Antriebswirkungsgrad zu maximieren, allerdings ist es auch möglich, die Steuerung bzw. Regelung so zu bewirken, um das Startdrehmoment zu maximieren. Es ist experimentell durch die vorliegenden Erfinder bestätigt worden, daß für eine konstante Antriebsspannung die Antriebsfrequenz F5, die das maximale Startdrehmoment liefert, wie in Fig. 4 dargestellt ist, unterschiedlich zu und geringfügig höher als die Antriebsfrequenz ist, die den maximalen Antriebswirkungsgrad liefert, und daß die Antriebsfrequenz, die das maximale Startdrehmoment liefert, in ähnlicher Weise wie die Antriebsfrequenz variiert, die den maximalen Antriebswirkungsgrad liefert, und zwar in Abhängigkeit einer Änderung in der Antriebsspannung. Demzufolge kann das Startdrehmoment durch eine Steuerung ähnlich zu derjenigen für eine Maximierung des Antriebswirkungsgrads maximiert werden. Genauer gesagt wird für eine Antriebsspannungseinstellung durch die Antriebsspannungseinstelleinrichtung die Antriebsfrequenzeinstelleinrichtung so gesteuert, um die Antriebsfrequenz des Ultraschallwellenmotors zu der Antriebsfrequenz zu bringen, die das Startdrehmoment maximiert, und zwar gemäß dem Ausgang der Antriebszustandserfassungseinrichtung. Als Beispiel wird im Fall einer Steuerung mit der Phasendifferenz φm die Antriebsfrequenz, die das Startdrehmoment maximiert, experimentell bestimmt, und die Antriebsfrequenz wird so gesteuert, um eine entsprechende Phasendifferenz zu erhalten. In dem Fall, in dem die Antriebsfrequenz im voraus bestimmt wird, kann die Antriebsspannung so gesteuert werden, um diese Phasendifferenz zu erhalten.
Eine Steuerung zu einer Antriebsfrequenz, die den maximalen Ausgang liefert, ist in ähnlicher Weise möglich. Es ist experimentell bestätigt worden, daß die Antriebsfrequenz F6, die den maximalen Ausgang liefert, wie dies in Fig. 4 dargestellt ist, geringer als die Frequenz ist, die den maximalen Antriebswirkungsgrad liefert, allerdings höher als die Frequenz ist, die die maximale Geschwindigkeit liefert, und daß eine solche Frequenz, die den maximalen Ausgang liefert, ähnlich zu der Frequenz variiert, die den maximalen Wirkungsgrad liefert, und zwar in Abhängigkeit der Antriebsspannung. Auch kann in diesem Fall die Steuerung in einer ähnlichen Weise wie in dem Fall der Steuerung des maximalen Wirkungsgrads durchgeführt werden, zum Beispiel durch die Steuerung der Antriebsfrequenz gemäß der Phasendifferenz φm. Genauer gesagt wird eine Phasendifferenz φm entsprechend der Antriebsfrequenz, die den maximalen Ausgang liefert, experimentell im voraus bestimmt, und die Antriebsfrequenz wird so gesteuert, um konstant die Phasendifferenzen zu erhalten.
Es ist deshalb möglich, den Ultraschallwellenmotor bei dem optimalen Antriebszustand gemäß den erforderlichen Zuständen durch Auswahl der Steuerung zur Maximierung der Antriebswirkungsgrad, zur Maximierung des Startdrehmoments oder zur Maximierung des Ausgangs bzw. des Abtriebs zu halten. Zum Beispiel kann der Motor unter der Steuerung gestartet werden, die das maximale Startdrehmoment liefert, und mit einer kontanten Geschwindigkeit unter der Steuerung angetrieben werden, die den Antriebswirkungsgrad maximiert, und unter der Steuerung beschleunigt werden, die den Abtrieb maximiert.
Die vorliegende Erfindung ist nicht auf die Steuerung zur Maximierung des Antriebswirkungsgrads, des Startdrehmoments oder des Abtriebs beschränkt, sondern kann auch bei der Steuerung zu einer Antriebsfrequenz hin angewandt werden, die irgendeinen anderen Antriebsbetriebszustand liefert. Auch kann der erwünschte Antriebszustand geeignet umgeschaltet oder in kontinuierlicher Art und Weise variiert werden.
Wie vorstehend erläutert ist, kann der Antriebszustand des Ultraschallwellenmotors zu einem erwünschten Zustand durch Erfassung des Antriebszustands des Motors durch die Antriebszustandserfassungseinrichtung gesteuert werden.
Ähnliche Steuerungen bzw. Regelungen sind natürlich auch bei dem Beispiel, das in Fig. 45 dargestellt ist, anwendbar.

Claims

1. Antriebseinrichtung für einen Ultraschallwellenmotor (100), welcher Ultraschallschwingungen verwendet und ein elastisches Teil (100-3) und ein piezoelektrisches Teil (100-4) aufweist, welches wenigstens ein Paar von Eingangselektroden (100-4a, 100-4b) umfaßt, um das elastische Teil in Schwingung zu bringen, und die Einrichtung weiterhin umfaßt:

eine Antriebsfrequenzeinstelleinrichtung (5, 5A) zum Einstellen der Frequenz eines Antriebssignals für den Ultraschallwellenmotor (100);

eine Phasenschiebereinrichtung (6) zum Erzeugen von zyklischen Signalen mit einer gegenseitigen Phasendifferenz auf der Grundlage des Ausgangssignals der Einstelleinrichtung (5, 5A) für die Frequenz des Antriebssignals;

gekennzeichnet durch

eine Spannungseinstelleinrichtung (4) zum Umwandeln der zyklischen Signale der Phasenschiebereinrichtung (6) in Spannungen zum Antreiben des Ultraschallwellenmotors;

eine Erfassungseinrichtung (1, 2, 3, 100-4d) zum Erfassen des Antriebszustands des Ultraschallwellenmotors und zum Eingeben des Ergebnisses der Erfassung in die Einstelleinrichtung (5, 5A) für die Antriebsfrequenz oder die Einstelleinrichtung (4) für die Antriebsspannung,

wobei äie Einstelleinrichtung (5, 5A) für die Antriebsfrequenz und oder Einstelleinrichtung (4) für Antriebsspannung geeignet ist, in Übereinstimmung mit dem Eingangssignal von der Erfassungseinrichtung (1, 2, 3, 100-4d) für den Antriebszustand, die entsprechende Antriebsfrequenz oder Antriebsspannung für den Ultraschallwellenmotor einzustellen, um den Antriebswirkungsgrad des Motors, das Drehmoment beim Starten des Motors oder die Ausgangsleistung des Motors zu maximieren.

2. Antriebseinrichtung nach Anspruch 1, worin die Einstelleinrichtung (5, 5A) für die Antriebsfrequenz geeignet ist, beim Starten des Motors die Antriebsfrequenz so zu steuern, daß das Anfangsdrehmoment maximiert wird.

3. Antriebseinrichtung nach Anspruch 1, worin die Einstelleinrichtung (4) für die Antriebsspannung geeignet ist, beim Starten des Motors die Antriebsspannung so zu steuern, daß das Anfangsdrehmoment maximiert wird.

4. Antriebseinrichtung nach Anspruch 1 oder 2, worin die Einstelleinrichtung (5, 5A) für die Antriebsfrequenz die Antriebsfrequenz für den Ultraschallwellenmotor auf eine Frequenz einstellt, welche die Ausgangsleistung des Motors während dessen Beschleunigung maximiert oder auf eine Frequenz eingestellt wird, welche den Antriebswirkungsgrad des Motors in einem konstanten Antriebszustand maximiert.

5. Antriebseinrichtung nach Anspruch 1 oder 3, worin die Einstelleinrichtung (4) die Antriebsspannung für den Ultraschallwellenmotor auf eine Spannung einstellt, welche die Ausgangsleistung des Motors während dessen Beschleunigung maximiert oder auf eine Spannung einstellt, welche den Antriebswirkungsgrad des Motors bei einem konstanten Antriebszustand maximiert.