DE69024085T2

DE69024085T2 - Echokompensator

Info

Publication number: DE69024085T2
Application number: DE69024085T
Authority: DE
Inventors: Fuyun Ling; Guozhu Long
Original assignee: Codex Corp
Current assignee: Motorola Solutions Inc
Priority date: 1989-04-05
Filing date: 1990-04-05
Publication date: 1996-07-25
Anticipated expiration: 2010-04-06
Also published as: CA2013797A1; ATE131675T1; DE69033576D1; EP0632601A3; HK1000482A1; JPH02288622A; DE69033577D1; EP0630119B1; EP0391715A3; DE69033576T2; DE69033577T2; CA2013797C; US4987569A; EP0632601A2; EP0630119A2; EP0391715A2; EP0630119A3; EP0391715B1; EP0632601B1; DE69024085D1

Description

Diese Erfindung betrifft Datenübertragungsgeräte oder Modems, die mit Echokompensationszusätzen versehen sind.
Datenübertragungsgeräte (DCEs), oder Modems, sind Einrichtungen, die benutzt werden, um Binärdaten über einen Übertragungskanal zu senden und zu empfangen. Ein Art von DCEs, gelegentlich als vollduplex-Modems bezeichnet, ist imstande, die Funktionen des Sendens und Empfangens gleichzeitig auszuführen. Wenn der Modem über eine Zweidraht- Übertragungsstrecke (z.B. Übertragung über das vermittelte Telefonnetz) gleichzeitig sendet und empfängt, befindet sich in der Regel ein Echo des gesendeten Signals in dem von dem entfernten Modem empfangenen Signal. Wenn das gesendete und das empfangene Signal dasselbe Frequenzband belegen, ist es erforderlich, das Echo zu entfernen, um die von dem entfernten Modem gesendeten Daten zuverlässig zu erfassen.
Das Echosignal besitzt typischerweise eine Nahecho- und eine Fernechokomponente. Das Nahecho wird durch die unvollkommenen Hybridkoppler in dem lokalen Modem und der Telefonzentrale des nahen Endes erzeugt. Das Fernecho andererseits wird hauptsächlich durch die Hybridkoppler in der entfernten Zentrale und dem entfernten Modem erzeugt. Das Fernecho ist gegenüber dem Nahecho zeitlich verzögert. Wenn diese Verzögerung wesentlich sein kann, wird der Echokompensator oft in einen Nahecho- und einen Fernecho-Kompensatorteil aufgeteilt, die ebenfalls durch eine Verzögerung getrennt sind.
Hochgeschwindigkeitsmodems verwenden typischerweise bandbreiten-effiziente Modulationsschemas, z.B. die Quadraturmodulation. Bei solchen Systemen werden die Binärdaten zuerst in eine Folge von komplexen Signalpunkten (Symbole) eingetragen, die aus einer Konstellation mit einer endlichen Zahl von Punkten gewählt werden. Das realwertige gesendete Signal befördert Information über diese komplexe Folge.
Zweidraht-Vollduplex-Hochgeschwindigkeitsmodems, wie z.B. das durch die CCITT spezifizierte Standard- V.32 Sprachbandmodem, sind mit adaptiven Echokompensatoren ausgerüstet, die in der Lage sind, die Echos des gesendeten Signals annähernd zu beseitigen. Ein Echokompensator wird typischerweise als ein Transversalfilter implementiert, das aus einer angezapften Verzögerungsleitung und einer Reihe von veränderbaren komplexwertigen Abgriffkoeffizienten besteht. Die Eingänge in die angezapfte Verzögerungsleitung sind die vorerwähnten komplexen Signalpunkte. Diese werden durch die Abgriffkoeffizienten geeignet gewichtet, um als Ausgang den realen Teil der gewichteten laufenden Summe zu erzeugen. Dies stellt eine Annäherung des empfangenen realwertigen Echosignals dar. Die Echos werden kompensiert, indem dieses geschätzte Echosignal von dem tatsächlich empfangenen Signal subtrahiert wird.
Echokompensatoren, die als ein Transversalfilter mit einem komplexen Eingang und einem realen Ausgang implementiert werden, werden oft als Nyquist-Echokompensatoren bezeichnet. Nyquist-Echokompensatoren bestehen häufig aus einem Nahecho-Kompensator und einem Fernecho-Kompensator. Eine Verwirklichung von Nyquist-Echokompensatoren wird von S. Weinstein in dem U.S.-Patent 4,131,767 (Abänderung Re31,253) beschrieben.
Ein Echokompensator wird typischerwelse in Abwesenheit des entfernten Signals während einer Initiallsierungs- oder Trainingsperiode trainiert, die vor der Datenübertragung auftritt. Bei vielen Echokompensatoren wird das Transversalfilter mit Hilfe des Algoritmus der kleinsten mittleren Quadrate (LMS) trainiert. In einem LMS-Algoritmus werden die Abgriffkoeffizienten fortlaufend angepaßt, um jede Korrelation zwischen den komplexen Eingangssymbolen und dem restlichen Signal, das nach der Echokompensation übrigbleibt, zu beseitigen. Die Zeit, die benötigt wird, um einen Echokompensator auf diese Weise zu trainieren, kann jedoch sehr lang sein, besonders bei Modems, die Echokompensatoren mit langen Transversalfiltern verwenden.
In der Vergangenheit sind schnelle Trainingsverfahren für Echokompensatoren erörtert worden, deren Eingang und Ausgang entweder beide realwertig oder beide komplexwertig sind. Ein Verfahren, das eine gewöhnliche periodische Chirp-Sequenz verwendet, wurde von T. Kamitake in IEEE Proc. of ICC'84 (Seiten 360-364, Mai 1984, Amsterdam, Holland) in einem Papier mit dem Titel "Fast Start-up of an Echo Canceller in a 2-wire Full-duplex Modem" offenbart. Ein ähnliches Verfahren, das eine pseudozufällige Schieberegistersequenz benutzt, wurde später von V. Kanchan und E. Gibson in IEEE Trans. on ASSP (Band ASSP-86, Nr. 7, Seiten 1008-1010, Juli 1988) in einem Papier mit dem Titel "Measure ment of Echo Path Response" beschrieben. Diese Verfahren sind auf Nyquist-Echokompensatoren mit einem komplexen Eingang und einem realen Ausgang nicht anwendbar.
In IEEE Proc. of GLOBECOM'87 (Seiten 1950-1954, Nov. 1987, Tokyo, Japan), schlug J.M. Cioffi ein Verfahren zum schnellen gleichzeitigen Training sowohl der Nah- als auch der Fernecho-Kompensatoren eines Nyquist-Echokompensators in einem Papier mit dem Titel "A Fast Echo Canceller Initializatlon Method for the CCITT V.32 Modem" vor. Dieses Verfahren beruht auf der diskreten Fourier-Transformation (DFT) und benutzt eine reale periodische Zufallsrauschsequenz, nimmt aber ein perfektes Hilbert-Filter (Transformator) im Sender an, das allgemein nicht realisierbar ist.
Wenn der Echoweg im wesentlichen als ein lineares Filter modelliert werden kann, kann ein Transversalfilter das Echosignal wirkungsvoll rekonstruieren und im wesentlichen kompensieren. In bestimmten Fällen kann jedoch das Fernecho auch einen kleinen Betrag von Frequenzversatz, auch als Phasenrollen bezeichnet, enthalten, das die Echokompensation verkompliziert. Einige höher entwickelte Echokompensatoren umfassen auch Phasenroll-Kompensationsschaltungen, die den Phasenschwankungen in dem Fernecho folgen können und dadurch ihre nachteilige Wirkung beseitigen. Die Phasenroll-Kompensationsschaltung umfaßt typischerweise eine phasenverriegelte Schleife (PLL), um Frequenz und Phase des Phasenrollens während der Trainingsperiode zu erfassen.
US-Patent Nr. 4,621,173 lehrt ein Verfahren und eine vorrichtung, um die Konvergenzzeit eines Echokompensators, der ein Transversalfilter mit N Koeffizienten enthält, so zu reduzieren, daß, wenn das Verfahren auf einen linearen Echokompensator angewandt wird, die Koeffizienten des Transversalfilters des Echokompensators innerhalb einer Zeit 2NT initialisiert werden, wo NT die Dauer des Echos ist.

Zusammenfassung der Erfindung

Ein Aspekt der Erfindung wird durch die Merkmale des Anspruches 1 definiert.
Ein zweiter Aspekt der Erfindung wird durch die Merkmale des Anspruches 14 definiert.
Weitere Ausführungen werden in den abhängigen Ansprüchen definiert.
Praktische Ausführungen unseres Modems schätzen direkt die Koeffizienten des Echokompensators, ohne einige tausend Bauds verwenden zu müssen, um iterativ die optimalen Werte zu erreichen. Außerdem haben wir die nun gelehrten Verfahren gefunden, um die Echokompensator- Koeffizienten genau und recheneffizient im vergleich zu anderen verfahren zum Berechnen solcher Koeffizienten zu berechnen. Ferner kann die Zeit, während der Echoantwortdaten für die Berechnungen gewonnen werden müssen, im allgemeinen auf eine Dauer reduziert werden, die wesentlich kleiner ist als die gesamte Echoverzögerung des Kanals. Praktische Ausführungen unseres Modems ergeben folglich ein sehr schnelles Training des Echokompensators, wesentlich schneller als es in früheren Modems erreicht werden kann.
Wir haben gefunden, daß praktische Ausführungen unserer Modems den weiteren Vorteil des Erzeugens von Echokompensator-Koeffizienten bieten, die sehr nahe bei ihren optimalen Werten liegen und die ein Restcho zur Folge haben können, das innerhalb 2 dB seines optimalen Werts liegt. Ein weiteres Training mit alternativen Verfahren, z.B. dem LMS- Algorithmus, kann daher verzichtbar sein.
Wir können die komplexe Übertragungsfunktion eines linearen Systems schätzen, wenn nur der reale Ausgang des Systems zur Verfügung steht.
Andere Vorteile und Merkmale werden aus der folgenden Beschreibung von bevorzugten Ausführungen mit Verweis auf die begeleitenden Zeichnungen ersichtlich.

Inhalt der Zeichnungen:

Fig. 1 ist ein Blockschaltbild eines Echokompensationsmodems;
Fig. 2 zeigt die Autokorrelationseigenschaften einer komplexen periodischen Trainingssequenz, die benutzt wird, um den in Fig. 1 gezeigten Echokompensator zu trainieren;
Fig. 3 zeigt das Leistungsspektrum der komplexen periodischen Sequenz, die die in Fig. 2 gezeigten Autokorrelationseigenschaften besitzt;
Fig. 4 ist ein Flußdiagramm eines Algorithmus zum Bestimmen der Periode der komplexen periodischen Trainingssequenz;
Fig. 5a-c zeigen die Echoantwort eines repräsentativen Kanals, über den der in Fig. 1 gezeigte Modem kommuniziert;
Fig. 6 ist ein Flußdiagramm eines anderen Algorithmus zum Bestimmen der Periode der komplexen periodischen Trainingssequenz;
Fig. 7 ist ein Blockschaltbild eines Teils des in Fig. 1 gezeigten Echokompensationsmodems, der Einzelheiten des Trainers zeigt;
Fig. 8 ist ein Flußdiagramm eines Algorithmus zum Bestimmen der Phasenrollfrequenz und der Leistung des Fernechos, und
Fig. 9 ist ein übergeordnetes Blockschaltbild eines Modems, der die Erfindung verkörpert.
Gemäß Fig. 1 empfängt in einem Echokompensationsmodem 2, der ein Nyquist-Echokompensatortyp sein kann, ein Scrambler/Codierer 6 einen Datenbitstrom über eine Eingangsleitung 4. Der Scrambler/Codierer 6 rechnet die Datenbits auf Zufallszahlen um, um sicherzustellen, daß alle Bitmuster mit derselben Wahrscheinlichkeit vorkommen, und er codiert die Bits nach Maßgabe des benutzten Codierungssystems, um eine erste Folge von komplexen Symbolen zu erzeugen. Ein Modulator 8, der ein Trägersignal 10 der Frequenz Fc verwendet, moduliert den Ausgang des Scrambler/Codierers 6, um ein digitales Sendesignal 12 zu erzeugen, das aus einer zweiten Folge von komplexen Symbolen besteht. Als nächstes wandeln ein Senderfilter 14, ein Digital/Analog-Umsetzer 16 und ein Tiefpaßfilter 18 das digitale Sendesignal in ein Analogsignal 20 um, das zur Übertragung über einen Kanal 22 an ein nicht gezeigtes entferntes Gerät bereit ist. Ein Hybridkoppler 24 koppelt das Analogsignal 20 an den Kanal 22.
Der Hybridkoppler 24 nimmt auch Signale an, die an den Modem 2 über den Kanal 22 durch das entfernte Gerät gesendet werden und sendet sie als ein Empfangssignal 26 an einen Empfängerteil des Modems 2. Während der Vollduplex-Übertragung über den Kanal 22 enthält das Empfangssignal 26 sowohl ein Nahecho als auch ein Fernecho, die ein zugehöriges Phasenrollen aufweisen können. Ein Bandpaßfilter 28 verarbeitet das Empfangssignal 26, und ein Analog/Digital-Umsetzer 30 konvertiert es in ein reales digitales Empfangssignal 32. Der Analog/ Digital-Umsetzer 30 erzeugt Abtastungen zu den Zeiten kT/M, wo T das Baudintervall des Senders des lokalen Modems ist, M eine Ganzzahl ist, die so gewählt wird, daß in dem Empfangssignal nach dem Abtasten keine Aliasierung vorkommen wird, und k ein Abtastintervallindex ist. (Bei der hierin beschriebenen Ausführung wird M gleich 3 gewählt.) Ein Kombinierer 34 kombiniert die Abtastungen des realen digitalen Empfangssignals 32 mit entsprechenden Abtastungen eines geschätzten Echosignals 36, um ein echokompensiertes Signal 38 zu erzeugen. Zum Schluß verarbeitet ein Empfänger 40 das echokompensierte Signal 38, um einen empfangenen Datenbitstrom 42 zu erzeugen, der dem von dem entfernten Gerät gesendeten Bitstrom entspricht.
Ein Echokompensationsmodul 44 innerhalb des Modems 2 erzeugt das geschätzte Echosignal 36. In dem Echokompensationsmodul 44 empfängt eine Verzögerungsleitung 46 das komplexe Sendesignal 12 und erzeugt zwei Gruppen von Signalen 48a-b, die durch eine Hauptverzögerung zeitlich voneinander getrennt sind. Die Gruppe 48a entspricht dem Nahechosignal und umfaßt eine Mehrzahl von komplexen Symbolen, die jeweils zeitlich in bezug zueinander verzögert sind, so daß sie das Nahechosignal überspannen, während die Gruppe 48b dem Fernechosignal entspricht und eine Mehrzahl von anderen komplexen Symbolen enthält, die jeweils zeitlich in bezug zueinander verzögert sind, so daß sie das Fernechosignal überspannen. Die Gruppe von verzögerten komplexen Symbolen 48a, die kürzeren Verzögerungsperioden entspricht, wird durch einen Nahechokompensator 50 verarbeitet, und die Gruppe von verzögerten komplexen Symbolen 48b, die längeren Verzögerungsperioden entspricht, wird durch einen Fernechokompensator 52 verarbeitet. Sowohl der Nahechokompensator 50 als auch der Fernechokompensator 52 umfassen variable Koeffizienten, die so trainiert werden, daß die Echokompensatoren 50 und 52 Ausgänge erzeugen, die genaue Schätzungen des Nahechos bzw. des Fernechos sind. Ein Summierer 54 vereinigt die Ausgänge des Nahechokompensators 50 und des Fernechokompensators 52, um ein geschätztes Echosignal 36 zu erzeugen.
Das Echokompensatormodul 44 umfaßt auch einen Phasenroll-Kompensator (PRC) 56, der den Fernechokompensator 52 steuert. Nachdem er trainiert ist, bringt der PRC 56 ein Phasenrollen in den Ausgang des Fernechokompensator 52 ein, das dem Phasenrollen des Fernechos in dem Empfangssignal 26 nahekommt.
Das Training der variablen Koeffizienten des Echokompensatormoduls 44 wird von einem Trainingsignalerzeuger 58 und einem Trainer 60 gesteuert. Während des Trainings, das vor der Datenübertragung oder während einer Periode, die die Datenübertragung unterbricht, stattfinden kann, erzeugt der Trainingsignalerzeuger 58 eine besondere Echo-Trainingssequenz, die an das entfernte Gerät gesendet wird, und der Trainer 60 überwacht das sich ergebende reale digitale Empfangssignal 32. Das entfernte Gerät bleibt während dieser Periode des Echotrainings still, so daß das sich ergebende reale digitale Empfangssignal 32 im Grunde nur aus Nah- und Fernechos besteht. Auf der Basis des überwachten Echosignals berechnet der Trainer 60 Echokompensator-Koeffizienten, die die variablen Koeffizienten in dem Nahechokompensator 50, dem Fernechokompensator 52 und dem PRC 56 einstellen, so daß der Echokompensator 44 ein geschätztes Echosignal 36 erzeugt, das dem überwachten Echo sehr nahekommt. Das Echokompensatormodul 44 benutzt das echokompensierte Signal 38 als ein Fehlersignal, das anzeigt, wie genau das Echokompensatormodul 44 das Echo mit Hilfe der von dem Trainer 60 geschätzten Koeffizienten geschätzt hat. Des weiteren kann ein Feinabgleich der Echokompensator-Koeffizienten enthalten sein, der das echokompensierte Signal 38 und den bekannten adaptiven Algorithmus der kleinsten mittleren Quadrate (LMS) benutzt.
Der Tralningsignalerzeuger 58 erzeugt eine komplexe periodische Sequenz, p(n)=pr(n)+jpi(n), mit einer Periode von 2L und den folgenden Autokorrelationseigenschaften:
wo: k ein ganzzahliger Verzögerungsindex,
n der Zeitindex,
L die eine Hälfte der Periode der periodischen Sequenz,
2L die zirkulare Korrelationsoperation der Länge 2L,
A eine positive reale Zahl und
()Mod 2L die von der zirkularen Korrelation benötigte Modulo 2L Operation ist.
Wie angedeutet, sind der reale und imaginäre Teil der Trainingssequenz orthogonal, d.h., die Kreuzkorrelation der Länge 2L zwischen pr(n) und pi(n) ist null für alle n. Die Autokorrelationseigenschaften des realen und imaginären Teils von p(n) werden in Fig. 2 veranschaulicht. Das entsprechende Leistungsspektrum einer solchen Trainingssequenz besitzt die in Fig. 3 dargestellte Form. Man beachte, daß das Leistungsspektrum von pr(n) und pi(n) die 2L-Punkt diskreten Fourier-Transformationen der durch die Gleichungen (1) und (2) oben gegebenen Korrelationen sind.
Unter Verwendung der Trainingssequenz mit den obigen Eigenschaften berechnet der Trainer 60 die Echokompensator-Koeffizienten für den Nahecho- und den Fernechokompensator 50 bzw. 52, indem er Korrelationen zwischen einer Periode der komplexen Trainingssequenz 12 und dem realen digitalen Empfangssignal 32 berechnet. Um zu würdigen, daß die berechneten Korrelationen die gewünschten Werte für die Echokompensator- Koeffizienten ergeben, ist es hilfreich, die Mathematik durchzugehen, die die Funktion des Systems beschreibt.
Der Echokanal kann als ein lineares System mit einer komplexen Impulsantwort c(t) angesehen werden. Wenn die gesendeten Datensymbole als d(nT) bezeichnet werden, wo T das Baudzeitintervall und n der Baudintervallindex sind, dann steht der bei jedem T abgetastete Ausgang des Systems, y(nT), mit dem Eingang, d(nT) wie folgt in Beziehung:
y(nT) = Re[c(nT) d(nT)] (4)
wo die lineare Faltungsoperation bezeichnet. In diesem Beispiel verkörpert y(nT) das reale abgetastete digitale Empfangssignal 32. Wenn das Empfangssignal 26 mit einer Rate 3/T in der oben beschriebenen Ausführung wie es ist abgetastet wird, dann kann das Ausgangssignal y(t) tatsächlich als y(nT+mT/3) geschrieben werden, wo m =0,1,2. Dies kann einfacher als ym(n) bezeichnet werden. Mit Hilfe derselben Konvention kann c(nT+mT/3) als cm(n) umgeschrieben werden, was die Impulsantwort des mit nT+mT/3 abgetasteten Echokanals ist, und die Gleichung (4) wird:
ym(n) = Re[cm(n) d(n)] (5)
Wird die komplexe Trainingssequenz p(n) für d(n) eingesetzt, ergibt sich das Folgende:
ym(n) = Re[cm(n) p(n)] (6)
Nachdem der Kanal durch die Trainingssequenz p(n) völlig erregt ist, wird das reale Echo ym(n) ebenfalls periodisch mit einer Periode von 2L, wenn der Kanal zeitinvariant ist, und die Korrelation zwischen dem realen Echo un der Sequenz ist dann:
ym(n) 2Lp(n) = Re[cm(n) p(n)] 2Lp(n) (7)
Zerlegt man cm(n) und p(n) in ihren realen und imaginären Teil, so ergibt sich:
ym(n) 2Lp(n) = [cmr(n) pr(n)-cmi(n) pi (n)] 2L[pr(n)+jpi (n)] (8)
wo cmr(n) und cmi(n) der reale bzw. der imaginäre Teil von cm(n) sind und j -1 ist. Da die realen und imaginären Teile des gewählten p(n) unter der zirkularen Korrelation der Länge 2L orthogonal sind, reduziert sich die obige Gleichung auf:
ym(n) 2Lp(n) = [cmr(n) pr(n) 2Lpr(n)] - jcmi(n) [(n) 2Lpi(n)] (9)
ym(n) 2Lp(n) = cmr((n)Mod 2L) + cmr((n-L)Mod 2L) - jcmi((n)Mod 2L) + jcmi((n-L)Mod 2L) (10)
ym(n) 2Lp(n) = c*m((n)Mod 2L) + cm((n-L)Mod 2L) (11)
wo * die komplex-konjugierte Operation bezeichnet. Wegen der Periodizität muß nur die Korrelation für 0 ≤ n ≤ 2L-1 betrachtet werden. Aus Gleichung (11) ist ersichtlich, daß die Korrelationsergebnisse für 0 ≤ n ≤ 2L-1 zwei duplizierte Versionen (wovon die erste komplex-konjugiert ist) von cm(n) enthalten, die eine Spanne nicht größer als L aufweisen. Folglich liefert eine der Versionen genügend Information.
Allgemein ausgedrückt haben die Eigenschaften der Trainingssequenz, wie in Fig. 2 und 3 gezeigt und in den Gleichungen 1-3 spezifiziert, die folgende Bedeutung. Man beachte, daß es das Ziel ist, die Impulsantwort des Echokanals zu bestimmen, die natürlich theoretisch durch Stimulieren des Echokanals mit einem Impuls direkt bestimmt werden kann. Beim Verwenden eines Impulses gibt es aber wenigstens ein Problem. Seine Energie ist zeitlich zu konzentriert, und die Impulsspitze kann das Signal in nichtlineare Bereiche des Kanals treiben, wo das Datensignal während normaler Übertragungen normalerweise nicht arbeitet. Durch gleichmäßiges Verteilen der Leistung über die Zeit, wie durch Fig. 3 bedeutet, kann man mehr Energie mit der Trainingssequenz senden und daher den Kanal vollständiger erregen, ohne das gesendete Signal in seinen nichtlinearen Arbeitsbereich zu treiben. Ferner kann man durch Verwenden einer Trainingssequenz, deren Autokorrelationsfunktion ein Impulszug ist, noch immer leicht und direkt die Impulsantwort des Echokanals bestimmen, indem die Trainingssequenz mit der Echoantwort, die der Trainingssequenz entspricht, korreliert wird. Das heißt, die resultierende Funktion, nämlich ym(n) 2Lp(n), entspricht der Echokanalantwort, die man durch Stimulieren des Kanals mit dem Impulszug, der durch die Autokorrelation von p(n) dargestellt wird, erhalten würde. Die Orthogonalitätseigenschaft der realen und imaginären Teile der Trainingssequenz garantiert einfach, daß sich die realen und imaginären Teile gegenseitig nicht stören, wenn die realen und imaginären Teile der Koeffizienten geschätzt werden.
Gemäß den durch die Gleichungen (1) und (2) gegebenen Korrelationseigenschaften ergibt jede Halbperiode der Korrelation in Gleichung (9) eine Schätzung der abgetasteten Echokanalantwort cm(n), wenn die gesamte Spanne des Echos kleiner als die Halbperiode L ist. Somit ist bestätigt, daß durch die Verwendung der durch die Gleichungen (1), (2) und (3) gekennzeichneten periodischen Sequenz die realen und imaginären Teile von cm(n) erhalten werden können, indem einfach die zirkulare Korrelation zwischen einem 2L-langen Segment der Abtastungen des realen digitalen Empfangssignals 32 und den realen und imaginären Teilen einer Periode der periodischen Sequenz p(n) durchgeführt wird. Es wird einen Vorzeichenunterschied zwischen den imaginären Teilen der geschätzten und der wirklichen Antworten geben, wenn die Korrelation von der ersten Halbperiode benutzt wird. Da das reale digitale Empfangssignal periodisch ist, besteht eine alternative Möglichkeit zum Schätzen der Echokompensator-Koeffizienten cm(n) darin, eine lineare Korrelation der Länge 2L zwischen den realen und imaginären Teilen einer Periode der periodischen Sequenz p(n) und einem 3L-langen Segment des realen Empfangssignals 32 durchzuführen.
Für einen Nyquist-Echokompensator mit drei Kompensatoren wird die Korrelationsverarbeitung für jede eingehende T/3 Abtastung wiederholt. Nämlich, Gl. (9) wird für m=0,1,2 wiederholt. Es gibt somit drei eingehende Abtastungen pro Baud, und es werden drei Subechokompensator- Koeffizienten pro Baudintervall erhalten.
Ein Anzahl von peridischen Sequenzen besitzt die in Gl. (1) bis (3) beschriebenen Eigenschaften. Es ist jedoch erwünscht, daß die Sequenz ein kleines Verhältnis Spitze-zu-RMS (Effektivwert) besitzt, so daß eine geringere Gefahr besteht, das gesendete Signal in Bereiche von nichtlinearer Operation zu treiben. Eine periodische Sequenz, die diese erwünschte Eigenschaft aufweist ist eine, für die die Phase ihrer diskreten Fourier-Transformation einer quadratischen Funktion der Frequenz folgt. Ein solche Sequenz wird wie folgt definiert:
(1) Für 0≤n< L, und wenn
(a) L gerade ist, dann
(b) wenn L ungerade, dann
(2) Für L≤n< 2L, dann ist die zweite Hälfte der Sequenz das Komplexkonjugierte der ersten Hälfte der Sequenz, nämlich:
pr(n) = pr(n-L), und (16)
pi(n) = -pi(n-L) (17)
Ein andere Sequenz, die ein etwas höheres Spitze-zu-RMS-Verhältnis besitzt, aber in Echtzeit leichter zu berechnen ist, da weniger Kosinuswerte benötigt werden, ist:
(1) Für 0≤n< L,
(2) Für L≤n< 2L,
pr(n) = pr(n-L), und (20)
pi(n) = -pi(n-L) (21)
wo INT[(L-1)/2] die größte Ganzzahl ist, die kleiner als oder gleich [(L-1)/2] ist.
Der Modem 2 implementiert den in Fig. 4 gezeigten Algorithmus, um den Wert von L zu bestimmen. Der Algorithmus bestimmt die Periode, die beim Konstruieren der periodischen Sequenz benutzt werden muß, so daß die Trainingssequenz verschachtelte nichtüberlappende Nah- und Fernechos erzeugt, wenn der Kanal völlig erregt wird. Was dies bedeutet, kann mit Hilfe von Fig. 5a-c klarer verstanden werden.
Fig. 5a zeigt die Echoantwort des Kanals auf einen einzigen Impuls bei t=0. Das Nahecho erscheint zuerst, gefolgt von dem zeitlich um B verzögerten Fernecho. Man beachte, daß die Spanne des Nahechos und die Spanne des Fernechos kleiner oder gleich N&sub1; bzw. N&sub2; ist. Wenn der Kanal durch den in Fig. 5b gezeigten Impulszug erregt wird, ist die Echoantwort wie in Fig. 5c gezeigt. Bis das Fernecho erscheint, besteht die Echoantwort aus einer Folge von Nahechos, wobei eines alle L Baud auftritt. Nachdem B Baud vergangen sind, wird der Kanal völlig erregt, und das Fernecho beginnt zu erscheinen, ebenfalls durch eine Periode von L getrennt. Um die so erzeugten Nah- und Fernechos zum Berechnen der Kompensator-Koeffizienten zu benutzen, ist es erwünscht, daß die Nah- und Fernechos nichtüberlappend sind, wie in Fig. 5c gezeigt. Außerdem ist es erwünscht, daß die ganze Zeitperiode L, über der die zwei Echos auftreten, so kurz wie möglich sein sollte, so daß die Berechnungen die minimale Anzahl von Bauds umfassen. Der in Fig. 4 gezeigte Algoritmhus wählt das L aus, das diese zwei Kriterien erfüllt.
Während der Periode des Trainings des Echokompensators, aber vor dem Senden der besonderen Echotrainingssequenz, mißt der Modem die Fernecho-Umlaufverzögerung B, die durch den Kanal 22 eingebracht wird (Schritt 100, Fig. 4). Die Verzögrung B ist gleich der Zeitdauer, die das Fernecho benötigt, um nach dem Senden des Trainingssignals zurückzukommen. Ein solches Verfahren zum Bestimmen der Fernechoverzögerung wird in der CCITT V.32 Norm beschrieben.
Man beachte, daß N&sub1; und N&sub2; gewöhnlich zum Zeitpunkt der Konstruktion des Modems bestimmt werden. Im allgemeinen werden sie durch Studieren der typischen Eigenschaften von Kanälen empirisch ermittelt. Es ist vorzuziehen, N&sub1; und N&sub2; so zu wählen, daß sie obere Grenzen der Dauer der entsprechenden Echos sind, die man zu empfangen erwartet.
Nachdem der Modem 2 die Fernechoverzögerung B gemessen hat, berechnet er eine Variable k, die wie folgt definiert ist:
k = INT[(B - N&sub1;)/(N&sub1; + N&sub2;)] (Schritt 110)
wo INT(x) die größte Ganzzahl bedeutet, die kleiner als oder gleich x ist.
Als nächstes prüft der Modem 2 k, um festzustellen, ob sie größer als null ist (Schritt 115). Wenn k größer als null ist, berechnet der Modem zwei weitere Variable, p&sub1; und p&sub2;, die wie folgt definiert sind:
p&sub1; = (B + N&sub2;)/(k + 1) (Schritt 120)
p&sub2; = (B - N&sub1;)/k (Schritt 130)
Dann stellt der Modem 2 in Schritt 140 fest, ob eine Ganzzahl in dem Bereich R existiert, der wie folgt definiert ist:
P&sub1; ≤ R ≤ p&sub2;
Wenn es eine Ganzzahl innerhalb des Bereichs R gibt, setzt der Modem 2 L gleich der kleinsten Ganzzahl innerhalb des Bereichs R (Schritt 150). Das heißt, wenn p&sub1; eine Ganzzahl ist, dann L = p&sub1;, andernfalls L = INT[p&sub1; + 1]. Der Modem verzweigt dann zu Schritt 160, wo er f berechnet, die wie folgt definiert ist:
f = B - kL
Die Variable f gibt die Stelle des Fernechos innerhalb der Periode L an. Das Fernecho befindet sich zwischen f und f+N&sub2;-1. unter Verwendung dieser Information weist der Modem 2 den Korrelationsberechnungen für jedes Baud in dem Intervall der Länge L die entsprechende Komponente des Echos zu.
Wenn in Schritt 140 keine Ganzzahl innerhalb des Bereichs R vorhanden ist, verzweigt der Modem 2 zu Schritt 170, wo er k um eins dekrementiert und dann zu Schritt 120 zurückgeht. Die Schritte 120 bis 140 werden wiederholt, bis der Bereich R eine Ganzzahl enthält.
Wenn in Schritt 115 k nicht größer als null ist, prüft der Modem 2, ob k gleich null ist (Schritt 116). Wenn k gleich null ist, setzt der Modem 2 L gleich B+N&sub2; und verzweigt dann zu Schritt 160, um f zu berechnen. Wenn jedoch k kleiner als null ist, dann setzt der Modem 2 L gleich N+N&sub2;, setzt f gleich N&sub1; (Schritt 118) und verläßt dann den Algorithmus (Schritt 119).
Der Algorithmus ergibt ein L, das innerhalb des folgenden Intervalls N&sub1; + N&sub2; ≤ L ≤ 2(N&sub1; + N&sub2;) - 1
für alle praktischen Werte von N&sub1;, N&sub2; und B liegt.
Für endlich genaue Implementierungen des Algorithmus kann der gewählte Wert für L falsch oder nicht optimal sein. Wenn L falsch ist, können sich die Nah- und Fernechos überlappen. Während, wenn L nicht optimal ist, die erhaltene Periode nicht die kleinstmögliche Periode ist. Diese Fehler sind auf Rundungsfehlereffekte zurückzuführen. Die kritischen Stufen des Algorithmus sind in Schritt 140, wo der Bereich R auf das Vorhandensein von Ganzzahlen geprüft wird, und in Schritt 110, wo der Anfangswert von k berechnet wird. Um die mit den Rundungsfehlern verbundenen Probleme zu vermeiden, kann der Algorithmus wie in Fig. 6 gezeigt modifiziert werden.
Die Schritte 200 und 215 entsprechen den Schritten 100 bzw. 115 von Fig. 4. Der Schritt 210 ist etwas abweichend von Schritt 110, nämlich, k = INT[(B-N&sub1;)/(N&sub1;+N&sub2;) + δ&sub0;], wo δ&sub0; eine kleine positive Korrekturzahl ist. Wenn in Schritt 215 k größer als null ist, berechnet der Modem 2 p&sub1; (Schritt 220) und p&sub2; (Schritt 230), die anders als oben beschrieben definiert sind, nämlich
p&sub1; = (B + N&sub2;)/(k + 1) + δ&sub1; (Schritt 220)
p&sub2; = (B - N&sub1;)/(k + δ&sub1; (Schritt 230)
wo δ&sub1; eine kleine Korrekturzahl ist.
Dann stellt in Schritt 240 der Modem 2 fest, ob eine Ganzzahl in dem Bereich R existiert, wie vorangehend definiert, d.h.:
p&sub1; ≤ R ≤ p&sub2;.
Für diese Prüfung wird jedoch p&sub1; wie eine Ganzzahl behandelt, wenn sein gebrochener Teil kleiner als ein Schwellenwert δ&sub2; ist.
Wenn eine Ganzzahl in dem Bereich R vorhanden ist, setzt wie zuvor der Modem 2 L gleich der kleinsten Ganzzahl innerhalb des Bereichs (Schritt 250). Das heißt, wenn p&sub1; eine Ganzzahl ist, dann L=p&sub1;, andernfalls L=INT[p&sub1;] + 1. Der Modem verzweigt dann zu Schritt 260, wo er f berechnet wie zuvor definiert, d.h.:
f = bkL
Schließlich stellt der Modem 2 fest, of N&sub1; ≤ f < L-N&sub2; (Schritt 280) Wenn ja, hält der Algorithmus an (Schritt 219).
Wenn es keine Ganzzahl innerhalb des Bereichs gibt (Schritt 240) oder wenn f nicht innerhalb des definierten Intervalls liegt (Schritt 280), verzweigt der Modem 2 zu Schritt 270, wo er k um eins dekrementiert. Dann verzweigt er zurück zu Schritt 215, um die Schritte zu wiederholen, bis ein L, das die Bedingungen erfüllt, gefunden wird.
Wenn in Schritt 215 k nicht größer als null ist, verzweigt der Modem 2 zu Schritt 216, der dem Schritt 116 des in Fig. 4 gezeigten Algorithmus entspricht. Die Sequenz, der nach dem Verzweigen zu Schritt 216 gefolgt wird, ist in der Tat dieselbe wie die für Fig. 4 beschriebene. Das heißt, der Modem 2 führt die Schritte 217 und 218 aus, die den Schritten 117 bzw. 118 in Fig. 4 entsprechen.
Die Korrekturzahlen δ&sub0; und δ&sub1; und der Schwellwert δ&sub2; hängen von der Wotlänge und dem Rundungsschema ab, die in den Berechnungen benutzt werden. Es ist vorzuziehen, daß die in der Berechnung benutzte Wortlänge lang genug ist. Wenn z.B. eine 16 Bit Festpunktarithmetik benutzt wird, sind Berechnungen doppelter Genauigkeit vorzuziehen. In diesem Fall haben Versuche gezeigt, daß, wenn δ&sub0;=2&supmin;¹&sup5;, δ&sub1;=2&supmin;¹&sup4; und δ&sub2;=2&supmin;¹², dann der Algoritmus ein korrektes L berechnet und der Schritt 280 nicht erforderlich sein kann.
Die Anfangswerte der Koeffizienten der Nah- Fernechokompensatoren werden wie folgt berechnet. Die benötigte Halbperiode L der besonderen Traningssequenz wird auf der Basis des Wertes von B, wie oben beschrieben, berechnet. Der Trainer 60 berechnet dann in Echtzeit die erforderliche periodische komplexe Trainingssequenz gemäß dem Wert von L. Die berechnete komplexe Traingingssequenz wird dann durch den Sender für wenigstens k'+4 Halbperioden, oder (k'+4)L Baud, gesendet, wo k'=k, wenn k≥0, oder andernfalls k'=0 ist, und k während der Bestimmung von L erhalten wird. Nachdem wenigstens k'+1 Halbperioden, oder (k'-1)L Baud, der Trainingssequenz gesendet worden sind, speichert der Trainer 60 die realen, empfangenen digitalen Signalproben 32 in 3 Puffern 70, 72 und 74, gezeigt in Fig. 7, die T-beabstandete Verzögerungsleitungen sind, die je wenigstens 2L Abtastungen lang sind. Nach weiteren 2L Baud, nachdem jeder Puffer 2L Abtastungen empfangen hat, und während der Sender mit dem Senden der periodischen Sequenz fortfährt, beginnt der Trainer 60 unter Verwendung der Korrelatoren 76a-f Korrelationen der eingegebenen Abtastungen mit den realen und imaginären Teilen von einer Periode der periodischen Trainingssequenz durchzuführen. Die Korrelationen können entweder zirkulare Korrelationen sein, wenn dieselben Abtastungen in den 2L-langen Puffern 70, 72, und 74 benutzt werden, oder sie können lineare Korrelationen sein, wenn First-in-First-out (FIFO) Puffer, die 3 neue Abtastungen pro Baud empfangen, an deren statt benutzt werden. Die realen Koeffizienten werden direkt von den Korrelationsergebnissen erhalten, während die imaginären Teile der Koeffizienten gleich den Korrelationsergebnissen multipliziert mit (-1)k' sind. Angenommen, es werden drei komplexe Koeffizienten, einer für jeden Subkompensator, pro Baud berechnet, dann wird eine Zeitperiode von N&sub1; Baud benutzt werden, um alle Koeffizienten des Nahechokompensators 50 (s. Fig. 1) zu berechnen. Die Koeffizienten des Fernechokompensators 52 werden in der gleichen Weise wie die Koeffizienten des Nahkompensators berechnet. Die Koeffizienten des Fernkompensators 52 können in in N&sub2; Baud berechnet werden.
Der Modem benutzt die berechneten Koeffizienten des Fernechokompensators, um die variablen Koeffizienten des PRC 56 einzustellen. Der PRC 56 kann eine digitale Phasenverriegelungs- (PLL) Technik, wie z.B. in U.S.-Patent 4,813,073, betitelt "Echo Cancellation", erteilt am 14. März 1989, beschrieben, verwenden. Um die PLL im PRC 56 zu trainieren, ist es erforderlich, die Phasenrollfrequenz genau zu schätzen und die Fernecholeistung zu messen. Der Modem 2 implementiert den in Fig. 8 gezeigten Algoritmus, um beide Merkmale zu berechnen.
Angenommen, daß die Frequenz des Fernecho-Phasenrollens ωp Rad/s ist, wird das Fernecho mit exp[jωpt] moduliert. Das bei der Zeit T&sub1; empfangene Fernecho wird eine Phasendrehung ωpT&sub1; Rad in bezug auf das Fernecho ohne Phasenrollen aufweisen. Wenn die Frequenz ωp relativ niedrig ist, so daß in einem 2L-langen Segment alle empfangenen Signalabtastungen etwa die gleiche Phasendrehung aufweisen, wird die oben beschriebene Korrelationseigenschaft zwischen der Trainingssequenz und dem Empfangssignal ungefähr noch gelten. Ein geschätzter Fernkompensator-Koeffizient, der das Empfangssignal bei der Zeit T&sub1; benutzt, wird gleich dem Koeffizienten sein, der ohne Phasenrollen geschätzt wird multipliziert mit exp[jωpT&sub1;]. Ähnlich wird der gleiche Fernkompensator-Koeffizient, der zu einer späteren Zeit T&sub2; geschätzt wird, mit exp[jωpT&sub2;] multipliziert. Somit kann die Phasenrollfrequenz ωp durch Teilen der Winkeldifferenz, φ=(T&sub2;-T&sub1;)ωp, zwischen diesen zwei Fernechokompensator-Koeffizienten durch die Zeitdifferenz T&sub2;-T&sub1; geschätzt werden. Der Schätzungsvorgang wird unten beschrieben.
Zuerst berechnet der Modem 2 wenigstens zwei Sätze von Fernechokompensator-Koeffizienten unter Verwendung des oben beschriebenen Korrelationsverfahrnes (Schritt 300). Ein erster Satz von Koeffizienten wird entsprechend der Zeit T&sub1; berechnet, und ein zweiter Satz von Koeffizienten wird entsprechend der Zeit T&sub2; berechnet, die D Baud nach der Zeit T&sub1; eintritt. In der Praxis ist es bequem, D=L zu wählen, obwohl D ein anderer positiver Ganzzahlwert sein kann. Dann berechnet in Schritt 310 der Modem 2 die geschätzte Phasendifferenz zwischen den zwei Sätzen von berechneten Fernechokompensator-Koeffizienten.
Eine Möglichkeit zum Bestimmen der geschätzten Phasendifferenz besteht darin, den Sinus der Phasendifferenz, m,n, zwischen jedem der entsprechenden Koeffizienten In den zwei Sätzen von berechneten Fernechokompensator-Koeffizienten zu berechnen.
Sin m,n steht zu den berechneten Koeffizienten in der folgenden Beziehung:
sin m,n = Im[cm(n+D)]Re[cm(n)]-Im(cm(n)]Re[cm(n+D)]/ cm(n) cm(n+D)
Dies wird wie folgt angenähert:
sin m,n cm,i(n+D)cm,r(n)-cm,i(n)cm,r(n+D)/c²m,i(n)+c²m,r(n)
wo cm,r(n) und cm,i(n) die realen und imaginären Teile von cm(n), für m=0,1,2, sind, cm(n) die Größe von cm(n) ist und angenommen wird, daß die Größen der zwei berechneten Koeffizienten gleich sind.
Wenn der Absolutwert des Winkels m,n klein ist, z.B. kleiner als 20 Grad, dann
m,n sin m,n.
Theoretisch sollte der Winkel zwischen jedem Paar von Fernechokoeffizienten der gleiche sein. Rauschen und andere Störungen können jedoch die Gültigkeit dieser Beziehung unterhöhlen. Um die Auswirkung von Rauschen oder Störungen zu reduzieren und die Genauigkeit der Schätzung der Phasenrollfrequenz zu verbessern, kann daher der geschätzte Winkel über alle Paare von Fernechokoeffizienten gemittelt werden. Das heißt, in Schritt 310 kann der Modem 2 das Folgende berechnen:
AVG( ) = Σn,mam,n m,n
wo Σn,mam,n = 1, um sicherzustellen, daß AVG( ) eine von systematischen Fehlern freie Schätzung des Winkels ist.
Um ein optimales Gewicht am,n zu erhalten, ist es vorzuziehen, am,n gleich c²m,i(n) + c²m,r(n)/Σm,n[c²m,i(n) + c²m,r(n)] zu setzen. Wenn dies getan wird, beachte man, daß AVG( ) gleich:
Σm,n[cmr(n)cmi(n+D)-cmi(n)cmr(n+D)]/Σm,n[c²m,i(n)+c²mr(n))]
Es kann vorzuziehend sein, den mittleren Winkel durch Berechnen der letztgenannten Gleichung zu schätzen anstatt den Winkel für jeden Koeffizienten zu berechnen und dann alle berechneten Winkel zu mitteln. Der Grund ist, daß der erstere Weg nur eine Division umfaßt, wogegen der letztere Weg viele Divisionen enthält. Da eine Division ein zeitaufwendiger und ineffizienter Prozeß ist, wenn handelsübliche digitale Signalprozessoren benutzt werden, ist es erwünscht, die Anzahl von Divisionen zu minimieren.
Nachdem die geschätzte Phasendifferenz berechnet ist, berechnet der Modem 2 eine Schätzung der mittleren Phasenrollfrequenz durch Dividieren von AVG( ) durch DT=T&sub2;-T&sub1; (Schritt 320).
Zum Schluß ermittelt der Modem 2 in Schritt 330 die Leistung des Fernechos durch Berechnen der folgenden Beziehung:
Pf = Σicf(i)d(n-i) = Ef(n) ² = d(n-i) ²Σi cf(i) ²
wo die Überstreichung die Gesamtmittelbildungsoperation bezeichnet und d(n) das Datensymbol ist, das gesendet wird. Der Wert von Pf wird dann zum optimalen Skalieren der PLL-Koeffizienten in dem PRC 56 benutzt.
Der Modem kann durch eine Multiprozessor-Architektur, wie in Fig. 9 gezeigt, implementiert werden. Das heißt, er verfügt über einen allgemeinen Hostprozessor 62, der die gesamten Steuer- und Datenbewegungsfunktionen ausführt, ein Signalverarbeitungselement 64, das die Funktionen des Senders und des Echokompensators, einschließlich der Implementierung des oben beschriebenen Algorithmus, durchführt, sowie ein weiteres Signalverarbeitungselement 66, das die Funktionen des Empfängers ausführt. Ein Modem, das allgemein diesem Typ angehört, wird in unserer Europäischen Patenbeschreibung Veröffentlichung Nr. EP-A- 0154551 beschrieben.

Claims

1. Modem, der mit einer entfernten Einrichtung in beiden Richtungen über einen Kanal (22) kommuniziert, wobei der Modem umfaßt: einen Sender, der eingerichtet ist, um Information über den Kanal (22) zu senden; einen Empfänger, der eingerichtet ist, um ein Signal (26) auf dem Kanal, der möglicherweise ein reales Echosignal (Y(nT), Ym(n)) enthält, zu empfangen, sowie einen Echokompensator (44), der eingerichtet ist, das reale Echosignal zu schätzen, wobei das Echokompensatormodul variable Koeffizienten (cm(n)) besitzt und ein Trainermodul (58, 60) bereitgestellt wird, das eine komplexe Trainingssignalsequenz (p(n)) an den Sender anlegt, wobei der Modem dadurch gekennzeichnet ist, daß die Kreuzkorrelation einer Sequenz des Trainingssignals (p(n)) zwischen dem realen Teil (pr(n)) und dem imaginären Teil (pi(n)) der Trainingssequenz für alle Signalpunkte (n) der Sequenz null ist, und dadurch, daß das Trainingsmodul (60) bereitgestellt wird, um die variablen Koeffizienten (cm(n)) auf der Grundlage von Korrelationen zwischen der komplexen Trainingssignalsequenz (p(n)) und nur dem entsprechenden realen Echosignal (Y(m(n)) zu berechnen.

2. Modem nach Anspruch 1, weiter dadurch gekennzeichnet, daß das Trainermodul eingerichtet ist, um eine komplexe Trainingssequenz anzuwenden, die periodisch ist.

3. Modem nach einem der vorangehenden Ansprüche, weiter dadurch gekennzeichnet, daß das Trainermodul eingerichtet ist, um eine komplexe Trainingssequenz anzuwenden, die die Eigenschaften besitzt, daß die Autokorrelation des realen Teils ein erster Impulszug ist und die Autokorrelatlon des imaginären Teils ein zweiter Impulszug ist.

4. Modem nach Anspruch 2 und 3, weiter dadurch gekennzeichnet, daß das Trainermodul eingerichtet ist, um eine komplexe Trainingssequenz anzuwenden, die mit einer Periode von 2L periodisch ist, wobei L eine Ganzzahl ist, und von dem ersten und zweiten Impulszug einer mit einer Periode von 2L periodisch ist und der andere mit einer Periode von L periodisch ist.

5. Modem nach Anspruch 1, weiter dadurch gekennzeichnet, daß das Trainermodul eingerichtet ist, um eine komplexe Trainingssequenz anzuwenden, die eine Periode von 2L aufweist, wobei L eine Ganzzahl ist, und die in der Form p(n) = pr(n) + jpi(n) geschrieben werden kann, wo pr(n) der reale Teil des n-ten komplexen Signalpunkts ist, pi(n) der imaginäre Teil des n-ten komplexen Signalpunkts ist, n ein Zeitindex ist und j (-1) ist, wobei p(n) die folgenden Autokorrelationseigenschaften besitzt:

wo: 2L eine zirkulare Korrelationsoperation bezeichnet,

A eine positive Konstante ist und

( )Mod 2L eine Modulo 2L Operation bezeichnet, die von der zirkularen Korrelationsoperation benutzt wird.

6. Modem nach Anspruch 1, weiter dadurch gekennzeichnet, daß das Trainermodul eingerichtet ist, um eine komplexe Trainingssequenz anzuwenden, die eine Periode von 2L aufweist, wobei L eine Ganzzahl ist, und die in der Form p(n) = pr(n) + jpi(n) geschrieben werden kann, wo pr(n) der reale Teil des n-ten komplexen Signalpunkts ist, pi(n) der imaginäre Teil des n-ten komplexen Signalpunkts ist, n ein Zeitindex ist und j gleich (-1) ist, wobei pr(n) und pi(n) die folgende Form aufweisen:

a. für 0≤n< L und

i. wenn L gerade ist, dann

und

ii. wenn L ungerade, dann

und

b. für L≤n< 2L, dann

i. pr(n) = pr(n-L), und

ii. pi(n) = -pi(n-L).

7. Modem nach Anspruch 1, weiter dadurch gekennzeichnet, daß das Trainermodul eingerichtet ist, um eine komplexe Trainingssequenz anzuwenden, die eine Periode von 2L aufweist, wobei L eine Ganzzahl ist, und die in der Form p(n) = pr(n) + jpi(n) geschrieben werden kann, wo pr(n) der reale Teil des n-ten komplexen Signalpunkts ist, pi(n) der imaginäre Teil des n-ten komplexen Signalpunkts ist, n ein Zeitindex st und j gleich (-1) ist, wobei pr(n) und pi(n) die folgende Form aufweisen:

a. für 0≤n< L

b. für L≤n< 2L

i. pr(n) = pr(n-L), und

ii. pi(n) = -pi(n-L).

wo INT[(L-1)/2] die größte Ganzzahl ist, die kleiner als oder gleich [(L-1)/2] ist.

8. Modem nach Anspruch 1, bei dem das Echosignal ein Nahecho mit einer Spanne von etwa N&sub1;T und ein Fernecho mit einer Spanne von etwa N&sub2;T umfaßt, wobei N&sub1; und N&sub2; Ganzzahlen sind und T das Symbolzeitintervall der Trainingssignalsequenz ist und das Nahecho und das Fernecho durch eine Verzögerung BT getrennt sind, wobei der Modem weiter dadurch gekennzeichnet ist, daß das Trainermodul eingerichtet ist, um eine Trainingssequenz anzuwenden, die eine periodische Sequenz mit einer Periode gleich einem ganzzahligen Vielfachen einer Variablen L ist, und dadurch, daß er weiter umfaßt: ein Rechenelement, das eingerichtet ist, um den Wert der Variablen L zu bestimmen durch:

i. Wählen einer Ganzzahl k, die nicht größer ist als (B - N&sub1;)/(N&sub1; + N&sub2;) und

ii. Setzen von L auf eine Ganzzahl, die in einem Intervall R existiert, das im wesentlichen wie folgt definiert ist:

[(B + N&sub2;)/(k + 1)] ≤R≤ [(B - N&sub1;)/k].

9. Modem nach Anspruch 8, weiter dadurch gekennzeichnet, daß die Ganzzahl k die größte Ganzzahl ist, die nicht größer als (B - N&sub1;)/ (N&sub1; + N&sub2;) ist.

10. Modem nach Anspruch 8 oder 9, weiter dadurch gekennzeichnet, daß L als die kleinste Ganzzahl gewählt wird, die in dem Intervall R existiert.

11. Modem nach einem der Ansprüche 8 bis 10, weiter dadurch gekennzeichnet, daß die Periode gleich 2L ist.

12. Modem nach einem der vorangehenden Ansprüche, bei dem das Fernecho ein Phasenrollen aufweisen kann, weiter dadurch gekennzeichnet, daß das Echokompensatormodul eingerichtet ist, um durch Spezifizieren einer Schätzung der Phasenrollfrequenz und durch Verwenden der berechneten Korrelationen gesteuert zu werden, um einen Satz von variablen Koeffizienten in dem Echokompensator zu bestimmen, und dadurch, daß der Modem weiter umfaßt: ein Rechenelement, das eingerichtet ist, um eine Differenz in der Phase zwischen einem ersten Satz und einem zweiten Satz von Echokompensator-Koeffizienten zu berechnen, wobei beide Sätze durch das Trainermodul erzeugt worden sind, der erste Satz von Echokompensator-Koeffizienten einer Zeit T&sub1; entspricht, und der zweite Satz von Echokompensator-Koeffizienten einer späteren Zeit T&sub2; entspricht, und um die berechnete Phasendifferenz durch die Zeitdifferenz, T&sub2; - T&sub1;, zu teilen, um bei der Schätzung der Phasenrollfrequenz anzukommen.

13. Modem nach Anspruch 12, weiter dadurch gekennzeichnet, daß das Rechenelement eingerichtet ist, um die berechnete Phasendifferenz als ein gewichtetes Mittel der Phasendifferenzen zwischen entsprechenden Elementen des ersten und zweiten Satzes von Echokompensator-Koeffizienten zu berechnen.

14. Verfahren zum Trainieren eines Echokompensators mit variablen Koeffizienten (cm(n)), die eingestellt werden können, um eine Schätzung eines realen Echosignals (Ym(n)) zu erzeugen, wobei das Verfahren die folgenden Schritte umfaßt:

Anlegen einer komplexen Trainingssignalsequenz (p(n)) an einen Kanal (22), wobei das Verfahren dadurch gekennzeichnet ist, daß die Kreuzkorrelation einer Sequenz des Trainingssignals (p(n)) zwischen dem realen Teil (pr(n)) und dem imaginären Teil (pi(n)) der Sequenz für alle Signalpunkte (n) der Sequenz null ist;

Empfangen eines realen Echosignals (Ym(n)) auf dem Kanal, wobei das Echosignal der komplexen Trainingssequenz (p(n)) entspricht;

Berechnen von Korrelationen zwischen der komplexen Trainingssignalsequenz ((p(n)) und nur dem entsprechenden realen Echosignal und

Einstellen der variablen Koeffizienten (cm(n)) auf der Grundlage der berechneten Korrelationen.

15. Verfahren nach Anspruch 14, weiter dadurch gekennzeichnet, daß die komplexe Trainingssequenz periodisch ist.

16. Verfahren nach Anspruch 14, weiter dadurch gekennzeichnet, daß die komplexe Trainingssequenz die Eigenschaften aufweist, daß die Autokorrelation des realen Teils ein erster Impulszug ist und die Autokorrelation des imaginären Teils ein zweiter Impulszug ist.

17. Verfahren nach Anspruch 14, weiter dadurch gekennzeichnet, daß die komplexe Trainingssequenz mit einer Periode von 2L periodisch ist, und von dem ersten und zweiten Impulszug einer mit einer Periode von 2L periodisch ist und der andere mit einer Periode von L periodisch ist, wobei L eine Ganzzahl ist.

18. Verfahren nach Anspruch 14, weiter dadurch gekennzeichnet, daß die komplexe Trainingssequenz eine Periode von 2L aufweist, wobei L eine Ganzzahl ist, und dadurch, daß die komplexe Trainingssequenz in der Form p(n) = pr(n) + jpi(n) geschrieben werden kann, wo pr(n) der reale Teil des n-ten komplexen Signalpunkts ist, pi(n) der imaginäre Teil des n-ten komplexen Signalpunkts ist, n ein Zeitindex ist und j (-1) ist, wobei p(n) die folgenden Autokorrelationseigenschaften besitzt: sonstwo

wo: 2L eine zirkulare Korrelationsoperation bezeichnet,

A eine positive Konstante ist und

( )Mod 21 eine Modulo 2L Operation bezeichnet, die von der zirkularen Korrelationsoperation benutzt wird.

19. Verfahren nach Anspruch 14, weiter dadurch gekennzeichnet, daß die komplexe Trainingssequenz eine Periode von 2L aufweist, wobei L eine Ganzzahl ist, und dadurch, daß die komplexe Trainingssequenz in der Form p(n) = pr(n) + jpi(n) geschrieben werden kann, wo pr(n) der reale Teil des n-ten komplexen Signalpunkts ist, pi(n) der imaginäre Teil des n-ten komplexen Signalpunkts ist, n ein Zeitindex ist und j gleich (-1) ist, wobei pr(n) und pi(n) die folgende Form aufweisen:

a. für 0≤n< L und

i. wenn L gerade ist, dann

und

ii. wenn L ungerade, dann

und

b. für L≤n< 2L, dann

i. pr(n) = pr(n-L), und

ii. pi(n) = -pi(n-L).

20. Verfahren nach Anspruch 14, weiter dadurch gekennzeichnet, daß die komplexe Trainingssequenz eine Periode von 2L aufweist, wobei L eine Ganzzahl ist, und dadurch, daß die komplexe Trainingssequenz in der Form p(n) = pr(n) + jpi(n) geschrieben werden kann, wo pr(n) der reale Teil des n-ten komplexen Signalpunkts ist, pi(n) der imaginäre Teil des n-ten komplexen Signalpunkts ist, n ein Zeitindex ist und j gleich (-1) ist, wobei pr(n) und pi(n) die folgende Form aufweisen:

a. für 0≤n< L

i. pr(n) = pr(n-L), und

ii. pi(n) = -pi(n-L).

21. Verfahren nach Anspruch 14, bei dem das Echosignal ein Nahecho mit einer Spanne von etwa N&sub1;T und ein Fernecho mit einer Spanne von etwa N&sub2;T umfaßt, wobei N&sub1; und N&sub2; Ganzzahlen sind und T das Symbolzeitintervall der Trainingssequenz ist und das Nahecho und das Fernecho durch eine Verzögerung BT getrennt sind, wobei das Verfahren weiter dadurch gekennzeichnet ist, daß die Trainingssequenz eine periodische Sequenz mit einer Periode gleich einem ganzzahligen Vielfachen einer Variablen L ist, und dadurch, daß das Verfahren die weiteren Schritte umfaßt: Wählen einer Ganzzahl k, die nicht größer ist als (B - N&sub1;)/(N&sub1; + N&sub2;) und Setzen von L auf eine Ganzzahl, die in einem Intervall R existiert, das im wesentlichen wie folgt definiert ist:

[(B + N&sub2;)/(k + 1)] ≤R≤ [(B - N&sub1;)/k].

22. Verfahren nach Anspruch 21, weiter dadurch gekennzeichnet, daß die Ganzzahl k die größte Ganzzahl ist, die nicht größer als (B - N&sub1;)/ (N&sub1; + N&sub2;) ist.

23. Verfahren nach Anspruch 21 oder 22, weiter dadurch gekennzeichnet, daß L als die kleinste Ganzzahl gewählt wird, die in dem Intervall R existiert.

24. Verfahren nach einem der Ansprüche 21 bis 23, weiter dadurch gekennzeichnet, daß die Periode gleich 2L ist.

25. Verfahren nach einem der Ansprüche 14 bis 24, bei dem das Fernecho ein Phasenrollen aufweisen kann, weiter dadurch gekennzeichnet, daß die Funktion des Echokompensators durch Spezifizieren einer Schätzung der Phasenrollfrequenz und durch Verwenden der berechneten Korrelationen gesteuert wird, um die Echokompensator-Koeffizienten zu bestimmen, und dadurch, daß das Verfahren weiter die Schritte umfaßt:

Berechnen der Phasendifferenz zwischen einem ersten Satz und einem zweiten Satz von Echokompensator-Koeffizienten, wobei beide Sätze von dem Trainermodul erzeugt worden sind, der erste Satz von Echokompensator-Koeffizienten einer Zeit T&sub1; entspricht, und der zweite Satz von Echokompensator-Koeffizienten einer späteren Zeit T&sub2; entspricht, und

Teilen der berechneten Phasendifferenz durch die Zeitdifferenz, T&sub2; - T&sub1;, um bei der Schätzung der Phasenrollfrequenz anzukommen.

26. Verfahren nach Anspruch 25, weiter dadurch gekennzeichnet, daß die berechnete Phasendifferenz ein gewichtetes Mittel der Phasendifferenzen zwischen entsprechenden Elementen des ersten und zweiten Satzes von Echokompensator-Koeffizienten ist.