DE69808552T2

DE69808552T2 - Zündvorrichtung

Info

Publication number: DE69808552T2
Application number: DE69808552T
Authority: DE
Inventors: Hideki Miyazaki; Yuuichi Namura; Hiroyuki Shoji
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1997-06-12
Filing date: 1998-06-12
Publication date: 2003-06-26
Anticipated expiration: 2018-06-13
Also published as: DE69808552D1; EP0884932A1; EP0884932B1

Description

Die Erfindung betrifft eine Zündvorrichtung gemäß dem Oberbegriff der unabhängigen Ansprüche. Eine derartige Zündvorrichtung ist aus der US-4,749,914 bekannt.
In letzter Zeit wird bei einer Entladungsröhre (z. B. einer Fluoreszenzlampe) ein System verwendet, das eine Gleichspannung in eine hochfrequente Wechselspannung durch die Wirkung eines Lichtstromkreises umwandelt, der durch einen Inverter gebildet ist, und das die hochfrequente Wechselspannung an eine resonante Lastschaltung anlegt, die die Entladungsröhre selbst enthält. Die resonante Lastschaltung enthält auch eine Resonanzinduktivität sowie eine Resonanzkapazität zum Einstellen einer Resonanzfrequenz. Der Lichtstromkreis dieses Typs umfasst eine Umformerschaltung, die durch zwei Leistungshalbleiterschaltelemente gebildet ist, die zwischen einem negativen und einem positiven Pol einer Halbbrückenschaltung geschaltet sind, die die hochfrequente Wechselspannung an beide Enden der resonanten Lastschaltung anlegt. Die Wellenform des durch die resonante Lastschaltung fließenden Stroms (der als Resonanzstrom bezeichnet wird) wird durch die Wirkung der Induktivität und der Kapazität in eine sinusförmige Wellenform umgewandelt. Der Resonanzstrom wird durch Änderungen der Arbeitsfrequenz des Inverters gesteuert.
Im Stand der Technik wurde zum Stabilisieren der Steuerfrequenz eines Schaltelements ein Stabilisierungsschaltkreis vorgeschlagen, die in JP-A-8-45685 beschrieben wurde. Dieser Schaltkreis weist eine Halbbrückenschaltung zum Anlegen einer Wechselspannung an die resonante Lastschaltung auf und teilt einen Teil des Resonanzstroms zwischen eine Kapazität und einen Rückkopplungstransformator auf und führt entsprechend einer Spannung auf der Sekundärseite des Rückkopplungstransformators dem Schaltelement zwischen der Hochspannungsseite und der Niederspannungsseite der Halbbrückenschaltung ein Steuersignal zu. Im Gegensatz zur normalen Fluoreszenzlampe beschreibt dieser Stand der Technik die Zündvorrichtung für eine elektrodenlose Fluoreszenzlampe zum Erzeugen von Plasma durch magnetische Kraftlinien, die von einer Erregerspule emittiert werden. Die elektrodenlose Lampe führt einen hochfrequenten Strom von mehreren Megahertz einer Erregerspule vom Solenoidtyp zu und emittiert magnetische Kraftlinien zum Erzeugen von Ionen innerhalb einer Glühbirne durch die induktive Entladung und bildet durch die Wirkung einer durch die Magnetisierungskraft entstehenden elektromagnetischen Kopplung aus diesen Ionen einen Entladungsstrom in einer endlosen Schleife (Plasma). Ein Quecksilberdampf im Plasma wird durch das elektrische Induktivfeld angeregt, um ultraviolette Strahlen auf einem fluoreszierenden Material zu zünden, mit dem die Innenseite des Rohrs beschichtet wird, auf der die Ultraviolettstrahlen in sichtbare Strahlen umgewandelt werden.
Die US-4,749,914 beschreibt ein Schaltungssystem zum Zünden und Betrieb einer Hochdruckentladungslampe, die an ein Kondensator-/Spulen-Netzwerk angeschlossen ist, das an eine Brücke angeschlossen ist, von der es über geeignet geschaltete Transistoren eine Wechselspannung empfängt.
Bei dem Gegenstand des oben erwähnten, zum Stand der Technik gehörenden japanischen Dokument wird ein Steuersignal mit der gleichen Frequenz wie der Resonanzstrom durch den Rückkopplungstransformator der Halbbrückenschaltung zugeführt. Das heißt, dass der bekannte Gegenstand ein selbsterregter Schaltkreis ist, der die Halbbrückenschaltung ohne jegliches, von außen zugeführtes Signal in Betrieb hält und somit für den Hochfrequenzbetrieb geeignet ist. Der Rückkopplungstransformator weist jedoch eine Selbstinduktivität auf, die einen Phasenunterschied zwischen dem Steuersignal und dem Resonanzstrom und darüber hinaus eine Abweichung der Frequenz des Steuersignals von einem geeigneten Wert verursacht. Der Phasenunterschied und die Frequenzabweichung können einen Fluss eines Durchlassstroms durch die Halbbrückenschaltung ermöglichen, wodurch die Verluste ungünstigerweise erhöht werden.
Die gemäß dem Stand der Technik zu steuernde elektrodenlose Fluoreszenzlampe weist eine Erregerspule auf. Die Verwendung der Erregerspule als eine Resonanzinduktivität mag zwar die Reduzierung der Teilekosten sowie die Größe der Schaltung bewirken. Das Plasma kann jedoch die Ersatzinduktivität der Erregerspule beeinflussen, was bedeutet, dass sich die Ersatzinduktivität in Abhängigkeit vom Lumineszenzzustands der Lampe ändert. Daher soll durch die vorliegende Erfindung das Problem gelöst werden, einen Lichtschaltkreis zu realisieren, der die Erregerspule der elektrodenlosen Fluoreszenzlampe als Resonanzspule nutzen kann.
Um eine Zündvorrichtung vorzuschlagen, die bei einer hohen Frequenz stabil arbeitet, von kleiner Baugröße und kostengünstig ist, weist eine Zündvorrichtung zur Beleuchtung zum Anlegen einer Wechselspannung an ein Resonanzmittel mit einer Spule und einem Kondensator entsprechend dem Schaltvorgang von zwei Leistungshalbleiterelementen, die in einer Brückenschaltung geschaltet sind und die einen Wechselstrom einer Entladungsröhre zuführen, das sowohl mit der Spule als auch mit dem Kondensator verbunden ist, ein erstes und ein zweites Spannungsabfallmittel auf, wobei das Resonanzmittel mit einem I/O-Anschluss der Brücke in Reihe geschaltet ist und wobei die Spannungen des ersten und des zweiten Spannungsabfallmittels als Signale entgegengesetzter Phase an jeden Steueranschluss der beiden Leistungshalbleiterelemente angelegt werden.
Die Aufgabe, die Erregerspule der elektrodenlosen Fluoreszenzlampe zu nutzen, kann durch Einsatz einer Brückenschaltung mit zwei Leistungshalbleiterelementen, einem Kondensator, der Erregerspule und dem ersten und dem zweiten Spannungsabfallmittel, die zwischen I/O-Anschlüssen der Brückenschaltung in Reihe geschalten sind, gelöst werden, wobei die Spannungen des ersten und des zweiten Spannungsabfallmittels durch ein erstes und ein zweites Phasenverschiebungsmittel als Signale entgegengesetzter Phase an jeden Steueranschluss der beiden Leistungshalbleiterelemente angelegt werden können.
Fig. 1 ist eine erste schematische Darstellung eines Lichtstromkreises.
Fig. 2 ist eine zweite schematische Darstellung eines Lichtstromkreises.
Fig. 3 ist eine Darstellung eines Lichtstromkreises gemäß einer ersten Ausführung.
Fig. 4 ist eine Darstellung einer ersten Ersatzschaltung einer in Fig. 3 gezeigten Gate-Schaltung.
Fig. 5 ist eine Darstellung einer zweiten Ersatzschaltung der in Fig. 3 gezeigten Gate-Schaltung.
Fig. 6 ist eine Darstellung zur Erläuterung der Funktion der in Fig. 3 gezeigten Ausführung.
Fig. 7 ist ein Diagramm, das die Beziehung zwischen einem Phasenunterschied zwischen einem Resonanzstrom und einer Gate-Spannung, die an eine Gate-Induktivität angelegt werden soll, und einer Arbeitsfrequenz.
Fig. 8 ist eine Darstellung eines Lichtstromkreises gemäß einer zweiten Ausführung.
Fig. 9 ist eine erläuternde Darstellung der Funktion der in Fig. 8 gezeigten Ausführung.
Fig. 10 ist ein drittes schematisches Diagramm eines Lichtstromkreises.
Fig. 11 ist eine Darstellung einer ersten Ersatzschaltung einer elektrodenlosen Lampe.
Fig. 12 ist eine Darstellung einer Ersatzschaltung einer elektrodenlosen Lampe vor der Zündung.
Fig. 13 ist eine Darstellung einer Ersatzschaltung einer elektrodenlosen Lampe nach der Zündung.
Fig. 14 ist ein Diagramm, das die Beziehung zwischen Frequenz und Resonanzstrom darstellt.
Fig. 15 ist eine Darstellung eines Lichtstromkreises gemäß einer dritten Ausführung.
Fig. 16 ist ein Diagramm, das die Beziehung zwischen Resonanzlastfrequenz und einem Phasenunterschied zwischen Resonanzstrom und einer Gate-Spannung darstellt.
Fig. 17 ist ein Diagramm, das die Wellenform einer Drain-Spannung Vds, einer Gate-Spannung Vg und eines Resonanzstroms IL einer Gate-Schaltung darstellt.
Fig. 18 ist eine Darstellung einer ersten Ausführung einer Gate- Schaltung.
Fig. 19 ist eine Darstellung einer zweiten Ausführung einer Gate- Schaltung.
Fig. 20 ist eine Darstellung eines Lichtstromkreises gemäß einer vierten Ausführung.
Fig. 21 ist eine Darstellung eines Lichtstromkreises gemäß einer fünften Ausführung.
Fig. 22 ist eine Darstellung zur Erläuterung der Funktion der in Fig. 21 gezeigten Ausführung.
Fig. 23 ist eine Darstellung eines Lichtstromkreises gemäß einer sechsten Ausführung.
Fig. 24 ist eine Darstellung zur Erläuterung der Funktion der in Fig. 22 gezeigten Ausführung.
Fig. 25 ist eine Darstellung eines Lichtstromkreises gemäß einer siebenten Ausführung.
Fig. 26 ist eine Darstellung eines Lichtstromkreises gemäß einer achten Ausführung.
Fig. 27 ist eine vierte schematische Darstellung eines Lichtstromkreises.
Fig. 28 ist eine fünfte schematische Darstellung eines Lichtstromkreises.
Fig. 29 ist eine sechste schematische Darstellung eines Lichtstromkreises.
Fig. 30 ist eine Darstellung eines Lichtstromkreises gemäß einer neunten Ausführung.
Fig. 31 ist eine Darstellung zur Erläuterung der Funktion der in Fig. 30 gezeigten Ausführung:
Fig. 32 ist eine Darstellung eines Lichtstromkreises gemäß einer zehnten Ausführung.
Fig. 33 ist eine Darstellung zur Erläuterung der Funktion der in Fig. 32 gezeigten Ausführung.
Fig. 34 ist eine Darstellung eines Lichtstromkreises gemäß einer elften Ausführung.
Fig. 1 zeigt einen Lichtstromkreis zum Zuführen eines Wechselstroms zu einer Entladungsröhre 16. Die Entladungsröhre 16 ist hauptsächlich für eine elektrodenlose Fluoreszenzlampe vorgesehen. Eine Spannungsquelle 15 liefert eine Gleichspannung für den Lichtstromkreis der Entladungsröhre 16. Die Spannungsquelle 15 erzeugt normalerweise eine Gleichspannung durch Gleichrichten einer Wechselspannung mittels eines Diodenbrücken-Gleichrichters. Ein Paar in Reihe geschalteter Schaltelemente Q1 und Q2 ist zwischen einer positiven und einer negativen Elektrode der Spannungsquelle 15 geschaltet, wobei ein Kontakt zwischen den Schaltelementen mit O und ein Kontakt zwischen dem Schaltelement Q2 und der negativen Elektrode der Spannungsquelle mit N bezeichnet sind. Zwischen dem Punkt O und dem Punkt N sind in Reihe geschaltete Spannungsabfallmittel Z1 und 22, eine Resonanzspule Lr und ein Resonanzkondensator Cr angeordnet, wobei der Resonanzkondensator Cr eine als Last parallel geschaltete Entladungsröhre (oder Fluoreszenzlampe) aufweist. Diese Komponenten bilden eine resonante Lastschaltung, deren Stromfrequenz durch den Wert jeder Komponente bestimmt wird. Der wechselseitige Schaltvorgang der Schaltelemente Q1 und Q2 bewirkt einen bidirektionalen Stromfluss durch die resonante Lastschaltung, durch den die Entladungsröhre gezündet wird. Das Schaltelement Q1 oder Q2 ist z. B. ein N-Kanal- MOSFET, der einen Drain-Anschluss (bzw. Senke), dem der Strom zugeführt wird, einen Source-Anschluss (bzw. Quelle), dem Strom entnommen wird, und einen Gate-Anschluss (bzw. Tor) aufweist, an den eine Steuerspannung angelegt oder von dem eine Steuerspannung entfernt wird. Das Anlegen oder das Entfernen der Steuerspannung am Gate-Anschluss ermöglicht einen Stromfluss zwischen Drain und Source oder seine Unterbrechung. Der MOSFET enthält eine integrierte Diode, die in Richtung vom Source-Anschluss zum Drain-Anschluss geschaltet ist. Die in Q1 integrierte Diode wird mit QD1 und die in Q2 integrierte Diode wird mit QD2 bezeichnet. In Fig. 1 entsprechen die Gate-Anschlüsse der Schaltelemente Q1 und Q2 den Spannungsabfallmitteln Z1 und Z2 der resonanten Lastschaltung. Die Spannung, die durch den durch Z1 und Z2 fließenden Strom der resonanten Lastschaltung erzeugt wird, wird an das Gate zum Zweck der Steuerung des Schaltvorgangs der Schaltelemente Q1 und Q2 angelegt. Die durch den Strom der resonanten Lastschaltung erzeugten Spannungen der Spannungsabfallmittel Z1 und Z2 weisen eine einander entgegengesetzte Polarität mit dem Punkt O oder dem Punkt N als Bezugswert auf, die ein abwechselndes Schalten der Schaltelemente Q1 und Q2 bewirkt. Dadurch wird die selbsterregte Ansteuerung mit der Stromfrequenz der resonanten Lastschaltung synchron gehalten.
Bei der Schaltung nach Fig. 1 wird der An- und Ausschaltzeitpunkt der Schaltelemente Q1 und Q2 durch die Spannungsabfallmittel Z1 und Z2 bestimmt. Zur Einstellung der Helligkeit der Entladungsröhre werden die Werte von Z1 und Z2 ausgewählt. Hierbei kann die Einstellung der Helligkeit der Entladungsröhre durch eine Änderung der Größe des Resonanzstroms IL erreicht werden. Wenn die Schaltfrequenz des Lichtstromkreises gegenüber der durch die Resonanzspule und den Resonanzkondensator bestimmten Resonanzfrequenz steigt, nimmt der Strom IL ab. Auf diesem Prinzip beruhend wird die Zündvorrichtung betrieben, um Licht durch Steuerung der Schaltfrequenz f abzustimmen. Um zum Beispiel den Strom IL zu reduzieren, ist es möglich, die Stromflussdauer des Schaltelements zu verkürzen und dadurch die Schaltfrequenz zu erhöhen. Wie oben erwähnt, führt das Spannungsabfallmittel in Fig. 1 eine Abstimmung der Helligkeit der Entladungsröhre durch. Fig. 2 zeigt einen anderen Lichtstromkreis, der mit Mitteln zur Helligkeitsabstimmung versehen ist. Die Teile von Fig. 2, die denen von Fig. 1 ähnlich sind, wurden im Zusammenhang mit Fig. 1 beschrieben. Daher wurde die Beschreibung dieser Teile weggelassen. In Fig. 1 sind die Gate-Anschlüsse der Schaltelemente Q1 und Q2 die Spannungsabfallmittel Z1 und Z2 der resonanten Lastschaltung, wobei in Fig. 2 zwischen den Gate-Anschlüssen der Schaltelemente Q1 und Q2 und den Spannungsabfallmitteln Z1 und Z2 Phasenverschiebungsmittel Z3 und Z4 vorgesehen sind. Die Phasenverschiebungsmittel dienen der Verzögerung oder der Beschleunigung einer Phase, wenn die Spannung der Spannungsabfallmittel zwischen Gate und Source von Q1 oder Q2 angelegt wird. Durch diese Art Verfahren wird es ermöglicht, die An- und Ausschaltzeitpunkte der Schaltelemente Q1 und Q2 wahlweise einzustellen und dadurch das Licht abzustimmen.
In Fig. 2 können die Spannungsabfallmittel Z1, Z2 oder die Phasenverschiebungsmittel Z3, Z4 beispielsweise durch einen Kondensator, eine Spule, einen Widerstand oder eine Kombination dieser Komponenten gebildet werden. Fig. 3 zeigt eine Ausführung eines konkreten Lichtstromkreises, bei der als die Spannungsabfallmittel Z1, Z2 und die Phasenverschiebungsmittel Z3, Z4 passive Elemente vorgesehen sind. Bei dieser Ausführung ist der Kondensator C1, der als Spannungsabfallmittel dient, zwischen dem Punkt O und der Resonanzspule Lr vorgesehen, und der Kondensator C2 ist zwischen der Resonanzspule Lr und dem Punkt N vorgesehen. Der Kondensator C1 ist einem Widerstand R1 parallel geschaltet, und der Kondensator C2 ist einem Widerstand R2 parallel geschaltet. Wenn der Widerstand selektiv reduziert wird, um Gleichstromkomponenten mit den Spannungen von C1 und C2 zu überlagern, wird die Spannung des Kondensators bei ähnlicher Amplitude mit der Nullspannung als Referenzwert variierbarer gemacht. Die Spule L1 und der Widerstand Rd1, die als Phasenverschiebungsmittel dienen, sind zwischen einem Ende des Kondensators C1 und einem Gate-Anschluss von Q1 in Reihe geschaltet. L1 und Rd1 verursachen eine Phasenverzögerung, wenn die Spannung von C1 zwischen dem Gate und dem Source von Q1 angelegt wird. Ebenfalls verursachen L2 und Rd2 eine Phasenverzögerung, wenn die Spannung von C2 zwischen dem Gate und dem Source von Q2 angelegt wird. Zwischen dem Gate und dem Source von Q1 sind in Reihe entgegengesetzt geschaltete Zenerdioden ZD5 und ZD6 parallel geschaltet. Ebenfalls sind zwischen dem Gate und dem Source von Q2 Zenerdioden ZD7 und ZD8 parallel geschaltet. Wenn zwischen das Gate und die Source eine zu hohe Spannung angelegt wird, verhindern diese Zenerdioden eine Beschädigung der Schaltelemente. Der MOSFET mit integrierter Zenerdiode zum Schutz vor zu hoher Spannung sind auf dem Markt erhältlich. Bei der Wahl dieses Typs des Schaltelementes können die vorhin erwähnten Zenerdioden von der Schaltanordnung entfernt werden.
Um bei der in Fig. 3 dargestellten Ausführung ein abwechselndes Schalten von Q1 und Q2 zu ermöglichen, ist es notwendig; eine Schaltung zum Starten des Schaltvorgangs vorzusehen. Die Anlassschaltung wird nachfolgend beschrieben. In der Anlassschaltung sind Widerstände Rs1, Rs2 und ein Anlasskondensator C5 zwischen einer positiven und einer negativen Elektrode der Spannungsquelle 15 in Reihe geschaltet, wobei ein Kontakt zwischen Rs1 und Rs2 mit einem Kontakt O zwischen Q1 und Q2 verbunden ist. Der Kondensator C5 wird durch die Spannungsquelle 15 auf eine Anlassspannung aufgeladen, die die Spannung dem Kondensator C5 über die Widerstände Rs1 und Rs2 zuführt. Zwischen dem Gate-Anschluss von Q2 und einem Kontakt zwischen Rs2 und C5 ist ein bidirektionaler Thyristor 17 angeordnet, der als "SIDAC" (Silicon Diode for Alternating Current) bezeichnet wird, der als Durchbruchspannungsschalter dient. Wenn in dieser Anlassschaltung die Spannung des Anlasskondensators C5 gleich der Durchbruchspannung des SIDAC 17 oder niedriger als diese ist, ist der SIDAC17 aus, wenn der Resonanzkondensator Cr durch die Spannungsquelle 15 über den Widerstand Rs1 geladen wird. Wenn die Spannung des Anlasskondensators C5 die Durchbruchsspannung erreicht, ändert das SIDAC17 seinen Aus-Zustand in einen An-Zustand, in dem die in C5 gespeicherten Ladungen zu der Kapazität zwischen dem Gate und der Source von Q2 bewegt werden. Infolge dessen wird das Schaltelement Q2 angeschaltet, so dass die im Resonanzkondensator Cr gespeicherte Spannung einen Stromfluss durch die resonante Lastschaltung ermöglicht, wodurch die Schaltelemente Q1 und Q2 mit dem abwechselnden Schaltvorgang beginnen können. Im konstanten Betriebszustand ist es für das Unterdrücken der Funktion der Anlassschaltung erforderlich, die Spannung des Anlasskondensators C5 auf das Niveau der Durchbruchspannung des SIDAC17 oder ein niedrigeres Niveau zu reduzieren. Im konstanten Betriebszustand entspricht die Spannung am Punkt O zwischen Q1 und Q2 einer Wechselspannung der positiven und der negativen Elektrode der Spannungsquelle 15. Somit kann die Zeitkonstante des Widerstands Rs2 und des Kondensators C5 derart eingestellt werden, dass die Spannung von C5 gleich der Durchbruchspannung des SIDAC17 oder niedriger als diese ist.
Nachfolgend wird die Gate-Schaltung ausführlich beschrieben. Für diese Beschreibung wird die Gate-Schaltung auf der Hochspannungsseite verwendet. Wenn die Gate-Schaltungen äquivalent dargestellt werden, kann jede Gate-Schaltung am Zustand der Zenerdiode erkannt werden, die mit jedem Schaltelement verbunden ist. Fig. 4 zeigt eine Ersatzschaltung für den Fall, wenn die Zenerdiode sich im leitenden Zustand befindet. Wenn mit R2 der Innenwiderstand der Zenerdiode bezeichnet wird, ist der Widerstand R2 mit den Phasenverschiebungsmitteln L1 und Rd1 in Reihe geschaltet. In Fig. 4 ist die Ersatzimpedanz Zg des Widerstands R2 und der Phasenverschiebungsmittel L1 und Rd1 induktiv. In diesem Fall zeigt der durch L1, Rd1 und R2 fließende Strom ig eine gegenüber der Spannung Vc1 des Kondensators mit dem Kontakt O als Bezugswert verzögerte Phase an. Wenn andererseits die Zenerdiode gesperrt ist, entspricht die Ersatzschaltung der in Fig. 5 gezeigten Schaltung. Wenn mit Ciss die Eingangskapazität von Q1 bezeichnet wird, ist Ciss mit den Phasenverschiebungsmitteln L1 und Rd1 in Reihe geschaltet. In Fig. 5 ist die Ersatzimpedanz Zg von Ciss, L1 und Rd1 kapazitiv oder induktiv, abhängig von dem Verhältnis der Größe und der Frequenz zwischen Ciss und L1, oder, wenn der Blindwiderstand von Ciss den gleichen Wert wie der von L1 aufweist, entspricht die Ersatzimpedanz dem Widerstand. Somit zeigt der durch die durch Ciss, L1 und Rd1 gebildete Impedanz Zg fließende Strom ig gegenüber der Spannung Vc1 von C1 mit dem Punkt O als Bezugswert eine beschleunigte oder verzögerte Phase oder die gleiche Phase eher an, als die Spannung Vc1 des Kondensators C1 mit dem Kontakt O als Bezugswert.
Dabei ist bei dem in Fig. 3 dargestellten Lichtstromkreis der maximale Wert des durch die resonante Lastschaltung fließenden Stroms in Anhängigkeit vom Zündzustand der Entladungsröhre 16 veränderbar. Wenn die Entladungsröhre nicht gezündet ist, wird der durch die Schaltung fließende Strom erhöht, so dass die Spannungen Vc1 und Vc2 der Kondensatoren C1 und C2 erhöht werden. Wenn mit Vz die Zenerspannung der mit Q1 verbundenen Zenerdiode bezeichnet wird, befindet sich die Zenerdiode dann, wenn Vc1 die Spannung Vz überschreitet, im leitenden Zustand, in welchem Fall die Gate-Schaltung der in Fig. 4 dargestellten Ersatzschaltung entspricht. Nach der Zündung der Entladungsröhre wird der durch die Schaltung fließende Strom reduziert, so dass die Spannungen Vc1 und Vc2 der Kondensatoren C1 und C2 entsprechend reduziert werden. Wenn Vc1 und Vc2 gleich der Spannung Vz oder niedriger als diese sind, entspricht die Gate-Schaltung der in Fig. 5 dargestellten Ersatzschaltung. Dabei ist die Spannung von Ciss gleich der zwischen dem Gate und der Source von Q1 angelegten Spannung. Die Spannung weist eine Wellenform auf, die gegenüber dem durch die Strecke L1, Rd1 und Ciss fließenden Strom um /2 [rad] verzögert ist. Wenn mit iL der durch die resonante Lastschaltung fließende Strom, mit vc die Spannung von C1 und mit vg die Spannung zwischen dem Gate und der Source bezeichnet werden, können iL, vc und vg wie folgt dargestellt werden.
iL = Im sin ωt
vc = Im z sin(ωt +Φz)
Wenn Z eine Ersatzimpedanz der in Fig. 5 dargestellten Schaltung und Zg die Impedanz von Ciss, L1 und Rd2 der in Fig. 5 dargestellten Schaltung ist, werden mit Öz der Phasenunterschied zwischen iL und vc und mit Ög der Phasenunterschied zwischen iL und vg bezeichnet. Öz ist in Abhängigkeit von den Impedanzen der Spannungsabfallmittel Z1, Z2 und der Phasenverschiebungsmittel Z3, Z4 veränderbar. Wie oben erwähnt wurde, kann Ög in Abhängigkeit von der Charakteristik der durch die Komponenten Ciss, L1 und Rd1 der Gate-Schaltung gebildeten Impedanz Zg einen positiven oder einen negativen Wert annehmen.
Nachfolgend wird die Funktion der in Fig. 3 dargestellten Schaltung in Bezug auf Fig. 6 beschrieben. Fig. 6 stellt eine Wellenform jeder Komponente der in Fig. 3 gezeigten Ausführung dar. Der Entladungsröhre 16 wird von der durch Q1, Q2 und Lr, Cr gebildeten resonanten Lastschaltung ein hochfrequenter Strom zugeführt. Unter der Annahme, dass die Flussrichtung des vom Punkt O gemäß Fig. 3 fließenden Stroms IL der resonanten Lastschaltung als positiv angesehen wird, werden während einer Periode des Stroms IL vier Betriebsmodi von Q1, Q2 und QD1, QD2 definiert. Diese Zeitabschnitte werden in Fig. 6 mit t1 bis t4 bezeichnet. Später wird jeder Betriebsmodus erläutert.
Modus 1 (Periode t1): Wenn das Schaltelement Q1 angeschaltet wird, fließt der Strom IL von der Spannungsquelle 15 durch Q1, C1, Lr, Cr und C2. Der Strom IL lädt den Kondensator Cr; wobei ein Teil des Stroms IL in die Entladungsröhre 16 abgezweigt wird. Da der Strom IL dem Kondensator C1 zugeführt wird, wird die Spannung von C1 mit Vc1 bezeichnet. Im Modus 1 weist die zwischen dem Gate und der Source des Schaltelementes Q1 eine Wellenform auf, die, als durchgezogene Linie dargestellt, gegenüber der Spannung Vc1 phasenverzögert ist. Diese Spannungswellenform zeigt an, dass eine lange Zeit vergeht, bis die Source-Spannung des Schaltelementes Q1 unter einen Schwellenwert sinkt, d. h., bis das Schaltelement Q1 ausgeschaltet wird. Wenn die Gate-Spannung gleich der Schwellenspannung des MOSFET oder niedriger als diese ist, wird Q1 ausgeschaltet.
Andererseits wird der Kondensator C2 durch IL geladen. Wenn mit Vc2 die Spannung von C2 bezeichnet wird, wird die mit der unterbrochenen Linie dargestellte Kondensatorspannung Vc2 mit dem Punkt N als Bezugswert erhöht. Die zwischen dem Gate und der Source von Q2 angelegte Spannung weist eine Spannungswellenform auf, die als durchgezogene Linie dargestellt ist, die gegenüber der Spannung Vc2 phasenverzögert ist. Diese Spannungswellenform zeigt an, dass eine lange Zeit vergeht, bis die Gate-Spannung von Q2 unter einen Schwellenwert sinkt, d. h., bis die Gate-Spannung von Q2 abgeschaltet wird. Das vorliegende System, das dem Strom durch die Wirkung von Lr und Cr eine Sinuswellenform verleiht und das Q1 entsprechend der Spannung Vc1 ausschaltet, ist durch das Ausschalten von Q1 gekennzeichnet, während der Strom seine positive Polarität beibehält. Wenn der Wert des Spannungsabfallmittels C1 gleich dem Wert des Spannungsabfallmittels C2 ist, sind die Spannungen Vc1 und Vc2, die durch den durch C1 und C2 fließenden Strom entstehen, vom Betrag her gleich, jedoch von entgegengesetzter Polarität mit dem Punkt O und dem Punkt N als Bezugswert.
Modus 2 (Periode t2): Wenn Q1 ausgeschalten wird, weist der Strom IL einen Wert mit positiver Polarität auf. Der Strom fließt weiter durch einen Abschnitt von Lr, Cr, C2, QD1 und C1. Zusätzlich wird ein Teil des Stroms IL in die Entladungsröhre 16 abgezweigt.
Der Strom IL dient dem Laden des Kondensators C2. Die Spannung Vc2 wird erhöht und die Gate-Spannung von Q2 wird mit dem Punkt N als Bezugswert erhöht. Wenn die Gate-Spannung größer als die Schwellenspannung des MOSFET oder gleich dieser ist, wird Q2 angeschaltet. Weiter ist während des Modus 2 die Strompolarität gegenüber Q2 als Bezugswert entgegengesetzt. So lange die Strompolarität konstant gehalten wird, wenn die Gate-Spannung, wie in Fig. 6 dargestellt, aufgeladen wird, wird der Stromfluss durch QD2 aufrecht erhalten. Der Modus 2 zeigt die Periode an, in der sich die Polarität des Stroms IL von der positiven in die negative Richtung ändert. Während dieser Modusperiode wird die Spannung Vc1 von C1 weiter reduziert. Dadurch wird ermöglicht, dass die Spannung Vc1 von C1 als Vorspannung in Sperrichtung verwendet wird. Somit verursacht die Gate-Spannung von Q1 kein sofortiges Durchschalten von Q mehr, so dass Q1 zuverlässig ausgeschalten werden kann.
Modus 3 (Periode t3): Wenn der Strom IL seine Polarität von einer negativen in eine positive Richtung ändert, fließt der Strom IL in Q2, das im Modus 2 durch die Gate-Spannung aktiviert wurde. Das heißt, dass der Strom IL als Entladestrom von CR durch den Abschitt von Q2, Cr, Lr und C1 fließt, wonach C2 durch den Strom IL geladen wird. Der Strom IL dient der Senkung der Spannung Vc2, derart, dass sie der Schwellenspannung des MOSFET gleich oder niedriger als diese ist und das Schaltelement Q2 ausgeschalten wird. Ähnlich wie im Modus 1 wird auch im Modus 3 das Schaltelement Q2 ausgeschalten, während der Strom IL die negative Polarität aufweist. Andererseits wird die Spannung von C1 mit dem Punkt O als Bezugswert erhöht.
Modus 4 (Periode t4): Wenn Q2 ausgeschalten ist, weist der Strom IL einen Wert mit negativer Polarität auf. Der Strom IL fließt weiter durch einen Abschnitt von Lr, C1, Q1, die Spannungsquelle 15, C2, Cr und Lr. Zusätzlich wird ein Teil des Stroms IL in die Entladungsröhre 16 abgezweigt.
Der Strom IL lädt C1. Mit der Erhöhung von Vc1 wird die Gate- Spannung von Q1 erhöht. Wenn die Gate-Spannung größer als die Schwellenspannung des MOSFET oder gleich dieser ist, wird Q1 angeschaltet. Während der Modus 4-Periode ist jedoch die Strompolarität gegenüber Q1 entgegengesetzt. So lange die Strompolarität konstant gehalten wird, wenn die Gate-Spannung aufgeladen wird, wird der Stromfluss durch QD1 aufrecht erhalten. Der Modus 4 entspricht der Periode, in der sich die Polarität des Stroms IL auf einen positiven Wert ändert. Während dieser Periode wird die Spannung Vc2 von C2 reduziert.
Wie oben erläutert wurde, wird während einer Periode des Stroms IL der Betrieb vom Modus 1 zum Modus 4 ausgeführt. Später wird dieser Vorgang wiederholt.
In Fig. 3 werden mit Ög ein Phasenunterschied der Spannung zwischen dem Gate und der Source von Q1 und Q2 und mit fs eine Betriebsfrequenz des Lichtstromkreises bezeichnet, wobei die Werte der Gate-Induktivitäten L1 und L2 als Parameter für die Phasenverschiebungsmittel dienen, deren Charakteristik in Fig. 7 dargestellt ist. Die Charakteristik wird mit Bezug auf Fig. 5 erläutert. Wenn bei der Serienschaltung, die durch Ciss, Rd1 und L1 gebildet ist, der Blindwiderstand von Ciss größer ist als der von L1, d. h., der Blindwiderstand kapazitiv ist, kommt mit einer Vergrößerung von L1 die Impedanz der Serienschaltung einem induktiven Wert näher. Der resultierende Blindwiderstand verzögert den durch die Serienschaltung fließenden Strom sowie die Gate-Spannung, die der Spannung von Ciss entspricht. Da somit der Phasenunterschied Ög der Gate- Spannung gegenüber dem resonanten Laststrom kleiner, und die Stromflussdauer des Schaltelements länger ist, ist die Schaltfrequenz niedriger. Wie oben erwähnt, ermöglicht die Verwendung der Phasenverschiebungsmittel, die An- und Ausschaltzeitpunkte von Q1 und Q2 wählbar einzustellen und somit die Betriebsfrequenz zu ändern.
Die vorhergehenden Ausführungen dienten zum Anlegen der Spannung der Spannungsabfallmittel an die Schaltelemente, damit die Schaltelemente abwechselnd den Schaltvorgang durchführen können. Andererseits ist der Lichtstromkreis, bei dem die Spannungsabfallmittel als Mittel zur Ermittlung des Resonanzstroms verwendet werden, in Fig. 8 dargestellt. Die Anordnung der resonanten Lastschaltung ist der Anordnung gemäß Fig. 1 ähnlich. Deswegen wurde ihre Beschreibung weggelassen. Die Treiberschaltung 11 auf der Hochspannungsseite zum Ansteuern von Q1 wird im Zusammenhang mit Fig. 8 beschrieben. Bei der Treiberschaltung 11 wird als Energiequelle ein Kondensator 13 mit dem Kontakt O zwischen Q1 und Q2 als Bezugswert verwendet. Durch Anschalten von Q2 wird die Spannung eines Kondensators 14 mit dem Punkt N als Bezugswert an eine Diode D 1 angelegt. Diese Methode wird als Bootstrap- System bezeichnet, das in der US 4,316,243 beschrieben ist. Ein durch die Elemente 1 und 2 gebildeter CMOS-Inverter ist zwischen einer positiven und einer negativen Elektrode des Kondensators 13 vorgesehen und dient der Zuführung seines Ausgangssignals dem Gate von Q1. Wenn das Element 1 angeschaltet wird (während das Element 2 ausgeschaltet ist), fließt durch den CMOS-Inverter ein Strom, mit dem eine Spannung an den Gate-Anschluss von Q1 angelegt wird. Dann, wenn das Element 2 angeschaltet wird (zu dieser Zeit ist das Element 1 ausgeschalten), ermöglicht der CMOS-Inverter einen Stromfluss, mit dem die Ladungen am Gate-Anschluss von Q1 entladen werden. Eine NAND-Schaltung 5 führt ein Signal einem Steueranschluss des CMOS-Inverters zu, der durch die Elemente 1 und 2 gebildet ist. Die Spannung des Kondensators C1 wird durch die Wirkung eines Komparators 6 mit einer Bezugsspannung Vref1 mit dem Kontakt O als Bezugswert verglichen. Der Ausgang des Komparators 6 ist an die NAND-Schaltung 5 angeschlossen. Der Komparator 16 wird von einer Energiequelle 15 mit einer positiven Spannung versorgt. Weiter ist mit dem Widerstand R3 ein Einschalt- und Ausschaltmittel in Reihe geschaltet, und ein Schalter S1 ist zwischen den beiden Anschlüssen des Kondensators 13 vorgesehen. Der Kontakt zwischen R3 und S1 ist mit einem Eingang der NAND- Schaltung 5 verbunden. In Fig. 8 wird der Lichtstromkreis durch Ausschalten von S1 begonnen und durch Einschalten von 51 beendet.
Die nachfolgende Beschreibung bezieht sich auf die Treiberschaltung 12 auf der Niederspannungsseite. Die Treiberschaltung 12 weist den gleichen Aufbau wie die Treiberschaltung 11 auf der Hochspannungsseite auf. Eine Energiequelle 14 wird durch einen Kondensator mit dem Punkt N als Bezugswert gebildet. Zwischen einer positiven und einer negativen Elektrode des Kondensators 14 ist ein CMOS-Inverter vorgesehen, der durch die Elemente 3 und 4 gebildet ist und dessen Ausgang mit dem Gate von Q2 verbunden ist. Dem Eingangs-Steueranschluss des durch die Elemente 3 und 4 gebildeten CMOS-Inverters wird ein Signal der NAND-Schaltung 7 zugeführt. Die Spannung des Kondensators C2 wird durch die Wirkung eines Komparators 8 mit einer Bezugsspannung Vref2 mit dem Punkt N als Bezugswert verglichen. Der Ausgang des Komparators 8 ist an die NAND-Schaltung 7 angeschlossen. Es ist erwünscht, dass die Bezugsspannung Vref 1 auf der Hochspannungsseite der Bezugsspannung Vref2 auf der Niederspannungsseite gleich ist. Zwischen den beiden Anschlüssen des Kondensators 14 ist ein Einschalt- und Ausschaltmittel vorgesehen, das mit dem Widerstand R4 und dem Schalter 52 in Reihe geschaltet ist. Der Kontakt zwischen R4 und 52 ist mit einem Eingang der NAND-Schaltung 7 verbunden. Ähnlich wie bei 51 wird der Lichtstromkreis durch Ausschalten von 52 begonnen und durch Einschalten von 52 beendet.
Die nachfolgende Beschreibung bezieht sich auf die Funktion des Lichtstromkreises in Bezug auf Fig. 9. Fig. 9 zeigt Wellenformen sämtlicher Komponenten, die in dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 8 enthalten sind. Später wird jeder Betriebsmodus mit Bezug auf Fig. 9 beschrieben.
Modus 1 (Periode t1): Wenn Q1 angeschaltet wird, fließt der Strom IL von der Spannungsquelle 15 durch Q1, C1, Lr, Cr und C2. Der Strom IL lädt den Kondensator C1 und die Spannung Vc1 wird mit dem Punkt O als Bezugswert reduziert. Die Spannung Vc1 wird durch die Wirkung des Komparators 6 mit einer Bezugsspannung Vref 1 (VHL) verglichen. Wenn die Spannung Vc1 niedriger als die Bezugsspannung Vref1 ist, wird der Ausgang des Komparators 6 von "HIGH" auf "LOW" geändert. Dieses Ausgangssignal wird von der NAND-Schaltung 5 empfangen. Dann wird das Element 2 des CMOS-Inverters aktiviert, so dass Q1 die Gate-Spannung entlädt und ausgeschalten wird. Der bis zu diesem Zeitpunkt laufende Vorgang entspricht dem Modus 1. Der Kondensator C2 wird durch den Strom IL geladen, so dass die Spannung Vc2 erhöht wird, jedoch den Wert der Bezugsspannung Vref2 (VLH) nicht erreicht. Somit bleibt Q2 ausgeschalten.
Modus 2 (Periode t2): Wenn Q1 ausgeschalten wird, weist der Strom IL einen Wert mit positiver Polarität auf, so dass der Strom weiter durch einen Abschnitt von Lr, Cr, C2, QD2 und C1 fließt. Zusätzlich wird ein Teil des Stroms IL in die Entladungsröhre 16 abgezweigt.
Der Strom IL lädt den Kondensators C2, so dass Vc2 mit dem Punkt N als Bezugswert erhöht wird. Wenn Vc2 den Wert Vref2 (VLH) erreicht, wird der Ausgang des Komparators 8 von "LOW" auf "HIGH" geändert und von der NAND-Schaltung 7 empfangen. Das Element 3 des CMOS-Inverters wird aktiviert, um die Gate-Spannung für Q2 zur Verfügung zu stellen. Während des Modus 2 ist die Strompolarität gegenüber Q2 entgegengesetzt. Wie in Fig. 8 dargestellt ist, wird, wenn die Gate-Spannung aufgeladen wird, der Stromfluss durch QD2 so lange aufrecht erhalten, wie die Strompolarität geändert wird. Die Periode, die Polarität des Stroms IL in eine negative zu ändern, entspricht dem Modus 2, während dessen die Spannung Vc2 von C2 zunehmend erhöht und die Spannung Vc1 von C1 weiter reduziert wird.
Modus 3 (Periode t3): Wenn die Polarität des Stromes IL von einem positiven in einen negativen Wert geändert wird, beginnt der Strom IL durch Q2 zu fließen, dessen Gate-Spannung im Modus 2 aufgeladen wurde. Das heißt, dass der Strom IL als Entladestrom durch Q2, C2, Cr, Lr und C1 fließt. Der Strom IL dient der Senkung der Spannung Vc2. Die Spannung Vc2 wird durch den Komparator 8 mit Vref2 (VHL) verglichen. Wenn Vc2 niedriger als Vref2 ist, wird der Ausgang des Komparators 8 von "HIGH" auf "LOW" geändert und wird dann von der NAND-Schaltung 7 empfangen. Dann wird das Element 4 des CMOS-Inverters angeschaltet, so dass das Q2 die Gate-Spannung von Q2 abbaut, und wird dann wieder abgeschaltet.
Der bis zu diesem Zeitpunkt laufende Vorgang entspricht dem Modus 3. Der Kondensator C1 wird durch den Strom IL geladen. Die Spannung Vc1 wird erhöht, erreicht jedoch nicht den Wert der Bezugsspannung Vref 1 (VLH). Somit bleibt Q1 ausgeschalten.
Modus 4 (Periode t4): Wenn Q2 ausgeschalten ist, weist der Strom IL einen Wert mit negativer Polarität auf. Die in Lr angesammelte elektromagnetische Energie dient dem Weiterfließen des Stroms IL durch einen Abschnitt von Lr, C1, QD1, die Spannungsquelle 15, C2, Cr und Lr. Zusätzlich wird ein Teil des Stroms IL in die Entladungsröhre 16 abgezweigt.
Der Strom IL lädt C1, so dass Vc1 erhöht wird. Wenn Vc1 Vref 1 (VHL) überschreitet, wird der Ausgang des Komparators 6 von "LOW" auf "HIGH" geändert und dann von der NAND-Schaltung 5 empfangen. Dann wird das Element 1 des CMOS-Inverters angeschalten, so dass die Gate-Spannung von Q1 aufgeladen wird. Während der Modus 4-Periode ist jedoch die Strompolarität gegenüber Q1 entgegengesetzt. Daher fließt, wenn die Gate-Spannung aufgeladen wird, der Strom so lange durch QD1, wie die Strompolarität geändert wird. Die Periode der Änderung des Stroms IL in einen positiven Wert entspricht dem Modus 4. Während dieser Periode wird die Spannung Vc1 von C1 zunehmend erhöht und die Spannung Vc2 von C2 weiter reduziert.
Während einer Periode des Stroms IL wird der Betrieb vom Modus 1 zum Modus 4 durchgeführt. Danach wird die Operation wiederholt.
Die nachfolgende Beschreibung bezieht sich auf das Verfahren zur Abstimmung der Helligkeit der Entladungsröhre. Es ist zum Beispiel möglich, zum Senken des Stroms IL die Stromflussdauer der Schaltelemente Q1 und Q2 zu verkürzen.
Die Bezugsspannung wird derart gesteuert, dass die Zeit, während der die Spannung des Kondensators C1 oder C2 unter den Wert der Bezugsspannung Vref (VHL) gesenkt wird, verkürzt wird. In Fig. 8 ist der Komparator 8, an der Treiberschaltung auf der Niederspannungsseite, zum Vergleichen der Spannung des Kondensators C2 mit der Bezugsspannung Vref2 sowie der Zufuhr eines Signals an die NAND-Schaltung 7 vorgesehen. Durch Erhöhung der Bezugsspannung Vref2 (VHL) über den Wert VHL bei einer normalen Beleuchtungszeit durch ein jederzeit gesendetes Abblendsignal kann die Stromflussdauer von Q2 reduziert werden. Die durch diese Methode herbeigeführte Änderung der Bezugsspannung Vref2 auf der Niederspannungsseite ermöglicht eine Lichtabstimmung.
Die im Lichtschaltkreis enthaltene resonante Lastschaltung ist eine Schaltung vom Stromresonanztyp, die die Resonanzinduktionsspule Lr und den Kondensator Cr aufweist. Wenn die Entladungsröhre 16 eine elektrodenlose Lampe ist, führt die Entladungsröhre 16 einer Erregerspule einen hochfrequenten Strom von mehreren MHz zu. Das bedeutet, dass die in der auf dem MHz-Niveau arbeitenden Hochfrequenzschaltung enthaltene Induktionsspule teuer wird. Die Erregerspule weist einen Aufbau auf, bei dem eine solenoidartige Wicklung um ein magnetisches Substrat gewickelt ist. Die Spule entspricht äquivalent der Induktionsspule. Ein Lichtschaltkreis, der als Erregerspule und Resonanzinduktionsspule der elektrodenlosen Lampe verwendbar ist, ist in Fig. 10 dargestellt. Die Entladungsröhre 16 ist als eine elektrodenlose Lampe mit einer Wicklung ausgebildet, die um ein magnetisches Substrat gewickelt ist. In Fig. 10 ist mit Lc die Ersatzimpedanz der Windung bezeichnet. Bei der elektrodenlosen Lampe können die Wicklung der Erregerspule sowie das innerhalb der Entladungsröhre erzeugte Plasma durch einen in Fig. 11 dargestellten Transformator ersetzt werden, wie in IEEE Transactions on Power Electronics Band 13, Nr. 3, S. 507 bis 516, 1997 beschrieben. In Fig. 11 entspricht die Primärwicklung des Transformators der Wicklung der Erregerspule und die Sekundärwicklung dem Plasma, wobei die Induktivität mit La und der Ersatzwiderstand mit Ra bezeichnet sind.
Wie oben beschrieben, ändert sich die Ersatzschaltung der transformatorgekoppelten elektrodenlosen Lampe vor und nach dem Betrieb des Lichtschaltkreises. Fig. 12 zeigt die Ersatzschaltung vor der Zündung. Da in der Entladungsröhre kein Plasma erzeugt wird, ist die Induktivität Lc eine reine Induktivität, die durch eine um ein magnetisches Substrat gewickelte Spule gebildet ist. Andererseits ändert sich die Ersatzschaltung nach der Zündung, da das erzeugte Plasma eine Ersatzinduktivität und einen Ersatzwiderstand darstellt, so dass die Schaltung, wie in Fig. 13 dargestellt ist, durch eine Reihenschaltung der Induktivität Ls und des Widerstands Rs gebildet ist. Die Ersatzinduktivität La des Plasmas bewirkt, dass die Induktivität Ls einen von der Induktivität gemäß Fig. 12 abweichenden Wert annimmt. Die Resonanzfrequenz der resonanten Lastschaltung vor der Zündung unterscheidet sich somit von der Resonanzfrequenz nach der Zündung. Fig. 14 zeigt eine Resonanzkurve der resonanten Lastschaltung. Wie aus Fig. 14 ersichtlich ist, ist die Ersatzinduktivität der Erregerspule nach der Zündung kleiner als vor der Zündung. Somit wird die Resonanzfrequenz fr2 nach der Zündung höher als die Resonanzfrequenz fr1 vor der Zündung.
Der Lichtstromkreis, der als Erregerspule und Resonanzinduktivität einer elektrodenlosen Lampe verwendbar ist, weist die Ersatzinduktivität der Erregerspule auf, die, wie oben erwähnt, entsprechend dem Beleuchtungszustand der Lampe geändert wird. Somit tritt im Vergleich mit der Resonanzinduktivität Lr eine große Änderung der Resonanzfrequenz der resonanten Lastschaltung auf. Das bedeutet, dass bei dem Lichtstromkreis ein Eigenerregungszustand synchron zu der Laständerung aufrecht erhalten werden soll.
Fig. 15 zeigt einen Lichtstromkreis, der als Erregerspule und Resonanzinduktivität einer elektrodenlosen Lampe verwendbar ist. In Fig. 15 sind zwischen dem Kontakt O und dem Kontakt N in Reihe geschaltete Spannungsabfallmittel C1, C2, ein Resonanzkondensator Cr und eine Erregerspule und Resonanzinduktivität Lc einer Entladungsröhre 16 angeordnet. Die Gate-Schaltungen der Schaltelemente Q1 und Q2 sind ähnlich wie bei der vorhergehenden, in Fig. 3 dargestellten Schaltung und ihre Ersatzschaltungen ähnlich denen gemäß Fig. 5 ausgebildet. Im Folgenden wird die selbsterregende Ansteuerung synchron mit der Laständerung beschrieben. Fig. 16 zeigt einen Phasenunterschied Ög zwischen dem Resonanzstrom und der Gate-Spannung im Fall einer Änderung der Resonanzfrequenz der resonanten Lastschaltung. Wie aus Fig. 16 ersichtlich, wird der Phasenunterschied Ög mit der höheren Resonanzfrequenz kleiner. Dies wird dadurch verursacht, dass wenn die aus Ciss, Rd1 und L1 bestehende Reihenschaltung eine kapazitive Impedanz Zg aufweist, die Impedanz Zg bei der Erhöhung der Frequenz einer induktiven Charakteristik näher kommt. Dies verursacht eine Verzögerung des durch die Reihenschaltung fließenden Stroms sowie eine Verzögerung der Gate-Spannung für die Spannung von Ciss. Somit wird der Phasenunterschied Ög der Gate-Spannung für den resonanten Laststrom kleiner. Bei der Änderung der Resonanzfrequenz, die durch eine Änderung der Last verursacht wird, stellt die Gate- Schaltung den Phasenunterschied zwischen dem Resonanzstrom und der Gate-Spannung automatisch ein und hält die selbsterregende Ansteuerung aufrecht. Das heißt, dass durch die Verwendung des Phasenverschiebungsmittels in der Gate-Schaltung ermöglicht wird:
1) die Anschalt- und Ausschaltzeitpunkte von Q1 und Q2 wahlweise einzustellen, wodurch die Betriebsfrequenz geändert werden kann, und
2) den Resonanzzustand aufrecht zu erhalten, wenn er durch eine Änderung der Last geändert wird.
Wenn in diesem System beide Gatespannungen der Schaltelemente Q1 und Q2 den Schwellenwertspannungen von Q1 bzw. Q2 näher kommen, kann zwischen diesen Elementen ein Kurzschluss auftreten. Oder, wenn Q1 und Q2 angeschaltet sind, wenn die Gate- Spannung eingeschaltet wird, bevor die Drain- und Source- Elektroden von Q1 und Q2 vollständig auf Potential Null gelegt werden, können Q1 und Q2 erwärmt werden. Fig. 17 zeigt das letzte Phänomen anhand der Wellenformen einer Spannung Vds zwischen Drain- und Source, einer Spannung Vg und eines Resonanzstroms Il der Gate-Schaltung auf der Hochspannungsseite. Wie aus Fig. 17 ersichtlich ist, wird das Element, wie oben erwähnt, erwärmt, wenn die Gate-Spannung Vg die Wellenform annimmt, die durch die gestrichelte Linie dargestellt ist. Wenn andererseits die Gate- Spannung derart geändert wird, dass sie durch die Verzögerung des Einschaltens der Gate-Spannung Vg die Wellenform annimmt, die durch die durchgezogene Linie dargestellt ist, ist es möglich, das Erwärmen der Elemente zu verhindern. Wenn Q1 und Q2 durch die Wellenform der Gate-Spannung mit der Verzögerung angeschaltet werden, ist es möglich, den Kurzschluss zwischen den Elementen sowie deren Erwärmen zu unterdrücken.
Fig. 18 zeigt eine Gate-Schaltung auf der Hochspannungsseite, bei der die Gate-Spannung eine Verzögerung aufweist. Die Gate- Schaltung auf der Niederspannungsseite weist den gleichen Aufbau wie die Gateschaltung auf der Hochspannungsseite auf. Deswegen wurde die Darstellung der Gate-Schaltung auf der Hochspannungsseite weggelassen. In Fig. 18 ist das Spannungsabfallmittel als ein Kondensator und das Phasenverschiebungsmittel als eine Reihenschaltung einer Induktivität und einem Widerstand ausgebildet. Daher entspricht die Anordnung soweit der Anordnung, die in Fig. 15 dargestellt ist. Zwischen dem Gate-Anschluss und dem Drain- Anschluss von Q1 ist jedoch ein Kondensator Cd 1 angeordnet. Nachfolgend wird die Funktionsweise beschrieben.
Wenn Q2 ausgeschalten ist, fließt der Resonanzstrom in eine Diode QD1 von Q1, um die Spannung zwischen dem Drain und dem Source von Q1 zu reduzieren. In dem Fall, dass ein Strom die Kapazität zwischen dem Gate und dem Source auflädt, fließt der Gate-Strom neben dem Kondensator Cd1, der den Anstieg der Gate-Spannung unterdrückt, so dass eine Verzögerung auftritt.
Wie in Fig. 18 dargestellt, zeigt Fig. 19 die Gate-Schaltung auf der Hochspannungsseite bei der die Gate-Spannung eine Verzögerung aufweist. In Fig. 19 entsprechen das Spannungsabfallmittel und das Phasenverschiebungsmittel denen, die in Fig. 15 dargestellt sind, wobei die Diode Dgl jedoch dem Widerstand Rd1 parallel geschaltet ist. Die Diode Dgl ist derart geschaltet, dass der Anodenanschluss mit dem Gate-Anschluss von Q1 und der Kathodenanschluss mit einem Punkt zwischen dem Widerstand Rd1 und L1 verbunden ist. Die Diode DgI kann auch parallel zu L1 geschaltet sein. In diesem Fall ist die Diode Dgl derart geschaltet, dass der Anodenanschluss mit einem Kontakt zwischen dem Widerstand Rd1 und L1 und der Kathodenanschluss mit einem Kontakt zwischen L1 und C1 verbunden ist. Wenn in Fig. 19 die Kapazität zwischen dem Gate und der Source geladen wird, fließt der Gate-Strom durch das Phasenverschiebungsmittel L1 und dann durch Rd1. Wenn die Kapazität zwischen dem Gate und der Source andererseits entladen wird, fließt der Strom zunächst durch die Diode Dgl und dann durch L1. Somit kann durch die Änderung der Intensität des aus der Kapazität zwischen dem Gate und der Source entladenen Stroms, d. h., durch Schalten der Impedanz der Gate-Schaltung, die Verzögerung bei der Umkehrung der Polarität der Gate-Spannung erreicht werden.
Der in Fig. 20 dargestellte Lichtstromkreis weist zwischen dem Gate- Anschluss von Q1 und einem Ende des Kondensators C1 eine Zenerdiode ZD2 und zwischen dem Gate-Anschluss von Q2 und einem Ende des Kondensators C2 eine Zenerdiode ZD3 auf und wird bei einem Anschalten und einem Ausschalten der vertikal angeordneten Schaltelemente durch eine Totzeit gesichert. Für diesen Typ der Gate-Schaltung ist der Phasenunterschied zwischen dem Resonanzstrom und der Gate-Spannung fest eingestellt. Es ist somit erwünscht, die resonante Lastschaltung mit der resonanten Induktanz Lr zu versehen, so dass die Resonanzfrequenz bei Laständerungen konstant bleibt. In Fig. 20 entspricht die Spannung, die zwischen das Gate und die Source von Q1 anzulegen ist, der Differenzspannung zwischen der Spannung Vc1 des Kondensators C1 und der Zenerspannung von ZD2. Ähnlich entspricht die Spannung, die zwischen das Gate und die Source von Q2 anzulegen ist, der Differenzspannung zwischen der Spannung Vc2 des Kondensators C2 und der Zenerspannung von ZD3. Wenn somit eines der Schaltelemente Q1 und Q2 auf angeschaltet wird, ist es erforderlich, die Gate- Spannung des anderen Schaltelementes zu reduzieren, das durch die an den Gate-Anschluss des Schaltelementes angeschlosse Zenerspannung der Zenerdiode ausgeschaltet ist, um eine Totzeit zwischen dem Zustand, in dem Q1 angeschaltet ist, und dem Zustand, in dem Q2 ausgeschaltet ist, vorzusehen.
Bei der vorhin erwähnten Ausführung werden als Spannungsabfallmittel Z1 und Z2 die Kondensatoren C1 und C2 verwendet. Alternativ kann das Spannungsabfallmittel Z1 oder Z2 als eine Induktionsspule, ein Widerstand oder eine Kombination der beiden ausgebildet sein. Figur Z1 zeigt einen Lichtstromkreis, bei dem als Spannungsabfallmittel Z1 und Z2 Widerstände R7 und R8 verwendet werden. Wenn die resonante Lastschaltung mit dem Widerstand in Reihe geschaltet ist, wird der maximale durch die Schaltung fließende Strom kleiner. Es ist somit erwünscht, den Widerstand auf einen niedrigen Wert einzustellen. Das Phasenverschiebungsmittel L1 oder Rd1 sind entsprechend der Fig. 15 angeordnet, wobei jedoch die Eingangskapazität Ciss von Q1 und die Ersatzimpedanz von L1 und Rd1 sich von denen in Fig. 15 unterscheiden.
Die nachfolgende Beschreibung ist auf die Funktionsweise der in Fig. 21 dargestellten Schaltung gerichtet unter Bezugnahme auf Fig. 22. Fig. 22 zeigt Wellenformen jedes Teiles der Gateschaltung auf der Hochspannungsseite des in Fig. 21 dargestellten Ausführungsbeispiels. In Fig. 22 bewirkt der Strom IL, der durch die resonante Lastschaltung fließt, dass der Widerstand R7 eine Spannung Vr7 mit dem Punkt O als Bezugswert erzeugt, deren Phase der Phase von IL entgegengesetzt ist. Wenn die Eingangskapazität Ciss von Q1 und die Ersatzimpedanz von L1 und Rd1 induktiv sind, weist der Strom IG1, der durch das Phasenverschiebungsmittel L1 und Rd1 fließt, gegenüber Vr7 eine Wellenform mit verzögerter Phase auf. Die Spannung, die zwischen das Gate und die Source von Q1 anzulegen ist, weist eine Wellenform auf, deren Phase gegenüber Ig1 um /2 [rad] verzögert ist. Andererseits weist die Spannung am Widerstand R8 bei der Gate-Schaltung auf der Niederspannungsseite die gleiche Phase auf, wie der Resonanzstrom IL. Die Gate-Schaltung auf der Niederspannungsseite arbeitet somit im inversen Modus gegenüber der Schaltung auf der Hochspannungsseite.
Fig. 23 zeigt einen Lichtstromkreis, bei dem als Spannungsabfallmittel Z1 und Z2 Induktionsspulen L3 und L4 verwendet werden. Wenn die Induktionsspulen mit der resonanten Lastschaltung in Reihe geschaltet werden, wird die Resonanzfrequenz der Lastschaltung durch eine Ersatzinduktivität bestimmt, die die Spannungsabfallmittel L3 und L4 enthält. Die Phasenverschiebungsmittel L1 und Rd1 entsprechen denen, die in Fig. 15 dargestellt sind. Die Ersatzimpedanz Ciss, L1 und Rd1 von Q1 weicht jedoch von der in Fig. 15 gezeigten ab.
Nachfolgend wird die Funktionsweise der in Fig. 23 dargestellten Schaltung unter Bezugnahme auf Fig. 24 beschrieben. Fig. 24 zeigt Wellenformen jedes Teiles der Gate-Schaltung auf der Hochspannungsseite, die in der in Fig. 23 dargestellten Ausführung enthalten ist. Wenn in Fig. 24 der Strom IL durch die resonante Lastschaltung fließt, weist die Spannung VL3 der Induktionsspule L3, die mit dem Punkt O als Bezugswert erzeugt wird, eine Wellenform auf, deren Phase gegenüber IL verzögert ist. Der durch die Phasenverschiebungsmittel L1 und Rd1 fließende Strom Ig1 weist eine Wellenform auf, deren Phase gegenüber VL3 verzögert ist, wenn die Ersatzimpedanz der durch Ciss, L1 und Rd1 von Q1 gebildeten Gate-Schaltung induktiv ist. Die Spannung, die zwischen das Gate und die Source von Q1 anzulegen ist, weist eine Wellenform auf, deren Phase gegenüber Ig1 um /2 [rad] verzögert ist. Andererseits weist die Spannung am Widerstand R8 bei der Gate-Schaltung auf der Niederspannungsseite die gleiche Phase auf, wie der Resonanzstrom IL. Die Gate-Schaltung auf der Niederspannungsseite arbeitet somit im inversen Modus gegenüber der Gate-Schaltung auf der Hochspannungsseite.
Fig. 25 zeigt eine Ausführung, bei der die vorliegende Erfindung bei einem bekannten Lichtstromkreis verwendet wird, der in JP-A-8- 45685 offenbart ist. In Fig. 25 ist ein Paar von in Reihe geschalteten Schaltelementen Q1 und Q2 zwischen einer positiven und einer negativen Elektrode der Spannungsquelle 15 geschaltet. Eine Resonanzspule Lr, ein Resonanzkondensator Cr und eine Wicklung T3 sind zwischen einem Kontakt O zwischen diesen Schaltelementen und einem Kontakt N zwischen Q2 und der negativen Elektrode der Spannungsquelle 15 in Reihe geschaltet.
Eine Entladungsröhre 16 ist den Elementen Cr und T3 als Last parallel geschaltet. Die Wicklung T 1 oder T2 ist über das Phasenverschiebungsmittel Z3 oder Z4 zwischen das Gate und die Source von Q1 oder Q2 angeschlossen. Die in Reihe entgegengesetzt geschalteten Zenerdioden sind parallel zu Q1 geschaltet. Die Wicklung T1 weist gegenüber T2 eine entgegengesetzte Polarität auf. Die Wicklungen T 1 und T2 sind mit einer Wicklung T3 magnetisch gekoppelt. Die Wicklung T3 sensiert den durch die resonante Lastschaltung fließenden Strom und führt ihn zu den Wicklungen T1 und T2 zurück, um den Schaltvorgang von Q1 und Q2 durchzuführen. Das an den Gate-Anschluss von Q1 oder Q2 angeschlossene Phasenverschiebungsmittel Z3 oder Z4 weist eine Impedanz einer Kapazität, einer Induktivität, eines Widerstandes oder einer Kombination von diesen auf. Durch die Wahl der Größe der Impedanz werden die Anschalt- und Ausschaltzeitpunkte von Q1 und Q2 wahlweise eingestellt, um die Betriebsfrequenz zu verändern. Um eine Totzeit zwischen dem Anschalten und dem Ausschalten der vertikal angeordneten Schaltelemente vorzusehen ist es erwünscht, die vorhin erwähnte Gate-Schaltung zu verwenden, die in Fig. 18, Fig. 19 oder Fig. 20 dargestellt ist.
Fig. 26 zeigt eine Ausführung, bei der die vorliegende Erfindung in einem Lichtstromkreis eingesetzt wird, der als Erregerspule und Resonanzinduktivität der elektrodenlosen Lampe verwendbar ist. In Fig. 26 sind ein Resonanzkondensator Cr, sowie eine Erregerspule und eine Resonanzinduktivität Lc der Entladungsröhre 16 zwischen den Kontakten O und N in Reihe geschaltet. Eine Reihenschaltung eines Kondensators Ct und einer Wicklung T3 ist zwischen beiden Enden von Cr geschaltet. Der Aufbau der Gate-Schaltung von Q1 oder Q2 entspricht dem, der in Fig. 25 dargestellt ist. Somit ist die Beschreibung der Gateschaltung weggelassen. Bei der in Fig. 26 gezeigten resonanten Lastschaltung wird, wie oben erwähnt, die Ersatzinduktivität der Erregerspule entsprechend dem Beleuchtungszustand der Lampe geändert. Somit wird die Resonanzfrequenz der resonanten Lastschaltung im Vergleich mit der Verwendung der Resonanzinduktivität erheblich geändert. Das heißt, wenn die Laständerung den Resonanzzustand ändert, dient das Phasenverschiebungsmittel Z3 oder Z4, das an den Gate-Anschluss angeschlossen ist, der Veränderung der Impedanz, um die selbsterregende Ansteuerung fortzusetzen.
Fig. 27 zeigt ein Ausführungsbeispiel, bei der der Lichtstromkreis eingesetzt wird, der als Erregerspule und Resonanzinduktivität der elektrodenlosen Lampe verwendbar ist, ein N-Kanal-Schaltelement auf der Hochspannungsseite und ein P-Kanal-Schaltelement auf der Niederspannungsseite aufweist. Zwischen den Kontakten O und N sind ein Spannungsabfallmittel Z1, ein Resonanzkondensator Cr, sowie eine Erregerspule und eine Resonanzinduktivität Lc der Entladungsröhre 16 in Reihe geschaltet. Das Phasenverschiebungsmittel Z3 ist zwischen einem Ende des Spannungsabfallmittels Z1 und dem Gate-Anschluss von Q1 angeschlossen. Das Phasenverschiebungsmittel Z4 ist zwischen einem Ende des Spannungsabfallmittels Z1 und dem Gate-Anschluss von Q2 angeschlossen. Die Spannung von Z1 wird an die Gate-Anschlüsse von Q1 und Q2 über Z3 und Z4 angelegt. Um eine Beschädigung der Schaltelemente im Falle des Anlegens einer zu hohen Spannung zwischen das Gate und die Source von Q1 oder Q2 zu verhindern ist es möglich, eine mit Q1 oder Q2 in Reihe entgegengesetzt geschaltete Zenerdiode vorzusehen. Wie oben erwähnt, können die Spannungsabfallmittel, die an die resonante Lastschaltung angeschlossen sind, durch Anordnung eines P-Kanal-Schaltelementes auf der Niederspannungsseite und einer komplementären Ausführung des Lichtstromkreises gemeinsam als Gate-Schaltungen der vertikalen Schaltelemente verwendet werden. Im Vergleich mit der Niederspannungsseite, die durch ein N-Kanal-Schaltelement gebildet wird, wird die Anzahl der Teile auf der Niederspannungsseite des P-Kanal-Schaltelementes reduziert, was sich in einer Kostensenkung auswirkt. Wenn in der resonanten Lastschaltung zwei Spannungsabfallmittel Z1 und Z2 vorgesehen sind, muß berücksichtigt werden, dass die Änderung der Teile den vertikalen Schaltvorgang ausserhalb des Gleichgewichtszustands aufrecht erhalten kann. Dieses Problem kann durch Reduzieren der Anzahl der Spannungsabfallmittel auf Eins gelöst werden. Die in Fig. 27 dargestellte resonante Lastschaltung kann sowohl als Erregerspule als auch als Resonanzinduktivität der elektrodenlosen Lampe verwendet werden. Alternativ kann bei der resonanten Lastschaltung eine zusätzliche Resonanzinduktivität vorgesehen werden.
Die vorhergehende Ausführung bezog sich auf einen Lichtstromkreis zum Zuführen eines Wechselstroms einer Lastschaltung vom Stromresonanztyp, die mit der Resonanzinduktivität Lr und dem Kondensator Cr versehen ist, durch die Wirkung des abwechselnden Schaltvorgangs des Paares von in Reihe geschalteten Schaltelementen Q1 und Q2. Andererseits ist in Fig. 28 ein Lichtstromkreis zum Zuführen einer elektrischen Energie einer resonanten Lastschaltung durch die Wirkung eines Schaltelementes dargestellt. Der in Fig. 28 dargestellte Lichtstromkreis kann sowohl als Erregerspule als auch als Resonanzinduktivität der elektrodenlosen Lampe verwendet werden. Zwischen einer positiven und einer negativen Elektrode einer Spannungsquelle 15 sind eine Induktivität Lr und ein Kondensator Cp vorgesehen, die in Serie geschaltet sind. Das Schaltelement Q1 ist zwischen beiden Enden des Kondensators Cp geschaltet. Wenn angenommen wird, dass mit O ein Kontakt zwischen Lr und Cp und mit N ein Kontakt zwischen Q2 und der negativen Elektrode der Spannungsquelle bezeichnet werden, sind zwischen dem Kontakt O und dem Kontakt N das Spannungsabfallmittel Z1, der Resonanzkondensator Cr und die Erregerspule und die Resonanzinduktivität Lc der Entladungsröhre 16 in Reihe geschaltet. In Fig. 28 ist zwischen einem Gate-Anschluss des Schaltelementes Q1 und dem Spannungsabfallmittel Z1 ein Phasenverschiebungsmittel Z3 vorgesehen. Die Aufgabe dieses Phasenverschiebungsmittels besteht darin, eine Phase zu verzögern oder zu beschleunigen, wenn die Spannung des Spannungabfallmittels zwischen das Gate und die Source von Q1 angelegt wird, um die Anschalt- und Ausschaltzeitpunkte von Q1 wahlweise einzustellen. Um eine Beschädigung der Schaltelemente durch Anlegen einer zu hohen Spannung zwischen das Gate und die Source von Q1 zu verhindern, ist es möglich, eine mit Q1 in Reihe entgegengesetzt geschaltete Zenerdiode vorzusehen. In Fig. 28 können das Spannungsabfallmittel Z1 und das Phasenverschiebungsmittel Z3 z. B. durch einen Kondensator, eine Spule, einen Widerstand oder deren Kombination gebildet werden. Wenn bei der in Fig. 28 dargestellten resonanten Lastschaltung eine Resonanzspule verwendet wird, sind das Spannungsabfallmittel Z1, die Resonanzspule Lr und der Resonanzkondensator Cr zwischen den Punkten O und N in Reihe geschaltet. Die Entladungsröhre 16 ist dem Cr parallel geschaltet.
Fig. 28 zeigt einen Lichtstromkreis mit einem einzigen N-Kanal- Schaltelement, während Fig. 29 einen Lichtstromkreis mit einem P- Kanal-Schaltelement darstellt. In Fig. 29 sind ein Kondensator Cp und ein Schaltelement Q1, die in Reihe geschaltet sind, zwischen einer positiven und einer negativen Elektrode einer Spannungsquelle 15 geschaltet. Zwischen beiden Enden von Cp ist eine Reihenschaltung des Spannungsabfallmittels Z1, eines Resonanzkondensators Cr sowie einer Erregerspule und einer Resonanzinduktivität Lc der Entladungsröhre 16 angeordnet. Das Phasenverschiebungsmittel Z3 ist zwischen dem Gate-Anschluss des Schaltelements Q1 und dem Spannungsabfallmittel Z1 geschaltet. Weiter kann eine Zenerdiode zwischen dem Gate und der Source von Q1 in Reihe entgegengesetzt geschaltet sein. Wenn bei der in Fig. 29 dargestellten resonanten Lastschaltung die Resonanzspule verwendet wird, sind das Spannungsabfallmittel Z1, die Resonanzspule Lr und der Resonanzkondensator Cr zwischen beiden Enden von Cp in Reihe geschaltet. Die Entladungsröhre 16 ist dem Cr parallel geschaltet.
Bei dem oben erwähnten Ausführungsbeispiel ist das Spannungsabfallmittel mit der resonanten Lastschaltung in Reihe geschaltet und das Schaltelement wird entsprechend der Spannung angesteuert, die durch den Resonanzstrom erzeugt wird. Andererseits bezieht sich die folgende Beschreibung auf ein Ausführungsbeispiel, bei dem die Schaltelemente und die integrierten Dioden durch die Spannung angesteuert werden, die durch den Resonanzstrom erzeugt wird, nur dann, wenn sie angeschaltet sind.
Bei dem in Fig. 30 dargestellten Ausführungsbeispiel führt eine Wechselstromquelle AC einen Wechselstrom einer Gleichrichterschaltung zu, die durch eine Diodenbrücke gebildet ist, über einen Wechselstromfilter, der aus einer Induktivität Lf und einer Kapazität Cf besteht. Der Gleichstrom wird einer Spannungsquelle 15 zugeführt. Die Spannungsquelle 15 erzeugt aus dem Gleichstrom eine Gleichspannung. Ein Drain-Anschluss von Q1 ist mit einer positiven Elektrode der Spannungsquelle verbunden. Als Spannungsabfallmittel ist zwischen den Source-Anschluss von Q1 und den Drain- Anschluss von Q2 ein Kondensator C1 geschaltet. Ein Kontakt zwischen C1 und Q2 ist mit O bezeichnet. Der Kondensator C1 ist einem Widerstand R1 parallel geschaltet. Weiter ist ein Kondensator C2 zwischen den Source-Anschluss von Q2 und eine negative Elektrode der Spannungsquelle 15 geschaltet. Der Kontakt zwischen Q2 und der negativen Elektrode der Spannungsquelle 15 ist mit N bezeichnet. Wie C1 ist der Kondensator C2 einem Widerstand R2 parallel geschaltet. Zwischen den Kontakten O und N ist eine Reihenschaltung einer Resonanzinduktivität und eines Resonanzkondensators Cr geschaltet. Cr ist eine Entladungsröhre 16 parallel geschaltet. Wenn die Entladungsröhre eine elektrodenlose Lampe ist, kann die in Fig. 30 dargestellte Induktivität Lr als Erregerspule und Resonanzspule verwendet werden.
Zwischen dem Drain-Anschluss und dem Source-Anschluss von Q1 ist ein Kondensator C3 parallel geschaltet. Zwischen dem Gate- Anschluss und dem Ausgang O sind ein Gate-Widerstand R5 und ein Kondensator 13 in Reihe geschaltet. Wie bei Q1 ist auch zwischen dem Drain-Anschluss und dem Source-Anschluss von Q2 ein Kondensator C4 parallel geschaltet. Ein Gate-Wiederstand und ein Kondensator 14sind zwischen dem Gate-Anschluss und dem Kontakt N in Reihe geschalten. Der Kondensator 14 ist einer Zenerdiode ZD1 parallel geschaltet. Weiter ist ein Widerstand Rs3 mit einem Punkt zwischen der Induktivität Lf und der Kapazität Cf verbunden, die mit der Kathode der Diode ZD1 in Reihe geschaltet sind. Hierbei steuert die Spannung des Kondensators 14 Q2 derart an, dass die Zenerspannung der Diode ZD1 unabhängig von der Größe der Wechselspannung konstant gehalten werden kann. Weiter dient die Spannung des Kondensators 13 der Ansteuerung von Q1. Der Kondensator 13 wird durch die Spannung des Kondensators C14 entladen. Wenn Q2 angeschaltet wird, wird die Spannung des Kondensators C14 mit dem Punkt N als Bezugswert über die Diode D1 an den Kondensator 13 angelegt.
Die nachfolgende Beschreibung bezieht sich auf die Funktionsweise der erwähnten Schaltung im Zusammenhang mit Fig. 31. Fig. 31 zeigt Wellenformen sämtlicher Komponenten, die in der Schaltung gemäß dem in Fig. 30 gezeigten Ausführungsbeispiel enthalten sind. Der Strom IL der resonanten Schaltung wird unter der Annahme definiert, dass die Flussrichtung des Stroms IL der resonanten Schaltung von dem in Fig. 30 dargestellten Punkt O positiv ist. Bei dieser Definition werden während einer Periode des Stroms IL an Q1, A2, QD1 und QD2 vier Betriebsmodi durchgeführt. Die Zeitabschnitte der Modi werden mit t1 bis t4 bezeichnet. Nachfolgend wird jeder Betriebsmodus beschrieben.
Modus 1 (Periode t1): Wenn Q1 angeschaltet wird, verursacht die Spannungsquelle 15 einen Fluss des Stroms IL durch einen Abschnitt von Q1, C1, Lr und Cr. Der Strom IL lädt den Kondensator Cr und wird auch teilweise in die Entladungsröhre 16 abgezweigt. Weiter wird der Kondensator C1 durch den Strom IL geladen. Die im Modus 1 zwischen das Gate und die Source von Q1 angelegte Spannung entspricht einer Differenzspannung zwischen der Spannung des Kondensators 13 und Vc1. Mit der Erhöhung von Vc1 wird die Gate-Spannung von Q1 reduziert. Wenn die Gate-Spannung gleich der Schwellenspannung des MOSFET oder niedriger als diese ist, wird Q1 ausgeschalten.
Während dieses Zeitabschnitts wird der Kondensator C2 durch die Wirkung des Widerstandes R2 entladen. Wie in Fig. 31 dargestellt ist, wird die Spannung Vc2 von C2 schrittweise vermindert.
Dem Q1 ist ein Kondensator C3 parallel geschaltet, während auch dem Q2 ein Kondensator C4 parallel geschaltet ist. Wenn Q1, wie in Fig. 9 gezeigt, ausgeschalten ist, fließt durch C3 ein Strom IL/2 und ein Spannungsanstieg dV/dt zwischen Drain und Source von Q1 wird durch IL/2C3 begrenzt. Gleichzeitig wird C4 durch den Fluß des Stroms IL/2 entladen und dV/dt beim Spannungsabfall von Q2 ähnlich durch IL/2C4 begrenzt. Während des Schaltvorgangs kann dV/dt Elektronenübergangsgeräusche und Strahlungsgeräusche verursachen. Bei dieser Ausführung ist es jedoch möglich, dieses Problem durch ein "weiches" Schalten zur Unterdrückung von dV/dt zu reduzieren. Weiter ist eine Wellenform von Q1, die am Ende der Periode t1 erscheint, mit einem Kreiszeichen gekennzeichnet. Zu diesem Zeitpunkt ist die Spannung von Q1 im wesenlichen gleich Null. Das bedeutet, dass kein Schaltverlust existiert, der entstehen könnte, wenn der Strom durch Q1 mit seiner Spannung überlagert wird. Das weiche Schalten bewirkt eine Reduzierung des Schaltverlustes.
Während des Betriebs fließt der in C3 gespeicherte Strom in C1 und die Gate-Spannung von Q1 wird weiter reduziert, so dass Q1 stabil ausgeschalten bleibt. Andererseits lädt der beim Entladen des Kondensators C4 fließende Strom den Kondensator C2 in umgekehrter Richtung, so dass Vc2 weiter reduziert wird.
Modus 2 (Periode t2): Wenn Q1 ausgeschalten wird, weist der Strom IL einen Wert mit positiver Polarität auf. Der Strom fließt weiter durch einen Abschnitt von Lr, Cr, C2 und QD2. Ein Teil des Stroms IL wird in die Entladungsröhre 16 abgezweigt.
Der Strom IL lädt den Kondensator C2 in umgekehrter Richtung, so dass Vc2 reduziert wird. Ähnlich wie bei Q1 entspricht die Spannung, die zwischen das Gate und die Source von Q2 angelegt werden soll, der Differenzspannung zwischen der Spannung des Kondensators 14 und Vc2. Mit einer Reduzierung von Vc2 wird die Gate- Spannung von Q2 erhöht. Wenn die Gate-Spannung höher als die Schwellenspannung des MOSFET oder gleich dieser ist, wird Q2 angeschaltet. Während der Modus-2-Periode weist der Strom eine entgegengesetzte Polarität auf, wenn von Q2 aus betrachtet. Wie in Fig. 31 dargestellt ist, wird beim Anlegen der Gate-Spannung der Stromfluss durch QD2 so lange aufrecht erhalten, so lange die Strompolarität konstant bleibt. Der Zeitabschnitt der Änderung der Polarität des Stroms IL in eine negative Polarität entspricht dem Modus 2, während dessen das Laden von C2 in umgekehrter Richtung fortgesetzt wird, so dass Vc2 reduziert werden kann.
Während des Modus 2 wird der Kondensator C1 durch den Widerstand R1 entladen, so dass Vc1 zunehmend reduziert wird.
Modus 3 (Periode t3): Wenn die Polarität des Stroms IL von einem positiven in einen negativen Wert geändert wird, wird ein Fluss des Stroms IL durch Q2 aufrecht erhalten, dessen Gate-Spannung im Modus 2 aufgeladen wurde. Das heißt, dass der Strom IL als Entladestrom durch einen Abschnitt von Q2, C2, Cr und Lr fließt. C2 wird durch den Strom IL geladen. Vc2 wird durch IL erhöht. Wenn die Gate-Spannung gleich der Schwellenspannung des MOSFET oder höher als diese ist, wird Q2 ausgeschalten. Ähnlich wie im Modus 1 wird Q2 im Modus 3 ausgeschalten, wenn die Polarität des Stroms IL negativ ist.
Während des Modus 3 wird der Kondensator C1 durch den Widerstand R1 entladen, so dass Vc1 zunehmend reduziert wird.
Wenn Q2 ähnlich wie Q1 ausgeschalten wird, verursachen die Kondensatoren C3 und C4, die Q1 und Q2 parallel geschaltet sind, einen Fluss des Stroms IL/2 durch C4. Dann wird der Spannungsanstieg dV/dt zwischen Drain und Source von Q2 durch IL/2C4 begrenzt. Zu einer Zeit verursacht der Fluss des Stroms IL/2 ein Entladen von C3. Ähnlich wie bei Q2 wird dV/dt beim Spannungsabfall von Q1 durch IL/2C3 begrenzt. Die Stromwellenform von Q2, die am Ende der Periode t3 erscheint, ist mit einem Kreiszeichen gekennzeichnet. Zu diesem Zeitpunkt entspricht die Spannung von Q2 im wesenlichen Null. Das bedeutet, dass kein Schaltverlust existiert, der entstehen könnte, wenn der Strom durch Q2 mit seiner Spannung überlagert wird.
Während des vorangegangenen Betriebs lädt der in C4 gespeicherte Strom C2, und die Gate-Spannung von Q2 wird weiter reduziert. Q2 kann somit stabil ausgeschaltet werden. Der in C3 geladene Strom lädt den Kondensator C1 in umgekehrter Richtung, so dass Vc1 weiter reduziert wird.
Modus 4 (Periode t4): Wenn Q2 ausgeschaltet wird, weist der Strom IL einen Wert mit negativer Polarität auf. Durch die in Lr angesammelte elektromagnetische Energie fließt der Strom weiter durch einen Abschnitt von Lr, C1, QD1, die Spannungsquelle 15, Cr und Lr. Zusätzlich wird ein Teil des Stroms IL in die Entladungsröhre 16 abgezweigt.
Durch die Wirkung des Stroms IL wird der Kondensator C1 in umgekehrter Richtung geladen, so dass Vc2 reduziert und die Gate- Spannung von Q1 erhöht wird. Wenn die Gate-Spannung höher als die Schwellenspannung des MOSFET oder gleich dieser ist, wird Q1 angeschaltet. Während der Modus-4-Periode weist der Strom eine entgegengesetzte Polarität auf, wenn von Q1 aus betrachtet. Wenn die Gate-Spannung aufgeladen wird, wird der Stromfluss so lange aufrecht erhalten, wie die Strompolarität konstant bleibt. Der Zeitabschnitt der Änderung der Polarität des Stroms IL in eine positive Polarität entspricht dem Modus 4. Während dieser Periode wird das Laden von C1 in umgekehrter Richtung fortgesetzt, so dass Vc1 reduziert wird. Weiter wird während der Modus-4-Periode der Kondensator C2 durch den Widerstand R2 entladen, so dass Vc2 schrittweise reduziert wird.
Die Widerstände R1 und R2 sind den Kondensatoren C1 und C2 parallel geschaltet und fügen der Spannung der Kondensatoren eine Vorspannung hinzu. Dadurch wird die Gate-Spannung des MOSFET reduziert, wodurch ein Totzeitintervall zwischen dem Anschalt- und dem Ausschaltzustand der vertikal angeordneten Schaltelemente entsteht. Weiter wird durch die Senkung der Spannung des Kondensators, während der Schalter ausgeschalten ist, möglich, die Anschaltzeiten der vertikal angeordneten Schalter einzustellen.
Wie oben erwähnt, werden während einer Periode des Stroms IL die Vorgänge der Modi 1 bis 4 durchgeführt. Später werden diese Vorgänge wiederholt.
Bei dem vorliegenden System werden Q1 und Q2 entsprechend den Kondensatorspannungen Vc1 und Vc2 mit dem Nachteil ausgeschalten, dass die Stromleistung reduziert wird, wenn die Gate- Spannungen von Q1 und Q2 reduziert werden und sich dem Wert Null nähern. Das bedeutet, dass der Durchlasswiderstand steigt. Insbesondere in einem Fall, in dem die Ansteuerfrequenz mehrere 10 kHz beträgt, ist es erwünscht, eine ausreichend hohe Gate- Spannung anzulegen, um den Anstieg der Durchlasswiderstände von Q1 und Q2 zu verhindern, wenn der Schaltverlust von Q1 und Q2 größer als ein konstanter Verlust ist. Daher ist ein Ausführungsbeispiel zur Lösung eines Problems dieser Art in Fig. 32 dargestellt.
Der Aufbau der resonanten Lastschaltung, die in der in Fig. 32 dargestellten Ausführung enthalten ist, entspricht dem, der in der in Fig. 30 dargestellten Ausführung enthalten ist. Deswegen ist seine Beschreibung weggelassen. Wie aus Fig. 32 ersichtlich, ist der Gate- Anschluss von Q1 mit dem Drain-Anschluss des MOSFET 53 verbunden, wobei ein Widerstand R7 zwischen dem Source-Anschluss von Q1 und dem Gate-Anschluss von Q2 geschaltet ist. Der Source- Anschluss von 53 ist mit einem Kontakt O verbunden. Der Aufbau der Treiberschaltung von Q2 entspricht dem von Q2. Der Gate- Anschluss von Q2 ist mit dem Dram-Anschluss des MOSFET 54 verbunden, wobei ein Widerstand R8 zwischen dem Source- Anschluss von Q2 und dem Gate-Anschluss von 54 geschaltet ist. Der Source-Anschluss von 54 ist mit einem Kontakt N verbunden.
Der Betrieb des in Fig. 32 dargestellten Ausführungsbeispiels wird im Zusammenhang mit Fig. 33 erläutert. Fig. 33 zeigt Wellenformen sämtlicher Teile von Fig. 32.
Wenn zunächst Q1 angeschaltet wird, bewirkt die Spannungsquelle 15 einen Fluss des Stroms IL durch einen Abschnitt von Q1, C1, Lr und Cr. Der Strom 1L lädt den Kondensator C1. Wenn Vc1 eine Schwellenspannung des MOSFET 53 überschreitet, wird 53 angeschaltet. Dadurch wird die Gate-Spannung von Q1 über 53 und C1 entladen und die Spannung Vc1 mit entgegengesetzter Polarität zwischen die Source und das Gate angelegt. Dadurch wird verhindert, dass Q1 durch ungünstige Faktoren wie Geräusche wieder angeschaltet wird, so dass es möglich ist, Q1 stabil auszuschalten.
Wenn Q1 anschließend ausgeschalten wird, beginnt der gleiche Vorgang wie im Modus 2, der im Zusammenhang mit Fig. 30 und 31 beschrieben wurde. Die Beschreibung hierzu entspricht der vorhergehenden Beschreibung. Deswegen wurde sie weggelassen.
Wenn die Polarität des Stroms IL von einer positiven in eine negativen Polarität geändert wird, fließt der Strom IL durch Q2. Das heißt, dass der Strom IL als Entladestrom durch einen Abschnitt von Q2, C2, Cr und Lr fließt, wobei C2 durch IL geladen wird. IL dient der Erhöhung von Vc2. Wenn Vc2 die Schwellenspannung des MOSFET 54 überschreitet, wird 54 angeschaltet. Dadurch wird die Gate- Spannung von Q2 über 54 und C2 entladen und die Spannung Vc2 zwischen die Source und das Gate von Q2 in umgekehrt vorgespannter Weise angelegt, wodurch Q2 ausgeschalten wird. Diese Periode entspricht dem Modus 3.
Wenn Q2 ausgeschaltet wird, beginnt der gleiche Betrieb, wie in dem Modus, der in Bezug auf Fig. 30 und 31 beschrieben wurde. Die Beschreibung des Betriebs in dieser Periode entspricht der vorhergehenden Beschreibung. Deswegen wurde sie weggelassen.
Der vorhergehende Betrieb wird während einer Periode des Stroms IL durchgeführt. Danach wird er wiederholt.
Ein Lichstromkreis vom Spannungsresonanztyp, bei dem ein Schaltelement verwendet wird, ist in Fig. 34 dargestellt. Wie in Fig. 34 gezeigt wird, ist zwischen der positiven Elektrode der Spannungsquelle 15 und dem Drain-Anschluss des Schaltelementes Q2 ein Resonanzkondensator Cp geschaltet. Weiter ist zwischen beiden Enden des Kondensators Cp eine Reihenschaltung einer Resonanzinduktivität Lr mit einem Resonanzkondensator Cr vorgesehen. Dem Resonanzkondensator Cr ist als Last eine Entladungsröhre 16 parallel geschaltet. Eine resonante Lastschaltung ist nicht auf das Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 34 beschränkt. Lr kann als Erregerspule und Resonanzinduktivität einer elektrodenlosen Lampe verwendet werden. Zwischen dem Source-Anschluss von Q2 und der negativen Elektrode der Spannungsquelle 15 ist ein Kondensator C2 geschaltet. Ein Widerstand R2 ist parallel zu C2 geschaltet. Weiter ist der Widerstand R2 parallel zu C2 geschaltet. Weiter ist der Kondensator C4 zwischen dem Drain- und dem Source-Anschluss von Q2 geschaltet. Die negative Elektrode der Spannungsquelle 15 sei als Punkt N bezeichnet, wobei ein Gate-Widerstand R6 und ein Kondensator 14 zwischen dem Gate-Anschluss und dem Punkt N in Reihe geschaltet sind, während dem Kondensator 14 eine Zenerdiode ZD1 parallel geschaltet ist. Weiter ist ein Widerstand Rs3 zwischen der Kathode der Diode ZD1 und einem Punkt zwischen einer Induktivität Lf und einer Kapazität Cf geschaltet, die in Reihe geschaltet sind.
Nachfolgend wird der Betrieb der in Fig. 34 dargestellten Schaltung erläutert. Wenn zunächst Q2 angeschaltet wird, bewirkt die Spannungsquelle 15 einen Fluss des Stroms IL durch Lr, Cr, Q2 und C2, so dass der Kondensator C2 geladen wird. Während dieser Periode entspricht die zwischen dem Gate und der Source anzulegende Spannung der Differenzspannung zwischen der Spannung des Kondensators 14 und Vc2. Mit einer Erhöhung von Vc2 wird die Gate- Spannung von Q2 reduziert. Wenn die Gate-Spannung niedriger als die Schwellenspannung des MOSFET oder gleich dieser ist, wird Q2 ausgeschalten. Während dieser Periode entspricht die Spannung des Kondensators Cp der Spannung der Spannungsquelle 15.
Wenn Q2 ausgeschalten wird, zweigt der dem Q2 parallel geschaltete Kondensator C4 den Strom IL in Cp und C4 ab. Vorausgesetzt, der Strom von C4 wird mit Ic4 bezeichnet, wird ein Spannungsanstieg dV/dt zwischen dem Drain und der Source von Q2 durch Ic4 · C4 begrenzt. Weiter lädt der in in C4 gespeicherte Strom den Kondensator C2 und die Gate-Spannung von Q2 wird weiter reduziert. Dadurch wird ein stabiles Ausschalten von Q2 ermöglicht. Im Fall der Kondensator C4 entfernt wird, werden mit der Erhöhung der Drain- Spannung von Q2 die Spannung des Kondensators C2 sowie die Spannung des Kondensators 14 erhöht. Andererseits wird die Gatespannung von Q2 reduziert. Somit wird Q2 nie wieder angeschaltet, nachdem Q2 ausgeschaltet wurde. Zu dem Zeitpunkt, zu dem Q2 ausgeschaltet wurde, fließt der Strom IL durch einen Resonanzabschnitt von Lr, Cr und Cp, wodurch die Spannung des Kondensators Cp zunehmend reduziert wird. Weiter beträgt die Spannung zwischen dem Drain und der Source von Q2 im wesentlichen Null. Das bedeutet, dass kein Schaltverlust auftritt, der entstehen könnte, wenn der Strom von Q2 mit der Spannung von Q2 überlagert wird.
Wenn seinerseits Q2 ausgeschalten wird, wird ein Fluss des Stroms IL durch einen Abschnitt von Lr, Cr und Cp aufrecht erhalten. Während dieser Periode verursacht die in Lr angesammelte elektromagnetische Energie einen Fluss des Stroms IL durch den Abschnitt. Somit wird der Fluss des Stroms IL durch Cp aufrecht erhalten und lädt Cp so lange in entgegengesetzter Richtung, wie die Strompolarität konstant bleibt. Andererseits wird der Kondensator C2 durch den Widerstand R2 entladen und die Spannung wird zunehmend reduziert. Dieser Betrieb wird so lange fortgesetzt, bis sich die Polarität des Stroms IL in eine negative Polarität geändert hat.
Die Polaritätsänderung des Stroms IL bewirkt, dass der Strom IL als Entladestrom durch einen Abschnitt von Cp, Cr und Lr fließt. Der Fluss des Stroms IL wird so lange fortgesetzt, bis die Spannung von Cp die Spannung der Spannungsquelle 15 erreicht. Andererseits wird die Spannung zwischen dem Drain und der Source von Q2 mit der Erhöhung der Spannung des Kondensators Cp schrittweise reduziert.
Wenn die Spannung des Kondensators Cp die Spannung der Spannungsquelle 15 erreicht, fließt der Strom IL durch den Kondensator C4, der dem Schaltelement Q2 parallel geschaltet ist. Der Strom von C4 fließt mit entgegengesetzter Polarität in C2 und die Gate- Spannung von Q2 wird reduziert. Nachfolgend verursacht die in Lr angesammelte elektromagnetische Energie einen kontinuierlichen Fluss des Stroms IL durch einen Abschnitt von Lr, die Spannungsquelle 15, C2, QD2 und Cr. C2 wird so lange in entgegengesetzter Richtung geladen, wie die Strompolarität konstant bleibt. Wenn die Gate-Spannung die Schwellenspannung des MOSFET überschreitet, wird Q2 angeschaltet.
Während einer Periode des Stroms IL wird der vorhergehende Betrieb durchgeführt. Später wird dieser Betrieb wiederholt.
Bei der in Fig. 34 dargestellten Ausführung entspricht die Treiberschaltung von Q2 der Darstellung gemäß Fig. 34. Durch diese Anordnung ermöglicht, das Problem der zunehmenden Reduzierung der Gate-Spannung von Q2 mit der Erhöhung der Kondensatorspannung Vc2 zu lösen, und dadurch die Stromleistung zu reduzieren.
Bei einem Einbau des Lichtstromkreises in einen Stecker einer Glühlampe wird die Temperatur im Stecker durch die Wärme bis auf ca. 100ºC erhöht. Der Lichtstromkreis muss somit einen konstanten Betrieb sogar in einer Hochtemperaturumgebung aufrecht erhalten. Das mit dem Gate-Anschluss des Schaltelementes verbundene Phasenverschiebungsmittel kann als Impedanz zur Temperaturkompensation durch Änderung eines Impedanzwertes bei einer hohen Temperatur verwendet werden. Dadurch wird eine Stabilisierung des Betriebs auch bei einer hohen Temperatur ermöglicht. Das bedeutet, dass ein Lichtstromkreis wie oben auch für eine Leuchtstofflampe vom Glühbirnentyp geeignet sein kann, bei der der Lichtstromkreis im Stecker der Lampe eingebaut ist. In einer derartigen Lampe wird ein sichtbares Licht durch Fluoreszenz aus Ultraviolettstrahlen erzeugt.
Die Zündvorrichtung wie oben ermöglicht, einen stabilen Resonanzbetrieb synchron mit einer Resonanzfrequenz einer Last und einem Strom auch dann sicher zu stellen, wenn die Resonanzbedingungen durch Änderungen einer resonanten Last geändert werden, die durch eine Entladungsröhre, eine Resonanzinduktivität und einer Resonanzkapazität gebildet ist. Weiter ist der Lichtstromkreis, da er aus preisgünstigen Teilen bestehen kann, wirtschaftlich.

Claims

1. Zündvorrichtung zur Beleuchtung, bei der auf Grund eines Schaltvorgangs von zwei Leistungshalbleiterelementen (Q1, Q2), die in einer Brückenschaltung geschaltet sind, eine Wechselspannung an ein Resonanzmittel angelegt wird, wodurch ein Wechselstrom einer Entladungsröhre (16) zugeführt wird, die an das Resonanzmittel (Lr, Cr) angeschlossen ist, dadurch gekennzeichnet, dass ein erstes und ein zweites Spannungsabfallmittel (Z1, Z2) vorgesehen sind, die mit dem Resonanzmittel (Lr, Cr) zwischen Eingangs- und Ausgangsanschlüssen einer die Leistungshalbleiterelemente (Q1, Q2) enthaltenden Brückenschaltung derart in Reihe geschaltet sind, dass die Spannungen des ersten und des zweiten Spannungsabfallmittels (Z1, Z2) als gegenphasige Signale an die Steueranschlüsse der beiden Leistungshalbleiterelemente (Q1, Q2) angelegt werden, wobei die Spannungen des ersten und des zweiten Spannungsabfallmittels (Z1, Z2) an die Steueranschlüsse der beiden Leistungshalbleiterelemente (Q1, Q2) mittels eines ersten und eines zweiten Phasenverschiebungsmittels (Z3, Z4) angelegt werden.

2. Zündvorrichtung zur Beleuchtung nach Anspruch 1, bei der das erste sowie das zweite Spannungsabfallmittel (21, 22) je einen Kondensator (C1, C2) aufweist, dem je ein Widerstandsmittel (R1, R2) parallel geschaltet ist.

3. Zündvorrichtung zur Beleuchtung nach Anspruch 2, die weiterhin ein Anlassschaltungsmittel aufweist, das eine Spannung an einen der Steueranschlüsse der beiden Leistungs-Halbleiterelemente (Q1, Q2) anlegt, wenn eine Spannung zwischen einem positiven und einem negativen Pol der beiden in der Brückenschaltung geschalteten Leistungshalbleiterelemente (Q1, Q2) größer als ein gegebener Wert oder gleich diesem ist.

4. Zündvorrichtung zur Beleuchtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass weiterhin in jedem der beiden in der Brückenschaltung geschalteten Leistungshalbleiterelemente (Q1, Q2) ein Begrenzungsmittel zur Begrenzung einer Spannung des Steueranschlusses auf einen zulässigen oder einen niedrigeren Wert vorgesehen ist, wobei das erste oder das zweite Phasenverschiebungsmittel (Z3, Z4) eine Reihenschaltung eines Widerstands (Rd1) und einer Induktivität (L1) aufweist.

5. Zündvorrichtung zur Beleuchtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Werte des ersten sowie des zweiten Phasenverschiebungsmittels (23, 24) entsprechend der Polarität des dem Steueranschluss des Leistungshalbleiterelements (Q1, Q2) zuzuführenden Stromes geändert werden.

6. Zündvorrichtung zur Beleuchtung nach Anspruch 1, bei der zwischen einem Eingangs- oder einem Ausgangsanschluss des Leistungshalbleiterelements und dem Steueranschluss ein zweiter Kondensator (Cd1) vorgesehen ist, wobei der durch das erste und das zweite Phasenverschiebungsmittel (Z3, Z4) fließende Strom entsprechend der Spannung des Leistungshalbleiterelements dem zweiten Kondensator (Cd2) und dem Steueranschluss des Leistungshalbleiterelements zugeführt wird.

7. Zündvorrichtung zur Beleuchtung zum Anlegen einer Wechselspannung an ein Resonanzmittel und zum Zuführen eines Wechselstroms zu einer Entladungsröhre (16), die an das Resonanzmittel angeschlossen ist, mit einer Brückenschaltung, die hochspannungsseitig ein erstes Halbleiterelement (Q1) und niedrigspannungsseitig ein zweites Halbleiterelement (Q2) aufweist, mit einem Resonanzmittel, das mit der Entladungsröhre (16) verbunden ist, sowie mit einem ersten Spannungsabfallmittel (21), dessen Spannung an die Steueranschlüsse des ersten (Q1) und des zweiten Halbleiterelementes (Q2) mittels eines zweiten und eines dritten Phasenverschiebungsmittels (Z3, Z4) angelegt wird; dadurch gekennzeichnet, dass das Resonanzmittel und das erste Spannungsabfallmittel zwischen einem Eingangspunkt (N) und einem Ausgangspunkt (O) der Brückenschaltung in Reihe geschaltet sind und dass das erste und das zweite Halbleiterelement ein N-Kanal-Leistungshalbleiterelement und ein P- Kanal-Leistungshalbleiterelement sind.

8. Zündvorrichtung zur Beleuchtung nach Anspruch 7 dadurch gekennzeichnet, dass das Resonanzmittel einen Kondensator (Cr) und eine Erregerspule (Lr) aufweist, wobei der Kondensator (Cr) und die Erregerspule (Lr) in Reihe geschaltet sind.

9. Elektrodenlose Leuchtstoffröhre mit einer Erregerspule in einer Birne, zum Erzeugen von Plasma durch ein Magnetfeld, das durch einen durch die Spule fließenden hochfrequenten Wechselstrom entsteht, und zur Umwandlung von durch das Plasma erzeugten Ultraviolettstrahlen in sichtbare Strahlen durch Fluoreszenz, dadurch gekennzeichnet, dass die elektrodenlose Leuchtstoffröhre in einem Anschlussteil die Zündvorrichtung zur Beleuchtung nach Anspruch 8 enthält.