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Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Anordnung zur
Schreibkompensation von Datensignalen, die auf ein magnetisches Medium aufgezeichnet werden
sollen, wobei diese Anordnung einen Eingang hat zum Empfangen von Datensignalen und
einen Ausgang zum Liefern von Ausgangsdatensignalen, die aufgezeichnet werden sollen,
wobei wenigstens einige der Signalübergänge in diesen Ausgangsdatensignalen gegenüber
den entsprechenden Signalübergängen in dem Eingangsdatensignal verzögert werden.
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Bei der Aufzeichnung mit hoher Dichte von Daten auf magnetische Medien
werden nicht lineare Bitverschiebungen erzeugt, wenn bestimmte Datenmuster auftreten.
Diese Bitverschiebungen werden hauptsächlich verursacht durch einen
Entmagnetisierungseffekt-Komponententrennmechanismus, d. h. wegen dei Tatsache, dass das
magnetische Medium "opponiert" gegen die Aufzeichnung einer Zeichenumkehrung in dem
Bitstrom, insbesondere wenn eine Anzahl Bits gleichen Vorzeichens einem Bit
entgegengesetzten Vorzeichens vorhergehen. Dieser Effekt manifestiert sich dadurch, dass eine
Vorzeichenumkehrung zu spät oder zu früh aufgezeichnet wird, wodurch Bits aufgezeichnet
werden, die zu kurz bzw. zu lang sind. Eine derartige Ungenauigkeit in der Länge eines
aufgezeichneten Bits ist äußerst unerwünscht, insbesondere im Fall einer hohen
Aufzeichnungs- und Auslesedichte, weil die Zuverlässigkeit der Bitdetektion in dem Auslesesignal
dann wesentlich reduziert wird.
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Es ist bekannt, dass der genannte Effekt wenigstens teilweise
ausgeschlossen werden kann, und zwar durch Anwendung eines Schreibvorkompensation, was
bedeutet, dass eine aufzuzeichnende Vorzeichenumkehrung entweder beschleunigt oder verzögert
wird, je nach dem Wert einer Anzahl vorhergehender Bits. Es ist ebenfalls bekannt, dazu
hauptsächlich das letzte vorhergehende Bit zu betrachten, was als Vorkompensation erster
Ordnung bezeichnet wird, oder die zwei letzten vorhergehenden Bits, was auch als
Vorkompensation zweiter Ordnung bezeichnet wird. Neulich wurde vorgeschlagen, eine
Vorkompensation dritter Ordnung anzuwenden.
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In US-A-4.607.295 ist eine Anordnung beschrieben worden, die ein
Transversalfilter aufweist und mit deren Hilfe entschieden wird, je nach dem Vorzeichen zweier
vorhergehender Bits, ein aufruzeichnendes Bit zu verzögern oder dieses Bit mit einer ersten
oder zweiten festen Verzögerung aufzuzeichnen.
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In US-A-4.964.107 ist eine Anordnung beschrieben, mit deren Hilfe
entschieden wird, je nach dem Vorzeichen zweier vorhergehender Bits, ob das
aufzuzeichnende Bit verzögert oder nicht verzögert wird. In diesem Fall ist die gewählte Verzögerung
ebenfalls abhängig von der Stelle, wo die Daten auf einer Magnetplatte aufgezeichnet
werden, wobei zu diesem Zweck eine Wahl aus acht Verzögerungswerten gemacht werden
kann.
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Zum Schluss ist in US-A-5.325.241 eine
Schreibvorkompensationsanordnung beschrieben, wobei die Ausgangsspannung eines Integrators, der durch eine Kapazität
gebildet wird, mit drei Spannungswerten verglichen wird. Je nachdem, welcher der drei
Spannungswerte der Integratorspannung entspricht, wird ein aufzuzeichnendes Bit nicht
verzögert oder um eine erste Zeit bzw. um eine zweite Zeit verzögert.
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Ein Nachteil dieser bekannten Schreibvorkompensationsanordnungen ist,
dass sie nur eine sehr beschränkte Anzahl zu wählender Verzögerungen für die
Kompensation nicht linearer Bitverschiebungen gestatten, aber in diesem Fall wird für nur eine
beschränkte Anzahl vorhergehender Bits Erlaubnis gegeben.
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Ein anderer Effekt, der bei Aufzeichnung hoher Dichte von Daten auf
magnetische Medien, nebst der genannten nicht linearen Bitverschiebung, ist bekannt als
"teilweise Löschung". Teilweise Löschung kann auftreten, wenn eine einzige Bitzelle mit
einer minimalen Breite aufgezeichnet wird, d. h. eine Bitzelle an beiden Seiten begrenzt
durch eine Vorzeichenumkehrung, aus als Übergang bezeichnet, und kann erläutert werden
als herrührend aus der teilweisen Überlappung der Begrenzungen auf beiden Seiten der
Bitzelle wegen Ungenauigkeiten dieser Begrenzungen. Als Ergebnis einer teilweisen
Löschung kann ein aufgezeichnetes Bit nicht einwandfrei oder sogar überhaupt nicht detektiert
werden, und zwar wegen der reduzierten Magnetisierung.
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In dem Artikel "Characterization of the Read/Write Process for Magnetic
Recording" von Dean Palmer, John Hong, David Stanek und Reger Wood in "IEEE
Transaction on Magnetics", Heft 31, Nr. 2, März 1995, Seiten 1071-1076, wurde vorgeschlagen,
den Effekt einer teilweisen Löschung dadurch zu mäßigen, dass die zwei Übergänge, die
eine einzige Bitzelle minimaler Breite begrenzen, um einen geringen betrag auseinander zu
verlagern. Mit Hilfe des in dem genannten Artikel vorgeschlagenen Verfahrens wird im
Wesentlichen ermittelt, ob es zwischen den aufeinander folgenden Bits ak-2, ak-1, und ak+1
Übergänge gibt und wird, abhängig von dem detektierten Muster von Übergängen, die
Verschiebung der Übergänge, welche die Bitzelle ak begrenzen, bestimmt. Die praktische
Implementierung dieses Verfahrens ist ziemlich kompliziert.
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Ein dritter Effekt, der nicht lineare Bitverschiebungen einführt, findet den
Ursprung in der begrenzten Bandbreite des Aufzeichnungskanals. Ein Übergang erzeugt
eine relativ langsame Variation des Magnetfeldes in dem Schreibkopf, mit dessen Hilfe die
Signale auf das magnetische Medium aufgezeichnet werden. Eine Umkehrung der
Magnetisierung des Mediums tritt nicht auf und Aufzeichnung des Übergangs wird nicht effektuiert
bis die magnetische Feldstärke einen bestimmten Schwellenwert übersteigt. Bei hohen
Datenraten erstreckt sich die gesamte Reaktion auf einen Signalübergang über viele
Bitintervalle und beeinflusst folglich die Aufzeichnung der Übergänge vieler aufeinanderfolgender
Bits. In der Praxis hat es sich herausgestellt, dass dieser Effekt dazu führen kann, dass
Übergänge gegenüber einander um einen Betrag von 20% oder mehr eines Bitintervalls
verschoben werden.
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Es ist nun u. a. eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung die bekannten
Techniken zu verbessern und insbesondere eine Anordnung zu schaffen, die es ermöglicht,
dass alle oder wenigstens einige der zur Zeit bekannten Effekte, die zu nicht linearen
Bitverschiebungen führen, mit Hilfe von Vorkompensation auf eine einfache Art und Weise,
wobei Integration möglich ist, im Wesentlichen eliminiert werden.
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Dazu schafft die vorliegende Erfindung eine Anordnung der eingangs
beschriebenen Art, die gekennzeichnet ist durch eine Integrator/Begrenzerschaltung, welche
die Eingangsdatensignale empfängt und ein Ausgangssignal liefert, das synchron zu dem
Datensignal ist und dessen Amplitude im Wesentlichen linear als eine Funktion der Zeit
variiert, wobei die Amplitude innerhalb eines Datensymbolintervalls begrenzt ist; und
gekennzeichnet durch ein einstellbares Filter, das die Eingangssignale empfängt und ein
Ausgangssignal liefert, dessen augenblickliche Werte abhängig sind von dem Muster
vorhergehender und/oder künftiger Signalübergänge in dem Datensignal; und durch eine
Vergleichsschaltung, die durch Vergleich des Ausgangssignals der Integrator/Begrenzerschaltung mit
dem Ausgangssignal des Filters das Ausgangssignal erzeugt, in dem wenigstens einige
Signalübergänge des Eingangsdatensignals in der Zeit verschoben werden können.
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Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt und
werden im vorliegenden Fall näher beschrieben. Es zeigen:
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Fig. 1a -1g eine Darstellung, wie nicht lineare Bitverschiebungen entstehen;
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Fig. 2 eine schematische Darstellung des teilweise Löscheffektes;
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Fig. 3a-3c eine Erläuterung der Bitverschiebung, verursacht durch
Bandbreitenbegrenzung;
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Fig. 4 ein Blockschaltbild einer Anordnung nach der vorliegenden
Erfindung,
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Fig. 5 ein Blockschaltbild einer Ausführungsform der Anordnung nach der
vorliegenden Erfindung, und
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Fig. 6a-6d ein Wellenformdiagramm der Eingangs- und
Ausgangswellenformen einer Integrator/Begrenzerschaltung und die Ausgangswellenform der
Vergleichsschaltung, wie diese in der Anordnung nach Fig. 5 verwendet worden ist.
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Zur Erläuterung der drei Effekte, die zu nicht linearen Bitverschiebungen
führen können und die mit Hilfe der Schreibvorkompensationsanordnung nach der
vorliegenden Erfindung gemäßigt werden können, werden diese drei Effekte zunächst anhand der
Fig. 1, 2 und 4 kurz beschrieben.
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Zunächst wird der Effekt beschrieben, dass nicht lineare Bitverschiebungen,
verursacht durch Entmagnetisierungseffekte, d. h. durch einen aufzuzeichnenden
Signalübergang, nachstehend als ein Übergang bezeichnet, mit einer Verzögerung
aufgezeichnet wird, wenn kein Übergang in dem vorhergehenden Symbolintervall aufgetreten ist.
Im Gegensatz dazu wird vorzeitig ein Übergang aufgezeichnet, wenn in dem
vorhergehenden Symbolintervall ein Übergang aufgetreten ist und wenn in dem Symbolintervall,
vorhergehend an dem letztgenannten Intervall kein Übergang aufgetreten ist.
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Fig. 1a zeigt ein Bezugsmuster von Symbolwerten als Funktion der Zeit,
wobei keine Verschiebung auftritt, weil die Übergänge perfekt regelmäßig auftreten. Die
Symbole sind bezeichnet durch ak+j, wobei j = -n...-1, 0, 1...n ist. Die Verschiebung des
Übergangs von ak zu ak+1 wird nun näher betrachtet. Es sei bemerkt, dass der Deutlichkeit
halber die Bitverschiebungen in den Fig. 1b - 1d übertrieben dargestellt sind.
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Fig. 1b zeigt die Situation, in der ak-1 ≠ ak+1. Der Übergang verschiebt sich
um einen Zeitbetrag ts1, nach rechts, weil nach einer "langen" Periode mit Symbolen eines
ersten Bitwertes wird ein Übergang zu dem anderen zweiten Bitwert durch das magnetische
Medium opponiert und wird daraufhin mit einer Verzögerung aufgezeichnet. Die
erforderliche Vorkompensation kann mathematisch wie folgt ausgedrückt werden:
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dt = -(ak+1 ak-1)ts1.
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Fig. 1c zeigt die Situation, in der ak-2 ≠ ak. Dadurch wird der Übergang um
einen zweiten Zeitbetrag ts2 nach links verschoben, weil das magnetische Medium einen
Übergang von einem zweiten Bitwert zurück zu einem ersten Bitwert leichter aufzeichnet
und folglich früher nach einer "langen" Periode mit Symbolen eines ersten Bitwertes. Die
vorgeschlagene Vorkompensation kann als dt = (ak ak-2)ts2 ausgedrückt werden.
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Fig. 2 zeigt schematisch, wie der teilweise Löscheffekt entsteht. Die
Hauptursache der Teillöschung, die hauptsächlich im Falle einer Aufzeichnung auf einem
Dünnfilm-Medium auftritt, ist der Entmagnetisierungseffekt, der durch sehr nahe beisammen
liegende Gebiete mit entgegengesetzter Magnetisierung ausgeübt wird. Die
Begrenzungslinie zwischen benachbarten Bitzellen, die einen Übergang definiert, hat eine Zick-Zackform,
wie in den Fig. 4a, 4b und 4c dargestellt.
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Wenn die Breite der Bitzellen abnimmt, können die
Zick-Zack-Begrenzungen einer Bitzelle einander überlappen, wie bei D in Fig. 2, und dadurch wird die Bitzelle
nur eine begrenzte Magnetisierung haben. Teillöschung tritt nur in dem Fall von Bitzellen
mit einer minimalen Breite auf, d. h. die zwei benachbarten Bitzellen haben eine
entgegengesetzte Polarität, so dass ak+1 = -ak = -ak+2. Es ist bekannt, Teillöschung Teilweise zu
kompensieren, insbesondere bei Datenfrequenzen weit unterhalb der Nyquist-Rate, durch
Verlagerung der Übergänge, die eine Bitzelle mit einer minimalen Breite begrenzen, weg
voneinander, und zwar um einen Betrag ts0, wodurch die Überlappung der bei D dargestellten
Begrenzungen eliminiert wird. Dazu soll der erste Übergang einer Bitzelle mit einer
minimalen Breite vorgeschoben und der zweite Übergang einer Bitzelle mit einer minimalen
Breite verzögert werden.
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Vorschub des ersten Übergangs von ak zu ak+1 hat nur Sinn, wenn ak-1 ≠ ak+1
ist, wie in Fig. 1b dargestellt, weil sonst die Breite der Bitzelle ak mit minimaler Breite
reduziert werden würde. Deswegen kann die dazu erforderliche Vorkompensation wie folgt
ausgedrückt werden: dt = -(ak+1 ak-1)tS0. Diese Vorkompensation kann die gleiche Struktur
haben wie die oben für die Verschiebung ts1 in Fig. 1b beschriebene Vorkompensation.
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Verzögerung des letzteren Übergangs einer Bitzelle mit minimaler Breite,
wie des Übergangs von ak zu ak+1, wie in Fig. 1d dargestellt, hat nur dann Sinn, wenn ak
≠
ak+2, wie in. Fig. 1d dargestellt, weil sonst die Breite der Bitzelle ak+1 mit minimaler Breite
reduziert werden würde. Deswegen kann die dazu erforderliche Vorkompensation wie folgt
ausgedrückt werden: dt = -(ak+2 ak)ts0.
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Die für diese Effekte erforderliche, gerade beschriebene
Gesamt-Vorkompensation ist im Grunde eine linear Kombination der einzelnen Beiträge und wird deswegen
gegeben durch:
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dt = (ak+2 ak)ts0 - (ak+1 ak-1)(ts1 + ts0) + (ak ak-2)tS2. (1)
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Es ist üblich mit NRZ-Datensymbolen bk in dem Alphabet {-1,1} zu arbeiten. Diese
beziehen sich beispielsweise auf die Datensymbole ak entsprechend bk = 2ak-1, so dass bk = -1
ist, wenn ak = 0 ist und bk = 1, wenn ak = 1 ist. Wenn diese Beziehung zwischen bk und ak
angewandt wird, ist es einfach ersichtlich, dass (ak+i ak+j) = (1-bk-1bk+j)/2 ist, so dass (1)
wie folgt geschrieben werden kann:
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Dt = 0,5[ts2 - ts1] - 0,5 bk+2 bkts0 + 0,5 bk + bk-1(ts0 + ts1) - 0,5 bkbk-2ts2 (2)
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Der Term 0,5 [ts2-ts1] stellt eine konstante Verzögerung dar, die von nun an ignoriert wird,
weil nur die Verschiebung von Übergängen gegenüber einander relevant ist. Da dt die
Verschiebung eines Übergangs zwischen bk und bk+1 darstellt, gilt, dass bei bk+1 = -bk so dass
nach dem Wegfall der konstanten Verzögerung 0,5 [ts2-ts1], dt wie folgt geschrieben werden
kann:
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dt = 0,5 bk+1[bk+2 ts0 + bk-1(ts0 + ts1) + bk-2 ts2] (3)
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Nicht-lineare Bitverschiebungen als Ergebnis der begrenzten Bandbreite des
Aufzeichnungskanals werden nachstehend anhand der Fig. 3 näher beschrieben. Fig. 3 zeigt
eine sehr schematische Darstellung eines Aufzeichnungskanals für Datenaufzeichnung auf
ein magnetisches Medium. Das NRZ-Datensignal bk, das in Fig. 3b dargestellt ist, wird
einem Ververstärker 21 sowie über eine Verbindung 22 mit einer bestimmten Induktivität,
einem Schreibkopf 23 zugeführt. Das von dem Schreibkopf 23 erzeugte Magnetfeld Hg ist
in Fig. 3c dargestellt. Durch den Hysterese-Effekt wird die Magnetisierung M des Mediums
24 nicht umgekehrt, bis die Magnetfeldstärke Hg einen Schwellenwert Hth übersteigt. Dies
bedeutet, dass im Wesentlichen die Aufzeichnung des Übergangs in bk in Fig. 3b zu einer
wirklichen magnetischen Aufzeichnung durch eine Umkehrung in dem Magnetfeld zu
einem späteren Zeitpunkt. Weiterhin wird das Nacheilen in der Variation der Feldstärke Hg
oft dazu führen, dass die Hg noch nicht den Endwert erreicht hat, wenn nachfolgende
Datenübergänge bereits erscheinen, was zu Interferenz mit der Reaktion der Hg auf diese
nachfolgenden Übergänge führt. Wie in dem Artikel: "Considerations for High-Data-Rate
Recording With Thin-Film Heads" von R. Wood, M. Williams und J. Hang ("IEEE Trans.
Magn., Heft 26, Nr. 6, Seiten 2954-2959, Nov. 1990) beschrieben, führt diese Interferenz
zu Bitverschiebungen entsprechend den oben beschriebenen Entmagnetisierungseffekten.
In Termen der Beschreibung von (3) erfordert diese große Speicherlänge, dass Bits, die vor
bk-2 liegen, ebenfalls einen Beitrag zu der Vorkompensation liefern sollten. Die
erforderliche Gesamt-Vorkompensation hat somit die nachfolgende Struktur:
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dt = bk+1[bk+2 c&sub0; + bk-1 c&sub1; + bk-2 c&sub2; + bk-3 c&sub3;...] (4)
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wobei c&sub0;, c&sub1;, c&sub2;, c&sub3; usw. Gewichtungsfaktoren darstellen, die den Grad der
Vorkompensation der nicht linearen Bitverschiebungen als Ergebnis der Bits bk+2, bk-1, bk-2, bk-3...
definieren. Der Vollständigkeit halber sei bemerkt, dass diese Gewichtungsfaktoren im
Allgemeinen nicht negativ sind.
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Die obenstehende Beschreibung des Wertes von dt weicht ab von der
üblichen Beschreibung in der Literatur über die Zeitverschiebung zum Erreichen einer
Vorkompensation erster Ordnung und zweiter Ordnung für die in der Literatur als ε&sub1; und ε&sub2;
bezeichneten Bitverschiebungen. Es kann aber dargelegt werden, dass es zwischen ε&sub1; und
ε&sub2; einerseits und zwischen ts1 und ts2 andererseits ein direktes Verhältnis gibt. Dies wird
anhand der Fig. 1e-1g näher erläutert. Für eine oft verwendete Beschreibung von ε&sub1; und ε&sub2;
kann verwiesen werden auf einen Artikel von D. Palmer, P. Ziperovich, R. Wood und T. D.
Howell mit dem Titel: "Identification of Nonlinear Write Effects Using Pseudorandom
Sequences", "IEEE Trans. Magn." Heft MAG-23, Nr. 5 Seiten 2377-2379, Sept. 1987,
insbesondere den Anhang.
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Fig. 1e zeigt einen Übergang von bk zu bk+1 für ein NRZ-Signal bk+1 = ε(-
1,1), wobei dieser Übergang nachstehend näher betrachtet wird. Weiterhin werden
Übergangssymbole qk+i verwendet, mit:
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qk-1 = ε(-2, 0, 2), wobei qk = bk - bk-1 ist (5)
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Aus (5) kann hergeleitet werden, dass qk = +2 ist für einen ansteigenden
Übergang, dass qk = -2 ist und qk = 0 ist, wenn es keinen Übergang gibt.
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Fig. 1e zeigt das übliche Verfahren der Beschreibung einer Bitverschiebung
ε&sub1; erster Ordnung, was ein konstantes Signal bk+1 = -1 oder +1 voraussetzt, wobei ein
einziges Symbol bk die Länge eines Symbolintervalls hat mit einem Wert, der dem des
konstanten Signals entgegengesetzt ist.
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Fig. 1f zeigt das übliche Verfahren der Beschreibung einer Bitverschiebung
ε&sub2; zweiter Ordnung, basiert auf einem konstanten Signal bk+1 = -1 oder +1, wobei zwei
Symbole bk und bk-1 die Länge eines Symbolintervalls haben und die beide einen Wert
haben, der dem des konstanten Signals entgegengesetzt ist.
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Es kann abgeleitet werden, dass die Kompensation für die Zeitverschiebung
ε&sub1; eine Vorkompensation Δ&sub1; erfordert, und zwar entsprechend
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Auf gleiche Weise folgt, dass die Vorkompensation für ε&sub2; der nachfolgenden Gleichung
entspricht:
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Folglich ist die erforderliche gesamte Vorkompensation:
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Aus (5) und (6) folgt, dass:
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wobei
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und qk+1bk = -1 ist im Falle eines Übergangs.
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Die konstante Vorkompensation C = ε&sub1; : 2, was für alle Übergänge gilt, kann
ignoriert werden, weil nur die Verschiebung von Übergängen gegenüber einander relevant
ist.
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Da qk+1 = 2bk+1 ist, wenn es einen Übergang gibt, gilt dabei, dass qk+1 : 2 =
bk+1 ist, so dass nach Abfall der Konstanten C, gilt, dass:
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Tatsächlich ist dieser Ausdruck von derselben Struktur wie (4), wobei c&sub1; und c&sub2; wie folgt
identifiziert werden können: (ε&sub1; - ε&sub2;)/2 bzw. ε&sub2; : 2.
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Die Vorkompensation nach (4) kann beispielsweise mit Hilfe eines
Transversalfilters, wie in Fig. 4 dargestellt, verwirklicht werden.
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Dieses Filter umfasst vier Verzögerungsstufen, die je das dem Eingang
zugeführte Signal um ein Bitintervall verzögern. Die Verzögerungsstufen können beispielsweise
auf bekannte Art und Weise reihengeschaltete Flip-Flop-Schaltungen 11-15 enthalten, die
durch ein Taktsignal getaktet werden, das zu den Bitintervallen synchron ist.
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Die Signale bk+2 bis bk-3 erscheinen an den betreffenden Eingängen und
Ausgängen der Flip-Flop-Schaltungen 11-15. Das Ausgangssignal der Flip-Flop-Schaltung
11 wird über einen Multiplizierer 16, in dem das Signal bk+2 mit dem Gewichtungsfaktor c&sub0;
multipliziert wird, einer Summierschaltung 20 zugeführt. Auf gleiche Weise wird das
Ausgangssignal bk-1 der Flip-Flop-Schaltung 13 mit dem Gewichtungsfaktor c&sub1; mit Hilfe eines
Multiplizierers 17 multipliziert, wobei das Ausgangssignal bk-2 der Flip-Flop-Schaltung 14
mit Hilfe eines Multiplizierers 19 mit dem Gewichtungsfaktor c&sub2; multipliziert wird, und das
Ausgangssignal bk-3 der Flip-Flop-Schaltung 15 mit Hilfe eines Multiplizierers 19 mit dem
Gewichtungsfaktor c&sub3; multipliziert wird. Die Ausgangssignale der Multiplizierer 17, 18 und
19 werden ebenfalls der Summierschaltung 20 zugeführt.
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Auf diese Weise ist, wenn die Gewichtungsfaktoren richtig sind, ein Signal
dp an dem Ausgang der Summierschaltung 20 verfügbar, das ein Kompensationssignal für
alle dann bekannten nicht linearen Bitverschiebungen liefern kann. Um die wirkliche
Kompensation entsprechend der Gleichung (4) zu verwirklichen, ist ebenfalls eine
Multiplikation mit -bk erforderlich, ebenso wie eine variable Verzögerung, die durch das Ergebnis der
Multiplikation von dp mit -bk bestimmt wird. Nach der vorliegenden Erfindung werden
diese beiden Schritte durch einen einfacheren gleichwertigen Vorgang entsprechend dem
Schaltbild nach Fig. 5 ersetzt. Hier wird das Transversalfilter nach Fig. 4 schematisch als
Block 30 dargestellt. Dies gibt ebenfalls an, dass, obschon ein Transversalfilter eine
praktische und auf einfache Weise zu implementierende Lösung ist zum Erhalten eines
geeigneten Signals dt, andere Lösungen ebenfalls möglich sind. So ist es beispielsweise auch
möglich, für das Filter 30 ein analoges Filter, ein RAM-Filter oder ein Tabellenfilter zu
verwenden. Ein RAM-Filter oder ein Tabellenfilter kann einen vorbestimmten Wert für dt
liefern, und zwar auf Basis der Variation der Bitsequenz bk+j. Ein zusätzlicher Vorteil solcher
Filter kann sein, dass es ebenfalls andere Effekte ermöglicht, die zu Bitverschiebungen
führen, die kompensiert werden sollen. Weiterhin ist es möglich, eine Kombination
verschiedener Filtertypen zu verwenden. Es dürfte dem Fachmann klar sein, wie ein RAM-Filter
oder ein Tabellenfilter in dem vorliegenden Fall implementiert werden kann.
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Fig. 5 zeigt weiterhin eine Integrator/Begrenzerschaltung 31, dessen
Eingang das aufzuzeichnende Datensignal bk+1, das in Fig. 6a dargestellt ist, zugeführt wird
und dessen Ausgang das in Fig. 6b dargestellte Signal liefert. Dieses Signal ist synchron zu
dem Datensignal, aber die Übergänge darin sind je durch im Wesentlichen linear ansteigende
oder abfallende Flanken ersetzt worden. Zum Selektieren der Flanke, d. h. der
Integrationskonstanten, ist es wichtig, dass der Maximalwert, der Grenzwert V&sub0;, innerhalb einer
einzigen Bitperiode des Datensignals erreicht wird, damit gewährleistet wird, dass die
gewünschte Trapezform ebenfalls für Signale erreicht wird, die eine Dauer von nur einer
einzigen Bitperiode haben. Dies bedeutet, dass im Falle eines Datensignals mit einer höheren
Taktfrequenz die Flanke des Signals in der Schaltungsanordnung 31 steiler sein soll. Dies
kann beispielsweise dadurch erreicht werden, dass die Integrationsschaltung mit der
Schaltungsanordnung zum Erzeugen des Taktsignals gekoppelt wird, und zwar derart, dass über
Schaltungsanpassung in einer integrierten Schaltung, eine höhere Taktfrequenz zu einer
kürzeren Integrationszeitkonstanten führt.
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Das Ausgangssignal der Integrator/Begrenzerschaltung 31 wird einem
Eingang einer Vergleichsschaltung 32 zugeführt, deren anderer Eingang das Ausgangssignal
des Filters 30 erhält, wobei dieses Signal in Fig. 6c dargestellt ist. Für jedes
Symbolintervall wird das Ausgangssignal des Filters 30 mit dem Signal aus der Schaltungsanordnung
32 verglichen und wenn die beiden Signale identisch sind, wird der Ausgang der
Vergleichsschaltung invertiert, wodurch in dem Ausgangssignal ein Übergang erzeugt wird.
Die obengenannte Multiplikation von dp mit dem Signal bk+1 wird implizit dadurch
erhalten, dass das Ausgangssignal der Integrator/Begrenzerschaltung eine positive Flanke für
aufwärts gehende Datenübergänge und eine abfallende Flanke für abfallende
Datenübergänge hat, wodurch das Signal an dem Ausgang der Vergleichsschaltung eine
Zeitverschiebung mit der richtigen Polarität hat. Fig. 6d zeigt dieses Ausgangssignal b'k+1 der
Vergleichsschaltung 32, das ein Signal m Informationsträger einem Bitmuster entsprechend
dem des Datensignals aus Fig. 6a ist, wobei aber, falls erforderlich, die Übergänge
verschoben worden sind zum Kompensieren nicht linearer Bitverschiebungen. Gewünschtenfalls
kann die Differenz zwischen den Ausgangssignals des Begrenzers und des Filters vor der
Vergleichsschaltung ermittelt werden, wobei das resultierende Signal danach mit Hilfe der
Vergleichsschaltung mit einem Bezugssignal verglichen wird.
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Wenn es mit Hilfe der in Fig. 5 dargestellten Schaltungsanordnung ebenfalls
möglich sein soll, nicht lineare Bitverschiebungen als Ergebnis einer Teillöschung zu
kompensieren, soll das Bit bk+2 an dem Filter 30 verfügbar sein, wie oben beschrieben, und zwar
zu dem Zeitpunkt, an dem die Integrator/Begrenzerschaltung das Bit bk+1 verarbeitet, d. h.
das Ausgangssignal der Integrator/Begrenzerschaltung soll gegenüber dem Eingangssignal
des Filters 3 verzögert werden. Dies ist dadurch möglich, dass eine Verzögerungsstufe 33 in
den Zweig zu der Integrator/Begrenzerschaltung 31 aufgenommen wird, wobei diese Stufe
das Signal, das dieser Schaltungsanordnung zugeführt wird, um eine Periode des Taktsignal
verzögert. Wenn der Einfluss der Teillöschung sehr groß ist, kann das Signal zu der
Integrator/Begrenzerschaltung 31 um eine Anzahl Taktperiode verzögert werden, damit
gewährleistet wird, dass die Signale bk+3, bk+4 usw. ebenfalls verfügbar sind. Das Filter 30 soll
dann weiterhin Verzögerungsstufen und Multiplizierer enthalten, damit jedes dieser Signale
gewichtet werden kann, bevor sie der Summierschaltung 20 zugeführt werden.
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Wie aus dem Obenstehenden einleuchten dürfte, ist ein wichtiger Aspekt der
vorliegenden Erfindung, dass mit dem Ausgangssignal dt eine beliebige Anzahl
gewünschter Zeitverschiebungen erhalten werden kann, stattdessen, dass, wie bisher, nur eine Wahl
aus einer begrenzten Anzahl Verzögerungswerte gemacht werden kann. Das Signal dt kann
amplitudendiskret sein aber auch analog.