DE69633705T2

DE69633705T2 - Verfahren zum Erfassen eines digitalen Signals und Detektor

Info

Publication number: DE69633705T2
Application number: DE69633705T
Authority: DE
Inventors: Yasunori Yokohama-shi Suzuki; Ken Yokohama-shi KUMAGAI; Toshio Yokusuka-shi Nojima
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp; NTT Mobile Communications Networks Inc
Current assignee: NTT Docomo Inc; Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 1995-11-16
Filing date: 1996-11-13
Publication date: 2006-02-02
Anticipated expiration: 2016-11-14
Also published as: DE69633705D1; US5907585A; EP0774850A2; EP0774850B1; EP0774850A3

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zum Erfassen eines Digitalsignals, das den Empfang durch verschiedene Modulationsschemata modulierten Signalen und das Senden von Signalen mit verschiedenen Zeichenübertragungsraten erlaubt, sowie einen Detektor dafür.
Um zukünftige Multimedia-Kommunikation realisieren zu können, gibt es einen Bedarf nach Techniken zum Übertragen von Daten, Sprache und Bildern über denselben digitalen Funkkanal. Ein mögliches Mittel, um Daten, Sprache und Bilder durch digitale Funkkommunikation effizient zu übertragen, besteht darin, Zeichenübertragungsraten und Modulations/Demodulationsschemata zu verwenden, die für die zu übertragenden Objekte optimal sind. Auf dem Gebiet der mobilen Kommunikation ist es z. B. wünschenswert, dass die Basisstation einen Dienst bietet, bei dem sie unbewegte Bilder von Fernsehen, Datenbanken oder etwas Ähnlichem bereitstellt, während die mobile Station in der Lage sein soll, solche unbewegten Bilder von der Basisstation durch einen einfachen Betrieb mit einfacher Ausrüstung zu empfangen sowie gewöhnliche Sprachkommunikationen auszuführen. Bei diesem Beispiel wird gewöhnlich ein QPSK-Modulationsschema für die Sprachkommunikation eingesetzt, für die Übertragung von unbewegten Bildern wird aber wegen der Notwendigkeit des Übertragens einer größeren Menge an Information, als für die Sprachkommunikation erforderlich ist, QAM oder ein ähnliches Mehrniveau-Modulationsschema benötigt. Diesem Erfordernis könnte durch die Bereitstellung von unabhängigen Sendern und Empfängern begegnet werden, von denen jeder einem bestimmten Modulations/Demodulationsschema entspricht, wie es in der 1A gezeigt ist, bei welcher die sendende Station mit einer Sendergruppe 10 ausgestattet ist, die z. B. aus QAM-, PSK- und FSK-Modulationssendern 11, 12 und 13 besteht, und die Empfangsstation mit einer Empfängergruppe 20 ausgestattet ist, die aus QAM-, PSK- und FSK-Empfängern besteht. Ein weiteres Verfahren hat mit dem Obigen gemein, dass unabhängige Sender 11, 12 und 13 auf der sendenden Seite vorgesehen sind, unterscheidet sich jedoch von diesem dadurch, dass die empfangende Station mit einem einzigen Empfänger 21 ausgestattet ist, in dem QAM-, PSK- und FSK-Detektoren 22, 23 und 24 eingebaut sind, wie in des 1B gezeigt. Ein mögliches Verfahren, um eine Mehrzahl von Detektoren in demselben Funkgerät vorzusehen, wie es in 1B gezeigt ist, besteht darin, unabhängige Detektoren darin einzubauen, von denen jeder speziell für ein Modulations/Demodulationsschema ausgelegt ist.
Heutzutage sind mobilen Kommunikationsdiensten die 800- und 1.500 MHz-Bänder zugewiesen, es kann aber nicht zwischen ihnen hin und hergeschaltet werden. Wenn jedoch zwischen den Bändern mit einer einfachen Betriebsweise mit einer einfachen Struktur umgeschaltet werden könnte, könnte Gleichkanal-Interferenz durch Verwenden des 800 MHz-Bandes im Freien und des 1.500 MHz-Bandes in Gebäuden und in geschlossenen Räumen durch Ausnutzung der Eigenschaft reduziert werden, dass die Linearität von elektrischen Wellen im 1.500 MHz-Band höher ist als im 800 MHz-Band.
Der in der 1B dargestellte Geräteaufbau hat eine Mehrzahl von eingebauten unabhängigen Detektoren und ist daher unausweichlich unhandlich und komplex. Darüber hinaus ist es bei der digitalen Funkkommunikation zum Senden von Daten, Sprache und Bildern schwierig, spontan zwischen den unabhängigen Detektoren durch dynamisches Ändern des Demodulationsschemas und der Trägerfrequenz umzuschalten. Der Empfänger 21 quadratur-demoduliert das empfangene Signal, wofür es notwendig ist, ein lokales Oszillationssignal zu erzeugen, das mit dem Träger des eingegebenen empfangenen Signals synchronisiert ist. Wenn sich bei diesem Beispiel die Trägerfrequenz des empfangenen Signals mit der Zeit von f₁ auf f₂, f₃ und f₄ ändert, wie in der 2A gezeigt ist, muss sich auch die Frequenz des lokalen Oszillationssignals entsprechend ändern. Um diesem Erfordernis zu begegnen, ist es im Stand der Technik allgemein, üblich ein solches Verfahren einzusetzen wie es in 2B gezeigt ist, bei dem die Oszillationsfrequenz eines lokalen PLL-Oszillators 25 mittels Umschaltmittel 17 nacheinander auf f₁, f₂, f₃ und f₄ umgeschaltet wird, wie durch lokale Oszillatoren 25₁ , 25₂ , 25₃ und 25₄ angedeutet ist, dann die Ausgaben von dem umgeschalteten lokalen Oszillator und dem eingegebenen modulierten Signal mit einem Multiplizierer 18 multipliziert werden und die multiplizierte Ausgabe an ein Filter 19 angelegt wird, um ein Basisbandsignal zu erhalten. Die Frequenzumschaltgeschwindigkeit bei dem lokalen PLL-Oszillator 25 beträgt höchstens einige Millisekunden, selbst bei Verwendung eines digitalen Frequenzsynthetisierers vom Typ mit voreingestellter digitaler Schleife. Mit einer so niedrigen Antwortgeschwindigkeit ist es unmöglich, auf die Frequenzumschaltung während der Kommunikation voll zu antworten.
Wenn sich z. B. die Zeichenübertragungsrate des empfangenen Signals mit der Zeit von B₁ auf B₂, B₃ und B₄ ändert, wie in 2C gezeigt ist, ist es üblich, dass durch Umschaltmittel 27 und 28 Filter 261, 262, 263 und 264 zum Filtern der Ausgabe aus einem Quadratur-Demodulator als Antwort auf die Änderung der Übertragungsrate des empfangenen Signals einer nach dem anderen umgeschaltet werden, wie in der 2D dargestellt ist. Weil die Filter durch Hardware gebildet sind, kann die Filterumschaltgeschwindigkeit wegen Einschwingcharakteristika der Filter nicht erhöht werden.
US-A 5,259,000 offenbart einen Modulator/Demodulator, der aus digitalen Schaltkreisen aufgebaut ist, und mit dem beabsichtigt ist, eine einfache, wirtschaftliche Modulator/Demodulatorvorrichtung bereitzustellen, bei der zwei MODEMs zum G3-Fernkopieren und G2-/G1-Fernkopieren vorgesehen sind, die durch Steuern eines Schalters in Übereinstimmung mit dem empfangenen Signal selektiv verwendet werden. Die Funktionen der jeweiligen Fernkopierbetriebsarten sind durch einen digitalen Signalprozessor implementiert, es wird aber angenommen, dass verschiedene Algorithmen für verschiedene Fernkopierbetriebsweisen verwendet werden, und dass die Charakteristika von jeder Funktion, die eine entsprechende Fernkopierbetriebsweise implementiert, nicht geändert werden. Das Dokument zeigt auch die Verwendung von Interpolation; jedoch wird die Interpolation ausgeführt, um ein Signal-zu-Rausch-Leistungsverhältnis zu erhöhen, um dadurch eine Verschlechterung beim Erfassen zu vermeiden, wenn das Augendiagramm durch Änderung der Übertragungsrate oder Anwachsen der Zahl der Werte der Mehrwertmodulation (M-faches Modulationsschema) geschlossen wird.
Das Dokument Fines P et al: „Fully Digital M-ary PSK and M-ary QAM demodulators for land mobile satellite communications" Electronics and Communications Engineering Journal, Band 3, Nr. 6, 01. Dezember 1991, Seiten 291–298, XP000277949, offenbart die Verwendung eines adaptiven Filters, und Sätze von Koeffizienten des adaptiven Filters werden vorbestimmt und in einem Speicher gespeichert. Das Dokument lehrt auch die Verwendung von Interpolation, jedoch ist der Zweck derselbe wie derjenige in US-A 5,259,000.
US-A-3,497,625 betrifft eine digitale Modulation und Demodulation, bei der ein gewünschtes einer Mehrzahl von Typen von Modulationsschema (und Demodulationsschema) selektiv betrieben wird.
Das Dokument D4 Samueli H et al: „VLSI architectures for a high-speed tunable digital modulator/demodulator/bandpass filter chip set" 1992 IEEE International Symposium on Circuits and Systems (CAT. No. 92CH3139-3), San Diego, CA, USA, 10.–13. Mai 1992, ISBN 0-7803-0593-0, 1992, New York, NY, USA, Seiten 1065–1068, Band 3, XP002069780, betrifft einen volldigitalen Multiratenmodulator/-demodulator eines 3-Chip-Satzes, bei dem im ersten Chip ein Zweiseitenband-IF-Signal einer Hilbert-Transformation unterworfen wird, um ein komplexes Einseitenbandsignal zu erhalten, in dem zweiten Chip das Einseitenbandsignal quadratur-demoduliert wird, um ein Basisbandsignal zu erzeugen, und in dem dritten Chip das Basisbandsignal dezimiert wird, um Tiefpassfilterung mit einer ausgewählten Bandbreite zu bewirken. Das Dokument D4 lehrt nicht die Verwendung von Interpolation und Dezimierung zum Unterstützen der Zeitauflösung der Quadratur-Demodulation.
Es ist daher eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein Verfahren zum Erfassen eines Digitalsignals und einen Detektor dafür bereit zu stellen, die es einer digitalen Kommunikationsausrüstung, in der eine Mehrzahl von Erfassungsmitteln eingebaut sind, erlauben, allgemein für eine Mehrzahl von Modulations-Demodulationsschemata, lokalen Oszillationsfrequenzen und Zeichenübertragungsraten verwendet zu werden.
Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, ein Verfahren zum Erfassen eines Digitalsignals und einen Detektor dafür bereit zu stellen, die in der Lage sind, schnell auf das Umschalten des Modulationsschemas und eine Änderung bei der Zeichenübertragungsrate zu antworten.
ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Diese Aufgaben werden durch ein Verfahren, wie es in Anspruch 1, und einen Detektor, wie er in Anspruch 20 beansprucht ist, gelöst. Bevorzugte Ausgestaltungen der Erfindung sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche.
Ein Merkmal der vorliegenden Erfindung ist, dass ein Basisbandsignal erhalten wird, indem ein AD-gewandeltes empfangenes Signal einer digitalen Signalverarbeitung ausgesetzt wird, die mittels Software implementiert ist.
Das Verfahren zum Erfassen von Digitalsignalen gemäß der vorliegenden Erfindung umfasst: einen Quadratur-Demodulationsschritt des Ausführens einer Quadratur-Demodulationsoperation an einem AD-gewandelten empfangenen modulierten Signal; einen Filterschritt des Ausführens einer Filter operation an dem quadratur-demodulierten Signal, um ein Basisbandsignal zu erhalten; und einen Steuerschritt des Änderns von wenigstens einer Prozessvariablen in dem Quadratur-Demodulationsschritt und/oder dem Filterschritt als Antwort auf eine Anfrage zum Ändern der Prozessvariablen.
Der Quadratur-Demodulationsschritt umfasst: einen Interpolationsschritt des Ausführens einer n-Punkt-Interpolation des eingegebenen modulierten Digitalsignals, um darin Abtastwerte an n Punkten zu interpolieren (wobei n eine reelle Zahl ist, die gleich oder größer ist als 1); einen Multiplizierschritt des komplexen Multiplizierens des Interpolationsergebnisses mit dem lokalen Oszillationssignal; und einen Dezimierungsschritt des Ausführens einer n-Punkt-Dezimierung des Multiplikationsergebnisses, um daraus Abtastwerte an n Punkten zu dezimieren. Die Prozessvariablen, die in dem Qadratur-Demodulationsschritt geändert werden können, sind die Frequenz, die Amplitude und die Phase des lokalen Oszillationssignals und der Wert des oben genannten n.
Der Filterschritt umfasst einen Glättungsschritt des Glättens des Ergebnisses der Quadratur-Demodulationsoperation, um die Anzahl der Abtastwerte zu reduzieren; und einen digitalen Filterschritt des Ausführens einer bandbegrenzenden Operation an dem Ergebnis des Glättungsoperation. Die Prozessvariablen in dem bandbegrenzenden Schritt sind die Anzahl der Glättungspunkte und die Charakteristika der verwendeten digitalen Filter.
Weiter wird das eingegebene modulierte Signal durch einen automatischen Verstärkungsregler zur Eingabe in einen AD-Wandler als ein Signal mit vorbestimmtem Pegelbereich verstärkungsgeregelt.
Die oben erwähnten verschiedenen Prozesse werden von einem Mikroprozessor ausgeführt, der Programme decodiert und ausführt.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1A ist ein Blockdiagramm, das schematisch ein Beispiel eines digitalen mobilen Funkkommunikationssystems zeigt, das eine Mehrzahl von verschiedenen Modulations/Demodulationsschemata einsetzt;
1B ist ein Blockdiagramm, das schematisch ein Beispiel eines digitalen mobilen Funkkommunikationssystems zeigt, das einen Empfänger einsetzt, der eine Mehrzahl von Detektoren enthält, von denen jeder einem der Modulations-/Demodulationsschemata der 1A entspricht;
2A ist ein Graph, der Änderungen in der Trägerfrequenz eines empfangenen Signals im Laufe der Zeit zeigt;
2B ist ein Diagramm, das ein herkömmliches Verfahren zum Ändern der lokalen Oszillationsfrequenz eines Detektors als Antwort auf die Änderungen der Trägerfrequenz, die in 2A gezeigt sind, zeigt;
2C ist ein Graph, der Änderungen der Zeichenübertragungsrate des empfangenen Signals im Laufe der Zeit zeigt;
2D ist ein Diagramm, das ein herkömmliches Verfahren zum Umschalten von bandbegrenzenden Filtern eines Detektors als Antwort auf die in 2C gezeigten Änderungen der Zeichenübertragungsrate zeigt;
3 ist ein Blockdiagramm, das den funktionalen Aufbau des Detektors gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
4A ist ein Blockdiagramm, das ein konkretes Beispiel des funktionalen Aufbaus der Quadratur-Demodulationsmittel 33 in der 3 zeigt;
4B ist ein Flussdiagramm, das ein Beispiel eines Ablaufs der automatischen Synchronisation des lokalen Oszillationssignals mit dem eingegebenen empfangenen Signal zeigt;
5A ist ein Diagramm, das die n-Punkt-Interpolationsverarbeitung durch eine FFT-Technik erklärt;
5B ist ein Diagramm, das ein Verfahren zum Ausführen der n-Punkt-Interpolationsverarbeitung durch einen Interpolationsalgorithmus erklärt, der eine Funktion m-ter Ordnung verwendet;
5C ist ein Diagramm, das ein Verfahren zum Ausführen der n-Punkt-Interpolationsverarbeitung durch ein Verfahren des Schätzens von Abtastwerten, die durch einen Interpolationsalgorithmus interpoliert werden sollen, erklärt;
6A ist ein Diagramm, das eine n-Punkt-Dezimierungsverarbeitung durch ein einfaches Dezimierungsverfahren erklärt;
6B ist ein Diagramm, das eine n-Punkt-Dezimierungsverarbeitung durch ein gewichtetes Substitutionsverfahren erklärt;
7 ist ein Blockdiagramm, das ein konkretes Beispiel des funktionalen Aufbaus von Filtermitteln 43 in der 3 zeigt;
8A ist ein Diagramm, das Glättungsverarbeitung durch ein einfaches Extraktionsverfahren erklärt;
8B ist ein Blockdiagramm, das ein Beispiel des funktionalen Aufbaus für ein anderes Glättungsschema zeigt;
8C ist ein Diagramm zum Erklären der Betriebsweise des Aufbaus von 8B;
9A bis 9H sind Diagramme, welche die Zustände von Signalen zeigen, die an jeweiligen Teilen des digitalen Detektors gemäß der vorliegenden Erfindung auftreten;
10A ist ein Blockdiagramm, das ein Beispiel des funktionalen Aufbaus zum Umschalten der Oszillationsfrequenz in dem Quadratur-Demodulationsmittel 33 in der 3 zeigt;
10B ist ein Blockdiagramm, das ein Beispiel des funktionalen Aufbaus zum Umschalten der lokalen Oszillationsfrequenz in dem Filtermittel 34 in der 3 zeigt;
11 ist ein Blockdiagramm, das ein Beispiel des funktionalen Aufbaus zum Ausführen des Verfahrens dieser Erfindung zeigt;
12 ist ein Flussdiagramm, das ein Beispiel des Ablaufs des Erfassungsverfahrens gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt;
13 ist ein Flussdiagramm, das ein Beispiel des digitalen Erfassungsablaufs zeigt;
14 ist ein Diagramm, das ein Beispiel der Rahmenstruktur des empfangenen Signals zeigt;
15 ist ein Blockdiagramm, das ein Beispiel des funktionalen Aufbaus zeigt, in welchem ein Mikroprozessor zur Verwendung in der vorliegenden Erfindung für andere Verarbeitung verwendet wird;
16 ist ein Blockdiagramm, das den funktionalen Aufbau eines Sender-Empfängers zeigt, der die vorliegende Erfindung verkörpert;
17A ist eine Tabelle, die beispielhaft gespeicherte Inhalte eines Prozessvariablen-Speicherteils zeigt;
17B ist eine Tabelle, die beispielhaft einige von anderen gespeicherten Inhalten des Prozessvariablen-Speicherteils zeigt; und
17C ist eine Tabelle, die beispielhaft gespeicherte Inhalte in anderen Bereichen des Speicherteils der 17B zeigt.
BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSGESTALTUNGEN
Mit Bezug auf die 3 wird untenstehend nun eine Ausgestaltung der vorliegenden Erfindung beschrieben. Ein Analogsignal, das an einem Eingabeendgerät 30 empfangen wird, wird über ein Bandpassfilter (nicht gezeigt) einem automatischen Verstärkungsregler 31 bereitgestellt, der mit seiner Verstärkung das empfangene Signal so regelt, dass dessen Amplitude innerhalb eines festen Bereiches variiert. Das vom automatischen Verstärkungsregler 31 ausgegebene Analogsignal wird von einem AD-Wandler 32 in ein Digitalsignal umgewandelt. Das so in digitale Form gewandelte empfangene Signal wird einer Demodulationsoperation durch Quadratur-Demodulationsmittel 33 unterworfen und wird durch eine Filteroperation eines digitalen Filtermittels 34 spektral geformt, von welchem ein demoduliertes digitales Basisbandsignal an einem Ausgabeanschluss 40 bereitgestellt wird. Das Basisbandsignal wird einem Entscheidungsmittel 39 bereitgestellt, in welchem sowohl für dessen In-Phase-Komponente als auch dessen Quadraturkomponente ihre Symbolperiode festgestellt wird, und basierend auf diesen Entscheidungsergebnissen wird bestimmt, welchem Signalpunkt in dem IQ-Diagramm das Basisbandsignal entspricht. Z. B. wird in dem Fall eines QPSK-Signals entschieden, ob dessen In-Phase-Komponente und Quadraturkomponente +1 oder –1 sind, und basierend auf dem Entscheidungsergebnis wird bestimmt, welchem von vier Signalpunkten in dem IQ-Diagramm das Basisbandsignal entspricht.
In 3 wird die arithmetische Verarbeitung für das Digitalsignal durch das Quadratur-Demodulationsmittel 33 und das digitale Filtermittel 34 durch Software implementiert, welche die Abtastfrequenz, die Zeichenübertragungsrate, das Modulationsschema und die lokale Oszillationsfrequenz als Argumente (Variablen) verwendet. Das Steuermittel 35 hat eine Software zum Steuern des automatischen Verstärkungsreglers 31, des Quadratur-Demodulationsmittels 33 und des digitalen Filtermittels 34. Das Steuermittel 35 steuert den automatischen Verstärkungsregler 31, um dessen Verstärkungsfaktor so zu variieren, dass die Amplitudenänderung des Basisbandsignals innerhalb eines festen Bereichs begrenzt ist. Das Steuermittel 35 steuert Argumente, die in dem Quadratur-Demodulationsmittel 33 und dem digitalen Filtermittel 34 als Antwort auf Änderungen der Abtastfrequenz, der Zeichenübertragungsrate und des Modulationsschemas des digitalisierten modulierten Signals und der lokalen Oszillationsfrequenz gesetzt werden. Eine Tastatur oder ein ähnliches Einstell-/Eingabemittel 36 ist mit dem Steuermittel 35 verbunden. Das Einstell-/Eingabemittel 36 hat eine Mehrzahl von Tasten, die jeweils verschiedene Abtastfrequenzen, verschiedene Zeichenübertragungsraten und verschiedene lokale Oszillationsfrequenzen anzeigen, und ein gewünschter Parameter wird durch Drücken der entsprechenden der Tasten, die verschiedene Parameter von jeder Kategorie bezeichnen, eingegeben. Alternativ dazu ist das Eingabemittel 36 mit Tasten ausgestattet, von denen jede die Abtastfrequenz, die Zeichenübertragungsrate und die lokale Oszillationsfrequenz anzeigt und einen Aufbau hat, bei dem ein gewünschter Parameter durch Drücken der entsprechenden Taste eingegeben werden kann und dessen numerischer Wert durch Handhaben von zehn Tasten eingestellt und eingegeben werden kann. Darüber hinaus hat das Einstell-/Eingabemittel 36 eine Mehrzahl von Tasten, die jeweils Modulationsschemata bezeichnen, so dass das Modulationsschema des empfangenen Signals eingegeben werden kann.
Wie oben beschrieben, kann die Digitalsignalverarbeitung durch das Quadratur-Demodulationsmittel 33 und das digitale Filtermittel 34, welches die Abtastfrequenz, die Zeichenübertragungsrate, das Modulationsschema und die lokale Oszillationsfrequenz als Variablen verwenden, als Software implementiert werden. Durch Steuern der Verstärkung des automatischen Verstärkungsreglers 31 und der Variablen mit der Software des Steuermittels 35 ist es möglich, einen digitalen Signaldetektor zu konstruieren, der eine Operation entsprechend einem Parameter ausführt, der in einer der Gruppen der Modulationsschemata, lokalen Oszillationsfrequenzen und Zeichenübertragungsraten spezifiziert ist.
4A zeigt einen bevorzugten Aufbau des Quadratur-Demodulationsmittels 33 in der 3. Das ausgegebene Digitalsignal aus dem AD-Wandler 32 wird einer n-Punkt-Interpolation durch ein n-Punkt-Interpolationsmittel 41_I und 41_Q unterworfen, wobei in dem Digitalsignal Abtastwerte an n Punkten auf der Zeitachse interpoliert werden. Die interpolierten Signale werden in Multiplikationsmittel 42_I und 42_Q eingegeben, wo sie mit um 90° phasenverschobenen Signalen f_LI(k) und f_LQ(k) aus einem lokalen Oszillationsmittel 45 multipliziert werden. Die Ausgaben aus den Multiplikationsmitteln 42_I und 42_Q werden einer n-Punkt-Dezimierung durch n-Punkt-Dezimierungsmittel 43_I und 43_Q unterworfen, wobei Abtastwerte von den multiplizierten Ausgaben an n Punkten auf der Zeitachse dezimiert werden. Durch diese Dezimierungsverarbeitung werden die durch die n-Punkt-Interpolationsmittel 41_I und 41_Q interpolierten Abtastwerte von den multiplizierten Ausgaben dezimiert, wodurch die In-Phase- und Quadraturkomponenten des demodulierten Signals aus dem Quadratur-Demodulationsmittel 33 erhalten werden können. Die Zeitauflösung für die Multiplikationsverarbeitung kann durch die n-Punkt-Interpolationsmittel 41_I und 41_Q maßstäblich vergrößert werden. Die maßstäblich vergrößerte Zeitauflösung erlaubt die Einrichtung einer Synchronisation mit hoher Genauigkeit zwischen den digitalisierten modulierten Signalen und den lokalen Oszillationssignalen, und die Zeitauflösung der multiplizierten Ausgaben wird durch die n-Punkt-Dezimierungsmittel 43_I und 43_Q maßstäblich verkleinert, was die Belastung der nachfolgenden digitalen Signalverarbeitung verringert. Die Multiplikationsmittel 42_I und 42_Q stellen ein komplexes Multiplikationsmittel 42 dar.
Es wird nun eine Beschreibung der arithmetischen Operation durch das Quadratur-Demodulationsmittel 33 gegeben. Das in den AD-Wandler 32 eingegebene Analogsignal (ein ZF-Signal) y(t) kann durch die folgende Gleichung ausgedrückt werden. y(t) = A(t)cos{ωt + φ(t)} (1)wobei t die Zeit ist, ω gleich 2πf ist (wobei f die Trägerfrequenz ist), A(t) die Einhüllende und φ(t) die Phase ist. Das Analogsignal y(t) wird von dem AD-Wandler 32 zu jeder Abtastzeit T_S abgetastet, und jeder Abtastwert wird in ein Digitalsignal konvertiert. Lässt man m eine ganze Zahl bezeichnen, so besteht zwischen der Zeit t und der Abtastzeit T_S die folgende Beziehung. t = mTs (2)
Das Digitalsignal y_S(mT_S), das aus dem Analogsignal y(t) gewandelt wird, kann folgendermaßen ausgedrückt werden: ys(mTs) = As(mTs)cos{ωmTs + φs(mTs)} (3)wobei A_S(mT_S) ein Abtastwert der Einhüllenden zur Zeit mT_S und φ_S(mT_S) ein abgetasteter Phasenwert der Phase φ(t) zur Zeit mT_S ist.
Normieren der Zeit in der Gleichung (3) mit der Abtastzeit T_S ergibt ys(m) = As(m)cos{ωm + φs(m)} (4)
Als nächstes wird die Zeitfolge der durch Gleichung (4) gegebenen Digitalsignale einer n-Punkt-Interpolationsoperation unterworfen, um darin Abtastwerte an n Punkten einzufügen, wodurch die digitalisierten empfangenen Signale interpoliert werden. Das n-Punkt-interpolierte Ergebnis y_u ist wie folgt gegeben: yu(k) = ys(k/n) (5) = As(k/n)cos{ω(k/n) + φs(k/n)} (6)
Dieser Interpolationswert wird durch den später beschriebenen Interpolationsalgorithmus berechnet. Als Ergebnis davon wird die Datenmenge des Interpolationsergebnisses y_u(k) auf der Zeitachse n mal größer als die Datenmenge der Digitalsignal-Zeitfolge y_S(m).
Das lokale Oszillationsmittel 45 gibt das lokale Oszillationssignal f_L(k) aus, das mit einer Winkelgeschwindigkeit ω synchronisiert ist. fL(k) = BLexp{jω(k/n)} (7)wobei B_L die Amplitude des lokalen Oszillationssignals f_L(k) und exp(•) eine Exponentialfunktion ist, wobei f_L(k) eine komplexe Zahl ist. Das digitale Multiplikationsmittel 42 multipliziert das n-Punkt-Interpolationsergebnis y_u(k) mit dem lokalen Oszillationssignal f_L(k). zu(k) = yu(k)·fL(k) (8)
Das Multiplikationseigebnis z_u(k) ist die Ausgabe aus dem Multiplikationsmittel 42, welches eine komplexe Zahl ist. Das Multiplikationsergebnis z_u(k) wird einer n-Punkt-Dezimierungsoperation durch ein n-Punkt-Dezimierungsmittel 43 unterworfen, um in der Zeitfolge Abtastwerte an jedem n-ten Punkt zu dezimieren. Das Dezimierungsergebnis z_d ist wie folgt: zd(p) = zu(pn) (9) = yu(pn)·fL(pn) (10) = ys(pn/n)·fL(pn) (11) = ys(p)·fL(pn) (12)
Die Anzahl der Abtastwerte des Interpolationsergebnisses z_u auf der Zeitachse wird n/1 mal die Anzahl der Abtastwerte des Multiplikationsergebnisses z_u(k). Solange das n-Punkt-Interpolationsmittel 41 und das n-Punkt-Dezimierungsmittel 43 verwendet werden, ist das z_d(p)-Abtastintervall in dem AD-Wandler 32 immer gleich der Abtastzeit T_S.
Zu Beginn der Demodulationsverarbeitung wird das lokale Oszillationssignal f_L(m'T_S) aus dem lokalen Oszillationsmittel 45 mit dem empfangenen Signal, d. h. dem in das Quadratur-Demodulationsmittel 33 eingegebenen Signal y_s(mT_s), zur genauen synchronen Erfassungsverarbeitung synchronisiert, so dass das Operationsergebnis des Quadratur-Demodulationsmittels 33 als ein Demodulationsergebnis durch das Filtermittel 34 verarbeitet werden kann. Diese Synchronisationsverarbeitung wird z. B. dem in 4B gezeigten Ablauf folgend ausgeführt. An erster Stelle wird die Ausgabe, die von jedem der n-Punkt-Interpolationsmittel 41_I und 41_Q erhalten wird, wenn n auf Null gesetzt wird, d. h. das nicht interpolierte Digitalsignal y_s(mT_s), mit dem lokalen Oszillationssignal f_L(m'T_S) multipliziert (S1). zs(m) = ys(mTs)fL(m'Ts) (13) zs(m) = As(m)cos(2πfmTs + θ)BLcos(2πf'm'Ts) (14) zs(m) = (1/2)As(m)BL[cos(2π(fm – f'm')Ts + θ) + cos(2π(fm + f'm')Ts + qθ)] (15)
Dieses zs(m) wird einer Tiefpassfilterung unterworfen, um eine Differenzfrequenzkomponente ẑ_s(m) zu erhalten, welche durch die folgende Gleichung gegeben ist. ẑs(m) = (1/2)As(m)BLcos[2π(fm – f'm')Ts + θ] (16)
Normieren der Amplitude und der anfänglichen Phase in der Gleichung (16) ergibt z's(m) = cos(fm – f'm') (17)
2πf = ω und 2πf' = ω'. Das z_S'(m) der Gleichung (17) wird eine Evaluierungsfunktion genannt, und die lokale Oszillationsfrequenz f' wird gesteuert, um die Evaluierungsfunktion z_S'(m) zu maximieren. D. h., es wird eine Überprüfung gemacht, um zu sehen, ob die Evaluierungsfunktion ein Maximum angenommen hat (S3), und wenn dem nicht so ist, wird die Frequenz f' des lokalen Oszillationssignals f_L(m'T_s) so eingestellt, dass die Evaluierungsfunktion z_S'(m) maximal wird, gefolgt von einer Rückkehr zum Schritt S1 (S4). Wenn die Evaluierungsfunktion z_S'(m) maximal wird, werden die eingegebenen Signale y_S(mT_S) und das lokale Oszillationssignal f_L(m'T_S) einer n-Punkt Interpolationsverarbeitung (S5) unterworfen, und die resultierenden interpolierten Signale y_u(kΔ) und fL(k'Δ) (wobei nΔ = Ts) werden multipliziert (S6). Das Multiplikationsergebnis wird einer Tiefpassfilterverarbeitung unterworfen, um die Differenzfrequenzkomponente zu erhalten (S7). Es wird eine Überprüfung gemacht, um zu sehen, ob eine Evaluierungsfunktion z_S'(k) = cos(fk – fk') ähnlich der im Schritt S3 maximal ist (S8), und wenn dem nicht so ist, wird bestimmt, ob die Interpolationszahl n geändert weρden muss (S9); wenn nicht, wird das k' in dem lokalen Oszillationssignal f_L(k'Δ) eingestellt, um die Evaluierungsfunktion z_S'(k) zu maximieren, gefolgt von einer Rückkehr zum Schritt S6 (S10). Es wird eine Überprüfung gemacht, um zu sehen, ob die Interpolationszahl n geändert werden muss, d. h. ob die Evaluierungsfunktion z_S'(k) größer ist als ein Schwellenwert. Wenn die Evaluierungsfunktion z_S'(k) größer ist als der Schwellenwert und sich kaum ändern wird, selbst wenn die Interpolationszahl n erhöht wird, wird die Interpolationszahl n ungefähr um 1 erhöht, gefolgt von einer Rückkehr zum Schritt S5 (S11). Wenn der Evaluierungswert z_S'(k) maximal ist, wird entschieden, dass das empfangene Signal und das lokale Oszillationssignal miteinander synchronisiert sind, und die Synchronisationssteuerung wird beendet.
Wenn die Evaluierungsfunktion z_S'(k) kaum anwächst, selbst wenn die Interpolationszahl n erhöht wird, wird in der nachfolgenden Verarbeitung die Interpolationszahl n mit dem kleineren Wert benutzt, d. h. die Evaluierungsfunktion z_S'(k) wird maximiert und die Interpolationszahl n für die Synchronisation mit hoher Genauigkeit und für einen minimalen rechentechnischen Aufwand minimiert. Weit in dem Obigen der einstellbare minimale Wert des lokalen Oszillationssignales z_S(k'Δ) im Schritt S10 k' = 1 ist, d. h., das Abtastintervall Δ nach der Interpolation, wächst die Genauigkeit der Synchronisation des lokalen Oszillationssignals f_L(m'T_S) mit dem eingegebenen y_S(mT_S) mit einem Anwachsen der Interpolationszahl n an. Im Übrigen sind die Tiefpassfiltermittel 101 in der 4A Mittel zum Ausführen der Verarbeitung der Schritt S2 und S7 in der 4B.
Als nächstes wird eine Beschreibung eines konkreten Interpolationsverarbeitungsverfahrens für die Interpolationsmittel 41_I und 41_Q gegeben. Wie in der 5A gezeigt ist, wird für jede Periode Ta das Zeitfolgensignal y_S(m) der Abtastperiode T_S durch schnelle Fourier-Transformations-(FFT)-Verarbeitung in ein Frequenzbereichsignal y(f) transformiert, und auf der Frequenzachse wird ein Nullpunkt in das Signal y(f) eingesetzt, um ein Signal y'(f) zu erhalten, welches durch inverse schnelle Fourier-Transformations-(FFT)-Verarbeitung in ein Zeitfolgensignal y_u(k) transformiert wird, das eine erhöhte Anzahl von Abtastwerten pro Zeit Ta hat. Dieses Interpolationsverfahren durch FFT stellt eine hohe Zuverlässigkeit interpolierter Signale sicher, wenn die Zahl der interpolierten Abtastwerte groß ist. Dieses Verfahren wird z. B. Toshinori Yoshikawa et al. „Numerical Calculation in Engineering", Seiten 183, Nihon Rikoh Kai, 1984 beschrieben.
Ein weiteres Verfahren ist in 5B gezeigt, in welchem Abtastwerte, die durch eine lineare Funktion at + b oder eine quadratische Funktion at² + bt + c bestimmt werden, für jede Periode Ta zwischen benachbarte tatsächliche Abtastwerte des Zeitfolgensignals y_S(m) interpoliert werden, wie durch die gestrichelte Linie gezeigt ist, um das Zeitfolgensignal y_u(k) zu erhalten, welches eine erhöhte Anzahl an Abtastwerten pro Zeit Ta hat. Ein solches Verfahren des Interpolierens von Abtastwerten, die durch eine lineare Funktion m-ter Ordnung geschätzt werden, ist einfach und leicht. Bei diesem Verfahren ist der rechentechnische Aufwand gering, und die Zuverlässigkeit ist relativ hoch, wenn die Anzahl der interpolierten Abtastwerte klein ist.
Es ist auch möglich, ein Verfahren, wie es in 5C gezeigt ist, zu verwenden, in welchem Q vorherige Abtastwerte des Zeitfolgensignals y_u(k), das durch Interpolation vom Zeitfolgensignal y_s(m) abgeleitet wird, verwendet werden, um durch einen adaptiven Algorithmus die Abtastwerte zu schätzen, die als nächstes interpoliert werden sollen, und die geschätzten Abtastwerte in das nächste Zeitfolgensignal y_s(m) interpoliert werden, um das Zeitfolgensignal y_u(k) zu erhalten. Der adaptive Algorithmus für die Schätzung der Abtastwerte muss nur für oder im Hinblick auf Gaussches Rauschen optimiert werden; ein Kalman-Filteralgorithmus, ein Kleinste-mittlere-Quadrate-Algorithmus, ein rekursiver Kleinster-Quadrate-Algorithmus, ein Newton-Verfahren oder Steilster-Abstieg-Verfahren können verwendet werden. Bei diesem Verfahren ist es möglich, Abtastwerte in das Zeitfolgensignal zu interpolieren und dabei die Verschlechterung des Signals durch die Übertragungsleitung bis zu einem gewissen Grad zu kompensieren.
Als nächstes wird ein konkretes Beispiel für das Dezimierungsverarbeitungsverfahren durch die Dezimierungsmittel 43_I und 43_Q in der 4A beschrieben. Z. B. werden, wie in der 6A gezeigt ist, Abtastwerte in gleicher Zahl wie diejenigen, die von jedem der Interpolationsmittel 41_I und 41_Q interpoliert wurden, einfach von dem Zeitfolgensignal z_u(k) für jede Periode Ta dezimiert, um ein Zeitfolgensignal z_d(p) zu erhalten, welches eine erniedrigte Zahl der Abtastwerte pro Zeit Ta hat. Die Verarbeitung mit diesem Verfahren ist sehr einfach und leicht.
Alternativ dazu wird, wie in der 6B gezeigt ist, eine Evaluierungsfunktion verwendet, um Operationsverarbeitung einer Mehrzahl Q (drei in der 6B) von Abtastwerten in dem Zeitfolgensignal z_u(k) auszuführen, um einen Abtastwert zu erhalten und so die Abtastwerte in dem Zeitfolgensignal z_u(k) zu dezimieren, um das Zeitfolgensignal z_d(p) zu erhalten. Die Evaluierungsfunktion kann eine Funktion zum Berechnen eines Mittelwertes oder Schwerpunktes einer Mehrzahl von Abtastwerten sein. Bei diesem Verfahren kann die Information über die zu dezimierenden Abtastwerte durch die Evaluierungsfunktionen an den übriggebliebenen Abtastwerten wiedergegeben werden.
Das digitale Filtermittel 34 in der 3 führt eine Filteroperation und eine Glättungsoperation aus. Wie in der 7 gezeigt ist, werden die gleichphasigen und Quadraturkomponenteausgaben von dem Quadratur-Demodulationsmittel 33, d. h., die Ausgaben aus den n-Punkt-Dezimierungsmitteln 43_I und 43_Q in der 4A, durch Glättungsmittel 51_I bzw. 51_Q geglättet, wodurch die Zahl der Abtastwerte auf der Zeitachse innerhalb des Bereiches reduziert wird, welcher das Nyquist-Abtasttheorem erfüllt. Mit anderen Worten wird eine Mehrzahl von Abtastwerten durch die Mittelwertbildung auf einen reduziert. Dies ermöglicht die Dezimierungsverarbeitung auf der Zeitachse. Basierend auf den Verarbeitungsergebnissen durch die Glättungsmittel 51_I und 51_Q können die Ordnungen der Filterkoeffizienten durch digitale Filtermittel 52_I und 52_Q jeweils erniedrigt werden. Die Glättung der Abtastwerte wird durch die folgende Gleichung ausgedrückt. zds(ps) = g(..., zd((k – 1)p), zd(kp), ...) (18)wobei g(•) eine Funktion ist, welche die Glättungsverarbeitung bezeichnet, p_S eine Normierungsvariable der Ausgabe aus der Glättungsverarbeitung und z_ds ein komplexes Signal ist, das die Ausgabe aus dem Glättungsmittel 51 ist. Die Glättungsverarbeitung mittelt Signale z. B. an m Punkten, um die Anzahl der Abtastwerte herab auf 1/m zu reduzieren. Das Signal z_ds(p_S) wird durch das Filtermittel 52 bandbreitenbegrenzt. Dies wird durch die folgende Gleichung ausgedrückt. ẑ(ps) = h(zds)(ps)) (19)wobei h(•) eine Signalverarbeitungsfunktion des Filtermittels 52 ist, ẑ das Filterverarbeitungsausgabesignal und ẑ(•) eine komplexe Zahl ist. Die Quadratur-Demodulationsoperation, die Glättungsoperation und die Filteroperation können als eine komplexe Operation für sowohl die gleichphasigen als auch die Quadraturkomponente ausgeführt werden, wie in den 4 und 7 gezeigt; alternativ dazu kann eine komplexe Operation, wie sie durch die obigen Gleichungen bezeichnet ist, direkt ausgeführt werden.
Es wird ein konkretes Verfahren zur Verarbeitung mittels der Glättungsmittel 51 in der 7 beschrieben. 8A zeigt das einfachste Verfahren, dem zufolge N Abtastwerte von dem Zeitfolgensignal z_d(p) von dem Quadratur-Demodulationsmittel 33 alle N + 1-Abtastwerte dezimiert werden, um das geglättete Zeitfolgensignal z_ds(P_S) zu erhalten. Glättungsverarbeitung mit einem linearen Gewichtungsschema ist in der 8B gezeigt, bei der das Zeitfolgensignal z_ds(p) direkt in Multiplikationsmittel M₀ (8C) eingegeben wird und es zur selben Zeit an Verzögerungsmittel D₁, ..., D_L angelegt wird, von denen Signale, die jeweils um Abtastwerte T_S, 2T_S, ..., Lt_S des Zeitfolgensignals z_d(p) verzögert sind, für Multiplikationsmittel M₁, ..., M_L bereitgestellt werden. Die Eingaben in die Multiplikationsmittel M₀, M₁, ..., M_L werden jeweils mit Gewichtungen f₀, f₁, ..., f_L multipliziert, dann werden die Multiplikationsergebnisse durch Addiermittel S_u miteinander addiert, und das Additionsergebnis wird daraus als das alle L + 1 Abtastwerte geglättete Zeitfolgensignal z_ds(p_S) ausgegeben. D. h., das Signal z_ds(p) bekommt alle L Abtastwerte die Gewichtungen f₀, ..., f_L zugeordnet und wird dann zusammenaddiert, um einen Abtastwert des geglätteten Signals z_ds(p_S) zu bilden. zds(ps) = f0·zd(p) + f1·zd(p – 1) + ... + fL·zd(p – L)
Wenn L = 3 ist, werden vier Abtastwerte z_d(p – s) bis z_d(p) linear gewichtet und als ein Abtastwert z_ds(P_S), wie in der 8C gezeigt ist, ausgegeben.
Um die Glättungsverarbeitung durch das adaptive Filterschema auszuführen, werden die Gewichtungskoeffizienten f₀, ..., f_L durch Adaptivalgorithmus-Verarbeitungsmittel 50 durch die Verwendung eines adaptiven Algorithmus derart geändert, dass das Entscheidungsergebnis aus dem Empfangs-Datenentscheidungsmittel, wie durch die gestrichelte Linie in der 8C gezeigt, optimiert wird. Die Gewichtungskoeffizienten werden z. B. zuerst in einer Pilotsignal-(Übungssignal)-Periode bestimmt, in welcher empfangene Daten bereits bekannt sind. Der für diesen Fall zu verwendende kann ein Kalman-Filteralgorithmus oder ein von diesem abgeleiteter sein.
Als nächstes wird mit Bezugnahme auf die 9 eine Beschreibung eines spezifischen betriebsfähigen Beispiels eines Verfahrens zum Erfassen von Signalen unterschiedlicher Modulationsschemata gemäß der vorliegenden Erfindung gegeben. Ein empfangenes Analogsignal, das in 9A gezeigt ist, dessen Amplitudenkomponente von dem automatischen Verstärkungsregler 31 (3) auf einen gewissen Bereich begrenzt ist, wird von dem AD-Wandler 32 in ein Digitalsignal gewandelt, das in der 9B gezeigt ist. Das lokale Oszillationsmittel 45, das unter Softwaresteuerung gestellt ist, erzeugt lokale Oszillationssignale mit In-Phase- und Quadraturkomponenten, die in den 9C und 9D dargestellt sind. Die digitalen Signale der 9B und die lokalen Oszillationssignale der 9C und 9D werden jeweils durch die Multiplikationsmittel 42_I und 42_Q multipliziert. Als ein Ergebnis werden die gleichphasige und die Quadraturkomponente der Ausgabe aus dem Quadratur-Demodulationsmittel 33 so, wie sie in den 9E und 9F gezeigt sind. Die so multiplizierten In-Phase- und Quadraturkomponenten werden durch die unabhängigen digitalen Filtermittel 34, die unter Softwaresteuerung gestellt sind, spektral geformt. Als Folge davon hat das spektral geformte Basisbandsignal In-Phase- und Quadraturkomponenten, wie sie in den 9G und 9H gezeigt sind. Auf diese Weise kann das Signal von dem digitalen Signaldetektor der vorliegenden Erfindung selbst dann genau re produziert werden, wenn sich während der Übertragung in Zeitintervallen, die kürzer sind als vier Millisekunden das Modulationsschema oder die Betriebsart des gesendeten Signals von OPSK nacheinander in 16QAM und BPSK ändert. Dieses modulierte Signal wird mit Raten von 2 Bit bei QPSK, 4 Bit bei 16QAM und 1 Bit bei BPSK pro Symbol übertragen und empfangen. Somit implementiert der Digitalsignaldetektor der vorliegenden Erfindung die Erfassung von Signalen bei der variablen Bitübertragung. Bei diesem Beispiel ist es im Voraus bekannt, dass die QPSK-, 16QAM- und BPSK-modulierten Signale sequenziell alle 4 Millisekunden empfangen werden, und das Steuermittel 35 schaltet Variablen für jeweilige Mittel in Synchronisation mit den empfangenen Signalen um.
Um die lokale Oszillationsfrequenz als Antwort auf die Änderung des Modulationsschemas umzuschalten, sendet das Steuermittel 35 einen Frequenzumschaltbefehl an das lokale Oszillationsmittel 45, wie in der 10A gezeigt. Das lokale Oszillationsmittel 45 ist im Grunde durch Software implementiert, und für die bezeichnete Frequenz f wird eine Operation f_L1B_Lexp(2πfmT_s) ausgeführt. In dem Fall des Umschaltens der Frequenz, wie in der 2A gezeigt ist, weist das Steuermittel 35 das lokale Oszillationsmittel 45 an, die Oszillationsfrequenz in der Reihenfolge f₁-f₂-f₃-f₄ umzuschalten. Diese Anweisung wird in einem Anweisungsausführungszyklus eines Mikroprozessors ausgeführt, der im Prinzip Software ausführt. Daher kann die lokale Oszillationsfrequenz schnell, in einer kurzen Zeit von nur einigen Nanosekunden, umgeschaltet werden. Wie aus dem Obigen gesehen werden wird, kann gemäß der vorliegenden Erfindung die Frequenz des lokalen Oszillationsmittels 45 schneller als in der Vergangenheit umgeschaltet werden, die Frequenzumschaltung während der Kommunikation kann voll bewältigt werden, und die Erfindung ist nebenbei auch bei schnellen Frequenzsprüngen zum dynamischen Umschalten der Trägerfrequenz anwendbar.
Auch als Antwort auch auf eine Änderung der Zeichenübertragungsrate ändert die vorliegende Erfindung auf ähnliche Weise durch ein Programm oder eine Software die Charakteristik des Filtermittels 34; die Anweisung zum Ändern der Übertragungsrate wird von dem Steuermittel 35 bereitgestellt. D. h., das Filtermittel 34 und das Steuermittel 35 implementieren eine Digitalsignalverarbeitung mittels Software. Wenn z. B. die Übertragungsrate wie in der 2C gezeigt variiert, werden die Zeichenübertragungsraten B1, B2, B3 und B4 sequenziell von dem Steuermitteln 3 dem Filtermittel 34 angegeben, wie inder 10B dargestellt ist. Dementsprechend wird die Übertragungsrate in einem Anweisungsausführungszyklus eines Mikroprozessors geändert, der im Prinzip Software ausführt. Daher kann gemäß der vorliegenden Erfindung die Charakteristik des Filtermittels 34 durch das Steuermittel 35 mit hoher Geschwindigkeit geändert werden. Die Charakteristiksteuerung des Filtermittels 34 wird auch gemäß dem Modulationsmodus des empfangenen Signals bewirkt. Wenn sich z. B. der Modulationsmodus wie in der 9G gezeigt ändert, ändert sich der Abfall der Filtercharakteristik um 0,5 für QPSK, um 0,3 für 16QAM und um 0,5 für BPSK.
Wie oben beschrieben werden verschiedene Verarbeitungen, die in die vorliegende Erfindung eingebunden sind, durch Softwareoperationen ausgeführt. D. h., wie in der 11 gezeigt, decodiert ein Mikroprozessor 37 in dem Steuermittel 35 ein Programm 38 und führt es aus, um den automatischen Verstärkungsregler 31, das Quadratur-Demodulationsmittel 33 und das digitale Filtermittel 34 zu steuern. Der automatische Verstärkungsregler 31 wird wie folgt gesteuert. Der ausgegebene Pegel des automatischen Verstärkungsreglers 31 wird von einem Pegeldetektor (nicht gezeigt) erfasst, der erfasste Pegel wird in einen digitalen Wert gewandelt, der mit einem Referenzwert in dem Mikroprozessor 37 verglichen wird, und der Verstärkungsfaktor wird Schritt für Schritt gesteuert, um die Ausgabe des automatischen Verstärkungsreglers 31 in einen vorbestimmten Bereich der Amplitudenänderungen zu überführen. Die Steuerung des Quadratur-Demodulationsmittels 33 wird durch Steuern des lokalen Oszillationsmittels 45, des n-Punkt-Interpolationsmittels 41 und des n-Punkt-Dezimierungsmittels 43 bewirkt. Was das lokale Oszillationsmittel 45 angeht, werden die Frequenz f, die Phase φ und die Amplitude B_L des lokalen Oszillationssignals von dem Mikroprozessor 37 bezeichnet. Für das n-Punkt-Interpolationsmittel 41 und das n-Punkt-Dezimierungsmittel werden die Abtastfrequenz 1/T_S und die Anzahl n der Interpolationen und Dezimierungspunkte bezeichnet. Das digitale Filtermittel 34 wird durch das Glättungsmittel 51 und das digitale Filtermittel 52 gesteuert. Für das Glättungsmittel 51 werden die Abtastfrequenz 1/T_S, die Anzahl der Glättungspunkte und das Glättungsverfahren bezeichnet. Für das digitale Filtermittel 52 werden die Abtastfrequenz 1/T_S, der Filterkoeffizient und die Anzahl der zum Filtern notwendigen Symbole bezeichnet. D. h., wenn einmal die Trägerfrequenz des eingegebenen modulierten Signals des AD-Wandlers 32 gesetzt und eingegeben ist, wird der minimale Wert von dessen Abtastfrequenz 1/T_S automatisch gemäß der eingegebenen Trägerfrequenz bestimmt. Wenn z. B. die Trägerfrequenz des eingegebenen modulierten Signals 130 MHz ist, wird der minimale Wert der Abtastfrequenz auf dem AD-Wandler auf 260 MHz eingestellt. Zur genauen Synchronisation mit dem Träger des eingegebenen modulierten Signals muss das lokale Oszillationssignal ein Digitalsignal mit einer Abtastfrequenz sein, die mindestens vier mal höher ist als die Trägerfrequenz des eingegebenen modulierten Signals; deswegen wird die Anzahl n der Interpolationspunkte und der Dezimierungspunkte automatisch bestimmt. Wo die Wandlungsrate des AD-Wandlers 32 hoch ist, ist es auch möglich, das eingegebene modulierte Signal oberhalb der minimalen Abtastfrequenz abzutasten, um die Anzahl n der Abtastungen, die entsprechend interpoliert und dezimiert werden müssen, zu reduzieren.
Wenn die Frequenz des demodulierten Basisbandsignals z. B. 20 KHz ist, kann die zur Verarbeitung dieses Signals notwendige Abtastfrequenz 40 KHz sein; weil das Quadratur-Demodulationsmittel 33 eine unnötig große Zahl von Signalen ausgibt, werden diese Signale effektiv verwendet, um eine Verarbeitung durch das Glättungsmittel 51 auszuführen, um ein Basisbandsignal zu erzeugen, das sie möglichst getreu nachbildet, und um dessen Abtastfrequenz zu erniedrigen. Die Anzahl der Glättungspunkte wird in diesem Fall automatisch durch die eingestellte Trägerfrequenz und das eingegebene modulierte Signal und die eingestellte Zeichenübertragungsrate bestimmt. Wie zuvor mit Bezugnahme auf die 2D und 10B beschrieben wurde, wird eine passende Filtercharakteristik in Übereinstimmung mit der Zeichenübertragungsrate benötigt, und daher werden der Filterkoeffizient und die Anzahl der zum Filtern notwendigen Zeichen, automatisch durch die eingestellte Zeichenübertragungsrate bestimmt. Darüber hinaus wird der Filterkoeffizient abhängig von dem eingestellten Modulationsmodus wie zuvor erwähnt automatisch bestimmt. Daher werden Programme so vorbereitet, dass verschiedene Parameter (Variablen) für das Filtermittel 34, das lokale Oszillationsmittel 45, das Interpolationsmittel 41 und das Dezimierungsmittel 34 automatisch in Übereinstimmung mit der Trägerfrequenz, der Zeichenübertragungsrate und der Modulationsbetriebsweise, die auf der Basis der oben erwähnten Beziehungen eingestellt sind, zugewiesen werden.
Bei der vorliegenden Erfindung ist es möglich, ein sog. verteiltes Verarbeitungssystem einzusetzen, in welchem Mikroprozessoren für das Quadratur-Demodulationsmittel 33 und das digitale Filtermittel 34 vorgesehen sind, wobei diese Mikroprozessoren mit den oben genannten verschiedenen Parametern (Variablen) versorgt werden, die durch den Mikroprozessor 37 bezeichnet werden, und sie als Argumente zum Ausführen von Programmen für die Interpolation, Quadratur-Demodulation und Dezimierung bzw. von Programmen zur Glättung und Filterverarbeitung zu verwenden. Natürlich kann ein solches verteiltes Verarbeitungssystem durch ein zentralisiertes Verarbeitungssystem ersetzt werden, in welchem der Mikroprozessor 37 seinerseits erste der Parameter für die jeweiligen Mittel bezeichnet und die Interpolation, Quadratur-Demodulation, Dezimierung, Glättung und Filterprogramme auf einer Zeitmultiplexgrundlage ausführt und so eine virtuell parallele Verarbeitung ausführt.
12 ist ein Flussdiagramm, das die Prozedur des digitalen Detektors zeigt. Die Prozedur beginnt mit dem Machen einer Überprüfung, um zu sehen, ob eine Anfrage nach einer Variablenänderung gemacht wurde (S1). Eine solche Variablenänderungsanfrage wird gemacht, wenn eine Änderung der Trägerfrequenz oder der Zeichenübertragungsrate neu eingestellt und über Einstell/Eingabemittel 36 eingegeben wird, oder wenn die Zeit zum Ändern der Modulationsbetriebsweise erreicht wird, die, wie zuvor mit Bezug auf die 9 beschrieben wurde, vorbekannt ist, oder wenn das Umschalten zwischen 800 MHz und 1.500 MHz oder zwischen Audio und unbewegter Bildinformation über das Einstell-/Eingabemittel eingegeben wird, wie zuvor in dem Abschnitt „Hintergrund der Erfindung" angesprochen. 14 erklärt den Fall, dass das empfangene Signal ein 3-kanaliges Zeitmultiplexsignal ist. Der Rahmen für jeden Kanal ist aus einer Präambel 71 und Daten 72, wie in der 14B gezeigt, aufgebaut. Die Präambel 71 ist aus einem Synchronisationswort 73 und einer Basisstationsnummer 74 zusammen mit Modulationssysteminformation 75 wie etwa dem Modulationsschema der Daten, die in dem Datenrahmen 72 verwendet werden, und der Zeichenübertragungsrate aufgebaut, wie in der 14C gezeigt. Z. B. wird in dem Fall, dass das Modulationsschema der Daten in dem Datenrahmen 72 neu bezeichnet wird, die Variablenänderungsanfrage als gemacht angesehen, wenn die Daten, die das Modulationsschema bezeichnen, demoduliert werden.
Wenn eine solche Variablenänderungsanfrage gemacht wird, werden die Variablen, die geändert werden sollen, und deren Werte bestimmt, damit sie der Anfrage genügen (S2). Wenn z. B. die Anfrage zum Ändern der Variablen für die Quadratur-Demodulation gemacht wird, werden die neu bestimmten Variablen wie z. B. die Zahl n der Interpolationspunkte, die lokale Trägerfrequenz und deren Amplitude und Phase als Argumente in dem Prozessor gesetzt, welcher das Quadratur-Demodulationsprogramm ausführt (S3). Dem folgt die Ausführung des digitalen Erfassungsprogramms (S4).
13 zeigt den Ablauf der digitalen Erfassung. An erster Stelle werden die empfangenen Daten der automatischen Verstärkungsregelung durch den automatischen Verstärkungsregler 31 in der 11 unterzogen, so dass der Pegel des empfangenen Signals innerhalb eines vorbestimmten Bereiches fällt (S1). Das so verstärkungsgeregelte empfangene Signal wird durch den AD-Wandler 32 in ein Digitalsignal umgewandelt (S2), welches einer n-Punkt-Interpolation unterworfen wird (S3), und das so interpolierte Digitalsignal wird der Quadratur-Demodulationsoperation unterworfen (S4). Das Demodulationsergebnis wird einer n-Punkt-Dezimierungsverarbeitung (S5) und dann einer Glättungsverarbeitung (S6) unterworfen, und das Glättungsergebnis wird einer Tiefpassfilterverarbeitung unterzogen (S7). Dem folgt eine Signalpunktentscheidung, um zu entscheiden, welcher Signalpunkt in der IQ-Ebene dem Ergebnis der Tiefpassfilterverarbeitung entspricht (S8).
Wie in 15 dargestellt ist, könnender digitale Detektor 53 der vorliegenden Erfindung, der in einem Funkgerät eingebaut ist, ein Funkkanalsteuergerät 54 und ein Audioverschlüsselungs/entschlüsselungsprozessor 55 unter die Zeitverteilungssteuerung des Mikroprozessors 37 gestellt werden. Steuerprogramme 38, 56 und 57 werden vorbereitet, die jeweils ausschließlich für den digitalen Detektor 53, das Funkkanalsteuergerät 54 bzw. den Audioverschlüsselungs/-entschlüsselungsprozessor 55 sind. Der Mikroprozessor 37 schaltet sowohl den digitalen Detektor als auch das Funkkanalsteuergerät 54, den Audioverschlüsselungs/-entschlüsselungsprozessor 55 und dessen Steuerprogramm zu richtigen Zeitintervallen auf Grundlage einer Zeitverteilung. Dementsprechend kann eine Mehrzahl von zu steuernden Objekten durch den einzelnen Mikroprozessor 37 verarbeitet werden. Im übrigen ist dieses Funkgerät z. B. eine mobile Station in einem mobilen Kommunikationssystem, und das Funkkanalsteuergerät 54 führt das Umschalten zwischen Steuer- und Kommunikationskanälen aus.
16 zeigt einen digitalen Funkkommunikations-Sender-Empfänger, in dem der digitale Detektor der vorliegenden Erfindung eingebaut ist, wobei Teile, die solchen in der 3 entsprechen, mit denselben Bezugszeichen versehen sind. Das von der Antenne 60 empfangene modulierte Signal wird von einem rauscharmen Verstärker 61 verstärkt, dann durch Frequenzwandelmittel 62 in ein Zwischenfrequenz-(ZF)-Signal umgewandelt, das durch einen Filter 63 bandbegrenzt wird und dann in den automatischen Verstärkungsregler 31 eingegeben wird. D. h., das empfangene Signal wird an den digitalen Detektor der vorliegenden Erfindung, der in der 3 gezeigt ist, angelegt, und die erfasste Ausgabe, d. h. die Ausgabe aus dem Filtermittel 34, wird an das Funkkanalsteuergerät 54 angelegt, von welchem es z. B. in eine Vermittlungsstelle eines Netzwerks (nicht gezeigt) eingegeben wird. Ein Signal von der Vermittlungsstelle wird über das Funkkanalsteuergerät 54 in Filtermittel 64 eingegeben, in denen es bandbegrenzt wird. Das bandbegrenzte Signal wird an Quadratur-Modulationsmittel 65 angelegt, worin dessen ZF-Träger quadraturmoduliert wird. Die modulierte Ausgabe, d. h. das modulierte Signal, wird von einem DA-Wandler 66 in ein Analogsignal umgewandelt, das weiter von einem Frequenzwandler 67 in ein Hochfrequenzsignal umgewandelt wird. Das hochfrequenzmodulierte Signal wird von einem Sende-Leistungsverstärker 68 zur Übertragung durch eine Antenne 69 leistungsverstärkt.
Als nächstes werden konkrete Beispiele der vorliegenden Erfindung beschrieben.
(i) Mobiles Multimedia
Hier wird die Steueroperation der vorliegenden Erfindung im Hinblick auf die Fälle beschrieben, in welchen die Einstellung der Betriebsweise (1) manuell von dem Benutzer einer mobilen Station geändert wird, (2) automatisch durch einen Befehl von einer Basisstation geändert wird und (3) automatisch gemäß einer autonomen Entscheidung von der mobilen Station geändert wird. Es sei nun angenommen, dass der Audiodienst ein gewöhnliches PDC (Personal Digital Cellular) System ist, während der Multimediadienst (z. B. Dienst zum Empfangen von gesendeten unbewegten Bildern) ein Mehrfachpegelmodulationssystem ist (z. B. 160QAM). Es wird angenommen, dass sich die Übertragungsbandbreite mit den Diensten nicht ändert. Es sei weiter angenommen, dass der Dienst von einer Sprech- zu einer Unbewegtbildbetriebsweise umgeschaltet wird, und dass der Mediendienst auf einem vorbestimmten Frequenzband gesendet wird.

(1) Wenn man den Empfang von dem Audiodienst auf den Mediendienst wie z. B. unbewegte Bilder umschaltet, ändert der Benutzer der mobilen Station die Dienstbetriebsweise der mobilen Station. Diese Änderung wird durch eine Wahltaste oder einen Betriebsweisenschalter gemacht, der in dem Einstell-/Eingabemittel 36 vorgesehen ist (11). Wenn es z. B. mit einem Anfragesignal zur Betriebsweisenumschaltung von der Audio- zur Mediadienstbetriebsweise versorgt wird, ändert das Steuermittel 35 der mobilen Station z. B. die Prozessvariablen eines Synthetisierers (nicht gezeigt) für die Kanalauswahl, des Verstärkungsreglers 31, des Quadratur-Demodulationsmittels 33 und des Filtermittels 34. In dem Synthetisierer wird dessen Frequenz in ein vorbestimmtes Frequenzband gesetzt. In dem Verstärkungsregler 31 wird die Einstellung der maximalen Amplitude von dessen Eingabesignal geändert. D. h., der maximale Einstellwert des eingegebenen Signals wird größer gemacht als derjenige für QPSK, weil die Modulationsbetriebsweise von QPSK auf QAM geschaltet wird. Für das Quadratur-Demodulationsmittel 33 wird die Einstellung der Anzahl n der Interpolationspunkte und Dezimierungspunkte geändert. Der Wert n wird größer gemacht als derjenige für QPSK. Die Prozessvariablen des Filtermittels 34, die geändert werden, sind das Glättungsverfahren, der Filterkoeffizient und die Filterordnung. Bei diesem Beispiel wird eine Mehrzahl von Glättungsverfahren, die für die verwendeten Modulationsschemata optimal sind, vorbereitet, und Algorithmen für diese optimalen Glättungsverfahren werden vorab in einem ROM gespeichert. Basierend auf dem daran angelegten Dienstbetriebsweisenumschaltsignal liest das Steuermittel 35 aus dem ROM das für die spezifische Betriebsweise optimale Glättungsverfahren aus und führt dementsprechend Glättungsverarbeitung aus. Die Abrollrate des Filtermittels 52 (7) wird niedriger gemacht als in dem Fall von QPSK, und zur selben Zeit werden deren Koeffizient und Ordnung ebenfalls geändert. Im Hinblick auf das Ändern verschiedener Prozessvariablen gemäß der Betriebsweise, die eingestellt wird, umfasst das Steuermittel 35 ein Prozessvariablenspeicherteil 102 und ein Glättungsverfahrenspeicherteil 103, wie in 11 gezeigt ist. In dem Prozessvariablenspeicherteil 102, wie es in 17A gezeigt ist, sind z. B. für Audio- und Bildbetriebsweise jeweils die maximalen Amplitudenwerte des automatischen Verstärkungsreglers, die Anzahl n der Interpolationspunkte, die Nummer des ROM, in dem ein Algorithmus zur Glättungsverarbeitung gespeichert ist, die Abrollrate und Filterkoeffizient des Filtermittels gespeichert. Entsprechend eingestellter Betriebsweise und Eingabe liest das Steuermittel 35 diese Variablen aus und verwendet sie für jeweilige besondere Zwecke. Im Glättungsverfahrenspeicherteil 103 sind die Nummern der ROMs gespeichert, in denen Algorithmen oder Abläufe gespeichert sind, die für die Ausgestaltung der verschiedenen Glättungsverarbeitungen notwendig sind. Um andere Dienste außer Audio und Bildern und visuellen Diensten zu empfangen, können Prozessvariablen für solche Dienstbetriebsweisen in dem Prozessvariablenspeicherteil 102 gespeichert werden.
(2) Der Benutzer der mobilen Station ändert die Dienstbetriebsweiseneinstellung der mobilen Station mit dem Einstell-/Eingabemittel 36 wie in dem Fall (1). Nach Empfang der Dienstbetriebsweisenänderungsanfrage überträgt sie das Steuermittel 35 der mobilen Station zusammen mit einem Flag, das die Betriebsweisenänderung anzeigt, über einen Übertragungskanal für die Kommunikation mit der Basisstation. Ein Flag zu setzen bedeutet, ein vorbestimmtes Bit 0 oder 1 in dem Übertragungsrahmen 1 oder 0 zu machen. Wenn das Dienständerungsanfragenflag von der mobilen Station empfangen wird (in diesem Beispiel eine Anfrage nach dem Mediendienst), sendet die Basisstation Übertragungsinformation über den Mediendienst über einen Downlinkkanal zu einer mobilen Station. Die mobile Station erfasst die Übertragungsinformation von der Basisstation durch das Funkkanalsteuergerät 54 (16). In der so erfassten Übertragungsinformation sind enthalten das Modulationsschema und die Übertragungsrate, die in dem Datenrahmen des Funkkanals verwendet werden sollen, der Zeitschlitz in dem TDMA-Rahmen, der verwendet werden soll, usw. Falls erforderlich, tauschen die mobile Station und die Basisstation mehrere Male Signale betreffend die neue Dienstbetriebsweise über den Funkkanal aus. Die erfasste Übertragungsinformation wird als ein Variablenänderungsanfragesignal in das Steuermittel 35 eingegeben. Das Steuermittel 35 ändert die Variablen für den Synthetisierer, die Verstärkungsregelung, das Quadratur-Demodulationsmittel und das Filtermittel. Die Inhalte, die geändert werden sollen, sind dieselben wie diejenigen im Fall (1). Bei diesem Beispiel ist das Prozessvariablenspeicherteil 102 so ausgelegt, dass der maximale Amplitudenwert die Anzahl n der Interpolationspunkte und die Nummer des ROM des Glättungsverfahrens in Übereinstimmung mit der Modulationsbetriebsweise, die wie in der 17B gezeigt durch die Basisstation spezifiziert wird, ausgelesen werden, und die Abrollrate und der Filterkoeffizient in Übereinstimmung mit der Zeichenübertragungsrate ausgelesen werden, die wie in 17C gezeigt, von der Basisstation spezifiziert werden.
(3) Der Benutzer der mobilen Station ändert die Einstellung der Dienstbetriebsweise der mobilen Station wie in dem Fall (1). In diesem Fall sind verschiedene Kombinationen von Modulationsschemata und Zeichenübertragungsraten für jeden der Audio- und Mediadienste vorbestimmt und unterschiedlichen Betriebsweisennummern zugewiesen, und die jeweiligen Prozessvariablen sind in dem Prozessnummernspeicherteil 102 in Entsprechung mit den Betriebsweisennummern, wie in der 17A gezeigt, gespeichert. Die Beziehungen der Betriebsweisennummern zu den Modulationsschemata und den Zeichenübertragungsraten werden auch in der Basisstation gehalten. Wenn eine Dienstbetriebsweisenänderung eingestellt und eingegeben wird, überträgt das Steuermittel 35 einen Code, welcher der Basisstation die Nummer der eingestellten Betriebsweise anzeigt, über den Übertragungskanal für die Kommunikation mit ihr. Weiter liest das Steuermittel 35 aus dem Speicherteil 102 die Prozessvariablen entsprechend der eingestellten und eingegebenen Betriebsweise aus und verwendet die ausgelesenen Prozessvariablen, um die Erfassungsverarbeitung auszuführen.

Die Basisstation empfängt und antwortet auf die Betriebsweisennummer, welche die neu eingestellte Dienstbetriebsweise anzeigt, um die Einstellung des Modulationsschemas, die Übertragungsrate und den Zeitschlitz des TDMA-Rahmens zu ändern, die in dem Funkkanal für die Übertragung von Information an die mobile Station verwendet werden. Falls erforderlich, tauschen die mobile Station und die Basisstation einige Male Signale über den Funkkanal aus, welche die Dienstbetriebsweise betreffen, die neu geändert werden soll.
(ii) Kompatible mobile Station
Hier wird die Steueroperation der vorliegenden Erfindung im Hinblick auf die Fälle beschrieben, bei denen die Betriebsweiseneinstellung (1) manuell durch den Benutzer einer mobilen Station geändert wird, (2) automatisch durch einen Befehl von einer Basisstation geändert wird, und (3) automatisch gemäß einer autonomen Entscheidung der mobilen Station geändert wird. Man nehme an, dass sich die mobile Station in einen geschlossenen Raum (einen geschlossenen Raum wie beispielsweise ein unterirdisches Einkaufszentrum) bewegt hat. Man nehme an, dass die mobile Station den PDC-Audio-Dienst draußen empfängt und drinnen den 16QAM-Mediendienst, und dass das Übertragungsband unverändert bleibt.

(1) Der Benutzer ändert die Kommunikationsbetriebsweiseneinstellung der mobilen Station, wenn er nach drinnen geht. Dies wird durch Verwendung einer Wahltaste oder bestimmte Betriebsweisenänderungsschalter des Einstell-/Eingabemittels 36 gemacht. Nach Empfangen einer Kommunikationsbetriebsweisenänderungsanfrage ändert das Steuermittel 35 die Einstellung der Oszillationsfrequenz des Synthetisierers. Wenn z. B. das 800 MHz-Band draußen benutzt wird und das 1.500 MHz-Band drinnen, wird die lokale Oszillationsfrequenz, mit dem der Frequenzwandler zur Umwandlung in ein ZF-Signal versorgt wird, zur Verwendung in dem 1.500 MHz-Band geändert. Weil das Modulationsschema wie in dem Fall von mobilem Multimedia (i) von QPSK zu 16QAM umgeschaltet wird, macht das Steuermittel 35 den maximalen Amplitudenwert des Verstärkungsreglers groß, setzt die Anzahl n der Interpolationen und Dezimierungspunkte bei der Quadratur-Demodulation auf einen Wert, der größer ist als in dem Fall der QPSK, verwendet ein ROM, in dem das optimale Glättungsverfahren gespeichert ist, macht die Abrollraten des Filtermittels 64 auf der Senderseite (16) und des Filtermittels 34 auf der Empfangsseite (16) klein und ändert deren Filterkoeffizienten.
(2) Der Benutzer der mobilen Station ändert die Kommunikationsbetriebsweisenstellung der mobilen Station durch das Einstell-/Eingabemittel 36, wenn er nach drinnen geht. Die mobile Station versieht ein Kommunikationsbetriebsweisenänderungssignal auf dem Übertragungsrahmen des Funkkanals an die Basisstation mit einem Flag. Die Basisstation empfängt das Dienständerungsanfragenflag von der mobilen Station und versorgt sie über den Downlinkkanal mit Übertragungsinformation über die Kommunikationsbetriebsweise. Die mobile Station erfasst die Übertragungsinformation von der Basisstation durch das Funkkanalsteuergerät 54. In der erfassten Übertragungsinformation sind die Trägerfrequenz, das Modulationsschema, die Übertragungsrate und der Zeitschlitz des TDMA-Rahmens, welcher in dem Funkkanal verwendet wird, enthalten. Basierend auf der Übertragungsinformation ändert die mobile Station die Prozessvariablen, die in dem Synthetisierer, dem Quadratur-Modulationsmittel, dem Verstärkungsregler, Quadratur-Demodulationsmittel und dem Filtermittel verwendet werden. Die Inhalte der Änderungen sind dieselben wie in dem Fall (1).
(3) Wie in den Fällen (1) und (2) ändert der Benutzer der mobilen Station die Einstellung der Kommunikationsbetriebsweise für die mobile Station, wenn er nach drinnen geht. Bei diesem Beispiel ist eine Mehrzahl von Betriebsweisen entsprechend verschiedenen Kombinationen der Modulationsschemata und Zeichenübertragungsraten vorbestimmt, und die mobile Station informiert die Basisstation über die Änderung der Kommunikationsbetriebsweiseneinstellung über den Funkkanal. Die Basisstation antwortet auf das Signal von der mobilen Station zum Einstellen einer vorbestimmten Kommunikationsbetriebsweise. Zu dieser Zeit sind die Einstellungen die Trägerfrequenz, das Modulationsschema, die Übertragungsrate und der Zeitschlitz des TDMA-Rahmens, die in dem Funkkanal verwendet werden. Die Basisstation und die mobile Station tauschen über den Funkkanal mehrere Male Signale aus und kommunizieren dann in der neu eingestellten Kommunikationsbetriebsweise miteinander. Basierend auf der neu eingestellten Kommunikationsbetriebsweise liest die mobile Station das Prozessvariablenspeicherteil 102 und ändert die Variablen, die in dem Synthetisierer, dem Quadratur-Demodulationsmittel, dem Verstärkungsregler, dem Quadratur-Demodulationsmittel und dem Filtermittel verwendet werden. Die Inhalte dieser Änderungen sind dieselben wie in den Fällen (1) und (2).

Im Obigen werden die Variablen, die in dem Verstärkungsregler 31, dem Quadratur-Demodulationsmittel 33 und dem digitalen Filtermittel 34 verwendet werden, alle gemäß jeder Betriebsweisenumschaltung geändert. Dies ist ein bevorzugtes Beispiel. Wenn z. B. das Modulationsschema zu QAM geändert wird, wird zumindest der maximale Amplitudenwert des Verstärkungsreglers 31 geändert, um ein genaues Erfassen des Amplitudenwertes des empfangenen Signals sicherzustellen, und die anderen Variablen müssen nicht geändert werden. In dem Fall des Umschaltens zum OPSK-Modulationsschema muss der Änderung des maximalen Wertes des Verstärkungsreglers 31 keine Priorität gegeben werden, weil die Amplitudeninformation nicht verwendet wird. Die Änderung der Abrollrate in dem Filtermittel 34 und die entsprechenden Änderungen des Filterkoeffizienten und der Filterordnung sind relativ wichtig. Als Nächstes kommt in der Reihenfolge der Wichtigkeit die Anzahl der Interpolationspunkte, gefolgt von der Auswahl des Glättungsverfahrens. Die Notwendigkeit des Änderns der Variablen nimmt mit absteigender Ordnung von ihrer Wichtigkeit ab.
Während in dem Obigen die vorliegende Erfindung so beschrieben wurde, dass sie auf den Empfang von Funksignalen angewendet wird, ist die Erfindung ebenso auf den Empfang von Signalen in einem leitungsgebundenen Kommunikationssystem anwendbar, in welchem das Modulationsschema und die Zeichenübertragungsrate auf solche umgeschaltet werden, die für jede Information optimal ist. In einem solchen Fall kann auf einen automatischen Verstärkungsregler 31 verzichtet werden.
Wie aus dem Obigen abgeschätzt werden kann, ist die vorliegende Erfindung gegenüber dem Stand der Technik dank der unten aufgelisteten Punkte von Vorteil.

(i) Es kann mit einer Mehrzahl von Modulationsschemata umgegangen werden;
(ii) Es kann mit einer Mehrzahl von lokalen Oszillationsfrequenzen umgegangen werden;
(iii) Es kann mit einer Mehrzahl von Zeichenübertragungsraten umgegangen werden;
(iv) Variable Bitübertragung und variable Symbolratenübertragung können mit einem Empfänger implementiert werden;
(v) Eine vollständig quadratur-demodulierte Welle kann erzeugt werden; und
(vi) Die Erfindung ist auf schnelles Frequenzspringen anwendbar.

Claims

Verfahren zum digitalen Erfassen eines Signals, das Folgendes umfasst: einen AD-Wandlungsschritt des Wandelns eines empfangenen modulierten Analogsignals in ein Digitalsignal; einen Quadratur-Demodulationsschritt des Ausführens einer digitalen Quadratur-Demodulationsoperation an dem Digitalsignal unter Verwendung eines lokalen Oszillationssignals einer lokalen Oszillationsfrequenz als einer Prozessvariablen; einen Filterschritt des Ausführens einer digitalen Tiefpass-Filteroperation an dem quadratur-demodulierten Digitalsignal unter Verwendung von Filtercharakteristika als Prozessvariablen; und einen Steuerschritt des Änderns, als Antwort auf eine Prozessvariablenänderungsanfrage, wenigstens einer Prozessvariablen in dem Quadratur-Demodulationsschritt, um die lokale Oszillationsfrequenz in Übereinstimmung mit einer Trägerfrequenz zu ändern, und/oder dem Filterschritt, um die Filtercharakteristika in Übereinstimmung mit dem Modulationsschema und der Übertragungsrate des modulierten Signals zu ändern; gekennzeichnet durch einen Interpolationsschritt des Ausführens einer n-Punkt Interpolationsverarbeitung an dem Digitalsignal, das aus dem AD-Wandlungsschritt resultiert, um darin Abtastwerte an n Punkten zu interpolieren, um ein n-Punkt-interpoliertes Digitalsignal zu erzeugen, das in dem Quadratur-Demodulationsschritt quadraturdemoduliert wird, wobei n eine reelle Zahl ist, die gleich oder größer ist als 1; einen Multiplikationsschritt des komplexen Multiplizierens des n-Punkt-interpolierten Digitalsignals mit dem lokalen Oszillationssignal; und einen Dezimierungsschritt des Ausführens einer n-Punkt Dezimierungsverarbeitung an einem Digitalsignal, das aus der komplexen Multiplikation resultiert, um daraus Abtastwerte an n Punkten zu dezimieren.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Filterschritt folgendes umfasst: einen Glättungsschritt des Ausführens einer Glättungsverarbeitung an dem Ergebnis der Quadraturdemodulation, um die Anzahl der Abtastwerte auf der Zeitachse zu reduzieren; und einen digitalen Filterschritt des Ausführens einer bandbegrenzenden Operation an dem Ergebnis der Glättungsverarbeitung unter Verwendung der Filtercharakteristika.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Interpolationsschritt ein Schritt des Ausführens einer diskreten Fouriertransformationsverarbeitung an dem Digitalsignal und einer inversen diskreten Fouriertransformation an dem Ergebnis der Fouriertransformationsverarbeitung nach Hinzuaddieren eines Nullkoeffizienten ist, um das Ergebnis der Interpolationsverarbeitung zu erhalten.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Interpolationsschritt ein Schritt des Ausführens einer linearen Interpolation ist, welche eine Funktion m-ter Ordnung an das Digitalsignal annähert und darin Abtastwerte interpoliert, welche zu der Funktion m-ter Ordnung passen.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Interpolationsschritt ein Schritt des Interpolierens von Abtastwerten, die von einem adaptiven Algorithmus geschätzt werden, der auf die ihnen in dem Digitalsignal vorangegangenen angewendet wird, nach jeder vorbestimmten Zahl von Abtastwerten ist.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Dezimierungsschritt ein Schritt des Dezimierens der in dem Interpolationsschritt an den n Punkten interpolierten Abtastwerte von dem Multiplikationsergebnis ist.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem der Dezimierungsschritt ein Schritt des Berechnens eines Mittelwertes oder Schwerpunktes einer Mehrzahl von Abtastwerten in einer Folge von Abtastwerten des Multiplikationsergebnisses zum Erhalten eines Abtastwerts ist.
Verfahren nach Anspruch 1, das weiter einen Schritt des Synchronisierens des lokalen Oszillationssignals mit dem Digitalsignal enthält.
Verfahren nach Anspruch 8, bei dem der Synchronisationsschritt die folgenden Schritte umfasst: Synchronisieren der lokalen Oszillationsfrequenz des lokalen Oszillationssignals mit dem Digitalsignal; und Zeitsynchronisieren des frequenzsynchronisierten lokalen Oszillationssignals mit dem n-Punkt-interpolierten Digitalsignal.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem wenigstens eine Prozessvariable in dem Quadratur-Demodulationsschritt die Anzahl n der Interpolationspunkte ist.
Verfahren nach Anspruch 1, bei dem wenigstens eine Prozessvariable in dem Quadratur-Demodulationsschritt die lokale Oszillationsfrequenz des lokalen Oszillationssignals ist.
Verfahren nach Anspruch 21, bei dem wenigstens eine Prozessvariable in dem Filterschritt die Anzahl der Glättungspunkte ist, an denen die Anzahl der Abtastwerte reduziert werden soll.
Verfahren nach Anspruch 2, bei dem wenigstens eine Prozessvariable in dem Filterschritt eine Filtercharakteristik in dem digitalen Filterschritt ist.
Verfahren nach einem der Ansprüche 2 und 8 bis 13, das weiter einen Verstärkungssteuerungsschritt des Steuerns der maximalen Amplitude des empfangenen modulierten Signals auf einen Sollwert umfasst, der die wenigstens eine Prozessvariable ist.
Verfahren nach Anspruch 14, das weiter umfasst: einen Prozessvariablenänderungsanfrage-Erfassungsschritt des Erfassens einer Prozessvariablenänderungsanfrage; einen Prozessvariablenbestimmungsschritt des Antwortens auf die Prozessvariablenänderungsanfrage, um die zu ändernde Prozessvariable und deren Wert zu bestimmen; und einen Schritt des Änderns der Prozessvariablen zu der bestimmten Variable.
Verfahren nach Anspruch 15, bei dem jeder der Schritte durch Dekodieren und Ausführen eines Programms ausgeführt wird.
Verfahren nach Anspruch 16, bei dem der Prozessvariablenbestimmungsschritt ein Schritt des Auslesens einer vorab gespeicherten Prozessvariablen als Antwort auf die Variablenänderungsanfrage ist.
Verfahren nach Anspruch 17, bei dem die Variablenänderungsanfrage durch Handhaben eines Setz-/Eingabemittels eingegeben wird.
Verfahren nach Anspruch 17, bei dem der Prozessvariablenänderungsanfrage-Erfassungsschritt ein Schritt zum Erfassen der Prozessvariablenänderungsanfrage von einem empfangenen Signal ist.
Digitaler Signaldetektor, der Folgendes umfasst: einen AD-Wandler (32) zum Wandeln eines empfangenen modulierten Analogsignals in ein Digitalsignal; ein Quadratur-Demodulationsmittel (33) zum Ausführen einer digitalen Quadratur-Demodulationsoperation an dem Digitalsignal unter Verwendung eines digitalen lokalen Oszillationssignals mit einer lokalen Oszillationsfrequenz als einer Prozessvariablen; ein Filtermittel (34) zum Ausführen einer digitalen Tiefpass-Filteroperation an dem quadratur-demodulierten Digitalsignal unter Verwendung von Filtercharakteristika als Prozessvariablen; ein Eingabemittel (36) zum Eingeben einer Prozessvariablenänderungsanfrage zum Ändern einer Prozessvariablen; und Steuermittel (35), die auf die Prozessvariablenänderungsanfrage zum Ändern wenigstens einer Prozessvariablen in dem Quadratur-Demodulationsmittel, um die lokale Oszillationsfrequenz in Übereinstimmung mit einer Trägerfrequenz zu ändern, und/oder dem Filtermittel (34), um die Filtercharakteristika in Übereinstimmung mit dem Modulationsschema und der Übertragungsrate zu ändern, ansprechen; gekennzeichnet durch ein Interpolationsmittel (41I, 41Q) zum Ausführen einer n-Punkt-Interpolationsverarbeitung an dem Digitalsignal von dem AD-Wandler (32), um darin Abtastwerte an n Punkten zu interpolieren, um ein n-Punkt-interpoliertes Digitalsignal für die Quadratur-Demodulation durch das Quadratur-Demodulationsmittel (33) zu erzeugen, wobei n eine reelle Zahl ist, die gleich oder größer ist als 1; ein lokales Oszillationsmittel (45) zum Erzeugen des digitalen lokalen Oszillationssignals durch digitale Operation; ein Multiplikationsmittel (42) zur komplexen Multiplikation des n-Punkt-interpolierten Digitalsignals mit dem digitalen lokalen Oszillationssignal; und ein Dezimierungsmittel (4I, 43Q) zum Ausführen einer n-Punkt-Dezimierungsverarbeitung an dem Digitalsignal, das aus der komplexen Multiplikation resultiert, um daraus Abtastwerte an den n Punkten zu dezimieren.
Detektor nach Anspruch 20, wobei das Filtermittel (34) folgendes umfasst: ein Glättungsmittel (51) zum Glätten der Ausgabe von dem Quadratur-Demodulationsmittel (33) und zum Ausführen einer Operation zum Reduzieren der Anzahl der Abtastwerte der Ausgabe; und ein digitales Filtermittel (52) zum Ausführen einer bandbegrenzenden Operation an dem Ergebnis der Operation des Glättungsmittels (51) unter Verwendung der Filtercharakteristika.
Detektor nach Anspruch 21, der ferner einen automatischen Verstärkungsregler (31) umfasst, der in einer dem AD-Wandler (32) vorangehenden Stufe vorgesehen ist, zum Regeln der Verstärkung des empfangenen modulierten Signals, so dass dessen maximale Amplitude zu einem Sollwert wird, der eine der Prozessvariablen ist, die durch das Steuermittel (35) geändert werden kann.
Detektor nach Anspruch 22, der ferner ein Speicherteil (102) umfasst, in dem eine Vergleichstabelle von Variablenänderungsanfragen und Prozessvariablen vorab gespeichert ist, und bei dem das Steuermittel (35) ein Mittel ist, das auf die Prozessvariablenänderungsanfrage anspricht, um aus dem Speicherteil auszulesen, und um die Prozessvariable entsprechend der ausgelesenen zu ändern.
Detektor nach Anspruch 23, bei dem das Eingabemittel (36) ein Setz-/Eingabemittel zum Eingeben der Prozessvariablenänderungsanfrage durch eine manuelle Operation ist.
Detektor nach Anspruch 23, bei dem das Eingabemittel ein Mittel (36) zum Erfassen der Prozessvariablenänderungsanfrage von einem empfangenen Signal ist.
Detektor nach einem der Ansprüche 20 bis 25, bei dem das Steuermittel (35) ein Programm und einen Mikroprozessor zum Entschlüsseln und Ausführen dieses Programms umfasst.
Detektor nach Anspruch 26, bei dem das Steuermittel (35) auch als Steuermittel eines digitalen Funk-Sender-Empfängers dient.