DE60220023T2

DE60220023T2 - Elektronische schaltungen

Info

Publication number: DE60220023T2
Application number: DE60220023T
Authority: DE
Inventors: Philip Matthew Jones; Christopher James Newton Fryer
Original assignee: Pelikon Ltd
Current assignee: Pelikon Ltd
Priority date: 2001-02-26
Filing date: 2002-02-26
Publication date: 2008-01-10
Anticipated expiration: 2022-02-27
Also published as: GB2372647A; WO2002069674A9; WO2002069674A1; DE60220023D1; JP2004521456A; ATE362300T1; US7034582B2; JP4363848B2; GB0104722D0; EP1364560B1; JP2009176749A; GB2372647B; US20040169547A1; EP1364560A1; WO2002069674A8

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft elektronische Schaltkreise und speziell elektronische Schaltkreise, die in einer Stromversorgung mit hoher Spannung für eine kapazitive Last, wie z. B. eine Elektrolumineszenzlampe, eingesetzt werden können.
Elektrolumineszenzlampen haben im Allgemeinen zwischen zwei Elektroden eine Schicht aus Leuchtstoff-Material, wie z. B. ein dotiertes Zinksulfid-Pulver. Es ist üblich, dass mindestens eine Elektrode aus einem transparenten Material besteht, wie z. B. Indium-Zinn-Oxid (ITO), das auf einem transparenten Substrat, wie z. B. auf einer Polyester- oder Polyethylen-Terephthalat-(PET)-Folie bereitgestellt wird. Die Lampe kann durch Abscheidung von Elektroden-Schichten und Leuchtstoff-Schichten auf dem Substrat, z. B. durch Siebdruck, hergestellt werden, wobei in diesem Fall lichtundurchlässige Elektroden aus leitfähigen, z. B. mit Silber angereicherten Tinten hergestellt werden können. Beispiele für Elektrolumineszenz-Bauelemente sind in WO 00/72638 und WO 99/55121 beschrieben.
Eine Elektrolumineszenzlampe eines allgemeinen, oben beschriebenen Typs wird zum Leuchten gebracht, indem eine Wechselspannung mit einer geeigneten Frequenz an die Elektroden der Lampe angelegt wird, um den Leuchtstoff anzuregen. Im Allgemeinen erfordern die in Elektrolumineszenzlampen verwendeten Leuchtstoffe eine Spannung von einigen Hundert Volt. Typischerweise können solche Elektrolumineszenzlampen eine Kapazität im Bereich von 100pF bis 1μF haben.
Die Erfinder waren an der Entwicklung von Elektrolumineszenz-Displays beteiligt, die Elektrolumineszenzlampen enthalten, die selektiv beleuchtbare Be reiche zur Darstellung von Informationen haben. Solche Displays haben den Vorteil, dass sie groß, flexibel und relativ preisgünstig sein können. Im Zusammenhang mit solchen Elektrolumineszenz-Displays haben die Erfinder nach einer einfachen Stromversorgungs-Vorrichtung für eine Elektrolumineszenzlampe oder ein Display gesucht.
Ein bekannter Schaltkreis-Typ zur Erzeugung einer höheren Ausgangsspannung aus einer kleinen Gleichspannung ist ein "Flyback-Wandler". Ein solcher Schaltkreis enthält einen Induktor und einen oszillierenden Schalter, die in Reihe geschaltet sind. Parallel zum oszillierenden Schalter sind eine Diode und ein Kondensator in Reihe geschaltet. Der Schalter oszilliert zwischen einem geöffneten Zustand und einem geschlossenen Zustand. Im geschlossenen Zustand fließt ein Strom von der Gleichspannungsversorgung durch den Induktor und den Schalter. Wenn der Schalter geöffnet wird, wird der Strompfad unterbrochen, aber das mit dem Induktor verbundene magnetische Feld erzwingt, dass der Strom weiter fließt. Der Induktor zwingt daher den Strom, durch die Diode zu fließen, um den Kondensator aufzuladen. Die Diode verhindert, dass sich der Kondensator entlädt, wenn der Schalter geschlossen ist. Der Kondensator kann daher auf eine Spannung aufgeladen werden, die größer als die Versorgungsgleichspannung ist und mit dieser Spannung kann Strom aus dem Kondensator entnommen werden.
Um aus einem Flyback-Wandler einen Wechselstrom an eine Last zu liefern, kann parallel zu dem Kondensator eine H-Brücke bereitgestellt werden. Im Allgemeinen enthält eine H-Brücke zwei parallele Zweige, wobei jeder Zweig einen ersten Schalter in Reihe zu einem zweiten Schalter hat. In jedem Zweig befindet sich zwischen dem ersten und dem zweiten Schalter ein Knotenpunkt und die Last wird zwischen den entsprechenden Knotenpunkten der Zweige angeschlossen. Der Strom kann durch die Last in einer Richtung über den ersten Schalter eines Zweiges und den zweiten Schalter des anderen Zweiges und in die andere Richtung über die anderen beiden Schalter fließen. Die Schalter der H-Brücke werden so betätigt, dass der Strom zuerst in einer Richtung und dann in die andere durch die Last fließt.
US 5,861,719 ist ein Beispiel für einen solchen Schaltkreis.
Wenn eine H-Brücke benutzt wird, eine kapazitive Last C_L mit einer Versorgungsspannung V zu versorgen, liegt in der ersten Hälfte des Betriebs-Zyklus die Last C_L an +V. Wenn die H-Brücke schaltet und die Polarität der Last umkehrt, liegt eine Potentialdifferenz von –2V zwischen der Versorgungsspannung und der Last. Die Last wird schnell mit Strom aus der Stromversorgung versorgt, bis keine Potentialdifferenz mehr vorliegt und hierzu ist eine Energie von 2C_LV² erforderlich. Auf die gleiche Weise ist, wenn die H-Brücke geschaltet wird, um die Last am Ende des Zyklus auf die ursprüngliche Polarität zurückzubringen, eine weitere Energie von 2C_LV² erforderlich, um die Last zurück auf +V zu bringen.
Man sieht daher, dass jeder Zyklus des Betriebs der H-Brücke eine Energie von 4C_LV² erfordert. Der Leistungsverbrauch unter Annahme eines Wirkungsgrades von 100% ist 4C_LV²f, wobei f die Schaltfrequenz der H-Brücke ist. Dies ist ein beträchtlicher Leistungsverbrauch, wenn die Frequenz und die Spannung groß sind.
Es ist üblich, einen großen Glättungskondensator (wie z. B. den Kondensator des oben beschriebenen Flyback-Wandlers) parallel zur H-Brücke zu schalten, um Strom für das schnelle Laden und Entladen der kapazitiven Last bereitzustellen. Der Glättungskondensator schützt die Stromversorgung vor den hohen Strömen, die sich durch Umschalten der Polarität der H-Brücke ergeben und stellt sicher, dass die Versorgungsspannung nicht wesentlich abfällt.
EP 0 971 565 und US 6,087,863 schlagen beide die Verringerung des Leistungsverbrauchs des Displays vor, indem die kapazitive Last entladen wird, bevor die H-Brücke geschaltet wird.
Die Erfinder haben jedoch erkannt, dass, wenn der Glättungskondensator kleiner als die kapazitive Last gewählt wird, wenn die Polarität der H-Brücke geschaltet wird, der von der kapazitiven Last aus dem Glättungskondensator entnommene Strom den Glättungskondensator komplett entlädt und die hohe Versorgungsspannung zusammenbricht. In diesem Fall wird fast sofort nachdem die H-Brücke geschaltet wurde, der an die kapazitive Last gelieferte Strom direkt aus der Gleichspannungsversorgung mit niedriger Spannung entnommen und nicht aus der mit hoher Spannung in einem Glättungskondensator gespeicherten Ladung.
Die vorliegende Erfindung stellt einen elektronischen Schaltkreis gemäß Anspruch 1 bereit.
Entsprechend dieser Anordnung wird, wenn die H-Brücke vom ersten in den zweiten Zustand oder umgekehrt geschaltet wird, mindestens ein Teil des Stroms, der die umgekehrte kapazitive Last wieder auflädt, aus dem Schaltkreis vor der Diode, wo die Spannung kleiner ist, aufgenommen. Auf diese Weise wird der zum Betrieb des Schaltkreises erforderliche Leistungsverbrauch im Vergleich zu einer Anordnung, in der Strom zum Aufladen der kapazitiven Last durch einen großen Glättungskondensator geliefert wird, beträchtlich verringert.
Vorzugsweise hat die Gesamt-Kapazität, die parallel zur H-Brücke hinter der Diode bereitgestellt wird, zwischen 10% und 20% der Kapazität der kapazitiven Last.
Die Diode kann jedes geeignete Bauelement sein, das einen Stromfluss in eine Richtung nur über den Bereich der Betriebsspannung des Schaltkreises erlaubt und der Begriff "Diode" wird hier dementsprechend verwendet. Die Rolle der Diode ist es, zu ermöglichen, dass eine höhere Spannung als die Versorgungsgleichspannung in der kapazitiven Last gespeichert wird, ohne dass Strom zurück von der kapazitiven Last zum Wandler fließt, was zum Entladen der kapazitiven Last führen würde.
Die Schaltelemente können beliebig geeignete Schalt-Bauelemente sein und sind im Allgemeinen Transistoren. In der bevorzugten Anordnung sind die Schaltelemente Feldeffekt-Transistoren (FETs). In einer besonders bevorzugten Anordnung sind die ersten Schaltelemente p-Kanal-FETs und die zweiten Schaltelemente sind n-Kanal-FETs.
Der Betrieb der Schaltelemente der H-Brücke kann durch jedes geeignete Mittel gesteuert werden. In einer bevorzugten Anordnung wird eine Polaritäts-Spannung an die Schaltelemente angelegt, zum Beispiel an die Gates der FETs. Die Polaritäts-Spannung kann ein Impuls mit einem modulierten Signal sein. Somit kann der Schaltkreis weiterhin einen Oszillator enthalten, der eingerichtet ist, die Polaritäts-Spannung zu erzeugen. In einer besonders zweckmäßigen Anordnung kann das Signal vom Oszillator auch vom Wandler benutzt werden, um für einen synchronisierten Betrieb des Wandlers und der H-Brücke zu sorgen, optional durch einen Teiler. Typischerweise liegt die Frequenz der Polaritäts-Spannung im Bereich von 50Hz bis 10kHz.
Der Wandler kann jeder geeignete Wandler sein, wie z. B. ein Vorwärts-Wandler oder ein Flyback-Wandler. In einer bevorzugten Anordnung ist der Wandler ein Flyback-Wandler.
Der Flyback-Wandler kann ein induktives Element und ein Ausgangs-Schaltelement enthalten, die in Reihe geschaltet sind. Das Ausgangs-Schaltelement ist so eingerichtet, dass es im Betrieb zwischen einem ersten Zustand und einem zweiten Zustand hin- und herschaltet, wobei im ersten Zustand ein Strompfad über das induktive Element und das Ausgangs-Schaltelement bereitgestellt wird, wobei der Strompfad im zweiten Zustand unterbrochen wird, so dass, wenn das Ausgangs-Schaltelement vom ersten Zustand in den zweiten Zustand wechselt, das induktive Element an einem Ausgang des Schaltkreises eine Spannung zum Aufladen einer kapazitiven Last erzeugt. Eine Ausgangs-Diode kann verhindern, dass ein Strom vom Ausgang zurück fließt, während sich das Ausgangs-Schaltelement im ersten Zustand befindet.
Das induktive Element kann jedes geeignete Bauelement sein, das in der Lage ist, auf die erforderliche Weise zu arbeiten, wie z. B. ein Induktor oder eine Spule. Typischerweise kann das induktive Element eine Induktivität im Bereich von 50μH bis 50mH haben, z. B. 470μH.
Die Ausgangs-Diode kann jedes geeignete Bauelement sein, das über den Bereich der Betriebsspannungen des Schaltkreises einen Stromfluss nur in einer Richtung erlaubt. Die Rolle der Ausgangs-Diode ist es zu ermöglichen, dass eine höhere Spannung als die Versorgungsgleichspannung in der kapazitiven Last gespeichert wird, ohne dass Strom zurück von der kapazitiven Last zum induktiven Element fließt.
Das Ausgangs-Schaltelement kann jedes geeignete Schalt-Bauelement sein und ist im Allgemeinen ein Transistor. In der bevorzugten Anordnung ist das Schaltelement ein Feldeffekt-Transistor (FET). In einer besonders bevorzugten Anordnung ist das Ausgangs-Schaltelement ein n-Kanal-FET.
Zweckmäßigerweise kann das Ausgangs-Schaltelement direkt mit Erdpotential verbunden werden. Entsprechend dieser Anordnung ist es nicht erforderlich, dass das Schaltelement in der Lage ist, bei hohen Spannungen zu schalten, was das Design des Schaltkreises vereinfacht.
Der Betrieb des Ausgangs-Schaltelementes kann durch jedes geeignete Mittel gesteuert werden. In einer bevorzugten Anordnung wird eine Steuerspannung an das Schaltelement angelegt, zum Beispiel an das Gate des FET. Die Steuerspannung kann ein Impuls mit einem modulierten Signal sein. Typischerweise liegt die Frequenz der Steuerspannung im Bereich von 10 bis 100kHz. Der Schaltkreis kann weiterhin einen Oszillator enthalten, der eingerichtet ist, die Steuerspannung zu erzeugen. In einer besonders zweckmäßigen Anordnung kann das Signal vom Oszillator auch von der H-Brücke benutzt werden, um für einen synchronisierten Betrieb des Schaltkreises und der H-Brücke zu sorgen.
Der Wandler kann von einer Gleichstromversorgung mit Strom versorgt werden. Somit kann die kapazitive Last von der Gleichstromversorgung durch das induktive Element und das Ausgangs-Schaltelement aufgeladen werden.
Typischerweise hat die Gleichstromversorgung eine Spannung von weniger als 100V, zum Beispiel im Bereich von 2 bis 24V. Die kapazitive Last kann auf eine Spitzenspannung aufgeladen werden, die zwischen dem 5- und dem 500-fachen der Versorgungsspannung liegt. Typischerweise liegt die Spitzenspannung im Bereich vom 10- bis 100-fachen der Versorgungsspannung.
Das Ausgangs-Schaltelement kann so eingerichtet sein dass es zwischen dem ersten und dem zweiten Zustand mit einer Frequenz hin- und herzuschaltet, die ein Vielfaches der Frequenz ist, mit der die H-Brücke zwischen dem ersten und dem zweiten Zustand hin- und herschaltet. Auf diese Weise kann das Schaltsignal für die Schaltelemente des Wandlers und die H-Brücke durch denselben Oszillator erzeugt werden, z. B. unter Verwendung eines Teilers.
In der bevorzugten Anordnung ist die kapazitive Last eine Elektrolumineszenzlampe.
Einige Ausführungen der Erfindungen werden im Folgenden nur als Beispiel und mit Bezug auf die begleitenden Zeichnungen beschrieben, in denen:
1a und 1b den Betrieb der H-Brücke gemäß der Erfindung darstellen;
2a und 2b den Betrieb eines Flyback-Wandlers zur Verwendung mit der Erfindung zeigen; und
3 den Betrieb einer bevorzugten Ausführung der Erfindung zeigt.
In den beschriebenen Ausführungen wurden entsprechende Referenz-Symbole benutzt, um entsprechende Bauelemente zu bezeichnen.
In 1a ist ein elektronischer Schaltkreis gemäß der Erfindung gezeigt. Der Schaltkreis enthält eine Stromquelle I in Reihe zu einer Diode D und einer H-Brücken-Anordnung H. Parallel zur H-Brücken-Anordnung H wird ein Glättungskondensator C_S bereitgestellt, der mit Erdpotential verbunden ist.
Die H-Brücken-Anordnung H in 1a enthält vier Schaltelemente S_A bis S_D, die aus Gründen der Übersichtlichkeit als einfache Schalter dargestellt sind. In einem praktischen Schaltkreis werden die Schalter S_A bis S_D durch Feldeffekttransistoren (FETs) bereitgestellt. Die H-Brücke besteht aus zwei parallelen Zweigen, die jeweils zwei Schalter S_A, S_D, und S_C, S_B aufweisen, die in Reihe geschaltet sind. Eine kapazitive Last C_L in Form einer Elektrolumineszenzlampe ist zwischen den Zweigen der H-Brücke an Knotenpunkten in jedem Zweig zwischen den Schaltern des Zweiges angeschlossen. Die H-Brücke ist an einer Seite mit Erdpotential verbunden.
Die Positionen der Schalter S_A bis S_D werden durch eine Polaritäts-Spannung V_P gesteuert, deren Änderungen über der Zeit in den 1a und 1b gezeigt sind. Wenn V_P auf Low-Pegel liegt, sind die Schalter S_A und S_B geöffnet und leiten nicht und die Schalter S_C und S_D sind geschlossen und leiten. Diese Situation ist in 1a gezeigt. Wenn V_P auf High-Pegel liegt, sind die Schalter S_A und S_B geschlossen und leiten, während die Schalter S_C und S_D geöffnet sind und nicht leiten. Diese Situation ist in 1b gezeigt.
Im Folgenden wird der Betrieb des in den 1a und 1b gezeigten Schaltkreises beschrieben. Ein Wandler, wie z. B. ein Flyback-Wandler oder ein Vorwärts-Wandler, der als Stromquelle I dargestellt ist, liefert Strom über die Diode D an den Glättungskondensator C_S und die kapazitive Last C_L. Die Richtung, in der die kapazitive Last C_L aufgeladen wird, wird durch die Position der Schalter S_A bis S_D bestimmt. Die Kondensatoren C_S und C_L werden weiter aufgeladen, bis die Stromquelle I aufhört, Strom zu liefern. Folglich steigt die Spannung an den Kondensatoren C_S und C_L. Ein Stromfluss in Gegenrichtung weg von den Kondensatoren wird durch die Diode D verhindert.
Wenn die kapazitive Last C_L vollständig auf die Lastspannung V_L aufgeladen ist, ist die Ladung auf ihr somit C_LV_L und die Ladung auf dem Glättungskondensator ist C_SV_L. Wenn die Polaritäts-Spannung V_P auf High-Pegel geht, wie in 1b gezeigt, wird die Polarität der aufgeladenen kapazitiven Last C_L bezüglich des Glättungskondensators C_S und der Stromquelle umgekehrt. Somit liegt der Punkt Y in 1b auf einem Potential –V_L bezogen auf Erdpotential, während das Potential am Punkt X + V_L bezogen auf Erdpotential ist. Diese Potentialdifferenz bewirkt einen Stromfluss, bis die Punkte X und Y auf demselben Potential liegen.
Wenn die Kapazität des Glättungskondensators C_S groß ist, liefert er eine ausreichende Ladung an die kapazitive Last C_L, um die Spannung an der kapazitiven Last auf ungefähr die Lastspannung V_L zu bringen. Hierbei hat der Glättungskondensator C_S jedoch eine Energie von 2C_LV_L2 an die kapazitive Last geliefert, die aus der Stromquelle I ersetzt werden muss. Somit wird für jeden Zyklus der H-Brücke eine Energie von 4C_LV_L2 aus der Stromquelle I entnommen.
Gemäß der Erfindung wird die Kapazität des Glättungskondensators C_S jedoch so gewählt, dass sie kleiner ist als die der kapazitiven Last C_L, so dass, wenn die Polaritätsspannung V_P auf High-Pegel geht, der Glättungskondensator C_S nicht genug gespeicherte Ladung hat, um die Spannung am Punkt X auf der Lastspannung V_L zu halten und folglich bricht die Spannung an X und Y auf Erdpotential zusammen. Die kapazitive Last C_L wird dann aus der Stromquelle I zurück auf die Lastspannung V_L geladen. Auf diese Weise wird aus der Stromquelle I der Strom mit einer relativ kleinen Spannung entnommen, anstatt aus dem großen Glättungskondensator mit einer hohen Spannung. Mit einem kleinen Glättungskondensator C_S wird nur eine Energie von C_LV_L ² pro Zyklus benötigt.
Die 2a und 2b zeigen eine Anordnung eines Flyback-Wandlers zum Aufladen einer kapazitiven Last auf eine hohe Spannung. Der in 2 gezeigte Flyback-Wandler kann mit der in 1 gezeigten H-Brücken-Anordnung H benutzt werden, indem die Bauelemente C_L hinter der Diode D in 2 durch die Bauelemente C_S, C_L, S_A-S_D hinter der Diode D in 1 ersetzt werden. Aus Gründen der Einfachheit ist die kapazitive Last C_L in 2 ohne die H-Brücke gezeigt.
Wie in 2a gezeigt, enthält der Flyback-Wandler eine Gleichspannungsversorgung in Reihe zu einem Induktor L und einem Schalter S. Der Schalter S ist zwischen dem Induktor und Erdpotential angeschlossen. In einer praktischen Anordnung wird der Schalter S durch einen Feldeffekttransistor bereitgestellt, den Ausgangs-FET. Aus Gründen der Übersichtlichkeit ist in den 2a und 2b der Schalter S als einfacher Schalter gezeigt.
Parallel zum Schalter S wird eine Diode D in Reihe zur kapazitiven Last C_L bereitgestellt. Die kapazitive Last C_L ist zwischen der Diode und Erdpotential angeordnet.
Der Schalter S wird durch eine Schaltspannung V_S gesteuert, die sich über der Zeit ändert, wie in 2a gezeigt. Wenn die Schaltspannung V_S auf High-Pegel liegt, ist der Schalter S geschlossen und leitet. Diese Situation ist in 2a gezeigt. Wenn die Schaltspannung V_S auf Low-Pegel liegt, ist der Schalter S geöffnet und leitet nicht. Diese Situation ist in 2b gezeigt.
Der in den 2a und 2b gezeigte Schaltkreis arbeitet wie folgt: Während die Schaltspannung V_S auf High-Pegel liegt, wie in 2a gezeigt, fließt der Strom I von der Gleichspannungsversorgung durch den Induktor L und den geschlossenen Schalter S zur Erde. Unter der Annahme, dass die Spannung der kapazitiven Last C_L größer ist als die Versorgungsgleichspannung, fließt kein Strom durch die Diode D.
Wenn die Schaltspannung V_S auf Low-Pegel geht, wie in 2b gezeigt, wird der Strompfad durch den Induktor L und den Schalter S durch den geöffneten Schalter S unterbrochen. Die in dem zum Induktor L gehörenden Magnetfeld gespeicherte Energie erzwingt jedoch, dass der Strom I weiter fließt und der Induktor L erzeugt eine ausreichend hohe Spannung, so dass der Strom I durch die Diode D fließt, um die kapazitive Last C_L aufzuladen. Auf diese Weise wird bei jedem Übergang der Schaltspannung V_S von High- auf Low-Pegel die Spannung V_L an der kapazitiven Last C_L erhöht, wie in 2b gezeigt. Die Diode D verhindert einen Stromfluss zurück von der kapazitiven Last C_L zur Erde oder zur Gleichspannungsversorgung, wenn der Schalter S geschlossen ist.
Man kann daher sehen, dass die kapazitive Last C_L auf jede gewünschte Spannung aufgeladen werden kann, indem eine wechselnde Schaltspannung V_S an den Schalter S angelegt wird.
6 zeigt einen Schaltkreis gemäß einer bevorzugten Ausführung der Erfindung. Der Schaltkreis kombiniert die Eigenschaften des Wandlers in 2 und der H-Brücke in 1.
Der in 3 gezeigte Schaltkreis enthält einen Induktor L in Reihe zu einem n-Kanal-FET. Der n-Kanal-FET bildet den Ausgangs-Schalter S. An das Gate des n-Kanal-FET S wird ein Steuerspannungs-Signal V_C angelegt.
Die Gleichspannungsversorgung ist in Reihe zum Induktor L angeordnet, um einen Strom I_S zu liefern.
Der in 6 gezeigte Schaltkreis enthält weiterhin eine H-Brücke H. Ein Glättungskondensator C_S wird parallel zur H-Brücke H bereitgestellt und hat eine Kapazität von ungefähr 1nF.
Die H-Brücke H enthält zwei parallele Zweige. Der erste Zweig enthält einen p-Kanal-FET S_A in Reihe zu einem n-Kanal-FET S_D. Zwischen den beiden FETs S_A und S_D ist ein Anschluss für die kapazitive Last C_L, die eine Elektrolumineszenzlampe mit einer Kapazität von ungefähr 10nF ist. An die Gates der FETs S_A und S_D wird eine Polaritäts-Spannung V_P angelegt. Der andere Zweig der H-Brücke enthält einen p-Kanal-FET S_C in Reihe zu einem n-Kanal-FET S_B. Die kapazitive Last C_L ist an einem Punkt zwischen den beiden FETs S_C und S_B angeschlossen. An die Gates der FETs S_C und S_B wird über einen Inverter INV die invertierte Polaritäts-Spannung V_P angelegt.
Wie durch die Spannungs-Grafen in 3 gezeigt, umfasst ein Zyklus des Schaltkreises zwei getrennte, periodisch wiederkehrende Phasen. In der ersten Phase liegt die Polaritäts-Spannung V_P auf High-Pegel, so dass die FETs S_C und S_D leiten, während die FETs S_A und S_B nicht leiten. Die Steuerspannung V_C für den Ausgangs-FET S pulsiert, so dass der Ausgangs-FET S abwechselnd leitet und nicht leitet. Folglich lädt der sich ändernde Strom durch den Induktor L den Glättungskondensator C_S und die kapazitive Last C_L über den FET S_C auf. Die Spannung V_L über der kapazitiven Last C_L in der Pfeilrichtung in 3 steigt durch die steigende Ladung auf der kapazitiven Last C_L an, wie auch die Spannung V_HV am Punkt X.
In der zweiten Phase geht die Polaritäts-Spannung V_P auf Low-Pegel, so dass die FETs S_C und S_D aufhören zu leiten, und die FETs S_A und S_B beginnen zu leiten. Die Polarität der kapazitiven Last C_L bezogen auf den Punkt X wird daher umgekehrt. Wenn diese Änderung der Polarität auftritt, wird aus dem Glättungskondensator C_S und anschließend aus der Gleichspannungsversorgung Strom entnommen, um die negative Ladung auf der kapazitiven Last C_L zu entladen.
Während dieser Phase pulsiert die Steuerspannung V_C für den Ausgangs-FET S, so dass der Strom aus der Gleichspannungsversorgung über den Induktor L intermittierend entnommen wird, um die kapazitive Last C_L aufzuladen. Da jedoch die FETs S_A und S_B leiten und nicht die FETs S_C und S_D, wird die kapazitive Last C_L mit Strom in zu dem der ersten Phase entgegengesetzter Richtung geladen, so dass am Punkt X auf der kapazitiven Last C_L eine bezogen auf die Spannung V_HV am Punkt X negative Spannung bereitgestellt wird.
Zwischen der zweiten Phase und der Wiederholung der ersten Phase geht die Polaritäts-Spannung V_P auf High-Pegel. Die Spannung V_HV am Punkt X bricht erneut zusammen und die kapazitive Last C_L wird entladen, indem Strom aus der Gleichspannungsversorgung entnommen wird.
Somit kann man sehen, dass entsprechend dieser Anordnung eine einfache energieeffiziente Stromversorgung für eine Elektrolumineszenzlampe bereitgestellt wird.
Zusammenfassend enthält ein Schaltkreis zur Wechselspannungsversorgung einer kapazitiven Last C_L, wie z. B. einer Elektrolumineszenzlampe, eine Gleichspannungsversorgung mit geringer Spannung, einen Induktor L und einen FET S in Reihenschaltung. Der FET S kann gepulst werden, so dass der Induktor L eine Spannung erzeugt, um die kapazitive Last C_L über eine H-Brücke H, die parallel zum FET S liegt, aufzuladen. Eine Diode D verhindert, dass ein Strom die kapazitive Last C_L entlädt, während der FET S geschlossen ist. Die Gesamtkapazität hinter der Diode D und parallel zur kapazitiven Last C_L ist kleiner als die kapazitive Last C_L, so dass, wenn die Polarität der H-Brücke umgekehrt wird, die Spannung über der H-Brücke zum Erd potential zusammenbricht, und die kapazitive Last C_L über die Gleichspannungsversorgung mit geringer Spannung entladen wird. Der Schaltkreis hat einen kleineren Leistungsverbrauch als Schaltkreise, in denen ein großer Glättungskondensator parallel zur H-Brücke eingesetzt wird.

Claims

Elektronische Schaltung zum Versorgen einer kapazitiven Last, wie etwa einer Elektrolumineszenzlampe (C_L), mit einer hohen Wechselspannung auf Basis einer Versorgung mit einer niedrigeren Gleichspannung, wobei die Schaltung umfasst: eine H-Brücke (H), welche zwei parallele Zweige aufweist, wobei jeder Zweig ein erstes Schaltelement (S_A, S_C) in Reihenschaltung mit einem zweiten Schaltelement (S_B, S_D) und einen Knotenpunkt zwischen dem ersten und dem zweiten Schaltelement aufweist, wobei die kapazitive Last (C_L) bei Verwendung zwischen den jeweiligen Knotenpunkten der Zweige angeschlossen ist; einen Wandler, welcher durch die Versorgung mit niedriger Gleichspannung mit Energie versorgt wird und geeignet eingerichtet ist, um die H-Brücke (H) mit Strom zu versorgen, um die kapazitive Last auf eine Spannung aufzuladen, welche höher als die Versorgungsgleichspannung ist; und eine Diode (D), welche in Reihenschaltung zwischen dem Wandler und der H-Brücke (H) angeordnet ist, um zu verhindern, dass Strom von der geladenen kapazitiven Last (C_L) zurückfließt; und einen Kondensator (C_S), welcher hinter der Diode (D) in Parallelschaltung mit der H-Brücke (H) vorgesehen ist, wobei die Schaltelemente (S_A, S_B, S_C, S_D) der H-Brücke abwechselnd derart gesteuert werden, dass in einem ersten Zustand das erste Schaltelement (S_A) eines Zweigs und das zweite Schaltelement (S_B) des anderen Zweigs stromleitend sind, um Strom von dem Wandler in einer Richtung zu der kapazitiven Last zu führen, und in einem zweiten Zustand die anderen zwei Schaltelemente (S_C, S_D) der Zweige stromleitend sind, um Strom von dem Wandler (C_L) in der umgekehrten Richtung zu der kapazitiven Last (C_L) zu führen, und die Gesamtkapazität, welche in Parallelschaltung mit der H-Brücke (H) hinter der Diode (D) vorgesehen ist, zwischen 10% und 50% der Kapazität der kapazitiven Last (C_L) beträgt, wobei die Schaltung derart eingerichtet ist, dass die kapazitive Last (C_L) bei Verwendung auf eine Belastungsspannung (V_L) aufgeladen wird, woraufhin die H-Brücke (H) entweder vom ersten oder vom zweiten Zustand umgeschaltet wird.
Elektronische Schaltung nach Anspruch 1, wobei der Wandler ein Induktionsglied (L) und ein Ausgangsschaltelement (S) umfasst, welche in Reihenschaltung angeordnet sind; und das Ausgangsschaltelement (S) geeignet eingerichtet ist, um bei Verwendung zwischen einem ersten Zustand und einem zweiten Zustand zu wechseln, wodurch in dem ersten Zustand ein Strompfad durch das Induktionsglied (L) und das Ausgangsschaltelement (S) bereitgestellt wird, wobei dieser Strompfad in dem zweiten Zustand unterbrochen wird, so dass, wenn das Ausgangsschaltelement (S) von dem ersten Zustand in den zweiten Zustand wechselt, das Induktionsglied (L) eine Spannung an einem Ausgang der Schaltung erzeugt, um eine kapazitive Last (C_L) aufzuladen.