DE60219064T2

DE60219064T2 - Aufwartsabtaster-, abtastrateumsetzungs- und abtastfrequenzerniedrigungsstufen enthaltendes zeitdiskretes filter

Info

Publication number: DE60219064T2
Application number: DE60219064T
Authority: DE
Inventors: Adrianus W. Van Den Enden; Marc V. Arends
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: NXP BV
Priority date: 2001-11-19
Filing date: 2002-10-24
Publication date: 2007-12-13
Anticipated expiration: 2022-10-25
Also published as: CN1589524A; US20040260737A1; US7376690B2; KR20040058297A; AU2002343133A1; CN100477521C; DE60219064D1; EP1449298A1; EP1449298B1; JP2005510164A; WO2003044950A1; ATE357772T1

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein zeitdiskretes Filter, das einen Abtastratenumsetzer, der einen Eingang und einen Ausgang aufweist, und einen Niedertaster mit einem Niedertastungsfaktor n_d umfasst.
Die vorliegende Erfindung betrifft des Weiteren eine Kommunikationsvorrichtung, die ein solches zeitdiskretes Filter umfasst, und ein Verfahren, bei dem eine Abtastrate eines Eingangssignals mit einem Faktor m umgesetzt wird.
Ein solches zeitdiskretes Filter ist aus WO 99/38257 bekannt. Das bekannte zeitdiskrete Filter umfasst eine Kaskadenanordnung aus Abtastratenumsetzern, die durch jeweilige Niedertaster exemplifiziert sind, die sich mit Filtersektionen abwechseln, damit weniger rechnerische Ressourcen in dem zeitdiskreten Filter erforderlich sind. Von Nachteil sind jedoch die umfangreiche und komplexe Hardware und Software, die für das bekannte zeitdiskrete Filter benötigt werden.
In WO 00/65713 A ist ein flexibler Abtastratenumsetzer beschrieben, der eine Reihenanordnung aus Mehrphasenzerlegungsfiltermitteln und Interpolatormitteln umfasst, wobei eine Seite der Reihenanordnung mit einem Eingang des flexiblen Abtastratenumsetzers verbunden ist, um ein Eingangssignal mit einer ersten Abtastfrequenz zu empfangen, und die andere Seite der Reihenanordnung mit einem Ausgang verbunden ist, um ein Ausgangssignal mit einer zweiten Abtastfrequenz auszugeben, und der flexible Abtastratenumsetzer ein Steuerungsmittel zum Steuern des Mehrphasenzerlegungsfiltermittels und des Interpolatormittels umfasst.
In DE 199 40 926 A ist eine Filtervorrichtung beschrieben, die aus einem Hauptfilter, einer Dezimierungsfiltersektion auf der Eingangsseite und einer Interpolationsfiltersektion auf der Ausgangsseite besteht, wobei die Dezimierungsfiltersektion dafür konfiguriert ist, die Abtastrate um einen nicht-ganzzahligen Abtastratenfaktor zu verringern, der Hauptfilter dafür konfiguriert ist, mit der auf diese Weise verringerten Abtast rate zu arbeiten, und die Interpolationsfiltersektion dafür konfiguriert ist, die ursprüngliche Abtastrate wiederherzustellen.
Darum ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, ein verbessertes zeitdiskretes Filter bereitzustellen, dessen Komplexität in Bezug auf den erforderlichen Umfang an Multiplikationen und Additionen sowie hinsichtlich der Speicheranforderungen verringert ist.
Dafür stellt ein erster Aspekt der Erfindung einen Abtastratenumsetzer nach Anspruch 1 bereit.
Anschließend wird das Verfahren gemäß der Erfindung in Anspruch 8 definiert.
Es wurde überraschenderweise festgestellt, dass, wenn einer Abtastratenumsetzungsoperation eine Aufwärtstastungsoperation vorangeht und ihr erst nach der Umsetzung eine Niedertastungsoperation auf eine gewünschte Abtastfrequenz folgt, dann die Komplexität in Bezug auf die letztendliche Anzahl von Berechnungen, insbesondere Multiplikationen und Additionen, die in dem erfindungsgemäßen Filter benötigt werden, verringert wird. Dies führt zu einer Verringerung der Anzahl von Befehlen je Sekunde, was ein Maß für die Komplexität eines Digitalsignalverarbeitungs(DSV)-Algorithmus' ist. Außerdem führt dies zu einer entsprechenden Senkung des Stromverbrauchs durch die DSV in dem Filter, wie er zum Beispiel in Audio-, Video- und (Tele-)Kommunikationsvorrichtungen sowie in Radio- und Fernsehapparaten angewendet wird.
Eine Ausführungsform des zeitdiskreten Filters gemäß der Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, dass der Abtastratenumsetzer in der Lage ist, Dezimierung oder Interpolation auszuführen.
Die obigen Vorteile werden unabhängig davon realisiert, ob Dezimierung oder Interpolation in dem Filter gemäß der Erfindung ausgeführt wird.
Eine weitere Ausführungsform des zeitdiskreten Filters gemäß der Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, dass der Abtastratenumsetzer einen Abtastratenumsetzungsfaktor in hat, wobei m eine ganze Zahl größer als 2 ist.
Vorteilhafterweise kann jeder beliebige Abtastratenfaktor, wie beispielsweise 3, 5, 7 oder zum Beispiel 125, wie er beispielsweise in GSM- und Bluetooth-Systemen erforderlich ist, verwendet werden. Bevorzugt werden Primzahlen oder eine Kombination von Primzahlen als Abtastratenumsetzungsfaktoren verwendet, die normalerweise zu einer komplizierteren Filterkonfiguration führen.
Eine weitere Ausführungsform des zeitdiskreten Filters gemäß der Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, dass der Aufwärtstastungsfaktor n_u, und der Niedertastungsfaktor n_d jeweils größer als 2 oder gleich 2 sind.
Wenn der Aufwärtstastungsfaktor n_u und/oder der Niedertastungsfaktor n_d 2 sind, so wird die Gesamtkomplexität beträchtlich verringert, was darauf zurückzuführen ist, dass die resultierenden Filterstrukturen effizienter sind. Bei ordnungsgemäßer Implementierung, wie beispielsweise mit FIR- und/oder IIR-Filterkonfigurationen, nimmt auch die Anzahl von Verzögerungselementen und die Menge an Speicher, der für die Datenabtastungen und die Koeffizienten in dem Filter gemäß der Erfindung benötigt werden, ab, was zu zusätzlichen Kosteneinsparungen führt.
Es wird nun näher auf das zeitdiskrete Filter und das Verfahren gemäß der Erfindung zusammen mit ihren zusätzlichen Vorteilen eingegangen, während auf die begleitenden Zeichnungen Bezug genommen wird, in denen ähnliche Komponenten mit den gleichen Bezugszahlen versehen sind. In den Zeichnungen ist Folgendes zu sehen:
1 zeigt ein einstufiges zeitdiskretes Niedertastungsfilter gemäß dem Stand der Technik.
2 zeigt die Amplitudenkennlinie des einstufigen FIR-Filters, der 1 implementiert.
3 zeigt die einstufige FIR-Filterimplementierung.
4 zeigt die Amplitudenkennlinie des einstufigen IIR-Filters, der 1 implementiert.
5a zeigt die einstufige IIR-Filterimplementierung, welche die Allpasssektionen O1 und O2 erster und zweiter Ordnung, die in 5b bzw. 5c gezeigt sind, umfasst.
6 zeigt eine mögliche Ausführungsform eines zweistufigen zeitdiskreten Filters gemäß der vorliegenden Erfindung, die zu dem Filter von 1 äquivalent ist.
7 zeigt den Amplitudenverlauf einer FIR-Filterimplementierung des Erststufenfilters H1(z) von 6.
8 zeigt die IIR-Filterimplementierung des Erststufenfilters H1(z) von 6.
9 zeigt eine Schaltung, die zu dem Filter von 6 äquivalent ist.
10 zeigt die FIR-Filterimplementierung des Zweitstufenfilters H2(z) von 6, und
11 zeigt die IIR-Filterimplementierung des Zweitstufenfilters H2(z) von 6.
1 zeigt beispielhaft ein einstufiges zeitdiskretes Filter 1, das eine Digitalfiltersektion 2, die eine Übertragungsfunktion H(z) aufweist, wobei z die Z-Transformationsvariable ist, und einen Abtastratenumsetzer umfasst, der hier zum Beispiel durch einen Niedertaster 3 mit einem Niedertastungsfaktor n_d implementiert ist. Wenn wir in diesem Fall annehmen, dass n_d = 5 ist, so ergibt ein abgetastetes Eingangssignal x(n) mit einer Abtastfrequenz von zum Beispiel 10 KHz ein Ausgangssignal y(n) mit einer Abtastfrequenz von 2 KHz. Das Filter 1 sollte eine Tiefpassübertragungsfunktion H(z) aufweisen, dergestalt, dass Rückfaltungsterme im Spektrum des Ausgangssignals y(n) in einer praktischen Realisierung dieses Filters gedämpft werden. In einer solchen Realisierung sollte das Ausgangsspektrum zwischen 0 und ±0,9 KHz ein Brummen von ±0,1 dB aufweisen, und der äußere Sperrbereich zwischen 1,1 KHz und 5 KHz sollte um mindestens 50 dB gedämpft werden. Dieses Filter kann als ein transversales nicht-rekursives (Finite Impulse Response – FIR) Filter mit linearer Phase mit einer Länge 115 konfiguriert sein. Die Digitalfiltersektion 2 hat dann eine Tiefpassamplitudenkennlinie, wie in 2 gezeigt. Ein Beispiel einer ökonomischen FIR-Filterimplementierung ist in 3 gezeigt, wobei von der einschlägig bekannten Mehrphasenzerlegung Gebrauch gemacht wird, wie man sie zum Beispiel aus "Multirate Digital Signal Processing" von R. E. Crochiere und L. R. Rabiner, Prentice-Hall, Englewood Cliffs, New Jersey, 1983, ISBN 0-13-605162-6, kennt. Die Implementierung von 3 hat vier Leitungen l₁, l₂, l₄, l₅ mit jeweils 23 Multiplikationen und eine mittlere Leitung l₃, in der 12 Multiplikationen benötigt werden. Die erste Addiereinrichtung, hier und im Weiteren mit "+" bezeichnet, erfordert 4 Additionen, und die anderen 22 Addiereinrichtungen erfordern 5 Additionen. Die Abtastfrequenz ist F_S/5. Es ergibt sich, dass 22 Datenabtastungen und 58 Koeffizienten bei dieser FIR-Filterimplementierung gespeichert werden müssen.
Wenn einstufige Niedertastung gemäß 1 mittels IIR-Filtern implementiert worden wäre, so sähe der Amplitudenverlauf der Filterfunktion H(z) aus wie in 4 gezeigt. Eine solche Filterfunktion, die von der siebenten Ordnung ist, könnte durch zwei parallele Abzweigungen implementiert werden: eine von der dritten Ordnung und eine von der vierten Ordnung. Der erste Abzweig umfasst eine Allpasssektion O1 erster Ordnung, die in 5b implementiert ist, und eine Allpasssektion O2 zweiter Ordnung, die in 5c implementiert ist. Der zweite Abzweig umfasst zwei Allpasssektionen O2 in Reihe. Die Ausgangssignale der zwei parallelen Abzweige werden in der Addiereinrichtung A1 addiert. Diese effizienten Strukturen werden ebenfalls mittels Mehrphasenzerlegung erreicht, und die Abzweige werden mit einer Abtastfrequenz F_S abgetastet.
Die folgende Tabelle I zeigt die Komplexität in Bezug auf die erforderliche Anzahl von Multiplikationen und Additionen und die Datenabtastungs- und Koeffizientenspeicherkapazität, die in dem einstufigen Filter von 1 in einer FIR- bzw. einer IIR-Implementierung benötigt wird.
Tabelle I
6 zeigt ein mehrstufiges, genauer gesagt ein zweistufiges, zeitdiskretes Filter 4, dessen Eigenschaften zu denen des Filters 1 von 1 äquivalent sind. Das zeitdiskrete Filter 4 umfasst einen ersten Aufwärtstaster 5 mit einem Aufwärtstastungsfaktor n_u, der in diesem Fall gleich 2 ist. Solche Faktor-2-Aufwärtstaster können sehr effizient implementiert werden, was bei Aufwärtstastern mit anderen Aufwärtstastungsfaktoren als 2 im Allgemeinen nicht der Fall ist. Das diskrete Filter 4 umfasst eine erste Filtersektion 6 mit einer Übertragungsfunktion H1(z), gefolgt von einem Abtastratenumsetzer in Form eines ersten Niedertasters 7, der mit einem Eingang 8 und einem Ausgang 9 versehen ist. Der Niedertaster 7 hat einen Niedertastungsfaktor m. Im Allgemeinen, aber nicht unbedingt, ist m größer als 2. Im Allgemeinen kann der Abtaster 7 entweder eine Interpolator oder ein Dezimator. Insbesondere ist der Nieder- oder eventuelle Aufwärtstastungsfaktor m eine Primzahl oder zum Beispiel ein Produkt aus Primzahlen. Hier ist der Niedertastereingang 8 mit dem Faktor-2-Aufwärtstaster 5 verbunden, und der Abtasterausgang 9 ist mit einem zweiten Niedertaster 10 über eine zweite Filtersektion 11 verbunden, die eine Übertragungsfunktion H2(z) hat. Im Allgemeinen hat der zweite Niedertaster 10 einen Nieder tastungsfaktor n_d, der in diesem Fall gleich 2 ist, damit die Filtersektion 11 sehr effizient implementiert werden kann. Wenn nur eine Niedertastung mit einem Faktor m benötigt wird, so ist n_u gleich n_d. Im Allgemeinen sind n_u und n_d gleich 2 oder größer als 2. Trotz der optisch umfangreicheren Konfiguration des Filters 4 stellt sich heraus, dass die Filterkonfiguration von 4 deutliche Vorteile im Vergleich zu dem Filter von 1 in Bezug auf rechnerische Komplexität und benötigte Speicherkapazität besitzt.
Die Filtersektionen 6 und 11 mit Übertragungsfunktionen H1(z) bzw. H2(z) können jeweils digital durch ein nicht-rekursives (Finite Impulse Response – FIR) Filter und/oder ein rekursives (Infinite Impulse Response – IIR) Filter implementiert werden. Entsprechende Beispiele folgen weiter unten.
7 zeigt den Amplitudenverlauf von H1(z) in der ersten Stufe von 6, wodurch die Abtastfrequenz um einen Faktor 2/5 erhöht wird, während ein FIR-Filter mit linearer Phase und mit einer Länge von 20 verwendet wird. Die FIR-Filterimpletnentierung von H1(z) ähnelt der FIR-Implementierung von 3, sofern die durchbrochenen Linien alle durch durchgezogene Linien ersetzt werden. Der Schalter S dreht sich entgegen dem Uhrzeigersinn, und zwischen jeder Eingangsabtastung x(n) führt der Schalter S nun zwei Schritte. Das bedeutet:

(a) dass drei Eingangsabtastungen an der oberen, der mittleren bzw. der unteren horizontalen parallelen Leitung l₁, l₃, l₅, die mit dem Schalter S verbunden sind, anliegen und dass Nullen an den anderen zwei Leitungen l₂ bzw. l₄ anliegen, oder
(b) dass Nullen an der oberen, der mittleren bzw. der unteren Leitung l₁, l₃, l₅ anliegen und zwei Eingangsabtastungen an den anderen zwei Leitungen l₂ bzw. l₄ anliegen.

Im Fall (a) beläuft sich dies auf 4 + 2 + 4 = 10 Multiplikationen und 2 + 3 + 3 = 11 Additionen, und im Fall (b) beläuft sich dies auf 1 + 3·2 = 7 Additionen. Somit werden 18 Multiplikationen und 18 Additionen für 5 Eingangsabtastungen benötigt, was einer Rate F_S/5 entspricht. Darüber hinaus müssen 3 Datenabtastungen und 10 Koeffizienten gespeichert werden. Siehe Tabelle II weiter unten.
Wenn zum Konfigurieren der Übertragungsfunktion H1(z) von 6 ein IIR-Filter verwendet wird, so kann die rekursive Konfiguration der fünften Ordnung von 8 benutzt werden. Hierbei können die Allpasssektionen O1 und O2 der ersten und zweiten Ordnung von 5b bzw. 5c verwendet werden. Dabei werden 1 + 2 + 2 = 5 Multiplikationen mit einer Rate 2F_S benötigt, dergestalt, dass geradzahlige Abtastungen, die in den Eingang I1 der Sektion O1 erster Ordnung und in den Eingang I2 der Sektion O2 zweiter Ordnung eingespeist werden, gleich null sind. Dafür wird eine Addition in dem Filter erster Ordnung von 8 benötigt. Für das Filter zweiter Ordnung von 8 werden zwei Additionen für eine Null-Eingangsabtastung benötigt, und drei Additionen werden für eine Eingangsabtastung von ungleich null benötigt. Das führt zu 10F_S Multiplikationen und (1 + 2,5 + 4 + 1)·2F_S = 17F_S Additionen je Sekunde, wie auch in Tabelle II gezeigt.
Tabelle II
Aus Tabelle II ergibt sich, dass der FIR-Fall effizienter ist als der IIR-Fall. Das ist darauf zurückzuführen, dass die Mehrphasenzerlegung für den FIR-Fall verwendet werden kann, aber nicht für den IIR-Fall. Der geringfügige Nachteil für den FIR-Fall ist, dass die doppelte Anzahl von Koeffizienten gespeichert werden muss. Darum wird im Weiteren nur der FIR-Fall zum Implementieren von H1(z) verwendet.
Als nächstes wird das Filterdesign der Übertragungsfunktion H2(z) von 6 betrachtet, wo mit FIR- und/oder IIR-Filtern gearbeitet wird. Ohne zu sehr ins Detail zu gehen, kann eine äquivalente Schaltung, wie in 9 gezeigt, verwendet werden, um die Filterkonfiguration der Übertragungsfunktion H2(z) zu realisieren. In dieser Schaltung wird die Abtastfrequenz zuerst um einen Faktor 2 erhöht, dann durch das äquivalente Filter mit der Systemfunktion G(z) = H1(z)H2(z⁵) interpoliert, und schließlich wird das gefilterte Ausgangssignal der Schaltung um einen Faktor 10 niedergetastet. Gewünschtenfalls kann eine weitere äquivalente Schaltung, die eine Systemfunktion G'(z) umfasst, die die Zweiphasenzerlegung von G(z) ist, gefolgt von einem Faktor-5-Niedertaster, als ein weiteres Äquivalent zu der Schaltung von 9 für Berechnungszwecke in Erwägung gezogen werden. Auch hier führen Durchlassbereichs- und Sperrbereichsanforderungen zu einem FIR-Filter mit linearer Phase für H2(z) mit einer Länge 47 und zum Durchführen einer Niedertastung um den Faktor zwei. Dieses FIR-Filter für die zweite Stufe H2(z) ist in 10 gezeigt. Ein (nicht gezeigter) Eingangsschalter verteilt geradzahlige Eingangsabtastungen zu oberen Multiplikatoren, die schematisch als b₀, b₂, b₄, ..., b₂₀, b₂₂, b₂₀, ..., b4, b₂, b₀ bezeichnet werden, und gleichermaßen ungerade Abtastungen zu unteren Multiplikatoren b₁, b₃, ..., b₂₁, b₂₃, b₂₁, ..., b₃, b₁. Um eine neue Ausgangsabtastung zu berechnen, müssen jeweils eine gerade und eine ungerade Abtastung mit 2·12 = 24 Koeffizienten multipliziert werden, wobei 23·2 = 46 Additionen benötigt werden. Die Ausgangsabtastfrequenz ist F_S/5. Dies führt zu 4,8F_S Multiplikationen und 9,2F_S Additionen je Sekunde. Die folgende Tabelle III vergleicht das frühere einstufige FIR-Filter mit der zweistufigen Konfiguration, in der H1(z) und H2(z) beide mit FIR-Filtern implementiert werden.
Tabelle III
Aus Tabelle III kann geschlossen werden, dass ein zweistufiges FIR-Filter effizienter ist als ein einstufiges FIR-Filter. Lediglich die Anzahl der zu speichernden Datenabtastungen ist in dem zweistufigen FIR-Filter höher.
Eine sehr effiziente Filterstruktur ist die zweistufige Konfiguration mit einer FIR-Struktur für das H1(z)-Filter, wie oben erläutert, und eine IIR-Struktur für das H2(z)-Filter von 6. Die rekursive IIR-Struktur für das H2(z)-Filter kann wie in 11 gezeigt aussehen. Die vier Allpasssektionen, die in 11 gezeigt sind, können der Sektion O1 erster Ordnung ähneln, die in 5a gezeigt und in 5b detaillierter dargestellt wird. Die Allpasssektionen in 11 arbeiten mit F_S/5, und jede Allpasssektion verwendet eine Multiplikation und zwei Additionen je Ausgangsabtastung. Dies beläuft sich auf (4·1)F_S/5 Multiplikationen und (4·2 + 1)F_S/5 Additionen je Ausgangsabtastung (eine Addition wird benötigt, um die Ausgangssignale zu den zwei parallelen Abzweigen zu addieren). Zwei Verzögerungselemente werden in jeder Allpasssektion verwendet. Tabelle IV zeigt die Komplexität zum Vergleichen des einstufigen IIR-Filters von 1 mit dem zweistufigen Filter von 6 mit einem FIR für das Filter H1(z) und einem IIR für das Filter H2(z).
Tabelle IV
Auch hier kann geschlussfolgert werden, dass die zweistufige FIR- und IIR-Lösung in Bezug auf die Anzahl der benötigten Multiplikationen und Additionen effizienter ist als die einstufige IIR-Lösung. Es müssen lediglich ein paar Filterkoeffizienten mehr gespeichert werden.
Die oben erläuterten Filterkonzepte lassen sich natürlich auch auf andere allgemein primzahlige Niedertastungs- oder Aufwärtstastungsfaktoren verallgemeinern. Die entsprechenden Strukturen für das Aufwärtstasten durch eine Primzahl oder ein Produkt aus Primzahlen größer als 2 lassen sich mit Hilfe des allgemein bekannten Transpositionstheorems finden. Siehe "On the Transposition of Linear Time-Varying Discrete-Time Networks and its Applications to Multirate Digital Systems" von T. A. C. M. Claasen und W. F. G. Mecklenbräuker, Philips Journal of Research, 1978, Seiten 78–102.
Die oben erläuterten Filterkonzepte lasen sich auf jedes beliebige digitale Übertragungs- oder Kommunikationssystem oder -gerät anwenden. Beispiele hierfür sind digitale Datenverarbeitungsgeräte oder Filter, Telefone, Audio- oder Videoverarbeitungsgeräte, Fernseher, Bildverarbeitungsgeräte oder dergleichen. Das Filter 4 kann in einer an sich bekannten Weise, zum Beispiel durch ein Schaltkondensatorfilter oder ein Schaltstromfilter, implementiert werden.
Obgleich das oben Dargelegte anhand von im Wesentlichen bevorzugten Ausführungsformen und best-möglichen Arten der Realisierung beschrieben wurde, versteht es sich, dass diese Ausführungsformen keinesfalls als einschränkende Beispiele der be treffenden Schaltungen und Verfahrens zu verstehen sind, weil verschiedene Modifikationen, Merkmale und Kombinationen von Merkmalen, die in den Geltungsbereich der angehängten Ansprüche fallen, nun für den Fachmann realisierbar sind.

1

Stand der Technik

5a, 8

order 1: 1. Ordnung
order 2: 2. Ordnung

10

even samples: geradzahlige Abtastungen
odd samples: ungeradzahlige Abtastungen

11

Allpass

Claims

Zeitdiskretes Filter (4) mit einer Eingangsabtastrate und einer davon verschiedenen Ausgangsabtastrate, umfassend einen Abtastratenumsetzer (7), dessen Eingang (8) mit einem Aufwärtstaster (5) mit einem Aufwärtstastungsfaktor verbunden ist und dessen Ausgang (9) mit einem Niedertaster (10) mit einem Niedertastungsfaktor verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, dass der Abtastratenumsetzer (7) einen ungerad-ganzzahligen Abtastratenumsetzungsfaktor hat und der Aufwärtstastungsfaktor gleich dem Niedertastungsfaktor ist.
Zeitdiskretes Filter (4) nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Abtastratenumsetzer (7) so konfiguriert ist, dass er Dezimierung oder Interpolation ausführen kann.
Abtastratenumsetzer nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Aufwärtstastungsfaktor und der Niedertastungsfaktor beide gleich 2 sind.
Abtastratenumsetzer nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Abtastratenfaktor des Abtastratenumsetzers (7) eine Primzahl ist.
Zeitdiskretes Filter (4) nach einem der Ansprüche 1–4, dadurch gekennzeichnet, dass das zeitdiskrete Filter als ein digitales FIR-Filter (6, 11) und/oder ein digitales IIR-Filter (6, 11), ein Schaltkondensatorfilter oder ein Schaltstromfilter implementiert ist.
Zeitdiskretes Filter nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass der Ausgang des Abtastratenumsetzers über ein digitales IIR-Filter mit dem Niedertaster verbunden ist und der Eingang des Abtastratenumsetzers über ein digitales FIR-Filter mit dem Aufwärtstaster verbunden ist.
Kommunikationsgerät wie zum Beispiel ein Telefon, insbesondere ein Mobiltelefon, das wenigstens ein zeitdiskretes Filter (4) nach einem der Ansprüche 1–5 umfasst.
Verfahren zum Umsetzen eines zeitdiskreten Eingangssignals mit einer Eingangs-Abtastrate zu einem zeitdiskreten Ausgangssignal mit einer von der Eingangs-Abtastrate verschiedenen Ausgangs-Abtastrate, umfassend das Aufwärtstasten des Eingangssignals mit einem Auftastungsfaktor, danach Umsetzen der Abtastrate des Signals, gefolgt von einer Niedertastung des Signals mit einem Niedertastungsfaktor, dadurch gekennzeichnet, dass das Umsetzen der Abtastrate mit einem ungerad-ganzzahligen Abtastratenumsetzungsfaktor erfolgt und der Niedertastungsfaktor gleich dem Aufwärtstastungsfaktor ist.
Verfahren nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass der Aufwärtstastungsfaktor und der Niedertastungsfaktor beide gleich 2 sind.