JP3836947B2 - サンプリングレート変換ユニット、サンプリングレート変換装置及びサンプリングレート変換方法 - Google Patents

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、サンプリングレート変換ユニット、サンプリングレート変換装置及びサンプリングレート変換方法に係り、特にサンプリング周波数が９６［ｋＨｚ］、８８．２［ｋＨｚ］、４８［ｋＨｚ］、４４．１［ｋＨｚ］あるいは３２［ｋＨｚ］であるディジタルオーディオ装置相互間でサンプリングレート変換（サンプリング周波数変換）を行うためのサンプリングレート変換ユニット、サンプリングレート変換装置及びサンプリングレート変換方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
アナログ方式サンプリングレート変換
サンプリングレート変換の最も簡単な方法は、一旦、オーディオデータであるディジタルデータのＤ／Ａ（Degital to Analog）変換を行ってアナログ信号とし、それを希望する新たなサンプリング周波数でＡ／Ｄ（Analog to Degital）変換することによりディジタルデータに変換する方法である。
【０００３】
しかしこの方法によれば、アナログ信号に変換を行っているため、変換に伴うノイズやジッター等の問題で音質劣化・変化は避けられないこととなる。
そこで、アナログ信号を介さずディジタルオーディオデータのサンプリングレート変換を全てディジタル処理だけで行えるサンプリングレート変換方法が望まれていた。
ディジタル方式サンプリングレート変換
上記アナログ方式サンプリングレート変換の問題点を解決すべく、従来よりディジタル方式サンプリングレート変換が提案されている。
【０００４】
原理的には、サンプリング周波数をｆａ［Ｈｚ］からｆｂ［Ｈｚ］に変換するには、
▲１▼ サンプル点の個数をサンプリング周波数ｆａとサンプリング周波数ｆｂの最小公倍数個に増やす。
【０００５】
▲２▼ その後、サンプル点を間引いてサンプリング周波数ｆｂ［Ｈｚ］に対応する個数とする。
ことで達成できる。
しかしこれらの処理をただ単純に行うと、折り返しノイズ等が発生することとなる。
【０００６】
したがって、折り返しノイズ等の発生を抑制するためには、処理過程でサンプリング定理を満たすようにするか、あるいは、サンプリングレート変換後に折り返しノイズが相殺されているようにすることが必要となる。
さらにこの処理を高精度に行うには膨大な量の演算が必要であり、現実的にはハードウェアでの実現を可能とすべく演算量を減らす工夫が必要となる。
【０００７】
ここで、ディジタル方式サンプリングレート変換の具体例を説明する。
以下においては、出力ディジタルデータのサンプリング周波数を入力ディジタルデータのサンプリング周波数の３／２に変換する場合（変換比＝３／２の場合）及び２／３に変換する場合（変換比＝２／３の場合）について説明する。
【０００８】
（Ａ） 変換比＝３／２の場合
まず変換比＝３／２の場合のサンプリングレート変換手順について図３１を参照して説明する。
図３１に変換比＝３／２の場合におけるサンプリングレート変換時のスペクトル変化を示す。
【０００９】
▲１▼ まず、原信号のサンプル点（サンプリングディジタルデータ）の間に２個の０点（０データ）を挿入し、サンプリング周波数を３倍に引き上げる（３倍オーバーサンプリング）。
この結果、原信号のスペクトルが図３１（ａ）に示すようなものであるとすると、ｚ変換及びフーリエ変換の関係から０点挿入後のスペクトルは図３１（ｂ）に示すようなものとなる。
【００１０】
▲２▼ 上記３倍オーバーサンプリングの処理で発生したイメージ成分を、１／３帯域のＬＰＦ（Low Pass Filter；図３１（ｃ）参照）によって取り除く（図３１（ｄ）参照）。
この場合において、０点挿入の段階で信号のＤＣレベルは１／３に低下しているので、このＬＰＦのＤＣゲインは図３１（ｃ）に示すように、３（倍）としている。
【００１１】
▲３▼ 次に２個に１個の割合でデータを取得することにより、サンプル点の個数を１／２に間引く（１／２ダウンサンプリング）。
この結果、得られる信号のスペクトルは、図３１（ｅ）に示すようなものとなり、サンプリングレート変換が終了する。
【００１２】
（Ｂ） 変換比＝２／３の場合
次に変換比＝２／３の場合のサンプリングレート変換手順について図３２を参照して説明する。
図３２に変換比＝２／３の場合におけるサンプリングレート変換時のスペクトル変化を示す。
【００１３】
▲１▼ まず、原信号のサンプル点（サンプリングディジタルデータ）の間に１個の０点（０データ）を挿入し、サンプリング周波数を２倍に引き上げる（２倍オーバーサンプリング）。
この結果、原信号のスペクトルが図３２（ａ）に示すようなものであるとすると、ｚ変換及びフーリエ変換の関係から０点挿入後のスペクトルは図３２（ｂ）に示すようなものとなる。
【００１４】
▲２▼ 上記２倍オーバーサンプリングの処理で発生したイメージ成分を、１／３帯域のＬＰＦ（Low Pass Filter；図３２（ｃ）参照）によって取り除く（図３２（ｄ）参照）。
この場合において、０点挿入の段階で信号のＤＣレベルは１／２に低下しているので、このＬＰＦのＤＣゲインは図３２（ｃ）に示すように、２（倍）としている。
【００１５】
▲３▼ 次に３個に１個の割合でデータを取得することにより、サンプル点の個数を１／３に間引く（１／３ダウンサンプリング）。
この結果、得られる信号のスペクトルは、図３２（ｅ）に示すようなものとなり、サンプリングレート変換が終了する。
【００１６】
（Ｃ）サンプリングレート変換の原理
以上の変換比＝３／２の場合のサンプリングレート変換及び変換比＝２／３の場合のサンプリングレート変換の手順に基づき、一般的には、すなわち、変換比Ｌ／Ｍ（Ｌ、Ｍ；自然数）の場合には以下の手順で行えばよい。
【００１７】
▲１▼ まず、原信号のサンプル点（サンプリングディジタルデータ）の間に（Ｌ−１）個の０点（０データ）を挿入し、サンプリング周波数をＬ倍に引き上げる（Ｌ倍オーバーサンプリング）。
▲２▼ 上記Ｌ倍オーバーサンプリングの処理で発生したイメージ成分を間引き後に折り返し雑音の発生がないよう、１／Ｌ帯域または１／Ｍ帯域のうち帯域が狭いいずれか一方のＬＰＦによって取り除く。
【００１８】
この場合において、０点挿入の段階で信号のＤＣレベルは１／Ｌに低下しているので、このＬＰＦのＤＣゲインはＬ（倍）とする。
▲３▼ 次にＭ個に１個の割合でデータを取得することにより、サンプル点の個数を１／Ｍに間引く（１／Ｍダウンサンプリング）。
【００１９】
したがって変換フィルタ（ＬＰＦ）は、Ｌ／Ｍの場合とＭ／Ｌの場合では、ＤＣゲインが異なるだけでカットオフ周波数は同じである。
（Ｄ）同期式直接変換
以下の説明においては、上記（Ｃ）で示したサンプリングレート変換の原理通りにサンプリングレート変換を行う変換方法を同期式直接変換というものとする。
【００２０】
図３３（ａ）に同期式直接変換に用いられるサンプリングレート変換装置の概要構成ブロック図を示す。
サンプリングレート変換装置は、変換比が固定の変換比固定サンプリングレートコンバータと、発振周波数が可変の発振器が接続され、変換比固定サンプリングレートコンバータの入力信号のクロックと出力信号のクロックとを同期させるためのＰＬＬ回路と、を備えて構成されている。
【００２１】
このサンプリングレート変換装置において、上述の例のサンプリングレート変換を行う場合、サンプリング周波数を３／２に変換するために、図３３（ｂ）（ｉ）に示すように、入力信号のサンプル点（図中、○印で示す。）に対し、図３３（ｂ）（ｉｉ）に×印で示すようにサンプル点を挿入し、サンプル点を３倍に増やす。
【００２２】
そして、得られたサンプル点（○印及び×印）を１つおきに間引いて図３３（ｂ）（ｉｉｉ）に●印で示すサンプル点とすることによりサンプリングレート変換を行っている。
この方法では、変換比は固定であり、変換フィルタとしてのＬＰＦの精度が変換精度を決定する。
【００２３】
また、変換比固定サンプリングレートコンバータの入出力信号のクロックを同期させるべくＰＬＬを用いることが必須となるため、変換精度が入力信号のタイムジッターなどに影響されることはない。つまり一旦コンピュータなどに取り込んで変換するのと同じ処理が行える。
【００２４】
（Ｅ）非同期式間接変換
上述の同期式直接変換では、１種類の変換レートでも膨大な演算量が必要となり、複数の変換レートに対応するハードウェアの実現はかなりの困難を伴うこととなる。
【００２５】
また、ビデオレートとの変換等、入出力信号を非同期で変換を行う要求もあり、必ずしも同期式直接変換が適用できるとは限らない。
これらの観点から、現在市場に出ているサンプリングレート変換装置のほとんどが非同期式変換を採用している。
【００２６】
非同期式変換では、出力信号のサンプリング周波数は、目的とする固定の周波数であり、これに対する入力信号のサンプリング周波数を何らかの方法で測定して、変換比を適応的（アダプティブ）に変更する。
変換比が可変（バリアブル）であるため、当然全ての変換フィルタを持つことはできない。
【００２７】
図３５（ａ）に非同期式間接変換に用いられるサンプリングレート変換装置の概要構成ブロック図を示す。
サンプリングレート変換装置は、変換比が可変の変換比可変サンプリングレートコンバータと、発振周波数が固定の発振器が接続され、入力信号のサンプリング周波数を出力信号のサンプリング周波数でカウントするカウンタと、を備えて構成されている。
【００２８】
このサンプリングレート変換装置において、サンプリングレート変換を行う場合、以下のような手順で変換を行っている。
▲１▼ 図３５（ｂ）（ｉ）に示すように、入力信号のサンプル点（図中、○印で示す。）に対し、処理が簡単な２の乗数倍（数百倍程度）でオーバーサンプリングする。
【００２９】
▲２▼ 入力周波数を出力周波数でカウントし（図３５（ｂ）（ｉｉ）参照）、平均等の処理を行って変換比を決定する。
▲３▼ 決定された変換比に従い必要なサンプリング点（図３５（ｂ）（ｉｉｉ）中、△印で示す。）のデータを、その周辺のサンプリング点（図３５（ｂ）（ｉｉｉ）中、●印で示す。）のデータから直線補間等の簡単な処理で算出する。
【００３０】
このように、サンプリング点のデータを周辺のデータから算出することから、このような変換方法を非同期式間接変換というものとする。
より具体的には、上述の例の場合と同様に、サンプリング周波数を３／２倍にサンプリングレート変換を行う場合には、一旦２倍にオーバーサンプリングし、それらのデータを用いて直線補間で必要なサンプル点のデータを算出している。
【００３１】
非同期式間接変換ではＰＬＬも不要であり、前段のオーバーサンプリングの処理には、既存のオーバーサンプリングＩＣなども利用できる。
したがってハードウェアでの実現性は高く、ＩＣ化もし易い。
またジッターのある入力でも変換比を変えて対応するため、結果的に出力のクロック精度を上げることができ、ジッターリデューサーとしての機能も有することとなる。
【００３２】
【発明が解決しようとする課題】
図３４に入力信号のサンプリング周波数及び出力信号のサンプリング周波数に対応する原理的な変換比を示す。
図３４から分かるように、上記従来の同期式直接変換を原理通りに行うためには最高320 倍オーバーサンプリング上で変換フィルタによるフィルタリングを行う必要があるという問題点があった。
【００３３】
しかもこの変換フィルタに必要なタップ数は、24ビット精度を得ようとする場合には３万タップ以上にもなってしまうという問題点があった。
一方、上記従来の同期式間接変換については、入力信号に対して変換後の出力信号のスペクトルが変動し、目的とする精度を原理的に達成できないという問題点があった。
【００３４】
より具体的に、図３６を参照して説明する。
図３６にＣＤ（Compact Disc：サンプリング周波数４４．１［ｋＨｚ］）から再生した１０．００７［ｋＨｚ］の正弦波を非同期式間接変換により、サンプリング周波数＝４８［ｋＨｚ］とした場合のスペクトルを示す。
【００３５】
図３６に示すように、入力信号に対して変換後のスペクトルは時間とともに変動し、メインローブが広がってしまっており、目的とする精度を達成できなかっった。
また、同期式間接変換は、Ａ／Ｄ変換、Ｄ／Ａ変換の組合せでは有効であるが、Ｄ／Ｄ（Digital to Digital）変換では、変換比を変えることによってジッターや絶対偏差を吸収しているため、原信号と周波数成分が変わってしまい音質変化が避けられない。
【００３６】
また、以下のような問題もある。
変換精度を上げるには、前段のオーバーサンプリングの段数を上げる必要がある。20ビット精度程度を得るのにも最低数百倍のオーバーサンプリングが必要であり、それ以上の精度向上を図ろうとするとハードウェアの規模が増大する。
【００３７】
また、変換比を入出力クロックから算出するため、特にジッターのあるソースに対してその精度が問題となる。
さらに、同期式で間接変換を行う手法も考えられるが、変換精度を上げるには、前段のオーバーサンプリングの段数を上げる必要があり、精度向上を図ろうとするとハードウェアの規模が増大するという問題点は同じである。
【００３８】
そこで、本発明の目的は、リアルタイムで高精度の変換を行うことができるとともに、装置構成を簡略化することが可能なサンプリングレート変換ユニット、サンプリングレート変換装置及びサンプリングレート変換方法を提供することにある。
【００３９】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１記載の発明は、９６［ｋＨｚ］、８８．２［ｋＨｚ］、４８［ｋＨｚ］、４４．１［ｋＨｚ］のうちのいずれか一のサンプリング周波数である第１サンプリング周波数を有する入力信号を９６［ｋＨｚ］、８８．２［ｋＨｚ］、４８［ｋＨｚ］、４４．１［ｋＨｚ］あるいは３２［ｋＨｚ］のサンプリング周波数のうちいずれかのサンプリング周波数である第２サンプリング周波数を有する出力信号に変換して出力するサンプリングレート変換ユニットにおいて、
前記第１サンプリング周波数及び前記第２サンプリング周波数に基づいて、前記入力信号を通過させ、あるいは、２倍オーバーサンプリングすることによりサンプリング信号として出力するオーバーサンプリング手段と、
前記第１サンプリング周波数及び前記第２サンプリング周波数に基づいてプロトタイプフィルタを用いて、変換比１４７／１６０、変換比１６０／１４７あるいは変換比１／１のいずれか一の変換比で前記サンプリング信号のフィルタリング処理を行いフィルタリング信号を出力する変換フィルタ手段と、
所定の遮断周波数を有し、前記フィルタリング信号の低域成分を通過して低域成分信号を出力するロウパスフィルタ手段と、
前記第１サンプリング周波数及び前記第２サンプリング周波数に基づいて前記低域成分信号通過させ、若しくは、１／２ダウンサンプリングあるいは、１／３ダウンサンプリングして前記出力信号として出力するダウンサンプリング手段と、を備え、
前記プロトタイプフィルタは、４８［ｋＨｚ］のサンプリング周波数を有する入力信号を８８．２［ｋＨｚ］のサンプリング周波数を有する出力信号に変換する場合に相当するトランジッションバンド幅の内側に存在するバンド幅を有するように構成する。
【００４０】
請求項１記載の発明によれば、オーバーサンプリング手段は、第１サンプリング周波数及び第２サンプリング周波数に基づいて、入力信号を通過させ、あるいは、２倍オーバーサンプリングすることによりサンプリング信号として変換フィルタ手段に出力する。
変換フィルタ手段は、第１サンプリング周波数及び第２サンプリング周波数に基づいてプロトタイプフィルタを用いて、変換比１４７／１６０、変換比１６０／１４７あるいは変換比１／１のいずれか一の変換比でサンプリング信号のフィルタリング処理を行いフィルタリング信号をロウパスフィルタ手段に出力する。
【００４１】
ロウパスフィルタ手段は、フィルタリング信号の低域成分を通過して低域成分信号をダウンサンプリング手段に出力する。
ダウンサンプリング手段は、第１サンプリング周波数及び第２サンプリング周波数に基づいて低域成分信号を通過させ、若しくは、１／２ダウンサンプリングあるいは、１／３ダウンサンプリングして出力信号として出力する。
変換フィルタ手段は、最も条件の厳しい４８［ｋＨｚ］のサンプリング周波数を有する入力信号を８８．２［ｋＨｚ］のサンプリング周波数を有する出力信号に変換する場合に相当するトランジッションバンド幅の内側に存在するバンド幅を有するプロトタイプフィルタを用いてフィルタリング処理を行う。
【００４２】
請求項２記載の発明は、請求項１記載の発明において、前記変換フィルタ手段は、プロトタイプフィルタの複数のフィルタ係数に基づいて複数のフェーズに対応する複数のサブフィルタを生成し、前記サブフィルタを切り換えることによりポリフェーズフィルタを構成し、前記ポリフェーズフィルタにより前記サンプリング信号から前記フィルタリング信号を直接生成するように構成する。
【００４３】
請求項２記載の発明によれば、請求項１記載の発明の作用に加えて、変換フィルタ手段は、ポリフェーズフィルタによりサンプリング信号からフィルタリング信号を直接生成するので、演算量を低減できる。
【００４５】
請求項３記載の発明は、請求項１または請求項２記載の発明において、前記変換フィルタ手段は、複数のサブ変換フィルタ手段が多段接続されたマルチ・ステージ構成とされているように構成する。
請求項３記載の発明によれば、請求項１または請求項２記載の発明の作用に加えて、変換フィルタ手段は、複数のサブ変換フィルタ手段によりフィルタリング処理を順次行う。
【００４７】
請求項４記載の発明は、請求項１ないし請求項３のいずれかに記載のサンプリングレート変換ユニットにおいて、前記ロウパスフィルタ手段は、ｆｃ＝π／６、π／４をそれぞれ満たす遮断周波数を有するように構成する。
【００４８】
請求項４記載の発明によれば、請求項１ないし請求項３のいずれかに記載の発明の作用に加えて、ロウパスフィルタ手段はｆｃ＝π／６、π／４を有すればよい。
【００４９】
請求項５記載の発明は、請求項１ないし請求項４のいずれかに記載のサンプリングレート変換ユニットを備えたサンプリングレート変換装置において、前記出力信号にディジタル・ディザを付加してディザ付加出力信号として出力するディザ付加手段を備えて構成する。
【００５０】
請求項５記載の発明によれば、ディザ付加手段は、出力信号にディジタル・ディザを付加してディザ付加出力信号として出力する。
請求項６記載の発明は、請求項５記載の発明において、前記ディジタルディザは、矩形ディザであるように構成する。
【００５１】
請求項６記載の発明によれば、請求項５記載の発明の作用に加えて、ディザ付加手段は、出力信号に矩形ディザを付加してディザ付加出力信号として出力する。
請求項７記載の発明は、請求項５記載の発明において、前記ディジタルディザは、フラットディザであるように構成する。
【００５２】
請求項７記載の発明によれば、請求項５記載の発明の作用に加えて、ディザ付加手段は、出力信号にフラットディザを付加してディザ付加出力信号として出力する。
請求項８の発明は、請求項５記載の発明において、前記ディジタルディザは、ハイパスディザであるように構成する。
【００５３】
請求項８記載の発明によれば、請求項５記載の発明の作用に加えて、ディザ付加手段は、出力信号にハイパスディザを付加してディザ付加出力信号として出力する。
請求項９記載の発明は、請求項６ないし請求項８のいずれかに記載の発明において、前記ディザ付加出力信号のノイズシェーピングを行い、ディザ・ノイズシェーピング出力信号を出力するノイズシェーピング手段を備えて構成する。
【００５４】
請求項９記載の発明によれば、請求項６ないし請求項８のいずれかに記載の発明の作用に加えて、ノイズシェーピング手段は、ディザ付加出力信号のノイズシェーピングを行い、ディザ・ノイズシェーピング出力信号を出力する。
請求項１０記載の発明は、９６［ｋＨｚ］、８８．２［ｋＨｚ］、４８［ｋＨｚ］、４４．１［ｋＨｚ］のうちのいずれか一のサンプリング周波数である第１サンプリング周波数を有する入力信号を９６［ｋＨｚ］、８８．２［ｋＨｚ］、４８［ｋＨｚ］、４４．１［ｋＨｚ］あるいは３２［ｋＨｚ］のサンプリング周波数のうちいずれかのサンプリング周波数である第２サンプリング周波数を有する出力信号に変換して出力するサンプリングレート変換方法において、前記第１サンプリング周波数及び前記第２サンプリング周波数に基づいて、前記入力信号を通過させ、あるいは、２倍オーバーサンプリングするオーバーサンプリング工程と、前記第１サンプリング周波数及び前記第２サンプリング周波数に基づいてプロトタイプフィルタを用いて、変換比１４７／１６０、変換比１６０／１４７あるいは変換比１／１のいずれか一の変換比で前記オーバーサンプリング工程後の信号のフィルタリング処理を行なう変換フィルタ工程と、所定の遮断周波数で前記フィルタリング工程後の信号の低域成分を通過させるロウパスフィルタ工程と、前記第１サンプリング周波数及び前記第２サンプリング周波数に基づいて前記低域成分信号通過させ、若しくは、１／２ダウンサンプリングあるいは、１／３ダウンサンプリングするダウンサンプリング工程と、を備え、前記プロトタイプフィルタは、４８［ｋＨｚ］のサンプリング周波数を有する入力信号を８８．２［ｋＨｚ］のサンプリング周波数を有する出力信号に変換する場合に相当するトランジッションバンド幅の内側に存在するバンド幅を有するように構成する。
【００５５】
請求項１０記載の発明によれば、オーバーサンプリング工程は、第１サンプリング周波数第２サンプリング周波数に基づいて、入力信号を通過させ、あるいは、２倍オーバーサンプリングする。
変換フィルタ工程は、第１サンプリング周波数及び第２サンプリング周波数に基づいてプロトタイプフィルタを用いて、変換比１４７／１６０、変換比１６０／１４７あるいは変換比１／１のいずれか一の変換比でオーバーサンプリング工程後の信号のフィルタリング処理を行なう。
【００５６】
ロウパスフィルタ工程は、所定の遮断周波数でフィルタリング工程後の信号の低域成分を通過させる。
ダウンサンプリング工程は、第１サンプリング周波数及び第２サンプリング周波数に基づいて低域成分信号通過させ、若しくは、１／２ダウンサンプリングあるいは、１／３ダウンサンプリングする。
変換フィルタ工程は、最も条件の厳しい４８［ｋＨｚ］のサンプリング周波数を有する入力信号を８８．２［ｋＨｚ］のサンプリング周波数を有する出力信号に変換する場合に相当するトランジッションバンド幅の内側に存在するバンド幅を有するプロトタイプフィルタを用いてフィルタリング処理を行う。
【００５７】
請求項１１記載の発明は、請求項１０記載の発明において、前記変換フィルタ工程は、ポリフェーズフィルタにより前記オーバーサンプリング工程後の信号に直接フィルタリング処理を行うように構成する。
請求項１１記載の発明によれば、請求項１０記載の発明の作用に加えて、変換フィルタ工程は、ポリフェーズフィルタによりオーバーサンプリング工程後の信号に直接フィルタリング処理を行う。
【００５８】
請求項１２記載の発明は、請求項１０または請求項１１記載の発明において、前記変換フィルタ工程は、複数のサブ変換フィルタ工程を有するマルチ・ステージ構成とするように構成する。
請求項１２記載の発明によれば、請求項１０または請求項１１記載の発明の作用に加えて、変換フィルタ工程は、複数のサブ変換フィルタ工程を有するマルチ・ステージ構成とされ、フィルタリング処理を多段階に分けて行う。
【００６０】
請求項１３記載の発明は、請求項１０ないし請求項１２のいずれかに記載の発明において、前記ダウンサンプリング工程後の信号にディジタル・ディザを付加するディザ付加工程を備えて構成する。
【００６１】
請求項１３記載の発明によれば、請求項１０ないし請求項１２のいずれかに記載の発明の作用に加えて、ディザ付加工程は、ダウンサンプリング工程後の信号にディジタル・ディザを付加する。
請求項１４記載の発明は、請求項１３記載の発明において、前記ディザ付加後の信号ノイズシェーピングを行うノイズシェーピング工程を備えて構成する。
請求項１４記載の発明によれば、請求項１３記載の発明の作用に加えて、ノイズシェーピング工程は、ディザ付加後の信号のノイズシェーピングを行う。
【００６２】
請求項１５記載の発明は、請求項１０ないし請求項１４のいずれかに記載のサンプリングレート変換方法において、前記ロウパスフィルタ工程は、ｆｃ＝π／６、π／４をそれぞれ満たす複数の遮断周波数を有するように構成する。
請求項１５記載の発明によれば、請求項１０ないし請求項１４のいずれかに記載の発明の作用に加えて、ロウパスフィルタ手段は、ｆｃ＝π／６、π／４を有すればよい。
【００６３】
【発明の実施の形態】
次に本発明の好適な実施形態について図面を参照して説明する。
図１に実施形態のサンプリングレート変換装置の概要構成ブロック図を示す。
サンプリングレート変換装置１は、大別すると、９６［ｋＨｚ］、８８．２［ｋＨｚ］、４８［ｋＨｚ］、４４．１［ｋＨｚ］の４種類のサンプリング周波数のうちいずれか一のサンプリング周波数であるサンプリング周波数ｆIN（第１サンプリング周波数に相当）を有する入力信号ＤINを９６［ｋＨｚ］、８８．２［ｋＨｚ］、４８［ｋＨｚ］、４４．１［ｋＨｚ］あるいは３２［ｋＨｚ］のサンプリング周波数のうちいずれかのサンプリング周波数であるサンプリング周波数ｆOUT（第２サンプリング周波数に相当）を有する出力信号ＤOUTに変換して出力するサンプリングレート変換ユニット１Ａと、入力信号ＤINを再量子化して出力信号ＤOUTを得る際に発生する信号の欠落や高調波歪み等を補償するために出力信号ＤOUTにディザ付加及びノイズシェーピングを行って補償出力信号ＤOUT1として出力するディザ・ノイズシェイパユニット１Ｂと、を備えて構成されている。
【００６４】
サンプリングレート変換ユニット１Ａは、入力信号ＤINのサンプリング周波数ｆINに基づいて、入力信号ＤINをそのまま通過（through）させ、あるいは、２倍オーバーサンプリング（図中、↑２で示す。）することによりサンプリング信号ＤSとして出力するオーバーサンプリング部２と、サンプリング周波数ｆIN及びサンプリング周波数ｆOUTに基づいて変換比１４７／１６０、変換比１６０／１４７あるいは変換比１／１のいずれか一の変換比でサンプリング信号ＤSのフィルタリング（＝オーバーサンプリング（インターポレーション）及びダウンサンプリング（デシメーション））を行いフィルタリング信号ＤFを出力する変換フィルタ部３と、後述する所定の遮断特性を有し、フィルタリング信号ＤFの低域成分を通過して低域成分信号ＤLPを出力するロウパスフィルタ４と、サンプリング周波数ｆIN及びサンプリング周波数ｆOUTに基づいて低域成分信号ＤLPをそのまま通過させ、若しくは、１／２ダウンサンプリング（図１中、↓２で示す。）あるいは、１／３ダウンサンプリング（図１中、↓３で示す。）して出力信号ＤOUTとして出力するダウンサンプリング部５と、を備えて構成されている。
【００６５】
なお、サンプリングレート変換装置１は、実際には、３個のＤＳＰ（Digital Signal Processor）で構成されており、第１のＤＳＰ（図１中、ＤＳＰ1で示す。）により、オーバーサンプリング部２及び変換フィルタ部３が構成されている。
【００６６】
また、第２のＤＳＰ（図１中、ＤＳＰ2で示す。）は、左（Ｌ）チャンネル側のロウパスフィルタ４、ダウンサンプリング部５及びディザ・ノイズシェイパユニット１Ｂを構成し、及び第３のＤＳＰ（図１中、ＤＳＰ3で示す。）は右（Ｒ）チャンネル側のロウパスフィルタ４、ダウンサンプリング部５及びディザ・ノイズシェイパユニット１Ｂを構成している。
【００６７】
オーバーサンプリング部２は、９６［ｋＨｚ］→３２／４４．１／４８／９６［ｋＨｚ］変換動作時及び８８．２［ｋＨｚ］→３２／４４．１／４８／８８．２［ｋＨｚ］変換動作時は、０点挿入を行わず、入力信号ＤINをそのまま通過（through）させるともに、それ以外の変換動作ではでは０点挿入を行って２倍オーバーサンプリング処理をする。
【００６８】
また、オーバーサンプリング部２における２倍オーバーサンプリングは０点挿入だけなので実際には単独で行う必要はない。従って、実際には、その後の１６０（若しくは１４７）倍とする処理と合わせ、３２０／１４７（若しくは２９４／１６０）倍とする処理として行っている。
【００６９】
ここで、変換フィルタ部の共用について詳細に説明する。
変換フィルタ部３としては、本来、変換レートごとに別々の特性のフィルタを設ける必要がある。なお、Ｌ／Ｍサンプリングレート変換とＭ／Ｌサンプリングレート変換は同じでよいので４種類あればよい。
【００７０】
図２ないし図９に本実施形態における全フラクショナルレート変換過程（３２［ｋＨｚ］出力の場合を除く。）を示す。
しかし図１に示したサンプリングレート変換装置１のように、マルチ・ステージ構成で図１１に示すような変換レートとすると、図２ないし図９から分かるように、
▲１▼ ４４．１［ｋＨｚ］／４８［ｋＨｚ］
→３２［ｋＨｚ］、４４．１［ｋＨｚ］、
４８［ｋＨｚ］、８８．２［ｋＨｚ］、９６ｋＨｚ変換動作
▲２▼ ８８．２［ｋＨｚ］→４８［ｋＨｚ］変換動作
▲３▼ ９６［ｋＨｚ］→４４．１［ｋＨｚ］変換動作
等の変換動作は、全て初段のオーバーサンプリング後のサンプリング周波数が同じになり、変換フィルタ部３に要求されるフィルタ特性も非常に近いものとなり、変換フィルタ部３の共用が可能となっている。
【００７１】
ところで、８８．２［ｋＨｚ］→９６［ｋＨｚ］変換動作時、９６［ｋＨｚ］→８８．２［ｋＨｚ］変換動作時は、サンプリング周波数が倍となっており、変換フィルタ部３のフィルタ係数も別のものを用意する必要があるように思われるが、フィルタの周波数特性も倍に引き伸ばしたものとなっているため、フィルタ係数は同じでよく、変換フィルタ部３を共用できるのである。
【００７２】
結局のところ、一番フィルタ特性が要求される、すなわち、トランジッションバンド幅の狭い４８［ｋＨｚ］→８８．２［ｋＨｚ］変換の要求を満たすフィルタ特性を有するフィルタをプロトタイプフィルタとして用いることにより、１種類のフィルタ係数で全フラクショナル変換レートに対応できるのである。
【００７３】
但し、ロウパスフィルタ４を構成するフィルタは、４種類（ｆｃ＝π／６，π／４，ｆｃ＜π／４，ｆｃ＞π／４）が必要である。
これらの結果、ロウパスフィルタ４を構成するフィルタが１５０〜３５０タップであるのに対して、変換フィルタ部３は約３５２０タップ必要であるので、トータルのタップ係数メモリは大幅に削減されることとなる。
【００７４】
上述した変換フィルタ部３の共用条件を満たした変換フィルタ部３の周波数特性を図１０に示す。
２４ビットのノイズフロアは、１４６．２［ｄＢ］であるので、フィルタのリップルは後述するマルチ・ステージ・フィルタ構成を考慮にいれて−１５２［ｄＢ］程度で設計すれば良い。
【００７５】
しかしながら、有限タップ長のフィルタを後述のポリ・フェーズ分解すると、それぞれのフェーズ間でゲインの誤差が生じ、ＤＣ入力時に出力レベルがばらつくことがある。
これを解決するには、各フェーズのフィルタのＤＣゲインが同じになるようにイタレーションを行ってタップ係数を調整すればよいが、本実施形態では、後述するように、１つのプロトタイプフィルタで全フラクショナルレートに対応しているため、変換レートを変える度に調整をしなければならず、また、第１のＤＳＰの出力は折り返し雑音を含んでいるため、ＤＣを入力しても出力には高調波（当然倍音ではなくイメージ成分）が現れる。
【００７６】
したがって、実際はＤＣゲインの調整は行えないため、変換フィルタ部３をオーバスペックで設計することにより、この問題を回避している。
つまり許容リップルを−１５８［ｄＢ］程度で設計してタップ係数を多めに持つことにより、ポリフェーズ化後もゲインのばらつきが２４ビットＬＳＢより十分小さくなるようにしているのである。
【００７７】
図１１に３個のＤＳＰをオーバーサンプリング部２、変換フィルタ部３、ロウパスフィルタ部４及びダウンサンプリング部５として機能させる場合の実際の変換比を示す。
例えば、入力信号ＤINのサンプリング周波数ｆIN＝４４．１［ｋＨｚ］、出力信号ＤOUTのサンプリング周波数ｆOUT＝３２［ｋＨｚ］の場合のサンプリングレート変換を行う場合の、第１のＤＳＰの変換比は、図１１（ａ）に示すように、
２＊［１６０／１４７］
であり、オーバーサンプリング部２で２倍オーバーサンプリングを行い、変換フィルタ部３の変換比として、１６０／１４７を用い、ロウパスフィルタ部４のゲインはオーバーサンプリング部２と合わせて３２０倍であることがわかる。
【００７８】
一方、第２及び第３のＤＳＰの変換比は、図１１（ｂ）に示すように、
１／３
であり、ダウンサンプリング部５として１／３ダウンサンプリングを行うことがわかる。
【００７９】
また、入力信号ＤINのサンプリング周波数ｆIN＝８８．２［ｋＨｚ］、出力信号ＤOUTのサンプリング周波数ｆOUT＝４８［ｋＨｚ］の場合のサンプリングレート変換を行う場合の、第１のＤＳＰの変換比は、
１＊［１６０／１４７］
であり、オーバーサンプリング部２では０点挿入を行わず、入力信号ＤINをそのまま通過（through）させ、変換フィルタ部３の変換比として、１６０／１４７を用い、ロウパスフィルタ部４のゲインは１６０倍であることがわかる。
【００８０】
一方、第２及び第３のＤＳＰの変換比は、
１／２
であり、ダウンサンプリング部５として１／２ダウンサンプリングを行うことがわかる。
【００８１】
この場合において、変換フィルタ部３は、後述するマルチ・ステージ・フィルタを用い、各マルチ・ステージ・フィルタを後述するポリ・フェーズ・フィルタ化することにより、大幅な演算量の削減を行っている。
ここで、演算量及び装置規模を低減させるべく、本実施形態で採用しているマルチ・ステージ・フィルタ、ポリ・フェーズ・フィルタについて説明する。
【００８２】
マルチ・ステージ・フィルタ
サンプリングレート変換におけるインターポレーションレートあるいはデシメーションレートの少なくとも一方が大きい数の場合、変換フィルタ部３を１段（シングル・ステージ）で構成する場合と比較して、変換フィルタ部３を多段（マルチ・ステージ）に分割して構成することによりフィルタのタップ数を減らせる可能性がある。
【００８３】
具体的には、ｆIN＝４４．１［ｋＨｚ］→ｆOUT＝４８［ｋＨｚ］のサンプリングレート変換を、シングル・ステージ・フィルタで行う場合及びマルチ・ステージ・フィルタで行う場合を例として説明する。
この場合のサンプリングレート変換を行うに手順は、図１２（ｂ）に示すように、以下のようになる。
【００８４】
▲１▼ まず、サンプリング周波数を４４．１［ｋＨｚ］と４８［ｋＨｚ］の公倍数の周波数とするために、１６０倍オーバーサンプリングを行う。
▲２▼ 次に急峻な遮断特性を持つフィルタで、１６０倍オーバーサンプリング信号からイメージ成分（図１２（ｂ）中、破線で示す。）を取り除く。
【００８５】
▲３▼ イメージ成分が取り除かれた１６０倍オーバーサンプリング信号を１／１４７ダウンサンプリングを行う。
ここで、１６０倍オーバーサンプリング信号からイメージ成分を取り除くためのフィルタリングに必要な演算量を試算してみる。
【００８６】
等リップルフィルタのタップ数Ｎは、以下の式（１）で与えられることが知られている。
【００８７】
【数１】

【００８８】
例えば、以下の条件でフィルタ設計を行う場合について考察する。
δｐ＝−１５０［ｄＢ］
δｓ＝−１５０［ｄＢ］
ΔＦ＝２［ｋＨｚ］
この結果、シングル・ステージの場合に必要なフィルタのタップ数ＮSは、
ＮS ＝３２３７７（ＦS＝１６０×４４．１［ｋＨｚ］）
となる。
【００８９】
ここで１／１４７ダウンサンプリングを行うフィルタを、図１２（ａ）に示すように、１／４９ダウンサンプリングを行う第１段フィルタと１／３ダウンサンプリング行う第２段フィルタとに分けて、マルチ・ステージ化した場合を考える。
【００９０】
この場合、最終的には不要な帯域であるが、１／４９ダウンサンプリングした段階では、（４４．１／２）［ｋＨｚ］〜（４８×３−４４．１／２）［ｋＨｚ］の帯域が存在する。
この帯域は後で取り除けば、この段階では折り返し雑音があっても良い。
【００９１】
したがってシングル・ステージで構成したフィルタのように急峻な遮断特性を有するフィルタは必要なく、図１２（ａ）に示すような、緩やかな遮断特性のフィルタでよい。つまり、高い周波数段階では緩やかな（タップ数の少ない＝演算量の少ない）フィルタを用い、周波数が低くなったところで急峻なフィルタで折り返し雑音を取り除いてやればよい。この場合のフィルタは、以下の条件で設計する。
【００９２】

この場合、マルチ・ステージ・フィルタ構成とすると、総合特性のリップルは各ステージのリップルを乗じたものとなるので注意する必要がある。従って、各ステージのパスバンドリップルδｐはこれを考慮する必要がある。なお、ストップバンドリップルδｓは抑圧方向となるので考慮せず、そのままで良い。
【００９３】
従って、第１段（第１ステージ）で必要な第１段フィルタのタップ数Ｎｍ1は、
Ｎｍ1＝６５６（ＦS＝１６０×４４．１［ｋＨｚ］）
となり、第２段（第２ステージ）で必要な第２段フィルタのタップ数Ｎｍ2は、
Ｎｍ2＝６７１（ＦS＝３×４８［ｋＨｚ］）
となる。
【００９４】
従って、シングル・ステージでフィルタを構成した場合と比較して大幅に演算量が削減される。
ポリ・フェーズ・フィルタ
次にポリ・フェーズ・フィルタについて図１３を参照して説明する。
【００９５】
サンプリングレート変換の原理説明では、一旦Ｌ倍にインターポレーションを行い、その後１／Ｍにデシメーションを行うことによりＬ／Ｍ倍のサンプリングレート変換を行うと述べた。
しかしこの方法では、最終的に必要なサンプリングレートはＬ／Ｍ倍であるにもかかわらず、途中でＬ倍のサンプリングレートのデータが発生することとなる。 そこでサンプリングレート変換処理を、図１３に示すように、時間軸での処理に書き直し、検討することとする。
【００９６】
そのサンプリングレート変換処理の過程を見ると、以下に示す無駄な演算が存在することが分かる。
▲１▼ 図１３（ｂ）に示す０点挿入後のオーバーサンプリングデータを、図１３（ｃ）に示すプロトタイプＬＰＦを用いて図１３（ｄ）に示すデータを算出するフィルタリング処理においてオーバーサンプリングデータの三つに二つは０データであるため、これら二つの０データについては演算を行う必要はない。
【００９７】
従って、実際に演算が必要なのは、三つのうち一つのオーバーサンプリングデータだけである。
すなわち、ある演算タイミングにおいて、図１３（ｄ）の１つのデータを算出するのに必要なフィルタ係数は、図１３（ｃ）に示すプロトタイプＬＰＦの五つのフィルタ係数のうち、三つに一つの割合で存在し、データを算出するのに不必要なフィルタ係数は、三つに二つの割合で存在することとなる。
【００９８】
具体的には、ある演算タイミングにおいて、五つのフィルタ係数のうち、一つまたは二つのフィルタ係数はデータ算出に必要なフィルタ係数である（図１３中、実線矢印で示す。）。
また、五つのフィルタ係数のうち、三つまたは四つのフィルタ係数はデータ算出に不必要なフィルタ係数である（具体的には、図１３中、破線矢印で示す。）。
【００９９】
▲２▼ 図１３（ｄ）のデータから図１３（ｅ）のデータに間引くに際し、二つに一つのデータを捨てられてしまう。
したがって、演算を行う必要がないデータあるいは最終的に採用されないデータを算出する演算を省けば、演算量を低減させることが可能となる。
【０１００】
そこで以上の無駄な演算を省いたのがポリ・フェーズ・フィルタである。
より詳細には、元々のフィルタ係数の（Ｌ−１）個おきの係数を採ってＬ組のフィルタを作り（この操作をポリフェーズ分解と呼ぶ）、これらを切り替えることにより（フィルタの畳み込み演算器のメモリは共通で、係数器だけを切り替えれば良い）、Ｌ倍のサンプリングレートのデータを発生することなく、入力データ（図１３（ａ）参照）からフィルタリングデータ（図１３（ｅ）参照）を直接算出することができる。
【０１０１】
ここで、ポリ・フェーズ分解について図１４及び図１５を参照して具体的に説明する。
図１４に３／２サンプリングレート変換のポリ・フェーズ分解の処理を示す。
３／２サンプリングレート変換の場合には、元々のプロトタイプフィルタＰＦ（図１４（ｃ）左側参照）のフィルタ係数の（３−１）個おきの係数を採って３組のサブフィルタを作り（図１４（ｃ）右側参照）、これらのサブフィルタを切り替えてサンプリングレート変換を行う。
【０１０２】
すなわち、第１フェーズ（図１４中、フェーズ０で示す。）では、第１サブプロトタイプフィルタＦＳ1を用い、第２フェーズ（図１４中、フェーズ１で示す。）では、第２サブフィルタＦＳ2を用い、第３フェーズ（図１４中、フェーズ２で示す。）では、第３サブフィルタＦＳ3を用いてフィルタリング処理を行うことにより、オーバーサンプリングデータ（図１４（ａ）参照）から、図１４（ｂ）及び図１４（ｄ）に示すようなデータ状態を経ることなく、直接フィルタリングデータ（図１４（ｅ）参照）を算出することができる。
【０１０３】
この場合において、サブフィルタＦＳ1〜ＦＳ3の切替は、フィルタの畳み込み演算器のメモリは共通で、係数器だけを切り替えれば良い。
図１５に２／３変換のポリ・フェーズ分解の処理を示す。
２／３サンプリングレート変換の場合には、元々のプロトタイプフィルタＰＦ（図１５（ｃ）左側参照）のフィルタ係数の（２−１）個おきの係数を採って２組のサブフィルタを作り（図１５（ｃ）右側参照）、これらのサブフィルタを切り替えてサンプリングレート変換を行う。
【０１０４】
すなわち、第１フェーズ（図１５中、フェーズ０で示す。）では、第１サブプロトタイプフィルタＦＳ11を用い、第２フェーズ（図１５中、フェーズ１で示す。）では、第２サブフィルタＦＳ12を用いてフィルタリング処理を行うことにより、オーバーサンプリングデータ（図１５（ａ）参照）から、図１５（ｂ）及び図１５（ｄ）に示すようなデータ状態を経ることなく、直接フィルタリングデータ（図１５（ｅ）参照）を算出することができる。
【０１０５】
この場合においても、サブフィルタＦＳ11〜ＦＳ12の切替は、フィルタの畳み込み演算器のメモリは共通で、係数器だけを切り替えれば良い。
このポリ・フェーズ分解処理により、以下のような二つのメリットがある。
▲１▼ ソフトウェアにおいては、演算スピードが上がり、ハードウェアにおいてはクロック周波数が低くても良い。
【０１０６】
▲２▼ ソフトウェア、ハードウェアともに、多くのメモリを必要としない。
ポリフェーズフィルタの数式表現
次にポリフェーズフィルタを一般化するため、ポリフェーズフィルタの数式表現について考察する。
【０１０７】
まず、図１６に示すようなサンプリングレート変換システムを考える。
この時、各信号の関係は以下のようになる。
ｖ（ｋ）は、ｗ（ｋ）とｈ（ｋ）のコンボルーション（Convolution）であるから、
【０１０８】
【数２】

【０１０９】
ｗ（ｋ）は、ｘ（ｎ）のサンプル点の間にＬ−１個の０点を挿入したものであるから、ｒを整数とすると、
ｗ（ｌ）＝ｘ（ｌ／Ｌ） ：ｌ／Ｌ＝ｒ
ｗ（ｌ）＝０ ：ｌ／Ｌ≠ｒ …（３）
よってｖ（ｋ）は、
【０１１０】
【数３】

【０１１１】
と表される。またｙ（ｍ）は、ｖ（ｋ）をＭサンプルに１つとったものであるから、
ｙ（ｍ）＝ｖ（Ｍｍ） …（５）
よって、入出力の関係は次式で与えられる。
【０１１２】
【数４】

【０１１３】
ここで、
ｍＭ％Ｌ
は、ｍ・ＭをＬで割った剰余である。
次に入出力のインデックス関係を明らかにするために、式（３）、式（５ ）から、
ｒ＝ｉｎｔ(ｍＭ／Ｌ）−ｎ …（７）
とおく。すると式（６）は以下のようになる。
【０１１４】
【数５】

【０１１５】
このとき、ｈ［ｎＬ＋ｍＭ％Ｌ］は各フェーズの係数組を表しており、それらを
ｇ_m（ｎ）＝ｈ［ｎＬ＋ｍＭ％Ｌ］ …（９）
とおけば、
ｇ_m（ｎ）＝ｇ_m+rL（ｎ） ：ｒ＝０，±１，±２，… …（１０）
の関係がある。
【０１１６】
さらに、プロトタイプフィルタのタップ数Ｎを、Ｌの整数倍、Ｎ＝ＱＬとすると、
【０１１７】
【数６】

【０１１８】
となる。Ｑは各フェーズのフィルタのタップ数である。これより、ｍが０〜Ｌ−１で入出力関係が一巡し、その時、入力ポインタは０〜Ｍ−１まで進むことが分かる。
換言すれば、Ｍ個の新規入力データから、Ｌ個のデータが出力され、ブロックごとの演算が可能であることを示している。
【０１１９】
したがって、入力バッファとして“Ｍ＋Ｑ−１”の長さがあれば、１出力サンプル毎にｇ_m%L の係数組を用いてコンボルーションを行い、Ｌ個の出力データを発生することができる。
図１７（ａ）にＬ＝３，Ｍ＝２の場合の実際のポインタの値の説明図を示し、図１７（ｂ）にその演算に“Ｍ＋Ｑ−１”の容量のリングバッファを適用した場合のリングバッファの状態を示す。
【０１２０】
図１７（ａ）に示すように、３個の出力データを得るためには２個の新規入力データが必要であり、その間、３組の係数組が用いられることが分かる。
そこで、リングバッファを用いた場合は、以下のような手順で演算を行えばよい。
【０１２１】
▲１▼ リングバッファの内容を０で初期化；ポインタ＝０
▲２▼ ２個の新規入力データ読み込み
【０１２２】
【数７】

【０１２３】
の演算
▲４▼ 先頭ポインタを＋２移動
▲５▼ ▲２▼〜▲４▼の処理を繰り返し
このように、原理的には、入出力の周波数が近い場合は多くの演算量が要求されることになるが、その分はポリフェーズ化によって削減ができる。
【０１２４】
従って、どのような変換比であっても、入出力レート以上に演算レートを上げることなくレート変換を行うことができる。
ディザ・ノイズ・シェーパーユニット
次にディザ・ノイズシェーパユニット１Ｂについて、ディザとノイズシェーパとに分けて説明する。
【０１２５】
より短い語長への再量子化が行われる場合（演算により語長が増えた場合も含む）、特に低レベル信号において信号の欠落や高調波歪み等の発生が起こり得る。これらを補償するため、ディザ、あるいはディザとノイズ・シェーパーの組み合わせが用いられる。
【０１２６】
ディジタル・ディザ
通常の量子化では閾値が固定であるため、量子化ステップより小さな変化は量子化により情報が失われてしまうことがある。
しかし、これにあるノイズを加えて閾値を越えさせれば閾値を変化させるのと同様の効果があり、量子化ステップより小さな変化も保存される。
【０１２７】
これにより非線形な伝達関数により発生する低レベル信号入力時の高調波歪みも、除去したり、抑制することができる。
その結果、本来量子化ステップ幅で階段状に変化する量子化器の非線形な伝達特性が線形化されることとなる。
【０１２８】
このような付加ノイズをディザと呼ぶ。
図１８にディジタル・ディザ付加装置１Ｂ1の概要構成ブロック図を示す。
このとき、出力の平均値を
【０１２９】
【数８】

【０１３０】
ディザ付加による出力ノイズをν_n（Ｖ）と表記すると、
【０１３１】
【数９】

【０１３２】
となることが望ましい。
ディザは再生時に取り除くことが理想であるが一般的には困難であり、ノイズレベルの上昇とのトレードオフになる。しかし実際にはディザの付加によりダイナミックレンジは広がり、ノイズレベルの上昇もノイズシェーパーとの併用により改善または回避できる。
【０１３３】
Ａ： 矩形（Ｒ−ｐｄｆ）ディザ
ある区間で一様な乱数をディザとして用いたものを矩形（Rectangular-pdf)ディザという。
ディザの値としては、±1/2LSBをピークとするバイポーラディザが良い。＋の値だけではオフセットが発生してしまうからである。
【０１３４】
また、ディザのビット数が少ないとディザのランダム性が悪くなり、量子化ノイズを白色化（ホワイトノイズ化）できず不都合である。さらにビット数が多ければ多いほど、変換のリニアリティも良くなる。
また、量子化器はミッドトレッド量子化器（０．５を加算してから０．１の位で切り捨て処理を行う量子化器）を用いる。この場合、ディザのビット数が十分大きいとすると、
【０１３５】
【数１０】

【０１３６】
となり、量子化器の伝達特性が線形化される。
量子化ステップをｈとすると、±ｈ／２で一様なノイズｖのｐｄｆ ｐ（ｖ）は、
【０１３７】
【数１１】

【０１３８】
であり、矩形ディザＤｒ（ｎ）は、
Ｄｒ（ｎ）＝ν（ｎ）
である。
矩形ディザのノイズレベル
ノイズが一様に分布するとするとそのｐｄｆ Ｐｒ（ｘ）は、
【０１３９】
【数１２】

【０１４０】
平均電力は、
【０１４１】
【数１３】

【０１４２】
したがって、ノイズの平均電力Ｎｒｄは量子化ノイズの平均電力Ｎｑと合わせ、
【０１４３】
【数１４】

【０１４４】
となり、Ｎｑだけの場合に比べ
【０１４５】
【数１５】

【０１４６】
Ｓ／Ｎが劣化することとなる。
Ｂ： Ｔ−ｐｄｆ（フラット）ディザ
±１／２ＬＳＢのディザは、量子化器の伝達特性を線形化できるが、このレベルではノイズと入力信号に相関が生まれ、入力信号によってノイズパワーが変動するノイズ変調が発生する。
【０１４７】
ノイズ変調をなくすには、ディザのピークレベルを上げればよいが、ただノイズのレベルを上げただけでは、ノイズ変調も量子化ノイズも抑えることはできずノイズレベルが上がるだけである。
そこで相関のない２つのノイズを加えてレベルを上げると、ノイズ変調を抑えることができる。
【０１４８】
またここで３つ以上のノイズを加えても、ノイズレベルの上昇なしにノイズ変調特性の改善を行うことはできない。そのｐｄｆは中央極限定理によるガウス分布の粗い近似で三角形となるため、これをＴ（=Triangular)-ｐｄｆディザと呼んでいる。
【０１４９】
ディザとしては±１／２ＬＳＢをピークとする２つの相関のないノイズを加えると、
【０１５０】
【数１６】

【０１５１】
となり、量子化器の伝達特性を線形化するとともに、ノイズ変調もなくすことができる。
Ｔ−ｐｄｆディザＤｔ（ｎ）は、±ｈ／２で一様で、お互いに無相関な２つのノイズをそれぞれｖ１，ｖ２とすると、
Ｄｔ（ｎ）＝ν１（ｎ）＋ν２（ｎ）
である。
【０１５２】
Ｔ−ｐｄｆディザのノイズレベル
Ｔ−ｐｄｆディザは、矩形ディザを２つ足したものであるから、
【０１５３】
【数１７】

【０１５４】
となり、
【０１５５】
【数１８】

【０１５６】
となって、Ｓ／Ｎが劣化する。したがって、矩形ディザに比べてさらにＳ／Ｎが1.76ｄＢ劣化するがノイズ変調を避けることができ、ディザとしては最適な特性が得られる。
Ｃ： ハイパスＴ−ｐｄｆディザ
Ｔ−ｐｄｆディザにおいて、２つの別の乱数を用いる替わりに１つ前の乱数を引くことにより、ディザにハイパス型の相関を持たせることができる。
【０１５７】
つまり、Ｔ−ｐｄｆディザと同様の性質でノイズのパワースペクトルが高域側に偏った、ハイパスディザを発生することができるのである。
これにより、別にノイズシェーパーを用いることなく、聴感上のノイズレベルを低くすることができる。
【０１５８】
Ｔ−ｐｄｆハイパスディザＤｈ（ｎ）は、
Ｄｈ（ｎ）＝ｖ（ｎ）−ｖ（ｎ−１）
である。
平均ノイズレベルはＴ−ｐｄｆディザと同じであるが、ノイズのパワースペクトルが高域側に偏っているため、聴感上のダイナミックレンジはＴ−ｐｄｆディザよりも広くなる。
【０１５９】
ディザの効果
図１９に（±16bit-LSB)振幅の正弦波を単に１６ビットにミッドトレッド量子化した場合（図１９（ａ）参照）と、±１６bit-ＬＳＢ振幅の正弦波にＲ−ｐｄｆ，Ｔ−ｐｄｆ、Ｔ−ｐｄｆハイパスディザをそれぞれ加えて量子化した場合（図１９（ｂ）〜（ｄ）参照）の波形を示す。
【０１６０】
図１９（ｂ）〜（ｄ）に示すように、波形を見ると、ディザを付加した場合はノイジーになっているようにしか見えない。
これらの波形の時間平均をとったものを図２０に示す。
±１６bit-ＬＳＢ振幅の正弦波を単に１６ビットにミッドトレッド量子化した場合（図２０（ａ）参照）及び±１６bit-ＬＳＢ振幅の正弦波にＲ−ｐｄｆ，Ｔ−ｐｄｆ、Ｔ−ｐｄｆハイパスディザをそれぞれ加えて量子化した場合（図２０（ｂ）〜（ｄ）参照）についてそれぞれ１２８回の時間平均をとった場合の、各ｐｄｆ、スペクトラム及び波形である。
【０１６１】
ディザを加えた場合、通常矩形波になってしまう微小レベル信号の平均波形がきれいな正弦波となっていることが分かる。
つまりディザを加えることで元の正弦波との差信号が白色化され、その成分と量子化前の信号成分とをはっきり聞き分けられるようになるのである。
【０１６２】
次により具体的に説明する。
図２１にＣＤから再生した±１６bit-ＬＳＢ振幅の９９７［Ｈｚ］正弦波スペクトルを示す。
このレベルでは波形は矩形波となるため、多くの高調波が発生している。
【０１６３】
しかしこれにＴ−ｐｄｆハイパスディザを加えると、図２２に示すように、高調波歪みが白色化され、聴感上の歪みがかなり抑えられる。
さらに、図２１の±１６bit-ＬＳＢ振幅の正弦波スペクトルの信号と同じレベルの信号を２４ビットで入力すれば、図２３に示すように１６ビットに丸めても高調波歪みの発生はなくなる。
【０１６４】
このように量子化器による非線形歪みが、ディザを加えることにより白色化されていることがわかり、これは、ステップ状に変化する量子化器の非線形特性が線形化されていることを意味する。
これらのスペクトルは全て４４．１［ｋＨｚ］→４８［ｋＨｚ］変換を行ったときのものであるが、１／１を含め全ての変換比で同じことが言える。
【０１６５】
さらに、通常１６ビットでは表現できない（±１８bit-ＬＳＢ)の信号を入力した場合には、ディザを加えない場合、当然出力には何も現れない。
しかしディザを加えることにより、図２４に示すように、１６ビットで１８ビットＬＳＢの信号を表現することができている。
【０１６６】
ノイズ・シェーピング
ノイズシェーパーの概要構成ブロック図を図２５に示す。
ノイズシェーピングは、量子化ノイズをフィードバックすることにより、聴感上のノイズレベルを低減する技術である。
【０１６７】
ノイズに聴感上感度の良い周波数帯域のパワーを低く、感度の悪い周波数帯域のパワーを高くするような周波数特性を持たせることができれば、聴感上のダイナミックレンジを広げることができ、ディザにより増加したノイズレベルを聴感上落とすこともできる。
【０１６８】
また、ノイズシェーパーは、量子化ノイズのみをフィードバックしているため、入力信号自体は影響を受けないという特徴がある。
この場合において、ノイズの周波数特性を目的通りにシェーピングするには、ディザを加えることによりノイズを白色化しておく事が重要である。
【０１６９】
なぜなら、ノイズシェーピングだけでは、微小レベル信号での高調波歪みの発生は免れることができないからであり、高調波歪みごとシェーピングされると、これらがかえって耳につくようになってしまうからである。
図２５の構成において入力信号をｓ、ディザも含めた量子化ノイズをｅ、シェーピング後の量子化ノイズをｅ’とすると、
ｓ’＋ｅ＝ｓ＋ｅ’
であるから、ｚ領域のｓ’は以下の２通りの式で表現できる。
【０１７０】
ｓ’（ｚ）＝ｓ（ｚ）＋ｅ’（ｚ）−ｅ（ｚ）
ｓ’（ｚ）＝ｓ（ｚ）−Ｈ（ｚ）ｅ（ｚ）
これらから
ｅ’（ｚ）＝［１−Ｈ（ｚ）］ｅ（ｚ）
が求まる。ここでｚ＝ｅ^jwT （Ｔはサンプリング間隔）とおけばＨ（ｚ）の周波数応答はＨ（ｅ^jwT ）で表される。したがってｅが白色化されていれば、その周波数特性は｜１−Ｈ（ｅ^jwT ）｜で重み付けがされることになる。
【０１７１】
シェーピングフィルタの設計
ノイズシェーピングフィルタは情報理論より、チャネル容量を保つために以下の条件を満たす必要がある。
（１） １−Ｈ（ｅ^jwT ）は最小位相でなければならない。
【０１７２】
（２） １−Ｈ（ｚ）の対数パワースペクトル密度（ＰＳＤ）の平均は０でなければならない。
設計手順としては以下のようになる。
▲１▼ 目的のシェーピング特性を、対数ＰＳＤの平均が０になるよう正規化する。 これが、実際の最小位相ノイズシェーパーの周波数応答
｜１−Ｈ（ｅ^jwT ) ｜²
を表す。
【０１７３】
▲２▼ １−Ｈ（ｅ^jwT ）を決定するため、これが最小位相となるよう、位相を求める。
実際には、最小位相であれば振幅と位相はヒルベルトの関係にあるので、振幅特性のヒルベルト変換により位相特性が求まる。これにより、１−Ｈ（ｅ^jwT ）が一意に定まる。
【０１７４】
▲３▼ １−Ｈ（ｅ^jwT ）をＩＦＦＴし、ノイズシェーパーのインパルス応答ｈ（ｎ）を求める。
▲４▼ ＩＦＦＴのポイント数Ｎよりフィルタのタップ数Ｍが少ない場合、ハーフハニングウインドウなどを使用してｈ（０）〜ｈ（Ｍ）を係数から切り出す。
【０１７５】
Ｍはフィルタのタップ数であり、ここで求まるのは１−Ｈ（ｚ）である。
１−Ｈ（ｚ）＝ｈ（０）＋ｈ（１）ｚ^-1＋ｈ（２）ｚ^-2＋…ｈ（Ｍ）ｚ^-M
ここで、手順▲１▼、▲２▼が正しく行われていれば、ｈ（０）＝1.0 となる。
▲５▼ ノイズシェーピングフィルタＨ（ｚ）のインパルス応答は、▲４▼より、
Ｈ（ｚ）＝ｚ^-1［−ｈ（１）−ｈ（２）ｚ^-1−…−ｈ（Ｍ）ｚ^-(M-1)］
これよりフィルタのタップ係数−ｈ（１），−ｈ（２），…−ｈ（Ｍ）が求まる。
【０１７６】
ノイズシェーパーの効果
ディザとノイズ・シェーパーとを併用すれば、１ＬＳＢよりはるかに小さな信号さえ再生することができる。
つまり高精度な信号をディザとシェーパーを使用してビットを切りつめれば、たとえばＣＤ（16ビット）から、通常20ビット以上でなければ表せない信号も再生できるようになる。
【０１７７】
図２６に、１８ビットのＬＳＢをピークとする９９７ Hzの正弦波をノイズシェーパーだけを用いて１６ビットに丸めた場合のスペクトルを示し、図２７にノイズシェーパーループ内でＴ−ｐｄｆディザを加えて丸めた場合のスペクトルを示す。
【０１７８】
図２６及び図２７に示すように、ディザがない場合、信号より高いレベルの高調波ノイズが発生しているが、ディザを加えた場合高調波ノイズの発生はないことがわかる。
さらに図２８に示すように、２０ビットＬＳＢの信号もディザが加えてあれば１６ビットで再生できる。
【０１７９】
このシェーパー特性では、ディザがないとこのレベルの信号を入力しても出力は現れない。つまり、シェーパーだけでは１７〜１８ビット精度しか得られないが、ディザを加えることで１９〜２０ビット精度が得られている。
また、図２９に示すように、最小可聴帯域曲線を近似したような特性のシェーピングフィルタを使った場合、〜１４［ｋＨｚ］まで２１ビットＬＳＢの信号も再生できる。したがってシェーピングフィルタ特性次第では、１６ビットで聴感上ほぼ完全に２０ビット以上の精度を得ることもできる。
【０１８０】
以上の説明のように、本実施形態によれば、入力信号のサンプリング周波数と出力信号のサンプリング周波数の比を用いて直接的にサンプリングレート変換を行うので、図３０（１０．００７［ｋＨｚ］の場合）に示すように、図３６に示した場合と異なり、入力信号のクロックのタイムジッタや絶対偏差に影響を受けることなく高精度な変換が行える。
【０１８１】
この変換に際し、マルチ・ステージ・フィルタやポリ・フェーズ・フィルタを用いることにより演算量及びメモリ容量を低減することが可能となり、ハードウェアを用いたリアルタイム高精度変換を行うことが可能となっている。
また、変換フィルタ部におけるリップルは−１５５［ｄＢ］以下に抑制されており、９６［ｋＨｚ］×２４ビットサンプリング入力にもフルに対応が可能となっている。
【０１８２】
さらに総合フィルタ特性は急峻な遮断特性を有することとなっており、折り返し雑音が発生することもない。
さらにまた、サンプリングレート変換ユニットの後段にディザ・ノイズシェーパユニットを設けることにより音質劣化のない変換や、１６ビット出力時においても高精度な信号を得ることが可能となっている。
【０１８３】
【発明の効果】
請求項１記載の発明によれば、オーバーサンプリング手段は、第１サンプリング周波数及び第２サンプリング周波数に基づいて、入力信号を通過させ、あるいは、２倍オーバーサンプリングすることによりサンプリング信号として変換フィルタ手段に出力し、変換フィルタ手段は、第１サンプリング周波数及び第２サンプリング周波数に基づいてプロトタイプフィルタを用いて、変換比１４７／１６０、変換比１６０／１４７あるいは変換比１／１のいずれか一の変換比でサンプリング信号のフィルタリング処理を行いフィルタリング信号をロウパスフィルタ手段に出力し、ロウパスフィルタ手段は、フィルタリング信号の低域成分を通過して低域成分信号をダウンサンプリング手段に出力し、ダウンサンプリング手段は、第１サンプリング周波数及び第２サンプリング周波数に基づいて低域成分信号を通過させ、若しくは、１／２ダウンサンプリングあるいは、１／３ダウンサンプリングして出力信号として出力するので、タイムジッタや絶対偏差に影響されない高精度なサンプリングレート変換を行うことができる。
【０１８４】
また、第１サンプリング周波数及び第２サンプリング周波数の組み合わせにかかわらず、装置構成の共用化が図れ、装置構成を簡略化することができる。
さらに、変換フィルタ手段は、最も条件の厳しい４８［ｋＨｚ］のサンプリング周波数を有する入力信号を８８．２［ｋＨｚ］のサンプリング周波数を有する出力信号に変換する場合に相当するトランジッションバンド幅の内側に存在するバンド幅を有するプロトタイプフィルタを用いてフィルタリング処理を行っているので、全てのサンプリングレート変換において、共通したフィルタで処理を行うことができ、装置構成を簡略化できるにもかかわらず、高精度な変換が行える。
請求項２記載の発明によれば、請求項１記載の発明の効果に加えて、変換フィルタ手段は、ポリフェーズフィルタによりサンプリング信号からフィルタリング信号を直接生成するので、演算量を低減でき、ハードウェア及びソフトウェアの規模を小さくすることができるので、ハードウェアを用いたリアルタイム高精度変換を行うことが可能となっている。
【０１８６】
請求項３記載の発明によれば、請求項１または請求項２記載の発明の効果に加えて、変換フィルタ手段は、複数のサブ変換フィルタ手段によりフィルタリング処理を順次行うので、周波数の高い前段に急峻なフィルタ特性を有するフィルタ手段を構成する必要がなく、装置構成を簡略化できるにもかかわらず、折り返し雑音等が出力されるのを防止して、高音質を維持することができる。
【０１８８】
請求項４記載の発明によれば、請求項１ないし請求項３のいずれかに記載の発明の効果に加えて、ロウパスフィルタは、ｆｃ＝π／６、π／４をそれぞれ満たす遮断周波数を有すればよい。
【０１８９】
請求項５記載の発明によれば、請求項１ないし請求項４のいずれかに記載の発明の効果に加えて、ディザ付加手段は、出力信号にディジタル・ディザを付加してディザ付加出力信号として出力するので、量子化ステップよりも小さな波形変化を保存することが可能となるとともに、波形歪みの少ない高品位なサンプリングレート変換が行える。
【０１９０】
請求項６記載の発明によれば、請求項５記載の発明の効果に加えて、ディザ付加手段は、出力信号に矩形ディザを付加してディザ付加出力信号として出力するので、量子化ノイズを白色化することが可能となり、高品位な出力信号が得られる。
【０１９１】
請求項７記載の発明によれば、請求項５記載の発明の効果に加えて、ディザ付加手段は、出力信号にフラットディザを付加してディザ付加出力信号として出力するので、ノイズ変調の発生を抑制して、量子化ノイズを白色化することが可能となり、高品位な出力信号が得られる。
【０１９２】
請求項８記載の発明によれば、請求項５記載の発明の効果に加えて、ディザ付加手段は、出力信号にハイパスディザを付加してディザ付加出力信号として出力するので、ノイズ変調の発生を抑制して、量子化ノイズを白色化することが可能となり、高品位な出力信号が得られるとともに、聴感上のノイズレベルを低減することが可能となる。
【０１９３】
請求項９記載の発明によれば、請求項６ないし請求項８のいずれかに記載の発明の効果に加えて、ノイズシェーピング手段は、ディザ付加出力信号のノイズシェーピングを行い、ディザ・ノイズシェーピング出力信号を出力するので、入力信号に影響を与えることなく、１ＬＳＢよりも小さな信号を再生することが可能となる。
【０１９４】
請求項１０記載の発明によれば、オーバーサンプリング工程は、第１サンプリング周波数及び第２サンプリング周波数に基づいて、入力信号を通過させ、あるいは、２倍オーバーサンプリングし、変換フィルタ工程は、第１サンプリング周波数及び第２サンプリング周波数に基づいてプロトタイプフィルタを用いて、変換比１４７／１６０、変換比１６０／１４７あるいは変換比１／１のいずれか一の変換比でオーバーサンプリング工程後の信号のフィルタリング処理を行ない、ロウパスフィルタ工程は、所定の遮断周波数でフィルタリング工程後の信号の低域成分を通過させ、ダウンサンプリング工程は、第１サンプリング周波数及び第２サンプリング周波数に基づいて低域成分信号通過させ、若しくは、１／２ダウンサンプリングあるいは、１／３ダウンサンプリングするので、タイムジッタや絶対偏差に影響されない高精度なサンプリングレート変換を行うことができる。
また、変換フィルタ工程は、最も条件の厳しい４８［ｋＨｚ］のサンプリング周波数を有する入力信号を８８．２［ｋＨｚ］のサンプリング周波数を有する出力信号に変換する場合に相当するトランジッションバンド幅の内側に存在するバンド幅を有するプロトタイプフィルタを用いてフィルタリング処理を行っているので、全てのサンプリングレート変換において、共通したフィルタで処理を行うことができ、装置構成を簡略化できるにもかかわらず、高精度な変換が行える。
【０１９５】
請求項１１記載の発明によれば、請求項１０記載の発明の効果に加えて、変換フィルタ工程は、ポリフェーズフィルタによりオーバーサンプリング工程後の信号に直接フィルタリング処理を行うので、演算量を低減でき、ハードウェア及びソフトウェアの規模を小さくすることができ、ハードウェアを用いたリアルタイム高精度変換を実現することが可能となる。
【０１９６】
請求項１２記載の発明によれば、請求項１０または請求項１１記載の発明の効果に加えて、変換フィルタ工程は、複数のサブ変換フィルタ工程を有するマルチ・ステージ構成とされ、フィルタリング処理を多段階に分けて行うので、周波数の高い前段に急峻なフィルタ特性を有するフィルタを用いる必要がなく、装置構成を簡略化でき、折り返し雑音等が出力されるのを防止して、高音質を維持することができる。
【０１９８】
請求項１３載の発明によれば、請求項１０ないし請求項１２のいずれかに記載の発明の効果に加えて、ディザ付加工程は、ダウンサンプリング工程後の信号にディジタル・ディザを付加するので、量子化ノイズを白色化することが可能となり、高品位な出力が得られる。
【０１９９】
請求項１４記載の発明によれば、請求項１３記載の発明の効果に加えて、ノイズシェーピング工程は、ディザ付加後の信号のノイズシェーピングを行うので、入力信号に影響を与えることなく、１ＬＳＢよりも小さな信号を再生することが可能となる。
請求項１５記載の発明によれば、請求項１０ないし請求項１４の発明の効果に加えて、ロウパスフィルタ工程は、ｆｃ＝π／６、π／４をそれぞれ満たす複数の遮断周波数を有すればよい。
【図面の簡単な説明】
【図１】サンプリングレート変換装置の概要構成ブロック図である。
【図２】４８［ｋＨｚ］→８８．２［ｋＨｚ］変換スペクトルの説明図である。
【図３】４８［ｋＨｚ］→４４．１［ｋＨｚ］変換スペクトルの説明図である。
【図４】４４．１［ｋＨｚ］→９６［ｋＨｚ］変換スペクトルの説明図である。
【図５】４４．１［ｋＨｚ］→４８［ｋＨｚ］変換スペクトルの説明図である。
【図６】９６［ｋＨｚ］→８８．２［ｋＨｚ］変換スペクトルの説明図である。
【図７】９６［ｋＨｚ］→４４．１［ｋＨｚ］変換スペクトルの説明図である。
【図８】８８．２［ｋＨｚ］→９６［ｋＨｚ］変換スペクトルの説明図である。
【図９】８８．２［ｋＨｚ］→４８［ｋＨｚ］変換スペクトルの説明図である。
【図１０】変換フィルタの周波数特性の説明図である。
【図１１】具体的変換比の説明図である。
【図１２】マルチ・ステージ・フィルタの説明図である。
【図１３】ポリ・フェーズ・フィルタの説明図である。
【図１４】３／２変換ポリフェーズ分解の説明図である。
【図１５】２／３変換ポリフェーズ分解の説明図である。
【図１６】ポリ・フェーズ・フィルタの数式表現考察のための説明図である。
【図１７】ポリ・フェーズ・フィルタの具体的演算の説明図である。
【図１８】ディジタルディザ付加装置の概要構成ブロック図である。
【図１９】ディジタルディザの付加状態の説明図である。
【図２０】ディザ付加状態による時間平均をとった場合のｐｄｆ、スペクトル及び波形の説明図である。
【図２１】ＣＤから再生した±１６ビットＬＳＢ振幅の９９７［Ｈｚ］正弦波スペクトルの説明図である。
【図２２】図２１の信号にＴ−ｐｄｆハイパスディザを付加した場合のスペクトルの説明図である。
【図２３】２４ビット入力Ｔ−ｐｄｆハイパスディザ付加の場合のスペクトルの説明図である。
【図２４】１８ビットＬＳＢ２４ビット入力Ｔ−ｐｄｆハイパスディザ付加の場合のスペクトルの説明図である。
【図２５】ディザ付加回路の概要構成ブロック図である。
【図２６】１８ビットＬＳＢ入力の場合のスペクトルの説明図である。
【図２７】１８ビットＬＳＢ入力ディザ付加の場合のスペクトルの説明図である。
【図２８】２０ビットＬＳＢ入力ディザ付加の場合のスペクトルの説明図である。
【図２９】２１ビットＬＳＢ入力ディザ付加の場合のスペクトルの説明図である。
【図３０】本実施形態の効果の説明図である。
【図３１】従来の３／２サンプリングレート変換の説明図である。
【図３２】従来の２／３サンプリングレート変換の説明図である。
【図３３】従来の同期式直接変換の説明図である。
【図３４】サンプリングレート変換における原理的変換比の説明図である。
【図３５】従来の非同期式間接変換の説明図である。
【図３６】従来の非同期式間接変換の問題点の説明図である。
【符号の説明】
１ サンプリングレート変換装置
１Ａ サンプリングレート変換ユニット
１Ｂ ディザ・ノイズシェーパユニット
２ オーバーサンプリング部
３ 変換フィルタ部
４ ロウパスフィルタ
５ ダウンサンプリング部
ＤF フィルタリング信号
ＤIN 入力信号
ＤOUT 出力信号
ＤS サンプリング信号
ｆIN サンプリング周波数
ｆOUT サンプリング周波数

Claims (15)

1. ９６［ｋＨｚ］、８８．２［ｋＨｚ］、４８［ｋＨｚ］、４４．１［ｋＨｚ］のうちのいずれか一のサンプリング周波数である第１サンプリング周波数を有する入力信号を９６［ｋＨｚ］、８８．２［ｋＨｚ］、４８［ｋＨｚ］、４４．１［ｋＨｚ］あるいは３２［ｋＨｚ］のサンプリング周波数のうちいずれかのサンプリング周波数である第２サンプリング周波数を有する出力信号に変換して出力するサンプリングレート変換ユニットにおいて、
   前記第１サンプリング周波数及び前記第２サンプリング周波数に基づいて、前記入力信号を通過させ、あるいは、２倍オーバーサンプリングすることによりサンプリング信号として出力するオーバーサンプリング手段と、
   前記第１サンプリング周波数及び前記第２サンプリング周波数に基づいてプロトタイプフィルタを用いて、変換比１４７／１６０、変換比１６０／１４７あるいは変換比１／１のいずれか一の変換比で前記サンプリング信号のフィルタリング処理を行いフィルタリング信号を出力する変換フィルタ手段と、
   所定の遮断周波数を有し、前記フィルタリング信号の低域成分を通過して低域成分信号を出力するロウパスフィルタ手段と、
   前記第１サンプリング周波数及び前記第２サンプリング周波数に基づいて前記低域成分信号通過させ、若しくは、１／２ダウンサンプリングあるいは、１／３ダウンサンプリングして前記出力信号として出力するダウンサンプリング手段と、を備え、
   前記変換フィルタ手段は、４８［ｋＨｚ］のサンプリング周波数を有する入力信号を８８．２［ｋＨｚ］のサンプリング周波数を有する出力信号に変換する場合に相当するトランジッションバンド幅の内側に存在するトランジッションバンド幅を有するプロトタイプフィルタを備えている
   ことを特徴とするサンプリングレート変換ユニット。
2. 請求項１記載のサンプリングレート変換ユニットにおいて、
   前記変換フィルタ手段は、プロトタイプフィルタの複数のフィルタ係数に基づいて複数のフェーズに対応する複数のサブフィルタを生成し、前記サブフィルタを切り換えることによりポリフェーズフィルタを構成し、前記ポリフェーズフィルタにより前記サンプリング信号から前記フィルタリング信号を直接生成することを特徴とするサンプリングレート変換ユニット。
3. 請求項１または請求項２記載のサンプリングレート変換ユニットにおいて、
   前記変換フィルタ手段は、複数のサブ変換フィルタ手段が多段接続されたマルチ・ステージ構成とされていることを特徴とするサンプリングレート変換ユニット。
4. 請求項１ないし請求項３のいずれかに記載のサンプリングレート変換ユニットにおいて、
   前記ロウパスフィルタ手段は、ｆｃ＝π／６、π／４をそれぞれ満たす複数の遮断周波数を有することを特徴とするサンプリングレート変換ユニット。
5. 請求項１ないし請求項４のいずれかに記載のサンプリングレート変換ユニットを備えたサンプリングレート変換装置において、
   前記出力信号にディジタル・ディザを付加してディザ付加出力信号として出力するディザ付加手段を備えたことを特徴とするサンプリングレート変換装置。
6. 請求項５記載のサンプリングレート変換装置において、
   前記ディジタルディザは、矩形ディザであることを特徴とするサンプリングレート変換装置。
7. 請求項５記載のサンプリングレート変換装置において、
   前記ディジタルディザは、フラットディザであることを特徴とするサンプリングレート変換装置。
8. 請求項５記載のサンプリングレート変換装置において、
   前記ディジタルディザは、ハイパスディザであることを特徴とするサンプリングレート変換装置。
9. 請求項６ないし請求項８のいずれかに記載のサンプリングレート変換装置において、
   前記ディザ付加出力信号のノイズシェーピングを行い、ディザ・ノイズシェーピング出力信号を出力するノイズシェーピング手段を備えたことを特徴とするサンプリングレート変換装置。
10. ９６［ｋＨｚ］、８８．２［ｋＨｚ］、４８［ｋＨｚ］、４４．１［ｋＨｚ］のうちのいずれか一のサンプリング周波数である第１サンプリング周波数を有する入力信号を９６［ｋＨｚ］、８８．２［ｋＨｚ］、４８［ｋＨｚ］、４４．１［ｋＨｚ］あるいは３２［ｋＨｚ］のサンプリング周波数のうちいずれかのサンプリング周波数である第２サンプリング周波数を有する出力信号に変換して出力するサンプリングレート変換方法において、
    前記第１サンプリング周波数及び前記第２サンプリング周波数に基づいて、前記入力信号を通過させ、あるいは、２倍オーバーサンプリングするオーバーサンプリング工程と、
    前記第１サンプリング周波数及び前記第２サンプリング周波数に基づいてプロトタイプフィルタを用いて、変換比１４７／１６０、変換比１６０／１４７あるいは変換比１／１のいずれか一の変換比で前記オーバーサンプリング工程後の信号のフィルタリング処理を行なう変換フィルタ工程と、
    所定の遮断周波数で前記フィルタリング工程後の信号の低域成分を通過させるロウパスフィルタ工程と、
    前記第１サンプリング周波数及び前記第２サンプリング周波数に基づいて前記低域成分信号通過させ、若しくは、１／２ダウンサンプリングあるいは、１／３ダウンサンプリングするダウンサンプリング工程と、を備え、
    前記プロトタイプフィルタは、４８［ｋＨｚ］のサンプリング周波数を有する入力信号を８８．２［ｋＨｚ］のサンプリング周波数を有する出力信号に変換する場合に相当するトランジッションバンド幅の内側に存在するバンド幅を有することを特徴とするサンプリングレート変換方法。
11. 請求項１０記載のサンプリングレート変換方法において、
    前記変換フィルタ工程は、ポリフェーズフィルタにより前記オーバーサンプリング工程後の信号に直接フィルタリング処理を行うことを特徴とするサンプリングレート変換方法。
12. 請求項１０または請求項１１記載のサンプリングレート変換方法において、
    前記変換フィルタ工程は、複数のサブ変換フィルタ工程を有するマルチ・ステージ構成とされていることを特徴とするサンプリングレート変換方法。
13. 請求項１０ないし請求項１２のいずれかに記載のサンプリングレート変換方法において、
    前記ダウンサンプリング工程後の信号にディジタル・ディザを付加するディザ付加工程を備えたことを特徴とするサンプリングレート変換方法。
14. 請求項１３記載のサンプリングレート変換方法において、
    前記ディザ付加後の信号ノイズシェーピングを行うノイズシェーピング工程を備えてことを特徴とするサンプリングレート変換方法。
15. 請求項１０ないし請求項１４のいずれかに記載のサンプリングレート変換方法において、
    前記ロウパスフィルタ工程は、ｆｃ＝π／６、π／４をそれぞれ満たす複数の遮断周波数を有することを特徴とするサンプリングレート変換方法。

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