DE4332714A1 - Resonanzkreis - Google Patents

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Resonanzkreis, in welchem durch den Resonanzbetrieb ein Spannungsimpuls auf der Primärseite eines Transformators erzeugt und der an dessen Sekundärseite abzugebender Spannungsimpuls von dem Transformator verstärkt wird.

Ein Resonanzkreis, wie er in einem Fernsehempfänger oder einer Anzeigeeinrichtung verwendet wird, beinhaltet einen Stabilisierungskreis zum Stabilisieren einer hohen Ausgangsspannung (bspw. 30 kV), die von einem Zeilenkipptransformator an eine Kathodenstrahlröhre (CRT) geliefert werden soll.

Stabilisierungsschaltkreise für diesen Zweck werden in verschiedene Typen eingeteilt, nämlichen einen, bei dem die Spannung einer Steuerspannungsquelle auf der Primärseite eines Zeilenkipptransformators gesteuert wird, und in einen zweiten, bei welchem eine Spannung zur Kompensation eines Abfalls der hohen Ausgangsspannung zur Sekundärseite eines Zeilenkipptransformators addiert wird.

Ein Stabilisierungsschaltkreis der ersteren Art besitzt jedoch einen Nachteil dahingehend, daß das Ansprechverhalten auf die Steuerung sehr gering ist, und der letztgenannte besitzt dahingehend Nachteile, daß der Korrekturbereich schmal ist und daß eine komplizierte Schaltungsanordnung notwendig ist.

Um diese Nachteile so weit wie möglich zu vermeiden, wurde vor kurzem ein System vorgeschlagen, bei welchem der Primärstrom eines Zeilenkipptransformators unmittelbar gesteuert wird (japanische ungeprüfte Patentveröffentlichung (Kokai) Nr. Hei 2-222,374). Gemäß diesem vorgeschlagenen System kann der Steuerbereich einer hohen Ausgangsspannung erweitert werden. Andererseits erfordert das vorgeschlagene System eine Vielzahl von Schaltervorrichtungen zum Steuern des Primärstromes, und deshalb bestehen Nachteile dahingehend, daß die Anzahl der Teile wesentlich größer ist und daß die Schaltkreiskonfiguration kompliziert ist. Darüberhinaus besitzt das vorgeschlagene System die weiteren Nachteile, daß ein zirkulierender bzw. umlaufender Strom unnütz fließt und die Energieverluste erhöht und daß die Schalterbetätigung der Schaltervorrichtungen während einer Abtastperiode Geräusche bzw. Rauschen verursachen.

Die Erfinder sind von einer Grundschaltung für einen Resonanzkreis, wie er in Fig. 1 dargestellt ist, ausgegangen, bei dem der Primärstrom unmittelbar gesteuert wird, und haben nach einer Verbesserung der Schaltungsmerkmale geforscht.

Gemäß Fig. 1 ist die positive Klemme einer Steuerspannungsquelle 3 mit einer Klemme einer Primärspule 2 des Zeilenkipptransformators 1 verbunden und die negative Klemme der Steuerspannungsquelle 3 ist geerdet. Ein Transistor 4, der als eine Schaltervorrichtung wirkt, ist in Reihe mit der anderen Klemme der Primärspule 2 verbunden. Eine Dämpfungsdiode 5 und ein Resonanzkondensator 6 sind parallel zum Transistor 4 angeordnet.

Die Hochspannungsklemme der Sekundärspule 7 des Zeilenkipptransformators 1 ist über eine Hochspannungsgleichrichterdiode 8 mit der Anode eines CRT 10 verbunden.

Bei dem Schaltkreis dieser Art fließt während der EIN- Periode (Transistorperiode) des Transistors 4 ein in Fig. 2(b) dargestellter Strom von der Steuerspannungsquelle 3 zum Transistor 4 über die Primärspule 2, wodurch in der Primärspule 2 elektromagnetische Energie akkumuliert bzw. gespeichert wird. Wird der Transistor 4 dann auf AUS geschaltet, beginnt die Reihenresonanz von Primärspule 2 und Resonanzkondensator 6, so daß die in der Primärspule 2 angesammelte elektromagnetische Energie in elektrostatische Energie des Resonanzkondensators 6 umgewandelt wird, wodurch ein Rücklaufimpuls (Spannungsimpuls), wie er in Fig. 2(a) dargestellt ist, erzeugt wird. Der Rücklaufimpuls besitzt einen Spitzenwert dann, wenn die gesamte in der Primärspule 2 angesammelte elektromagnetische Energie in elektrostatische Energie des Resonanzkondensators 6 umgewandelt worden ist.

Nachdem der Rücklaufimpuls den Spitzenwert erreicht hat, wird die elektrostatische Energie des Resonanzkondensators 6 in elektromagnetische Energie der Primärspule 2 zurückverwandelt, was zur Folge hat, daß der Pegel des Rücklaufimpulses allmählich abnimmt. Wenn der Pegel des Impulses Null erreicht, d. h., wenn die Spannung am Punkt A des Schaltkreises der Fig. 1 Null wird, wird die Dämpfungsdiode 5 leitend gemacht, so daß ein Rückstrom von Erde zur Primärspule 2 fließt. Infolgedessen wird, wenn die Spannung am Punkt A auf die Spannungsquellenspannung der Steuerspannungsquelle 3 zurückkehrt, die Dämpfungsdiode 5 nichtleitend. Wird der Transistor 4 wiederum auf EIN geschaltet, kehrt der Schaltkreis in seinen Anfangsbetriebszustand zurück. Der Schaltkreis arbeitet während dieser sich wiederholenden Operationen weiter. Der Rücklaufimpuls, der an der Seite der Primärspule 2 erzeugt wird, wird vom Zeilenkipptransformator 1 verstärkt und dann der Anode des CRT 10 über die Hochspannungsgleichrichterdiode 8 zugeführt.

Die Impulsspannung V_c des an der Primärseite des Zeilenkipptransformators 1 erzeugten Rücklaufimpulses ist durch die Gleichung V_c = E_B + r_a sin(ωt-Φ_a) gegeben, wobei t die Zeit und E_B die Spannungsquellenspannung der Steuerspannungsquelle 3 ist und r_a, ω und Φ_a wie folgt gegeben sind:

r_a = {E_B ² + (I₀/Cω)²}⁻^½
ω = (LC)⁻^½
Φ_a = tan^-1(E_BCω/I₀).

Bei den vorgenannten Gleichungen ist I_o der Strom, der durch die Primärspule 2 fließt, C die Kapazität des Resonanzkondensators 6 und L die Induktivität der Primärspule 2.

Wie sich aus der Gleichung von V_c ergibt, besitzt der Pegel des Rücklaufimpulses einen Spitzenwert dann, wenn ωt-Φ_a=π/2 ist. Zu diesem Zeitpunkt ist die Spitzenspannung V_c=E_B+{E_B ²+(I₀/Cω)²}⁻^½.

Der Strom I_o, der durch die Primärspule 2 fließt, ist gegeben durch I_o = (E_B/L)t_on, wobei t_on die Zeitdauer ist, während dem der Transistor 4 EIN ist. Dies heißt, daß I_o proportional zur EIN-Zeitdauer des Transistors 4 ist. Deshalb kann der Spitzenwert oder der hohe Wert des Rücklaufimpulses dadurch verändert werden, daß die EIN-Zeitdauer des Transistors 4 gesteuert wird, wodurch die hohe Ausgangsspannung der Sekundärspule 7 stabilisiert werden kann.

Auf diese Weise fließt, wenn die hohe Ausgangsspannung durch Steuern der EIN-Zeitdauer des Transistors 4 im Schaltkreis der Fig. 1 stabilisiert werden soll, ein Rückstrom von Erde zur Primärspule 2 durch die Dämpfungsdiode 5 während der Dämpfungsperiode (EIN-Zeitraum der Dämpfungsdiode 5). Wenn dieser Fluß des Rückstromes dazu führt, daß die Spannung am Punkt A auf die Spannungsquellenspannung zurückkehrt und die Dämpfungsdiode 5 nichtleitend gemacht wird, beginnt der Strom, der von der Steuerspannungsquelle 3 der Primärspule 2 zugeführt wird, durch den Resonanzkondensator 6 zur Erde hin zu fließen, weil der Transistor 4 bereits auf AUS geschaltet ist. Dies bewirkt eine Reihenresonanz in in der Primärspule 2 und dem Resonanzkondensator 6, wodurch, wie in Fig. 2(a) dargestellt, ein nutzloser Impuls P_W in dem Zeitraum von Ende der Dämpfungsperiode bis zum nachfolgenden EIN-Zustand des Transistors 4 erzeugt wird.

Der Impuls P_W bewirkt Rauschen, so daß der Schaltungsbetrieb nachteilig beeinflußt wird. Demgemäß ist der Schaltkreis dieser Art so organisiert, daß ein Stromfluß von der Primärspule 2 zum Resonanzkondensator 6 im Endbereich der Dämpfungsperiode nicht auftritt. Eine Schaltervorrichtung zum Unterbrechen des Stromes ist in dem Pfad von der Steuerspannungsquelle 3 zur Erde durch die Primärspule 2 und den Resonanzkondensator 6 oder den Transistor 4 angeordnet. Alternativ ist der Anfangsbereich der EIN-Periode des Transistors 4 derart, daß er den Endbereich der Dämpfungsperiode (Fig. 2(d)) überlappt, wie dies durch eine gestrichelte Linie in Fig. 2(c) angedeutet ist, so daß der Strom von der Seite der Steuerspannungsquelle 3 zum Transistor 4 fließt.

Da die EIN-Zeitdauer des Transistors 4 die Dämpfungsperiode überlappt, kann jedoch der Transistor 4 den Ausgang auf der Basis der Zeitsteuerung des EIN-Betriebes nicht steuern. In einem Schaltkreis, der eine Schaltervorrichtung zum Unterbrechen des Stromes in dem Pfad von der Steuerspannungsquelle 3 zur Erde durch die Primärspule 2 und den Resonanzkondensator 6 über den Transistor 4 vorsieht, muß die Schaltervorrichtung getrennt vom Transistor 4 vorgesehen sein, um den Strom zu blockieren, und darüberhinaus ist ein Steuerschaltkreis zum Steuern des Zeitsteuerbetriebes der Schaltervorrichtung erforderlich. Dies erhöht die Anzahl von Teilen und macht die Schaltungskonfiguration kompliziert, wodurch der Nachteil entsteht, daß die Kosten eines solchen Schaltkreises hoch sind.

Aufgabe dem vorliegenden Erfindung ist es, einen Resonanzkreis der eingangs genannten Art zu schaffen, bei dem der Pegel eines auf der Primärseite erzeugten Spannungsimpulses nur durch Steuern einer einzigen Schaltervorrichtung gesteuert werden kann, bei dem verhindert ist, daß ein nutzloser Impuls während des Zeitraumes vom Ende der Dämpfungsperiode bis zur EIN- Zeitdauer eines Transistors erzeugt wird, bei dem die Anzahl der Bauelemente reduziert ist, bei dem die Schaltkreiskonfiguration einfach ist und bei dem keine Energieverluste aufgrund eines auf der Primärseite fließenden umlaufenden Stromes bestehen.

Zur Lösung dieser Aufgabe sind bei einem Resonanzkreis der eingangs genannten Art die im Anspruch 1 angegebenen Merkmale vorgesehen.

Beim Resonanzkreis gemäß vorliegender Erfindung fließt dann, wenn die Schaltervorrichtung auf EIN ist, ein Strom von der Steuerspannungsquelle durch die Primärspule und die Schaltervorrichtung, so daß in der Primärspule elektromagnetische Energie angesammelt wird. Wird die Schaltervorrichtung auf AUS gesetzt, wird ein Spannungsimpuls aufgrund der Reihenresonanz von Resonanzkondensator und Primärspule erzeugt. Ist die Erzeugung des Spannungsimpulses beendet, beginnt die Dämpfungsperiode und der Rückstrom fließt von der Dämpfungsdiodenseite zur Primärspule. Nachdem die Dämpfungsdiode am Ende der Dämpfungsperiode nichtleitend geworden ist, hält der Klemmschaltkreis die Spannung über den beiden Klemmen des Resonanzkondensators auf der Spannung der Steuerspannungsquelle. Dieser Clamping-Betrieb bewirkt, daß die Spannungsquelle und beide Klemmen des Resonanzkondensators dasselbe Potential besitzen. Dementsprechend kann kein Strom von der Spannungsquellenseite zur Resonanzkondensatorseite über die Primärspule fließen, ein Schaltkreisverlust aufgrund eines nutzlosen umlaufenden Stromes kann während des Zeitraumes vom Ende der Dämpfungsperiode zum nächsten EIN-Schalten der Schaltervorrichtung nicht entstehen, und ein nutzloser Spannungsimpuls, der Rauschen erzeugen könnte, ist verhindert. Wird die Schaltervorrichtung in dem Zustand, in welchem der Klemmkreis arbeitet, nach EIN geschaltet, fließt ein Strom von der Spannungsquellenseite zur Schaltervorrichtungsseite durch die Primärspule, so daß der Schaltkreis gemäß vorliegender Erfindung in den Anfangsbetriebszustand zurückkehrt und der Schaltkreis in Betrieb gehalten ist.

Während des Zeitraumes vom Ende der Dämpfungsperiode bis zu dem Zeitpunkt, an dem der Schalter auf EIN geschaltet wird, ist die Spannung beider Klemmen des Resonanzkondensators auf der Spannungsquellenspannung der Steuerspannungsquelle gehalten. Deshalb kann kein Strom von der Steuerspannungsquelle zum Resonanzkondensator durch die Primärspule fließen, wodurch verhindert ist, daß ein nutzloser Spannungsimpuls P_W, der Rauschen verursachen würde, erzeugt wird.

Darüberhinaus hat der Klemm- bzw. Clampingschaltkreis, der verhindert, daß der Spannungsimpuls P_W erzeugt wird, eine sehr einfache Schaltkreiskonfiguration, wobei nur die beiden Dioden verwendet werden oder eine Diode oder ein Transistor verwendet werden und keine Schaltervorrichtung zum Blockieren des Stromflusses und keinen komplexen Schaltkreis zum Steuern der Schaltervorrichtung notwendig sind.

Da der nutzlose Spannungsimpuls P_W vom Klemmschaltkreis nicht erzeugt werden wird, ist die Schaltkreissteuerung frei von den o.g. Einschränkungen, daß die EIN-Zeitdauer der Schaltervorrichtung mit der Dämpfungsperiode überlappen muß. Dies ermöglicht es, daß die Impulsbreite des Steuersignals zum Schalten der Schaltervorrichtung maximal auf die Breite des horizontalen Steuersignales gedehnt wird, so daß die Spannung in einem sehr weiten Bereich gesteuert werden kann.

Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen vorliegender Erfindung ergeben sich aus den Merkmalen eines oder mehrerer der Unteransprüche.

Weitere Einzelheiten der Erfindung sind der folgenden Beschreibung zu entnehmen, in der die Erfindung anhand der in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiele näher beschrieben und erläutert ist. Es zeigen:

Fig. 1 eine Grundschaltung zur Darstellung eines herkömmlichen Resonanzkreises,

Fig. 2(a) bis 2(d) Zeitdiagramme zur Darstellung des Betriebes des Schaltkreises nach Fig. 1,

Fig. 3 eine Schaltungsanordnung zur Darstellung eines ersten Ausführungsbeispieles vorliegender Erfindung,

Fig. 4(a) bis 4(f) Zeitdiagramme zur Darstellung des Betriebs des Schaltkreises gemäß vorliegender Erfindung,

Fig. 5 eine Schaltungsanordnung zur Darstellung eines zweiten Ausführungsbeispieles vorliegender Erfindung,

Fig. 6 eine Schaltungsanordnung in einer modifizierten Ausgestaltung, die mit einem Element zum Schalten der Resonanzkapazität versehen ist,

Fig. 7 eine Schaltungsanordnung zur Darstellung eines dritten Ausführungsbeispieles vorliegender Erfindung,

Fig. 8(a) und 8(b) die Rücklaufimpulsform, wie sie durch den Schaltkreis gemäß vorliegender Erfindung erhalten wird,

Fig. 9 eine Schaltungsanordnung zur Darstellung eines vierten Ausführungsbeispieles vorliegender Erfindung,

Fig. 10 eine Schaltungsanordnung zur Darstellung eines fünften Ausführungsbeispieles vorliegender Erfindung,

Fig. 11 eine Wellenform eines Oszillatorrauschens, das während des Zeitraumes vom Ende der Dämpfungsperiode bis zum nachfolgenden EIN-Zustand erzeugt wird,

Fig. 12(a) und 12(b) Schaltungsanordnungen zur Darstellung verschiedener Schaltkreise zum Eliminieren des Oszillatorrauschens,

Fig. 13 ein Schaubild zur Darstellung experimenteller Ergebnisse der Beziehung zwischen einer MOSFET-EIN- Schaltzeitdauer und einem zweiten Ausgang,

Fig. 14 eine Wellenform von Rücklaufimpulsen, zwischen denen die Dämpfungsperioden erzeugt werden,

Fig. 15 eine Schaltungsanordnung gemäß einem sechsten Ausführungsbeispiel vorliegender Erfindung,

Fig. 16 eine Schaltungsanordnung gemäß einem siebten Ausführungsbeispiel vorliegender Erfindung,

Fig. 17 eine Schaltungsanordnung einer modifizierten Ausführungsform, die mit einem Element zum Schalten der Resonanzkapazität versehen ist, und

Fig. 18(a), 18(b) und 18(c) Schaltungsanordnungen zur Darstellung verschiedener Schaltkreise zum Eliminieren des Oszillatorrauschens.

Im folgenden werden Ausführungsbeispiele vorliegender Erfindung anhand der Zeichnung beschrieben. Bei der folgenden Beschreibung der Ausführungsbeispiele werden dieselben Schaltkreisteile wie diejenigen des oben beschriebenen Grundschaltkreise mit denselben Bezugsziffern versehen, wobei ihre Beschreibung weggelassen wird.

Fig. 3 zeigt die Schaltkreiskonfiguration einer Resonanzschaltungsanordnung bzw. eines Resonanzkreises gemäß einem ersten Ausführungsbeispiel vorliegender Erfindung. Gemäß Fig. 3 ist eine Steuerspannungsquelle 3 mit der einen Klemme (d. h., der Wicklungsanfangsklemme) einer Primärspule 2 eines Zeilenkipptransformators 1 verbunden und die Drain-Elektrode eines MOSFET (Feldeffekttransistors) 11, der als Schaltervorrichtung wirkt, ist mit dem anderen Ende (d. h., der Wicklungsendklemme) der Primärspule 2 verbunden. Die Source- Elektrode des MOSFET 11 ist geerdet. Eine Dämpfungsdiode 5, die gegenüber der Stromflußrichtung des MOSFET 11 entgegengesetzt gerichtet ist, ist parallel zum MOSFET 11 angeordnet. Die Dämpfungsdiode 5 kann durch externe Verbindung einer Diode, die ein diskretes elektronisches Bauteil ist, mit der Schaltervorrichtung verwirklicht sein. Wenn der MOSFET 11 als Schaltervorrichtung verwendet ist, kann das externe Diodenbauteil weggelassen werden, weil der MOSFET 11 selbst die Backward-Dioden-Charakteristik aufweist. In diesem Falle kann die Diodencharakteristik des MOSFET 11 als Dämpfungsdiode 5 wirken.

Eine Klemme eines Resonanzkondensators 6 ist mit der Wicklungsendklemme der Primärspule 2 verbunden und die andere Klemme des Resonanzkondensators 6 ist mit der Kathode einer Diode 12 verbunden. Die Anode der Diode 12 ist geerdet. Die Anode einer Diode 13 ist mit dem Knotenpunkt von Diode 12 und Resonanzkondensator 6 verbunden, und die Kathode der Diode 13 ist mit dem Knotenpunkt von Primärspule 2 und Steuerspannungsquelle 3 verbunden. Die Dioden 12 und 13 bilden einen Klemm- bzw. Haltekreis (Clamping-Schaltung) 14, der das charakteristische des Ausführungsbeispiels ist.

Eine Ende der Reihenschaltung aus Spannungsteiler- Widerständen 15 und 16 ist mit der Hochspannungsklemme der Sekundärspule 7 des Zeilenkipptransformators 1 verbunden, so daß der Hochspannungsausgang durch die abzugreifenden Widerstände 15 und 16 potentialmäßig unterteilt ist. Die abgegriffene Spannung wird dem nicht invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers 17 zugeführt. Dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 17 ist eine Bezugsspannung von einer Bezugsspannungsquelle 18 zugeführt. Der Operationsverstärker 17 vergleicht den erfaßten Wert des Hochspannungsausganges mit der Bezugsspannung und liefert ein Signal, das ein Maß für den Spannungsabfall des Hochspannungsausganges ist, an den invertierenden Ausgangs eines Vergleichers 20. Ein Signal von einem eine Wellenform formenden Schaltkreis 21 (Wellenformer) wird dem nicht invertierenden Eingang des Vergleichers 20 zugeführt.

Der Wellenformer 21 integriert ein horizontales Steuersignal (HD-Signal), wie es in Fig. 4(a) dargestellt ist und das mit einem nicht dargestellten horizontalen Ablenkausgangskreis synchron ist, um eine Rampenform, wie sie in Fig. 4(b) zu erzeugen. Das rampenförmige Signal wird dem nicht invertierenden Eingang des Vergleichers bzw. Komparators 20 zugeführt. Der Komparator 20 vergleicht das rampenförmige Signal mit dem Signal vom Operationsverstärker 17 und erzeugt ein Steuersignal, das, wie in den Fig. 4(b) und 4(c) dargestellt ist, am Schnittpunkt des Ausgangssignals des Operationsverstärkers 17 mit der Rampenwellenform ansteigt und an den abfallenden Enden der Rampenwellenform abfällt, d. h. an der abfallenden Kante des HD-Signals. Steigt der Spannungsabfall des Hochspannungsausganges an, verringert sich der Ausgangspegel des Operationsverstärkers 17, was zur Folge hat, daß die Impulsbreite des Steuersignals breiter wird. Mit anderen Worten, der Komparator 20 erzeugt ein Steuersignal mit einer Impulsbreite, die breiter wird, wenn der Spannungsabfall des Hochspannungsausganges ansteigt. Das erzeugte Steuersignal wird einem Steuerschaltkreis 22 zugeführt. Entsprechend der EIN-Impulsbreite des Steuersignals führt der Steuerkreis 22 den Schaltvorgang des MOSFET 11 durch.

Im folgenden sei der Betrieb des so organisierten Resonanzschaltkreises anhand der Schaltungsanordnung nach Fig. 3 und des Zeitdiagramms nach den Fig. 4(a) bis 4(e) beschrieben.

Zunächst wird der MOSFET 11 zum Zeitpunkt t₀ auf EIN geschaltet, so daß ein Strom von der Steuerspannungsquelle 3 durch die Primärspule 2 und den MOSFET 11 zur Erde fließt. Der Strom, der durch die Primärspule 2 fließt, steigt mit fortschreitender Zeit an, wie in Fig. 4(e) dargestellt ist, und bewirkt, daß elektromagnetische Energie in der Primärspule 2 angesammelt bzw. gespeichert wird.

Dann wird der MOSFET 11 zur Zeit t₁ auf AUS geschaltet und ein Strom fließt von der Primärspule 2 längs eines Weges, der durch den Resonanzkondensator 6 und die Diode 13 führt. Dies führt dazu, daß die LC-Reihenresonanz aus Induktivität der Primärspule 2 und Kapazität des Resonanzkondensators 6 beginnt, wodurch ein Rücklaufimpuls (Spannungsimpuls) erzeugt wird. Der Rücklaufimpuls besitzt einen Spitzenwert dann, wenn die gesamte in der Primärspule 2 gespeicherte elektromagnetische Energie in elektrostatische Energie des Resonanzkondensators 6 umgewandelt worden ist. Nachdem die gesamte elektromagnetische Energie, die in der Primärspule 2 akkumuliert ist, auf den Resonanzkondensator 6 übertragen worden ist, fließt ein Rückstrom bzw. Gegenstrom längs des Weges, der durch die Diode 12, den Resonanzkondensator 6 und die Primärspule 2 in dieser Reihenfolge führt und die Steuerspannungsquelle 3 erreicht. Dann wird die elektrostatische Energie des Resonanzkondensators 6 allmählich in elektromagnetische Energie der Primärspule 2 zurückverwandelt.

Ist die Erzeugung des Rücklaufimpulses zur Zeit t₂ beendet, wird die Spannung am Punkt A des Schaltkreises nach Fig. 3 Null. Zu diesem Zeitpunkt wird die Dämpfungsdiode 5 leitend gemacht, so daß ein Strom von Erde zur Primärspule 2 durch die Dämpfungsdiode 5 fließt. Der Gegen- bzw. Rückstromfluß bewirkt, daß die Spannung am Punkt A steigt. Wenn die Spannung am Punkt A zur Zeit t₃ denselben Pegel erreicht, wie der der Steuerspannungsquellenspannung E_B der Steuerspannungsquelle 3, wird die Dämpfungsdiode 5 nichtleitend gemacht. Da der MOSFET 11 zu diesem Zeitpunkt auf AUS ist, sollte ein Strom von der Steuerspannungsquelle 3 zum Resonanzkondensator 6 fließen. Bei diesem Ausführungsbeispiel jedoch hält der Klemmkreis 14, der aus den Dioden 12 und 13 besteht, die Spannungen beider Klemmen des Resonanzkondensators 6 (d. h., die Spannungen an den Punkten A und B) auf der Spannungsquellenspannung E_B der Steuerspannungsquelle 3, so daß sie auf demselben Pegel sind wie der der Spannung E_B. Deshalb ist verhindert, daß ein Strom von der Primärspule 2 zum Resonanzkondensator 6 fließt, wodurch ein nutzloser Spannungsimpuls P_W, wie er in Fig. 2(a) dargestellt ist und der ein Rauschen bewirkt, nicht erzeugt wird.

Dann, wenn der MOSFET 11 zur Zeit t₄ auf EIN geschaltet ist, ist der Punkt A geerdet, so daß ein Strom, der von der Steuerspannungsquelle 3 ausgeht und durch die Primärspule 2 hindurchtritt, weiter zur Erde durch den MOSFET 11 fließt, so daß der Schaltkreis dieses Ausführungsbeispieles auf den Anfangszustand zum Zeitpunkt t₀ zurückkehrt. Durch Wiederholen dieser Vorgänge von t₀ bis t₄ wird der Schaltkreis in Betrieb gehalten.

Beim Ausführungsbeispiel wird die EIN-Zeitdauer des MOSFET 11 verlängert, wenn der Hochspannungsausgang im Pegel abnimmt. Die verlängerte EIN-Zeitdauer erhöht die in der Primärspule 2 gespeicherte elektromagnetische Energie, so daß auch der Spitzen- oder Höchstwert des erzeugten Rücklaufimpulses anwächst, was zur Folge hat, daß der Hochspannungsausgang in wirksamer Weise stabilisiert werden kann. Da die Schaltervorrichtung zum Steuern des Hochspannungsausganges durch einen einzigen MOSFET aufgebaut ist, ist darüberhinaus die Anzahl der Bauteile sehr gering und die Schaltungskonfiguration einfach.

Während des Zeitraumes vom Ende der Dämpfungsperiode bis zu dem Zeitpunkt, zu dem der MOSFET 11 auf EIN geschaltet ist, werden die Spannungen beider Klemmen des Resonanzkondensators 6 auf der Spannungsquellenspannung der Steuerspannungsquelle 3 gehalten. Deshalb ist verhindert, daß ein Strom von der Steuerspannungsquelle 3 zum Resonanzkondensator 6 durch die Primärspule 2 fließt, wodurch verhindert ist, daß ein nutzloser Spannungsimpuls P_W, der Rauschen bewirken würde, erzeugt wird. Da ein zirkulierender Strom nicht fließt, ergibt sich darüberhinaus kein Energieverlust (Schaltkreisverlust) aufgrund eines zirkulierenden Stromes und es kann deshalb die Effizienz der Ansteuerung des Schaltkreises verbessert werden.

Des weiteren besitzt der Klemm- bzw. Halteschaltkreis 14, der verhindert, daß der Spannungsimpuls P_W erzeugt wird, eine sehr einfache Schaltungskonfiguration, wobei nur die beiden Dioden 12 und 13 verwendet werden, und er erfordert keine Schaltervorrichtung zum Blockieren des Stromflusses und keinen komplexen Schaltkreis zum Steuern der Schaltervorrichtung.

Beim Ausführungsbeispiel wird verhindert, daß der nutzlose Spannungsimpuls P_W vom Halteschaltkreis 14 erzeugt wird. Deshalb ist dieses Ausführungsbeispiel frei von den o.g. Beschränkungen, daß die EIN-Zeitdauer des MOSFET 11 mit der Dämpfungsperiode überlappen muß, wie dies gestrichelt in Fig. 2(c) angedeutet ist. Dies ermöglicht es, daß die Impulsbreite des Steuersignals zum Schalten des MOSFET 11 maximal bis zur Breite des horizontalen Steuersignals verbreitert wird, so daß die Spannung in einem sehr weiten Bereich gesteuert werden kann.

Da der Schaltkreis dieses Ausführungsbeispieles ein Resonanzkreis ist, der Lade- und Entladevorgänge bei jedem Ablenkzyklus durchführt, besitzt er ein sehr gutes Ansprechverhalten auf die Stabilisierung des Hochspannungsausganges, so daß das Steuerungsverhalten bei der Stabilisierung des Hochspannungsausganges in bemerkenswerter Weise verbessert ist.

Fig. 5 zeigt einen Resonanzkreis gemäß einem zweiten Ausführungsbeispiel vorliegender Erfindung. Bei diesem Ausführungsbeispiel ist eine Reihenschaltung aus einem Ablenkjoch D_Y und einem S-förmigen Korrekturkondensator C_S parallel mit dem Resonanzkondensator 6 verbunden, um so eine Schaltkreiskonfiguration zu verwirklichen, bei der sowohl das Erzeugen der Hochspannung als auch die Steuerung der Ablenkung durchgeführt ist. Des weiteren ist ein Impulsbreitenbegrenzer 23 zwischen dem Komparator 20 und dem Steuerkreis 22 angeordnet. Die weitere Konfiguration dieses Ausführungsbeispieles ist dieselbe wie die des ersten Ausführungsbeispieles.

Bei einem Multiscan-Schaltkreis, der das Steuern der Ablenkung in einem breiten Bereich von einer niedrigen Frequenz bis zu einer hohen Frequenz durchführen kann, ist die obere Grenze des Spitzenwerts eines Rücklaufimpulses bei der konstruktiven Phase derart vorgewählt, daß eine Spannung vorhanden sein soll, bei der die Ablenkfrequenz hoch ist. Der Schaltkreis dieses Ausführungsbeispieles besitzt eine Konfiguration, bei welcher die Impulsbreite des Steuersignals maximal bis zur Breite es horizontalen Steuersignals erweitert werden kann. Bei der Multiscan- Ansteuerung ist deshalb dann, wenn die Impulsbreite des Steuersignals auf die Breite des HD-Signals vollständig ausgeweitet ist, die EIN-Zeitdauer des MOSFET 11 im Falle der Niederfrequenzansteuerung länger als die im Falle der Hochfrequenzansteuerung, so daß auch der Stromfluß durch die Primärspule 2 groß wird. Im Ergebnis ist der erzeugte Rücklaufimpuls im Spitzenwert viel höher als derjenige, der im Falle der Hochfrequenzansteuerung erzeugt ist, wodurch ein Problem dahingehend entsteht, daß der Spitzenwert des Rücklaufimpulses das o.g. obere Limit des Spitzenwertes des Rücklaufimpulses oder den vorgegebenen oberen Grenzwert übersteigt. Um zu verhindern, daß solch ein Phänomen auftritt, ist dieses Ausführungsbeispiel mit dem Impulsbreitenbegrenzer 23 versehen. Der Impulsbreitenbegrenzer 23 steuert die Impulsbreite des Steuersignals so, daß auch im Falle der Niederfrequenz- Ablenkansteuerung der obere Grenzwert nicht überschritten wird, der auf der Basis der Hochfrequenzansteuerung vorgegeben ist. Dies ermöglicht es, daß die Multiscan- Ansteuerung in einem breiten Frequenzbereich von einer niedrigen Frequenz bis zu einer hohen Frequenz in sanfter Weise durchgeführt werden kann.

Wie bei einem alternativen Schaltkreis für die Multiscan- Ansteuerung nach Fig. 6 dargestellt ist, kann der Resonanzkondensator 6 aus einer Reihenschaltung aus Kondensatoren 6a und 6b zusammengesetzt sein, und die Resonanzkapazität kann durch einen Schalter 19, je nach Art der Ansteuerung, nämlich der niederfrequenten oder der hochfrequenten Ansteuerung verändert werden.

Fig. 7 zeigt ein drittes Ausführungsbeispiel vorliegender Erfindung. Das Ausführungsbeispiel ist dadurch gekennzeichnet, daß ein Transistor 24, der als Schaltervorrichtung wirkt, parallel mit der Diode 12 des Klemm- bzw. Halteschaltkreises 14 verbunden ist. Die weiteren Konfiguration dieses Ausführungsbeispieles ist dieselbe wie die des ersten Ausführungsbeispieles. Die Wellenform des Rücklaufimpulses beim ersten und zweiten Ausführungsbeispiel ist übertrieben in Fig. 8(a) dargestellt. Beim ersten und beim zweiten Ausführungsbeispiel kann dann, wenn der MOSFET 11 auf AUS geschaltet ist und ein Strom aufgrund der LC-Reihenresonanz von der Steuerspannungsquelle 3 zum Resonanzkondensator 6 durch die Primärspule 2 fließt, der Strom nach Erde nicht fließen, weil die Diode 12 entgegengerichtet ist. Demgemäß besitzt der Rücklaufimpuls eine Wellenform, bei welcher die Spitze um den Wert der Steuerspannungsquellenspannung E_b der Steuerspannungsquelle 3 gegenüber dem Spitzenwert, wie er in einem Schaltkreis ohne Diode 12 erhalten wird, angehoben ist, was zur Folge hat, daß die Wellenform des Impulses asymmetrisch ist. Um zu verhindern, daß solch ein Phänomen auftritt, ist bei diesem Ausführungsbeispiel der Transistor 24 parallel zur Diode 12 angeordnet und der Transistor 24 wird während der Zeitdauer der Erzeugung des Rücklaufimpulses auf EIN geschaltet. Ein Steuersignal, das eine Impulsbreite besitzt, die mit der Rücklaufzeitdauer identisch ist, wie in Fig. 4(f) dargestellt, wird dem Transistor 24 zugeführt. Der EIN-Zustand des Transistors 24 ermöglicht es, daß der Strom von der Primärspule 2 den Resonanzkondensator 6 und weiter über den Transistor 24 nach Erde fließt. Dies verhindert, daß die Spitzenspannung des Rücklaufimpulses um den Wert der Spannungsquellenspannung E_B der Steuerspannungsquelle 3 angehoben wird, wodurch ermöglicht ist, daß der Rücklaufimpuls eine Wellenform aufweist, die, wie in Fig. 8(b) dargestellt ist, symmetrisch ist.

Die Fig. 9 und 10 zeigen ein viertes bzw. ein fünftes Ausführungsbeispiel vorliegender Erfindung. Beim vierten Ausführungsbeispiel nach Fig. 9 ist eine Diode 26 mit der Drain-Elektrode des MOSFET 11 verbunden. Die parasitäre oder Fremd-Kapazität zwischen der Source-Elektrode und der Drain- Elektrode des MOSFET 11 wirkt als ein Teil der Resonanzkapazität des Rücklaufimpulses. Diese Resonanzkapazität jedoch ermöglicht eine Resonanz, die von neuem zwischen dem MOSFET 11 und der Primärspule 2 während einer Zeitdauer vom Ende der Dämpfungsperiode bis zum dem Zeitpunkt auftreten kann, zu dem der Transistor eingeschaltet wird, was in einem Schwingungs- bzw. Oszillatorrauschen resultiert. Diese Resonanz macht es schwierig, einen Hochspannungsausgang an der Sekundärspule in im wesentlichen linearer Weise zu steuern. Die Diode 26 jedoch, die in Reihe mit dem MOSFET 11 bei diesem Ausführungsbeispiel verbunden ist, kann die Resonanzkapazität, die vom MOSFET 11 bewirkt wird, reduzieren.

Im Gegensatz dazu ist der Schaltkreis des fünften Ausführungsbeispieles nach Fig. 10 so aufgebaut, daß die Diode 26 mit der Source-Elektrode des MOSFET 11 verbunden ist, so daß dieselbe Wirkung wie in Fig. 9 geschaffen ist. Die weitere Konfiguration bzw. Aufbau dieser Ausführungsbeispiele ist dieselbe bzw. derselbe wie beim ersten Ausführungsbeispiel. Das zweite und dritte Ausführungsbeispiel können so modifiziert sein, daß die Diode 26 mit der Train- oder der Source-Elektrode des MOSFET 11 verbunden ist.

Beim Betrieb des Schaltkreises nach jedem der Ausführungsbeispiele wird während der Zeitdauer vom Ende der Dämpferperiode bis zu dem Zeitpunkt, zu dem der MOSFET 11 auf EIN geschaltet wird, der Strom, der von der treibenden Energiequelle 3 durch die Primärspule 2 fließen sollte, durch den Clamping-Vorgang des Klemm- bzw. Haltekreises 14 am Entstehen gehindert. Dank der parasitären Kapazität des MOSFET 11 o. dgl. wird entsprechend ein oszillatorisches Rauschen an dem Punkt A, usw. des Schaltkreises im Zeitraum von t₃ bis t₄, wie in Fig. 11 dargestellt, erzeugt. Wenn die CRT niederfrequent angesteuert ist, bildet dieses Rauschen kein Hindernis, das den Betrieb des Schaltkreises nachteilig beeinflussen kann. Im Gegensatz dazu gibt es Fälle, in denen das Rauschen einen Schaden verursacht, wenn die CRT bei hochfrequenter Ansteuerung betrieben wird. Beim vierten und fünften Ausführungsbeispiel ist die Diode 26 in Reihe mit der Drain- oder der Source-Elektrode des MOSFET 11 verbunden, wodurch das oszillatorische Rauschen in dem Zeitraum von t₃ bis t₄ eliminiert werden kann.

Alternativ kann die Schaltkreiskonfiguration zum Eliminieren des oszillatorischen Rauschens im Zeitraum von t₃ bis t₄ bspw. dadurch verwirklicht werden, daß ein sättigbarer Kern 25 an einer geeigneten Stelle bspw. dem Gatter des MOSFET 11, wie in Fig. 12(a) gezeigt ist, angeordnet ist, oder dadurch, daß ein Dämpfungsschaltkreis 27 parallel mit der Diode 12 verbunden wird, wie dies in Fig. 12(b) gezeigt ist.

Bei den oben beschriebenen Ausführungsbeispielen ist der Klemm- bzw. Haltekreis 14, der aus den Dioden 12 und 13 besteht, vorgesehen, oder die Diode 26 ist zusätzlich in Reihe mit dem MOSFET 11 verbunden. Insbesondere im Falle der hochfrequenten Ansteuerung erzeugt das Vorsehen der Dioden 12, 13 und 26 ein charakteristisches Merkmal dahingehend, daß der Sekundärausgang H_V des Zeilenkipptransformators 1 dadurch linear gesteuert werden kann, daß die EIN-Zeitdauer des MOSFET 11 gesteuert wird, d. h., die Breite des EIN-Impulses für den MOSFET 11.

Fig. 13 ist ein Schaubild, das die experimentellen Ergebnisse zur Bestätigung dieser Wirkung zeigt. Wie aus diesem Schaubild ersichtlich ist, steigt in einem Schaltkreis, wie dem Grundschaltkreis der Fig. 1, der eine einzige Diode bzw. Dämpfungsdiode 5 aufweist, der Sekundärausgang H_V während eines sehr schmalen Bereichs der Schalter-EIN-Zeitdauer steil an. Während solch eines schmalen Bereiches ist es schwierig, die Schalter-EIN- Zeitdauer fein zu steuern. Darüberhinaus besitzt in jedem der beiden Seitenbereiche des steilen Anstiegs der Sekundärausgang im wesentlichen denselben Wert, auch wenn die Schalter-EIN-Zeitdauer des MOSFET 11 verändert wird, was zur Folge hat, daß es unmöglich ist, den Sekundärausgang linear zu steuern. Bei dem Grundschaltkreis der Fig. 1 kann deshalb der Sekundärausgang auch dann nicht gesteuert werden, wenn die EIN-Zeitdauer des Transistors 4, der entsprechend dem MOSFET 11 der oben beschriebenen Ausführungsbeispiele der Hauptschalter ist, gesteuert wird. Demgemäß ist es praktisch nicht denkbar, daß bei einem Schaltkreis nach dem Stand der Technik, wie dem Grundschaltkreis der Fig. 1, der Sekundärausgang Hv dadurch gesteuert wird, daß die Breite der EIN-Impulse für den Transistor 4 gesteuert werden.

Im Gegensatz dazu wird bei dem Schaltkreis des ersten Ausführungsbeispieles, der mit den Dioden 12 und 13 des Halte- bzw. Klemmschaltkreises 14 versehen ist, der Sekundärausgang H_V während eines erheblich breiteren Bereiches der Schalter-EIN-Zeitdauer verändert. Bei den Schaltkreisen des vierten und fünften Ausführungsbeispieles, die mit der Diode 26 zusätzlich zu den Dioden 12 und 13 des Klemm- bzw. Haltekreises 14 versehen sind, ist es möglich, den Sekundärausgang H_V während des breiten Bereichs der Schalter-EIN-Zeitdauer zu verändern. Wie aus diesen experimentellen Ergebnissen offensichtlich wird, erzeugt das Vorsehen sowohl der beiden Dioden 12 und 13 des Klemm- bzw. Haltekreises 14 als auch der Diode 26, die in Reihe mit dem MOSFET 11 verbunden ist, einen hervorragenden Effekt dahingehend, daß der Sekundärausgang Hv nur durch das Steuern der EIN-Zeitdauer der einzigen Schaltervorrichtung, die der MOSFET 11 ist, linear gesteuert werden kann.

Diese hervorragende Wirkung tritt aus den nachstehend beschriebenen Gründen auf. Beim Basisschaltkreis der Fig. 1, der mit der einzigen Dämpfungsdiode 5 versehen ist, fließt dann, wenn der Transistor 4 auf EIN geschaltet ist, ein Strom von der Steuerspannungsquelle 3 zur Primärspule 2, in welcher elektromagnetische Energie angesammelt bzw. gespeichert wird. Wird der Transistor 4 dann auf AUS geschaltet, fließt die elektromagnetische Energie in den Resonanzkondensator 6, um eine freie Oszillation aufgrund der LC-Reihenresonanz zu beginnen. Die Dämpfungsdiode 5 arbeitet jedoch so, daß dann, wenn die gegenelektromotorische Kraft der Spule 2 die Spannungsquellenspannung E_B der Steuerspannungsquelle 3 übersteigt, der Dämpfungsstrom fließt, wodurch der Spannungsimpuls gemäß Fig. 2(a) an einem Abfallen unterhalb des Massepegels gehindert ist. Andererseits ist der Spitzenwert des Rücklaufimpulses V_C proportional zum Spulenstrom I_o der Spule 2, was dann erhalten wird, wenn der Transistor 5 auf AUS geschaltet ist.

Wie oben beschrieben ist, ist dann, wenn der Anfangsstrom, der dann erhalten wird, wenn der Transistor 4 auf EIN geschaltet ist, durch I₁ gegeben ist, der Spulenstrom I_o durch die Gleichung I_o = (E_B/L)t_on + I₁ gegeben, wobei L die Induktivität der Spule 2 und t_on die EIN-Zeitdauer des Transistors 4 ist. Betrachtet man nur dieses, kann der Sekundärausgang H_V durch Steuern der EIN-Zeitdauer des Transistors 4 linear gesteuert werden. Auch wenn der Transistor 4 während der Dämpfungsperiode auf EIN geschaltet ist, fließt der Transistorstrom in Wirklichkeit jedoch nicht. Deshalb bleibt der Zustand, an dem der Sekundärausgang konstant ist und nicht gesteuert werden kann, solange erhalten, bis die Dämpfungsperiode bzw. Abklingzeit beendet ist. Wie in Fig. 13 dargestellt ist, ist in dem Schaltkreis, der mit der einzigen Dämpfungsdiode 5 versehen ist, der Pegel der freien Oszillation hoch und es gibt eine Vielzahl von Dämpfungsperioden, was zur Folge hat, daß der Bereich, in welchem der Sekundärausgang veränderlich ist, schmal ist. Es ist praktisch schwierig, den Sekundärausgang gemäß der EIN-Zeitdauer des Transistors 4 linear zu steuern.

Im Gegensatz dazu ist beim Schaltkreis des Ausführungsbeispieles, das mit dem Klemm- bzw. Haltekreis 14 der Dioden 12 und 13 versehen ist, durch den Klemm- bzw. Haltekreis 14 die Spannung über beiden Klemmen des Resonanzkondensaters 6 auf der Spannungsquellenspannung E_B gehalten. Dies verhindert das Auftreten einer freien Oszillation, wodurch die Erzeugung des nutzlosen Impulses P_W verhindert ist. Demgemäß kann der Sekundärausgang durch Steuern der Schalter-EIN-Zeitdauer des MOSFET 11 frei verändert werden.

Tatsächlich jedoch wirkt die verteilte Kapazität des Zeilenrücklauftransformators 1 und der parasitären Kapazität des MOSFET 11 in derselben Weise wie der Resonanzkondensator 6. Wenn diese Kapazitäten groß sind, bewirkt deshalb die freie Oszillation aufgrund der Kapazitäten und der Induktanz der Spule eine entgegengesetzte Vorspannung, die im Pegel größer ist als die Hochspannungsquellenspannung E_B der Steuerspannungsquelle 3, so daß die Dämpferperiode wieder während der Abtastperiode erzeugt werden kann, wie dies in Fig. 14 dargestellt ist. Wenn diese zusätzliche Dämpfungsperiode mit der EIN-Zeitdauer des MOSFET 11 überlappt, kann der Sekundärausgang Hv während der Überlappungsperiode nicht gesteuert werden.

In diesem Falle ändert dann, wenn der MOSFET 11 zu einem Zeitpunkt, der dem Höchstbereich eines Impulses während der Abtastperiode entspricht, auf EIN geschaltet ist, der Strom I_o, der durch die Spule 2 fließt, seinen Pegel ebenso wie der Zeilen- bzw. Dämpferstrom, der äquivalent zu den Stromänderungen ist, wodurch der AUS-Zeitpunkt der Dämpfung geändert wird und einen Schwingungszustand bewirkt. Um mit diesem Phänomen fertig zu werden, ist es erforderlich, die parasitäre Kapazität und die verteilte Kapazität des Zeilenrücklauftransformators 1 so zu reduzieren, daß die Erzeugung eines Oszillationsstromes unterdrückt wird. Die verteilte Kapazität des Zeilenrücklauftransformators 1 hängt vom Aufbau des Transformators selbst ab. Bei diesem Ausführungsbeispiel ist deshalb die Diode 26 in Reihe mit dem MOSFET 11 verbunden, so daß die parasitäre bzw. Fremdkapazität des MOSFET 11 reduziert wird. Diese reduzierte Kapazität und die Klemmwirkung bzw. Haltewirkung des Klemm- bzw. Haltekreises 14 der Dioden 12 und 13 arbeiten zusammen, um zu ermöglichen, daß der Sekundärausgang H_V in im wesentlichen linearer Weise durch Steuern der Schalter-EIN-Zeitdauer des MOSFET 11, wie in Fig. 13 dargestellt ist, gesteuert werden kann.

Die Erfindung ist nicht auf die oben beschriebenen Ausführungsbeispiele beschränkt, sondern kann in verschiedenen Weisen ausgeführt werden. Bswp. können die Schaltkreise nach den Ausführungsbeispielen derart modifiziert werden, wie dies durch die gestrichelten Linien in Fig. 3 dargestellt ist, wobei ein Glättungskondensator 9 an der Hochspannungsklemmenseite der Sekundärspule 7 oder ein Beschleunigungskondensator 28 zum Verbessern des Ansprechenverhaltens auf die Stabilisierung des Hochspannungsausganges angeordnet. Da die Schaltkreise nach den Ausführungsbeispielen einen breiten Steuerungsbereich bei der Stabilisierung des Hochspannungsausganges besitzen und in der Ansprechcharakteristik ausgezeichnet sind, ist es im allgemeinen nicht notwendig, eine Drosselspule zum Verbessern der Regelung parallel zur Primärspule des Zeilenkipptransformators 1 anzuordnen. Selbstverständlich kann solch eine Drosselspule parallel zur Primärspule 2 angeordnet sein.

Bei den Ausführungsbeispielen ist, um eine hohe Ausgangsspannung zu erhalten, der Reihenkreis der Spannungsteilerwiderstände 15 und 16 mit einer Klemme der Sekundärspule 7 verbunden. Bei einem herkömmlichen Hochspannungserzeugung-Schaltkreis ist ein Widerstandschaltkreis zum Erhalten von Fokussier- und Schirmspannungen mit der Sekundärspulenseite verbunden und deshalb kann das Abgreifen der hohen Ausgangsspannung unter Verwendung des Widerstandsschaltkreises durchgeführt werden.

Bei den Ausführungsbeispielen ist die hohe Ausgangsspannung mit Hilfe einer Schaltersteuerung des MOSFET 11 stabilisiert. Alternativ dazu kann in derselben Weise wie bei einem herkömmlichen Schaltkreis die hohe Ausgangsspannung durch Steuern der Spannungsquellenspannung der Steuerspannungsquelle 3 entsprechend dem Spannungsabfall der hohen Ausgangsspannung gesteuert werden.

Bei den dargestellten Ausführungsbeispielen ist die Schaltervorrichtung durch den MOSFET 11 gebildet. Die Schaltervorrichtung kann auch durch eine Schaltervorrichtung anderer Art, wie bspw. eines bipolaren Transistors gebildet sein. Beim dritten Ausführungsbeispiel ist die Schaltervorrichtung, die parallel zur Diode 12 angeordnet ist, durch den Transistor 24 gebildet. Alternativ dazu kann diese Vorrichtung auch durch eine Schaltervorrichtung einer weiteren Art, wie bspw. eines MOSFET oder eines biopolaren Transistors gebildet sein.

Bei den dargestellten Ausführungsbeispielen ist der Klemm- und Haltekreis 14 durch die beiden Dioden 12 und 13 gebildet. Der Klemm- bzw. Haltekreis 14 kann eine andere Konfiguration aufweisen, soweit er die Spannung über den beiden Klemmen des Resonanzkondensators 6 auf der Spannungsquellenspannung der Steuerspannungsquelle während einer Zeitdauer vom Ende einer Dämpfungsperiode bis zur folgenden EIN-Zustandsperiode halten kann; er kann unter Verwendung anderer Schaltkreisbauteile als die Dioden 12 und 13 aufgebaut werden.

Fig. 15 zeigt einen Resonanzkreis gemäß einem sechsten Ausführungsbeispiel vorliegender Erfindung. In Fig. 15 sind eine Klemmdiode 112 und ein Transistor 114 statt der Dioden 12 und 13 als Klemm- bzw. Haltekreis 14 angeordnet. Die weitere Konfiguration des Schaltkreises ist, abgesehen von diesen Komponenten 112 und 114, dieselbe wie diejenige des ersten Ausführungsbeispieles nach Fig. 3. Deshalb wird die Beschreibung dieser oder entsprechender Bauteile und ihre Betriebsweise weggelassen.

Bei dem Schaltkreis nach Fig. 15 ist eine Klemme eines Resonanzkondensators 6 mit der Wicklungsendklemme der Primärspule 2 und die andere Klemme des Resonanzkondensators 6 mit der Anode der Klemmdiode 112 verbunden. Die Kathode der Klemmdiode 112 ist mit dem Knotenpunkt von Primärspule 2 und Steuerspannungsquelle 3 verbunden. Der Transistor 114 ist parallel zur Klemmdiode 112 angeordnet. Der MOSFET 11 wirkt als Schaltervorrichtung, während der Transistor 114 als ein Teil des Klemm- bzw. Haltekreises 14 wirkt. Ein Steuersignal, das im AUS-Zustand des Steuersignals ansteigt und während der Dämpfungsperiode, wie in Fig. 4(f) dargestellt, auf den AUS-Pegel abfällt, ist dem Transistor 114 zugeführt.

Bei diesem Schaltkreis fließt dann, wenn der MOSFET 11 auf AUS geschaltet ist, ein Strom von der Primärspule 2 zur Steuerspannungsquelle 3 entlang des Pfades, der durch den Resonanzkondensator 6 und die Klemmdiode 112 führt. Dies bewirkt, daß die LC-Reihenresonanz aus Induktivität der Primärspule 2 und Kapazität des Resonanzkondensators 6 beginnt, wodurch ein Rücklaufimpuls (Spannungsimpuls) erzeugt wird. Der Rücklaufimpuls besitzt einen Spitzenwert dann, wenn die gesamte elektromagnetische Energie, die in der Primärspule 2 angesammelt ist, in elektrostatische Energie des Resonanzkondensators 6 umgewandelt ist. Der Transistor 114 bleibt weiterhin im EIN-Zustand, nachdem der MOSFET 11 in den Zustand AUS geschaltet ist. Deshalb fließt, nachdem die gesamte in der Primärspule 2 akkumulierte elektromagnetische Energie auf den Resonanzkondensator 6 übertragen worden ist, ein Rückstrom von der Steuerspannungsquelle 3 längs des Pfades, der durch den Transistor 114, der Resonanzkondensator 6 und die Primärspule 2 (in dieser Folge) führt. Dann wird die elektrostatische Energie des Resonanzkondensators 6 allmählich in elektromagnetische Energie der Primärspule 2 zurückverwandelt.

Bei diesem Ausführungsbeispiel besitzt der Schaltkreis, der verhindert, daß der Spannungsimpuls P_W erzeugt wird, eine sehr einfache Schaltungskonfiguration bzw. Schaltungsaufbau, wobei nur die Klemmdiode 112 und der einzige Transistor 114 verwendet werden, d. h., er erfordert keine Schaltervorrichtung zum Blockieren des Stromflusses und keinen komplexen Schaltkreis zum Steuern der Schaltervorrichtung. Dies ermöglicht es, daß die Schaltkreiskonfiguration vereinfacht ist und daß die Kosten für den Schaltkreis erheblich reduziert sind.

Des weiteren ist die Klemmdiode 112 des Ausführungsbeispieles so angeordnet, daß die Spannung über beiden Klemmen des Resonanzkondensators 6 auf der Spannungsquellenspannung festgehalten ist, wodurch die Erzeugung des nutzlosen Spannungsimpulses P_W verhindert ist. Deshalb ist der Schaltkreis nach Fig. 15 frei von den o.g. Beschränkungen dahingehend, daß die EIN-Zeitdauer des MOSFET 11 die Dämpfungsperiode überlappen muß, wie dies durch die gestrichelte Linie in Fig. 2(c) angedeutet ist. Dies ermöglicht es, daß die Impulsbreite des Steuersignals zum Schalten des MOSFET 11 maximal bis zur Breite des horizontalen Steuersignals ausgedehnt werden kann, so daß die Spannung in einem sehr weiten Bereich gesteuert werden kann.

Beim Ausführungsbeispiel kann, da der Transistor 114, der im EIN-Zustand während des Zeitraumes vom AUS-Betrieb des MOSFET 11 bis zur Dämpfungsperiode ist, parallel zur Klemmdiode 112 angeordnet ist, der erzeugte Rücklaufimpuls eine ideale Wellenform besitzt, die symmetrisch ist. In dem Falle, in dem der Transistor 114 nicht vorgesehen ist, treten nämlich die folgende Phänomene auf. Wenn der Rücklaufimpuls erzeugt werden soll, ist der MOSFET 11 auf AUS geschaltet, so daß die elektromagnetische Energie der Primärspule 2 in elektrostatische Energie des Resonanzkondensators 6 umgewandelt ist. Wenn die elektrostatische Energie des Resonanzkondensators 6 dann in elektromagnetische Energie der Primärspule 2 zurückverwandelt werden soll, ist die Durchlaßrichtung der Klemmdiode 112 der Richtung der inversen bzw. Rück- Umwandlung entgegengesetzt. Deshalb fließt von der Steuerspannungsquelle 3 kein Strom, wodurch eine stufenartige Pegeldifferenz, die der Hochspannungsquellenspannung ED der Steuerspannungsquelle 3 entspricht, zwischen dem Spitzenwert der linken Hälfte der Wellenform und dem der rechten Hälfte der Wellenform gebildet ist. Diese Pegeldifferenz bewirkt, daß die Hochspannungsregelungsmerkmale des Zeilenrücklauftransformators 1 beeinträchtigt sind.

Im Gegensatz dazu fließt beim Ausführungsbeispiel, da der Transistor 114 während des Zeitraumes der Erzeugung des Rücklaufimpulses auf EIN ist, ein Strom von der Steuerspannungsquelle 3 auch dann, wenn die elektrostatische Energie des Resonanzkondensators 6 dann in elektromagnetische Energie der Primärspule 2 zurückverwandelt wird. Demgemäß wird der Spitzenwert der linken Hälfte der Wellenform gleich dem der rechten Hälfte der Wellenform, so daß ein idealer Rücklaufimpuls erhalten wird, der keine stufenartige Pegeldifferenz aufweist und der in seiner Wellenform, wie in Fig. 8(b) gezeigt, symmetrisch ist, wodurch die Hochspannungsregelmerkmale des Zeilenrücklauftransformators 1 nicht beeinträchtigt sind.

Fig. 16 zeigt einen Resonanzkreis gemäß einem siebten Ausführungsbeispiel vorliegender Erfindung. Bei diesem Ausführungsbeispiel ist eine Reihenschaltung aus einem Ablenkjoch D_Y und einem S-förmigen Korrekturkondensator C_S parallel zum Resonanzkondensator 6 angeordnet, um eine Schaltkreiskonfiguration zu verwirklichen, in welcher sowohl die Hochspannungserzeugung als auch die Ablenksteuerung durchgeführt werden. Ein Impulsbreitenbegrenzer 23 ist zwischen dem Komparator 20 und dem Treiber- bzw. Steuerkreis 22 angeordnet. Die weitere Konfiguration dieses Ausführungsbeispieles ist dieselbe wie diejenige des sechsten Ausführungsbeispieles nach Fig. 15, und der durch das Vorsehen des Impulsbreitenbegrenzers 23 erhaltene Vorteil ist derselbe wie der des in Fig. 5 gezeigten zweiten Ausführungsbeispieles.

Wie bei einem alternativen Schaltkreis für die Multiscan- Steuerung der Fig. 17 gezeigt, kann der Resonanzkondensator 6 aus einer Reihenschaltung der Kondensatoren 6a und 6b zusammengesetzt sein und die Resonanzkapazität kann über einen Schalter 19 in Abhängigkeit von der niederfrequenten Ansteuerung oder der hochfrequenten Ansteuerung, wie beim Schaltkreis der Fig. 6 dargestellt, verändert werden.

Im Betrieb des Schaltkreises des sechsten und/oder siebten Ausführungsbeispieles kann, um die Schaltkreischarakteristika zur Perfektion bringen zu können, das Oszillatorrauschen im Zeitraum von t₃ bis t₄ gemäß Fig. 11 dadurch eliminiert werden, daß die parasitäre Kapazität des MOSFET 11 wesentlich reduziert wird. Dies kann dadurch verwirklicht werden, daß der Schaltkreis in einer Weise modifiziert wird, wie dies in Fig. 12(a) gezeigt ist, dahingehend, daß ein sättigbarer Kern 25 an einer adäquaten Stelle, bspw. dem Gatter des MOSFET 11 angeordnet ist, oder daß, wie in den Fig. 18(a) oder 18(b) dargestellt ist, eine Diode 26 in Reihe mit der Source-Elektrode des MOSFET 11 verbunden ist, wie wenn die inneren Kapazitäten des MOSFET 11 und der Diode 26 miteinander in Reihe verbunden sind. Alternativ kann das oszillatorische Rauschen dadurch eliminiert werden, daß ein Dämpfungsschaltkreis 27 vorgesehen ist, wie dies in Fig. 18(c) gezeigt ist.

Beim sechsten und siebten Ausführungsbeispiel ist die erste Schaltervorrichtung durch den MOSFET 11 gebildet. Die erste Schaltervorrichtung kann durch eine Schaltervorrichtung anderer Art, wie bspw. eines bipolaren Transistors gebildet bzw. aufgebaut sein. Obwohl der Transistor 114 als ein Teil des Klemm- bzw. Haltekreises 14 verwendet ist, kann er durch eine Schaltervorrichtung einer anderen Art, wie bspw. eines MOSFET oder eines bipolaren Transistors gebildet sein.

Bei der obigen Beschreibung sind alle Ausführungsbeispiele auf einen Hochspannungsresonanzschaltkreis zum Erzeugen einer Hochspannung gerichtet. Der Schaltkreis gemäß vorliegender Erfindung kann jedoch auch als Resonanzkreis zum Erzeugen einer niedrigen Spannung verwendet werden.

Gemäß einem Aspekt vorliegender Erfindung kann die Steuerung des Spitzenwertes eines auf der Primärseite erzeugten Spannungsimpulses, nämlich die Stabilisierungssteuerung der Sekundärspannung durch Steuern der EIN-Zeitdauer nur einer Schaltervorrichtung durchgeführt werden. Wenn der Schaltkreis gemäß vorliegender Erfindung als Energieschaltkreis zum Erzeugen einer Hochspannung verwendet wird, kann deshalb die Anzahl der Bauteile des Hochspannungsstabilisierungskreises reduziert werden und die Schaltkreiskonfiguration kann extrem vereinfacht werden. Darüberhinaus kann ein nutzloser Spannungsimpuls, der während des Zeitraumes vom Ende der Dämpfungsperiode zur nächsten EIN-Schaltung der Schaltervorrichtung möglicherweise erzeugt würde, an der Entstehung dadurch gehindert werden, daß der Klemm- bzw. Haltekreis vorgesehen ist, der einfach im Aufbau ist. Deshalb sind separate Schaltervorrichtungen zum Blockieren solch eines nutzlosen Spannungsimpulses und eine komplexe Steuerschaltung zum Ansteuern dieser Schaltervorrichtung nicht notwendig, wodurch die Anzahl der Teile so reduziert werden kann, daß die Schaltkreiskonfiguration vereinfacht ist, und die Kosten des Schaltkreises in weitem Maße reduziert werden können.

Ferner ist der Schaltkreis gemäß vorliegender Erfindung ein Resonanzkreis, bei dem die Lade- und Entladevorgänge jeweils in einem Ablenkzyklus durchgeführt werden und deshalb besitzt der Schaltkreis ein ausgezeichnetes Ansprechverhalten auf die Stabilisierung der hohen Ausgangsspannung.

Da der Schaltkreis gemäß vorliegender Erfindung eine Konfiguration bzw. einen Aufbau besitzt, in welchem die Erzeugung eines nutzlosen Spannungsimpulses durch den Klemm- bzw. Haltekreis verhindert ist, ist der Schaltkreis frei von Einschränkungen dahingehend, daß die EIN-Zeitdauer der Schaltervorrichtung mit der Dämpfungsperiode überlappen muß. Dementsprechend kann die Breite des EIN-Impulses für die Schaltervorrichtung in einem Rahmen von Null bis zum Ende der Dämpfungsperiode erweitert werden, so daß der Spannungssteuerbereich verglichen mit dem des Standes der Technik beträchtlich erweitert werden kann. Dies macht den Schaltkreis gemäß vorliegender Erfindung auch für eine Multiscan-Steuerung für eine Hochspannungsenergiequelle geeignet.

Des weiteren ist gemäß einem anderen Aspekt vorliegender Erfindung dann, wenn der Schaltkreis gemäß vorliegender Erfindung als Energieschaltkreis zum Erzeugen einer Hochspannung verwendet wird, verhindert, daß ein nutzloser Spannungsimpuls, der während des Zeitraumes vom Ende der Dämpfungsperiode bis zum nächsten EIN-Zustand der Schaltervorrichtung erzeugt werden würde, erzeugt wird, und zwar nur durch Vorsehen des Parallelkreises von Klemmdiode und Schaltervorrichtung als Klemmschaltkreis. Des weiteren ist der Schalter im Klemmschaltkreis so gesteuert, daß er während der AUS-Zeitdauer der Schaltervorrichtung auf EIN geschaltet und während der Dämpfungsperiode auf AUS geschaltet ist. Deshalb kann der Steuerkreis einfach aufgebaut werden und ein komplexer Steuerschaltkreis, wie er beim Stand der Technik verwendet ist, ist nicht notwendig, wodurch die Anzahl der Bauteile und die Kosten für den Schaltkreis weitestgehend reduziert werden können.

Während der Zeitdauer vom Ende der Dämpfungsperiode zum nächsten EIN-Zustand der Schaltervorrichtung verhindert der Haltevorgang der Kombination aus Klemmdiode und Schalter, daß ein zirkulierender Strom im Schaltkreis fließt. Deshalb sind keine Schaltkreisverluste aufgrund solch eines zirkulierenden Stromes vorhanden, wodurch die Effizienz der Ansteuerung des Schaltkreise verbessert ist.

Beim Schaltkreis gemäß vorliegender Erfindung wird durch einen Aufbau, in welchem die Klemmdiode verwendet ist, um die Spannung über beiden Klemmen des Resonanzkondensators auf der Spannungsquellenspannung zu halten, verhindert, daß der o.g. nutzlose Spannungsimpuls erzeugt wird. Demgemäß ist der Schaltkreis frei von Einschränkungen dahingehend, daß die EIN-Zeitdauer der Schaltervorrichtung mit der Dämpfungsperiode überlappen muß. Deshalb kann die Breite des EIN-Impulses für die Schaltervorrichtung derart ausgeweitet werden, daß sie gleich der Impulsbreite des horizontalen Steuersignals ist, so daß der Spannungssteuerbereich, verglichen mit dem des Standes der Technik, beträchtlich vergrößert werden kann. Auf diese Weise ist der Schaltkreis gemäß vorliegender Erfindung für eine Hochspannungsenergiequelle für einen Multiscan-Betrieb in höchstem Maße geeignet.

Claims (23)

1. Resonanzkreis, mit einem Transformator (1) mit einer Primärspule (2) und einer Sekundärspule (7), mit einer Steuerspannungsquelle (3), die mit der Primärspule (2) des Transformators (1) verbunden ist, mit einer Schaltervorrichtung zum Durchführen einer EIN/AUS- Steuerung eines durch die Primärspule (2) fließenden Stromes, mit einem Resonanzkondensator (16), der mit der Primärspule (2) zum Erzeugen einer Reihenresonanz zusammenwirkt und einen Spannungsimpuls erzeugt, wenn die Schaltervorrichtung (4, 11) in einer AUS-Periode ist, gekennzeichnet durch eine mit der Sekundärspule (7) des Transformators (1) verbundene Vorrichtung (15, 16) zum Abgreifen eines Spannungsausgangs der Sekundärspule (7), eine Steuervorrichtung (17, 18, 20, 21) zum Steuern einer EIN-Zeitdauer der Schaltervorrichtung (4, 11) auf der Grundlage der von der Vorrichtung (15, 16) abgegriffenen Spannung und zum Steuern eines Spitzenwertes des Spannungsimpulses, und einer Klemmschaltung (14) zum Halten einer Spannung über beiden Klemmen des Resonanzkondensators (6) auf einer Spannung der Steuerspannungsquelle während eines Zeitraumes vom einen Ende einer Dämpfungsperiode zu einem Anfang der EIN-Zeitdauer der Schaltervorrichtung (4, 11).

2. Resonanzkreis nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine Dämpfungsdiode (5) vorgesehen ist, die einen Rückstrom ermöglicht, der während der Dämpfungsperiode durch die Primärspule (2) fließt.

3. Resonanzkreis nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltervorrichtung (4, 11) als eine Dämpfungsdiode wirkt, die einen Rückstrom ermöglicht, der während der Dämpfungsperiode durch die Primärspule (2) fließt.

4. Resonanzkreis nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Klemmschaltung (14) eine erste Diode (12), deren Kathode mit dem Resonanzkondensator (6) verbunden und deren Anode geerdet ist, und eine zweite Diode (13) aufweist, deren Anode mit einem Knotenpunkt zwischen der ersten Diode (12) und dem Resonanzkondensator (6) und deren Kathode mit einem Knotenpunkt zwischen der Steuerspannungsquelle (3) und der Primärspule (2) verbunden ist.

5. Resonanzkreis nach mindestens einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß sie einen Impulsbreitenbegrenzer (23) aufweist, der den Spitzenwert des Spannungsimpulses begrenzt.

6. Resonanzkreis nach mindestens einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Resonanzkondensator (6) eine Reihenschaltung aus einem ersten und einem zweiten Kondensator (6a, 6b) aufweist und daß ein Schalter (19) parallel zum zweiten Kondensator (6b) zum Ändern der Resonanzkapazität des Resonanzkondensators (6) angeordnet ist.

7. Resonanzkreis nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Schalter (19) für den Resonanzkondensator (6) einen Transistor aufweist.

8. Resonanzkreis nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß ein Schalter (19) parallel zur ersten Diode (12) der Klemmschaltung (14) angeordnet und während einer Zeitdauer, zu der der Spannungsimpuls erzeugt ist, eingeschaltet ist.

9. Resonanzkreis nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Schalter (24) einen Transistor aufweist.

10. Resonanzkreis nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Schalter (24) einen MOSFET aufweist.

11. Resonanzkreis nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß der Schalter (24) einen bipolaren Transistor aufweist.

12. Resonanzkreis nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß ein Dämpfungskreis (27) parallel zur ersten Diode (12) des Klemmkreises (14) angeordnet ist.

13. Resonanzkreis nach mindestens einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltervorrichtung (4, 11) einen MOSFET (11) aufweist.

14. Resonanzkreis nach einem der Ansprüche 1 bis 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Schaltervorrichtung (4, 11) einen bipolaren Transistor aufweist.

15. Resonanzkreis nach einem der Ansprüche 1 und 13, dadurch gekennzeichnet, daß eine Diode (26) in Reihe mit dem MOSFET (11) angeordnet ist.

16. Resonanzkreis nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß die Diode (26) mit einer Source-Elektrode des MOSFET verbunden ist.

17. Resonanzkreis nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, daß die Diode (26) mit einer Drain-Elektrode des MOSFET (11) verbunden ist.

18. Resonanzkreis nach den Ansprüche 1 und 13, dadurch gekennzeichnet, daß ein sättigbarer Kern (25) mit einem Gatter des MOSFET (11) verbunden ist.

19. Resonanzkreis nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Klemmschaltkreis (14) eine Klemmdiode (112) aufweist, deren Anode mit dem Resonanzkondensator (6) verbunden und deren Kathode mit einem Knotenpunkt zwischen der Primärspule (2) und der Steuerspannungsquelle (3) verbunden ist, und daß ein Schalter (114) parallel zur Klemmdiode (112 angeordnet ist.

20. Resonanzkreis nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß ein Dämpfungskreis (27) vorgesehen ist, der mit einem Knotenpunkt zwischen der Anode der Klemmdiode (112) und dem Schalter (114) des Klemmschaltkreises (14) verbunden ist.

21. Resonanzkreis nach Anspruch 19 oder 20, dadurch gekennzeichnet, daß der Schalter (114) einen Transistor aufweist.

22. Resonanzkreis nach Anspruch 19 oder 20, dadurch gekennzeichnet, daß der Schalter (114) einen MOSFET aufweist.

23. Resonanzkreis nach Anspruch 19 oder 20, dadurch gekennzeichnet, daß der Schalter (114) einen bipolaren Transistor aufweist.