DE4025026A1

DE4025026A1 - Verfahren zur codierung von information

Info

Publication number: DE4025026A1
Application number: DE4025026A
Authority: DE
Inventors: Josef Dipl Ing Dirr
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1989-12-07
Filing date: 1990-08-07
Publication date: 1991-06-13
Anticipated expiration: 2010-08-08
Also published as: DE4025026C2

Description

Verfahren zur Codierung von Information

Die vorliegende Erfindung befaßt sich mit einem Verfahren zur Codierung von Information. U. a. zeigt sie auf, wie man eine digitale und/oder analoge Codierung von Information eines, zweier oder mehrerer Kanäle und/oder eine Frequenz- oder Bandbreitenreduzierung und/oder eine Erhöhung der Übertragungssicherheit erreicht.

Für die Übertragung von Information mehrerer Kanäle über einen Weg sind bisher frequenz- und zeitmultiplexe Verfahren wie z. B. die Trägerfrequenztechnik und die Pulscodemodulation bekannt. Ein Nachteil dieser Verfahren ist, daß sie große Bandbreiten und einen großen Aufwand benötigen.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, die Information eines, zweier oder mehrerer Kanäle mit weniger Bandbreite zu übertragen und die Information zweier oder mehrerer Kanäle über einen Kanal mit weniger Bandbreite als für die Summe der Einzelkanäle erforderlich wäre, zu übertragen. Dies erfolgt in der Weise, indem die synchron bzw. quasisynchron angeordneten Codeelemente der verschiedenen Kanäle parallel geordnet werden und alle zusammen zu einem Codewort vereinigt und übertragen werden. Außerdem soll noch die Übertragungssicherheit erhöht werden. Dies erfolgt in der Weise, indem z. B. die PAM-Impulse in PDM, PPM und PFM-Impulse in sinsusförmige Halbperioden bzw. Periodenimpulse bzw. Codeelemente umgewandelt werden, die in einer ununterbrochenen Folge von positiven und negativen Halbperioden gesendet werden. Die Halbperiodendauer bzw. Periodendauer ist dabei ein Maß für die PDM-PPM und PFM-Impulse.

Die Erfindung kann z. B. angewendet werden zum Zusammenfassen von Telex, Teletex, Telefax, digitalen Fernsprech-Datenkanälen. Auch bei Gemeinschaftsanschlüssen und Wählsternschaltern kann die Erfindung vorteilhaft eingesetzt werden.

Weiterhin zeigt die Erfindung Möglichkeiten von vorteilhaften Codierungen neuer Fernsehtechniken zur Verbesserung von C-MAC, D-MAC, D2-MAC usw. Weiterhin kann sie auch eingesetzt werden bei der Weiterentwicklung des HDTV-Verfahrens. Alle diese neuen Fernsehverfahren sind durch einen Bandbreitenmangel in ihren Möglichkeiten sehr eingeengt.

Weiterhin offenbart die Erfindung eine vorteilhafte Phasencodierung des Farbtones beim Fernsehen. Dabei wird nicht die Phasenverschiebung, die im Summenwechselstrom codiert ist und die ein Maß für den Farbton ist, übertragen, sondern die Phasenverschiebung der Abtastwerte, die in der Folge in die Periodendauer des Codierwechselstromes übertragen wird, wobei die Amplitude den Sättigungsvektor codiert.

Außerdem zeigt die Erfindung Anwendungen für den Duplexverkehr mit einem Wechselstrom einer Frequenz auf. Dieser beruht auf dem Prinzip der Addition zweier um 90 Grad phasenverschobener Wechselströme, bei denen die Amplituden der Halbwellen die Information darstellen und die sich dann im Gegenverkehr nicht aufheben. Außerdem sind Anwendungen für die doppelte Quadraturamplitudenmodulation aufgezeigt, bei der die 4 Codierwechselströme zweimal summiert werden und die eine Phasenlage von 0,90, 90, 180 Grad aufweisen und bei der 2. Summierung eine Phasenlage von 45 und 135 Grad einnehmen.

Als Stand der Technik gelten auch meine Patente und Offenlegungsschriften: Patente US. 4.794.621, 4.675.721, 4.731.798, Kanada 12 14 277, europäische Offenlegungsschriften 01 10 427, 01 97 529, 02 39 959, 02 84 019, deutsche Offenlegungen DE 36 29 706.2, 35 14 664.8, 37 19 670.7, 38 02 088.2, 38 05 263.6.

Nachstehend wird die Erfindung an Hand von Zeichnungen näher erläutert. Diese stellen dar:

Fig. 1 Prinzip einer codemultiplexen Anordnung

Fig. 2 Bisherige Erzeugung von Phasensprüngen z. B. bei der 4 PSK

Fig. 3 bis 8 und 83 Erzeugung von Phasensprüngen

Fig. 9 Erzeugung von Amplitudenstufen

Fig. 10, 11 und 13 Darstellung einer doppelten QAM und Vektordiagramm einer höherwertigen Codierung

Fig. 14 Vektordiagramm einer doppelten QAM

Fig. 16, 91 Anordnung der Codierpunkte bei einer mehrwertigen Codierung mittels Amplitudengrößen und Phasenlage

Fig. 15 Übersicht für die Erzeugung von Phasen- und Amplitudenstufen

Fig. 17 Erzeugung von Phasensprüngen

Fig. 18, 19, 20, 21, 24, 28, 79, 88, 89, 90 Codemultiplexe Beispiele

Fig. 22, 23 Übersicht eines Fernsehsenders und Empfängers

Fig. 25, 26, 27 Duplexverkehr über Leitungen und Funk mit nur einem Wechselstrom mit Phasennachstellung

Fig. 29 Kompensierung von Überlappungen

Fig. 30, 31, 32 Erzeugung und Umsetzung von PDM-Impulsen in Halbperiodenimpulse

Fig. 33 bis 38 Erzeugung und Umsetzung von PDM-Impulsen in einen Wechselstrom

Fig. 39 bis 44 Codierungen gemäß der Erfindung für das Fernsehen

Fig. 45, 46, 62, 63 Doppelbinäre und Doppelduobinäre Anordnung von Codeelementen

Fig. 47, 48, 49 Schaltungsübersichten für das Fernsehen

Fig. 50 bis 55 Codierungen von Farbfernsehsignalen

Fig. 56, 57, 58 Mehrfachausnützung von Übertragungswegen PDM- codierter Signale

Fig. 59, 60 Auswertung von phasenmodulierten Signalen

Fig. 64 Schaubild über Abhängigkeit der frequenzmodulierten Schwingung von der Amplitude und Frequenz der Modulationsschwingung

Fig. 65 Codierungsplan für das Farbfernsehen

Fig. 66, 84, 85, 86 schmalbandiger Code

Fig. 67 Schema für eine Fernsehphasencodierung

Fig. 68, 69, 87 Eine Phasencodierung für Farbfernsehsignale

Fig. 70, 71 Serielle Anordnung von Fernsehsignalen

Fig. 72 Prinzipanordnung für die Übertragung von Fernsehsignalen, phasencodiert.

Fig. 73, 74 Pulsdauermodulationsschaltung

Fig. 75, 76 Prinzip der Mehrfachübertragung pulsdauermodulierter Signale über einen Stromweg

Fig. 77, 78 Digitalcodierung von Farbfernsehsignalen und Schaltung für die Übertragung

Fig. 80, 81 Halbperiodendauern für Phasencodierungen

Fig. 82 Schaltbild für die Unterbringung eines Informationskanales zwischen 2 Fernsehkanälen

Fig. 92-110 Codierung mehrerer Zeilen bzw. Kanäle

Eine einfache Art Phasensprünge zu realisieren ist in den Fig. 3, 4 ,5, 6, 7 beschrieben. Zuerst wird an Hand der Fig. 3 dies näher erläutert. Auf der Sendeseite S werden Rechteckimpulse mit einer Frequenz von 1 MHz angeschaltet. Wird, wie in der Fig. 3c dargestellt, in den Übertragungsweg ein Tiefpaß TP 5,5 MHz eingeschaltet, erhält man beim Empfänger E beinahe noch einen Rechteckimpuls. Wird, wie in der Fig. 3b eingezeichnet, ein Tiefpaß TP von 3,5 MHz eingeschaltet, ist die senkrechte Flankensteilheit nicht mehr vorhanden, wird dagegen wie in der Fig. 3a dargestellt, der Tiefpaß auf 1,5 MHz reduziert, so erhält man beim Empfänger E einen sinusähnlichen Wechselstrom mit der Periodendauer der Rechteckperiode. Da sich also die Periodendauer gegenüber dem Rechteckimpuls nicht ändert, kann man durch Veränderung der Periodendauern der Rechteckimpulse auch die Phasen bzw. Frequenz des in der Fig. 3a dargestellten sinusförmigen Wechselstromes ändern. Da eine solche Änderung immer beim Nulldurchgang erfolgt, erfolgt eine kontinuierliche Änderung und werden kaum Oberwellen erzeugt, d. h. die Übertragung ist schmalbandiger als bei den bisher üblichen Phasentastungen. In der Empfangsstelle kann dann auch die Änderung der Periodendauer als Maß für den Phasensprung vorgesehen werden. Eine solche Auswerteschaltung wird noch später beschrieben.

In der Fig. 4 sind Rechteckimpulse mit verschiedenen Periodendauern T=f, T=f1 und T=f2 dargestellt. Nach einer analogen Anordnung nach der Fig. 3a würde man auf der Empfangsseite einen sinusförmigen Wechselstrom mit den Periodendauern T=1/f, T=1/f1, T=1/f2 erhalten. Da bei Phasensprüngen sich die Frequenz des Wechselstromes verkleinert oder vergrößert, entspricht die Frequenzänderung einem Phasensprung. Aus der Fig. 2, die eine Phasentastung herkömmlicher Art darstellt, geht dies deutlich hervor. Man sieht in dieser, daß bei jeder Phasenänderung eine Frequenzänderung erfolgt, jedoch nicht in kontinuierlicher Weise. Daher ist es auch schwer, aus der Periodendauer auf der Empfangsseite die Größe des Phasensprungs zu ermitteln. Um die Frequenzänderungen und damit auch das Frequenzband klein zu halten, kann man jeden Phasensprung in Stufen zerlegen. In der Fig. 5 ist schematisch dies aufgezeichnet. In dieser ist T/2 die Halbperiodendauer eines Impulses und entspricht 180°. Dieser Winkel wird in 36 Stufen zu je 5 Grad eingeteilt. Soll ein Phasensprung von 40 Grad zustandekommen, so wird die Halbperiode T/2 4mal um 5 Grad gekürzt und natürlich die andere Halbperiode ebenfalls. Die Halbperiodendauer gegenüber dem Bezugsimpuls ist dann T1/2. Nach dem Phasensprung kann man entweder diese Frequenz belassen, oder aber wieder auf die Frequenz T/2 umschalten, indem man einen Phasensprung von 5 Grad in entgegengesetzter Richtung vorsieht. Gegenüber der Bezugsphase wäre dann immer noch eine Phasenverschiebung von 30 Grad vorhanden. In der Fig. 6 sind zeitlich 4mal die Perioden der Bezugsphase und 4mal die Perioden der um 2×5 Grad gekürzten Perioden eingezeichnet. Bei Vergleich nach der 4. Periode ist der Unterschied von 40 Grad gegenüber der Bezugsphase ersichtlich. In der Fig. 7 ist eine Schaltung einer Ausführungsform der Erfindung dargestellt. Es wird angenommen, die Periodendauer in 72 Stufen zu unterteilen und zwar mit Phasenursprungstufen von 5 Grad. Jeder Stufe sollen 10 Meßimpulse zugeordnet werden, so sind für die Periodendauer 72×10=720 Meßimpulse und für die Halbperiodendauer 360 Meßimpulse erforderlich. Auf der Sendeseite brauchen immer nur die Halbperioden codiert werden. Die 2. Halbperiode wird dann jeweils über den Codierer Cod gesteuert. Werden Phasensprungstufen von 5 Grad vorgesehen, so sind für die Halbperiode, wenn die Änderung voreilend sein soll, 350 und bei einer nacheilenden Phasenänderung 370 Meßimpulse erforderlich. Das Zählglied Z in der Fig. 7 muß also mindestens 370 Ausgänge haben. Die Meßimpulsfrequenz hängt also von der Codierfrequenz ab. Im Beispiel der Fig. 7 wird im Oszillator Osc der Steuerwechselstrom für die Meßimpulse erzeugt. Man kann damit unmittelbar über das Gatter G1 das Zählglied steuern, oder aber auch Pulse mittels eines Schmitt-Triggers oder einer anderen Schaltung erzeugen und mit diesen Pulsen dann das Zählglied Z schalten. Man kann auch durch Veränderung der Oszillatorfrequenz die Impulsdauer ändern. Angenommen wird der Ausgang Z2 am Zählglied Z markiert 370 Meßimpulse, also die nacheilende Phasenverschiebung, dann wird vom Codierer Cod über g2 ein solches Potential an den einen Eingang des Gatters G2 gelegt, daß dann beim Erreichen des Zählgliedes Ausgang Z2, über das dann z. B. dasselbe Potential an den anderen Eingang von G2 gelegt wird, daß sich das Potential am Ausgang von G2 ändert, z. B. von h auf l. Im elektronischen Relais ER hat dies zur Folge, daß Pluspotential + an den Ausgang J gelegt wird. Über die Verbindung A ist der Codierer Cod mit dem elektronischen Relais ER verbunden. Beim nächsten Überlauf des Zählgliedes Z bis Z2 wird über die Verbindung A ER so gesteuert, daß an den Ausgang J minus Potential - angelegt wird. Am Ausgang von ER können also bipolare Rechteckimpulse abgenommen werden. Man könnte genau so unipolare Rechteckimpulse erzeugen. Dieser Vorgang wiederholt sich, solange vom Codierer Cod Potential an G2 angelegt wird. Sind z. B. 5 Phasenstufen für einen Phasensprung vorgesehen, so wird das Zählglied Z 10mal bis Z2 geschaltet. Beim Ausgang Z2 erfolgt die Rückschaltung des Zählgliedes über das Gatter G4,R. Es können also durch eine verschieden große Zahl von Ausgängen am Zählglied Z und/oder durch Veränderung der Oszillatorfrequenz die Impulsdauer, die Stufenzahl und die Größe der Stufen eingestellt werden. Die Steuerung dieser Varianten erfolgt über den Codierer Cod. Über fA kann eine Umschaltung der Oszillatorfrequenz, über die Anschlüsse g2, g3, . . . der Stufenzahl und ggf. der Phasenwinkeländerung und der Stufengröße und über A die Amplituden der Rechteckimpulse J erfolgen. Im Beispiel sind 2 Größen +/(A)+,-/(A)- vorgesehen. Die Rechteckimpulse J werden dann an einen Tiefpaß analog der Fig. 3 geschaltet und über einen Übertrager Ü z. B. auf den Übertragungsweg ggf. unter Zwischenschaltung eines Filters Fi, gegeben.

Am Gatter G1 muß über B noch Beginnpotential angelegt werden, damit die Oszillatorpulse zur Wirkung kommen. Mit dieser Anordnung sind also folgende Codierungen möglich: eine voreilende, eine nacheilende, keine Phasenverschiebung. Diese können dabei auch stufenweise erfolgen. Die Phasendifferenz oder die Bezugsphase kann verwendet werden. Zusätzlich kann eine Amplitudencodierung ggf. stufenweise vorgesehen werden. Eine weitere Möglichkeit besteht darin, die Codierung beim positiven oder negativen Impuls bzw. Halbwelle vorzunehmen. Auch die Zahl der Rechteckimpulse ist ein weiteres Codemittel. Man kann auch eine Harmonische der Rechteckimpulse aussieben. Erfolgt dies z. B. bei der 3. Harmonischen, so sind 3 Perioden in einem plus/minus-Impuls enthalten. In diesen 3 Periodendauern sind dann auch, wenn die Impulsdauer verändert wird, die Phasenverschiebungen enthalten.

In den verschiedensten Schaltungen, wie z. B. bei der Quadraturamplitudenmodulation (QAM) werden um 90 Grad gegeneinander phasenverschobene Wechselströme benötigt. In der Fig. 8 ist ein Schaltungsprinzip zur Erzeugung solcher phasenverschobener Wechselströme gleicher Frequenz dargestellt. Analog der Fig. 7 wird das Zählglied Z durch einen Wechselstrom, der im Oszillator Osz erzeugt wird und über das Gatter G, an dessen anderen Eingang ein Beginnpotential B liegt, geführt wird, gesteuert. Im Beispiel sollen 4 Rechteckimpulse erzeugt werden, die gegeneinander um 90 Grad phasenverschoben sind. Hat das Zählglied Z 100 Ausgänge, so sind beim 25., 50., 75. und 100. Ausgang elektronische Relais ER1 bis ER4 analog dem ER- Relais in der Fig. 7 anzuschalten. Mit diesen elektronischen Relais werden dann wie bereits in der Fig. 7 beschrieben, Rechteckimpulse erzeugt. Hier sind in den ER-Relais noch Mittel, die bei bipolaren Rechteckimpulsen immer eine Potentialumkehr vornehmen und bei unipolaren Rechteckimpulsen das Potential während eines Durchlaufs wegnehmen. Die Rechteckimpulse werden dann, in der Fig. 7 mit J bezeichnet, über die Filter F1 bis F4 gesendet. Der dann entstehende Wechselstrom hat jeweils 90 Grad Phasenverschiebung gegenüber dem vom nächsten Ausgang erzeugten. An Stelle von phasenverschobenen Wechselströmen kann man durch die Ausgänge auch um 90 Grad phasenverschobene Abnahmen von z. B. PAM-Proben steuern. Am elektronischen Relais ER1 ist noch ein Filter Fi0 angeordnet, das z. B. nur die 3. Oberwelle des Rechteckimpulses durchläßt, sodaß man hier die 3-fache Frequenz der Rechteckimpulse erhält. Die Phasenverschiebung wird dann auf die 3. Oberwelle übertragen.

Mit der Fig. 7 kann man gleichzeitig auch verschiedene Amplitudenstufen erzeugen. In der Schaltung sind nur 2 gekennzeichnet. In der Fig. 9 ist eine weitere Möglichkeit, verschiedene Amplitudenstufen zu erzeugen. Der z. B. in der Fig. 7 erzeugte Wechselstrom wird einem Begrenzer zugeführt, in dem die Steuerimpulse erzeugt werden. Über den Anschluß Code werden die Kennzustände zugeführt, die eine Umschaltung auf die durch den Code bestimmten Amplitudengröße vornehmen und zwar im Codierer Cod. Die Umschaltung auf eine andere Amplitudengröße erfolgt immer beim Nulldurchgang. Die Größe der Amplituden wird durch die Widerstände R1 bis R4, die in Wechselstromkreisen angeordnet sind, bestimmt. Elektronische Relais I bis IVes, die durch den Codierer Cod gesteuert werden, schalten die verschiedenen Widerstände in den Wechselstromkreisen ein. Am Ausgang A erhält man dann 4 verschieden große Amplituden.

Es ist auch bekannt, eine Information durch die Halbwellen bzw. Perioden eines Wechselstromes zu codieren, bei einem Binärcode sind dann die Kennzustände großer und kleiner Amplitudenwert. Werden 2 solcher Codierwechselströme gleicher Frequenz um 90 Grad phasenverschoben und addiert, so können diese mit einem Wechselstrom gleicher Frequenz übertragen werden. In der Fig. 10a, b sind die Kanäle K1 und K2, die durch die Perioden als Codeelemente codiert werden, mit den Kennzuständen großer Amplitudenwert=1 und kleiner Amplitudenwert=0. Wird einer gegen den anderen um 90 Grad phasenverschoben, so können sie addiert werden. In der Fig. 11 ist ihr Vektordiagramm dargestellt. Der Kanal K1 hat den Vektor K1 (u) und der Kanal K2 den Vektor k2 (v). Die beiden Kennzustände der beiden Wechselströme sind mit u1/uo und v1/vo bezeichnet. Werden nun beide addiert, so erhält man die 4 Summenvektoren I, IV und II, III. Man sieht, daß die Vektoren II und III nicht mehr auf der 45 Grad Linie liegen. Die Auswertung ist dadurch etwas schwieriger. Für die Auswertung der Binärsignale genügen 4 Möglichkeiten, die man alle auf die 45 Grad Linie legen kann, in der Fig. 11 mit (II) und (III) bezeichnet. In der Fig. 13 sind die 4 Möglichkeiten dargestellt, 00, 11, 10, 01. Sind alle 4 Möglichkeiten auf dem 45 Grad Vektor, wie in der Fig. 11 dargestellt, so kann man diese durch 4 verschieden große Amplituden codieren, d. h. mit einem sinusförmigen Wechselstrom. In der Fig. 9 ist eine solche Möglichkeit dargestellt. Um binäre Signale von 2 Kanälen zu übertragen, genügt also ein mehrwertiger quaternärer Code wie z. B. die 4 PSK oder 4 QAM. Diese Codierungen sind auf eine Periode verteilt. In der Fig. 9 sind die positive und negative Halbwelle gleich groß, es liegt dann bei der Übertragung eine Gleichstromfreiheit vor. Man kann die positive und negative Halbwelle als zusätzliches Kriterium ausnützen. Man kann dann die 4 Amplitudenkennzustände verteilen, 2 auf die positive und 2 auf die negative Halbwelle. Diese können dieselbe Größe haben, also z. B. in Fig. 11, I+IV für die positive und negative Halbwelle. Damit dieser Codierwechselstrom immer über dem Störpegel liegt, muß der Codierwechselstrom immer eine bestimmte Größe aufweisen, z. B. wie in Fig. 11 (III). Die Amplitudengröße IV wird man dann etwas vergrößern.

Eine Verkleinerung von z. B. binärcodierten Wechselströmen mit den Halbwellen bzw. Perioden als Codeelemente ist bereits bekannt. Voraussetzung hierfür sind Phasenverschiebungen der Probeentnahmen. Die vorliegende Erfindung zeigt eine weitere Möglichkeit auf, die Frequenz insbesondere binärcodierter Information zu verkleinern. In der Fig. 1 ist ein Kanal K mit einem Binärcode 1, 0, 1, 1, . . . aufgezeichnet. Soll die Frequenz des Kanales verkleinert werden in 2 Kanäle mit der halben Frequenz, so müssen jeweils 2 seriell angeordnete Binärwerte des Kanales K parallel auf die Kanäle Kv1 und Kv2 verteilt werden, z. B. die 4 Werte 1, 0, 1, 1 des Kanales K der Wert 1 auf Kv1, der Wert 0 auf KV2, der Wert 1 wieder auf Kv1 und der weitere Wert 1 auf Kv2. Einen Wert kann man dabei immer speichern, oder man kann die Werte auch zeitlich versetzt übertragen. Bei der Auswertung muß dies berücksichtigt werden. Eine gleichzeitige Übertragung von 2 Kanälen wurde bereits schon in den Fig. 11 und 13 dargelegt. Wie aus der Fig. 13 ersichtlich ist, sind 4 Kombinationen möglich.

In der Fig. 10 sind 4 Codierwechselströme K1-K4 mit den Codeelementen Periode und den Kennzuständen großer und kleiner Amplitudenwert gleicher Frequenz dargestellt. Will man alle 4 auf der Basis der QAM übertragen, müssen diese folgende Phasen aufweisen, K1=0 Grad, K2=90 Grad, K3=90 Grad und K4=180 Grad. K1/K2 und K3/K4 werden zu einem Codierwechselstrom entsprechend der Fig. 9 zuammengefaßt und addiert. In der Fig. 14 ist hierfür das Vektordiagramm dargestellt. Man sieht, daß 16 Kombinationen möglich sind. Weiterhin ist hieraus ersichtlich, daß nur 4 Werte auf dem 45 Grad Vektor liegen. Bei der Auswertung müssen für die anderen Werte noch die voreilende bzw. nacheilende Phasenverschiebung berücksichtigt werden. Die phasenverschobenen Wechselströme werden in einer Anordnung wie in der Fig. 8 dargestellt, erzeugt und 2 Anordnungen nach der Fig. 9 zugeführt, wobei diese Wechselströme gegeneinander um 90 Grad phasenverschoben sind.

Man kann auch einen Summenwechselstrom und einfachen Codierwechselstrom addieren, Voraussetzung ist eine 90 Grad Phasenverschiebung gegeneinander. Dabei entstehen 8 Kombinationsmöglichkeiten.

Auch 4 Kanäle können codiermultiplex, wie in der Fig. 1 dargestellt, übertragen werden (Kv1, Kv2, Kv3, Kv4). Dann sind 16 Kombinationen notwendig. Man kann hier auch bekannte Codierungen vorsehen, wie z. B. die 16 PSK, die 16 QAM, die 8 PSK. Zur Codierung ist hier jeweils eine Periode erforderlich, wenn Phasenverschiebungen gemäß der vorliegenden Erfindung vorgesehen werden. An Stelle der doch eng zusammenliegenden Kennzustände bei der doppelten QAM nach Fig. 14, kann man auch eine beliebige Codierung vornehmen. In Fig. 16 wird die Codierung durch 30 Grad Phasenunterschiede und durch 3 und 4 Amplitudenstufen vorgenommen. Falls man noch größere Sicherheit haben will, kann man die 4 Amplitudenstufen BPh noch aufteilen. Auf der Nullinie können noch Stufen untergebracht werden. Man kann also jede Halbwelle für eine solche Codierung vorsehen. Will man jedoch eine Übertragung über drahtgebundene Übertragungswege vornehmen, ist es zweckmäßig, die negative Halbwelle mit derselben Codierung zu übertragen, damit man eine Gleichstromfreiheit hat. Mit derselben Methode kann man auch eine Verkleinerung vornehmen. In Fig. 1 soll der Kanal nur mit der viertelchen Frequenz übertragen werden. Jeweils 4 seriell angeordnete Binärelemente 1 und 0 werden parallel wie in der Fig. 1a, b vorgesehen, angeordnet. Die Werte 1, 0, 1, 1 des Kanales K werden dann parallel aufgeteilt auf den Kanal Kv1 "1", Kanal Kv2 "0", Kanal Kv3 "1" und Kanal Kv4 "1". Im Codierer wird dann für die jeweilige Kombination der vorbestimmte Codierpunkt ermittelt und auf die Phase und Amplitude des Codierwechselstromes übertragen. Die Phase wird in der Fig. 7 festgelegt, ggf. kann man mit dieser auch gleich die Amplitude codieren, und in der Fig. 9 kann man dann die erforderlichen Amplituden codieren. In der Fig. 15 ist die Übersicht hierfür dargestellt. Im Codierer Cod erfolgt die Festlegung des Codierpunktes aufgrund der Viererkombination. Der Phasencodierer erzeugt die Halbwellen bzw. Perioden mit entsprechender Phase und der Amplitudencodierer erzeugt die dazugehörigen Amplituden. Ein Phasencodierer kann analog der Fig. 7 und ein Amplitudencodierer analog der Fig. 9 aussehen. Ein Phasensprung bedeutet immer eine Änderung der Periodendauer. Diese Änderung, also Frequenzänderung, kann bei keiner weiteren Phasenänderung beibehalten werden, oder man kann bei der nächsten Periode bzw. Halbperiode wieder auf die ursprüngliche Frequenz umschalten. Da im letzteren Fall der Wechselstrom eine andere Phase aufweist, ist bei der Auswertung eine Bezugsphase erforderlich. Wie aus der Fig. 4 hervorgeht, kann mit Hilfe der Schaltung der Fig. 7 jede beliebige Phase beibehalten, d. h. die Frequenz beibehalten werden, die bei der Phasenänderung entstanden ist. Die Phasenänderungen werden immer im vorliegenden Fall beim Nulldurchgang vorgenommen. In der Fig. 16 kann man eine Bezugsphase BPh vorsehen, von der aus vor- und nacheilend 2×30 Grad eine Phasenverschiebung vorgenommen wird.

In der Fig. 17 ist eine Erzeugung der Phasensprünge der Fig. 16 nach dem Prinzip der Fig. 7 dargestellt. Der Winkel von 360 Grad wird durch 3600 Pulse gekennzeichnet. Liegt nur eine Amplitudenänderung mit der Bezugsphase vor, so wird das Zählglied immer von 0 bis 360 Grad durchgeschaltet. Die Steuerung erfolgt dabei über den Codierer Cod, der bereits in der Fig. 7 beschrieben wurde. Die Amplitudenänderung erfolgt dabei wie in der Fig. 7 oder in der Fig. 9 dargestellt. Soll der Phasensprung Ph1 in Fig. 16 erfolgen, so muß, wenn eine Gleichstromfreiheit erforderlich ist, jede Halbperiode bis zum Ausgang 195 geschaltet werden. Eine Bezugsphase ist bei der Auswertung nicht notwendig, weil, solange keine weitere Phasenänderung erfolgt, durch die Periodendauer ja die eindeutige Phase festgelegt ist. Liegt die Codierung auf dem Vektor Ph3, so ist die Periodendauer 330 Grad, d. h. beim Ausgang 165 erfolgt immer eine Umschaltung. Die Phasenverschiebung ist hierbei immer auf die Periodendauer bezogen. Würde z. B. im letzten Fall die Phasenverschiebung auf die Halbperiode bezogen, so müßte jeweils eine Rückschaltung beim Ausgang 150 erfolgen. Andere Methoden der Erzeugung von Phasensprüngen können genau so verwendet werden.

Die Auswertung der Phasensprünge erfolgt in bekannter Weise durch Abmessung der Periodendauern mittels einer überhöhten Steuergeschwindigkeit von Zählgliedern, z. B. in der europäischen Patentanmeldung 8 61 04 693.6 offenbart.

Bei der Auswertung der Fig. 14 ist eine Bezugsphase erforderlich. Die Amplitudenpunkte 1 bis 4 sind unmittelbar auf der Bezugsphasenlage, während die anderen 12 Codierpunkte voreilend und nacheilend zur Bezugsphase angeordnet sind. Es wird angenommen, die Signale sind die eines Fernsehsystems. In der Austastzeit wird dann die Bezugsphase ermittelt und zugleich Steuersignale übertragen. Dabei werden nur die Amplitudenwerte auf der Bezugsphase verwendet. Vom Übertragungsweg ÜW werden die Signale dem Eingangssatz EST zugeführt (Fig. 12). Einmal gehen sie dann zu einem Begrenzer B und einmal zu einer Codeauswertung CA. Im Begrenzer werden die positiven und negativen Halbwellen zu Jp und Jn-Impulsen umgewandelt. In der Vergleichseinrichtung VE wird nun die Phase der von dem Übertragungsweg kommenden Impulse mit einem Bezugsphasenimpuls JBn verglichen. In der Fig. 12a sind die vor-, nacheilenden und der Bezugsphasenimpuls Jv, Jn, JB dargestellt, die mit dem aus einer Codierung ermittelten Bezugsphasenimpuls JBn verglichen werden. Die 3 möglichen Phasenwerte vor-, nacheilend oder Bezugsphase werden jeweils zur Codeauswertung gegeben. In dieser werden die Amplitudenwerte ermittelt und in Verbindung mit der vor-, nacheilenden oder Bezugsphase werden dann die Codierungspunkte ermittelt und über S zur weiteren Verwertung weitergesendet. Die Codierung der Bezugsphase in der Austastzeit kann z. B. so aussehen, daß man 4mal den Punkt 2 und 4mal den Punkt 4 auf der Bezugsphase sendet. Die Auswertung derselben erfolgt in der Bezugsphasenauswertung BA. Von dieser wird dann ein Bezugsphasenimpuls JBn zur Vergleichseinrichtung gegeben.

In der Fig. 18 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel der Erfindung dargestellt. Die 5 Kanäle K1 bis K5 sollen codemultiplex nur über einen Kanal bzw. Weg übertragen werden. Die z. B. binärcodierte Information dieser 5 Kanäle wird zuerst im Speicher Sp gespeichert. In der Fig. 20 sind z. B. Die Schritte der Binärzeichen dargestellt und zwar bereits synchronisiert. Zu codieren sind also jeweils 5 parallel angeordnete Schritte bzw. Impulse S1, 2, 3, . . . Die Schritte von S1 sind 1-1-0-1-0. Für die Codierung dieser 64 Kombinationen sind 5 bit erforderlich. Im Beispiel werden diese mit den Amplituden der Halbwellen eines Wechselstromes mit den Kennzuständen großer und kleiner Amplitudenwert und mit einem voreilenden und einem nacheilenden Phasensprung von 36 Grad codiert, wie in der Fig. 19 gezeigt ist. Vom Speicher Sp der Fig. 18 werden die Binärwerte dem Codierer Cod zugeführt und in diesem in einen entsprechenden Code umgewandelt. Im Decodierer der Empfangsseite werden entsprechend dem Code den 5 Kanälen die entsprechenden Schritte wieder zugeordnet.

In der Fig. 21 in eine weitere Anwendung der Erfindung für die Codierung und Übertragung der Signale beim Farbfernsehen dargestellt. Das Luminanzsignal wird mit 6 MHz abgegriffen. Dieses Prinzip ist bereits schon in der Offenlegungsschrift P 32 23 312 offenbart. Die Farben rot und blau sollen mit je 1,2 MHz abgegriffen werden, d. h. auf 5 Luminanzabgriffe trifft je ein Rot- und Blauabgriff. Die Luminanzabgriffe sind mit I, II, III, IV, V bezeichnet. Diese Probeentnahmen werden mit 8 bit codiert, im Beispiel binärcodiert. Mit dem Abgriff III müssen dann auch die Abgriffe für rot und blau erfolgen. Die Probeentnahmen von rot und blau werden im Beispiel mit 6 bit binärcodiert. Während der Übertragung der 5 Luminanzprobeentnahmen wird auch gleichzeitig der Code für die Farbprobeentnahmen rot und blau gesendet. Mit dem Abgriff von rot und blau könnte man mit der Übertragung der Farbe und mit der Probeentnahme I des Luminanzsignales beginnen. Man kann auch alle 5 Luminanzprobeentnahmen speichern und erst nach der 5. Probeentnahme mit der Übertragung aller Fernsehsignale beginnen. In der Fig. 21a sind die binären Codes aller zu übertragenden Signale aufgezeichnet. Die 8 bit 1-8 der Luminanzprobeentnahmen sind jeweils parallel angeordnet. Seriell sind dann unter 9, 10 digitale Ton- und sonstige Signale T+So, die 6 bit des Rotsignales und nochmal die Ton- und sonstigen Signale und unter 11, 12 wieder die Ton- und sonstigen Signale und die 6 bits des Blausignals angeordnet. Zweckmäßig ist es, wenn man die Luminanzproben I bis V beim Sender noch speichert und die Farbcodes für rot und blau mit den vorhergehenden Luminanzproben sendet, sodaß dann beim Empfänger sich eine Speicherung der 5 Luminanzproben erübrigt. Es müssen dann lediglich die Rot- und Blauproben gespeichert werden. Die Ton- und sonstigen Signale müssen ebenfalls gespeichert werden und dann zeitgleich mit dem Bild dem Lautsprecher zugeführt werden. Diese Signale können natürlich auch in die Austastzeit gelegt werden. Im Beispiel sind also 12 bit für die Übertragung einer Luminanzprobe für die Ton- und sonstigen Signalproben und für die Farbprobeentnahmen erforderlich. In der Fig. 21b ist ein Beispiel für die Codierung dieser 12 bits dargestellt. 5 Halbperioden eines Wechelstromes werden hierfür vorgesehen. Der Binärcode besteht dabei aus Codeelementen der Halbwellen mit den Kennzuständen großer und kleiner Amplitudenwert. Zusätzlich wird noch eine voreilende und nacheilende Phasenverschiebung von 36 Grad vorgesehen, sodaß man damit 12 bit erhält.

In der Fig. 22 ist eine Übersicht eines solchen Fernsehsenders dargestellt. Das Steuerorgan StO steuert die Fernsehkamera FK liefert auch die übrigen Steuersignale wie Austast- und Synchronisiersignale A+S. Die Rot-, Grün- und Blausignale werden einmal der Y-Matrix YM und rot und blau zugleich der Farbartaufbereitung FA zugeführt. Zugleich ist ein Kondensator K vorgesehen, der das Luminanzsignal Y, die Farbsignale r+b1 und die Ton- und sonstigen Signale abgreift. Bei Abgriff 3 wird über die Verbindung 3a ein Kriterium zur Farbartaufbereitung gegeben. In dieser wird ein Abgriff vom Rot- und Blausignal vorgenommen und beide Werte werden in den Kondensatoren C1 und C2 gespeichert. Der FA wird noch von der Y-Matrix ein Y-Wert, der beim 3. Abgriff vorhanden ist, zugeführt, sodaß man man Abgriff 6a und 6b die Farbdifferenzsignale r-y und b-y erhält. - Man kann auch nur die Farbauszugssignale abgreifen. - Über den Baustein TSo werden die Ton- und sonstigen Signale analog über 6c und 6d dem Konzentrator zugeführt. Vom Konzentrator aus werden alle Werte einem Speicher Sp zugeführt. Vom Speicher aus werden die Signale zeitgerecht z. B. wie in Fig. 21a beschrieben, einem Analog-Digitalwandler zugeführt. In diesem erfolgt eine Codierung entsprechend der Fig. 21b. Während der Austastzeit erfolgt eine Umschaltung auf den Konzentrator K1 über U. Als Austastkriterium kann man z. B. einigemale das Codewort mit nur Nullen senden. Auch können in der Austastzeit noch sonstige Signale So gesendet werden. Auch den Beginn einer Zeile kann man durch einen Nullcode markieren. Während der Zeile ist durch die Folge und der Zahl der Halbwellen eine Synchronisierung vorgegeben. Bei dem vorliegenden Code ist eine Nennfrequenz von 15 MHz erforderlich. Will man nur einen Amplitudencode verwenden, sind 2 Wechselströme mit je 18 MHz erforderlich, die man dann um 90 Grad phasenverschieben könnte und addiert übertragen könnte. Es ist lediglich eine Frage der Wirtschaftlichkeit und Sicherheit, welche Methode hier verwendet wird. Der vor- oder nacheilende Phasensprung wird im Beispiel durch die Periodendauer festgelegt. Es ist also dann keine Bezugsphase erforderlich. Natürlich können zur Verringerung der Frequenz mehrstufige Amplitudencodes und/oder Phasencodes verwendet werden. An den Eingang Ton T kann man z. B. das PAM-Signal anlegen, das dann innerhalb der 8 KHz-Zeit öfters abgegriffen wird. Es gibt hier zahlreiche Möglichkeiten, den Abgriff 6c/6d auszunützen. In der Fig. 23 ist eine Teilübersicht eines Fernsehempfängers dargestellt. Über die HF-Oscillator- und Mischstufe und dem Verstärker V werden die Signale dem Demodulator DM zugeführt. In diesem werden z. B. die Signale, wie sie in der Fig. 21b dargestellt sind, wieder gewonnen und dem Decodierer DC zugeführt. Die Farbsignale werden in der Folge der Matrix Ma weitergegeben. An diese wird auch das Y-Signal geschaltet. Am Ausgang der Matrix erhält man z. B. die Farbdifferenzsignale R-Y, G-Y und B-Y, die wie UY an die Fernsehröhre geführt werden. Der Decoder DC liefert dann noch die Austast- und Synchronisiersignale AS, die Ton- und sonstigen Signale.

In der Fig. 24 ist ein Beispiel dargestellt, bei dem der Code für den Codemultiplex aus mehreren Wechselströmen gewonnen wird. Es stellt einen Binärcode dar, bei dem die Halbwellen der Wechselströme als Codeelemente dienen und bei dem ein großer und ein kleiner Amplitudenwert die Kennzustände bilden. Die zu übertragenden Kennzeichen bestehen aus Rechteckimpulsen der Frequenz 1000 Hz, wie in der Fig. 24b dargestellt ist. Es sollen 20 Kanäle codemultiplex übertragen werden. Hierfür werden die Halbwellen der Wechselströme 1000, 1500, 2000, 2500 und 3000 Hz vorgesehen. Jedem Kanal kann man natürlich zeitmultiplex mehrere Kanäle niedrigerer Bitfrequenz zuführen. Dieselbe Bit-Zahl könnte man genauso mit 2 Wechselströmen mit 2000 Hz und nochmals 2 Wechselströmen mit 3000 Hz erreichen, wobei diese jeweils gegeneinander um 90 Grad phasenverschoben sein müßten, sodaß sie bei der Übertragung addiert werden könnten. Wie am besten die Synchronisierung zwischen den einzelnen Kanälen hergestellt wird, ist bereits bekannt (Unterrichtsblätter der DBP Heft 4/6 Jahr 79), und es wird deshalb nicht weiter darauf eingegangen. Auf dieselbe Art kann man auch die digitalisierte Sprache bzw. mehrere Sprachkanäle gleichzeitig übertragen.

Bei einer Amplitudencodierung kann man mit demselben Wechselstrom Duplexbetrieb durchführen. Dazu ist es notwendig, daß der Gegencodierwechselstrom um 90 Grad phasenverschoben ist. In der Fig. 25 ist dieses Prinzip dargestellt. Der Code kann dabei digital, ein Binärcode sein entsprechend dem Patent DE 30 10 938 oder aber auch analog entsprechend dem kanadischen Patent 12 14 277. Bei Halbwellen als Codeelementen ist bei digitaler Codierung die Frequenz 32 KHz und bei analoger Codierung 4 KHz. In der Fig. 25 ist S1 das Mikrofon und E2 der Hörer des einen Teilnehmers und S2 und E1 des anderen Teilnehmers. In S1 ist noch ein Codierer, in dem aus der Sprache der Codierwechselstrom gewonnen wird. Von S1 geht der Codierwechselstrom über eine Gabel G, die Anschluß- bzw. Verbindungsleitung RL zur Gabel G des Gegenteilnehmers und zum Hörer E1. In diesem ist zusätzlich ein Decodierer, der aus dem Codierwechselstrom wieder die Sprache herstellt. Der Codierwechselstrom von S1 sei der Synchronisierwechselstrom. Von E1 wird dieser über einen Phasenschieber 90 Grad zu S2 abgezweigt, in dem er ggf. verstärkt wird. Spricht nun S2, so wird ein um 90 Grad phasenverschobener Codierwechselstrom über G, RL, G nach E2 gesendet, dort decodiert und dem Hörer als Sprache übermittelt. Wenn z. B. kurzzeitig gleichzeitg gesprochen wird, entsteht auf dem Übertragungsweg RL ein Additionswechselstrom. Eine Auslöschung wird nicht verursacht. Dieses Prinzip kann genau so beim Duplexverkehr bei der Datenübertragung vorgesehen werden. Weitere diesbezügliche Beispiele sind in der Offenlegungsschrift 38 02 088 offenbart.

Diese Methode kann natürlich auch bei Funk z. B. beim Richtfunk verwendet werden. In der Fig. 26 ist eine diesbezügliche Übersicht aufgezeichnet. Der Sendewechselstrom wird hier zugleich als Codierwechselstrom mit vorgesehen. Vorteilhaft wird eine Vorstufenmodulation verwendet. Im Oszillator Osz1 wird der Sendewechselstrom erzeugt. Im Analog-Digitalwandler A1/D1 wird das Basissignal in einen Wechselstromdigitalcode umgewandelt. - Noch einfacher ist es, als Oszillator und Codierer eine Anordnung nach der Fig. 7 vorzusehen. Vom Codierer aus wird dann das elektronische Relais so gesteuert, daß am Ausgang J große und kleine Rechteckimpulse vorhanden sind, die dann im Tiefpaß TP zu einem sinusförmigen Wechselstrom geformt werden. - Über nicht eingezeichnete Verstärker gelangt dann der Codierwechselstrom zur Endstufe E und zur Sendeantenne. In der Endstufe kann man noch einen Zweigstromkreis vorsehen, in dem die Oberwellen um 180 Grad phasenverschoben werden, die dann zur Kompensation dem Hauptstromkreis wieder zugeführt werden. Auf der Empfangsseite werden die Nutzsignale über einen festen Abstimmkreis einem Verstärker V zugeführt und dann an den Digital-Analogwandler D2/A2 weitergeschaltet. Das Analogsignal wird dann z. B. über einen Vermittlung weiter geleitet. Über den Verstärker V wird der Sendewechselstrom auch zu einem Phasenschieber von 90 Grad Ph abgezweigt und dann zum Oszillator Osz2 weitergeschaltet. Mit diesem wird der Oszillator synchronisiert. Über den Wandler A3/D3, nicht eingezeichnete Verstärker und den Endverstärker E wird dann der Sender der entgegengesetzten Richtung betrieben. Der Empfänger E1 ist genauso wie der Empfänger E2 geschaltet, nur der Phasenschieber ist nicht erforderlich.

Ein Phasenschieber nach dem Prinzip der Fig. 7 ist in der Fig. 27 dargestellt. In dieser ist zugleich ein Ausgleich für kleine Frequenzschwankungen vorgesehen. Für diesen Zweck wird ein Zählglied Z vorgesehen mit 1000 Ausgängen. Während einer Halbwelle des Sendewechselstromes durchläuft das Zählglied diese 1000 Ausgänge. Die Steuerimpulse Js werden in einem nicht eingezeichneten Oszillator erzeugt. Bei 90 Grad Phasenverschiebung trifft auf eine Halbwelle eine Phasenverschiebung von 45 Grad, das entspricht 250 Ausgängen. Die vom Verstärker V kommenden Sendewechselstromhalbwellen werden einem Begrenzer zugeführt, sodaß am Ausgang desselben Rechteckimpulse Jp und Jn entstehen. Diese Impulse werden dem Steuerglied St zugeschaltet. An dieses werden noch die Steuerimpulse Js und das Beginnkennzeichen Be gelegt. Das Steuerglied ist so geschaltet, daß immer nur ganze Jp bzw. Jn-Impulse beim Zählglied wirksam werden. Hat während eines Impulses Jp das Zählglied den Ausgang 1000 erreicht, so kommt das Gatter G11 in Arbeitsstellung. Am Gatter G12 ist ein Jn-Impuls und nach dem Ende des Jp-Impulses durch die Verzögerung des monostabilen Gliedes mG4 kurzzeitig noch Potential angeschaltet. G12 wird wirksam und legt an den einen Ausgang von G13 Potential, am anderen Eingang von G13 wurde bereits 1-Potential von G11 aus angelegt. Am Ausgang von G13 erfolgt nun ein Potentialwechsel, der G16 am Ausgang umpolt. Dies hat zur Folge, daß G17 für das Zählglied ein Rückschaltpotential erzeugt. Auch an die Gatter G8, G9 und G10 wird solches Potential gelegt, daß sie in Zusammenwirken mit den belegten Ausgängen 1000, 999, 1001 eines der monostabilen Glieder mG1, mG2 oder mG3 steuern. Da der Jp-Impuls das Zählglied bis 1000 gesteuert hat, wurde nun das Gatter G9 und mG2 wirksam. Wird nun mit dem nächsten Jn-Impuls das Zählglied auf den Ausgang 250 gesteuert, so wird das Gatter G6 wirksam, das das elektronische Relais ER steuert, das entsprechend der Fig. 7 einen Rechteckimpuls erzeugt, der im Tiefpaß zu einer Halbwelle geformt wird. Für den Jn-Impuls sind für die Ausgangsmarkierung die Gatter G15, G14 und das monostabile Glied mG5 angeordnet. Das monostabile Glied mG2 hält sich z. B. bis zum Ausgang 260. G6 geht dann wieder in die Ausgangsstellung. Das elektronische Relais bleibt bis zur nächsten Markierung des Ausganges 250 in dieser Stellung. Wird durch eine Frequenzschwankung nur der Ausgang 999 erreicht, so wird an Stelle von G9 das Gatter G8 markiert und mG1 und G5 beim Erreichen des Ausganges 249 zur Wirkung gebracht. Wird der Ausgang 1001 erreicht, so wird G10 und mG3 zur Wirkung gebracht und beim Erreichen des Ausganges 251′ das Gatter G7. Solche Frequenzschwankungen werden also auch an den 90 Grad phasenverschobenen Wechselstrom weitergegeben. In der Fig. 27a ist das Steuerglied im Einzelnen dargestellt. Die Impulse Jn und auch das Beginnzeichen sind an das Gatter G3 geschaltet. Sind beide vorhanden, wird G3 wirksam und bringt das bistabile Glied bG in die Arbeitslage, das nun an das Gatter G1 Arbeitspotential legt. Erst jetzt kann der Jp-Impuls zur Wirkung kommen. Die Steuerimpulse Js gelangen nun über das Gatter G2, das lediglich ein Potentialumkehrgatter ist, an das Zählglied. Die weiteren Vorgänge am Zählglied sind bereits beschrieben.

In der Fig. 27 kann die negative Halbwelle entweder durch den Jn-Impuls erzeugt werden, oder es wird der Durchlauf der positiven Halbwelle wiederholt, wobei die jeweils markierten Ausgänge gespeichert werden.

Der bei der Erfindung verwendete Code kann vorzugsweise ein Amplituden- und/oder Phasencode sein, wie z. B. ein solcher in Fig. 16 dargestellt ist. Bei einem reinen Amplitudencode kann man auch 2 Codewechselströme gleicher Frequenz vorsehen, wobei der eine dann bei der Übertragung um 90 Grad phasenverschoben wird und in der Folge mit dem anderen addiert wird.

Das Prinzip der Erfindung kann auch für die Übertragung digitalisierter Sprache. In der Fig. 28 sind 5 Codierwechselströme mit einem Binärcode, wobei die Kennzustände ein großer und ein kleiner Amplitudenwert der jeweiligen Halbwelle ist, dargestellt. Die Frequenzen sind dabei 8, 12, 16, 20 und 24 KHz. Man erhält dabei 20 bit, werden zusätzlich 2 Wechselströme gleicher Frequenz, jedoch um 90 Grad phasenverschoben, vorgesehen, so erhält man 40 bit, d. h. bei 8 bit Codewörtern, wie in der Fig. 28a dargestellt, kann man damit 5 digitalisierte Sprachkanäle übertragen.

In den Fig. 21 und 22 genügen je Zeile bei einer Abgriffsfrequenz von ca. 30 KHz (PAM) je Zeile 2 Tonabgriffe, die z. B. beim Beginn der jeweiligen Bildzeile und in der Mitte der Bildzeile erfolgen können, der Abstand ist dann 32 μs. Jeder Abgriff wird dann im Analog-Digitalwandler A/D in einen 8 bit- Code umgewandelt und wird dann, wie in der Fig. 21a dargestellt ist, mit den folgenden 5 Luminanzcodewörtern gesendet. In der Fig. 21a z. B. mit I/9, 10, 11, 12 und V/9, 10, 11, 12. Die Abgriffe während der Bildwechselzeit müssen z. B. durch eine Zeitmessung ermittelt werden. Die Codierung erfolgt dann auch in der Bildwechselzeit.

Für das Codemultiplex kann natürlich jeder beliebige Code verwendet werden wie der AMI- oder HDB3 Code. In den Beispielen wird vielfach ein Amplitudencode verwendet, bei dem die Codeelemente aus den Halbwellen bzw. Perioden eines sinusförmigen Wechselstromes mit den Kennzuständen kleiner und großer Amplitudenwert bestehen. Ein Codeelement entspricht dabei einem bit. Werden z. B. 12 bit für das FBAS- und Tonsignal benötigt, so sind 12 Halbwellen erforderlich. Die Codierung kann synchron mit den Abgriffen bewerkstelligt werden, da sich die Länge der Codewörter nicht ändert. Wird dagegen ein Phasencode bzw. zusätzlich ein Phasencode vorgesehen, so ändert sich bei jeder Phasenänderung auch die Periodendauer, sodaß bei einem periodischen Abgriff und bei gleichgerichteten Phasenänderungen die Signalabgriffe nicht mehr synchron mit dem Code sind. Zur Komüemsation gibt es hier 2 Möglichkeiten - außer einer Pufferspeicherung - einmal bei jeder Phasenänderung bis zur nächsten Phasenänderung die Nennfrequenz wieder herstellen, z. B. in der Fig. 4 sei die Nennfrequenz f2 und erfolgt eine Phasenänderung T=f1 und haben die folgenden Codierungen dieselben Phasenänderungen, so werden die folgenden Codierungen mit der Nennfrequenz f2 codiert. Erst wenn sich die Phase f1 wieder ändert, erfolgt dann eine Phasenänderung in bezug auf die Bezugsphase, d. h. beim Empfänger muß die Bezugsphase gespeichert werden. Diese kann z. B. in der Austastzeit vom Sender übertragen werden. Eine andere Möglichkeit, Überlappungen zweier Abgriffe zu vermeiden, besteht darin, daß beim Sender mit jedem Codewort eine Messung zwischen Codewortende und dem vorhergehenden und dem folgenden Abgriff erfolgt. Ist die Gefahr einer Überlappung in voreilender oder nacheilender Richtung vorhanden, so werden Codewörter mit den kleinsten oder größten Periodendauern zwischengeschaltet. In den Fig. 29a und 29b sind solche dargestellt. Durch Zeilenspeicherung kann man dies umgehen.

In der Fig. 19 hat ein Codeelement 6 verschiedene Stufen und 2 Stellen das Codewort, infolgedessen sind 6 hoch 2 Kombinationen möglich, also 36 Kombinationen. Mit 32 Kombinationen erhält man 5 bit. In der Fig. 21b kann eine Codeelement ebenfalls 6 Stufen annehmen, sodaß bei 5 Stellen 6 hoch 5=5184 Kombinationen möglich sind, also mindestens 12 bit. Bei 12 bit erhält man 4096 Kombinationen.

In der Fig. 22 wird die PAM für den Ton im TSO-Glied erzeugt und jeweils z. B. halbzeilenweise an 6c gelegt. Die Anschlüsse 6c und 6d sind nicht erforderlich, wenn der Ton und die sonstigen Signale in die Austastzeit gelegt werden, sodaß dann der Konzentator K1 diese Aufgaben übernimmt.

Mit Hilfe der Fig. 21, 22 und 23 sollte gezeigt werden, wie man z. B. den Codemultiplex auch beim Fernsehen anwenden kann. Die Übertragungsfrequenz kann natürlich wesentlich verkleinert werden, wenn man mehr Amplituden und/oder Phasenstufen vorsieht. Man kann auch zusätzlich mit verschiedenen Trägern, wie z. B. in der Patentanmeldung P 32 29 139.6 Fig. 9 vorgesehen, oder mit verschiedenen Stromwegen kombinieren. So kann man z. B. in Fig. 28 mit 8 KHz einen 64 Kbit Sprachkanal übertragen, und zwar mit einem Binärcode. 2 Stellen werden jeweils durch die beiden Halbwellen eines 8 KHz Wechselstromes markiert, 2 weitere Stellen durch die 2 Halbwellen eines Wechselstromes, der um 90 Grad phasenverschoben ist. Diese beiden Wechselströme werden summiert und als ein Wechselstrom über den einen Stromweg übertragen. Dasselbe erfolgt über einen 2. Stromweg, sodaß das Codewort 8-stellig und 2-stufig ist, sodaß man 256 Kombinationen erhält. Auf der Empfangsseite wird nach der Auswertung der Halbwellen und natürlich Zwischenspeicherung eine Dekodierung vorgenommen. Die Codierung kann auch duobinär erfolgen.

Eine weitere Methode, insbesondere analoge Signale wie Sprache, Töne, das Luminanzsignal beim Fernsehen, die Farbsignale beim Fernsehen, Fernwirkwerte, frequenzmoduliert zu übertragen und zwar mit weniger Bandbreite, besteht darin, mit Hilfe der Pulsdauermodulation PDM die Größe der PAM-Impulse in PDM- Impulslängen umzuwandeln. Diese PDM-Impulse können dann in Wechselstromimpulse z. B. nach dem Verfahren der Fig. 7 umgewandelt werden. Die Impulse werden dann durch die Halbwellen bzw. Perioden eines Wechselstromes gebildet, wobei die Periodendauern bzw. Halbperiodendauern der Halbwellen bzw. Perioden gleich der Länge der PDM-Impulse werden.

Das Spektrum der bisher verwendeten frequenzmodulierten Schwingung enthält oberhalb und unterhalb des Trägers eine große Anzahl von Seitenschwingungen, sodaß ein sehr breites Band bei der Übertragung erforderlich ist. Die benötigte Bandbreite ist dabei größer als der doppelte Frequenzhub. Bei der erfindungsgemäßen Schaltung können überwiegend digitale Schaltmittel verwendet werden, sodaß eine preiswerte Herstellung möglich ist.

Nachstehend wird nun die Methode an Hand von Zeichnungen näher erläutert. Zuerst werden bekannte Schaltungen nochmals erläutert, die u. a. bei der Erzeugung notwendig sind (Europäische Patentanmeldung 02 84 019). 2 Ausführungsbeispiele der Erfindung werden nachstehend beschrieben. Zuerst werden die Prinzipien der beiden Ausführungen zusammengefaßt. Die Information wird einmal pulsamplitudenmoduliert und in der Folge mit Hilfe des Äquidestanzverfahrens in Pulsdauern umgewandelt, oder aber die Information wird unmittelbar mit Hilfe des Sägezahnverfahrens in Pulsdauern codiert. Diese Pulsdauern werden dann in Verbindung mit den Pausen zwischen den Pulsdauern zu Rechteckimpulsen und in der Folge mit Hilfe von Filtern zu sinusförmigen Codierwechselströmen umgewandelt. Die Umformung der Pulsdauern und Pausen erfolgt mit Hilfe von Zählgliedern in Verbindung mit elektronischen Schaltern. Die Pulsdauer entspricht dann der Dauer einer Halbperiode bzw. Periode des Codierwechselstromes. Ist die Pulsdauer klein, ist die die Frequenz der Halbwelle bzw. Periode beim Codierwechselstrom hoch, ist die Pulsdauer groß, so ist die Frequenz der Halbwelle bzw. Periode beim Codierwechselstrom klein. Auf der Empfangsseite erfolgt die Auswertung beispielsweise durch Abmessung der Halb- bzw. Periodendauern. Hier liegt also gleichzeitig eine Frequenz- und Phasenmodulation vor.

Bei der 2. Ausführungsform werden der Pulsdauerimpuls, in Fig. 32 PD1, PD2 und die Pause zwischen den Pulsdauern (Fig. 32, P) - die Pulsdauer und die Pause entspricht z. B. jeweils dem Abstand zwischen 2 Abgriffen, in Fig. 30a mit tp bezeichnet - einem elektronischen Relais zugeführt, in dem dann bipolare Rechteckimpulse erzeugt werden. Mit Hilfe von Filtern wird dann der frequenzmodulierte Codierwechselstrom erzeugt.

In der Fig. 7 ist dargestellt, wie mit Hilfe eines Zählgliedes Z in Verbindung mit der Frequenz der Fortschalte- bzw. Messimpulse, die im Oszillator Osc erzeugt werden, die Zeit eines Pulses bestimmt wird. Der jeweilige Ausgang des Zählgliedes markiert dann die Zeit. Dieser wird dann in Verbindung mit Gattern für die Steuerung eines elektronischen Relais ER vorgesehen. Dieses erzeugt dann bipolare Rechteckimpulse. Die Funktion ist im einzelnen folgende. Im Oszillator Osc werden die Fortschalte- bzw. Meßimpulse für das Zählglied Z erzeugt. Diese gelangen über das Gatter G1 auf das Zählglied Z, solange das Beginnzeichen an B vorhanden ist. Im Beispiel werden nur die Ausgänge Z1 und Z2 des Zählgliedes benötigt. Diese Ausgänge liegen an den Gattern, G2 und G3. Soll die Halbperiode des Rechteckimpulses J die Größe der Summe der Meßimpulse bis Z1 haben, wird vom Codierer Cod aus an g3 h-Potential gelegt, sodaß beim Erreichen des Ausganges Z1 am Ausgang G3 ein Potentialwechsel stattfindet, der das elektronische Relais ER veranlaßt, den Rechteckimpuls zu beenden. War dies ein positiver Impuls, so wird der nächste Impuls negativ. Das Zählglied wird dann in dieser Stellung wieder zurückgeschaltet. Am Ausgang Z2 ist hierfür das Gatter G4 vorgesehen. Vom Codierer aus kann auch über fA die Oszillatorfrequenz vergrößert oder verkleinert werden, sodaß man z. B. mit den jeweiligen Ausgängen verschiedene Zeiten markieren könnte. Vom Codierer Cod geht auch eine Verbindung A zu ER, mit der man verschiedene Impulsgrößen J steuern kann. Die Rechteckimpulse werden über einen Tiefpaß TP, den Übertrager Ü und Filter Fi als sinusförmiger Codierwechselstrom auf die Leitung gegeben. Die Halb- bzw. Periode des Codierwechselstromes ist dieselbe wie die des Rechteckimpulses. Das Prinzip der Umwandlung der Rechteckimpulse in einen sinusförmigen Wechselstrom ist in der Fig. 3 dargestellt. Werden z. B. Rechteckimpulse mit der Frequenz 1 MHz mit einem Tiefpaß 5,5 MHz bandbegrenzt, so erhält man, wie in der Fig. 3c dargestellt ist, noch ziemlich steile Flanken. In der Fig. 3b wurde ein Tiefpaß von 3,5 MHz eingesetzt, man sieht, daß hier die Flankensteilheit schon merklich nachgelassen hat. In der Fig. 3a ist ein Tiefpaß von 1,5 MHz eingeschaltet, beim Empfänger hat man hier einen sinusähnlichen Wechselstrom. Die Periodendauern sind dabei die gleichen wie die der Rechteckimpulse, d. h. man kann die Periodendauern als Maß für die Frequenzen bzw. Phasen hernehmen. In der Fig. 7 wurde dieses Prinzip bei der Umwandlung der Rechteckimpulse J in einen Codierwechselstrom mit Hilfe des Tiefpasses TP angewendet.

In der Fig. 4 sind Rechteckimpulse verschiedener Periodendauern aufgezeichnet, und zwar durch die Frequenzen ausgedrückt f, f1 und f2. Diese Rechteckimpulse haben gegeneinander verschiedene Phasenverschiebungen bzw. verschiedene Frequenzen. Man sieht hieraus, daß man durch Änderung der Periodendauern Phasensprünge bzw. Frequenzsprünge hervorrufen kann, sodaß man hierdurch auch eine Frequenzmodulation erhält. In der Fig. 5 erfolgt solch ein Phasen- bzw. Frequenzsprung stufenweise. Damit wird erreicht, daß die Bandbreite klein wird. Wie aus der Fig. 6 hervorgeht, erhält man bei Phasensprüngen von 5 Grad je 180 Grad, bei 4 Phasensprungstufen eine Gesamtphasenverschiebung von 40 Grad.

In der Fig. 30a sind PAM-codierte Pulse von einem Signal Inf dargestellt. Diese werden mit Hilfe eines Äquidistanzverfahrens in Pulsdauerimpulse, wie in der Fig. 30b gezeigt ist, umgewandelt. Der Abstand der PAM-Impulse (Fig. 30a tp) zueinander entspricht jeweils einer Pulsdauer PD und einer Pause P, wie in der Fig. 30b dargestellt. Eine Pulsdauermodulation kann auch mit Hilfe des Sägezahnverfahrens durchgeführt werden. In den Fig. 31 und 32 ist dieses Verfahren dargestellt. Die Pulsdauern sind Rechteckpulse PD1, PD2, . . . Weiterhin sind bekannt die symmetrische PDM und die bipolare PDM. (Siehe auch Buch "Modulationsverfahren" von Stadler 1983).

In der Fig. 35 ist ein Ausführungsbeispiel gemäß der Erfindung dargestellt. Im Pulsdauermodulator PDM werden die Pulse z. B. nach Fig. 30 oder 32 erzeugt, und über G5 an das Gatter G1 geführt. Am anderen Ende des Gatters G1 liegen die Meßimpulse Jm, z. B. 100 KHz Frequenz. Solange an G1 ein PD-Puls liegt, werden die Meßimpulse Jm am Ausgang wirksam. Über das Potentialumkehrgatter G2 gelangen die Meßimpulse an das Zählglied Z, das mit diesen Impulsen gesteuert wird. Die Zahl der Ausgänge am Zählglied entspricht z. B. dem Abstand zwischen 2 PAM-Pulsen, in Fig. 30a tp. Die Abgriffsfrequenz sei 10 KHz, dann hätte das Zählglied 100.000 Ausgänge. der Frequenzhub wird durch den größten und kleinsten Amplitudenwert der Information Inf bestimmt, in Fig. 30a mit gw und kw bezeichnet. Die Ausgänge A des Zählgliedes Z führen zu Gattern G3 und die Ausgänge der Gatter zu Gattern G4. Jeweils am anderen Eingang des Gatters G4 liegt der jeweilige PD-Impuls, der das Gatter G4 sperrt. Erst wenn der PD-Impuls nicht mehr da ist, kann auch das Ausgangspotential über G3 an G4 wirksam werden. ER erhält nun über G4 ein Potentialwechselkennzeichen für den nächsten Rechteckimpuls. Der Beginn des Rechteckimpulses wird durch den jeweiligen PD-Puls markiert. Der nächste Rechteckimpuls wird durch die Pause P (Fig. 30b, P) bestimmt. Von ER wird über P ein Potential an Gatter 5 gelegt, damit am Gatter G1 die Meßimpulse Jm wieder durchlässig werden. Das Zählglied Z wird nun bis zum Ausgang Gatter G6 geschaltet. Wenn der nächste PD-Puls wieder kommt, wird G6 wirksam und über R wird das Zählglied wieder in die Ausgangsstellung geschaltet. Am Ausgang von ER sind dann Rechteckimpulse RJ der Größe der Halbperioden wie die der PD-Pulse und der Pausen P. Im Filter Fi werden die Rechteckimpulse zu sinusförmigen Halbwellen fmo, damit ist die Information frequenzmoduliert. Die Halbperioden der Nutzsignalmodulationsfrequenzen bewegen sich dann zwischen den Halbperiodendauern am Zählglied mit kw und gw gekennzeichnet. In Fig. 33 ist z. B. kw=15 KHz, die Mittenfrequenz 10 KHz und in Fig. 34 gw=7,6 KHz. Im Beispiel können sich die Pulsdauern um die Hälfte ändern. Dies ist eine Dimensionierungsache der Pulsdauermodulationsschaltungen. Die Halbwellen der Pausen haben in der Fig. 33 eine Frequenz von 7,5 KHz und in Fig. 34 eine größte Frequenz von 15 KHz. Die Amplituden der Halbwellen bleiben immer gleich. Die Auswertung auf der Empfangsseite erfolgt durch Abmessung der Halbperiodendauern. Eine Synchronisierung ist nicht erforderlich, da die Nulldurchgänge einer Periode bei einer Codierung mit Hilfe einer PAM zugleich die Abgriffe codieren, es müssen also lediglich die positiven Halbwellen in PAM-Puls umgewandelt werden. Die PAM-Pulse sind dann auf der Empfangsseite um eine Periode nacheilend.

Die Redundanz der Pausen in der Fig. 35 kann vermieden werden, wenn man z. B. die PAM-Pulse speichert und nach jeder PD-Codierung den nächsten PAM-Puls abruft. Beim Empfänger ist allerdings dann eine Synchronisierung erforderlich. Bei Verwendung der PAM auf der Sendeseite müßte die Abgriffsfrequenz von Zeit zu Zeit synchronisiert werden. In Fig. 36 ist die Prinzipschaltung einer solchen Schaltung auf der Sendeseite dargestellt. Die PAM-Pulse werden im Speicher Sp gespeichert. Von ER kommt über AR der Abruf des nächsten Impulses. Vorbereitend war schon der nächste Impuls als PDM-Impuls im Speicher Sp1 gespeichert. Damit wird nun über das Steuerorgan St das Zählglied Z gesteuert und auf einen entsprechenden Ausgang eingestellt. Von ER wurde auch über R das Zählglied wieder in die Ausgangsstellung gebracht. Am Steuerorgan liegen auch die Steuerimpulse Jm. Mit dem Abruf des PDM-Impulses wird auch vom Speicher Sp ein PAM-Impuls zum Pulsdauermodulator gegeben und in diesem als PDM-Impuls solange gespeichert, bis der Sp1 Speicher wieder frei ist. Zweckmäßig wird man 2 Sp1 Speicher vorsehen, die dann abwechselnd an das Steuergerät nach jedem Abruf von ER gelegt werden. Am Ende des PDM-Impulses wird über das Zählglied Z, G1, G2 ein Impuls-Endekriterium an ER gegeben. Der von ER erzeugte Rechteckimpulls PD wird auf den nächsten umgepolt, über R das Zählglied zurückgeschaltet und über AR der Abruf des nächsten PDM-Impulses in die Wege geleitet. Die Rechteckimpulse RJ werden über ein Filter weitergegeben. Es entstehen dann am Ausgang des Filters Halbwellen mit den Halbperiodendauern der PDM-Impulse, wie solche in Fig. 37 dargestellt sind. In der Fig. 38 steuern die PD-Pulse und ggf. Pausen der Fig. 30b und 32 unmittelbar das elektronische Relais ER. Nach jedem Rechteckimpuls erfolgt eine Umpolung. Mit der ununterbrochenen Folge von PD-Pulsen, die durch eine Speicherung erreicht worden ist, wie in der Fig. 36 dargestellt ist, kann in der Fig. 38 ebenfalls das ER-Relais gesteuert werden. Nur ist nach jedem Impuls eine Umpolung erforderlich. In Fig. 38 werden über PDS nur dann die Anfänge der PD-Pulse markiert, wenn eine fortlaufende Übertragung von PD-Pulsen erfolgen soll. Bei einer Übertragung Puls/Pause ist eine Markierung von Anfang und Ende eines Pulses sowieso gegeben.

Will man bei der Übertragung eine Gleichstromfreiheit, so muß je eine gleiche Codierung des jeweiligen Pulses durch eine positive und negative Halbwelle erfolgen. Dies kann z. B. durch Speicherung in einem Schieberegister erfolgen, wobei dann bei der Auswertung eine verdrahtete Halblierung der jeweils überlaufenen Ausgänge oder eine Halbierung mittels Rechner erfolgt. Eine Teilung in 2 Halbpulse kann man auch durch die symmetrische PDM bewerkstelligen.

Die PDM-Impulse der Fig. 32 und Fig. 32a können auch unmittelbar an ein Filter Fi entsprechend der Fig. 38 angeschaltet werden. Um die Bandbreite nicht zu groß werden zu lassen, ist es dann zweckmäßig, wie in der Fig. 32 gezeigt, die Information in die Sägezahnspannungen so zu legen, daß der Unterschied in der Länge bzw. Breite der Impulse nicht zu groß wird. Die PD-Impulse nach der Fig. 30b können auch unmittelbar an das ER-Schaltmittel gelegt werden. Nach jedem Impuls muß dann automatisch eine Umpolung, oder kein Potential an die Rechteckimpulse gelegt werden. Die Rechteckimpulse wären dann unipolar. Um beim Äquidistanzverfahren bei unmittelbarer Steuerung des ER-Schaltmittels die Bandbreite ebenfalls zu verringern, müßte man bei Erzeugung der PAM-Impulse eine größere Gleichstromvorspannung (bei unipolarer PAM), oder aber eine entsprechende Dimensionierung der Schaltung für die Erzeugung der PDM vornehmen.

In der Fig. 39 sind 4 Kanäle dargestellt mit einer Halbwellencodierung mit den Kennzuständen großer und kleiner Amplitudenwert. Für alle 4 Kanäle ist die Frequenz die gleiche. Diese 4 Kanäle werden für die Codierung der Farbfernsehsignale vorgesehen. 8 bit sind für das Y-Signal (Luminanzsignal) und zwar je 4 bit beim Kanal a und b. Je 2 bit in den Kanälen a und b sind für Ton und sonstige Signale T+S vorgesehen. Der Kanal c ist für die Codierung des rot-Signales und der Kanal d für die Codierung des blau-Signales mit je 6 bit vorhanden. Je 2 Kanäle werden dann entsprechend der Fig. 11 Vektor I, (k1, k2) mit den Codierungen I, (II), IV, (III) zusammengefaßt, sodaß ein Summenwechselstrom entsprechend der Fig. 9 zustandekommt. Die Phasenlage der beiden Summenwechselströme wird dann auf 0 Grad und 90 Grad festgelegt. Diese beiden Summenwechselströme kann man nun auf der Basis der Quadraturamplitudenmodulation übertragen, sodaß für die Übertragung aller Farbfernseh- und sonstigen Signale ein schmales Band benötigt wird. Als doppelte QAM übertragen, d. h. Kanal a+b quadraturamplitudenmoduliert und die Kanäle c+d quadraturamplitudenmoduliert, wobei die Kanäle zueinander 0°, 90°, 90° und 180° Phasenlage aufweisen und deren Summenwechselströme 45° und 135° Phasenlage haben, und daß die beiden Summenwechselströme wieder quadraturamplitudenmoduliert werden, ist die Auswertung schwieriger, wie auch aus der Fig. 11 ersichtlich ist (bei einmaliger QAM entstehen die Vektoren I, II und III).

Man kann die 4 Kanäle bzw. ihre binären Werte auch codemultiplex übertragen. In der Fig. 40 sind die Binärwerte der 4 Kanäle nochmals dargestellt. Entsprechend der Fig. 41 sollen jeweils 2 Reihen der Fig. 40 zu 8 bit zusammengefaßt werden. In der Fig. 39 sei 6 MHz die Frequenz der Wechselströme, für die Codierung sind dann 18 MHz erforderlich. Verwendet man in der Fig. 41 eine duobinäre Codierung entsprechend der Fig. 62 mit den Halbwellen als Codeelemente, so würde man zwar gegenüber der Fig. 39 an Bandbreite etwas gewinnen, aber die Frequenz wäre 3mal so hoch. Faßt man die Reihen 1, 2, 3 und 4, 5, 6, also 12 bit jeweils zusammen bei diesem duobinären Code, so ist für eine Reihe 1, 2, 3 ein 3-stufiges Codewort mit 8 Stellen erforderlich. 8 Stellen bedeuten 4 Perioden. Es wäre also eine Frequenz von 2×24 MHz erforderlich, also auch für diesen Zweck zu hoch. In der Fig. 45 ist ein 4-stufiges Codeelement dargestellt. Bei 4 Stellen ergibt dies 256 Möglichkeiten. Eine Codierung nach Fig. 41 ergäbe eine Frequenzreduzierung auf 36 MHz. In der Fig. 63 ist ein 6-stufiges Codeelement dargestellt. Um 3 Reihen der Fig. 40 seriell zu codieren, also 12 bit, wären hier 5 Stellen erforderlich. Es wären also noch 30 MHz erforderlich. Außer den 3 Amplitudenstufen sind noch zwei Phasenstufen bzw. Periodendauern vorgesehen. In der Fig. 46 sind 3 Amplituden und 3 Phasenstufen dargestellt. Werden aus der Anordnung der Fig. 40 2 Reihen mit je 12 bit gebildet, sind für jede Reihe 3 Stellen erforderlich, für beide Reihen also 6 Stellen, d. h. es ist eine Frequenz von 18 MHz notwendig.

In der Fig. 43 sind die Farbfernsehsignale anders angeordnet. 8 bit für einen Y-Abgriff (Luminanz, Bildpunkt B) sind seriell zu je 4 bit, die Farben rot oder blau seriell je 3 bit in den Reihen III+IV. Das jeweils 4. bit in den Reihen 3 und 4 ist für Ton- und andere Zwecke vorgesehen. Die Farbe rot oder blau kommt jeweils bei jedem 2. Y-Signal, d. h. diese wechseln sich laufend ab. Werden die senkrechten Reihen 1/2 und 3/4, wie in der Fig. 44 dargestellt, zusammengefaßt, so ergeben sich bei einer Codierung günstigere Verhältnisse. Bei 4 Stufen sind 3 Stellen erforderlich, es ist dann eine Frequenz von 18 MHz erforderlich. Werden die Reihen 1/2 und 3/4 parallel angeordnet, also 16 bit, so sind bei einer Codierung nach Fig. 46 4 Stellen erforderlich, also 12 MHz Frequenz. Die doppelte QAM der Fig. 39 kann, um noch mehr Sicherheit bei der Übertragung zu haben, frequenzmoduliert übertragen werden. Der Summenwechselstrom hat nur kleine Frequenzänderungen, sodaß, wie aus der Fig. 64 hervorgeht, die frequenzmodulierte Schwingung doch schmalbandig übertragen werden kann. Aus dieser Fig. geht hervor, daß die Halbperiodendauer T/2 bei einer Frequenzerhöhung sehr klein wird, daß also die Frequenz stark zunimmt. Bei einer Modulationsfrequenz Mf und einer Amplitude u ist die Halbperiodendauer T/2, bei doppelter Amplitude 2u ist die Halbperiodendauer kleiner, während bei zusätzlich doppelter Frequenz M2f sich die Halbperiodendauer wesentlich verkleinert.

In der Fig. 47 ist eine Übersicht über einen Fernsehsender dargestellt, bei der die in den Fig. 40, 41, 43 und 44 erläuterten Codes verwendet werden. Vom Multiplexer (nicht eingezeichnet) kommen die analog abgegriffenen Signale in den Analogspeicher ASp und von dort werden die Probeentnahmen an einen oder mehrere Analog-Digitalwandler weitergegeben. Die digitalisierten Signale werden dann im Digitalspeicher DSp gespeichert und in der Folge dem Ordner zugeführt. In diesem werden sie entsprechend den Fig. 40, 41, 43 oder 44 geordnet. So geordnet werden sie dem Codierer zugeführt. Entsprechend dem vorbestimmten Code z. B. nach Fig. 45 oder 46 oder 62 oder 63 codiert und dem Modulator MO zugeführt -. Vom Oszillator wird der Sendewechselstrom dem Modulator zugeführt und der modulierte Sendewechselstrom über nicht eingezeichnete Verstärkerstufen und dem Endverstärker zur Antenne gegeben. Eine Übersicht vom Empfänger für die Auswertung der codierten Signale ist in der Fig. 48 dargestellt. Der Sendewechselstro 70093 00070 552 001000280000000200012000285916998200040 0002004025026 00004 69974m kommt über die Empfangsantenne E in die Stufen Abstimmkreis/Verstärker, Mischstufe/Oszillator Mi/Osc, über den Zwischenfrequenzverstärker ZF zur Demodulationsstufe - der Eingang ist wie ein Überlagerungsempfänger beim Rundfunkempfang geschaltet -, am Ausgang des Demodulators ist der Codewechselstrom vorhanden. Dieser wird in den Decodierer geschaltet. Die im Sendemultiplexer abgegriffenen Signale werden hier wieder erhalten, wie das Y, r-y, b-y, Ton und sonstigen Signale S und den verschiedenen Schaltungen zugeführt.

In den Fig. 50 und 51 sind analoge Codierungen der Farbfernsehsignale dargestellt. In der Fig. 50 ist ein Wechselstrom gleicher Frequenz als Codewechselstrom vorgesehen. Die Amplituden der Halbwellen sind die Codeelemente. Die Abgriffsfolge ist y, r, y, bl, y, T+S usw. Die Übertragung dieser analog codierten Signale erfolgt auf der Basis der Frequenzmodulation, sodaß man ein schmales Band - nur eine Frequenz Fig. 64 - und auch eine Übertragungssicherheit erhält.

In der Fig. 51 wird ebenfalls ein Analogcode vorgesehen. Es ist eine Phasencodierung. Der Analogcode ist durch verschieden große Halbperiodendauern gegeben. Die Amplituden der Halbwellen haben dabei immer dieselbe Größe, es ist eine Art Frequenz- und Phasenmodulation. Die einzelnen Signale sind wieder seriell angeordnet, im Beispiel y, r, y, bl, y, T+S. Die Übertragung erfolgt bei einer Abgriffsfrequenz des Y-Signales mt 6 MHz mit 6 MHz. Erfolgt ein Multiplexabgriff aller Signale, also auch des r, bl und T+S Signales, so ist eine Abgriffsfrequenz von 12 MHz erforderlich.

In der Fig. 52 ist eine Codierung entsprechend der Fig. 51 vorgesehen, lediglich die Ton- und sonstigen Signale T+S werden durch einen überlagerten Amplitudencode codiert. Es ist ein Binärcode mit einer großen und einer kleinen Amplitude. Die Werte des Y und der r+bl.-Signale sind durch die Halbperiodendauern festgelegt. Synchron mit dem PDM-Impuls wird dann z. B. an das ER-Relais der Fig. 36 der jeweiligen Amplitudenwert gegeben, in dem dann ein Rechteckimpuls mit kleiner oder großer Spannung erzeugt wird. Die Amplitudencodeelemente können z. B. mehreren Kanälen, wie Ton Stereo usw. zugeordnet sein. In der Fig. 55 sind die 4 Halbwellencodeelemente 4 verschiedenen Kanälen zugeordnet.

Eine Auswertung der PDM, PPM oder PFM-Impulse mit den Halbperiodendauern codiert, ist aus der Fig. 59 ersichtlich. Diese erfolgt wieder mit Hilfe einer Sägezahnspannung. Beim Beginn einer Halbwelle, also beim Nulldurchgang wird der Erzeuger der Sägezahnspannung eingeschaltet, nach der Halbwelle beim nächsten Nulldurchgang wird z. B. mittels eines Feldeffekttransistors die Sägezahnspannung kurzzeitig an einen Kondensator geschaltet und in diesem gespeichert. Die Halbperiodendauer T/2 ist dann gleich dem Spannungswert T/2 oder analog der Größe des Spannungswertes. Die Halbperiodendauer von 1 entspricht dem Spannungswert u1, die von 2 dem von u2, usw. Wurde auf der Sendeseite Sprache mit 8 KHz pulsamplitudenmoduliert, so muß auf der Empfangsseite mit derselben Frequenz die Spannung u1, u2, u3 jeweils abgegriffen werden und zum Sprachwechselstrom umgeformt werden. Bei einem zeitmultiplexen Abgriff mehrerer Kanäle müssen die gespeicherten Werte u1, u2, u3, . . . mit derselben Frequenz des zeitmultiplexen Abgriffes wieder verteilt werden. Die Herstellung der ursprünglichen Information kann z. B. in der Weise erfolgen, indem man den ausgewerteten Code u1, u2, . . . nach der Kanalzuteilung treppenförmig ausbildet und dieses Treppensignal über einen Tiefpaß führt. Solche Umformungen sind bekannt und es wird daher nicht näher darauf eingegangen.

Auf dieselbe Weise wie in Fig. 59 die PDM-Impulse können auch PPM-Impulse decodiert werden. In der Fig. 60 ist dies dargestellt. Der Abstand T/2 der Pulse wird mit der Sägezahnmethode wieder in PAM-Pulse umgeformt und gespeichert. Der Abstand T/2 entspricht dann der Spannung u1 usw.

Bei der Übertragung von Fernsehsignalen nach dem Prinzip der Fig. 36 und 38 müssen die ausgewerteten Signale auf der Empfangsseite synchron verteilt werden. In der Austastzeit müssen Synchronisierimpulse gesendet werden, damit entsprechend der Sendeseite die Abtastfrequenz auf der Empfangsseite die Verteilfrequenz festgelegt werden kann. Die Summe der vorkommenden größten Halbperiodendauern je Zeile darf die Zeit von 54 us nicht überschreiten. Dies ist die Zeit, die für eine Zeile bei einem Bildformat 4 : 3 vorgesehen ist. Im Sender müssen infolgedessen die Halbperiodendauern mit abgemessen werden, u. U. muß in den Zeilencode noch ein Füllcode, der z. B. die kleinsten oder größten Periodendauern in bestimmter Folge beinhaltet. Man kann natürlich auch andere Füllcodes vorsehen. Außerdem ist zusätzlich die Austastzeit als Füllcode noch vorzusehen. In der Fig. 61 sind die kleinsten und größten Halbperiodendauern k und g dargestellt. Solche können z. B. abwechselnd gesendet werden. Auf dieser Basis können auch mehrere Kanäle über einen Übertragungsweg zusammengefaßt werden. In der Fig. 56 ist ein solches Beispiel dargestellt. Mit dem Multiplexer Mu werden die Kanäle 1 bis n pulsamplitudenmäßig zusammengefaßt, was ja bekannt ist. Diese PAM-Proben werden im Speicher Sp gespeichert, von PDM abgerufen und, wie bereits beschrieben, über ein Steuergerät St, an das die Steuerimpulse Jm angeschlossen sind, dem Zählglied zugeführt. Die übrigen Schaltvorgänge sind dieselben wie z. B. in der Fig. 36 beschrieben. Nach dem Pulsdauermodulator PDM können die Impulse auch direkt entsprechend der Fig. 38 weiter verarbeitet werden. Auf der Empfangsseite muß natürlich entsprechend der Abgriffsfrequenz des Multiplexers synchronisiert und verteilt werden.

In der Fig. 57 ist eine andere Möglichkeit der Mehrfachausnutzung eines Stromweges aufgezeigt. Um die Codewechselströme frequenzmäßig trennen zu können, werden solche Steuerimpulse verwendet, daß die Frequenzbereiche der Codewechselströme einen solchen Abstand haben, daß eine einwandfreie Auswertung möglich ist, z. B. mittels Filter eine Trennung in der Empfangsstelle. In der Fig. 57 ist Z1 der eine Umsetzer mit den Steuerimpulsen Jm1 und Z2 der andere Umsetzer bzw. Zählglied mit den Steuerimpulsen Jm2. In der Fig. 58 ist die Frequenzlage der beiden Kanäle dargestellt. T/2I und T/2II sind die kleinsten Frequenzen der beiden Kanäle. Durch den Winkelhub f2 kommt man näher an den Frequenzbereich vom Kanal T/2I. Im Beispiel ist noch ein Abstand von Ab vorhanden. Dieser kann so gewählt werden, daß preislich günstige Filter eingesetzt werden können.

Nachstehend werden noch einige Codes dargestellt, mit denen man mit einer Frequenz Daten, im Beispiel Fernsehsignale codieren und übertragen kann. In der Fig. 53 ist ein Binärcode dargestellt, bei dem als Codeelemente die Amplituden von Halbwellen mit den Kennzuständen großer und kleiner Amplitudenwert vorgesehen werden. Mit einer Halbwelle kann dann ein bit codiert werden. Für das Y-Signal sind 8 bit, für das Rot- und Blausignal je 6 bit und für den Ton (digitalisiert) und sonstige Signale sind 2 bit vorgesehen. Rot und blau werden abwechselnd, wie z. B. in der Fig. 51 dargestellt, codiert. Bei 6 Meg Abgriffen für das Y-Signal wäre hier ein Codierwechselstrom mit 48 MHz erforderlich. In der Fig. 54 ist eine duobinäre Codierung hierfür vorgesehen. Der Codierwechselstrom hat dann eine Frequenz von 27 MHz. Man kann diese Codierwechselströme wieder frequenzmoduliert übertragen, das Frequenzband wird dabei auch nicht zu breit, wie aus der Fig. 65 hervorgeht. Die Übertragungssicherheit wird dabei noch größer. In der Fig. 66 ist eine Möglichkeit aufgezeichnet, wie man ohne Modulatoren schmalbandig eine Nachricht digital übertragen kann. Jedem Codeelement wird eine Vielzahl von Perioden eines Wechselstromes einer Frequenz zugeordnet, die durch die Zeit Og bestimmt werden, also einer vorbestimmten Zahl von Perioden. Angenommen wird die Codierung erfolgt binär. Bei jedem Zustandswechsel, also 1 nach 0 oder 0 nach 1 erfolgt der Übergang kontinuierlich, in der Fig. 66 mit Ü bezeichnet. Die Amplituden für die Null haben die Größe Ak und die für den Kennzustand 1 die Größe Ag. Kommen gleiche Werte hintereinander, so wird die Amplitudengröße nicht geändert. Bei 5 gleichen Werten würde man fünfmal eine Periodenzahl von Og mit derselben Amplitude senden. Der Übergang zu einem anderen Kennzustand wird z. B. zum folgenden Kennzustand gerechnet, also z. B. Ü+O=Og.

Die Codierungen von Informationen nach den Fig. 53, 54 und 66 ergeben sehr schmale Frequenzbänder. Dies kann man sich auch in der Fernsehtechnik zunutze machen. So könnte man u. U. weitere Kanäle zwischen den einzelnen Fernsehkanälen unterbringen. Ein Beispiel hierfür ist in den Fig. 42 und 82 niedergelegt. In der Fig. 42 ist hierfür der Träger BTz vorgesehen. Der Träger wird dabei zugleich zur Modulation mit hergenommen. Er wird also entsprechend z. B. der Fig. 66 codiert. Wie aus der Fig. 42 ersichtlich ist, ist in der Bildkanallücke jeweils auch noch der Träger bzw. die Träger für die Toninformation vorgesehen. Bei VHF ist es z. B. erforderlich, beim nächst höheren Fernsehkanal einen Reihenresonanzkreis vorzusehen, in der Fig. 42 ist die Durchlaß- bzw. Saugkurve. Der Resonanzwiderstand ist nur mehr so groß wie der Verlustwiderstand. Die Nyquist-Flanke wird hierbei kaum in Mitleidenschaft gezogen. Bei der Modulation des FBAS-Signals mit 38,9 MHz wird nach dem Restseitenbandfilter ein Saugkreis Rr angeordnet, wie aus der Fig. 82 hervorgeht. Solch ein Reihenresonanzkreis ist leicht zu realisieren. In der Fig. 82 ist ein Prinzipschaltbild der Unterbringung eines Informationskanals zwischen 2 Fernsehkanälen dargestellt. Das Bildsignal B (Leuchtdichtesignal), die modulierte Farbträgerschwingung F und die Austast- und Synchronisiersignale AS werden in der Addierstufe zum FBAS-Signal addiert. Über eine Verstärkerstufe wird dann das FBAS-Signal einem Modulator Mo mit der Trägerfrequenz von 38,9 MHz zugeführt. Das amplitudenmodulierte Signal wird dann dem Restseitenbandfilter zugeführt, sodaß das untere Seitenband teilweise, wie bekannt, unterdrückt wird. Nach dem RFi ist der Reihenresonanzkreis in der Schaltung angeordnet. Die Resonanzfrequenz beträgt hier 37,9 MHz. Die Resonanzkurve ist in der Fig. 42 mit RR bezeichnet. Bei 6 MHz über dem Bildträger erhält im Beispiel der zusätzliche Kanal eine Träger- bzw. Codierfrequenz von 189,25+6=195,25 MHz. Dieses ist dann die Frequenz der Codierung nach der Fig. 66. Im Beispiel werden mehrere Kanäle zeitmultiplex auf PAM-Basis zusammengefaßt (K1-X) und dem Codierer zugeführt. In diesem ist noch ein PAM/PCM-Wandler, der die seriell ankommenden PAM-Pulse der Kanäle K1-X in einen binären, duobinären oder sonstigen Code umwandelt. Ein Oszillator speist den Codierer mit der Trägerfrequenz von 195,25 MHz. Dieser Wechselstrom wird dann analog einem Code der Fig. 66 mit den PCM-Pulsen moduliert. Der modulierte Träger wird dann einem Entkoppler E zugeführt, an den auch der modulierte Tonträger angeschaltet ist. Beide Signale werden dann ggf. über einen Verstärker einer Weiche W, an der auch der Träger des FBAS-Signales angeschlossen ist, im Beispiel 189,25 MHz. Der Tonträger hat eine Frequenz von 194,75 MHz. Über die Weiche werden also alle Träger an die gemeinsame Antenne geführt. Der Reihenresonanzkreis für den zusätzlichen Kanal von 195,25 MHz ist also im Fernsehkanal mit der Sendefrequenz von 196,25 MHz angeordnet. Die Auswertung dieses zusätzlichen Kanals kann z. B. entsprechend der der Tonkanäle erfolgen.

Bei sehr hohen Sendefrequenzen kann man im zusätzlichen Kanal auch einen Fernsehkanal unterbringen.

Der Digitalcode der Fig. 66 kann abgewandelt auch als Analog-Digitalcode. Dabei erfolgt bei jedem Wert eine Amplitudenänderung. Zur Veranschaulichung wird die PCM-Technik hergenommen. Bei dieser Technik werden z. B. 256 Quantisierungsstufen vorgesehen. Für den größten PAM-Wert könnte man also 256 Perioden vorsehen. Bei halber Größe wären 128 Perioden notwendig, wäre dies der folgende Wert, würden diese Perioden, die immer gleich groß sind, zur Unterscheidung der Codierung von Anfang bzw. Ende eines Wertes eine andere Amplitudengröße annehmen. In der Praxis würde man dies natürlich anders machen, z. B. dem größten Wert 400 Perioden zuordnen. Der Wert 1 hätte dann 143 Perioden. Die halbe Größe hätte dann eine Periodenzahl von 143+128=271. Je nach zur Verfügung stehenden Frequenzen kann man auch noch höhere Periodenzahlen hernehmen.

In den Fig. 68 und 69 ist eine Methode für die Codierung der Farbartsignale rot und blau dargestellt. Bei dieser werden die Farbcharakteristikwerte mit einer vorbestimmten Frequenz abgegriffen und je einem Träger, diese sind gegeneinander um 90 Grad phasenverschoben, aufmoduliert. Die Träger haben dabei mindestens die 2-fache Abgriffsfrequenz. Diese werden summiert. Der Summenwechselstrom beinhaltet durch die Phasenverschiebung gegenüber einem Vergleichswechselstrom die Lage des Farbvektors im Farbkreis. Diese Phasenverschiebung ist durch die Periodendauer bzw. Restperiodendauer gegenüber dem Vergleichswechselstrom festgelegt. Eine Speicherung dieser Werte ist bei einer 2-fachen Trägerfrequenz bis zur halben Zahl der Abgriffe einer Zeile, bei der 3-fachen Trägerfrequenz 1/3 der Abgriffe einer Zeile erforderlich. Die Werte der Phasenverschiebung werden bei der Übertragung in die Halb- bzw. Periodendauer eines Wechselstromes einbezogen. Bei Kabelübertragung kann man zur Erhaltung der Gleichstromfreiheit eine Periode vorsehen, bei der die positive und negative Halbwelle dieselben Werte aufweist. Im Beispiel haben die Träger die 3-fache Abgriffsfrequenz.

In der Fig. 68a sind die Abtastpulse P1, P2, P3, . . . des Farbdifferenzsignales B-Y dargestellt. Diese werden treppenförmig - gestrichelt eingezeichnet - erweitert. Eine treppenförmige Erweiterung wird durch eine Kondensatorspeicherung mit bestimmter Zeitkonstante zustandegebracht. In der Fig. 68b sind die Abgriffe P1, 2, 3, . . . des Farbdifferenzsignales R-Y mit der treppenförmigen Erweiterung dargestellt. In den Fig. 68c und d sind die beiden Trägerwechselströme mit den aufmodulierten treppenförmigen Signalen dargestellt. Die beiden modulierten Träger werden nun addiert. Man erhält dann einen Summenwechselstrom, wie er in der Fig. 68e dargestellt ist. Die Amplitude entspricht der Größe des Farbvektors, dieser ist ein Maß für die Sättigung der Farbe und die Phasenverschiebung gegenüber einer Vergleichsphase entspricht dann dem Farbton im Farbkreis. Dies ist bereits bei den Systemen NTSC und PaL bekannt und es wird deshalb nicht näher darauf eingegangen. Die Ausgangs- bzw. Vergleichsphase Vg ist in der Fig. 68f dargestellt. Die Phasenverschiebung bleibt also immer im Beispiel während der 3 Perioden des Trägers Su erhalten. Unmittelbar bei einer Phasenänderung kann die Halbperiodendauer nicht gemessen werden, deshalb sind im Beispiel bis zur nächsten Phasenänderung mindestens 3 Perioden vorgesehen. Wie aus der Fig. 68g hervorgeht, setzt sich eine Codierhalbperiode aus 2 konstanten Perioden KP und aus der eigentlichen Codierphasenverschiebung Ph zusammen, die bei 359 Grad Phasenverschiebung beinahe eine Periode ausmacht. Die einzelnen Vorgänge der Übertragung der Phasenverschiebung auf die Periodendauer ist aus der Fig. 69 ersichtlich. Hierfür sind 3 Farbkreise dargestellt mit den Phasenverschiebungen 60, 120 und 240°. Der Meßbeginn ist in der Fig. 68g und in den Fig. 69a, b, c mit Ph0° bezeichnet. Im Beispiel hätte der Burst eine Phasenlage von 0° wie in der Fig. 69d dargestellt. Ein Burst ist im Beispiel nicht erforderlich, weil die Übertragung durch den absoluten Periodendauerwert festgelegt ist. Zweckmäßig ist aber für jede Zeile der Beginn der seriellen Anordnung der Codeelemente zu codieren. Die Halbperiodendauer, also der Impuls der z. B. in Fig. 75 das ER-Relais steuert, beginnt in Fig. 68f mit Be und dauert die beiden Perioden und zusätzlich die Größe der Phasenverschiebung Ph. In der Fig. 69a wird bei einer Phasenverschiebung von 60° eine Phasenverschiebung von 300° gemessen. Der Gesamtimpuls ist dann gleich der der beiden Perioden +der Länge von 300°. Dieser Impuls wird z. B. ER-Relais verstärkt und dann über ein Filter wie bereits schon öfters beschrieben zu einem sinusförmigen Codierwechselstrom umgewandelt. Die Länge der Halbperiodendauern in einer Fernsehzeile wird also kleiner als die Abstände der Summe der Treppensignale der Farbdifferenzsignale. Deshalb muß auch die Summe der Halbperiodendauern gemessen werden und erforderlichenfalls eine Füllhalbperiode eingefügt werden, der man zweckmäßigerweise die Dauer von 3 Perioden des Vergleichswechselstromes zuordnet. Die in den Fig. 69a, b, c dargestellten Wechselströme sind Summenwechselströme Su. In der Fig. 69b ist der Farbwinkel 120°, gemessen werden 240° und in der Fig. 69c ist der Farbwinkel 240°, gemessen werden 120°. Die gemessene Periodendauer wird jeweils den beiden konstanten Perioden KP zuaddiert. In den Beispielen sind die Sättigungen 100% bzw. 70%. Diese gehen wie beim PAL-System in die Amplituden ein. In der Fig. 69d ist der Phasenvergleichswechselstrom dargestellt. Die Periodendauer einer Periode des Summenwechselstromes beinhalten den Phasenwinkel von 360 Grad. Um noch eine größere Genauigkeit zu erhalten, kann man 180 Grad für eine Periode vorsehen, indem man eine zusätzliche Markierung vornimmt. Ist die Phasenverschiebung bis 180 Grad, so wird eine Phasenverschiebung über 180 Grad gemessen, wie aus den Fig. 69a und b hervorgeht. Hier ist es nur notwendig, die Phasenverschiebung der positiven Halbperiode zu messen. Da bei den Halbperioden für die Codierung der Bildpunktgröße nur die Periodendauer benötigt wird, kann man durch einen Amplitudencode codieren, daß der Winkel mehr als 180° beträgt. Bei der Übertragung kann man dann den doppelten Wert des Winkels übertragen. In Fig. 69a kann man dann die Winkelgröße dw doppelt so groß werden. In der Empfangsstelle muß dann der Amplitudencode ausgewertet werden und der zusätzliche 180° Winkel berücksichtigt werden. Die Übertragung der Farb- und Bildpunktcodierung kann parallel ähnlich wie in der Fig. 58 offenbart erfolgen oder seriell wie in den Fig. 70 und 71 dargestellt. In den Beispielen ist der Bildpunktabgriff doppelt so schnell als der der Farbsignale. Da der Codewechselstrom in ununterbrochener Folge von positiven und negativen Halbperioden erfolgen soll, ist kein Synchronismus zwischen Abgriff und Codierung vorhanden. Es ist deshalb sowohl auf der Sende- als auch Empfangsseite eine mehr oder weniger große Speicherung erforderlich. Beim Empfänger muß die Bildpunkt- und Farbsignalzuordnung exakt mit der Abgriffsfrequenz der Sendeseite erfolgen. Die Farbvektorgröße, in Fig. 69a mit VS bezeichnet, wird durch die Amplitudengröße codiert. Diese wird wie die Periodendauer gespeichert. Eine mögliche Anordnung für die Übertragung ist in der Fig. 70 dargestellt. Die erforderliche Frequenz wird durch die Bildabgriffszahl und Farbabgriffszahl bestimmt. Sind in einer Zeile 832 Bildpunkte abzugreifen und für jeden Bildpunkt eine Halbperiode erforderlich, so sind für die Bildpunkte 416 Perioden notwendig. Für die Farbcodierung sind für je 2 Bildpunkte 1 Halbperiode vorzusehen, also für eine Zeile 213 Perioden. Diesen 629 Perioden steht z. B. eine Zeit von 52 μs zur Verfügung. Damit ist dann die Frequenz und zwar die kleinste Frequenz des Codierwechselstromes vorgegeben. Die Austastlücke von 12 μs erhält dieselbe Frequenz. Da die Codierhalbperioden immer kleiner sind als die Errechneten, müssen Füllhalbperioden vorgesehen werden, die die größte Periodendauer zweckmäßig aufweisen. Für diese kann man natürlich auch einen anderen Code vorsehen. Die Bildpunkthalbperioden haben immer dieselbe Amplitudengröße, während man bei den Farbhalbperioden mit der Amplitudengröße den Farbvektor codiert, also die Sättigung codiert. Auch die größte Amplitudengröße der Farbhalbperioden, die dann auch für die Bildpunkthalbperioden vorgesehen werden, kann man als Codierung für die Füllhalbperioden vorsehen. Die Speicherung der Amplitudengröße des Farb- bzw. Sättigungssektors kann mittels eines Kondensators erfolgen, der über eine Diode an den Codierwechselstrom Su geschaltet wird. Die Bildpunkthalbperioden B(Y) können noch mit einem binären oder duobinären Amplitudencode überlagert werden, mit dem dann die Sprache und andere Signale digital codiert werden, wie bereits bei der Fig. 52, 55 beschrieben. In der Fig. 71 ist einer Bildpunkthalbperiode noch eine Binärcodierung für einen Phasenwinkel des Farbtones größer als 180° zugeordnet. In der Fig. 69a z. B. wird festgestellt, daß die zu messende Resthalbperiode dw positiv ist, sodaß die negative Halbwelle nicht mehr gemessen werden braucht. Diese 180° sind durch diese Codierung B+180° bestimmt. Der Wert dw wird bei der Übertragung doppelt so groß, sodaß die Genauigkeit größer wird. Die weitere Bildpunkthalbperiode B+T/S wird mit einem binären oder duobinären Amplitudencode überlagert, mit dem dann die digitalisierte Sprache und andere Steuersignale codiert werden. Die Halbperiode F beinhaltet in der Halbperiodendauer den Farbtonwinkel und analog in der Amplitudengröße den Farb- bzw. Sättigungsvektor.

In der Fig. 72 ist das Prinzip einer Zusammenschaltung der Halbperioden mit dem Amplitudencode dargestellt. Ein elektronisches Relais liefert wieder Rechteckimpulse RJ. Die Periodendauer dieser Rechteckimpulse wird über Ph markiert. Im Ordner Or sind Speicher vorgesehen, in denen die Bildpunktabgriffe ggf. bereits in Halbperiodendauern umgesetzt gespeichert sind. Außerdem ist ein Speicher für Speicherung des Farbwinkels KP+Ph vorgesehen. Die Amplituden der Rechteckimpulse werden im Ordner Or synchron mit den Halbperiodendauern dem elektronischen Relais ER zugeführt. Über FA wird die analoge Amplitudengröße des Farbvektors vom Speicher abgerufen. Über T+S werden die digitalisierten Ton- und sonstigen Signalamplituden von einem Speicher abgerufen und dem elektronischen Relais in der Reihenfolge z. B. der Fig. 70 zugeführt.

In Fig. 7 ist solch ein elektronisches Relais mit mehreren Amplitudenstufen dargestellt. Am Ausgang von ER sind dann die Rechteckimpulse mit den entsprechenden Periodendauern und Amplitudenstufen. Im Filter Fi werden diese dann zu einem sinusförmigen Wechselstrom umgewandelt.

Die unmittelbare Messung des Phasenwinkels ist ebenfalls möglich. Die Nulldurchgänge ab BE Fig. 68g müssen dann beim Summenwechselstrom abgezählt werden, sodaß man dann z. B. den Nulldurchgang M in Fig. 69b feststellen kann. Ab diesem Punkt erfolgt dann bis zu Ph0° die Messung. Ph in Fig. 68g könnte man dann z. B. auf 90° der Phasenverschiebung verteilen. Die 3 übrigen 90 Grad Winkel müßten dann ähnlich wie in der Fig. 71 mit 180° codiert werden.

Die Codierwechselströme der Fig. 70, 71 werden dem Sendewechselstrom aufmoduliert und übertragen. Der Empfänger ist dann im Prinzip so geschaltet, wie er in Fig. 23 dargestellt ist. Die Eingangssignale werden über Abstimmkreis/Verstärker HF Mischstufe/Oszillator über den Zwischenfrequenzverstärker V zum Demodulator DM geführt. Der demodulierte Codierwechselstrom z. B. nach Fig. 70 wird dem Codierer DC zugeführt. Bei einer seriellen Anordnung der Codierhalbperioden muß die Verteilung der Bild- und Farbwerte (Fig. 70, 71) entsprechend den Bildpunkt- und Farbdifferenzsignalabgriffen erfolgen. Deshalb wird man zweckmäßig in der Austastzeit einen Wechselstrom mit der Abtastfrequenz senden, der dann für die Synchronisierung des im Empfänger als Verteiler vorgesehenen Wechselstroms synchronisiert. Die Amplituden dieses Synchronisierwechselstromes der Austastzeit kann man noch für eine binäre oder duobinäre Codierung vorsehen. Die Bildpunktwerte kann man z. B. entsprechend der Fig. 59 auswerten. Die Auswertung der Farbcodeelemente mit den Halbperiodendauernwerten und den Amplitudengrößen, die erforderlichenfalls ähnlich wie in der Fig. 74a gezeigt in eine Länge umgewandelt wird, erfolgt am besten auf rechnerischer Basis. Die Ton-(stereo) oder sonstigen Signale, die ja PCM-codiert sind, kann man in bekannter Weise demodulieren.

In der Fig. 67a sind die Bildpunktabgriffe BAb und die Farbdifferenzsignalabgriffe FAb dargestellt und zusätzlicher wie man diese z. B. bei serieller Übertragung (Fig. 70) dem Codierwechselstrom zugeordnet werden (Cod).

Fig. 79 zeigt ein besonders zweckmäßiges Codierverfahren. Das Codierverfahren gemäß Fig. 79 arbeitet mit binären Codeelementen, die die Form einer Periode oder einer halben Periode einer Sinusschwingung haben und bei denen die Binärwerte 0 und 1 durch eine kleine bzw. große Amplitude der Periode bzw. Halbperiode der Sinusschwingung dargestellt werden, wie es aus der oben bereits erwähnten US-Patentschrift 46 75 721 bekannt ist. Bei Fig. 79 wird angenommen, daß die Codeelemente aus abwechselnd positiven und negativen Halbperioden einer Sinusschwingung bestehen, wobei eine relativ kleine Amplitude der Halbperiode den Binärwert 0 und eine relativ große (z. B. doppelt so große) Amplitude der Halbperiode den Binärwert 1 darstellt.

Der in Fig. 79 dargestellte Code erlaubt die Darstellung einer neunstelligen Binärzahl. Er ist folgendermaßen aufgebaut: Die Bits der ersten und der zweiten Stelle der zu codierenden neunstelligen Binärzahl werden durch die erste, positive Halbwelle 1 und die anschließende zweite, negative Halbwelle 2 einer Sinusschwingung der Periodendauer P dargestellt, wie es in der Kurve a in Fig. 79 dargestellt ist.

Die Bits der dritten, vierten und fünften Stelle der zu codierenden neunstelligen Binärzahl werden durch die aufeinanderfolgenden Halbwellen einer Sinusschwingung der Periodendauer 2P/3 dargestellt, wie die Kurve b in Fig. 79 zeigt. Das sechste, siebte, achte und neunte Bit der neunstelligen Binärzahl werden durch die aufeinanderfolgenden Halbwellen einer Sinusschwingung der Periodendauer P/2 dargestellt, wie die Kurve c in Fig. 79 zeigt. Die Sinusschwingungen in den Kurven A, B und C sind in der ersten Periode P1 zur Vereinfachung der Darstellung alle mit der gleichen Amplitude dargestellt, die codierte Binärzahl bestände also aus neun Einsen.

In den folgenden Perioden P2, P3, . . . werden dann die folgenden neunstelligen Binärzahlen in der entsprechenden Weise codiert. In der Kurve a ist in der Periode P2 der Wert 00 und in der Periode P3 der Wert 10 dargestellt. Die bei der Codierung entstehenden Schwingungszüge entsprechend den Kurven a, b und c werden einander additiv überlagert und können dann über eine einzige Leitung übertragen werden. Auf der Empfangsseite werden die Schwingungen a, b, c durch Filter getrennt und können dann in bekannter Weise decodiert werden, z. B. durch Messung der Dauer der jeweiligen Halbperiode, wie es in der US-Patentschrift 47 94 621 beschrieben ist.

Das anhand von Fig. 79 beschriebene Codierverfahren läßt sich in der verschiedensten Weise abwandeln. Für die Abstufung der Periodenlängen der Schwingungen zur Codierung der aufeinanderfolgenden Bits ist es lediglich erforderlich, daß innerhalb der Periode P, die für die Codierung eines Zeichens reserviert ist, eine ganze Anzahl von Codeelementen (volle oder halbe Sinusschwingungsperioden) Platz hat. Am Anfang und am Ende jeder Codierungsperiode P müssen die verschiedenen Codierschwingungen a, b, c usw. also immer die gleiche Phasenlage haben. Man kann auch mit duobinären Amplitudenstufen arbeiten, so daß man 3⁹ Kombinationen erhält. Mit einem zusätzlichen, um 90° phasenverschobenen, überlagerten Codierwechselstrom dieser Art stehen dann 3¹⁸ Kombinationen zur Verfügung. Eine duobinäre Codierung wird z. B. beim europäischen D-MAC-System verwendet.

Die Codierkapazität des Verfahrens gemäß Fig. 79 läßt sich dadurch weiter erhöhen, daß man jeder Codierschwingung a, b, c usw. eine um 90 Grad phasenverschobene zweite Codierschwingung der gleichen Periodendauer zuordnet, wie es beispielsweise in der Kurve a′ in Fig. 79 bezüglich der Kurve a dargestellt ist. Die beiden Schwingungen, also z. B. a, a′, gleicher Periodendauer jedoch in Quadratur stehender Phase werden dann übereinander überlagert, wobei eine resultierende Schwingung a′′ entsteht, die die gleiche Periodendauer wie die einander überlagerten Einzelschwingungen hat und daher auf der Empfangsseite durch einen Filter abgetrennt und durch synchrone Modulation wieder in die Komponentenschwingungen zerlegt werden kann. Wendet man diese Maßnahme auf das anhand von Fig. 79 beschriebene Verfahren an, so lassen sich also in einer Codierungsperiode P achtzehn Binärzeichen übertragen.

Fig. 77 ist eine erfindungsgemäße Schaltungsanordnung zum Codieren eines Farbfernsehsignals, das ein Luminanzsignal L, Farbsignale I und Q, Synchronisiersignale ggf. zusätzliche Signale S sowie Tonsignale T enthält. Das Luminanzsignal wird mit einer vorbestimmten Frequenz abgegriffen und an einem Analog-Digital-Umsetzer A/D zugeführt, der die Abtastwerte in 8-Bit-Codezeichen umsetzt. Die Codeelemente (Bits) der Codezeichen werden einem Speicher Sp zugeführt. Die Farbsignale I und Q werden gleichzeitg mit einer Frequenz abgegriffen, die gleich der Hälfte der Abgreiffrequenz des Luminazsignales ist, und in einem Zwischenspeicher ZSp zwischengespeichert. Die zwischengespeicherten Signale werden abwechselnd über einen Umschalter U4 einem Analog-Digital-Umsetzer A/D zugeführt, der die Abtastwerte in 6-Bit-Codezeichen umsetzt. Die Codezeichen werden dann dem Speicher Sp zugeführt. Die Synchronisiersignale und ggf. sonstigen Signale S sowie die Tonsignale T, bei denen es sich um Stereosignale, Ton unterschiedlicher Sprachen usw. handeln kann, werden abwechselnd oder gleichzeitig mit vorbestimmter Frequenz abgegriffen, in einem Zwischenspeicher ZSp zwischengespeichert und über einen Umschalter U5 einem Analog- Digital-Umsetzer A/D zugeführt, der z. B. 8 oder 16-Bit- Codezeichen erzeugt, die ebenfalls im Speicher Sp zugeführt werden. Mit dem Speicher Sp ist ein Codierer Cod gekoppelt, von dem jeweils gleichzeitig, also parallel, die acht Codeelemente (Bits) des Luminanzsignales, ferner drei Codeelemente des I- oder Q-Signales über Umschalter U1 bis U3 sowie ein Codeelement des S- bzw. T-Signals abgerufen werden, wie es in Fig. 78 in der Spalte I dargestellt ist. Die kurzen bzw. langen Striche bedeuten hier ein Bit des Werts 0 bzw. 1. Diese zwölf Bits werden vom Codierer Cod in ein gemeinsames Codezeichen umgewandelt, beispielsweise wie es anhand von Fig. 19 und 79 beschrieben wurde. Mit den aufeinanderfolgenden Codezeichen, siehe die Spalten I bis IV usw. in Fig. 78 wird dann ein üblicher Hochfrequenzsender M moduliert und die modulierte Hochfrequenzschwingung wird über eine Antenne S abgestrahlt. Auf der Empfangsseite wird die Hochfrequenzschwingung durch eine Antenne E empfangen, in einem üblichen Empfangsteil ET in bekannter Weise verarbeitet und demoduliert und die demodulierte Codeschwingung wird einem Decodierer DE-COD zugeführt, wie es anhand von Fig. 23 erläutert wurde. Im Decodierer Dcod werden die Codewörter demoduliert. An einer Gruppe 1/8 von acht Ausgangsanschlüssen stehen dann die acht Bits der jeweiligen Abtastwerte des Luminanzsignales L gleichzeitig zur Verfügung; an einer Gruppe 9/11 mit drei Ausgängen die Farbsignalbits, die in einem Zwischenspeicher Sp1 zwischengespeichert werden und an einem Ausgang 12 die S/T-Bits, die in einem Speicher Sp2 zwischengespeichert werden. Die Luminanzsignalbits werden in einem Digital-Analog-Umsetzer D/A in ein analoges Luminanzsignal L umgewandelt. Im Zwischenspeicher Sp1 werden die Farbsignalbits zwischengespeichert und wenn jeweils sechs Bits eines I- und eines Q-Signalabtastwertes zur Verfügung stehen, werden die nun vollständigen Farbsignal- Codezeichen durch einen Digital-Analog-Umsetzer D/A in analoge Farbsignale umgesetzt, die über einen Analogspeicher Sp3 einem entsprechenden Ausgang I oder Q zugeführt wird.

Die S/T-Bits werden im Zwischenspeicher Sp2 gespeichert und, wenn vollständige Codezeichen zur Verfügung stehen, in einem Digital-Analog-Umsetzer D/A in entsprechende Analogsysteme umgesetzt, die nach Bedarf in einem Zwischenspeicher Sp4 nochmals zwischengespeichert oder direkt weiterverarbeitet werden können. Während der Austastzeit können dem Sender M über einen Umschalter U6 andere Codesignale X zugeführt werden, die auf der Empfangsseite an einem Ausgang AT des Decodierers DCod zur Verfügung stehen und einer entsprechenden Verwertung zugeführt werden können.

Die Fig. 83 zeigt eine einfache 4 PSK Phasenumtastcodierung. Die Nennfrequenz sei f entsprechend einer Nennperiodendauer von 360°. Die Codierung erfolgt durch Phasenänderungen von +45° auf eine Phase von 405°=f1, von +135° auf eine Phase von 495°=f2, von -45° auf eine Phase von 315°=f3 und eine Phasenänderung von -135° auf eine Phase von 225°=f4. Die Erzeugung wird analog der Anordnungen der Fig. 7 und 8 durchgeführt. Diese Anordnung ersetzt die bisher verwendete Codierung nach der Fig. 2. In der Fig. 4 sind solche Phasensprünge allgemein beschrieben.

In der Fig. 80 sind verschiedene Periodendauerstufen dargestellt. Wird die Auswertung durch Abmessung vorgenommen, so ist es zweckmäßig, gut meßbare Periodendauerunterschiede festzulegen, wie dies bei 0°, a°, b° und 90° geschehen ist. Die Abstände zwischen 1, b, a und 2 sollen auch ziemlich gleich sein. In der Fig. 81 sind Phasenunterschiede von über 90° vorgesehen. Ein Nachteil ist dabei, daß die Frequenzänderungen sehr groß werden. Bei Kabelübertragung ist es zweckmäßig, um eine Gleichstromfreiheit zu erhalten, die Codierung mit gleicher positiver und negativer Halbwelle vorzunehmen.

In der Fig. 19b ist eine besonders vorteilhafte Codierung für eine codemultiplexe Informationsübertragung dargestellt. Als Codeelemente werden Halbwellen eines Wechselstromes vorgesehen, die in einer ununterbrochenen Folge von positiven und negativen Halbwellen gesendet werden. Es wird ein Amplitudencode mit 3 Kennzuständen, also ein duobinärer Code vorgesehen. Eine Periode bildet dann 2 Stellen. Um die Stellenzahl zu vergrößern, wird ein zweiter Codierwechselstrom gleicher Frequenz, der jedoch um 90° phasenverschoben ist, vorgesehen. Aus je einer Periode erhält man dann 4 Stellen. Aus den beiden Codierwechselströmen erhält man dann aus je einer Periode 3 hoch 4 Kombinationen, dies sind 81 Kombinationen. In der Fig. hat die Halbwelle aP1 den Kennzustand 1, die Halbwellen aP2=1, aP3=2, . . . die Halbwellen aP11=0, aP12=0, aP13=1, . . . Für die Übertragung wird man beide Codierwechselströme addieren und als nur einen Summenwechselstrom übertragen.

Die schmalbandige Übertragung von Information gemäß der Fig. 66 kann nicht nur beim Fernsehen angewendet werden, sondern ganz allgemein für die Übertragung von digitaler oder analoger Information über Funk oder Kabel. In der Fig. 84 ist ein Beispiel für die Sprach- bzw. Tonübertragung dargestellt. Die 4 Sprachkanäle K1-K4 werden mit 4×8=32 KHz vom Multiplexer Mu abgegriffen. Diese PAM-Pulse werden einem PAM/PCM-Wandler zugeführt und im Beispiel in einen Binäramplitudencode umgewandelt. Als Codeelement wird die Amplitude der positiven und negativen Halbwelle eines Wechselstromes vorgesehen (s. Patent DE 30 10 938). Die 256 KHz Pulse werden im Codierer Cod in 4 Perioden entsprechender Amplituden umgewandelt. Dies geschieht mit einer Anordnung entsprechend der Fig. 9. Ein Generator erzeugt 1024 KHz und führt diesen Wechselstrom der Anordnung der Fig. 9 zu. Wie bereits bei der Fig. 66 beschrieben, wird die Änderung von Amplitudenstufen kontinuierlich vorgenommen. In der Fig. 85 ist dies für die Fig. 84 dargestellt. Dem Kennzustand 1(1) folgt eine 0(2), der die halbe Amplitude aufweist. Die 4. Periode des Kennzustandes 1(1) und die 1. Periode P5 des Kennzustandes 0(2) bilden den Übergang zum Kennzustand 0. Dasselbe ist mit der 8. und 9. Periode, wobei ein Wechsel von den Kennzuständen 0 nach 1 dargestellt ist, der Fall. Dieser Wechselstrom, Codewechselstrom, wird in 4 Vervielfachungsschaltungen n=4, 2, 3 und 4 auf eine Frequenz von 98 304 KHz angehoben und an die Sendeantenne geschaltet. schaltet. Durch diese Vervielfachung entstehen also aus jeder Periode 96 Perioden. Die Auswertung des Codewechselstromes erfolgt z. B. mit Hilfe einer Diodengleichrichtung oder mit Hilfe einer kohärenten Demodulation. In der Folge erfolgt dann eine Verteilung auf die einzelnen Kanäle. Die Sprache bzw. der Ton wird dann in bekannter Weise wieder hergestellt, z. B. indem die Pulse treppenförmig ausgebildet werden und dann über einen Tiefpaß gegeben werden.

Durch Resonanzkreise kann man mehrere parallele Codierwechselströme trennen. Die Übertragung kann auch auf der Basis der Einseitenbandmodulation erfolgen. Die Codierung kann auch in der Endstufe vorgenommen werden, wobei ggf. in der Folge eine Umsetzung in höhere Frequenzen durchgeführt werden kann.

An Stelle einer binärcodierten Übertragung können die PAM- Pulse unmittelbar auf die Perioden des Codierwechselstromes aufgedrückt werden. Jeder Puls kann dann z. B. 100mal als Periode mit gleicher Amplitude übertragen werden. Bei Sprache mit einer Abgriffsfrequenz von 8 Khz wäre dann z. B. eine Frequenz von 800 KHz erforderlich. Das Prinzip der Übertragung mit den Amplituden der Halbwellen ist bereits in Kanada unter der Nr. 12 14 277 patentiert. Man könnte z. B. auch 20 Kanäle zeitmultiplex zusammenfassen und auf diese Weise schmalbandig übertragen. Dabei könnte ein Kanal als Vergleichskanal z. B. immer mit der größten möglichen Amplitude codiert werden. Um den Codewechselstrom immer über den Geräuschpegel zu bekommen, erhalten dabei die Probeentnahmen eine entsprechende Gleichspannungsvorgabe. In der Fig. 86 ist das Prinzip der Erfindung dargestellt. Fig. 86a zeigt die PAM- Pulse P1, 2, 3, . . . Fig. 86b zeigt die zu Pulsen zugehörigen Perioden mit gleichen Halbwellenamplituden. Zu P1 gehören die positive und negative Halbwelle aP1, aP1, usw.

In den Fig. 84, 85, 86 waren die Amplituden der Halbwellen die Kennzustände für die Codierung der Information. An Stelle der Amplituden kann man auch die Phase als Kennzustand vorsehen. Dabei kann man dann den Phasensprung stufenweise vornehmen. In den Fig. 5 und 6 ist dies näher erläutert. Eine stufenweise gleichmäßige Phasenänderung kann einfach durch eine Frequenzänderung bewirkt werden. In der Fig. 6 ist die Phasenverschiebung einer Periode T4/2 gegenüber einer Vergleichsperiode T/2 10°. Bei 4 Perioden ist der Unterschied dann 40°. Wählt man die Zahl der Phasenstufen sehr groß, so ist nur eine kleine Frequenzänderung gegenüber der Vergleichsfrequenz erforderlich. Angenommen wird die Vergleichsfrequenz sei 1 MHz. Soll nun je Periode eine Phasenverschiebung von 0,5° stattfinden, so hat man nach 720 Perioden eine Phasenverschiebung von 360° gegenüber dem Vergleichswechselstrom. Die Frequenz für die voreilende und nacheilende Phasenverschiebungen ist dann 720/719 und 120/721. Für solche kontinuierliche Frequenzänderungen sind Schaltungen entsprechend der Fig. 7 zweckmäßig. Hat solch ein Zählglied z. B. 721 Ausgänge, dann wird bis zum Ausgang 720 der Vergleichswechselstrom gesteuert und bis zum Ausgang 719 die voreilende Phasenverschiebung und bis zum Ausgang 721 die nacheilende Phasenverschiebung. Die Wechselstromfrequenz des Oszillators müßte also bei 1 MHz sehr hoch sein, sodaß man über das Zählglied niedrigeren Frequenzen erzeugt und dann in den in Fig. 7 an Fi abgegriffene Wechselstrom vervielfacht. Solche Frequenzerzeugerschaltungen sind bereits in meinem US-Patent 47 94 621 offenbart. Als Kenngrößen kann man bei einer solchen Codierung außer dem Winkel die Zahl von Perioden und die Größe der Amplituden noch vorsehen. Soll als Kennzustand der Phasenwinkel von 45° verwendet werden, so muß man 90 Perioden abzählen und bei der 90. Periode einen Phasenvergleich mit der Periode des Vergleichswechselstrom machen. Solche Schaltungen sind vom Farbfernsehen bekannt (Burst).

In den Schaltungen für die Codierung und Übertragung der Farbe beim Farbfernsehen war eine größere Speicherung der Codierung erforderlich. In der Fig. 87 wird nun eine Möglichkeit aufgezeigt, wie man auch unmittelbar die auf diese Art codierten Farbsignale höchstens mit einer Verzögerung eines Wertes übertragen kann. Das Prinzip wurde bereits in den Fig. 33 bis 35 dargelegt. Im Beispiel werden den Träger- und dem Vergleichswechselstrom dabei die 6-fache Frequenz der Abgriffsfrequenz zugeordnet. In der Fig. 87a ist die Vergleichsfrequenz und in der Fig. 87b der die Phasenverschiebung enthaltene Summenwechselstrom. Nach 2 Perioden des Vergleichswechselstromes vom letzten Farbabgriff gerechnet, erfolgt die Messung der Phasenverschiebung am Summenwechselstrom. Die eigentliche Phasenverschiebung ist Ph, wie bereits eingehend bei der Beschreibung der Fig. 68, 69 erläutert -. Diese könnte man auch allein speichern. - Zusammen mit den 2 folgenden Perioden KP werden diese z. B. mit einer Halbwelle der Periodendauer Kp+Ph übertragen. Die Dauer P wird ebenfalls mit einer Halbwelle mit der Periodendauer P übertragen. Da P und KP+Ph gleich der 6 Perioden der Fig. 87a ist, sind keine größeren Zwischenspeicherungen erforderlich. In die Amplitudengröße kann man dann die Sättigung legen. Die Übertragung der Farbsignalwerte kann auch durch eine Vielzahl von Perioden erfolgen nach dem Prinzip der Fig. 84 oder 86. Eine Umwandlung der Phasenverschiebungsdauer in einen PAM-Puls kann z. B. nach dem Prinzip der Fig. 59 durchgeführt werden. Eine Unterscheidung zwischen Phasenverschiebungsdauer und Dauer der Pause kann z. B. durch die Größe der Amplituden erfolgen. Die Sättigung der Farbe könnte man auch, wenn das Y-Signal durch die Halbperiodendauer codiert wird, wie z. B. in der Fig. 51 dargestellt, durch die Amplitudengröße dieser Halbwelle codieren.

Um schmalbandig noch mehr Information übertragen zu können, kann man 2 Codierwechselströme vorsehen, die gegeneinander um 90 Grad phasenverschoben sind und die gleiche Frequenz aufweisen. In der Fig. 88a ist das Prinzip dargestellt. Das Signal S wird einem Codierer Cod zugeführt. Dieser teilt sie in 2 Codierwechselströme entsprechend der Fig. 19b auf. Es kann dabei ein binärer oder duobinärer usw. Amplitudencode vorgesehen werden. Der eine Codierwechselstrom hat die Frequenz f und der andere die Frequenz f90°, also ist um 90 Grad phasenverschoben. Die Erzeugung solcher phasenverschobener Wechselströme kann z. B. nach dem Prinzip der Fig. 8 erfolgen. In der Folge werden dann die Frequenzen vervielfacht und im Addierer Ad zusammengeschaltet und dem Übertragungsweg, z. B. der Sendeantenne zugeführt. Wie aus der Fig. 88 ersichtlich ist, entstehen bei der Änderung von Amplituden bei den um 90° phasenverschobenen Wechselströmen auch Phasensprünge bzw. Frequenzsprünge. Damit wird aber ein breiteres Frequenzband erforderlich. In der Fig. 88 ist eine binäre Codierung vorgesehen. Der eine Vektor ändert sich von Uk+U auf Uk und der andere von VK+V auf VK. Der Summenvektor kann damit die Phase von Üvo bis Üuo einnehmen. Um diese Phasenänderung ohne große Frequenzänderung möglich zu machen, werden die Amplitudenänderungen stufenweise und zwar mit den Stufen 1-n durchgeführt. Jede Periode erhält dabei eine Stufe, es sind also eine Vielzahl von Perioden für die Änderung eines binären Wertes erforderlich. 2 Beispiele, wie solche Änderungen durchgeführt werden können, sind in den Fig. 89 und 90 niedergelegt. In der Fig. 89 werden hierfür Schaltungen entsprechend der Fig. 9 vorgesehen. Entsprechend der Stufenzahl werden entsprechende Widerstandswerte R1 bis Rn in die Wechselstromkreise geschaltet. Der Wechselstrom f wird einmal um 90° phasenverschoben und einmal direkt in die Anordnung der Fig. 9 geschaltet. In der Fig. 88a ist die Schaltung der Fig. 89 im Codierer Cod enthalten. Diese Amplitudenstufen können auch nach dem Prinzip der Fig. 7 erzeugt werden und die phasenverschobenen Wechselströme nach Fig. 8. Das elektronische Relais ER schaltet entsprechend dem Cod entsprechende Amplitudenstufen 1 bis n. Die nach ER vorhandenen Rechteckimpulse werden über Filter zu sinusförmigen Wechselströmen umgewandelt und in der Folge im Addierer zusammengeschaltet.

Aus den beschriebenen Möglichkeiten der schmalbandigen Codierung kann man auch höherwertige Codierungen vorsehen. In der Fig. 91 ist ein Beispiel dargestellt. Es stellt eine 9-stufige Codierung dar. Die Stufen sind 100, 150, 200 Perioden, diese werden einmal voreilend Phv und einmal nacheilend phasenverschoben, sodaß damit nochmals 6 Stufen gewonnen werden. 4, 5 und 6 ist die 2. Stelle. Die Änderung der Stelle kann z. B. durch eine Amplitudenänderung angezeigt werden. Auch eine codemultiplex Anwendung ist vorteilhaft möglich. Die Fig. 78 kann z. B. so umgeformt werden. 8 bit Luminanz, 4 bit für die übrigen Signale. Folgende Reihung ergibt sich dann: 8+4(rot), 8+2(r)+2T/S, 8+4(blau), 8+2(bl)+2T/S, usw. Für Ton- und sonstige Signale ist 1 bit je Luminanzsignal ausreichend. Nur beim Fernsehen sind einige parallele derartige Kanäle notwendig, um nicht zu hohe Frequenzen zu erhalten.

Nachstehend wird die Anwendung der Erfindungen bei Telefaxgeräten erläutert. In der Fig. 92 ist eine Übersichtsschaltung von Telefaxgeräten dargestellt. Die Leseeinheit L hat die Aufgabe, die zu übertragende Vorlage in analoge elektrische Signale umzuwandeln. Im Codierer Cod werden sie dann in digitale Signale umgewandelt und im Modem Mod für die Übertragung entsprechend moduliert. Die Anschalteeinheit AS übernimmt die Anpassung an das Fernsprechnetz. Die empfangenen Signale gelangen über die AS zum Modem/Decodierer Decod und werden in dieser Einheit wieder in die Ursprungsform zurückgebildet. In der Aufzeichnungseinheit Az erfolgt dann die Papieraufzeichnung. Eine zentrale Steuerung ZSt steuert das Fernkopiersystem und koordiniert die Fernkopie-Übertragung. Vom Bedienfeld B erfolgt die Steuerung.

Zuerst wird die Anwendung der Erfindung auf Geräte der Gruppe 2 erläutert. Auf die Abtastverfahren, wie das CIS-Verfahren wird nicht eingegangen, weil diese weder mittelbar noch unmittelbar mit der Erfindung etwas zu tun haben. Bei der Gruppe 2 wird unabhängig vom Informationsgehalt Punkt für Punkt abgetastet. Da es nur weiß/schwarz Unterschiede gibt, sind nur 2 Arten von Codeelementen, also binäre Codeelemente, vorhanden. Gemäß der Erfindung werden die gespeicherten Codeelemente, hier binären Codeelemente, von 2 oder mehreren Zeilen parallel geordnet und zu einem Codewort zusammengefaßt und übertragen. Eine gleichzeitige Abtastung von 2 oder mehr Zeilen ist nicht so wirtschaftlich wie eine Speicherung. In der Fig. 93 ist eine gleichzeitige Übertragung von 6 Zeilen Z1-Z6 vorgesehen. In diesem Beispiel wird von jeder Zeile nur 1 Codeelement für das Codewort hergenommen. S1, S2, S3, . . . sind jeweils die Binärcodeelemente, die zu einem Codewort zusammengefaßt werden. Man könnte z. B. S1+S2 zu einem Codewort zusammenfassen. Ein Code für eine codemultiplexe Codierung ist z. B. in der Fig. 19b dargestellt. Um 6 Binärwerte zu codieren, sind 64 Kombinationen erforderlich. Bei der Methode der Fig. 19b sind, wenn man die Halbwellen nur 2-stufig ausführt, 1 1/2 Perioden je Wechselstrom notwendig. Bei 3-stufiger, also duobinärer Ausführung, kann man wesentlich mehr Zeilen unterbringen. Bei dieser Methode ist bei der Decodierung ein Vergleichswechselstrom entsprechend dem Burst beim Farbfernsehen erforderlich. Hierfür kann man einen der beiden Wechselströme hernehmen. Dieser kann z. B. dann als Beginnzeichen vorgesehen werden. Falls eine Gleichstromfreiheit erforderlich ist, kann man die Periode als Codeelement vorsehen. Für die codemultiplexe Zusammenfassung kann man auch einen Phasen- oder kombinierten Phasen/Amplitudencode hernehmen. In den Fig. 4, 19a, 45, 46, 63 sind z. B. solche dargestellt. Man kann auch mehrere Codierwechselströme vorsehen, wie z. B. mit den Fig. 28, 79 erläutert. Eine Phasensprungtastung läßt sich einfacher über Rechteckimpulse nach den Fig. 4, 7, 38 erzeugen. In der Fig. 94 sind 3 Phasensprünge dargestellt und zwar 360°, 360°-90° und 360°+90°. Die Änderung der Periodendauer stellt den Phasensprung dar. In der Fig. 95 ist ein Beispiel eines solchen Erzeugers von Phasensprüngen dargestellt. Ein elektronisches Relais ist mit ER bezeichnet. Im Beispiel schaltet es plus und minus-Potential an den Ausgang. Die Dauer der Anschaltung wird vom Codierer Cod bestimmt. Die Dauer der Anschaltung ist dann gleich der Periodendauer des erzeugten Rechteckimpulses. Durch diese Methode kann man also verschiedene Phasenunterschiede bzw. Phasenlagen erzeugen. Die Rechteckimpulse werden dann mit einem Filter Fi in einen sinusähnlichen Codierwechselstrom umgewandelt. In der Fig. 94 hat der Rechteckimpuls 3 dieselbe Periodendauer wie der Rechteckimpuls 1, jedoch ist dieser um 90° phasenverschoben. Fig. 94 hat also 3 Phasenstufen; werden jedoch noch 2 Amplitudenstufen dazu genommen, so kann man bei 2 Perioden 5 hoch 4 Kombinationen erzielen, damit kann man mehr als 9 bit codieren, d. h. man könnte damit 9 Zeilen gleichzeitig übertragen. In der Fig. 96 ist ein Code mit 2 Phasenstufen voreilend v und nacheilend n mit 2 Amplitudenstufen dargestellt.

In der Fig. 97 ist eine Übersicht einer codemultiplexen Codierung dargestellt. Über einen Multiplexer werden die jeweiligen Werte abgegriffen und einem Speicher zugeführt. Die gleichzeitig vom Codierer abgegriffenen Werte werden im Codierer codemultiplex codiert und über die Anschalteeinheit dem Übertragungsweg zugeführt. Das Beginn- und End-, bzw. nur das Endezeichen einer Zeilenmarkierung, bzw. Zeilengruppe kann durch ein oder mehrere Parallelcodewörter markiert werden. In der Fig. 98 sind es 4×6. Beim Verfahren der QAM z. B. nach der Fig. 19b, ggf. auch bei einer Phasencodierung, kann man in der Fernsprechbandbreite 2 oder mehrere Codierungen parallel mit verschiedenen Frequenzen bzw. Frequenzlagen, wie z. B. in der Fig. 24 und 79 gezeigt, unterbringen, sodaß die Übertragungszeit nochmals verkleinert werden kann.

Bei der heutigen Übertragung von Halbtönen sind 16 Graustufen vorgesehen. Für die Codierung derselben sind 4 bit erforderlich. Bei einer Codierung nach dem Prinzip der QAM Fig. 19b könnte man z. B. mit 2 Perioden bei einem Amplitudenbinärcode 2 Zeilen gleichzeitig übertragen. Dies ist natürlich auch bei einem Phasencode z. B. nach Fig. 19a möglich.

Bei der Gruppe 3 der Telefaxgeräte wird z. B. auch die eindimensionale Lauflängencodierung nach dem MHC-Verfahren verwendet. Auch bei diesem Verfahren läßt sich noch gemäß der Erfindung eine weitere Verkürzung der Übertragungszeit, ohne daß eine Einbuße in der Übertragungssicherheit entsteht, erreichen. In der Fig. 99 ist ein solches Codierungsbeispiel dargestellt. In diesem sind 4 Zeilen für die gleichzeitige Übertragung vorgesehen. - Es können auch mehr oder weniger Zeilen sein. - Die Zeile 1 fängt mit dem Beginnzeichen an, im Beispiel beginnen die Zeilen 2-4 mit denselben Zeichen. Wird von jeder Zeile nur ein Codeelement also z. B. S1=4 codiert, so sind 4 bit für ein Codewort erforderlich. Bei 2 Codeelementen je Zeile, also im Beispiel S1+S2, sind 8 bit erforderlich. Mit Hilfe von Füllbits kann man jeweils alle 4 Zeilen auf dieselbe Zahl von Codeelementen bringen. Dabei können die Füllbits auch erst nach dem Endekennzeichen vorgesehen werden. Das Codewort EOL (End of Line) kann am Zeilenende über alle Zeilen verteilt werden, dasselbe gilt auch für das Beginnzeichen, das auf die ersten 4 Zeilen verteilt werden kann. In der Fig. 100 ist das Beginn- und das Endekennzeichen EOL auf die 4 Zeilen verteilt dargestellt. Es ist zweckmäßig, nach dem Abgriff einen Speicher vorzusehen, wie in der Fig. 97 dargestellt. Bei einem Binärcode und einer QAM-Codierung entsprechend der Fig. 19b bei einer Halbwelle als Codeelement sind für die 4 bit nur je eine Periode notwendig. Für eine codemultiplex Codierung ist natürlich jeder Code verwendbar. Da ein Codewort immer dieselbe Zahl von Codeelemtenen aufweist, kann man durch Abzählung eine Fehlererkennung ermöglichen. Auch die Folge von positiven und negativen Halbwellen kann noch zusätzlich hergenommen werden. Dasselbe gilt auch für die Phasencodierung. Für die Kennzeichnung der letzten Zeile kann ein besonderes über alle 4 Zeilen verteiltes Kennzeichen vorgesehen weden, oder aber man kann die allerletzte Zeile als Schlußkennzeichen z. B. vorsehen.

Eine weitere Methode zur Übertragungszeitverkürzung wird nachfolgend an einem Beispiel erläutert. Ein Beispiel nach dem MhC-Code wird hierzu verwendet:

Zeile 1: EOL, 21ws, 3sw, 6ws, . . .
Zeile 2: 2ws, 6sw, 23ws, . . .
Zeile 3: 10ws, 6sw, 23ws, . . .
EOL=11ws und 1sw.

Gemäß der Erfindung werden nur die Zahlen codiert. Es sind weiß die Ziffern 1 bis 0 und schwarz ebenfalls die Ziffern 1 bis 0 zu codieren. Hierzu sind 20 Kombinationen erforderlich, also 5 bit. Ist eine Zeile ganz weiß, so ist, wenn es nicht gerade die 1. oder letzte Zeile ist, ein Endekennzeichen und 1728 Weißabtastungen zu codieren. Bei einem Binärcode und einer Codierung nach der Fig. 19b sind 5 Halbwellen erforderlich. (Bei einer Gleichstromfreiheit 10 Halbwellen). Für die Weißabtastungen sind also 4×5 und für EOL 3×5 Halbwellen notwendig. Man kann auch einen duobinären oder Phasenamplitudencode vorsehen, dann kommt man mit noch weniger Halbwellen aus. Man kann natürlich bisher gebräuchliche Codes ebenfalls verwenden. Von den 32 möglichen Kombinationen sind für weiß 10, für schwarz 10 vorgesehen, man könnte nun auch für andere Kennzeichen, wie EOL usw. eine besondere Kombination vorsehen. Damit nicht mehr als 3 Ziffern in einer Zahl zu codieren sind, kann man z. B. von 1000 bis 1728 die ersten beiden Ziffern durch eine eigene Kombination codieren, also 10, 11, 12, 13, 14, 15, 16 und 17. Ob es sich hier um weiße oder schwarze Abgriffe handelt, wird durch den Code der folgenden Ziffer festgelegt.

Eine weitere Variante für die Codierung und Übertragung ist folgende. Da die Lauflängen immer weiß/schwarz abwechselnd vorkommen, kann man zuerst alle weißen Längen und dann in der Folge die schwarzen Längen codieren und übertragen. Bedingung hierfür ist, daß immer dieselbe Zahl von Abgriffen verwendet wird, z. B. 0 bis 9 oder 00, 01, . . . 99, also immer entweder ein- oder 2-stellige. Ein eigenes Codewort wird dann für Schwarzcodierung vorgesehen. In der Folge werden dann nur die Ziffern für schwarz gesendet. Bei 2-stelligen Lauflängen ist ein Code für 100 Kombinationen erforderlich. Dann kommen noch die Sondercodes, wie für EOL, Umschaltung auf schwarz usw. hinzu. Auch hier kann man gleichzeitig 2 oder mehrere Zeilen codieren und übertragen.

In der Fig. 19b ist ein Amplitudencode dargestellt, bei dem die Halbwellen 2er Codierwechselströme mit 3 Amplitudenstufen als Codeelemente vorgesehen sind. Die Halbwellen werden dabei in einer ununterbrochenen Folge von positiven und negativen Halbwellen gesendet. Die Codierwechselströme sind gegeneinander um 90° phasenverschoben. - Die Halbwellen können natürlich auch 2-stufig, also binär ausgebildet werden. - Je eine Periode der beiden Wechselströme ergeben dann 4 Codeelemente. Duobinär erhält man 3 hoch 4 und binär 2 hoch 4 Kombinationen. Für die Übertragung werden beide addiert. Die Codeelemente des einen Wechselstromes sind aP1, aP2, aP3, . . . und die des anderen Wechselstromes aP11, aP12, aP13, . . . Auf die Trennung beider Wechselströme auf der Empfangsseite wird nicht näher eingegangen, weil eine solche bereits bekannt ist. Hat das jeweilige Codewort eine ungerade Zahl von Codeelementen, wird abwechselnd ein Wechselstrom das ungerade Codeelement zugeordnet bekommen.

Bei abwechselnder weiß/schwarz Lauflängencodierung beispielsweise kann man auch mit 16 Kombinationen auskommen, wenn man nur die Ziffern 1 bis 8 verwendet. Mit diesen Ziffern kann man die Zahlen 1-8, 11-18, 21-28, . . .81-88, 111-118, . . .181-188, usw. codieren. Die Zahlen 9, 10, 19, 20, usw. müssen dann durch nicht belegte Zahlen codiert werden, in denen nur die Ziffern 1-8 vorkommen. Bei einer Binärcodierung sind 4 bit erforderlich. Die Ziffern 1-8 markieren weiß und die Ziffern 9-16 schwarz. Man könnte hier z. B. die Lauflängen nur 8-stellig werden lassen, dann käme man mit einer Ziffer je Lauflänge aus. Für EOL müßte man einen besonderen Code aus den Ziffern 1-8 festlegen. Man könnte die Zal auch 2-stellig machen, also 1-72. Die Ziffer 9 wird dann z. B. m it 81, 10 mit 82, 19 mit 83, . . . 40 mit 88, 49 mit 73, 50 mit 74, . . . 70 mit 78 ersetzt. Man kann auch die Lauflänge z. B. bis 1728 machen. Die nicht mit den Ziffern 1-8 markierten Längen z. B. 89, 90, 91-99, 100, 101, . . . müssen dann mit Zahlen über 1728 codiert werden. Man wird aber diesen Code so festlegen, daß häufig vorkommende Zahlen möglichst wenig Stellen erhalten, wie es auch beim MHC-Code der Fall ist. Auch hier kann man 2 oder mehr Zeilen zusammenfassen und gleichzeitig übertragen. Bei 2 Zeilen sind z. B. an Stelle 2 hoch 4, 2 hoch 8 Kombinationen erforderlich. Alle Arten der Codierung kann man auch hier verwenden.

Alle die vorgenannten Verfahren lassen sich auch beim MRC als auch beim MMR-Code anwenden.

Eine weitere Reduzierung der Übertragungszeit ist dann möglich, wenn zuerst die Zeilen der gesamten Vorlage gespeichert werden und jeweils die Zeilen mit gleichen oder beinahe gleichen Codierlängen zusammengefaßt werden, z. B. wenn jeweils 4 zusammengefaßt werden, daß 4 gleiche oder beinahe gleiche zusammengefaßt werden. Günstig ist dies auch beim MHC-Code.

Auch Farbvorlagen oder Farbbilder sollen auf der Basis von Telefax insbesondere auch über Telefonanschlüsse, also nicht nur über ISDN-Anschlüsse übertragen werden. Bei dem Ausführungsbeispiel der Erfindung geht es um die Codierung und Übertragung von Farbfernsehsignalen insbesondere für Telefaxgeräte. Die Codierung kann natürlich genau so wie beim Farbfernsehen erfolgen, z. B. entsprechend meinem US-Patent 4.675.721 oder den Patentanmeldungen DE P 32 23 312, 32 26 382, 37 09 451. Einige sehr vorteilhafte Arten von Codierungen werden nachfolgend erläutert. In der Fig. 101 werden die Grundfarbenabgriffe von grün, rot und blau (gr, r, bl) unmittelbar in einen Binärcode - man kann auch einen mehrstufigen Code ebenfalls nehmen - umgesetzt. Dabei entstehen die Kanäle gr, r, bl. Diese Farben können mit 8 bit codiert werden. Für die Übertragung werden alle 3 Kanäle codemultiplex zusammengefaßt. An Stelle eines Binäramplitudencodes kann man hier auch einen duobinären Code, wie beim MAC-System verwenden. Ein kombinierter Phasen/Amplitudencode, wie in den Fig. 45, 46 dargestellt, bringt doch erhebliche zeitliche Vorteile. Werden z. B. in der Fig. 101 jeweils 3 Codeelemente seriell und parallel zusammengefaßt, so sind 9 bit erforderlich. Bei einem Binäramplitudencode auf der Basis der Fig. 19b sind bei einer Halbwellencodierung 2 1/2 und 2 Perioden der beiden Wechselströme erforderlich, die man abwechselnd auf die beiden Wechselströme codiert. Bei einem duobinären Code sind je Wechselstrom 3 Halbwellen erforderlich. Bei einem Phasencode mit 3 Phasenstufen und 2 Amplitudenstufen sind 4 Stellen eines Wechselstromes notwendig. In der Fig. 101 wurden die Farbauszugssignale für grün, rot und blau unmittelbar codiert und übertragen. In der Fig. 102 wird nun das Luminanzsignal Y mit 8 bit, das Farbdifferenzsignal rot mit 6 bit und das von blau mit 4 bit codiert. (Man kann natürlich auch 8, 6, 6 vorsehen). Hier ist die Intensität der Farben berücksichtigt. Die Codierung wird genau so wie bei der Fig. 101 vorgenommen. In der Fig. 103 sind nur 2 Kanäle vorgesehen, der eine für das Y-Signal und der andere für rot+blau, denen jeweils nur die halbe Bitzahl zugeordnet wird, und beim dem die Codeelemente abwechselnd angeordnet sind. Hier lassen sich wieder mehrere Codeelemente beider Kanäle gleichzeitig codieren und übertragen. Eine Codierung auf dem Prinzip der doppelten Quadraturamplitudenmodulation DQAM nach den Fig. 9, 10, 11, 39 ist ebenfalls möglich. Die 1. QAM wird man auf dem Prinzip der Fig. 9 und 11 durchführen und damit rot und blau codieren und mit einem weiteren Codierwechselstrom Y.

Man kann den Telefaxbetrieb auch im Duplexverkehr über nur eine Fernsprechleitung durchführen, wenn man das Prinzip der Fig. 25, 26 und 27 anwendet.

In den Fig. 104 bis 109 ist eine andere Art der Codierung und Übertragung der Farbsignale dargestellt. - Diese Methode läßt sich natürlich auch für das Farbfernsehen verwenden, wobei man noch 1 bit für den Ton einfügen kann. - Wie bereits ist der Fig. 68 dargestellt, kann man die PAM- Abgriffe treppenförmig ausführen. In der Fig. 104 wird Y mit der doppelten Frequenz abgegriffen wie rot und blau. Rot und blau werden abwechselnd synchron mit Y abgegriffen. Rot und blau gibt also ebenfalls eine fortlaufende Treppe wie das Y-Signal allein. Alle Signale können dabei die Werte plus und minus annehmen. Wie bereits in der Fig. 68 beschrieben, werden rot/blau und Y je einem Trägerwechselstrom aufmoduliert, der die 2- oder mehrfache Frequenz der Abgriffsfrequenz aufweist. Beide Trägerwechselströme werden dann für die Übertragung oder auch für die Weiterverwertung, wie in der Fig. 68 beschrieben, addiert. Es wird also der Summenvektor übertragen, aus dem dann die beiden Vektoren für rot/blau bzw. Y wieder gewonnen werden können. Jede Periode des Summenträgers enthält die Phasenverschiebung gegenüber den beiden Vektoren. Nach 2, 3 oder 4 Perioden ist auch nach jeder Amplitudenänderung der beiden Vektoren der Einschwingvorgang beendet, sodaß man bei der Auswertung diesbezüglich keine Fehler erhält. Da die Treppensignale bipolar angeordnet sind, erhält man, wie bei der Farbübertragung beim Fernsehen, Phasensprünge von fast 360°. In der Fig. 107 sind die plus/minus-Vektoren von Y und r/bl und ihre Summenvektoren SU dargestellt. Zur Vermeidung solcher Phasensprünge ist in der Fig. 105 das Y-Signal unipolar angeordnet. Aus dem Vektordiagramm der Fig. 108 ist ersichtlich, daß dann nur mehr Phasensprünge bis zu 180° auftreten können. Das Y-Signal erhält für diesen Zweck eine Gleichstromvorspannung. Werden nun die Treppensignale von rot und blau unipolar ausgebildet (Fig. 106), so entstehen nur mehr Phasensprünge bis zu 90°, wie aus der Fig. 109 ersichtlich ist. Natürlich kann dieses Prinzip auch beim Farbfernsehen angewendet werden. Die Trennung der beiden Wechselströme erfolgt in bekannter Weise. Am Beginn der Abtastung eines Bildes kann einer der Trägerwechselströme als Phasenvergleich bei der Auswertung gesendet werden.

In den Fig. 68 und 69 ist ein Verfahren aufgezeigt, wie man die Farbsignale mit Hilfe von PAM-Treppensignalen unter Zwischenschaltung je eines Trägers, die zu einem Summenträger addiert werden, in Form einer Phasenverschiebung in Verbindung mit der Amplitude codiert. Die Phasenlage des Summenvektors wurde dabei auf die Halbperiodendauer einer Halbwelle übertragen. Die Abmessung der Phasenverschiebung beim Summenwechselstrom konnte dabei, wie aus den Fig. 69a und 69c ersichtlich ist, bei der positiven oder negativen Halbwelle beginnen. Bei positivem Beginn waren für die Abmessung 6 Nulldurchgänge und bei negativem Beginn 5 Nulldurchgänge abzuzählen. In der Fig. 110 ist nun ein Ausführungsbeispiel einer solchen Messung im Prinzip dargestellt. Der Summenwechselstrom ist an den Baustein G1 gelegt, indem mit Hilfe von Dioden der positive oder negative Beginn festgestellt wird. Dies wird an den Zähler Zä gemeldet, an den ebenfalls der Summenwechselstrom SU angeschaltet ist. An den Baustein Zä wird zugleich mit pho der Meßbeginn signalisiert. Der jeweilige Speicher Sp1 oder Sp2 erhält ebenfalls das Beginnsignal. Der Schalter S1 schaltet immer einen der beiden Speicher an den Zä. Der jeweilige Speicher nimmt ab Beginnzeichen die Zeitmessung, also die Halbperiodendauer vor. Die Amplitude dieser Halbwelle wird durch die Amplitude des Summenwechselstromes festgelegt. Mit dem Meßbeginn kann nicht sofort die Amplitude ermittelt werden, deshalb sind die Speicher Sp1 und Sp2 erforderlich. Die Spannungswerte der jeweiligen Amplitude wird über je einen FET, FET1/FET2, an die Kondensatoren C1 und C2 geschaltet und gespeichert. Über den Schalter S2 wird dann der jeweilige Spannungswert an das elektronische Relais ER geschaltet. Dieser Wert bestimmt dann die Amplitude des Rechteckimpulses J. Vom Speicher, der z. B. eine Art Schieberegister sein kann, wird dann die Länge des jeweiligen Impulses beim ER bestimmt. Mittels Filter kann man aus den Rechteckimpulsen einen sinusähnlichen Wechselstrom gewinnen.

Bei DIN A4-Vorlagen hat man in der Senkrechten mit ca. 1100 Zeilen zu tun. Werden bei der Gruppenzeilenübertragung immer ungefähr gleich lange Zeilen zusammengefaßt, so müssen die Zeilen auch codiert werden. Es muß unterschieden werde, ob es die 1., 2. . . ., 20., . . . oder 1100. Zeile ist. Diese Zeilencodierung kann natürlich gleichzeitig als EOL-Kennzeichen vorgesehen werden.

Claims

1. Verfahren zur Codierung von Information, dadurch gekennzeichnet, daß die digitale und/oder analoge Codierung und die Übertragung von Information eines, 2er oder einer Vielzahl von Kanälen mit weniger Bandbreite als der Einzelkanal bzw. die Summe der Bandbreiten 2er bzw. einer Vielzahl von Kanälen ausmacht, in der Weise erfolgt, indem die synchron bzw. quasisynchron angeordneten Codeelemente der zu übertragenen Kanäle parallel geordnet werden (Fig. 20) und so zusammen zu einem Codewort vereinigt werden und/oder daß die zu codierende digitale oder analoge Information ggf. unter Zwischenschaltung von Zwischenstufen (z. B. PAM) in PDM-Impulse umgewandelt werden, daß weiterhin Mittel vorgesehen werden, die die Werte der PDM-Impulse in die Halbperioden- bzw. Periodendauern von Halbwellen oder Perioden eines sinusförmigen oder sinusähnlichen Wechselstromes umwandeln (Fig. 35, ER, Fig. 36, ER, Fig. 38 ER).

2. Verfahren zum Übertragen von digitalen Signalen aus einer Mehrzahl verschiedener Informationskanäle über einen einzigen Übertragungskanal, bei welchem jedes der digitalen Signale aus einer Folge von Codeeinheiten besteht, dadurch gekennzeichnet, daß gleichzeitig auftretende Codeeinheiten aus den verschiedenen Informationskanälen durch ein gemeinsames Codewort dargestellt werden, so daß aus den mehreren Folgen von Codeeinheiten eine einzige Folge von Codewörtern entsteht; daß die Folge der Codewörter über einen einzigen Übertragungskanal übertragen wird; daß die übertragene Folge von Codewörtern decodiert wird, wobei für jedes übertragene Codewort mehrere Codeeinheiten für die verschiedenen Informationskanäle erzeugt werden und daß die Codeeinheiten zugehörigen empfangsseitigen Informationskanälen zugeführt werden.

3. Verfahren zur Erzeugung einer Frequenz/Phasenmodulation, dadurch gekennzeichnet, daß Mittel vorgesehen werden, die eine Information bzw. ein Signal in Pulsdauern umwandeln, wobei entweder die unipolaren oder bipolaren Pulsdauerrechteckimpulse unmittelbar durch Erzeugung über eine Pulsdauermodulationsschaltung oder mittelbar durch Erzeugung mit Hilfe der Steuerung eines zwischengeschalteten elektronischen Relais oder wirkungsgleiche Mittel oder unmittelbar einem solchen Siebmittel zugeführt werden, das auch durch die Eigenschaften des Übertragungsweges ggf. ersetzt werden kann, daß die Rechteckimpulse in sinusförmige Halbperioden bzw. Perioden umgeformt werden.

4. Verfahren zur Erzeugung einer Frequenzmodulation, dadurch gekennzeichnet, daß Mittel vorgesehen sind, die eine Information bzw. Signal (Fig. 30a, Inf.) in Pulsdauern umwandeln (Fig. 30b, 32), daß weiterhin Schaltmittel für die Abmessung der Pulsdauern, insbesondere Zählschaltmittel (Fig. 35, Z) vorgesehen sind, die zugleich eine Markierung der Pulsdauern vornehmen (z. B. Fig. 35, Z, A), die Markierstromkreise sind dabei so in Verbindung mit Pulsdauerimpulsen über Gatter mit einem elektronischen Schaltmittel (Fig. 35, ER) verbunden, daß der Anfang und das Ende der jeweiligen Pulsdauerimpulses ein periodisches Signal, insbesondere Rechteckimpuls, codieren, weiterhin solche Siebmittel vorgesehen, daß an die Leitung nur sinusähnliche bzw. sinusförmige Wechselströme oder/und Oberwellen davon gelangen (Fig. 35, fmo).

5. Verfahren zur Erzeugung einer Frequenzmodulation, dadurch gekennzeichnet, daß Mittel vorgesehen werden, die eine Information bzw. ein Signal in Pulsdauern umwandeln und daß weiterhin Schaltmittel vorgesehen werden, die die Dauerimpulse in eine ununterbrochene Folge (Pd, Pd, Pd, . . .) oder die die Pulsdauerimpulse und die dazugehörigen Pausen (Fig. 32, PD1, P, PD2).

6. Verfahren für das Farbfensehen, dadurch gekennzeichnet, daß auf der Sendeseite alle Sinale codemultiplex zusammengefaßt werden, wobei die Farb-, Ton- und sonstigen Signale codemultiplex mehreren Y-Signalen bedarfsweise zugeordnet werden können und daß die Empfangsseite wie ein Überlagerungsempfänger (Superheterodyn) ausgebildet ist, wobei hinter dem Demodulator (Fig. 23, DM) der Decodierer angeordnet ist, mit dem zeitgerecht die decodierten Signale verteilt werden.

7. Verfahren für die Codierung der Farbfernsehsignale, dadurch gekennzeichnet, daß seriell das y-Signal, rot-Signal, y-Signal, Blausignal, Y-Signal, Ton+sonstigen Signale abgegriffen werden in einer ununterbrochenen Reihenfolge, daß die PAM-Werte auf die Halbperioden- bzw. Periodendauer von Halbwellen bzw. Perioden eines Wechselstromes übertragen werden und zwar bei Amplitudengleichheit oder daß nur die Reihenfolge Y, r, Y, bl vorgesehen wird und die Ton- und sonstigen Signale durch einen binären bzw. duobinären Amplitudencode (Fig. 55) in der Weise codiert wird, indem jeder Halbwelle oder Periode ein dem Code entsprechender Amplitudenwert zugeordnet wird, wobei die 4 Amplitudenwerte (Fig. 52) codemultiplex verschiedenen Kanälen zugeordnet werden können.

8. Verfahren für die Codierung der Farbfernsehsignale, dadurch gekennzeichnet, daß die Fernsehsignale nur mit einer Frequenz (Fig. 53, 54, 66) in der Weise codiert werden, indem die seriell angeordneten Codeelemente, die durch die Amplituden der Halbwellen bzw. Perioden mit den Kennwerten großer oder kleiner Amplitudenwert oder kleiner, mittlerer und großer Amplitudenwert gebildet werden, für alle Signale vorgesehen werden oder daß der Code aus einer Vielzahl von Perioden gebildet wird mit 2 oder 3 Kenngrößen und einem kontinuierlichen Übergang zwischen den Größen (Fig. 66, Ü), wobei bedarfsweise dieser Code für die Unterbringung eines Kanals in der Lücke zwischen den herkömmlichen Kanälen vorgesehen ist (Fig. 42).

9. Einrichtung zum Übertragen von Fernsehsignalen, welche ein Luminanzsignal (L), ein erstes und ein zweites Farbsignal (I, Q), Synchronisiersignale (S) und Tonsignale (T) enthält, mit

- einem ersten A/D-Konverter (L-A/D), dessen Eingang ein analoges Luminanzsignal zugeführt wird und an dessen Ausgang digitale Luminanzsignalabtastwerte auftreten;
- einem ersten Speicher (ZSpIQ), der einen Eingang für das erste Farbsignal und einen zweiten Eingang für das zweite Farbsignal hat und Signalwerte dieser beiden Farbsignale speichert und an einem ersten bzw. zweiten Ausgang zur Verfügung stellt,
- einem Umschalter (U4) mit zwei Eingängen, die mit den Ausgängen des ersten Speichers verbunden sind und mit einem Ausgang,
- einem zweiten A/D-Konverter (A/D, U4), dessen Eingang mit dem Ausgang des ersten Umschalters (U4) gekoppelt ist und mit einem Ausgang,
- einem zweiten Speicher (ZSpST) mit einem Eingang für das Synchronisiersignal und einem zweiten Eingang für das Tonsignal, zum Speichern von Signalwerten dieser beiden Signale und zwei Ausgängen, an denen die Signalwerte zur Verfügung stehen,
- einem zweiten Umschalter (U5) mit zwei Eingängen, die mit den Ausgängen des zweiten Speichers gekoppelt sind und mit einem Ausgang,
- einem zweiten A/D-Konverter (A/D, U5) diesen Eingang mit dem Ausgang des zweiten Umschalters (U5) gekoppelt ist und mit einem Ausgang,
- einem Zwischenspeicher (Sp) zur Speicherung der digitalen Luminanzsignalabtastwerte, der alternierenden digitalen Farbsignalabtastwerte und der alternierenden digitalen Synchronisier- und Tonsignalabtastwerte, wobei der Zwischenspeicher (Sp) eine erste Gruppe von Ausgängen aufweist, an denen jeweils die Codeelemente der aufeinanderfolgenden digitalen Luminanzsignal-Abtastwerte parallel zur Verfügung stehen, mit einer weiteren Gruppe von Ausgängen, an denen Codeelemente der digitalen Farbsignalabtastwerte zur Verfügung stehen und einem weiteren Ausgang, an denen die Bits der Synchronisier- Tonsignalabtastwerte zur Verfügung stehen;
- einem Codierer (COD) mit einer ersten Gruppe von Eingängen, die mit der ersten Gruppe von Ausgängen des Zwischenspeichers (Sp) gekoppelt sind und jeweils die Bits eines digitalen Luminanzsignalabtastwertes parallel zu empfangen, mit einer zweiten Gruppe von drei Eingängen, die jeweils über einen Umschalter (U1, U2, U3) mit einem Paar von Ausgängen des Zwischenspeichers (Sp) gekoppelt sind, an denen jeweils ein Bit des ersten bzw. zweiten Farbsignales zur Verfügung stehen, und einem letztlichen Ausgang, der mit dem Synchronisiersignal-Tonsignalausgang des Zwischenspeichers gekoppelt ist, wobei der Codierer ein Codewort liefert, welches jeweils einen vollständigen digitalen Luminanzsignalabtastwert, einen Teil eines Farbsignalabtastwertes und einen Teil eines Synchronisier- und Tonsignalabtastwertes darstellt, wobei ein Paar aufeinanderfolgender Codewörter zwei Teile eines Farbsignalabtastwertes, die zusammen einen vollständigen Farbsignalabtastwert ergeben, enthält, und vier aufeinanderfolgende Codewörter einen vollständigen Abtastwert des ersten Farbsignales und einen vollständigen Abtastwert des zweiten Farbsignales sowie alternierend einen vollständigen Abtastwert des Synchronisiersignales und des Tonsignales enthalten (Fig. 77, Fig. 78).

10. Einrichtung zum Empfang von übertragenen Fernsehsignalen, welche eine Folge von Codewörtern enthalten, die jeweils mehrere Komponenten eines Fernsehsignals - mit Anordnungen in der Eingangsstufe bis zum Demodulator wie bei einem Rundfunküberlagerungsempfänger, einem Demodulator zur Auswertung der gesendeten Codewörter, einem Decodierer (Fig. 23, DC), dem die demodulierten Codewörter zugeführt werden, der mehrere Ausgänge hat, an denen die Komponenten des Fernsehsignales parallel zur Verfügung stehen (Fig. 23), erforderlichenfalls unter Zwischenschaltung von Speichermitteln.

11. Einrichtung zur Übertragung zusätzlicher Signale zwischen einem ersten Fernsehkanal und einem zweiten, höherfrequenten Fernsehkanal, mit Siebmitteln zum Erzeugen einer Nyquist-Flanke der Fernsehsignale des ersten Fernsehkanales, gekennzeichnet durch einen Serienresonanzkreis zum Entfernen der Fernsehsignale aus einem schmalen Frequenzband zwischen den Kanälen und eine Anordnung zum Einführen einer sinusartigen Schwingung (Fig. 82, 195, 25).

12. Verfahren nach den Ansprüchen 1, bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Pulsdauerimpulse und Pausen bzw. bei Speicherung Pulsdauerimpulse in einer ununterbrochenen Folge elektronische Schaltmittel unmittelbar so steuern (ER Fig. 36, 38), daß die jeweilige Pulsdauer bzw. Pulsdauerpause in eine Periodendauer bzw. Halbperiodendauer von unipolaren oder bipolaren Rechteckimpulsen umgewandelt wird und daß Siebmittel vorgesehen werden, die aus den Rechteckimpulsen sinusähnliche Halbwellen bzw. Perioden in einer ununterbrochenen Folge von positiven und negativen Halbwellen machen.

13. Verfahren zur Auswertung von Abständen z. B. zwischen Pulsen oder von Halb- oder Periodendauern, dadurch gekennzeichnet, daß beim Anfang der Abstandsmarkierung (Fig. 60, 1) bzw. beim Nulldurchgang der Halbperiode Mittel zur Erzeugung einer Sägezahnspannung angelassen werden und daß am Ende der Abstandsmarkierung bzw. beim 2. Nulldurchgang der Halbperiode (Fig. 59) Mittel an die Sägezahnspannung geschaltet werden, die eine Abmessung derselben oder daß Mittel vorgesehen werten (FET), die diese Spannung insbesondere in einem Kondensator speichern.

14. Verfahren nach den Ansprüchen 1 bis 13, dadurch gekennzeichet, daß eine Mehrfachausnutzung von Stromwegen in der Weise erfolgt, indem mehrere Informationskanäle zeitmultiplex zusammengefaßt werden (Fig. 56) oder indem die Steuerimpulse für die Zählglieder eine solche Frequenz erhalten (Fig. 57, Jm1, Jm2) daß ihre Codierwechselströme bei der Übertragung über einen Stromweg keine Überlappung erhalten.

15. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnnet, daß für die Codierung ein mehrstufiger Amplitudenncode (binnär, duobinär usw.) und/oder ein- oder mehrstufiger Phasencode und/oder ein analoger Amplituden- und/oder Phasencode vorgesehen wird, der insbesondere für die Mehrfachausnutzung oder Verkleinerung der Frequenzen beim Telex (Fig. 18, 19, 20), beim Fernsehen (Fig. 21), bei Teletex, Datenübertragung (Fig. 24), bei der digitalen Sprachübertragung (Fig. 28) vorgesehen wird.

16. Verfahren für die Übertragung von Information auf der Basis der Quadraturamplitudenmodulation (QAM), wobei die Codierung durch die Amplituden der Halbwellen bzw. Perioden eines Wechselstromes erfolgt, dadurch gekennzeichnet, daß 4 Kanäle in der Weise mit nur einem Wechselstrom derselben Frequenz übertragen werden, wobei die Codeelemente durch die Amplituden der Halbwellen gebildet werden, daß die phasengerecht geordneten Codierwechselströme (Fig. 10, jeweils 90 Grad Phasenunterschied von a zu b und c zu d) bzw. Probeentnahmen, so in der Phasenlage ggf. unter Zwischenspeicherung der Probeentnahmen eines oder mehrerer Kanäle für die Übertragung geändert werden, daß die jeweils zu 2 Additionswechselströmen (Fig. 10, 10b/c, 10d/e) zusammengefaßten Kanäle gegeneinander um 90 Grad phasenverschoben sind und daß diese beiden Additionswechselströme wieder addiert werden (Fig. 10, 0/90/90/ 180 Grad).

17. Verfahren für die Übertragung von Information auf der Basis der Quadraturamplitudenmodulation (QAM), wobei die Codierung durch die Amplituden der Halbwellen bzw. Perioden eines Wechselstromes erfolgt, dadurch gekennzeichnet, daß der Additionswechselstrom in der Weise gebildet wird, indem die sich aus der Addition der Codierwechselströme (Fig. 11, K1/K2, K3/K4) ergebenden Kennzustände (Fig. 11, I, II, III, IV) auf die Amplituden eines Wechselstromes derselben Frequenz übertragen werden, wobei die nicht auf dem vorbestimmten Vektor (Fig. 11, I) liegenden Kennzustände (Fig. 11, II, III) codiert auf diesem angeordnet werden (Fig. 11, (II), (III),) und so durch die Amplituden des Quasi-Additionswechselstromes übertragen werden, auf der Empfangsseite erfolgt dabei die Auswertung durch Feststellung der Phasenlage des Quasi-Additionswechselstromes und durch Festlegung von Meßpunkten 45 Grad vor- und nacheilend zum Quasi-Additionswechselstrom, weitere Mittel sind vorgesehen zur Zuordnung der codierten Kennzustände zu den Kanälen.

18. Verfahren für die Übertragung von Information, insbesonders für Fernmeldeanlagen, dadurch gekennzeichnet, daß für die Mehrfachausnutzung und/oder Duplexverkehr bei der Übertragung von analoger und/oder digitaler Information ein Wechselstrom nur einer Frequenz dergestalt vorgesehen ist, indem die zu übertragende Information beider Richtungen (kommend, gehend) durch die Amplituden der Halbwellen bzw. Perioden nur eines Wechselstromes codiert wird und in einer ununterbrochenen Folge von positiven und negativen Halbwellen gesendet werden, die Codierwechselströme beider Richtungen sind dabei gegeneinander um 90 Grad phasenverschoben, weiterhin sind die Wechselstromkreise beider Richtungen so dimensioniert (Fig. 25) oder solche Trennmittel vorgesehen (Fig. 25, G), daß im jeweiligen Empfänger eine sichere Auswertung des ihm zugeordneten Codierwechselstromes erfolgt.

19. Verfahren nach den Ansprüchen 1 bis 18, dadurch gekennzeichnet, daß als Mittel zur Erzeugung der Rechteckimpulse Zählschaltmittel vorgesehen sind, die mit Weiterschaltimpulsen (z. B. Sinus- oder Rechteckimpulse), die gegenüber den Rechteckimpulsen eine überhöhte Frequenz aufweisen (Fig. 7, Osz), gesteuert werden, weiterhin sind Steuerschaltmittel vorgesehen (Fig. 7, Cod), die jeweils entsprechend dem jeweiligen Code eine vorbestimmte Zahl von Weiterschalteimpulsen an den Ausgängen des Zählschaltmittels markieren (Fig. 7, g2, G2, g3, G3) und die ein elektronisches Relais (Fig. 7, ER) so beeinflussen, daß Rechteckimpulse mit der codierten Impulsdauer gesendet werden, wobei bedarfsweise abwechselnd anderes Potential den Impulsen zugeordnet wird (Fig. 7, J).

20. Verfahren zur Übertragung analoger oder digitaler pulsamplitudenmodulierter Information zweier Kanäle, dadurch gekennzeichnet, daß die Pulse beider Kanäle zu einem Treppensignal umgewandelt werden (Fig. 68), daß weiterhin 2 Träger, die gegeneinander um 90 Grad phasenverschoben sind, mit einer solchen Frequenz vorgesehen sind, daß sie gegenüber der Abtastfrequenz ein ganzes Vielfaches bilden, das Treppensignal wird jeweils dem zugeordneten Träger bei einer vorbestimmten Zahl von Perioden aufmoduliert, weiterhin werden die Trägerwechselströme addiert und die Phasenverschiebung des Summenwechselstromes gegenüber einem Vergleichswechselstrom (Fig. 68) wird dabei gemessen und einer oder mehreren Perioden des Vergleichswechselstromes zu einer Gesamtperiodendauer addiert, die Amplitude des Summenwechselstromes wird dabei der Codierhalbperiode mit der Gesamtperiodendauer aufgeprägt.

21. Verfahren nach den Ansprüchen 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß ein Duplexverkehr über Funk vorgesehen wird (Fig. 26), indem in einer Empfangsstelle Phasenschieberanordnungen vorgesehen werden, die den Empfangswechselstrom auf QAM-Basis zur Synchronisierung des diesem Empfänger zugeordneten Senders phasenverschieben, wobei dem die Empfangslage ermittelnde Schaltmittel Toleranzen zugeordnet werden, wobei vorzugsweise nur eine Polarisationsebene vorgesehen wird.

22. Verfahren zur Codierung von Information, dadurch gekennzeichnet, daß schmalbandig die Information in der Weise codiert wird, in dem die digitale und/oder analoge durch die Amplituden der Halbwellen bzw. Perioden und/oder die Zahl der Halbwellen bzw. Perioden und/oder durch die Phasenlage der Halbwellen bzw. Perioden codierte Information in eine Vielzahl gleicher Codeelemente und/oder in eine Vielfaches der Zahl der gleichen Codeelemente und/oder in eine Vielzahl von Elementen, die die Summe des jeweiligen Codeelementes ergibt (Phasenstufen) umgewandelt wird.

23. Verfahren nach den Ansprüchen 1 bis 22, dadurch gekennzeichnet, daß als Codeelement eine Vielzahl von Halbwellen bzw. Perioden eines Wechselstromes gleicher Frequenz mit den Amplitudenkennzuständen binär, duobinär oder tribinär vorgesehen werden, wobei ggf. die Änderung der Amplituden kontinuierlich erfolgt.

24. Verfahren nach den Ansprüchen 1 bis 22, dadurch gekennzeichnet, daß ein analoger Digitalcode vorgesehen wird, dergestalt, indem die PAM-Pulse in eine große Zahl von Quantisierungsstufen und diese in eine gleiche oder vielfache Zahl von Perioden eines Wechselstromes gleicher Frequenz umwandelt, wobei jeweils das folgende Codeelement durch eine Amplitudenänderung markiert wird, eine vorbestimmte Zahl von Perioden wird dabei als konstante Vorgabe vorgesehen.

25. Verfahren nach den Ansprüchen 1 bis 22, dadurch gekennzeichnet, daß ein digitaler oder analoger Phasencode in der Weise vorgesehen wird, indem der Phasen- bzw. Frequenzsprung, oder die analogen Werte in eine Vielzahl von Phasen- bzw. Frequenzstufen unterteilt wird.

26. Verfahren nach den Ansprüchen 22 und 25, dadurch gekennzeichnet, daß die Auswertung der Halbperioden bzw. Periodendauern durch Abmessung erfolgt, wobei die Werte unmittelbar durch den Absolutwert oder mittels einer Vergleichsphase oder durch die Differenzphase ermittelt werden.

27. Verfahren nach den Ansprüchen 1 bis 26, dadurch gekennzeichnet, daß durch die Kombination der verschiedenen Codierungen höherwertige Codierungen gebildet werden.

28. Verfahren für die Codierung und Übertragung von Information insbesondere von Vorlagen und Bildern und für das Fernsehen, dadurch gekennzeichnet, daß ein Codeelement oder mehrere Codeelemente von 2 oder mehreren Zeilen (Fig. 93, 99) oder Kanälen (Fig. 101, 102) zu einem Codewort zusammengefaßt werden, unabhängig davon, ob eine Punkt für Punkt, oder eine Lauflängenzusammenfassung oder eine zweidimensionale Zusammenfassung oder ähnliche Verfahren vorliegen und/oder ob ein Zifferncode ein, 2- oder mehrstellig vorgesehen ist.

29. Verfahren für die Codierung von Vorlagen und Bildern mit eindimensionaler Lauflängencodierung, vorzugsweise nach dem MHC-Verfahren, dadurch gekennzeichnet, daß die Codewörter von weiß und schwarz und ggf. grau und des EOL 2er oder mehrerer Zeilen parallel geordnet (Fig. 99, 1, 2, 3, 4) und zu einem neuen Codewort zusammengefaßt werden, wobei bedarfsweise zur Herstellung einer gleichen Codeelementezahl für die zusammengefaßten Zeilen Füllbits vorgesehen werden.

30. Verfahren für die Codierung von Vorlagen und Bildern vorzugsweise für Telefaxgeräte, dadurch gekennzeichnet, daß die zahlenmäßig erfaßten Lauflängen für weiß und schwarz ein, zwei- oder mehrstellig ziffernweise codiert werden und daß den sonstigen Signale wie EOL eine vorbestimmte nicht belegte Zahl zugeordnet wird, jeder gleichen Ziffer für weiß und schwarz wird dabei eine andere Codekombination zugeordnet.

31. Verfahren für die Codierung von Vorlagen und Bildern, vorzugsweise für Telefaxgeräte, dadurch gekennzeichnet, daß die zahlenmäßig erfaßten Lauflängen für weiß und schwarz, in ununterbrochener Folge von weißen Lauflängen und schwarzen Lauflängen gesendet werden, wobei ein Kennzeichen für den Wechsel auf schwarz vorgesehen ist, die Zahl der Stellen für die Lauflängenzahl ist dabei immer gleich, wobei insbesondere der Wechsel in einer Zeile vorgesehen ist.

32. Verfahren für die Codierung von Vorlagen und Bildern, vorzugsweise für Telefaxgeräte, dadurch gekennzeichnet, daß zur Verringerung der Codeelementenzahl der Codewörter und damit der Übertragungszeit nur eine vorbestimmte Zahl von Ziffern (z. B. 1 bis 8) und den dann nicht codierfähigen Zahlen aus den vorbestimmten Ziffern nicht belegte Zahlen zugeordnet werden.

33. Verfahren für die Codierung von farbigen Vorlagen und Bildern, insbesondere für Telefax und das Fernsehen, dadurch gekennzeichnet, daß die Farbwerte insbesondere rot und blau bzw. die Farbdifferenzsignale und das Luminanz- bzw. Y-Signal pulsamlitudenmoduliert werden, wobei die Abgriffsfrequenz für das Y-Signal ein ganzzahliges Vielfaches der Abgriffsfrequenz der Farbsignale ist, die Abgriffe der Farbsignale erfolgen dabei abwechselnd und synchron mit den Abgriffen des Y-Signals, die PAM- Pulse, werden dabei zu Treppenimpulsen so ausgebildet, daß die Farbsignale das eine Treppensignal und das Y-Signal das andere Treppensignal bilden (Fig. 104, 105, 106), jedes Treppensignal wird dabei einem Träger mit der 2- oder mehrfachen Abgriffsfrequenz des Y-Signals aufmoduliert, wobei die Träger gegeneinander um 90° phasenverschoben sind, für die Weiterverarbeitung bzw. Übertragung erfolgt dabei eine Addition beider Träger.

34. Verfahren nach Anspruch 33, dadurch gekennzeichnet, daß eine bipolare PAM bzw. Treppensignale für alle Signale vorgesehen werden.

35. Verfahren nach Anspruch 33, dadurch gekennzeichnet, daß für die Farbsignale eine bipolare PAM bzw. Treppensignal und für das Y-Signal eine unipolare PAM bzw. ein unipolares Treppensignal vorgesehen wird.

36. Verfahren nach Anspruch 33, dadurch gekennzeichnet, daß alle PAM- bzw. Treppensignale unipolar vorgesehen werden (Fig. 106).

37. Verfahren für die Codierung von farbigen Vorlagen und Bildern, insbesondere für Telefax und das Fernsehen, dadurch gekennzeichnet, daß die binär codierten Farbauszugssignale der 3 Grundfarben seriell und parallel geordnet, seriell ein-, zwei- oder mehrstellig zusammengefaßt, codemultiplex codiert werden (Fig. 101).

38. Verfahren für die Codierung von farbigen Vorlagen und Bildern, insbesondere für Telefax und das Fernsehen, dadurch gekennzeichnet, daß die binär mit verschiedenen Bits codierten Signale Y, rot und blau (Farbdifferenzsignale) parallel und seriell geordnet, bedarfsweise seriell zwei- oder mehrstellig zusammengefaßt (z. B. Fig. 102, y=3-stellig, r=3-stellig, bl=2-stellig+1×Y), codemultiplex codiert werden.

39. Verfahren für die Codierung von farbigen Vorlagen und Bildern, insbesondere für Telefax und das Fernsehen, dadurch gekennzeichnet, daß beiden Farbsignalen dieselbe Bitzahl wie dem Y-Signal zugeordnet wird, wobei die Codeelemente der Farben abwechselnd geschaltet werden (Fig. 103), für die Übertragung wird dabei die gleiche Zahl von Codeelementen der Farbsignale und des Y-Signals codemultiplex zusammengefaßt.

40. Verfahren nach den Ansprüchen 33-39, dadurch gekennzeichnet, daß 2 oder mehrere Zeilen codemultiplex zusammengefaßt werden.

41. Verfahren für die gleichzeitige Übertragung von 2 Signalen, beispielsweise die Farbsignale beim Fernsehen, über einen Kanal, dadurch gekennzeichnet, daß ein gleichzeitiger Abgriff der beiden Signale erfolgt (Fig. 68a, b), daß die PAM-Abgriffe treppenförmig ausgebildet werden, daß für jedes Signal ein Träger mit einer vielfachen Frequenz der Abgriffsfrequenz vorgesehen ist, wobei beide Träger gegeneinander um 90° phasenverschoben sind, weiterhin ist ein Vergleichsträger mit der Frequenz der Träger vorgesehen, der mit der Abgriffsfrequenz synchronisiert ist, in der Folge werden beide Träger summiert, mit der 2. oder einer folgenden Periode des Vergleichsträgers erfolgt der Phasenvergleich mit dem Summenwechselstrom, wobei in der Folge der Phasensprung codiert wird.

42. Verfahren nach Anspruch 41, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenverschiebung mit den zugeordneten Perioden (Fig. 87, Ph+KP) zu einer Halbperiodendauer und die Differenz zur Periodendauer der Abgriffsfrequenz zu einer Pausenhalbperiodendauer geformt wird (Fig. 87b, P) und daß beide als Periode übertragen werden.

43. Verfahren nach den Ansprüchen 41 und 42, dadurch gekennzeichnet, daß die Sättigung durch die Amplitudengröße des Summenwechselstromes, die auf die Amplituden der zu übertragenden Nutz- und Pausenhalbwellen übertragen wird, markiert ist.

44. Verfahren nach den Ansprüchen 22-27 und 41, dadurch gekennzeichnet, daß die Phasenverschiebung und ggf. Pausen durch eine Vielzahl von Perioden codiert werden.

45. Verfahren für die Codierung von Information auf der Basis der QAM, bei dem insbesondere die Halbwellen bzw. Perioden durch binäre bzw. duobinäre Kennzustände codiert werden, dadurch gekennzeichnet, daß die Vektorenänderung durch eine Vielzahl von Stufen erfolgt, indem in Abhängigkeit vom Code Mittel eingeschaltet werden, die durch Änderung der elektrischen Werte und zwar stufenweise, eine entsprechende stufenweise Änderung der Amplituden in der Folge bewirken (Fig. 88, n bis 1 und umgekehrt).

Verfahren für die Codierung und Übertragung von Information, insbesondere von Vorlagen und Bildern für Telefax, dadurch gekennzeichnet, daß Zeilen gleicher Wertigkeit und/oder Zeilen gleicher und/oder der nächst liegenden Längen codemultiplex zusammengefaßt und übertragen werden, wobei eine Zeilencodierung vorgesehen wird, die insbesondere gleichzeitig auch als EOL-Kennzeichen verwendet wird.